JP2000069751A - アクティブスナバ付フォワードコンバータ - Google Patents
アクティブスナバ付フォワードコンバータInfo
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- JP2000069751A JP2000069751A JP10274196A JP27419698A JP2000069751A JP 2000069751 A JP2000069751 A JP 2000069751A JP 10274196 A JP10274196 A JP 10274196A JP 27419698 A JP27419698 A JP 27419698A JP 2000069751 A JP2000069751 A JP 2000069751A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 フォワードコンバータのスナバ回路の損失を
小さくする。 【構成】 コンデンサ１とリアクトル２と補助スイッチ
素子３とからなる直列共振回路を主スイッチ素子１１に
並列に接続し、コンデンサ１とリアクトル２の接続点と
１次巻線１２の主スイッチ素子１１が接続されている端
子の反対側の端子との間に第１のダイオード４を接続
し、補助スイッチ素子３に第２のダイオード５を接続
し、パルス幅制御回路１３と補助スイッチ素子３の制御
電極の間にパルス発生回路６を接続した。
小さくする。 【構成】 コンデンサ１とリアクトル２と補助スイッチ
素子３とからなる直列共振回路を主スイッチ素子１１に
並列に接続し、コンデンサ１とリアクトル２の接続点と
１次巻線１２の主スイッチ素子１１が接続されている端
子の反対側の端子との間に第１のダイオード４を接続
し、補助スイッチ素子３に第２のダイオード５を接続
し、パルス幅制御回路１３と補助スイッチ素子３の制御
電極の間にパルス発生回路６を接続した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源に関
し、特に共振現象を利用したソフトスイッチに関する。
し、特に共振現象を利用したソフトスイッチに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、損失の少ないスナバ回路として、
ＬＣスナバ（スイッチングコンバータの基礎、コロナ出
版社）がある。図７に、それをフォワードコンバータに
応用した回路構成を示し、図８に動作波形を示す。
ＬＣスナバ（スイッチングコンバータの基礎、コロナ出
版社）がある。図７に、それをフォワードコンバータに
応用した回路構成を示し、図８に動作波形を示す。
【０００３】図７に示した回路において、スイッチ素子
１１のターンオフによって生じるサージ電圧はコンデン
サ１とダイオード４を通る電流によって吸収される。コ
ンデンサが吸収したエネルギーはスイッチ素子１１がタ
ーンオンしたときインダクタ２とダイオード５を通って
放電するが、コンデンサ１とインダクタ２によって、そ
の電流は共振電流となる。そして、ダイオード５がある
ため共振電流は一方通行の半波で終わり、コンデンサ１
には、放電前の電圧に等しい電圧が正負反転して充電さ
れる。
１１のターンオフによって生じるサージ電圧はコンデン
サ１とダイオード４を通る電流によって吸収される。コ
ンデンサが吸収したエネルギーはスイッチ素子１１がタ
ーンオンしたときインダクタ２とダイオード５を通って
放電するが、コンデンサ１とインダクタ２によって、そ
の電流は共振電流となる。そして、ダイオード５がある
ため共振電流は一方通行の半波で終わり、コンデンサ１
には、放電前の電圧に等しい電圧が正負反転して充電さ
れる。
【０００４】コンデンサ１に正負反転されて充電された
電圧は、スイッチ素子１１がターンオフしたときにスイ
ッチ素子１１両端に生じるサージ電圧を吸収する。
電圧は、スイッチ素子１１がターンオフしたときにスイ
ッチ素子１１両端に生じるサージ電圧を吸収する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】スイッチ素子１１の耐
圧を入力電圧の２倍以上に選んでおけばスイッチ素子１
１がターンオフしたときに、コンデンサ１に充電される
電圧のビーク値が入力電圧に等しい値まで許容される。
ＬＣスナバを用いる従来の回路は最大出力電流の条件で
コンデンサ１に充電される電圧が入力電圧に等しいか、
または、それ以下になるように設計されている。
圧を入力電圧の２倍以上に選んでおけばスイッチ素子１
１がターンオフしたときに、コンデンサ１に充電される
電圧のビーク値が入力電圧に等しい値まで許容される。
ＬＣスナバを用いる従来の回路は最大出力電流の条件で
コンデンサ１に充電される電圧が入力電圧に等しいか、
または、それ以下になるように設計されている。
【０００６】コンデンサ１に充電される電圧が入力電圧
に等しい状態でスイッチ素子１１がターンオンしたと
き、スイッチ素子１１に流れる電流と加わる電圧は、電
流がゼロになってから、電圧がゆっくり立ち上がるソフ
トスイッチの特性を示す。
に等しい状態でスイッチ素子１１がターンオンしたと
き、スイッチ素子１１に流れる電流と加わる電圧は、電
流がゼロになってから、電圧がゆっくり立ち上がるソフ
トスイッチの特性を示す。
【０００７】最大出力電流を下まわる出力電流のとき
は、コンデンサ１の充電々圧は入力電圧まで達すること
がなく、従って、正負反転された値も入力電圧に達しな
い。コンデンサ１の電圧が入力電圧に達していない状態
でスイッチ素子１１がターンオフしたとき、スイッチ素
子１１を流れる電流とスイッチ素子１１に加わる電圧は
図８に示したように、ターンオフ直後にスイッチ素子１
１に加わる電圧はゼロからゆっくり立ち上がるのではな
く、入力電圧とコンデンサ１の電圧の差の電圧までいっ
きに立ち上がり、そこからコンデンサ１の効果によって
ゆっくり立ち上がるので、完全なソフトスイッチにはな
らない。
は、コンデンサ１の充電々圧は入力電圧まで達すること
がなく、従って、正負反転された値も入力電圧に達しな
い。コンデンサ１の電圧が入力電圧に達していない状態
でスイッチ素子１１がターンオフしたとき、スイッチ素
子１１を流れる電流とスイッチ素子１１に加わる電圧は
図８に示したように、ターンオフ直後にスイッチ素子１
１に加わる電圧はゼロからゆっくり立ち上がるのではな
く、入力電圧とコンデンサ１の電圧の差の電圧までいっ
きに立ち上がり、そこからコンデンサ１の効果によって
ゆっくり立ち上がるので、完全なソフトスイッチにはな
らない。
【０００８】パソコン用電源を例にとると、最大負荷が
１２０Ｗの場合、大部分の時間は３０〜４０Ｗ以下の負
荷になっており、最大負荷に達することはあっても、そ
の時間は短い。従って、このようなパソコン用電源にＬ
Ｃスナバを使うとほとんどの時間スイッチ素子１１のタ
ーンオフ時の電流電圧は図８に示したような波形にな
り、ＬＣスナバの効果が生かされない。
１２０Ｗの場合、大部分の時間は３０〜４０Ｗ以下の負
荷になっており、最大負荷に達することはあっても、そ
の時間は短い。従って、このようなパソコン用電源にＬ
Ｃスナバを使うとほとんどの時間スイッチ素子１１のタ
ーンオフ時の電流電圧は図８に示したような波形にな
り、ＬＣスナバの効果が生かされない。
【０００９】本発明は、このような欠点を除去するもの
で、軽負荷から最大負荷まで、完全なソフトスイッチが
可能な回路を提供することを目的としている。
で、軽負荷から最大負荷まで、完全なソフトスイッチが
可能な回路を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上の目的を達成するた
め、請求項１記載の発明は、コンデンサとリアクトルと
補助スイッチ素子からなる直列共振回路を主スイッチ素
子に並列に接続し、コンデンサとリアクトルの接続点と
１次巻線の主スイッチ素子が接続されている端子の反対
側の端子の間に第１のダイオードを接続し、補助スイッ
チ素子に並列に第２のダイオードを接続し、補助スイッ
チ素子をコンデンサとリアクトルの共振の半周期に相当
する時間主スイッチ素子のターンオンより早くターンオ
ンさせ、主スイッチ素子がターンオンした後は共振の半
周期に相当する時間内にターンオフさせるパルス発生回
路を付加した。
め、請求項１記載の発明は、コンデンサとリアクトルと
補助スイッチ素子からなる直列共振回路を主スイッチ素
子に並列に接続し、コンデンサとリアクトルの接続点と
１次巻線の主スイッチ素子が接続されている端子の反対
側の端子の間に第１のダイオードを接続し、補助スイッ
チ素子に並列に第２のダイオードを接続し、補助スイッ
チ素子をコンデンサとリアクトルの共振の半周期に相当
する時間主スイッチ素子のターンオンより早くターンオ
ンさせ、主スイッチ素子がターンオンした後は共振の半
周期に相当する時間内にターンオフさせるパルス発生回
路を付加した。
【００１１】
【作用】補助スイッチ素子が主スイッチ素子より先にタ
ーンオンすると、入力電圧とコンデンサの電圧の差が１
次巻線とリアクトルに加わる。１次巻線は１次巻線と同
じコアに巻かれた２次巻線を介して２次側リアクトルと
カップリングしているが、２次側のリアクトルに電流が
流れていれば、この２次側のリアクトルの電流を流すフ
ライホイールダイオードがオン状態になっており、従っ
て、１次巻線側から２次側をみたとき、１次巻線の電流
がコンデンサとリアクトルによる共振電流のような小さ
い値のときは短絡状態とみることができる。従って、入
力電圧とコンデンサの電圧の差がリアクトルだけに加わ
り、この電圧を振幅とする共振がコンデンサとリアクト
ルの間に起きる。共振の半周期後にはリアクトルの電圧
は反転しているので、コンデンサのリアクトル側端子は
負の電圧になり、一方、コンデンサの主スイッチ素子側
端子は入力電圧の値になっているので、コンデンサ両端
の電圧は入力電圧より高くなる。
ーンオンすると、入力電圧とコンデンサの電圧の差が１
次巻線とリアクトルに加わる。１次巻線は１次巻線と同
じコアに巻かれた２次巻線を介して２次側リアクトルと
カップリングしているが、２次側のリアクトルに電流が
流れていれば、この２次側のリアクトルの電流を流すフ
ライホイールダイオードがオン状態になっており、従っ
て、１次巻線側から２次側をみたとき、１次巻線の電流
がコンデンサとリアクトルによる共振電流のような小さ
い値のときは短絡状態とみることができる。従って、入
力電圧とコンデンサの電圧の差がリアクトルだけに加わ
り、この電圧を振幅とする共振がコンデンサとリアクト
ルの間に起きる。共振の半周期後にはリアクトルの電圧
は反転しているので、コンデンサのリアクトル側端子は
負の電圧になり、一方、コンデンサの主スイッチ素子側
端子は入力電圧の値になっているので、コンデンサ両端
の電圧は入力電圧より高くなる。
【００１２】この状態で主スイッチ素子がターンオンす
ると、コンデンサとリアクトルの間で再び共振が生じ、
そして、補助スイッチ素子がこの共振の半周期に相当す
る時間内にターンオフするように設定されているので、
共振も第２のダイオードを流れる半周期で停止する。こ
の半波共振の間にコンデンサの電圧が反転して、その値
が入力電圧を越すところで、コンデンサの電圧上昇は止
まる。このときリアクトルには電流エネルギーが残って
いるので、そのエネルギーは補助スイッチ素子に並列接
続されている第２のダイオードと第１のダイオードを通
り入力側に回生される。
ると、コンデンサとリアクトルの間で再び共振が生じ、
そして、補助スイッチ素子がこの共振の半周期に相当す
る時間内にターンオフするように設定されているので、
共振も第２のダイオードを流れる半周期で停止する。こ
の半波共振の間にコンデンサの電圧が反転して、その値
が入力電圧を越すところで、コンデンサの電圧上昇は止
まる。このときリアクトルには電流エネルギーが残って
いるので、そのエネルギーは補助スイッチ素子に並列接
続されている第２のダイオードと第１のダイオードを通
り入力側に回生される。
【００１３】こうして、コンデンサには入力電圧に等し
い電圧が充電されるので、主スイッチ素子がターンオフ
したとき、主スイッチ素子の電圧はゼロから立ち上が
る。
い電圧が充電されるので、主スイッチ素子がターンオフ
したとき、主スイッチ素子の電圧はゼロから立ち上が
る。
【００１４】請求項２記載の発明において、補助スイッ
チ素子を主スイッチ素子より先にターンオンさせる回路
は異なるが、主スイッチ素子がターンオフする直前にコ
ンデンサ両端の電圧が入力電圧と同じ値になる動作原理
はほとんど同じである。
チ素子を主スイッチ素子より先にターンオンさせる回路
は異なるが、主スイッチ素子がターンオフする直前にコ
ンデンサ両端の電圧が入力電圧と同じ値になる動作原理
はほとんど同じである。
【００１５】
【実施例】図１は請求項１記載の発明の実施例に係るフ
ォワードコンバータを示す回路図である。図２は図１の
回路図の主要部の電圧と電流の波形を示す時間軸が一致
している波形図である。
ォワードコンバータを示す回路図である。図２は図１の
回路図の主要部の電圧と電流の波形を示す時間軸が一致
している波形図である。
【００１６】図１においてパルス発生回路６は、パルス
幅制御回路１３の出力パルスの立ち上がりよりコンデン
サ１とリアクトル２の共振の半周期に相当する時間先に
立ち上がり、パルス幅制御回路１３の出力パルスの立ち
上がり後、コンデンサ１とリアクトル２の共振の半周期
以内に立ち下がるパルスを出力する。
幅制御回路１３の出力パルスの立ち上がりよりコンデン
サ１とリアクトル２の共振の半周期に相当する時間先に
立ち上がり、パルス幅制御回路１３の出力パルスの立ち
上がり後、コンデンサ１とリアクトル２の共振の半周期
以内に立ち下がるパルスを出力する。
【００１７】従って、主スイッチ素子１１と補助スイッ
チ素子３の制御電極に加わるパルスは、各々図２の波形
（１）と波形（２）のようになる。補助スイッチ素子３
がオン状態の間にコンデンサ１にはリアクトル２を通る
共振電流が図２の波形（３）の正側の部分の形を描いて
流れ、コンデンサ１の電圧は波形（４）の正側の部分の
形を描いて上昇して直流電源１４の電圧より高くなる。
チ素子３の制御電極に加わるパルスは、各々図２の波形
（１）と波形（２）のようになる。補助スイッチ素子３
がオン状態の間にコンデンサ１にはリアクトル２を通る
共振電流が図２の波形（３）の正側の部分の形を描いて
流れ、コンデンサ１の電圧は波形（４）の正側の部分の
形を描いて上昇して直流電源１４の電圧より高くなる。
【００１８】次に主スイッチ素子１１がオン状態になる
と、コンデンサ１にはリアクトル２と第２のダイオード
５を通る共振電流が波形（３）の負側の部分の形を描い
て流れ、コンデンサ１の電圧は波形（４）の負側の部分
の形を描いて直流電源１４の電圧に等しい値に達する。
このとき、リアクトル２には電流エネルギーが残ってい
るので、そのエネルギーは第２のダイオード５と第１の
ダイオード４を通り直流電源１４に回生される。
と、コンデンサ１にはリアクトル２と第２のダイオード
５を通る共振電流が波形（３）の負側の部分の形を描い
て流れ、コンデンサ１の電圧は波形（４）の負側の部分
の形を描いて直流電源１４の電圧に等しい値に達する。
このとき、リアクトル２には電流エネルギーが残ってい
るので、そのエネルギーは第２のダイオード５と第１の
ダイオード４を通り直流電源１４に回生される。
【００１９】リアクトル２のエネルギーが直流電源１４
に回生され終わる前に補助スイッチ素子３はオフ状態に
なるので、コンデンサ１の電圧の値は保持され、主スイ
ッチ素子１１がターンオフするとき、主スイッチ素子１
１両端の電圧は波形（５）のようにゼロからゆっくり立
ち上がる。
に回生され終わる前に補助スイッチ素子３はオフ状態に
なるので、コンデンサ１の電圧の値は保持され、主スイ
ッチ素子１１がターンオフするとき、主スイッチ素子１
１両端の電圧は波形（５）のようにゼロからゆっくり立
ち上がる。
【００２０】図３は請求項１記載の発明の別の実施例に
係るフォワードコンバータを示す回路図である。図１に
示したパルス発生回路６を論理回路で組んだ例である。
図４は図３の論理回路の各部の波形を示した時間軸が一
致している波形図である。
係るフォワードコンバータを示す回路図である。図１に
示したパルス発生回路６を論理回路で組んだ例である。
図４は図３の論理回路の各部の波形を示した時間軸が一
致している波形図である。
【００２１】図３において、インバータ６１とシュミッ
トインバータ６２とダイオード６４とコンデンサ６５と
抵抗６６と直流電源６７はパルスストレッチャーと呼ば
れる回路で、図４に示したようにパルス幅制御回路１３
の出力パルスの波形（１）に対して、波形（２）のよう
なパルスを出力する。そして、パルス幅制御回路１３の
パルス出力の波形（１）と波形（２）をＮＯＲ回路６３
を介して出力することにより、波形（３）のようなパル
ス幅制御回路１３の出力パルスに先行するパルスを作る
ことができる。
トインバータ６２とダイオード６４とコンデンサ６５と
抵抗６６と直流電源６７はパルスストレッチャーと呼ば
れる回路で、図４に示したようにパルス幅制御回路１３
の出力パルスの波形（１）に対して、波形（２）のよう
なパルスを出力する。そして、パルス幅制御回路１３の
パルス出力の波形（１）と波形（２）をＮＯＲ回路６３
を介して出力することにより、波形（３）のようなパル
ス幅制御回路１３の出力パルスに先行するパルスを作る
ことができる。
【００２２】図５は請求項２記載の発明の実施例に係る
フォワードコンバータを示す回路図である。図６は図５
の回路の主要部の電圧と電流の波形を示す時間軸が一致
している波形図である。
フォワードコンバータを示す回路図である。図６は図５
の回路の主要部の電圧と電流の波形を示す時間軸が一致
している波形図である。
【００２３】図５において、パルス幅制御回路１３の出
力パルスの立ち上がり部分に対して、可飽和インダクタ
７３が高いインピーダンスを有しているため、パルスは
ＰＮＰトランジスタ７１のエミッタからベースを通り、
抵抗７２を通り、主スイッチ素子１１の制御電極に加わ
る。また、ＰＮＰトランジスタ７１にベース電流が流れ
ることによって、この出力パルスはＰＮＰトランジスタ
７１のコレクタを通り、補助スイッチ素子３の制御電極
に加わる。
力パルスの立ち上がり部分に対して、可飽和インダクタ
７３が高いインピーダンスを有しているため、パルスは
ＰＮＰトランジスタ７１のエミッタからベースを通り、
抵抗７２を通り、主スイッチ素子１１の制御電極に加わ
る。また、ＰＮＰトランジスタ７１にベース電流が流れ
ることによって、この出力パルスはＰＮＰトランジスタ
７１のコレクタを通り、補助スイッチ素子３の制御電極
に加わる。
【００２４】ＰＮＰトランジスタ７１のコレクタを通る
電流が数十倍大きいため、補助スイッチ素子３が主スイ
ッチ素子１１より先にオン状態に入る。
電流が数十倍大きいため、補助スイッチ素子３が主スイ
ッチ素子１１より先にオン状態に入る。
【００２５】一方、可飽和インダクタ７３はパルス幅制
御回路１３の出力パルスに対して、立ち上がりから所定
時間の間、高いインピーダンスを有しているがやがて飽
和し、出力パルスは直接主スイッチ素子１１の制御電極
に加わり、主スイッチ素子１１がオン状態になる。可飽
和インダクタ７３の飽和によって可飽和インダクタ７３
が短絡状態になるので、ＰＮＰトランジスタ７１はベー
ス電流がゼロになり遮断し、補助スイッチ素子３はター
ンオフする。
御回路１３の出力パルスに対して、立ち上がりから所定
時間の間、高いインピーダンスを有しているがやがて飽
和し、出力パルスは直接主スイッチ素子１１の制御電極
に加わり、主スイッチ素子１１がオン状態になる。可飽
和インダクタ７３の飽和によって可飽和インダクタ７３
が短絡状態になるので、ＰＮＰトランジスタ７１はベー
ス電流がゼロになり遮断し、補助スイッチ素子３はター
ンオフする。
【００２６】図６の波形図に示したように、補助スイッ
チ素子３がオン状態になると、コンデンサ１の電圧は波
形（５）の正側の部分の形を描いて上昇し、主スイッチ
素子１１がオン状態になると波形（５）の負側の部分の
形を描いて下降して、直流電源１４の電圧に等しくな
る。従って、主スイッチ素子１１がターンオフしたと
き、主スイッチ素子１１両端の電圧はゼロから立ち上が
りソフトスイッチとなる。
チ素子３がオン状態になると、コンデンサ１の電圧は波
形（５）の正側の部分の形を描いて上昇し、主スイッチ
素子１１がオン状態になると波形（５）の負側の部分の
形を描いて下降して、直流電源１４の電圧に等しくな
る。従って、主スイッチ素子１１がターンオフしたと
き、主スイッチ素子１１両端の電圧はゼロから立ち上が
りソフトスイッチとなる。
【００２７】請求項１及び請求項２記載の発明におい
て、補助スイッチ素子３にＭＯＳＦＥＴを応用し、かつ
そのＭＯＳＦＥＴのボディダイオードが第２のダイオー
ド５の働きを兼ねることができるとき、第２のダイオー
ド５を省略することができる。
て、補助スイッチ素子３にＭＯＳＦＥＴを応用し、かつ
そのＭＯＳＦＥＴのボディダイオードが第２のダイオー
ド５の働きを兼ねることができるとき、第２のダイオー
ド５を省略することができる。
【００２８】
【発明の効果】フォワードコンバータの出力電流のほぼ
全範囲で、主スイッチ素子のターンオフがソフトスイッ
チになるので、軽負荷時の電力損失が大幅に改善され
る。パソコンのように一日の大部分の時間を待機状態
か、または、最大出力の３０％程しか使わない電源の省
エネ効果に期待される。
全範囲で、主スイッチ素子のターンオフがソフトスイッ
チになるので、軽負荷時の電力損失が大幅に改善され
る。パソコンのように一日の大部分の時間を待機状態
か、または、最大出力の３０％程しか使わない電源の省
エネ効果に期待される。
【図１】請求項１記載の発明の実施例に係るフォワード
コンバータを示す回路図である。
コンバータを示す回路図である。
【図２】図１の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図
である。
である。
【図３】請求項１記載の発明の別の実施例に係るフォワ
ードコンバータを示す回路図である。
ードコンバータを示す回路図である。
【図４】図３の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図
である。
である。
【図５】請求項２記載の発明の実施例に係るフォワード
コンバータを示す回路図である。
コンバータを示す回路図である。
【図６】図５の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図
である。
である。
【図７】従来方式の一例を示す回路図である。
【図８】従来方式の波形図である。
１ コンデンサ ２ リアクトル ３ 補助スイッチ素子 ４ 第１のダイオード ５ 第２のダイオード ６ パルス発生回路 １１ 主スイッチ素子 １２ １次巻線 １３ パルス幅制御回路 １４ 直流電源 １５ ２次巻線 １６、１７ ダイオード １８ リアクトル １９ コンデンサ ２０ 負荷回路 ６１ インバータ ６２ シュミットインバータ ６３ ＮＯＲ回路 ６４ ダイオード ６５ コンデンサ ６６ 抵抗 ６７ 直流電源 ７１ ＰＮＰトランジスタ ７２ 抵抗 ７３ 可飽和インダクタ ７４ ダイオード ７５ 抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 トランスの１次巻線と前記１次巻線に直
列に接続された主スイッチ素子と前記主スイッチ素子の
オン期間を制御するパルス幅制御回路を備えたフォワー
ドコンバータにおいて、コンデンサとリアクトルと補助
スイッチ素子からなる直列回路を前記主スイッチ素子に
並列に接続し、前記コンデンサと前記リアクトルの接続
点と前記１次巻線の前記主スイッチ素子が接続されてい
る端子の反対側の端子との間に第１のダイオードを接続
し、前記補助スイッチ素子に並列に第２のダイオードを
接続し、前記パルス幅制御回路の出力パルスの立ち上が
る時刻より前記コンデンサと前記リアクトルの共振の半
周期に相当する時間先に立ち上がり、かつ前記パルス幅
制御回路の出力パルスの立ち上がる時刻より前記コンデ
ンサと前記リアクトルの共振の半周期に相当する時間内
に立ち下がるパルスを出力するパルス発生回路を前記パ
ルス幅制御回路と前記補助スイッチ素子の制御電極の間
に接続し、これによって主スイッチ素子のターンオフに
おけるスイッチングをソフトスイッチング化することを
特徴とするアクティブスナバ付フォワードコンバータ。 - 【請求項２】 トランスの１次巻線と前記１次巻線に直
列に接続された主スイッチ素子と前記主スイッチ素子の
オン期間を制御するパルス幅制御回路を備えたフォワー
ドコンバータにおいて、コンデンサとリアクトルと補助
スイッチ素子からなる直列回路を前記主スイッチ素子に
並列に接続し、前記コンデンサと前記リアクトルの接続
点と前記１次巻線の前記主スイッチ素子が接続されてい
る端子の反対側の端子との間に第１のダイオードを接続
し、前記補助スイッチ素子に並列に第２のダイオードを
接続し、前記パルス幅制御回路の出力パルスを前記コン
デンサと前記リアクトルの共振の半周期に相当する時間
遅らせる遅延回路を前記パルス幅制御回路と前記主スイ
ッチ素子の制御電極の間に挿入し、前記パルス幅制御回
路の出力パルスを立ち上がり時刻より前記コンデンサと
前記リアクトルの共振の半周期から１周期に相当する時
間通過させるパルス幅制限回路を前記パルス幅制御回路
と前記補助スイッチ素子の制御電極の間に接続し、これ
によって主スイッチ素子のターンオフにおけるスイッチ
ングをソフトスイッチ化することを特徴とするアクティ
ブスナバ付フォワードコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27419698A JP4182306B2 (ja) | 1998-08-21 | 1998-08-21 | アクティブスナバ付フォワードコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP2007151374A (ja) * | 2005-11-28 | 2007-06-14 | Ohira Denshi Kk | フォワードコンバータ |
| JP2009261049A (ja) * | 2008-04-14 | 2009-11-05 | Asti Corp | スイッチング電源装置 |
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