JP2007151374A

JP2007151374A - フォワードコンバータ

Info

Publication number: JP2007151374A
Application number: JP2005373274A
Authority: JP
Inventors: Morio Sato; 守男佐藤
Original assignee: Ohira Electronics Co Ltd
Current assignee: Ohira Electronics Co Ltd
Priority date: 2005-11-28
Filing date: 2005-11-28
Publication date: 2007-06-14
Anticipated expiration: 2025-11-28
Also published as: JP4858815B2

Abstract

【課題】ターンオンノイズとターンオンロスを同時に改善する。
【解決手段】フォワードコンバータのターンオンノイズはターンオンの瞬間にスイッチ素子を大きな電流が流れ、かつ、その時間当たりの変化率が大きいためであるが、ターンオンノイズを改善するためにスイッチ素子の制御電極の立ち上がりを遅くするとターンオンロスが増える。そこでターンオンロスを増やすことなくターンオンノイズを改善する手段であり、スイッチ素子の制御電極と発振制御回路の間に直列に第１の可飽和インダクタを挿入し、第１の可飽和インダクタに並列にダイオードを接続し、２次巻線と整流平滑回路の間に直列に第２の可飽和インダクタを挿入した。
【選択図】図１

Description

本発明はスイッチング電源に関し、特にソフトスイッチに関する。

スイッチング電源は電流のオンオフを繰り返し、繰り返しの周期に対するオン期間の割合を加減することによって安定した電圧を作り出している。電流をオンオフする際にトランスの巻線と配線に生じる急激な電流の変化がノイズを生み出している。
電流をオンする際のノイズはターンオンノイズと呼ばれているが、スイッチ素子がＭＯＳＦＥＴの場合はゲートノイズとも呼ばれている。このノイズは電流をゼロから瞬時にある値まで立ち上げる際に生じる。
フォワードコンバータの場合はスイッチ素子がターンオンすると同時に２次側のリアクトルに残っている励磁エネルギに比例した電流が流れるので、ゲートを瞬時に充電する必要がある。ゲートの充電が遅れるとスイッチ素子両端の電圧が十分に下がり切らないうちに電流が流れるので電力損失を生じる。
このロスはターンオンロスと呼ばれているが、ターンオンノイズとは二律背反の関係にある。すなわち、ターンオンロスを改善するためにゲートを充電するスピードを上げるとターンオンノイズが大きくなり、ターンオンノイズを改善するためにゲートを充電するスピードを下げるとターンオンロスが増える。
ノイズは法律や公的機関が定める規格によって所定の値をクリアしなければならないため、ターンオンロスが多少増えるがノイズを下げることが優先されている。従来のターンオンノイズを下げる方法として図４と図５を示した方法がとられている。
図４において発振制御回路５００とスイッチ素子１００の間に２つの抵抗１０１と１０２の直列回路が接続され、抵抗１０１に並列にダイオード１０３が接続されている。ダイオード１０３はカソードが発振制御回路側に向いている。
スイッチ素子１００をターンオンする信号は２つの抵抗を流れるが、スイッチ素子１００をターンオフする信号は抵抗１０２とダイオード１０３を流れる。
例えば、抵抗１０１を１００Ωに、抵抗１０２を１０Ωに選べば、ターンオンとターンオフの際の電流に約１０倍の違いが生じ、ターンオンの際のスイッチ素子１００の制御電極の電圧の立ち上がりは約１０倍遅れる。
図５において、発振制御回路５００の出力段はトランジスタ５０１とトランジスタ５０２から構成されていて、トランジスタ５０１は補助電源２００からスイッチ素子１００の制御電極を充電するハイサイドスイッチの役割をし、トランジスタ５０２は制御電極を放電させるローサイドスイッチの役割をしている。抵抗１０１はターンオンさせる信号の電流の制限を行い、抵抗１０２はターンオフさせる信号の電流の制限を行っているので、抵抗１０１の値を適当に選ぶことによってスイッチ素子の制御電極の立ち上がりを任意に遅らせることができ、その値は制御電極の放電のスピードに影響を与えない。
図４と図５に示した従来の方式は抵抗１０１の値によってスイッチ素子１００の制御電極の電圧の立ち上がりを遅らせることができるが、その値を大きくしすぎると、制御電極の電圧が十分上がりきる前にスイッチング電流がスイッチ素子を流れ、オン期間にスイッチ素子両端の電圧が十分低くないために生じるロスが大きくなる。

ターンオンノイズは、スイッチ素子がオフ状態からオン状態になった瞬間に流れる電流の時間当たりの変化率に比例するので、その変化率を制御することで改善することができる。
従来の方式は、発振制御回路とスイッチ素子の制御電極の間に電流制限用の抵抗を挿入することによって、制御電極の電圧の上昇の傾きをゆるくして、スイッチ素子を流れる電流の時間当たりの変化率を抑えている。
しかし、その抵抗は、スイッチ素子が完全なオン状態に移るスピードを落とすことになるので、ターンオンロスが増えることになる。

そこで、本発明はターンオンノイズとターンオンロスのいずれか一方を犠牲にする従来の方法ではなく、ターンオンノイズとターンオンロスの両方を同時に解決する手段を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、１次巻線とスイッチ素子からなる直列回路と２次巻線と２次巻線から直流電圧を作る整流平滑回路とスイッチ素子のオンオフを制御する発振制御回路と発振制御回路に電力の供給を行う補助電源を備えたフォワードコンバータにおいて、スイッチ素子の制御電極と発振制御回路の間に第１の可飽和インダクタを直列に挿入し、第１の可飽和インダクタに並列にダイオードを接続し、２次巻線と整流平滑回路の間に第２の可飽和インダクタを直列に挿入した。
請求項２記載の発明は、１次巻線とスイッチ素子からなる直列回路と２次巻線と２次巻線から直流電圧を作る整流平滑回路とスイッチ素子のオンオフを制御する発振制御回路と発振制御回路に電力の供給を行う補助電源を備えたフォワードコンバータにおいて、スイッチ素子の制御電極と発振制御回路の間に第１の可飽和インダクタを直列に挿入し、第１の可飽和インダクタの発振制御回路側の端子にベースを第１の可飽和インダクタのスイッチ素子の制御電極側の端子にエミッタを、スイッチ素子の１次巻線に接続されている電極と反対側の電極にコレクタを各々接続したトランジスタを付加し、２次巻線と整流平滑回路の間に第２の可飽和インダクタを直列に挿入した。
また、請求項３記載の発明は、１次巻線とスイッチ素子からなる直列回路と２次巻線と２次巻線から直流電圧を作る整流平滑回路とスイッチ素子のオンオフを制御する発振制御回路と発振制御回路に電力の供給を行う補助電源を備えたフォワードコンバータにおいて、発振制御回路はスイッチ素子の制御電極を充電するハイサイドスイッチと放電するローサイドスイッチを備えていて、補助電源とハイサイドスイッチの間に直列に第１の可飽和インダクタを挿入し、２次巻線と整流平滑回路の間に第２の可飽和インダクタを挿入した。

発振制御回路がスイッチ素子をターンオンする信号を出力すると、スイッチ素子の制御電極の電圧は第１の可飽和インダクタが飽和するまでの間はゆっくりと立ち上がる。その間、第２の可飽和インダクタは整流平滑回路を構成するリアクトルの励磁エネルギによる電流が２次巻線に流れるのを遅らせているので、スイッチ素子に大きい電流は流れず、ターンオンロスは小さくなる。
そして、第１の可飽和インダクタが飽和してスイッチ素子の制御電極の電圧が上がり切ってスイッチ素子がオン状態になった後で、第２の可飽和インダクタが飽和するように２つの可飽和インダクタを選んでおくと、リアクトルの励磁エネルギが２次巻線を流れ始めるときの電流がゆるい立ち上がりとなるため、１次巻線とスイッチ素子を流れる電流の傾きもゆるくなりターンオンノイズは小さくなる。
スイッチ素子の制御電極の電圧の立ち上がりのスピードを抵抗で制限すると、電圧の上昇は指数関数に従い、最初に最も大きい傾きで立ち上がり徐々に小さくなるのでターンオンのスピードを遅くする抵抗はターンオン後の制御電極の電圧の上昇も遅くする。スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを応用する場合は、ゲート電圧が３〜５Ｖでターンオンするが、スイッチ素子のオン抵抗はゲート電圧が１０Ｖ近くで最小に近づく。そのために、ターンオンの後もゲート電圧を１０〜１５Ｖまで上げるが、抵抗が大きい場合は１０Ｖに達するまでの時間も長くなり、その間のロスが発生する。このロスはＭＯＳＦＥＴのオン抵抗によって生じるロスでオンロスと呼ばれている。
一方、制御電極の電圧の立ち上がりを可飽和インダクタで制限すると、電圧の上昇の傾きは最初がゼロに近く、徐々に大きくなって飽和したときに最大になる。スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを使う場合は、ターンオンの直後に可飽和インダクタが飽和するように選んでおくことで最適な制御が得られ、オンロスを最小限にとどめることができる。

請求項１記載の発明において、発振制御回路からスイッチ素子の制御電極に送られるターンオン信号は直列に挿入されている第１の可飽和インダクタによって共振を起こす。この共振は第１の可飽和インダクタの飽和する前のインダクタンスと制御電極の容量によって起き、制御電極の電圧は三角関数の波形を描いて立ち上がる。スイッチ素子をオフ状態からオン状態に変える制御電極の電圧をしきい値と呼んでいるが、しきい値の前後ではオン状態ではなく、制御電極の電圧によって電流が制御される状態が存在する。スイッチ素子の電流が制御電極の電圧の値で変化する不完全なオン状態の遷移期間はスイッチ素子両端には電圧が加わり、スイッチ素子には電流が流れる。
第１の可飽和インダクタによって制御電極の電圧の立ち上がりが遅れるので遷移期間は長くなるが、２次側のリアクトルの励磁エネルギの放出に伴う急峻な電流の立ち上がりは２次巻線と整流平滑回路の間に直列に挿入されている第２の可飽和インダクタによって抑えられ、遷移期間のスイッチ素子の電流は１次巻線を流れ始める励磁電流だけになる。フォワードコンバータの１次巻線の励磁電流は小さいので遷移期間のロスは小さい。
そして、第１の可飽和インダクタによって遷移期間が長くなることと、第２の可飽和インダクタによって急峻な電流の立ち上がりが抑えられることによってスイッチ素子を流れる電流の変化率が小さくなりターンオンノイズが改善される。すなわち、ターンオンロスとターンオンノイズの背反関係にある２つを同時に解決することができる。
第１の可飽和インダクタに並列に接続されているダイオードは、第１の可飽和インダクタがスイッチ素子のターンオフの際に遅延を起こさないようにするために入れられている。
請求項２記載の発明において、第１の可飽和インダクタがスイッチ素子のターンオンを遅らせる点において請求項１記載の発明と同じである。ターンオフにおいて、第１の可飽和インダクタに加わる電圧を利用してトランジスタをオン状態にしてスイッチ素子の制御電極の電荷をトランジスタに速く吸い込ませることができる。
請求項３記載の発明において、発振制御回路のスイッチ素子の制御電極を充電する役割を負っているハイサイドスイッチと補助電源の間に直列に挿入されている第１の可飽和インダクタはスイッチ素子のターンオンのみを遅延させるので請求項１記載のダイオードや請求項２記載のトランジスタは要らない。
請求項１から請求項３に記載されている第１及び第２の可飽和インダクタは所定の電流で飽和するが飽和するまでは高いインダクタンスを持っている。そのため電圧を加えても電流はゆっくり上昇し、所定の電流に達するまでに時間を要する。加える電圧と飽和するまでの時間の積は電圧時間積と呼ばれ可飽和インダクタの特性を示す項目の１つになっている。第１の可飽和インダクタと第２の可飽和インダクタの各々の電圧時間積を適当に選ぶことによって、スイッチ素子をターンオンさせた後でスイッチ素子に電流を流すことができる。
第１の可飽和インダクタも第２の可飽和インダクタも通常のインダクタではなく、可飽和インダクタでなければならない。その理由は、通常のインダクタが発振制御回路とスイッチ素子の制御電極の間に直列に挿入されていると、インダクタと制御電極の容量成分の間で起きた共振が止まらないため、制御電極の電圧が振動して不安定になるからである。可飽和インダクタであれば、共振の立ち上がりの途中で飽和するように所定の電圧時間積を選ぶことができる。
また、２次巻線と整流回路の間に通常のインダクタを直列に挿入すると、そのインダクタはトランスの１次巻線と２次巻線のリーケージ成分そのものと同じ働きをし、カップリングを阻害し、効率を悪くする。可飽和インダクタであればターンオンの遷移期間だけインダクタンス成分をもって、完全にオン状態になったところで飽和してショート状態に近くなるように所定の電圧時間積を選ぶことができる。

図１は請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において、スイッチ素子２がターンオンした直後は１次巻線１ａには直流電源１０の電圧が加わり、２次巻線１ｂには巻数に比例した電圧が生じる。一般的なフォワードコンバータであれば、リアクトル３ｃの電流が２次巻線１ｂに流れ、１次巻線１ａには巻数に反比例した電流が流れるが、第２の可飽和インダクタ８が飽和するまでは電流が流れない。
すなわち、スイッチ素子２がターンオンして、かつ、第２の可飽和インダクタ８が飽和してからスイッチ素子２に電流が流れる。
発振制御回路４からスイッチ素子２の制御電極を充電する電流は第１の可飽和インダクタ６によって遅れるのでスイッチ素子２のオフ状態からオン状態への遷移期間は一般的なフォワードコンバータより長くなるが、その間、電流は第２の可飽和インダクタ８によって制限される。スイッチ素子２が持っている容量成分に蓄えられている電荷もゆっくり放電するが、それもターンオンノイズを改善する効果をもたらしている。
図２は請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において第１の可飽和インダクタ６と第２の可飽和インダクタ８の働き方は図１のそれと同じである。トランジスタ９は発振制御回路４からスイッチ素子２の制御電極に対して充電する電流が流れるときは働かないが、逆に制御電極を放電する電流が流れるときに、可飽和インダクタが飽和するまでトランジスタのエミッタからベースに電流が流れ、トランジスタがオン状態になるので放電電流の大部分はトランジスタのエミッタからコレクタに向かって流れターンオフのスピードが速くなる。
図３は請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において第１の可飽和インダクタ６と第２の可飽和インダクタ８の働きは図１のそれと同じである。発振制御回路４の出力段の２つのトランジスタは交互にオンオフしていて、トランジスタ４ａはスイッチ素子２の制御電極を充電させるときにオンし、トランジスタ４ｂは放電させるときにオンする。トランジスタ４ａのコレクタ側に第１の可飽和インダクタ６を直列に挿入し充電するスピードを遅くしている。

周波数固定の他励式フォワードコンバータはデスクトップパソコンの電源を始め、３．３Ｖ及び５Ｖを出力電圧としてもつ多くの電源に応用されているので、それらの電源に応用できる。従来の回路に追加する部品が２つの可飽和インダクタであるにもかかわらず、ノイズ対策が容易になって開発期間が短縮されるので経済効果が大きい。

請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。従来方式の１例を示す回路図である。従来方式の１例を示す回路図である。

符号の説明

１トランス
１ａ１次巻線
１ｂ２次巻線
２スイッチ素子
３整流平滑回路
３ａ、３ｂダイオード
３ｃリアクトル
４発振制御回路
４ａ、４ｂトランジスタ
５補助電源
６第１の可飽和インダクタ
７ダイオード
８第２の可飽和インダクタ
９トランジスタ
１０直流電源
１１負荷
１００スイッチ素子
１０１、１０２抵抗
１０３ダイオード
２００補助電源
５００発振制御回路
５０１、５０２トランジスタ

Claims

トランスの１次巻線とスイッチ素子からなる直列回路と前記１次巻線に電磁的に結合した２次巻線と前記２次巻線に生じる電圧から直流電圧を作る整流平滑回路と前記直流電圧を一定に保つために前記スイッチ素子のオンオフを制御する発振制御回路と前記発振制御回路に電力の供給を行う補助電源を備えたフォワードコンバータにおいて、前記スイッチ素子の制御電極と前記発振制御回路の間に第１の可飽和インダクタを直列に挿入し、前記第１の可飽和インダクタに並列にダイオードを接続し、前記２次巻線と前記整流平滑回路の間に第２の可飽和インダクタを直列に挿入したことを特徴とするフォワードコンバータ。
トランスの１次巻線とスイッチ素子からなる直列回路と前記１次巻線に電磁的に結合した２次巻線と前記２次巻線に生じる電圧から直流電圧を作る整流平滑回路と前記直流電圧を一定に保つために前記スイッチ素子のオンオフを制御する発振制御回路と前記発振制御回路に電力の供給を行う補助電源を備えたフォワードコンバータにおいて、前記スイッチ素子の制御電極と前記発振制御回路の間に第１の可飽和インダクタを直列に挿入し、前記第１の可飽和インダクタの前記発振制御回路側の端子にそのベースが前記第１の可飽和インダクタの前記スイッチ素子の制御電極側の端子にそのエミッタが前記スイッチ素子の前記１次巻線に接続されている電極と反対側の電極にそのコレクタが各々接続されたトランジスタを付加し、前記２次巻線と前記整流平滑回路の間に第２の可飽和インダクタを直列に挿入したことを特徴とするフォワードコンバータ。
トランスの１次巻線とスイッチ素子からなる直列回路と前記１次巻線に電磁的に結合した２次巻線と前記２次巻線に生じる電圧から直流電圧を作る整流平滑回路と前記直流電圧を一定に保つために前記スイッチ素子のオンオフを制御する発振制御回路と前記発振制御回路に電力の供給を行う補助電源を備えたフォワードコンバータにおいて、前記発振制御回路は前記補助電源が前記スイッチ素子の制御電極に供給する電流のオンオフを行うハイサイドスイッチと前記スイッチ素子の制御電極の放電を行うローサイドスイッチを備えており、前記補助電源と前記ハイサイドスイッチの間に直列に第１の可飽和インダクタを挿入し、前記２次巻線と前記整流平滑回路の間に第２の可飽和インダクタを直列に挿入したことを特徴とするフォワードコンバータ。