JPH09163731A - Ｍｏｓｆｅｔ同期整流器 - Google Patents
Ｍｏｓｆｅｔ同期整流器Info
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- JPH09163731A JPH09163731A JP34577495A JP34577495A JPH09163731A JP H09163731 A JPH09163731 A JP H09163731A JP 34577495 A JP34577495 A JP 34577495A JP 34577495 A JP34577495 A JP 34577495A JP H09163731 A JPH09163731 A JP H09163731A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 メインスイッチのＭＯＳＦＥＴと同期する二
次側のＭＯＳＦＥＴによるエネルギー損失の低減化とタ
ーンオン期間の短縮化を図る。 【解決手段】 トランスＴ1 の一次側にメインスイッチ
のＭＯＳＦＥＴＱ1 を設け、トランスＴ1 の二次側には
二次コイル９に対して直列に第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 を
設け、この二次コイル９とＭＯＳＦＥＴＱ2 との直列回
路に第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 を並列に設け、出力端３，
４間に出力コンデンサＣ2 、出力コンデンサＣ2 の高圧
端とＭＯＳＦＥＴＱ3 のソース側間にチョークコイルＬ
1 を設ける。ＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間に
ＭＯＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオード（ＢＤ）よりも
順方向電圧が小さくて逆回復時間が短いダイオードＤ1
を、ＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレイン・ソース間にＭＯＳＦ
ＥＴＱ3 のＢＤよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間
が短いダイオードＤ2 を設ける。
次側のＭＯＳＦＥＴによるエネルギー損失の低減化とタ
ーンオン期間の短縮化を図る。 【解決手段】 トランスＴ1 の一次側にメインスイッチ
のＭＯＳＦＥＴＱ1 を設け、トランスＴ1 の二次側には
二次コイル９に対して直列に第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 を
設け、この二次コイル９とＭＯＳＦＥＴＱ2 との直列回
路に第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 を並列に設け、出力端３，
４間に出力コンデンサＣ2 、出力コンデンサＣ2 の高圧
端とＭＯＳＦＥＴＱ3 のソース側間にチョークコイルＬ
1 を設ける。ＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間に
ＭＯＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオード（ＢＤ）よりも
順方向電圧が小さくて逆回復時間が短いダイオードＤ1
を、ＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレイン・ソース間にＭＯＳＦ
ＥＴＱ3 のＢＤよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間
が短いダイオードＤ2 を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばスイッチン
グ電源等に設けられるＤＣ−ＤＣコンバータ等に用いら
れるＭＯＳＦＥＴ同期整流器に関するものである。
グ電源等に設けられるＤＣ−ＤＣコンバータ等に用いら
れるＭＯＳＦＥＴ同期整流器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源にフォワードタイプの
コンバータが広く使用されており、その一例として、図
４に示す回路構成のＭＯＳＦＥＴ同期整流器が用いられ
ている。同図に示すように、このＭＯＳＦＥＴ同期整流
器は、コア５と一次コイル８と二次コイル９とを有する
トランスＴ1 を備えており、このトランスＴ1 の一次側
の回路10を駆動回路とし、二次側の回路11を出力回路と
している。一次側の回路10側には入力端１，２を介して
回路動作を行う電源を接続し、スイッチング動作を行う
メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 をトランスＴ1 の一
次コイル８の巻き終り側に設けており、また、一次コイ
ル８と並列に共振コンデンサＣ1 を接続している。
コンバータが広く使用されており、その一例として、図
４に示す回路構成のＭＯＳＦＥＴ同期整流器が用いられ
ている。同図に示すように、このＭＯＳＦＥＴ同期整流
器は、コア５と一次コイル８と二次コイル９とを有する
トランスＴ1 を備えており、このトランスＴ1 の一次側
の回路10を駆動回路とし、二次側の回路11を出力回路と
している。一次側の回路10側には入力端１，２を介して
回路動作を行う電源を接続し、スイッチング動作を行う
メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 をトランスＴ1 の一
次コイル８の巻き終り側に設けており、また、一次コイ
ル８と並列に共振コンデンサＣ1 を接続している。
【０００３】トランスＴ1 の二次側にはトランスＴ1 の
二次コイル９に対して第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 が直列に
接続されており、このトランスＴ1 の二次コイル９と第
２のＭＯＳＦＥＴＱ2 との直列回路に、第３のＭＯＳＦ
ＥＴＱ3 がソース側を二次コイル９の高圧端側にして並
列に設けられている。トランスＴ1 の出力端３，４間に
は出力コンデンサＣ2 が設けられ、前記第３のＭＯＳＦ
ＥＴＱ3 のソース側と出力コンデンサＣ2 の高圧端との
間にはチョークコイルＬ1 が設けられている。高圧側の
出力端３と前記ＭＯＳＦＥＴＱ1 のゲートとの間には制
御回路６が接続されており、この制御回路６により、Ｍ
ＯＳＦＥＴ同期整流器の出力電圧が安定するようなＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 のスイッチ制御信号を作り出し、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1を制御するようになっている。
二次コイル９に対して第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 が直列に
接続されており、このトランスＴ1 の二次コイル９と第
２のＭＯＳＦＥＴＱ2 との直列回路に、第３のＭＯＳＦ
ＥＴＱ3 がソース側を二次コイル９の高圧端側にして並
列に設けられている。トランスＴ1 の出力端３，４間に
は出力コンデンサＣ2 が設けられ、前記第３のＭＯＳＦ
ＥＴＱ3 のソース側と出力コンデンサＣ2 の高圧端との
間にはチョークコイルＬ1 が設けられている。高圧側の
出力端３と前記ＭＯＳＦＥＴＱ1 のゲートとの間には制
御回路６が接続されており、この制御回路６により、Ｍ
ＯＳＦＥＴ同期整流器の出力電圧が安定するようなＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 のスイッチ制御信号を作り出し、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1を制御するようになっている。
【０００４】この種の回路においては、メインスイッチ
のＭＯＳＦＥＴＱ1 がオフのときには、それに同期して
第２、第３のＭＯＳＦＥＴＱ2 ，Ｑ3 もオフする。そう
すると、ＭＯＳＦＥＴＱ1 がオンのときにチョークコイ
ルＬ1 に蓄えられていたエネルギーによって、同図の矢
印Ａに示すように、チョークコイルＬ1 →出力コンデン
サＣ2 →第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のフライホール電流が
流れ、出力端３，４側にエネルギーが供給される。
のＭＯＳＦＥＴＱ1 がオフのときには、それに同期して
第２、第３のＭＯＳＦＥＴＱ2 ，Ｑ3 もオフする。そう
すると、ＭＯＳＦＥＴＱ1 がオンのときにチョークコイ
ルＬ1 に蓄えられていたエネルギーによって、同図の矢
印Ａに示すように、チョークコイルＬ1 →出力コンデン
サＣ2 →第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のフライホール電流が
流れ、出力端３，４側にエネルギーが供給される。
【０００５】しかしながら、ＭＯＳＦＥＴのボディーダ
イオードは順方向電圧が大きいために、前記の如く第３
のＭＯＳＦＥＴＱ3 に電流を流すことは大きいエネルギ
ー損失を招くことになり、しかも、このボディーダイオ
ードは逆回復時間が長いために、前記フライホール電流
がだらだらと流れて第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のターンオ
ン期間が長くなってしまい、この期間のノイズも大きく
なるといった問題があった。
イオードは順方向電圧が大きいために、前記の如く第３
のＭＯＳＦＥＴＱ3 に電流を流すことは大きいエネルギ
ー損失を招くことになり、しかも、このボディーダイオ
ードは逆回復時間が長いために、前記フライホール電流
がだらだらと流れて第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のターンオ
ン期間が長くなってしまい、この期間のノイズも大きく
なるといった問題があった。
【０００６】そこで、図５に示すように、第３のＭＯＳ
ＦＥＴＱ3 のボディーダイオードよりも順方向電圧が小
さくて逆回復時間が短いショットキーバリアダイオード
等のダイオードＤ2 を、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレ
イン・ソース間に設けた回路構成のＭＯＳＦＥＴ同期整
流器が提案されるようになった。このようにすると、第
３のＭＯＳＦＥＴＱ3 がオフしたときに、前記フライホ
ール電流が第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 側に流れずにダイオ
ードＤ2 側に流れることになり、このダイオードＤ2 は
ＭＯＳＦＥＴＱ3 のボディーダイオードよりも順方向電
圧が小さく逆回復時間が短いために、フライホール電流
を小さくして、前記エネルギー損失を小さくし、第３の
ＭＯＳＦＥＴＱ3 のターンオン期間の短縮化およびこの
期間のノイズの低減化を図ることができる。
ＦＥＴＱ3 のボディーダイオードよりも順方向電圧が小
さくて逆回復時間が短いショットキーバリアダイオード
等のダイオードＤ2 を、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレ
イン・ソース間に設けた回路構成のＭＯＳＦＥＴ同期整
流器が提案されるようになった。このようにすると、第
３のＭＯＳＦＥＴＱ3 がオフしたときに、前記フライホ
ール電流が第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 側に流れずにダイオ
ードＤ2 側に流れることになり、このダイオードＤ2 は
ＭＯＳＦＥＴＱ3 のボディーダイオードよりも順方向電
圧が小さく逆回復時間が短いために、フライホール電流
を小さくして、前記エネルギー損失を小さくし、第３の
ＭＯＳＦＥＴＱ3 のターンオン期間の短縮化およびこの
期間のノイズの低減化を図ることができる。
【０００７】ところで、従来は、この回路において、メ
インスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 のオフ期間に、トラン
スＴ1 の二次コイルＱの電圧が０Ｖになったときには、
第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 を通って電流が流れるはずはな
いと考えられていたが、本出願人が第２のＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 側を流れる電流に着目し、詳細に調べたところ、二
次コイルＱの電圧が０Ｖのときに、前記チョークコイル
Ｌ1 からの電流がチョークコイルＬ1 →出力コンデンサ
Ｃ2 →第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 →トランスＴ1と僅かに
流れることが確認された。そして、第２のＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 においても、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 と同様に、そ
のボディーダイオードの順方向電圧が大きく、逆回復時
間が長いために、通電抵抗が大きい第２のＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 を通って電流がだらだらと流れ、エネルギーの損失
を増加させてしまうといった問題が生じた。
インスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 のオフ期間に、トラン
スＴ1 の二次コイルＱの電圧が０Ｖになったときには、
第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 を通って電流が流れるはずはな
いと考えられていたが、本出願人が第２のＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 側を流れる電流に着目し、詳細に調べたところ、二
次コイルＱの電圧が０Ｖのときに、前記チョークコイル
Ｌ1 からの電流がチョークコイルＬ1 →出力コンデンサ
Ｃ2 →第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 →トランスＴ1と僅かに
流れることが確認された。そして、第２のＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 においても、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 と同様に、そ
のボディーダイオードの順方向電圧が大きく、逆回復時
間が長いために、通電抵抗が大きい第２のＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 を通って電流がだらだらと流れ、エネルギーの損失
を増加させてしまうといった問題が生じた。
【０００８】すなわち、図６の（ｃ）には、図５の回路
における第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間
電圧を、ソース側を基準として測定した結果が示されて
おり、同図の（ａ），（ｂ）には、それぞれ、メインス
イッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 のゲート電圧、第２のＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 のゲート電圧がそれぞれ示されているが、こ
れらの図から明らかなように、ＭＯＳＦＥＴＱ1 のゲー
ト電圧がオフすると、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート
電圧もオフし、このとき、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のド
レイン・ソース間にチョークコイルＬ1 からの電流が流
れてドレイン・ソース電圧が生じる。この電圧は、第２
のＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート電圧がオフしたときから徐
々に増加していき、その後低下し、一度マイナス側に振
れてから、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 がオンするときに再
び０に戻る。
における第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間
電圧を、ソース側を基準として測定した結果が示されて
おり、同図の（ａ），（ｂ）には、それぞれ、メインス
イッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 のゲート電圧、第２のＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 のゲート電圧がそれぞれ示されているが、こ
れらの図から明らかなように、ＭＯＳＦＥＴＱ1 のゲー
ト電圧がオフすると、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート
電圧もオフし、このとき、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のド
レイン・ソース間にチョークコイルＬ1 からの電流が流
れてドレイン・ソース電圧が生じる。この電圧は、第２
のＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート電圧がオフしたときから徐
々に増加していき、その後低下し、一度マイナス側に振
れてから、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 がオンするときに再
び０に戻る。
【０００９】このように、従来は、トランスＴ1 の二次
コイル９の両端間の電圧が０であれば、第２のＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 側には電流は流れないと考えられていたにもか
かわらず、チョークコイルＬ1 からの電流が第２のＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 側にも流れてドレイン・ソース間電圧が生
じ、この第２のＭＯＳＦＥＴの大きなボディーダイオー
ドに起因して、エネルギーの損失が増加したり、第２の
ＭＯＳＦＥＴのターンオン期間が長くなったりすること
が分かった。なお、前記第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレ
イン・ソース間電圧も、この第２のドレイン・ソース間
電圧と同様の波形を有する電圧となる。
コイル９の両端間の電圧が０であれば、第２のＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 側には電流は流れないと考えられていたにもか
かわらず、チョークコイルＬ1 からの電流が第２のＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 側にも流れてドレイン・ソース間電圧が生
じ、この第２のＭＯＳＦＥＴの大きなボディーダイオー
ドに起因して、エネルギーの損失が増加したり、第２の
ＭＯＳＦＥＴのターンオン期間が長くなったりすること
が分かった。なお、前記第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレ
イン・ソース間電圧も、この第２のドレイン・ソース間
電圧と同様の波形を有する電圧となる。
【００１０】本発明は上記課題を解決するためになされ
たものであり、その目的は、トランスの二次コイルの電
圧が０となったときにトランスの二次側に設けたＭＯＳ
ＦＥＴのボディーダイオードによるエネルギー損失を低
減することが可能であり、かつ、上記ＭＯＳＦＥＴのタ
ーンオン期間を短縮することができるＭＯＳＦＥＴ同期
整流器を提供することにある。
たものであり、その目的は、トランスの二次コイルの電
圧が０となったときにトランスの二次側に設けたＭＯＳ
ＦＥＴのボディーダイオードによるエネルギー損失を低
減することが可能であり、かつ、上記ＭＯＳＦＥＴのタ
ーンオン期間を短縮することができるＭＯＳＦＥＴ同期
整流器を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は次のような構成により課題を解決するため
の手段としている。すなわち、本発明は、トランスの一
次側にメインスイッチのＭＯＳＦＥＴが設けられ、該ト
ランスの二次側には該トランスの二次コイルに対して第
２のＭＯＳＦＥＴが直列に、このトランスの二次コイル
と第２のＭＯＳＦＥＴとの直列回路に第３のＭＯＳＦＥ
Ｔがソース側を二次コイルの高圧端側にして並列にそれ
ぞれ設けられており、前記トランスの出力端間には出力
コンデンサが設けられ、前記第３のＭＯＳＦＥＴのソー
ス側と出力コンデンサの高圧端との間にはチョークコイ
ルが設けられているフォワードタイプのＭＯＳＦＥＴ同
期整流器であって、前記第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン
・ソース間には該第２のＭＯＳＦＥＴのボディーダイオ
ードよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短い第１
のダイオードが設けられ、前記第３のＭＯＳＦＥＴのド
レイン・ソース間には該第３のＭＯＳＦＥＴのボディー
ダイオードよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短
い第２のダイオードが設けられていることを特徴として
構成されている。
に、本発明は次のような構成により課題を解決するため
の手段としている。すなわち、本発明は、トランスの一
次側にメインスイッチのＭＯＳＦＥＴが設けられ、該ト
ランスの二次側には該トランスの二次コイルに対して第
２のＭＯＳＦＥＴが直列に、このトランスの二次コイル
と第２のＭＯＳＦＥＴとの直列回路に第３のＭＯＳＦＥ
Ｔがソース側を二次コイルの高圧端側にして並列にそれ
ぞれ設けられており、前記トランスの出力端間には出力
コンデンサが設けられ、前記第３のＭＯＳＦＥＴのソー
ス側と出力コンデンサの高圧端との間にはチョークコイ
ルが設けられているフォワードタイプのＭＯＳＦＥＴ同
期整流器であって、前記第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン
・ソース間には該第２のＭＯＳＦＥＴのボディーダイオ
ードよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短い第１
のダイオードが設けられ、前記第３のＭＯＳＦＥＴのド
レイン・ソース間には該第３のＭＯＳＦＥＴのボディー
ダイオードよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短
い第２のダイオードが設けられていることを特徴として
構成されている。
【００１２】上記構成の本発明のうち、第１、第２のダ
イオードが設けられていない場合には、メインスイッチ
のＭＯＳＦＥＴがオフしたときに、チョークコイルのエ
ネルギーでチョークコイル→出力コンデンサ→第３のＭ
ＯＳＦＥＴのフライホール電流が流れ、また、チョーク
コイル→出力コンデンサ→第２のＭＯＳＦＥＴ→トラン
スの電流も僅かに流れる。
イオードが設けられていない場合には、メインスイッチ
のＭＯＳＦＥＴがオフしたときに、チョークコイルのエ
ネルギーでチョークコイル→出力コンデンサ→第３のＭ
ＯＳＦＥＴのフライホール電流が流れ、また、チョーク
コイル→出力コンデンサ→第２のＭＯＳＦＥＴ→トラン
スの電流も僅かに流れる。
【００１３】このように、電流が第２、第３のＭＯＳＦ
ＥＴを通って流れると、第２、第３のＭＯＳＦＥＴのボ
ディーダイオードは順方向電圧が大きいために、エネル
ギーの大きな損失が生じ、しかも、前記ボディーダイオ
ードは逆回復時間が長いために、第２、第３のＭＯＳＦ
ＥＴのターンオン期間も長くなってしまうが、上記構成
の本発明においては、第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン・
ソース間には第２のＭＯＳＦＥＴよりも順方向電圧が小
さくて逆回復時間が短い第１のダイオードが設けられて
いるために、第２のＭＯＳＦＥＴがオフすると、前記チ
ョークコイルからの電流は第２のＭＯＳＦＥＴを通らず
に第１のダイオードを通る。そうすると、この第１のダ
イオードは、前記の如く、第２のＭＯＳＦＥＴのボディ
ーダイオードよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が
短いために、チョークコイルからの電流が第２のＭＯＳ
ＦＥＴを通って流れるときに比べ、エネルギー損失が小
さくなり、ターンオン期間も短くなる。
ＥＴを通って流れると、第２、第３のＭＯＳＦＥＴのボ
ディーダイオードは順方向電圧が大きいために、エネル
ギーの大きな損失が生じ、しかも、前記ボディーダイオ
ードは逆回復時間が長いために、第２、第３のＭＯＳＦ
ＥＴのターンオン期間も長くなってしまうが、上記構成
の本発明においては、第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン・
ソース間には第２のＭＯＳＦＥＴよりも順方向電圧が小
さくて逆回復時間が短い第１のダイオードが設けられて
いるために、第２のＭＯＳＦＥＴがオフすると、前記チ
ョークコイルからの電流は第２のＭＯＳＦＥＴを通らず
に第１のダイオードを通る。そうすると、この第１のダ
イオードは、前記の如く、第２のＭＯＳＦＥＴのボディ
ーダイオードよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が
短いために、チョークコイルからの電流が第２のＭＯＳ
ＦＥＴを通って流れるときに比べ、エネルギー損失が小
さくなり、ターンオン期間も短くなる。
【００１４】また、上記構成の本発明においては、第３
のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には、第３のＭＯ
ＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方向電圧が小さ
くて逆回復時間が短い第２のダイオードが設けられてい
るために、第２のＭＯＳＦＥＴ側と同様に、前記チョー
クコイルからの電流が第３のＭＯＳＦＥＴの電流を通ら
ずに第２のダイオードを通って流れ、それにより、上記
と同様に、エネルギーの損失が小さくなり、第３のＭＯ
ＳＦＥＴのターンオン期間も短くなる。
のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には、第３のＭＯ
ＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方向電圧が小さ
くて逆回復時間が短い第２のダイオードが設けられてい
るために、第２のＭＯＳＦＥＴ側と同様に、前記チョー
クコイルからの電流が第３のＭＯＳＦＥＴの電流を通ら
ずに第２のダイオードを通って流れ、それにより、上記
と同様に、エネルギーの損失が小さくなり、第３のＭＯ
ＳＦＥＴのターンオン期間も短くなる。
【００１５】以上のように、本発明においては、第２、
第３のＭＯＳＦＥＴの各ドレイン・ソース間に、前記構
成の第１、第２のダイオードをそれぞれ設けることによ
り、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴがオフ期間に第２、
第３のＭＯＳＦＥＴ側に電流を通さずに、第１、第２の
ダイオードを通すことによって、エネルギーの損失の低
減と第２、第３のＭＯＳＦＥＴのターンオン期間の短縮
化が図られ、上記課題が解決される。
第３のＭＯＳＦＥＴの各ドレイン・ソース間に、前記構
成の第１、第２のダイオードをそれぞれ設けることによ
り、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴがオフ期間に第２、
第３のＭＯＳＦＥＴ側に電流を通さずに、第１、第２の
ダイオードを通すことによって、エネルギーの損失の低
減と第２、第３のＭＯＳＦＥＴのターンオン期間の短縮
化が図られ、上記課題が解決される。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。なお、本実施形態例の説明におい
て、従来例および図５に示した提案の回路と同一名称部
分には同一符号を付し、その重複説明は省略する。図１
には、本発明に係るＭＯＳＦＥＴ同期整流器の一実施形
態例の回路構成が示されている。本実施形態例のＭＯＳ
ＦＥＴ同期整流器の回路構成は、図５に示した提案の回
路構成とほぼ同様に構成されており、本実施形態例が図
５の回路構成と異なる特徴的はことは、第２のＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 のドレイン・ソース間に、第２のＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 のボディーダイオードよりも順方向電圧が小さくて
逆回復時間が短いダイオードＤ1 を設けたことである。
に基づいて説明する。なお、本実施形態例の説明におい
て、従来例および図５に示した提案の回路と同一名称部
分には同一符号を付し、その重複説明は省略する。図１
には、本発明に係るＭＯＳＦＥＴ同期整流器の一実施形
態例の回路構成が示されている。本実施形態例のＭＯＳ
ＦＥＴ同期整流器の回路構成は、図５に示した提案の回
路構成とほぼ同様に構成されており、本実施形態例が図
５の回路構成と異なる特徴的はことは、第２のＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 のドレイン・ソース間に、第２のＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 のボディーダイオードよりも順方向電圧が小さくて
逆回復時間が短いダイオードＤ1 を設けたことである。
【００１７】このダイオードＤ1 は、ショットキーバリ
アダイオードであり、ダイオードＤ1 のカソードが第２
のＭＯＳＦＥＴのドレイン側に、ダイオードＤ1 のアノ
ードが第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のソース側に接続されて
いる。なお、本実施形態例でも、図５の回路構成と同様
に、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレイン・ソース間にも
ショットキーバリアダイオードによって形成されたダイ
オードＤ2 が設けられており、本実施形態例では、ダイ
オードＤ1 が第１のダイオードとして機能し、ダイオー
ドＤ2 が第２のダイオードとして機能する。
アダイオードであり、ダイオードＤ1 のカソードが第２
のＭＯＳＦＥＴのドレイン側に、ダイオードＤ1 のアノ
ードが第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のソース側に接続されて
いる。なお、本実施形態例でも、図５の回路構成と同様
に、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレイン・ソース間にも
ショットキーバリアダイオードによって形成されたダイ
オードＤ2 が設けられており、本実施形態例では、ダイ
オードＤ1 が第１のダイオードとして機能し、ダイオー
ドＤ2 が第２のダイオードとして機能する。
【００１８】本実施形態例は以上のように構成されてお
り、本実施形態例でも、図５の提案の回路とほぼ同様に
動作するが、本実施形態例では、第２のＭＯＳＦＥＴの
ドレイン・ソース間には、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のボ
ディーダイオードよりも順方向電圧が小さくて逆回復時
間が短い第１のダイオードＤ1 が設けられているため
に、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 がオフ期間にチ
ョークコイルＬ1 からの電流が第２のＭＯＳＦＥＴＱ2
側には流れずに、チョークコイルＬ1 →出力コンデンサ
Ｃ2 →ダイオードＤ1 →トランスＴ1 といったように、
ダイオードＤ1 側を通って流れる。
り、本実施形態例でも、図５の提案の回路とほぼ同様に
動作するが、本実施形態例では、第２のＭＯＳＦＥＴの
ドレイン・ソース間には、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のボ
ディーダイオードよりも順方向電圧が小さくて逆回復時
間が短い第１のダイオードＤ1 が設けられているため
に、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 がオフ期間にチ
ョークコイルＬ1 からの電流が第２のＭＯＳＦＥＴＱ2
側には流れずに、チョークコイルＬ1 →出力コンデンサ
Ｃ2 →ダイオードＤ1 →トランスＴ1 といったように、
ダイオードＤ1 側を通って流れる。
【００１９】そして、このダイオードＤ1 の順方向電圧
は第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオードよりも
小さいために、前記の如くチョークコイルＬ1 からの電
流が第２のＭＯＳＦＥＴを通らずにダイオードＤ1 を通
って流れると、その分だけエネルギーの損失が小さくな
る。また、ダイオードＤ1 の逆回復時間は第２のＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 のボディーダイオードよりも短いために、チ
ョークコイルＬ1 からの電流が第２のＭＯＳＦＥＴＱ2
を通らずにダイオードＤ1 を通って流れることにより、
第２のＭＯＳＦＥＴターンオン期間も短くなる。
は第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオードよりも
小さいために、前記の如くチョークコイルＬ1 からの電
流が第２のＭＯＳＦＥＴを通らずにダイオードＤ1 を通
って流れると、その分だけエネルギーの損失が小さくな
る。また、ダイオードＤ1 の逆回復時間は第２のＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 のボディーダイオードよりも短いために、チ
ョークコイルＬ1 からの電流が第２のＭＯＳＦＥＴＱ2
を通らずにダイオードＤ1 を通って流れることにより、
第２のＭＯＳＦＥＴターンオン期間も短くなる。
【００２０】図２の（ａ）〜（ｃ）にはそれぞれ、本実
施形態例におけるメインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 の
ゲート電圧、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート電圧、第
２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間電圧が示さ
れており、図３にはこのドレイン・ソース間電圧の破線
部分Ｂの拡大図が示されている。なお、図３には、図６
に示した、図５の回路における第２のＭＯＳＦＥＴＱ2
のドレイン・ソース間電圧の破線部分Ｂの拡大図も共に
示してあり、また、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1
のゲート電圧も示してある。
施形態例におけるメインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 の
ゲート電圧、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート電圧、第
２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間電圧が示さ
れており、図３にはこのドレイン・ソース間電圧の破線
部分Ｂの拡大図が示されている。なお、図３には、図６
に示した、図５の回路における第２のＭＯＳＦＥＴＱ2
のドレイン・ソース間電圧の破線部分Ｂの拡大図も共に
示してあり、また、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1
のゲート電圧も示してある。
【００２１】これらの図から明らかなように、本実施形
態例でも、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2のドレイン・ソース
間電圧は、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 がオフと
なってから徐々に上昇し、その後、徐々に低下していく
が、ソース側の電位がドレイン側よりも大きくなって、
ドレイン・ソース間電圧がマイナスとなっても、図３の
特性線ａに示すように、この電圧は0.3 Ｖであり、特性
線ｂに示すような、図５の回路におけるマイナス側の電
圧である0.6 Ｖよりも非常に小さい。しかも、このドレ
イン・ソース間電圧がほぼ０となるまでの期間も本実施
形態例の方が図５の回路よりも短く、この期間のノイズ
も小さいことが分かる。
態例でも、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2のドレイン・ソース
間電圧は、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 がオフと
なってから徐々に上昇し、その後、徐々に低下していく
が、ソース側の電位がドレイン側よりも大きくなって、
ドレイン・ソース間電圧がマイナスとなっても、図３の
特性線ａに示すように、この電圧は0.3 Ｖであり、特性
線ｂに示すような、図５の回路におけるマイナス側の電
圧である0.6 Ｖよりも非常に小さい。しかも、このドレ
イン・ソース間電圧がほぼ０となるまでの期間も本実施
形態例の方が図５の回路よりも短く、この期間のノイズ
も小さいことが分かる。
【００２２】このように、メインスイッチのＭＯＳＦＥ
ＴＱ1 がオフ期間にチョークコイルＬ1 から出力コンデ
ンサＣ1 を通ってトランスＴ1 へと流れる電流を、第２
のＭＯＳＦＥＴＱ2 を通さずにダイオードＤ1 を通して
流すようにすることで、エネルギーの損失が低減され、
さらに、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のターンオン期間の短
縮化および、この期間のノイズの低減化が図られること
が確認された。
ＴＱ1 がオフ期間にチョークコイルＬ1 から出力コンデ
ンサＣ1 を通ってトランスＴ1 へと流れる電流を、第２
のＭＯＳＦＥＴＱ2 を通さずにダイオードＤ1 を通して
流すようにすることで、エネルギーの損失が低減され、
さらに、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のターンオン期間の短
縮化および、この期間のノイズの低減化が図られること
が確認された。
【００２３】本実施形態例によれば、上記の如く、第２
のＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間に第２のＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオードよりも順方向電圧が
小さくて逆回復時間が短いダイオードＤ1 を設けること
により、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 がオフ期間
に第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフとなっても、チョーク
コイルＬ1 からの電流が第２のＭＯＳＦＥＴを通ること
なく、この第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオー
ドよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短いダイオ
ードＤ1 を通すことができるために、チョークコイルＬ
1 からの電流が第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 を通ることによ
って生じるエネルギー損失に比べて、エネルギー損失を
小さくすることができるし、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 の
ターンオン期間の短縮化および、この期間のノイズの低
減化を図ることができる。
のＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間に第２のＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオードよりも順方向電圧が
小さくて逆回復時間が短いダイオードＤ1 を設けること
により、メインスイッチのＭＯＳＦＥＴＱ1 がオフ期間
に第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフとなっても、チョーク
コイルＬ1 からの電流が第２のＭＯＳＦＥＴを通ること
なく、この第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオー
ドよりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短いダイオ
ードＤ1 を通すことができるために、チョークコイルＬ
1 からの電流が第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 を通ることによ
って生じるエネルギー損失に比べて、エネルギー損失を
小さくすることができるし、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 の
ターンオン期間の短縮化および、この期間のノイズの低
減化を図ることができる。
【００２４】なお、本発明は上記実施形態例に限定され
ることはなく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、
上記実施形態例では、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 は、トラ
ンスＴ1 の二次コイル９の巻き終り側に設けたが、第２
のＭＯＳＦＥＴＱ2 は二次コイル９の巻き始め側に設け
ても構わない。
ることはなく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、
上記実施形態例では、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 は、トラ
ンスＴ1 の二次コイル９の巻き終り側に設けたが、第２
のＭＯＳＦＥＴＱ2 は二次コイル９の巻き始め側に設け
ても構わない。
【００２５】また、上記実施形態例では、メインスイッ
チのＭＯＳＦＥＴＱ1 はトランスＴ1 の一次コイル８の
巻き終り側に設けたが、ＭＯＳＦＥＴＱ1 は一次コイル
８の巻き始め側に設けても構わない。
チのＭＯＳＦＥＴＱ1 はトランスＴ1 の一次コイル８の
巻き終り側に設けたが、ＭＯＳＦＥＴＱ1 は一次コイル
８の巻き始め側に設けても構わない。
【００２６】さらに、上記実施形態例では、第２のＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間に設けるダイオード
Ｄ1 と、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレイン・ソース間
に設けるダイオードＤ2 は共にショットキーバリアダイ
オードとしたが、これらのダイオードＤ1 ，Ｄ2 は、必
ずしもショットキーバリアダイオードとするとは限ら
ず、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 側に設けるダイオードは第
２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオードよりも順方
向電圧が小さくて逆回復時間が短いダイオードとすれば
よく、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 側に設けるダイオードＤ
2 は、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のボディーダイオードよ
りも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短いダイオード
とすればよい。
ＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース間に設けるダイオード
Ｄ1 と、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のドレイン・ソース間
に設けるダイオードＤ2 は共にショットキーバリアダイ
オードとしたが、これらのダイオードＤ1 ，Ｄ2 は、必
ずしもショットキーバリアダイオードとするとは限ら
ず、第２のＭＯＳＦＥＴＱ2 側に設けるダイオードは第
２のＭＯＳＦＥＴＱ2 のボディーダイオードよりも順方
向電圧が小さくて逆回復時間が短いダイオードとすれば
よく、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 側に設けるダイオードＤ
2 は、第３のＭＯＳＦＥＴＱ3 のボディーダイオードよ
りも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短いダイオード
とすればよい。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、トランスの二次コイル
側に設けられた第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース
間には、この第２のＭＯＳＦＥＴのボディーダイオード
よりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短い第１のダ
イオードを設け、前記トランスの二次コイル側に設けら
れた第３のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には、こ
の第３のＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方
向電圧が小さくて逆回復時間が短い第２のダイオードを
設けたものであるから、トランスの一次側に設けられた
メインスイッチのＭＯＳＦＥＴのオフ期間に第２、第３
のＭＯＳＦＥＴがオフしても、二次コイル側のチョーク
コイルからの電流が第２、第３のＭＯＳＦＥＴを通って
流れることを防ぎ、チョークコイルからの電流が第１、
第２の各ダイオードをそれぞれ通って流れるようにする
ことができる。
側に設けられた第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース
間には、この第２のＭＯＳＦＥＴのボディーダイオード
よりも順方向電圧が小さくて逆回復時間が短い第１のダ
イオードを設け、前記トランスの二次コイル側に設けら
れた第３のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には、こ
の第３のＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方
向電圧が小さくて逆回復時間が短い第２のダイオードを
設けたものであるから、トランスの一次側に設けられた
メインスイッチのＭＯＳＦＥＴのオフ期間に第２、第３
のＭＯＳＦＥＴがオフしても、二次コイル側のチョーク
コイルからの電流が第２、第３のＭＯＳＦＥＴを通って
流れることを防ぎ、チョークコイルからの電流が第１、
第２の各ダイオードをそれぞれ通って流れるようにする
ことができる。
【００２８】そして、前記の如く、第１のダイオードは
第２のＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方向
電圧が小さくて逆回復時間が短いために、チョークコイ
ルからの電流が第２のＭＯＳＦＥＴを通って流れること
を防いで、第１のダイオードを通って流れるようにする
ことにより、エネルギー損失の低減化を図ることが可能
となるし、第２のＭＯＳＦＥＴのターンオン期間の短縮
化およびこの期間のノイズの低減化も図ることができ
る。また、第２のダイオードは、前記の如く、第３のＭ
ＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方向電圧が小
さくて逆回復時間が短いために、チョークコイルからの
電流が第３のＭＯＳＦＥＴを通って流れることを防い
で、第２のダイオードを通って流れるようにすることに
より、エネルギー損失の低減化を図ることができるし、
第３のＭＯＳＦＥＴのターンオン期間の短縮化およびこ
の期間のノイズの低減化を図ることができる。
第２のＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方向
電圧が小さくて逆回復時間が短いために、チョークコイ
ルからの電流が第２のＭＯＳＦＥＴを通って流れること
を防いで、第１のダイオードを通って流れるようにする
ことにより、エネルギー損失の低減化を図ることが可能
となるし、第２のＭＯＳＦＥＴのターンオン期間の短縮
化およびこの期間のノイズの低減化も図ることができ
る。また、第２のダイオードは、前記の如く、第３のＭ
ＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方向電圧が小
さくて逆回復時間が短いために、チョークコイルからの
電流が第３のＭＯＳＦＥＴを通って流れることを防い
で、第２のダイオードを通って流れるようにすることに
より、エネルギー損失の低減化を図ることができるし、
第３のＭＯＳＦＥＴのターンオン期間の短縮化およびこ
の期間のノイズの低減化を図ることができる。
【図１】本発明に係るＭＯＳＦＥＴ同期整流器の一実施
形態例を示す回路構成図である。
形態例を示す回路構成図である。
【図２】上記実施形態例におけるＭＯＳＦＥＴＱ1 ，Ｑ
2 のゲート電圧とＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース
電圧をそれぞれ示す説明図である。
2 のゲート電圧とＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソース
電圧をそれぞれ示す説明図である。
【図３】図２の（ｃ）の破線部分Ｂを拡大してＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 のゲート電圧と共に示すグラフである。
ＥＴＱ1 のゲート電圧と共に示すグラフである。
【図４】従来のＭＯＳＦＥＴ同期整流器の回路構成の一
例を示す説明図である。
例を示す説明図である。
【図５】図４に示したＭＯＳＦＥＴ同期整流器の改良型
の同期整流器の回路構成を示す説明図である。
の同期整流器の回路構成を示す説明図である。
【図６】図５に示した回路におけるＭＯＳＦＥＴＱ1 ，
Ｑ2 のゲート電圧とＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソー
ス間電圧とをそれぞれ示すグラフである。
Ｑ2 のゲート電圧とＭＯＳＦＥＴＱ2 のドレイン・ソー
ス間電圧とをそれぞれ示すグラフである。
Ｑ1 メインスイッチのＭＯＳＦＥＴ Ｑ2 第２のＭＯＳＦＥＴ Ｑ3 第３のＭＯＳＦＥＴ Ｃ2 出力コンデンサ Ｄ1 ，Ｄ2 ダイオード Ｔ1 トランス Ｌ1 チョークコイル
Claims (1)
- 【請求項１】 トランスの一次側にメインスイッチのＭ
ＯＳＦＥＴが設けられ、該トランスの二次側には該トラ
ンスの二次コイルに対して第２のＭＯＳＦＥＴが直列
に、このトランスの二次コイルと第２のＭＯＳＦＥＴと
の直列回路に第３のＭＯＳＦＥＴがソース側を二次コイ
ルの高圧端側にして並列にそれぞれ設けられており、前
記トランスの出力端間には出力コンデンサが設けられ、
前記第３のＭＯＳＦＥＴのソース側と出力コンデンサの
高圧端との間にはチョークコイルが設けられているフォ
ワードタイプのＭＯＳＦＥＴ同期整流器であって、前記
第２のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には該第２の
ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方向電圧が
小さくて逆回復時間が短い第１のダイオードが設けら
れ、前記第３のＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には
該第３のＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも順方
向電圧が小さくて逆回復時間が短い第２のダイオードが
設けられていることを特徴とするＭＯＳＦＥＴ同期整流
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34577495A JPH09163731A (ja) | 1995-12-08 | 1995-12-08 | Ｍｏｓｆｅｔ同期整流器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34577495A JPH09163731A (ja) | 1995-12-08 | 1995-12-08 | Ｍｏｓｆｅｔ同期整流器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09163731A true JPH09163731A (ja) | 1997-06-20 |
Family
ID=18378890
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34577495A Pending JPH09163731A (ja) | 1995-12-08 | 1995-12-08 | Ｍｏｓｆｅｔ同期整流器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09163731A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000025413A1 (en) * | 1998-10-23 | 2000-05-04 | Ronald Kevin Fricker | Switch mode and computer power supply with a method of its controlling |
| EP1195885A1 (de) * | 2000-09-29 | 2002-04-10 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Synchrongleichrichterschaltung |
| AT505800B1 (de) * | 2007-09-19 | 2012-01-15 | Fachhochschule Technikum Wien | Durchflusswandler ohne entmagnetisierungswicklung |
-
1995
- 1995-12-08 JP JP34577495A patent/JPH09163731A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000025413A1 (en) * | 1998-10-23 | 2000-05-04 | Ronald Kevin Fricker | Switch mode and computer power supply with a method of its controlling |
| EP1195885A1 (de) * | 2000-09-29 | 2002-04-10 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Synchrongleichrichterschaltung |
| AU780394B2 (en) * | 2000-09-29 | 2005-03-17 | Osram Ag | Synchronous rectifier circuit |
| AT505800B1 (de) * | 2007-09-19 | 2012-01-15 | Fachhochschule Technikum Wien | Durchflusswandler ohne entmagnetisierungswicklung |
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