JP2000069103A - ディジタル無線通信装置の変調回路とその変調方法 - Google Patents
ディジタル無線通信装置の変調回路とその変調方法Info
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- JP2000069103A JP2000069103A JP10237831A JP23783198A JP2000069103A JP 2000069103 A JP2000069103 A JP 2000069103A JP 10237831 A JP10237831 A JP 10237831A JP 23783198 A JP23783198 A JP 23783198A JP 2000069103 A JP2000069103 A JP 2000069103A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】特に、３２，１２８ＱＡＭの様なシステムにお
いて、ディジタル−アナログ変換器のビット数を増やす
ことなく、Ｓ／Ｎ比を改善したディジタル無線通信装置
の変調回路を提供する。 【解決手段】伝送データを所要のＱＡＭ変調方式に変換
するマッピング回路１とディジタル−アナログ変換器
４、４' 間にデジタル乗算器２、２' を設け、伝送する
データに予め定めた係数を掛け合わせることでディジタ
ル−アナログ変換器の入力レベルを上げ、これによっ
て、変調器出力のスペクトラムのＳ／Ｎ比を向上せしめ
ることを特徴とする。
いて、ディジタル−アナログ変換器のビット数を増やす
ことなく、Ｓ／Ｎ比を改善したディジタル無線通信装置
の変調回路を提供する。 【解決手段】伝送データを所要のＱＡＭ変調方式に変換
するマッピング回路１とディジタル−アナログ変換器
４、４' 間にデジタル乗算器２、２' を設け、伝送する
データに予め定めた係数を掛け合わせることでディジタ
ル−アナログ変換器の入力レベルを上げ、これによっ
て、変調器出力のスペクトラムのＳ／Ｎ比を向上せしめ
ることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信装置の変調回路とその変調方法に係わり、特に、多値
直交振幅変調（ＱＡＭ）方式を用いるディジタル無線通
信において、出力スペクトラムのＳ／Ｎ値を改善する変
調回路とその変調方法に関する。
信装置の変調回路とその変調方法に係わり、特に、多値
直交振幅変調（ＱＡＭ）方式を用いるディジタル無線通
信において、出力スペクトラムのＳ／Ｎ値を改善する変
調回路とその変調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線通信装置の変調回路とし
ては、例えば、図８に示されたようなものが知られてい
る。なお、この回路は、（社）電子情報通信学会発行の
「ディジタル無線通信の変復調」（斉藤洋一 著）のｐ
１２１に記載された１６ＱＡＭ変調器である。
ては、例えば、図８に示されたようなものが知られてい
る。なお、この回路は、（社）電子情報通信学会発行の
「ディジタル無線通信の変復調」（斉藤洋一 著）のｐ
１２１に記載された１６ＱＡＭ変調器である。
【０００３】図８（ａ）に示すようにＩ，Ｑから入力さ
れた信号は、フィルタＨ（ｆ）にて波形整形され、乗算
器６、６' にて搬送波ｆｃと掛け合わされる。ここでＱ
はＩに対しπ／２位相シフトされ、両出力は合成器７で
合成される。その結果、図８（ｂ）に示すように、１６
点の振幅、位相情報を持つ変調波信号として出力される
ことになる。
れた信号は、フィルタＨ（ｆ）にて波形整形され、乗算
器６、６' にて搬送波ｆｃと掛け合わされる。ここでＱ
はＩに対しπ／２位相シフトされ、両出力は合成器７で
合成される。その結果、図８（ｂ）に示すように、１６
点の振幅、位相情報を持つ変調波信号として出力される
ことになる。
【０００４】上記した構成を基に汎用化した変調装置を
図９に示す。変調されるデータは入力端子１０１からマ
ッピング回路１に入力される。このマッピング回路１は
制御端子１０２からの制御信号「 ＱＡＭ ＣＯＮＴ」 に
基づき所要システムに見合う変調波出力とする為にデー
タを配列する回路である。
図９に示す。変調されるデータは入力端子１０１からマ
ッピング回路１に入力される。このマッピング回路１は
制御端子１０２からの制御信号「 ＱＡＭ ＣＯＮＴ」 に
基づき所要システムに見合う変調波出力とする為にデー
タを配列する回路である。
【０００５】入力端子１０１から伝送レートｆｓ（ｂｐ
ｓ）のデータ信号及びクロック入力端子１０３からｆｓ
（Ｈｚ）のクロック信号が入力され、また、制御端子１
０２から変調方式に関する情報が入力される。この変調
方式に関する情報に基づき、例えば、変調方式が６４Ｑ
ＡＭの時、マッピング回路１は、入力端子１０１からの
入力されるデータを６列（２6 ＝６４）に変換し、ロー
ルオフフィルタＦＩＲ２、２' に入力される。その際、
マッピングされたＤＡＴＡは、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ夫々
３列に分けられ、１列当たりの伝送レートはｆｓ／６
（ｂｐｓ）となる。
ｓ）のデータ信号及びクロック入力端子１０３からｆｓ
（Ｈｚ）のクロック信号が入力され、また、制御端子１
０２から変調方式に関する情報が入力される。この変調
方式に関する情報に基づき、例えば、変調方式が６４Ｑ
ＡＭの時、マッピング回路１は、入力端子１０１からの
入力されるデータを６列（２6 ＝６４）に変換し、ロー
ルオフフィルタＦＩＲ２、２' に入力される。その際、
マッピングされたＤＡＴＡは、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ夫々
３列に分けられ、１列当たりの伝送レートはｆｓ／６
（ｂｐｓ）となる。
【０００６】ディジタルフィルタＦＩＲ２、２' にて所
要フィルタ波形に整形された後、ディジタル−アナログ
変換器（Ｄ／Ａ）４、４' に入力される。このディジタ
ル−アナログ変換器４、４' にて伝送レートのＭ倍サン
プリングにてアナログに変換された信号は、ローパスフ
ィルタ５、５' にて高調波成分を減衰させ、乗算器６、
６' にて搬送波ｆ０と掛け合わされる。
要フィルタ波形に整形された後、ディジタル−アナログ
変換器（Ｄ／Ａ）４、４' に入力される。このディジタ
ル−アナログ変換器４、４' にて伝送レートのＭ倍サン
プリングにてアナログに変換された信号は、ローパスフ
ィルタ５、５' にて高調波成分を減衰させ、乗算器６、
６' にて搬送波ｆ０と掛け合わされる。
【０００７】乗算器６' においては、搬送波ｆ０と掛け
合わせる際、π／２シフトした位相にて掛け合わされ
る。その結果、変調出力端子１０４から搬送波ｆ０を中
心周波数とした変調波信号が出力される。なお、ＦＩＲ
２、２' からディジタル−アナログ変換器４、４' 間の
列数はディジタル−アナログ変換器４、４' から出力さ
れるスペクトラム波形の所要Ｓ／Ｎ値で決まる。一般的
に、多ビット入力のディジタル−アナログ変換器程Ｓ／
Ｎ比は改善されるが、ディジタル−アナログ変換器の性
能にも影響し、列数が多くてもＳ／Ｎ比の悪いものもあ
る。
合わせる際、π／２シフトした位相にて掛け合わされ
る。その結果、変調出力端子１０４から搬送波ｆ０を中
心周波数とした変調波信号が出力される。なお、ＦＩＲ
２、２' からディジタル−アナログ変換器４、４' 間の
列数はディジタル−アナログ変換器４、４' から出力さ
れるスペクトラム波形の所要Ｓ／Ｎ値で決まる。一般的
に、多ビット入力のディジタル−アナログ変換器程Ｓ／
Ｎ比は改善されるが、ディジタル−アナログ変換器の性
能にも影響し、列数が多くてもＳ／Ｎ比の悪いものもあ
る。
【０００８】また、ディジタル−アナログ変換器の選択
はコストに影響し、特に、多ビット、高速化と共に高価
になる傾向がある。この為、選択の際は所定の規格を満
足するディジタル−アナログ変換器の選択が肝要であ
る。上記した汎用変調器は入力端子１０１、クロック入
力端子１０３から入力される伝送レート及び制御端子１
０２から入力される情報により、変調出力端子から出力
される変調波スペクトラムの帯域幅が変化する。叉、各
システムにおいて伝送する伝送レート及び所要帯域に応
じ、変調方式及びロールオフフィルタＦＩＲのロールオ
フ率を設定し使用する。
はコストに影響し、特に、多ビット、高速化と共に高価
になる傾向がある。この為、選択の際は所定の規格を満
足するディジタル−アナログ変換器の選択が肝要であ
る。上記した汎用変調器は入力端子１０１、クロック入
力端子１０３から入力される伝送レート及び制御端子１
０２から入力される情報により、変調出力端子から出力
される変調波スペクトラムの帯域幅が変化する。叉、各
システムにおいて伝送する伝送レート及び所要帯域に応
じ、変調方式及びロールオフフィルタＦＩＲのロールオ
フ率を設定し使用する。
【０００９】しかし、上記した変調装置では、以下のよ
うな問題があった。 （１）特に、３２，１２８ＱＡＭの様なシステムにおい
ては、６４，２５６ＱＡＭ比べ、変調器出力のスペクト
ラムのＳ／Ｎ比が悪化し、結果として所要規格を満足で
きないことがある。その理由は、ディジタル−アナログ
変換器の性能により変調器出力のＳ／Ｎが決まるから、
３２，１２８ＱＡＭは信号点が少ない分出力レベルが低
下し、その結果、ディジタル−アナログ変換器の信号レ
ベルが低下するためである。
うな問題があった。 （１）特に、３２，１２８ＱＡＭの様なシステムにおい
ては、６４，２５６ＱＡＭ比べ、変調器出力のスペクト
ラムのＳ／Ｎ比が悪化し、結果として所要規格を満足で
きないことがある。その理由は、ディジタル−アナログ
変換器の性能により変調器出力のＳ／Ｎが決まるから、
３２，１２８ＱＡＭは信号点が少ない分出力レベルが低
下し、その結果、ディジタル−アナログ変換器の信号レ
ベルが低下するためである。
【００１０】（２）上記した問題点解決の為、ディジタ
ル−アナログ変換器のビット数を増やす方法があるが、
その場合、ディジタル−アナログ変換器のコストアップ
につながるという問題がある。
ル−アナログ変換器のビット数を増やす方法があるが、
その場合、ディジタル−アナログ変換器のコストアップ
につながるという問題がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
した従来技術の欠点を改良し、特に、３２，１２８ＱＡ
Ｍのようなシステムにおいて、６４，２５６ＱＡＭに比
べ信号レベルが低下することによる変調波出力のＳ／Ｎ
比劣化を防いだ新規なディジタル無線通信装置の変調回
路とその変調方法を提供するものである。
した従来技術の欠点を改良し、特に、３２，１２８ＱＡ
Ｍのようなシステムにおいて、６４，２５６ＱＡＭに比
べ信号レベルが低下することによる変調波出力のＳ／Ｎ
比劣化を防いだ新規なディジタル無線通信装置の変調回
路とその変調方法を提供するものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は上記した目的を
達成するため、基本的には、以下に記載されたような技
術構成を採用するものである。即ち、本発明に係わるデ
ィジタル無線通信装置の変調回路の第１態様は、変調指
示情報に基づき伝送データを所定のＱＡＭ変調方式に見
合うマッピングを行うマッピング回路と、このマッピン
グ回路の後段に設けられた波形整形用のロールオフフィ
ルタと、このロールオフフィルタの出力をアナログ値に
変換するディジタル−アナログ変換器とを備え、前記伝
送データを少なくとも異なる二つの変調方式で選択的に
変調可能にしたディジタル無線通信装置の変調回路にお
いて、前記マッピング回路とディジタル−アナログ変換
器との間にデジタル乗算器を設け、このデジタル乗算器
は予め定めた係数を前記伝送データに掛け合わせ、この
掛け合わせた結果を前記ディジタル−アナログ変換器に
入力せしめることを特徴とするものであり、叉、第２態
様は、前記乗算器は、前記マッピング回路とロールオフ
フィルタとの間に設けたことを特徴とするものであり、
叉、第３態様は、前記乗算器は、前記ロールオフフィル
タとディジタル−アナログ変換器との間に設けたことを
特徴とするものであり、叉、第４態様は、前記変調指示
情報は、前記マッピング回路と乗算器に同期して与えら
れることを特徴とするものであり、叉、第５態様は、前
記係数は、前記ディジタル−アナログ変換器の入力レベ
ルが前記ディジタル−アナログ変換器のダイナミックレ
ンジ以下になるように設定されることを特徴とするもの
である。叉、本発明に係わるディジタル無線通信装置の
変調回路の変調方法の態様は、変調指示情報に基づき伝
送データを所定のＱＡＭ変調方式に見合うマッピングを
行うマッピング回路と、このマッピング回路の後段に設
けられた波形整形用のロールオフフィルタと、このロー
ルオフフィルタの出力をアナログ値に変換するディジタ
ル−アナログ変換器とを備え、前記伝送データを少なく
とも異なる二つの変調方式で選択的に変調可能にしたデ
ィジタル無線通信装置の変調回路の変調方法において、
前記マッピング回路とディジタル−アナログ変換器との
間にデジタル乗算器を設け、このデジタル乗算器で伝送
するデータに所定の係数を掛け合わせ、この掛け合わせ
た信号を前記ディジタル−アナログ変換器に導いて変調
することを特徴とするものである。
達成するため、基本的には、以下に記載されたような技
術構成を採用するものである。即ち、本発明に係わるデ
ィジタル無線通信装置の変調回路の第１態様は、変調指
示情報に基づき伝送データを所定のＱＡＭ変調方式に見
合うマッピングを行うマッピング回路と、このマッピン
グ回路の後段に設けられた波形整形用のロールオフフィ
ルタと、このロールオフフィルタの出力をアナログ値に
変換するディジタル−アナログ変換器とを備え、前記伝
送データを少なくとも異なる二つの変調方式で選択的に
変調可能にしたディジタル無線通信装置の変調回路にお
いて、前記マッピング回路とディジタル−アナログ変換
器との間にデジタル乗算器を設け、このデジタル乗算器
は予め定めた係数を前記伝送データに掛け合わせ、この
掛け合わせた結果を前記ディジタル−アナログ変換器に
入力せしめることを特徴とするものであり、叉、第２態
様は、前記乗算器は、前記マッピング回路とロールオフ
フィルタとの間に設けたことを特徴とするものであり、
叉、第３態様は、前記乗算器は、前記ロールオフフィル
タとディジタル−アナログ変換器との間に設けたことを
特徴とするものであり、叉、第４態様は、前記変調指示
情報は、前記マッピング回路と乗算器に同期して与えら
れることを特徴とするものであり、叉、第５態様は、前
記係数は、前記ディジタル−アナログ変換器の入力レベ
ルが前記ディジタル−アナログ変換器のダイナミックレ
ンジ以下になるように設定されることを特徴とするもの
である。叉、本発明に係わるディジタル無線通信装置の
変調回路の変調方法の態様は、変調指示情報に基づき伝
送データを所定のＱＡＭ変調方式に見合うマッピングを
行うマッピング回路と、このマッピング回路の後段に設
けられた波形整形用のロールオフフィルタと、このロー
ルオフフィルタの出力をアナログ値に変換するディジタ
ル−アナログ変換器とを備え、前記伝送データを少なく
とも異なる二つの変調方式で選択的に変調可能にしたデ
ィジタル無線通信装置の変調回路の変調方法において、
前記マッピング回路とディジタル−アナログ変換器との
間にデジタル乗算器を設け、このデジタル乗算器で伝送
するデータに所定の係数を掛け合わせ、この掛け合わせ
た信号を前記ディジタル−アナログ変換器に導いて変調
することを特徴とするものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明に係わるディジタル無線通
信装置の変調回路は、変調指示情報に基づき伝送データ
を所定のＱＡＭ変調方式に見合うマッピングを行うマッ
ピング回路と、このマッピング回路の後段に設けられた
波形整形用のロールオフフィルタと、このロールオフフ
ィルタの出力をアナログ値に変換するディジタル−アナ
ログ変換器とを備え、前記伝送データを少なくとも異な
る二つの変調方式で選択的に変調可能にしたディジタル
無線通信装置の変調回路において、前記マッピング回路
とディジタル−アナログ変換器との間にデジタル乗算器
を設け、このデジタル乗算器は、予め定めた係数を前記
伝送データに掛け合わせ、この掛け合わせた結果を前記
ディジタル−アナログ変換器に入力せしめるものであ
る。
信装置の変調回路は、変調指示情報に基づき伝送データ
を所定のＱＡＭ変調方式に見合うマッピングを行うマッ
ピング回路と、このマッピング回路の後段に設けられた
波形整形用のロールオフフィルタと、このロールオフフ
ィルタの出力をアナログ値に変換するディジタル−アナ
ログ変換器とを備え、前記伝送データを少なくとも異な
る二つの変調方式で選択的に変調可能にしたディジタル
無線通信装置の変調回路において、前記マッピング回路
とディジタル−アナログ変換器との間にデジタル乗算器
を設け、このデジタル乗算器は、予め定めた係数を前記
伝送データに掛け合わせ、この掛け合わせた結果を前記
ディジタル−アナログ変換器に入力せしめるものであ
る。
【００１４】伝送するデータに予め定めた係数を掛け合
わせることで、ディジタル−アナログ変換器の入力レベ
ルを上げることができる。この結果、変調器出力のスペ
クトラムのＳ／Ｎ比を向上させることが可能になった。
わせることで、ディジタル−アナログ変換器の入力レベ
ルを上げることができる。この結果、変調器出力のスペ
クトラムのＳ／Ｎ比を向上させることが可能になった。
【００１５】
【実施例】以下に、本発明に係わるディジタル無線通信
装置の変調回路とその変調方法の具体例を図面を参照し
ながら詳細に説明する。図１は、本発明に係わるディジ
タル無線通信装置の変調回路のブロック図であって、図
１には、変調指示情報「 ＱＡＭ ＣＯＮＴ」 に基づき伝
送データを所定のＱＡＭ変調方式に見合うマッピングを
行うマッピング回路１と、このマッピング回路１の後段
に設けられた波形整形用のロールオフフィルタ３、３'
と、このロールオフフィルタ３、３' の出力をアナログ
値に変換するディジタル−アナログ変換器４、４'とを
備え、前記伝送データを少なくとも異なる二つの変調方
式で選択的に変調可能にしたディジタル無線通信装置の
変調回路において、前記マッピング回路１とディジタル
−アナログ変換器４、４' との間にデジタル乗算器２、
２' を設け、このデジタル乗算器２、２' は予め定めた
係数を前記伝送データに掛け合わせ、この掛け合わせた
結果を前記ディジタル−アナログ変換器４、４' に入力
せしめるディジタル無線通信装置の変調回路が示され、
叉、前記乗算器２、２' は、前記マッピング回路１とロ
ールオフフィルタ３、３' との間に設けたディジタル無
線通信装置の変調回路が示され、更に、前記変調指示情
報「 ＱＡＭ ＣＯＮＴ」 は、前記マッピング回路１と乗
算器２、２' に同期して与えられるディジタル無線通信
装置の変調回路が示されている。
装置の変調回路とその変調方法の具体例を図面を参照し
ながら詳細に説明する。図１は、本発明に係わるディジ
タル無線通信装置の変調回路のブロック図であって、図
１には、変調指示情報「 ＱＡＭ ＣＯＮＴ」 に基づき伝
送データを所定のＱＡＭ変調方式に見合うマッピングを
行うマッピング回路１と、このマッピング回路１の後段
に設けられた波形整形用のロールオフフィルタ３、３'
と、このロールオフフィルタ３、３' の出力をアナログ
値に変換するディジタル−アナログ変換器４、４'とを
備え、前記伝送データを少なくとも異なる二つの変調方
式で選択的に変調可能にしたディジタル無線通信装置の
変調回路において、前記マッピング回路１とディジタル
−アナログ変換器４、４' との間にデジタル乗算器２、
２' を設け、このデジタル乗算器２、２' は予め定めた
係数を前記伝送データに掛け合わせ、この掛け合わせた
結果を前記ディジタル−アナログ変換器４、４' に入力
せしめるディジタル無線通信装置の変調回路が示され、
叉、前記乗算器２、２' は、前記マッピング回路１とロ
ールオフフィルタ３、３' との間に設けたディジタル無
線通信装置の変調回路が示され、更に、前記変調指示情
報「 ＱＡＭ ＣＯＮＴ」 は、前記マッピング回路１と乗
算器２、２' に同期して与えられるディジタル無線通信
装置の変調回路が示されている。
【００１６】以下に、本発明を更に詳細に説明する。入
力端子１０１から伝送レートｆｓ（ｂｐｓ）の信号及び
クロック入力端子１０３からｆｓ（Ｈｚ）のクロック信
号が入力され、叉、制御端子１０２から変調方式に関す
る情報が入力される。マッピング回路１の出力は、変調
方式に応じた列数のデータと１列当たりの伝送レートで
乗算器２、２' に入力される。乗算器２、２' は入力デ
ータに、制御端子１０２から入力された変調方式に基づ
き予め設定された係数を掛け、ロールオフフィルタＦＩ
Ｒ３、３' に出力する。ロールオフフィルタＦＩＲ３、
３' にて所要のフィルタ波形に整形された後、ディジタ
ル−アナログ変換器４、４' に入力され、このディジタ
ル−アナログ変換器４、４' にて伝送レートのＭ倍サン
プリングによりアナログ変換された信号は、ローパスフ
ィルタ５、５' にて高調波成分を減衰させ、乗算器６、
６' にて搬送波ｆ０と掛け合わされる。
力端子１０１から伝送レートｆｓ（ｂｐｓ）の信号及び
クロック入力端子１０３からｆｓ（Ｈｚ）のクロック信
号が入力され、叉、制御端子１０２から変調方式に関す
る情報が入力される。マッピング回路１の出力は、変調
方式に応じた列数のデータと１列当たりの伝送レートで
乗算器２、２' に入力される。乗算器２、２' は入力デ
ータに、制御端子１０２から入力された変調方式に基づ
き予め設定された係数を掛け、ロールオフフィルタＦＩ
Ｒ３、３' に出力する。ロールオフフィルタＦＩＲ３、
３' にて所要のフィルタ波形に整形された後、ディジタ
ル−アナログ変換器４、４' に入力され、このディジタ
ル−アナログ変換器４、４' にて伝送レートのＭ倍サン
プリングによりアナログ変換された信号は、ローパスフ
ィルタ５、５' にて高調波成分を減衰させ、乗算器６、
６' にて搬送波ｆ０と掛け合わされる。
【００１７】乗算器５' は搬送波ｆ０と掛け合わせる
際、π／２シフトした位相にて掛け合わされるため、変
調出力端子１０４からＩ，Ｑのデータが直交した搬送波
ｆ０の変調波信号が出力される。なお、乗算機２、２'
の係数の条件としては、伝送するデータがディジタル−
アナログ変換器４、４' の入力範囲内（オーバーレンジ
とならない範囲）の設定とすれば良いわけで、１６、６
４，２５６ＱＡＭにおいても、同様にディジタル−アナ
ログ変換器のレンジ内であれば係数を付加し、乗算する
ことでＳ／Ｎ比を改善することが可能である。
際、π／２シフトした位相にて掛け合わされるため、変
調出力端子１０４からＩ，Ｑのデータが直交した搬送波
ｆ０の変調波信号が出力される。なお、乗算機２、２'
の係数の条件としては、伝送するデータがディジタル−
アナログ変換器４、４' の入力範囲内（オーバーレンジ
とならない範囲）の設定とすれば良いわけで、１６、６
４，２５６ＱＡＭにおいても、同様にディジタル−アナ
ログ変換器のレンジ内であれば係数を付加し、乗算する
ことでＳ／Ｎ比を改善することが可能である。
【００１８】次に、このように構成したディジタル無線
通信装置の変調回路の動作について、図２、３を用いて
説明する。３２ＱＡＭ時の乗算器２、２' の係数が６Ｑ
ＡＭと同じ係数とした場合のコンスタレーション及びＤ
／Ａ出力波形を夫々図２、３に示す。マッピング回路１
の出力は、６４，３２ＱＡＭ共にＩ，Ｑ各３列のＤＡＴ
Ａ（Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２）の「 ０」 、「 １」 データとして
表現でき、これを変調出力端子１０４で示した場合、６
４ＱＡＭコンスタレーションが図２（ａ）、３２ＱＡＭ
コンスタレーションが図３（ａ）となる。信号配置を比
較した場合、３２ＱＡＭは、図３（ａ）の白丸部分で示
す周辺及び４隅の信号が存在しない配置となる。上記し
た状態におけるディジタル−アナログ変換器４、４' の
出力スペクトラム波形を夫々図２（ｂ）、図３（ｂ）に
示す。３２ＱＡＭにおいては、信号点が無い部分だけ、
ディジタル−アナログ変換器の入力信号レベルが低下す
る。しかし、ディジタル−アナログ変換器の持っている
サーマルノイズレベルは一定値であり、その結果として
Ｓ／Ｎ比が図３（ｂ）に示すように、Ａ' ｄＢとなり、
６４ＱＡＭ時（図２（ｂ））に比べ、Ｓ／Ｎ比は△ａｄ
Ｂ悪化することになる。
通信装置の変調回路の動作について、図２、３を用いて
説明する。３２ＱＡＭ時の乗算器２、２' の係数が６Ｑ
ＡＭと同じ係数とした場合のコンスタレーション及びＤ
／Ａ出力波形を夫々図２、３に示す。マッピング回路１
の出力は、６４，３２ＱＡＭ共にＩ，Ｑ各３列のＤＡＴ
Ａ（Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２）の「 ０」 、「 １」 データとして
表現でき、これを変調出力端子１０４で示した場合、６
４ＱＡＭコンスタレーションが図２（ａ）、３２ＱＡＭ
コンスタレーションが図３（ａ）となる。信号配置を比
較した場合、３２ＱＡＭは、図３（ａ）の白丸部分で示
す周辺及び４隅の信号が存在しない配置となる。上記し
た状態におけるディジタル−アナログ変換器４、４' の
出力スペクトラム波形を夫々図２（ｂ）、図３（ｂ）に
示す。３２ＱＡＭにおいては、信号点が無い部分だけ、
ディジタル−アナログ変換器の入力信号レベルが低下す
る。しかし、ディジタル−アナログ変換器の持っている
サーマルノイズレベルは一定値であり、その結果として
Ｓ／Ｎ比が図３（ｂ）に示すように、Ａ' ｄＢとなり、
６４ＱＡＭ時（図２（ｂ））に比べ、Ｓ／Ｎ比は△ａｄ
Ｂ悪化することになる。
【００１９】ローパスフィルタ５、５' 及びローパスフ
ィルタ（又はバンドパスフィルタ）９が設けられている
ものの、これらのフィルタは高調波を除去するためのも
のであるため、スペクトラム波形の２ｘｆｓ近傍のノイ
ズは減衰せず、従って、Ｓ／Ｎ比の△ａｄＢ分の悪化
は、送信器出力のＳ／Ｎにそのまま影響する。その結
果、無線装置にて規定されているマスク値を満足しない
場合も考えられる。
ィルタ（又はバンドパスフィルタ）９が設けられている
ものの、これらのフィルタは高調波を除去するためのも
のであるため、スペクトラム波形の２ｘｆｓ近傍のノイ
ズは減衰せず、従って、Ｓ／Ｎ比の△ａｄＢ分の悪化
は、送信器出力のＳ／Ｎにそのまま影響する。その結
果、無線装置にて規定されているマスク値を満足しない
場合も考えられる。
【００２０】図４、５は、３２ＱＡＭ方式において、乗
算器２、２' にて８／６倍の係数を掛けた例である。図
４（ａ）が乗算器２、２' へ入力する際のデータとコン
スタレーションを示し、図４（ｂ）が乗算器２、２' 出
力のデータとコンスタレーションを示す。乗算する前の
コンスタレーションにて白丸で示される使用していない
信号点は、乗算器２、２' の出力では、ディジタル−ア
ナログ変換器４、４' の入力レンジ外となっている。し
かし、白丸で示される信号は、実際の信号として使用し
ていないから、動作上の問題はない。
算器２、２' にて８／６倍の係数を掛けた例である。図
４（ａ）が乗算器２、２' へ入力する際のデータとコン
スタレーションを示し、図４（ｂ）が乗算器２、２' 出
力のデータとコンスタレーションを示す。乗算する前の
コンスタレーションにて白丸で示される使用していない
信号点は、乗算器２、２' の出力では、ディジタル−ア
ナログ変換器４、４' の入力レンジ外となっている。し
かし、白丸で示される信号は、実際の信号として使用し
ていないから、動作上の問題はない。
【００２１】ディジタル−アナログ変換器４、４' の出
力のスペクトラムを図５（ｂ）に示す。図４、図５
（ａ）ように、乗算器２、２' を設けることで、ディジ
タル−アナログ変換器４、４' の入力レベルの低下が改
善され、その結果、Ｓ／Ｎ比に関しても６４ＱＡＭ相当
のＳ／Ｎ比が得られる。
力のスペクトラムを図５（ｂ）に示す。図４、図５
（ａ）ように、乗算器２、２' を設けることで、ディジ
タル−アナログ変換器４、４' の入力レベルの低下が改
善され、その結果、Ｓ／Ｎ比に関しても６４ＱＡＭ相当
のＳ／Ｎ比が得られる。
【００２２】図６では、セレクタ「 ＳＥＬ」 が、変調制
御信号「 ＱＡＭ ＣＯＮＴ」 に基づき、乗算器２、２'
の係数を選択し、伝送するデータに乗算する状態を示し
ている。次に本発明の他の具体例について説明する。図
７に示す構成は、ロールオフフィルタＦＩＲ３、３' と
乗算器２、２' の配置が入れ替わったものである。ロー
ルオフフィルタＦＩＲ入力のビット数は従来通りのビッ
ト数で済むが、乗算器２、２' がオーバーサンプリング
の周波数で動作する必要がある。ロールオフフィルタＦ
ＩＲのタップ数が多く、またオーバーサンプリング周波
数が低いシステムにおいては、ロールオフフィルタＦＩ
Ｒの規模が大きくならず、叉、スピードの影響も少な
く、図１の構成と同等の効果が得られる点で適している
と思われる。
御信号「 ＱＡＭ ＣＯＮＴ」 に基づき、乗算器２、２'
の係数を選択し、伝送するデータに乗算する状態を示し
ている。次に本発明の他の具体例について説明する。図
７に示す構成は、ロールオフフィルタＦＩＲ３、３' と
乗算器２、２' の配置が入れ替わったものである。ロー
ルオフフィルタＦＩＲ入力のビット数は従来通りのビッ
ト数で済むが、乗算器２、２' がオーバーサンプリング
の周波数で動作する必要がある。ロールオフフィルタＦ
ＩＲのタップ数が多く、またオーバーサンプリング周波
数が低いシステムにおいては、ロールオフフィルタＦＩ
Ｒの規模が大きくならず、叉、スピードの影響も少な
く、図１の構成と同等の効果が得られる点で適している
と思われる。
【００２３】なお、本発明の説明に当たり、ディジタル
−アナログ変換器をＩ，Ｑ各々に設け、アナログにて搬
送波ｆ０と乗算したが、合成器７迄をデジタルで構成し
た場合でも同様である。この場合、合成器７を加算器と
し、その後にディジタル−アナログ変換器を付加した構
成となり、効果は上述と同等のものを得ることが出来
る。
−アナログ変換器をＩ，Ｑ各々に設け、アナログにて搬
送波ｆ０と乗算したが、合成器７迄をデジタルで構成し
た場合でも同様である。この場合、合成器７を加算器と
し、その後にディジタル−アナログ変換器を付加した構
成となり、効果は上述と同等のものを得ることが出来
る。
【００２４】
【発明の効果】本発明に係わるディジタル無線通信装置
の変調回路とその変調方法は、上述のように構成したの
で、以下の効果を奏する。 （１）３２，１２８ＱＡＭの伝送データを乗算器にてデ
ィジタル−アナログ変換器のレンジを超えない範囲で増
幅することで、変調器出力のＳ／Ｎ劣化を防ぐことがで
きる。従って、特に３２，１２８ＱＡＭのようなシステ
ムにおいて、予め設定された係数を掛けることで、６
４，２５６ＱＡＭと同等の変調器出力のスペクトラムが
得られ、Ｓ／Ｎ比が改善できる。
の変調回路とその変調方法は、上述のように構成したの
で、以下の効果を奏する。 （１）３２，１２８ＱＡＭの伝送データを乗算器にてデ
ィジタル−アナログ変換器のレンジを超えない範囲で増
幅することで、変調器出力のＳ／Ｎ劣化を防ぐことがで
きる。従って、特に３２，１２８ＱＡＭのようなシステ
ムにおいて、予め設定された係数を掛けることで、６
４，２５６ＱＡＭと同等の変調器出力のスペクトラムが
得られ、Ｓ／Ｎ比が改善できる。
【００２５】（２）上記問題点解決の為、ディジタル−
アナログ変換器のビット数を増やす必要がなくなり、デ
ィジタル−アナログ変換器のコストアップの心配が無く
なる。その理由は、３２，１２８ＱＡＭは信号点が少な
い分をディジタル−アナログ変換器の入力側で増幅し、
出力の信号レベルを６４，２５６ＱＡＭ相当にあげるこ
とで６４，２５６ＱＡＭと同等のＳ／Ｎ比が得られるか
らである。
アナログ変換器のビット数を増やす必要がなくなり、デ
ィジタル−アナログ変換器のコストアップの心配が無く
なる。その理由は、３２，１２８ＱＡＭは信号点が少な
い分をディジタル−アナログ変換器の入力側で増幅し、
出力の信号レベルを６４，２５６ＱＡＭ相当にあげるこ
とで６４，２５６ＱＡＭと同等のＳ／Ｎ比が得られるか
らである。
【図１】本発明に係わるディジタル無線通信装置の変調
回路の構成を示すブロック図である。
回路の構成を示すブロック図である。
【図２】（ａ）は、６４ＱＡＭ変調方式のコンステレー
ションを示す図、（ｂ）は、ディジタル−アナログ変換
器の出力スぺクトラムを示すグラフである。
ションを示す図、（ｂ）は、ディジタル−アナログ変換
器の出力スぺクトラムを示すグラフである。
【図３】本発明の効果を示す図である。
【図４】本発明の動作を説明する図である。
【図５】本発明の効果を示す図である。
【図６】本発明の制御信号「 ＱＡＭ ＣＯＮＴ」 で各シ
ステム用の乗算器の係数を選択し、この係数を伝送する
データに乗算する状態を示す図である。
ステム用の乗算器の係数を選択し、この係数を伝送する
データに乗算する状態を示す図である。
【図７】本発明の他の具体例を示すブロック図である。
【図８】従来の技術によるディジタル無線通信装置の変
調回路の原理図である。
調回路の原理図である。
【図９】図８に基づく従来の変調回路のブロック図であ
る。
る。
１ マッピング回路 ２、２' 、６、６' 乗算器 ３、３' ロールオフフィルタ（ＦＩＲ） ４、４' デジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ） ５、５' ハイパスフィルタ（ＬＰＦ） ７ 合成器（ＨＵＢ） ８、１０ 増幅器 ９ フィルタ（ＬＰＦ／ＢＰＦ） １１ 逓倍器 １２ 発振器（ｆ０） １３ ９０゜シフタ（π／２） １０１ データ入力端子 １０２ 制御端子 １０３ クロック入力端子 １０４ 変調出力端子 ＱＡＭ ＣＯＮＴ 制御信号
Claims (6)
- 【請求項１】 変調指示情報に基づき伝送データを所定
のＱＡＭ変調方式に見合うマッピングを行うマッピング
回路と、このマッピング回路の後段に設けられた波形整
形用のロールオフフィルタと、このロールオフフィルタ
の出力をアナログ値に変換するディジタル−アナログ変
換器とを備え、前記伝送データを少なくとも異なる二つ
の変調方式で選択的に変調可能にしたディジタル無線通
信装置の変調回路において、前記マッピング回路とディ
ジタル−アナログ変換器との間にデジタル乗算器を設
け、このデジタル乗算器は予め定めた係数を前記伝送デ
ータに掛け合わせ、この掛け合わせた結果を前記ディジ
タル−アナログ変換器に入力せしめることを特徴とする
ディジタル無線通信装置の変調回路。 - 【請求項２】 前記乗算器は、前記マッピング回路とロ
ールオフフィルタとの間に設けたことを特徴とする請求
項１記載のディジタル無線通信装置の変調回路。 - 【請求項３】 前記乗算器は、前記ロールオフフィルタ
とディジタル−アナログ変換器との間に設けたことを特
徴とする請求項１記載のディジタル無線通信装置の変調
回路。 - 【請求項４】 前記変調指示情報は、前記マッピング回
路と乗算器に同期して与えられることを特徴とする請求
項１乃至３の何れかに記載のディジタル無線通信装置の
変調回路。 - 【請求項５】 前記係数は、前記ディジタル−アナログ
変換器の入力レベルが前記ディジタル−アナログ変換器
のダイナミックレンジ以下になるように設定されること
を特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のディジタ
ル無線通信装置の変調回路。 - 【請求項６】 変調指示情報に基づき伝送データを所定
のＱＡＭ変調方式に見合うマッピングを行うマッピング
回路と、このマッピング回路の後段に設けられた波形整
形用のロールオフフィルタと、このロールオフフィルタ
の出力をアナログ値に変換するディジタル−アナログ変
換器とを備え、前記伝送データを少なくとも異なる二つ
の変調方式で選択的に変調可能にしたディジタル無線通
信装置の変調回路の変調方法において、前記マッピング
回路とディジタル−アナログ変換器との間にデジタル乗
算器を設け、このデジタル乗算器で伝送するデータに所
定の係数を掛け合わせ、この掛け合わせた信号を前記デ
ィジタル−アナログ変換器に導いて変調することを特徴
とするディジタル無線通信装置の変調回路の変調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23783198A JP3331978B2 (ja) | 1998-08-24 | 1998-08-24 | ディジタル無線通信装置の変調回路とその変調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23783198A JP3331978B2 (ja) | 1998-08-24 | 1998-08-24 | ディジタル無線通信装置の変調回路とその変調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000069103A true JP2000069103A (ja) | 2000-03-03 |
| JP3331978B2 JP3331978B2 (ja) | 2002-10-07 |
Family
ID=17021060
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23783198A Expired - Fee Related JP3331978B2 (ja) | 1998-08-24 | 1998-08-24 | ディジタル無線通信装置の変調回路とその変調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3331978B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008527935A (ja) * | 2005-01-14 | 2008-07-24 | マーベル ワールド トレード リミテッド | 送信シグナルアップコンバーティングフィルタのための方法及び装置 |
| WO2011068119A1 (ja) * | 2009-12-01 | 2011-06-09 | 日本電気株式会社 | データ伝送方法、データ受信方法、データ変調装置及びデータ復調装置 |
-
1998
- 1998-08-24 JP JP23783198A patent/JP3331978B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008527935A (ja) * | 2005-01-14 | 2008-07-24 | マーベル ワールド トレード リミテッド | 送信シグナルアップコンバーティングフィルタのための方法及び装置 |
| WO2011068119A1 (ja) * | 2009-12-01 | 2011-06-09 | 日本電気株式会社 | データ伝送方法、データ受信方法、データ変調装置及びデータ復調装置 |
| JP5660396B2 (ja) * | 2009-12-01 | 2015-01-28 | 日本電気株式会社 | データ伝送方法、データ受信方法、データ変調装置及びデータ復調装置 |
| US8958492B1 (en) | 2009-12-01 | 2015-02-17 | Nec Corporation | Data transmission method, data reception method, data modulation device, data demodulation device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3331978B2 (ja) | 2002-10-07 |
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