JP2000037038A - 直流電源回路 - Google Patents
直流電源回路Info
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- JP2000037038A JP2000037038A JP10199887A JP19988798A JP2000037038A JP 2000037038 A JP2000037038 A JP 2000037038A JP 10199887 A JP10199887 A JP 10199887A JP 19988798 A JP19988798 A JP 19988798A JP 2000037038 A JP2000037038 A JP 2000037038A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧を印加し
た瞬間に、入力平滑コンデンサに過大な突入電流が入力
ラインに発生する。平易で安価な抑制回路で安定した立
ち上がりを保証すること。 【解決手段】 トランジスタＱ１，Ｑ２、抵抗Ｒｃ，Ｒ
１〜４からなる突入電流抑制回路１は、直流電源Ｅとコ
ンデンサＣｉｎとの間に挿入されている。電源立ち上げ
時等、過大な入力電流が流れた場合には抵抗Ｒｃの両端
にある適当な電位差が生じてＱ１をオンさせて、Ｑ２の
ベース電位を押し上げ、Ｑ２はオフ状態となる。これに
より直流電源Ｅからの電流が後段のＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路２に供給されない。入力電流が定常状態に復帰す
ると、Ｑ１がオフしＱ２はオン状態となり、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路２に電流が供給されＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路２は立ち上がる。突入電流抑制回路１において抵
抗Ｒｃの設定によりＱ2のオフする抑制電流を決定でき
る。
た瞬間に、入力平滑コンデンサに過大な突入電流が入力
ラインに発生する。平易で安価な抑制回路で安定した立
ち上がりを保証すること。 【解決手段】 トランジスタＱ１，Ｑ２、抵抗Ｒｃ，Ｒ
１〜４からなる突入電流抑制回路１は、直流電源Ｅとコ
ンデンサＣｉｎとの間に挿入されている。電源立ち上げ
時等、過大な入力電流が流れた場合には抵抗Ｒｃの両端
にある適当な電位差が生じてＱ１をオンさせて、Ｑ２の
ベース電位を押し上げ、Ｑ２はオフ状態となる。これに
より直流電源Ｅからの電流が後段のＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路２に供給されない。入力電流が定常状態に復帰す
ると、Ｑ１がオフしＱ２はオン状態となり、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路２に電流が供給されＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路２は立ち上がる。突入電流抑制回路１において抵
抗Ｒｃの設定によりＱ2のオフする抑制電流を決定でき
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電子機器内におけ
るＤＣ−ＤＣコンバータからなる直流電源回路に関す
る。
るＤＣ−ＤＣコンバータからなる直流電源回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータで必要とされる連
続電流は、負荷に供給される電流だけでなく、アプリケ
ーションによって異なる。そして、供給電源に必要とさ
れるピーク電流は平均電流（ＤＣ電源の電流計に表示さ
れる電流値）よりも常に大きい。一部の場合では、平均
電流が供給電源の最大定格内にあるときでも、ピーク電
流は供給電源の内部リミッタを動作させるほど充分に大
きい場合がある。
続電流は、負荷に供給される電流だけでなく、アプリケ
ーションによって異なる。そして、供給電源に必要とさ
れるピーク電流は平均電流（ＤＣ電源の電流計に表示さ
れる電流値）よりも常に大きい。一部の場合では、平均
電流が供給電源の最大定格内にあるときでも、ピーク電
流は供給電源の内部リミッタを動作させるほど充分に大
きい場合がある。
【０００３】この場合の解決法としては、出力電流定格
の大きなＤＣ電源を使用する。または、入力平滑コンデ
ンサの容量を大きなものに変更し、供給電源から取り込
むピーク電流の振幅を減少させる等の手段があるが、何
れもシステム全体の小型化に逆行し、システム全体の価
格を上げる結果となる。
の大きなＤＣ電源を使用する。または、入力平滑コンデ
ンサの容量を大きなものに変更し、供給電源から取り込
むピーク電流の振幅を減少させる等の手段があるが、何
れもシステム全体の小型化に逆行し、システム全体の価
格を上げる結果となる。
【０００４】ＤＣ−ＤＣコンバータの一部の動作におい
て、必要とされるスタートアップ時のピーク入力電流
は、かなり大きい場合があり、その電流を供給できない
場合ＤＣ−ＤＣコンバータは動作できない（故障してい
るようにみえる）。また、スタートアップ時に出力が設
定出力電圧まで到達していない場合、負荷回路が設定電
圧における必要電流以上の電流を要求し、そのため、予
想以上大きな入力電流を供給電源から取り込み、立ち上
がらず、ＤＣ−ＤＣコンバータに問題があるように見え
る場合がある。これらの症状がその負荷回路において見
られるときには、供給電源の最大出力電流を増やす必要
があり、この場合もシステム全体の小型化・価格アップ
を引き起こす原因となっていた。
て、必要とされるスタートアップ時のピーク入力電流
は、かなり大きい場合があり、その電流を供給できない
場合ＤＣ−ＤＣコンバータは動作できない（故障してい
るようにみえる）。また、スタートアップ時に出力が設
定出力電圧まで到達していない場合、負荷回路が設定電
圧における必要電流以上の電流を要求し、そのため、予
想以上大きな入力電流を供給電源から取り込み、立ち上
がらず、ＤＣ−ＤＣコンバータに問題があるように見え
る場合がある。これらの症状がその負荷回路において見
られるときには、供給電源の最大出力電流を増やす必要
があり、この場合もシステム全体の小型化・価格アップ
を引き起こす原因となっていた。
【０００５】従来例を図に基づいて説明する。図４は従
来例１における抵抗方式の直流電源回路の回路図であ
る。図において、５は商用電源を直流に変換した直流供
給電源、２は直流供給電源２の電圧を所望の直流電圧源
に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路、３は負荷、Ｃ1
，Ｃ2 はコンデンサ、Ｒ５は抵抗である。直流供給電
源５の電圧は抵抗Ｒ５を介してＤＣ−ＤＣコンバータ回
路２に印加される。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２によっ
て所望の直流電圧に変換された直流電圧源は負荷３の電
源となる。抵抗Ｒ５は電源投入時の過大な突入電流を制
限する。
来例１における抵抗方式の直流電源回路の回路図であ
る。図において、５は商用電源を直流に変換した直流供
給電源、２は直流供給電源２の電圧を所望の直流電圧源
に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路、３は負荷、Ｃ1
，Ｃ2 はコンデンサ、Ｒ５は抵抗である。直流供給電
源５の電圧は抵抗Ｒ５を介してＤＣ−ＤＣコンバータ回
路２に印加される。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２によっ
て所望の直流電圧に変換された直流電圧源は負荷３の電
源となる。抵抗Ｒ５は電源投入時の過大な突入電流を制
限する。
【０００６】図５は従来例２におけるパワーサーミスタ
方式の直流電源回路の回路図である。図において、ＮＴ
Ｃはパワーサーミスタである。他は図４と同一符号を付
した同一要素を示しており、説明を省略する。直流供給
電源５の電圧はパワーサーミスタＮＴＣを介してＤＣ−
ＤＣコンバータ回路２に印加される。パワーサーミスタ
ＮＴＣは電源投入時の過大な突入電流を制限する。
方式の直流電源回路の回路図である。図において、ＮＴ
Ｃはパワーサーミスタである。他は図４と同一符号を付
した同一要素を示しており、説明を省略する。直流供給
電源５の電圧はパワーサーミスタＮＴＣを介してＤＣ−
ＤＣコンバータ回路２に印加される。パワーサーミスタ
ＮＴＣは電源投入時の過大な突入電流を制限する。
【０００７】図６は従来例３におけるサイリスタ方式の
直流電源回路の回路図である。図において、ＳＣＲはゲ
ート電流によって導通状態を制御するサイリスタ、Ｒ６
は抵抗である。他は図４と同一符号を付した同一要素を
示しており、説明を省略する。直流供給電源５の電圧は
サイリスタＳＣＲと抵抗Ｒ６を介してＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路２に印加される。サイリスタＳＣＲと抵抗Ｒ６
は電源投入時の過大な突入電流を制限する。
直流電源回路の回路図である。図において、ＳＣＲはゲ
ート電流によって導通状態を制御するサイリスタ、Ｒ６
は抵抗である。他は図４と同一符号を付した同一要素を
示しており、説明を省略する。直流供給電源５の電圧は
サイリスタＳＣＲと抵抗Ｒ６を介してＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路２に印加される。サイリスタＳＣＲと抵抗Ｒ６
は電源投入時の過大な突入電流を制限する。
【０００８】図７は従来例４における遅延スタートアッ
プ方式の直流電源回路の回路図である。直流電源回路に
おける電源投入時の過大な突入電流の制限は、既に説明
した従来例１〜３ではまだ十分でない。従来例４はＤＣ
−ＤＣコンバータ回路２への遅延回路を設けてこの電源
投入時の過大な突入電流の制限を効果的にしている。図
において、６は遅延スタートアップ回路で、コンデンサ
Ｃset ，抵抗Ｒ７，ダイオードＤから構成されている。
また、Ｃout は負荷３に並列に接続されたコンデンサで
ある。他の符号は既出であるので説明を省略する。
プ方式の直流電源回路の回路図である。直流電源回路に
おける電源投入時の過大な突入電流の制限は、既に説明
した従来例１〜３ではまだ十分でない。従来例４はＤＣ
−ＤＣコンバータ回路２への遅延回路を設けてこの電源
投入時の過大な突入電流の制限を効果的にしている。図
において、６は遅延スタートアップ回路で、コンデンサ
Ｃset ，抵抗Ｒ７，ダイオードＤから構成されている。
また、Ｃout は負荷３に並列に接続されたコンデンサで
ある。他の符号は既出であるので説明を省略する。
【０００９】次に動作について説明する。コンデンサＣ
set は抵抗Ｒ７との時定数によって直流供給電源５から
の電圧に充電される。従って、電源投入時はコンデンサ
Ｃset と抵抗Ｒ７とによる時定数によりＤＣ−ＤＣコン
バータ回路２の起動が遅延するので突入電流が過大にな
らないように制限することができる。すなわち、電子機
器等に使用されている直流電源回路のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路２は、入力電圧を印加した瞬間に突入電流が流
れるが、その抑制方法として遅延スタートアップ回路６
を追加挿入することによって入力サージ電流を抑制して
いる。
set は抵抗Ｒ７との時定数によって直流供給電源５から
の電圧に充電される。従って、電源投入時はコンデンサ
Ｃset と抵抗Ｒ７とによる時定数によりＤＣ−ＤＣコン
バータ回路２の起動が遅延するので突入電流が過大にな
らないように制限することができる。すなわち、電子機
器等に使用されている直流電源回路のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路２は、入力電圧を印加した瞬間に突入電流が流
れるが、その抑制方法として遅延スタートアップ回路６
を追加挿入することによって入力サージ電流を抑制して
いる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、入力電圧を印加した瞬間に、入力平滑コンデンサに
数十アンペアの突入電流が入力ラインに発生する。従来
は、その制御の方法として給電の電流容量をあげるか、
図４〜７で説明したように、電流抑制回路を入れるかで
あった。しかし前者は、対策が不可能（形状・コスト）
であったり、後者においても効率を大幅に低下させた
り、回路的にコスト高になったり突入電流を充分に抑制
できなかったりそれぞれ問題があった。すなわち、従来
技術では、特性を著しく低下させたり、高価な部品を使
用しコスト高になったり又複雑な回路を必要としてい
た。又給電の容量を必要以上にあげることは、形状コス
トにおいて不可能だった。
は、入力電圧を印加した瞬間に、入力平滑コンデンサに
数十アンペアの突入電流が入力ラインに発生する。従来
は、その制御の方法として給電の電流容量をあげるか、
図４〜７で説明したように、電流抑制回路を入れるかで
あった。しかし前者は、対策が不可能（形状・コスト）
であったり、後者においても効率を大幅に低下させた
り、回路的にコスト高になったり突入電流を充分に抑制
できなかったりそれぞれ問題があった。すなわち、従来
技術では、特性を著しく低下させたり、高価な部品を使
用しコスト高になったり又複雑な回路を必要としてい
た。又給電の容量を必要以上にあげることは、形状コス
トにおいて不可能だった。
【００１１】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、給電の電流容量をあげることなく、又高価で
複雑な突入電流抑制回路を使うことなく、平易で安価な
抑制回路で安定した立ち上がりを保証する電子機器内に
おけるＤＣ−ＤＣコンバータからなる直流電源回路を提
供することを目的とする。
のであり、給電の電流容量をあげることなく、又高価で
複雑な突入電流抑制回路を使うことなく、平易で安価な
抑制回路で安定した立ち上がりを保証する電子機器内に
おけるＤＣ−ＤＣコンバータからなる直流電源回路を提
供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】安価なトランジスタ回路
からなる突入電流抑制回路を入力平滑コンデンサの前に
挿入することにより給電の電流容量を最小とし、なお、
かつ、安定的に出力を上げられるように突入電流を限界
迄抑制することを可能とした。
からなる突入電流抑制回路を入力平滑コンデンサの前に
挿入することにより給電の電流容量を最小とし、なお、
かつ、安定的に出力を上げられるように突入電流を限界
迄抑制することを可能とした。
【００１３】
【発明の実施の形態】上記課題を解決するために本発明
の直流電源回路は、電子機器内におけるＤＣ−ＤＣコン
バータからなる直流電源回路において、直流電源ＥとＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路２との間に突入電流抑制回路１
を設け、入力電圧を印加した瞬間の突入電流を抑制する
ことに特徴を有している。
の直流電源回路は、電子機器内におけるＤＣ−ＤＣコン
バータからなる直流電源回路において、直流電源ＥとＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路２との間に突入電流抑制回路１
を設け、入力電圧を印加した瞬間の突入電流を抑制する
ことに特徴を有している。
【００１４】また、本発明の直流電源回路は、突入電流
抑制回路１には、入力電流を電圧降下によつて検出する
抵抗Ｒｃと、抵抗Ｒｃの電圧降下が少ない場合にオフ、
電圧降下が大きい場合にオン状態となるトランジスタＱ
１と、トランジスタＱ１がオフの時に入力電流を供給す
るオン状態となり、トランジスタＱ１がオンの時に入力
電流を遮断するオフ状態となるトランジスタＱ２とが設
けられており、抵抗Ｒｃの抵抗値により入力電圧を印加
した瞬間の突入電流を所定値になるように設定できるこ
とに特徴を有している。
抑制回路１には、入力電流を電圧降下によつて検出する
抵抗Ｒｃと、抵抗Ｒｃの電圧降下が少ない場合にオフ、
電圧降下が大きい場合にオン状態となるトランジスタＱ
１と、トランジスタＱ１がオフの時に入力電流を供給す
るオン状態となり、トランジスタＱ１がオンの時に入力
電流を遮断するオフ状態となるトランジスタＱ２とが設
けられており、抵抗Ｒｃの抵抗値により入力電圧を印加
した瞬間の突入電流を所定値になるように設定できるこ
とに特徴を有している。
【００１５】さらに、本発明の直流電源回路は、突入電
流抑制回路１のうち、抵抗Ｒｃ以外はＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路２内部に取り込んでＤＣ−ＤＣコンバータ４と
し、抵抗ＲｃはＤＣ−ＤＣコンバータ４の外付けとし、
抵抗Ｒｃの抵抗値により抑制電流の値を可変可能とし、
供給電源の過電流保護の電流設定値に準じた抑制電流値
の設定を可能とすることに特徴を有している。
流抑制回路１のうち、抵抗Ｒｃ以外はＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路２内部に取り込んでＤＣ−ＤＣコンバータ４と
し、抵抗ＲｃはＤＣ−ＤＣコンバータ４の外付けとし、
抵抗Ｒｃの抵抗値により抑制電流の値を可変可能とし、
供給電源の過電流保護の電流設定値に準じた抑制電流値
の設定を可能とすることに特徴を有している。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明の実施例における直流電源回路
の回路図である。図において、１は本発明になる突入電
流抑制回路、２はＤＣ−ＤＣコンバータ回路、３は負
荷、Ｅは直流電源、Ｃｉｎ，Ｃｏｕｔはコンデンサであ
る。突入電流抑制回路１は、トランジスタＱ１，Ｑ２、
抵抗Ｒｃ，Ｒ１〜４から構成されている。
明する。図１は、本発明の実施例における直流電源回路
の回路図である。図において、１は本発明になる突入電
流抑制回路、２はＤＣ−ＤＣコンバータ回路、３は負
荷、Ｅは直流電源、Ｃｉｎ，Ｃｏｕｔはコンデンサであ
る。突入電流抑制回路１は、トランジスタＱ１，Ｑ２、
抵抗Ｒｃ，Ｒ１〜４から構成されている。
【００１７】次に回路の動作を説明する。図において、
定常時には抵抗Ｒｃの両端の電位差が低くトランジスタ
Ｑ１はオフ状態となっている。その為トランジスタＱ２
のエミッタ電位と、Ｒ３，４により分圧されたＱ２のベ
ース電位は電位差を生じトランジスタＱ２はオン状態と
なり、直流電源Ｅは後段のＤＣ−ＤＣコンバータ回路２
に電流を供給する。電源立ち上げ時等、過大な入力電流
が流れた場合には抵抗Ｒｃの両端にある適当な電位差が
生じ、その結果トランジスタＱ１をオンさせて、トラン
ジスタＱ２のベース電位を押し上げる形となり、トラン
ジスタＱ２のベース・エミッタ間の電位差が減少しトラ
ンジスタＱ２はオフ状態となる。これにより直流電源Ｅ
からの電流が後段のＤＣ−ＤＣコンバータ回路２に供給
されず、その間ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の立ち上が
りはストップされる。入力電流が定常状態に復帰する
と、再びトランジスタＱ１がオフしトランジスタＱ２は
オン状態となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２に電流が
供給されＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は立ち上がる。突
入電流抑制回路１において抵抗Ｒｃの設定によりトラン
ジスタＱ2 のオフする抑制電流を決定できる。
定常時には抵抗Ｒｃの両端の電位差が低くトランジスタ
Ｑ１はオフ状態となっている。その為トランジスタＱ２
のエミッタ電位と、Ｒ３，４により分圧されたＱ２のベ
ース電位は電位差を生じトランジスタＱ２はオン状態と
なり、直流電源Ｅは後段のＤＣ−ＤＣコンバータ回路２
に電流を供給する。電源立ち上げ時等、過大な入力電流
が流れた場合には抵抗Ｒｃの両端にある適当な電位差が
生じ、その結果トランジスタＱ１をオンさせて、トラン
ジスタＱ２のベース電位を押し上げる形となり、トラン
ジスタＱ２のベース・エミッタ間の電位差が減少しトラ
ンジスタＱ２はオフ状態となる。これにより直流電源Ｅ
からの電流が後段のＤＣ−ＤＣコンバータ回路２に供給
されず、その間ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の立ち上が
りはストップされる。入力電流が定常状態に復帰する
と、再びトランジスタＱ１がオフしトランジスタＱ２は
オン状態となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２に電流が
供給されＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は立ち上がる。突
入電流抑制回路１において抵抗Ｒｃの設定によりトラン
ジスタＱ2 のオフする抑制電流を決定できる。
【００１８】図２は、本発明の直流電源回路における実
用例を示す図である。図において、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ４は、上述の突入電流抑制回路１から抵抗Ｒｃを取り
除いた部分をＤＣ−ＤＣコンバータ回路２内部に取り込
んだものである。抵抗ＲｃはＤＣ−ＤＣコンバータ４の
外付けとし、抵抗Ｒｃの抵抗値により抑制電流の値を可
変可能とし、直流電源Ｅの過電流保護の電流設定値に準
じた抑制電流値の設定を可能とするものである。
用例を示す図である。図において、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ４は、上述の突入電流抑制回路１から抵抗Ｒｃを取り
除いた部分をＤＣ−ＤＣコンバータ回路２内部に取り込
んだものである。抵抗ＲｃはＤＣ−ＤＣコンバータ４の
外付けとし、抵抗Ｒｃの抵抗値により抑制電流の値を可
変可能とし、直流電源Ｅの過電流保護の電流設定値に準
じた抑制電流値の設定を可能とするものである。
【００１９】図３は、本発明の実用例における抵抗Ｒｃ
値と突入電流相関を示す図である。図２における外付け
の抵抗Ｒｃの抵抗値０〜２２Ωに対して突入電流は０〜
２４０ｍＡとなっている。例では、図２における外付け
の抵抗Ｒｃの抵抗値値を１０Ωと設定した場合、抑制電
流は約１００ｍＡ（Ｒｃ端電圧＝１Ｖ動作時）でトラン
ジスタＱ2 はオフとなる。
値と突入電流相関を示す図である。図２における外付け
の抵抗Ｒｃの抵抗値０〜２２Ωに対して突入電流は０〜
２４０ｍＡとなっている。例では、図２における外付け
の抵抗Ｒｃの抵抗値値を１０Ωと設定した場合、抑制電
流は約１００ｍＡ（Ｒｃ端電圧＝１Ｖ動作時）でトラン
ジスタＱ2 はオフとなる。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の直流電源
回路は、突入電流抑制回路１をＤＣ−ＤＣコンバータ回
路２に内蔵したＤＣ−ＤＣコンバータ４により、ＤＣ−
ＤＣコンバータ４の安定な立ち上がりが、直流電源Ｅの
出力電流容量を上げることなく可能とした。突入電流抑
制回路１の抵抗Ｒｃを、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の外付
けとすることにより負荷回路（負荷電流）に見合った最
適な容量の直流電源Ｅ、図３のＲｃ値と突入電流相関表
によりシステム設計者が、任意に選択可能とした。安価
なトランジスタ回路をＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入
力段に挿入したことにより突入電流を抑制する制御手段
を有し、直流に変換された商用電源を所望の直流電圧に
変換できる。すなわち、突入電流抑制回路１を付加する
ことによりＤＣ−ＤＣコンバータ４は単価アップを余儀
なくされるが、その回路部品をスイッチングトランジス
タ２点および抵抗４点の安価な部品構成にて実現した。
回路は、突入電流抑制回路１をＤＣ−ＤＣコンバータ回
路２に内蔵したＤＣ−ＤＣコンバータ４により、ＤＣ−
ＤＣコンバータ４の安定な立ち上がりが、直流電源Ｅの
出力電流容量を上げることなく可能とした。突入電流抑
制回路１の抵抗Ｒｃを、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の外付
けとすることにより負荷回路（負荷電流）に見合った最
適な容量の直流電源Ｅ、図３のＲｃ値と突入電流相関表
によりシステム設計者が、任意に選択可能とした。安価
なトランジスタ回路をＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入
力段に挿入したことにより突入電流を抑制する制御手段
を有し、直流に変換された商用電源を所望の直流電圧に
変換できる。すなわち、突入電流抑制回路１を付加する
ことによりＤＣ−ＤＣコンバータ４は単価アップを余儀
なくされるが、その回路部品をスイッチングトランジス
タ２点および抵抗４点の安価な部品構成にて実現した。
【図１】本発明の実施例における直流電源回路の回路図
である。
である。
【図２】本発明の直流電源回路における実用例を示す図
である。
である。
【図３】本発明の実用例におけるＲｃ値と突入電流相関
を示す図である。
を示す図である。
【図４】従来例１における抵抗方式の直流電源回路の回
路図である。
路図である。
【図５】従来例２におけるパワーサーミスタ方式の直流
電源回路の回路図である。
電源回路の回路図である。
【図６】従来例３におけるサイリスタ方式の直流電源回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図７】従来例４における遅延スタートアップ方式の直
流電源回路の回路図である。
流電源回路の回路図である。
１ 突入電流抑制回路 ２ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ３ 負荷 ４ ＤＣ−ＤＣコンバータ ５ 直流供給電源 ６ 遅延スタートアップ回路 Ｃin，Ｃset ，Ｃout ，Ｃ1 ，Ｃ2 コンデンサ Ｄ ダイオード Ｅ 直流電源 ＮＴＣ パワーサーミスタ Ｒｃ，Ｒ1 〜Ｒ７ 抵抗 ＳＣＲ サイリスタ Ｖin 直流電源の電圧
Claims (3)
- 【請求項１】 電子機器内におけるＤＣ−ＤＣコンバー
タからなる直流電源回路において、 直流電源（Ｅ）とＤＣ−ＤＣコンバータ回路（２）との
間に突入電流抑制回路（１）を設け、 入力電圧を印加した瞬間の突入電流を抑制することを特
徴とする直流電源回路。 - 【請求項２】 前記突入電流抑制回路（１）には、 入力電流を電圧降下によつて検出する抵抗（Ｒｃ）と、 抵抗（Ｒｃ）の電圧降下が少ない場合にオフ、電圧降下
が大きい場合にオン状態となるトランジスタ（Ｑ１）
と、 トランジスタ（Ｑ１）がオフの時に入力電流を供給する
オン状態となり、トランジスタ（Ｑ１）がオンの時に入
力電流を遮断するオフ状態となるトランジスタ（Ｑ２）
とが設けられており、 抵抗（Ｒｃ）の抵抗値により入力電圧を印加した瞬間の
突入電流を所定値になるように設定できることを特徴と
する請求項１に記載の直流電源回路。 - 【請求項３】 前記突入電流抑制回路（１）のうち、抵
抗（Ｒｃ）以外はＤＣ−ＤＣコンバータ回路（２）内部
に取り込んでＤＣ−ＤＣコンバータ（４）とし、 抵抗（Ｒｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータ（４）の外付けと
し、 抵抗（Ｒｃ）の抵抗値により抑制電流の値を可変可能と
し、供給電源の過電流保護の電流設定値に準じた抑制電
流値の設定を可能とすることを特徴とする請求項２に記
載の直流電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10199887A JP2000037038A (ja) | 1998-07-15 | 1998-07-15 | 直流電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10199887A JP2000037038A (ja) | 1998-07-15 | 1998-07-15 | 直流電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000037038A true JP2000037038A (ja) | 2000-02-02 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000037038A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002142031A (ja) * | 2000-10-31 | 2002-05-17 | Aiphone Co Ltd | インターホン装置 |
| JP2013116001A (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | 電源回路 |
-
1998
- 1998-07-15 JP JP10199887A patent/JP2000037038A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002142031A (ja) * | 2000-10-31 | 2002-05-17 | Aiphone Co Ltd | インターホン装置 |
| JP2013116001A (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | 電源回路 |
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