JP2003284331A - 周波数変動が少ない自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、ス
イッチング周波数が高くなりすぎることを防止する。 【解決手段】直流入力電圧Vinを直流出力電圧Voutに変
換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、入力電圧Vi
nが印加される入力端子と出力電圧Voutが生成される出
力端子との間に設けられた電流供給用トランジスタＱ５
１と、Ｑ５１へのベース電流の供給を制御し、出力電圧
の電圧リップルに応じて導通と非導通を繰り返す制御ト
ランジスタＱ５２とを有する。更に、トランジスタＱ５
１が非導通状態になった後、出力電圧が低下してトラン
ジスタＱ５２が導通状態になっても、トランジスタＱ５
１のベース・エミッタ間を短絡してその非導通状態を所
定時間維持する遮断回路１０とを有する。遮断回路１０
が、トランジスタＱ５１の導通開始時期が、遮断回路に
よって所定時間より早まることを防止し、コンバータ回
路のスイッチング周波数が高くなりすぎるのを防止す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自励式のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関し、特に、出力負荷に依存して周波数
が高くなりすぎることを防止した自励式ＤＣ−ＤＣコン
バータに関する。

【０００２】

【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の直流電
圧を第２の直流電圧に変換するスイッチング電源回路で
ある。プリンタなどの情報機器は、商用電源から直流の
比較的高い電圧を生成し、その高電圧で所定のアクチュ
エータを駆動し、更に、その高電圧を５Ｖ程度の低電圧
に変換し、集積回路の電源として利用する。自励式のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、出力側のリップル電圧を利用し
て発振し、入力側から出力側に電流を供給して出力側を
第２の直流電圧に維持する。

【０００３】図１は、従来の降圧、非絶縁型の自励式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路である。入力電圧Vinが供給さ
れる入力端子には平滑コンデンサＣ５１が設けられ、ま
た、出力電圧Voutが出力される出力端子にも平滑コンデ
ンサＣ５４が設けられている。そして、入力端子と出力
端子との間に、電流供給用のトランジスタＱ５１とイン
ダクタンスＬ５１とが設けられる。また、トランジスタ
Ｑ５１をオン・オフ制御する回路として、トランジスタ
Ｑ５２とダイオードＤ５０及び抵抗Ｒ８９が設けられ
る。また、トランジスタＱ５２のベースのノードｎ１に
は、抵抗Ｒ８８とツェナーダイオードＺＤ５１とが接続
される。更に、ノードｎ１とノードｎ３との間には、帰
還抵抗Ｒ９５が設けられる。

【０００４】図２は、図１の自励式ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作波形図である。この図を参照して、図１の動作
を説明する。入力電圧Vinが印加されると、抵抗Ｒ８８
を介してノードｎ１の電圧が上昇して、トランジスタＱ
５２が導通する。その結果、トランジスタＱ５１のベー
ス・エミッタ間電圧が十分大きくなってベース電流が供
給され、トランジスタＱ５１が導通し、入力端子から出
力端子側に電流が供給され、それに伴いノードｎ３とｎ
２とがほぼ入力電圧Vinまで上昇する。但し、インダク
タンスＬ５１の逆起電力作用により、ノードｎ３が先に
入力電圧まで上昇し、遅れてノードｎ２も上昇する。こ
の時、所定の大電流がインダクタンスＬ５１を流れる。

【０００５】ノードｎ２がほぼ入力電圧Vinまで上昇す
ると帰還抵抗Ｒ９５によりノードｎ１よりもわずかに高
くなり、トランジスタＱ５２のエミッタとダイオードＤ
５２のカソード端子が接続された電流スイッチ回路にお
いて、ダイオードＤ５２側が導通して電流が流れ始め
る。その結果、トランジスタＱ５２は非導通状態に遷移
し、それに伴って電流供給用のトランジスタＱ５１が非
導通状態に遷移して、出力側に供給される電流が減少す
る。

【０００６】しかしながら、インダクタンスＬ５１はそ
れまでの電流を維持するように動作し、その逆起電力に
よりノードｎ３の電圧が急激に下がり、ダイオードＤ５
５でクランプされるＧＮＤ−Ｖｆ（ＶｆはダイオードＤ
５５の順方向電圧）まで下がる。但し、ノードｎ２はし
ばらくの間、高い電圧を維持する。その結果、ノードｎ
３の低下は、帰還抵抗Ｒ９５を介してノードｎ１に伝え
られ、トランジスタＱ５２はより深くオフし、トランジ
スタＱ５１もより深くオフする。この状態では、ノード
ｎ１とｎ２の電圧関係は、ｎ１＜ｎ２となり、両ノード
間にはΔＶが生成される。

【０００７】出力電圧Voutは、出力負荷によって低下
し、それに伴いノードｎ２も低下する。このノードｎ２
の低下速度は、出力負荷の大きさに依存する。やがて、
ノードｎ２がノードｎ１の電圧まで低下すると、トラン
ジスタＱ５２が導通状態に遷移し、電流供給用トランジ
スタＱ５１も導通状態に遷移する。それによりノードｎ
３に電流が供給されるが、インダクタンスＬ５１による
電流の流れを阻止する逆起電力作用により、もっぱらノ
ードｎ３の電圧が上昇する。ノードｎ３の電圧上昇によ
り、ノードｎ１の電圧も上昇し、ノードｎ１とｎ２との
電圧関係は逆転する。やがて、供給電流がインダクタン
スＬ５１を介して出力端子から負荷回路に供給される
と、負荷の大きさに依存して、ノードｎ２の電圧が上昇
し、ダイオードＤ５０が導通、トランジスタＱ５２，Ｑ
５１が非導通状態に遷移する。

【０００８】以上のとおり、ノードｎ１，ｎ２の電圧
が、ヒステリシス特性を持って交互に上下変化し、それ
に伴い電流供給用のトランジスタＱ５１が導通状態と非
導通状態とを所定の周期で繰り返す。この周波数は、出
力端子に接続される負荷の大小に依存する。即ち、負荷
が大きい時は、負荷容量Ｃ５４の電圧リップルの傾きが
急になり、周波数も大きくなる。一方、負荷が小さい場
合は、逆に周波数も小さくなる。

【０００９】図３は、従来の降圧、非絶縁型の自励式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の別の例である。図４は、その
自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図である。図３
の回路の図１と異なるところは、トランジスタＱ５２を
オン・オフ制御する回路が、集積回路ＩＣ５１と抵抗Ｒ
８９，Ｒ９５により構成されていることである。集積回
路ＩＣ５１の詳細回路は、図中に拡大して示されるとお
り、レファレンス電圧Vref側の入力ｎ５ともう一つの入
力ｎ４の電圧がヒステリシス特性を持って交互に上下す
ることを利用して、トランジスタＱ５１のオン・オフを
制御し、電流供給用トランジスタＱ５１のオン・オフを
制御する。

【００１０】以下、図３のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の
動作を簡単に説明する。最初に入力電圧Vinが印加され
ると、抵抗Ｒ８８を介してノードｎ１に電流が流れ、ト
ランジスタＱ５２が導通し、同時にトランジスタＱ５１
も導通する。それに伴い、電流がインダクタンスＬ５
１、負荷容量Ｃ５４と流れ、出力電圧Voutが上昇する。
インダクタンスＬ５１の逆起電力特性により、ノードｎ
３の電圧が先に上昇し、その後ノードｎ２の電圧が上昇
する。ノードｎ３がほぼ入力電圧Vinと同じになり、抵
抗Ｒ８９には、抵抗Ｒ８９，Ｒ９５の抵抗分圧分の電圧
が印加され、集積回路ＩＣ５１のノードｎ５のレベル
は、ノードｎ４のレベルより高く保たれる。そして、ノ
ードｎ２がやがて上昇すると、それに伴いノードｎ４も
上昇し、集積回路ＩＣ５１のカソード側から電流が吸収
され、ノードｎ１の電圧が低下し、トランジスタＱ５２
のベース電流の不足から、非導通状態に遷移する。それ
に伴いトランジスタＱ５１も非導通状態になる。

【００１１】トランジスタＱ５１が非導通になると、供
給電流がなくなるが、インダクタンスＬ５１の逆起電力
により引き続き電流を流そうとし、ノードｎ３の電圧が
急激に低下して、トランジスタＤ５５のクランプレベル
まで低下する。但し、ノードｎ２はその電圧をしばらく
維持する。その結果、抵抗Ｒ８９の電圧がなくなり、ノ
ードｎ５の電圧はレファレンス電圧Vrefのみとなり、ノ
ードｎ４とｎ５の関係はｎ４＞ｎ５となり、集積回路Ｉ
Ｃ５１のカソード電流がさらに増加して、トランジスタ
Ｑ５２は確実にオフになる。

【００１２】やがて、出力負荷への電流供給により出力
電圧Voutが低下し、ノードｎ２も低下してノードｎ４も
低下する。そして、集積回路ＩＣ５１の入力であるノー
ドｎ４が、レファレンス電圧Vrefまで低下すると、集積
回路ＩＣ５１のカソード電流が停止して、トランジスタ
Ｑ５２のベース電流が増加し、トランジスタＱ５２は導
通する。その結果、トランジスタＱ５１も導通する。以
後、同じ動作を繰り返す。この例においても、スイッチ
ングの周波数は、出力負荷の大小に依存する。

【００１３】このＤＣ−ＤＣコンバータの場合は、トラ
ンジスタＱ５２，Ｑ５１のオン・オフの制御に、図１の
ようにダイオードＤ５０を使用しない。ダイオードＤ５
０の順方向電圧は温度依存性があり、それを利用した図
１の制御回路では不安定な制御になるのに対して、図３
の回路では、集積回路ＩＣ５１によりトランジスタＱ５
２のオン・オフ制御しているので、温度依存性をなくす
ことができる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】さて、上記の自励式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の問題点は、電流供給トランジ
スタＱ５１のスイッチング周波数が、出力端に接続され
る負荷の大きさに依存した電圧リップルの傾きにより決
まることにある。従って、負荷が重くなると、負荷電流
が大きくなり、コンバータ回路の発振周波数が高くな
る。周波数が高くなると、コンバータ回路のスイッチン
グ動作に伴う電力ロスを増大させることになり好ましく
ない。

【００１５】そこで、本発明の目的は、周波数が高くな
り過ぎることが防止された自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の一つの側面は、直流入力電圧を直流出力
電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電
圧が印加される入力端子と出力電圧が生成される出力端
子との間に設けられた電流供給用トランジスタと、電流
供給用トランジスタへのベース電流の供給を制御し、出
力電圧の電圧リップルに応じて導通と非導通を繰り返す
制御トランジスタと、電流供給用トランジスタが非導通
状態になり出力電圧が低下して制御トランジスタが導通
状態になっても、電流供給用トランジスタのベース・エ
ミッタ間を短絡してその非導通状態を所定時間維持する
遮断回路とを有することを特徴とする。

【００１７】上記の発明の側面によれば、出力負荷が大
きくて電圧リップルの傾きが大きくなる場合でも、遮断
回路により所定時間電流供給用トランジスタを非導通状
態に維持するので、コンバータ回路の発振周波数が高く
なりすぎることが防止される。即ち、発振周波数が遮断
回路の特性によりある上限にクランプされる。その結
果、周波数が高くなって電力ロスが大きくなることが防
止される。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態例を説明する。しかしながら、本発明の保護範
囲は、上記の実施の形態例に限定されるものではなく、
特許請求の範囲に記載された発明とその均等物にまで及
ぶものである。

【００１９】図５は、第１の実施の形態例におけるＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の図である。図５のコンバータ回
路は、図１のコンバータ回路に遮断回路１０を追加した
構成である。それ以外の構成は図１と同じであり、各回
路素子には同じ引用番号を与えている。

【００２０】図５のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の遮断回
路１０は、電流供給用のトランジスタＱ５１のエミッタ
・ベース間を短絡するトランジスタＱ５７と、そのトラ
ンジスタＱ５７を制御する抵抗Ｒ９０とコンデンサＣ５
２と、そのコンデンサＣ５２の電荷を放電するダイオー
ドＤ５９とを有する。この遮断回路１０は、電流供給用
トランジスタＱ５１が非導通状態になった後、出力電圧
Voutが低下して制御トランジスタＱ５２が導通状態にな
っても、電流供給用トランジスタＱ５１のベース・エミ
ッタ間を短絡してその非導通状態を所定時間維持する。

【００２１】図６は、図５のＤＣ−ＤＣコンバータ回路
の動作波形図である。図６を参照しながら、図５の回路
の動作を説明する。入力電圧Vinが供給されると、ノー
ドｎ１が上昇しトランジスタＱ５２が導通して電流供給
用トランジスタＱ５１が導通する。これに伴い、ノード
ｎ３が上昇し、帰還抵抗Ｒ９５を介してノードｎ１を上
昇させ、トランジスタＱ５２はより深く導通する。

【００２２】インダクタンスＬ５１の逆起電力作用によ
り、ノードｎ２が遅れて入力電圧Ｖin近くまで上昇する
と、ダイオードＤ５０が導通し、トランジスタＱ５２を
非導通状態に遷移させる。それに伴い、電流供給用トラ
ンジスタＱ５１も非導通状態に遷移し、インダクタンス
Ｌ５１の大電流を流し続けようとする逆起電力作用によ
り、ノードｎ３の電圧は急激に低下し、GND−Ｖｄ（Ｖ
ｄはダイオードＤ５５の順方向電圧）にクランプされ
る。

【００２３】このノードｎ３の電圧の低下に伴い、入力
電圧Vin−トランジスタＱ５７のエミッタ・ベース間−
抵抗Ｒ９０を経由して、コンデンサＣ５２が充電され、
ノードｎ１０の電圧がＣＲ時定数に依存した傾きで上昇
する。この充電電流によりトランジスタＱ５７にベース
電流が供給されて導通し、トランジスタＱ５１のエミッ
タ・ベース間を短絡し、トランジスタＱ５１を非導通状
態に維持する。

【００２４】出力側の負荷が大きいとノードｎ２の電圧
が急速に低下する。ノードｎ２の低下により、ダイオー
ドＤ５０が非導通状態に遷移し、トランジスタＱ５２は
導通状態に遷移する。図１の従来例では、このトランジ
スタＱ５２の導通に応答して電流供給トランジスタＱ５
１も導通状態に遷移するが、図５の実施の形態例では、
トランジスタＱ５７の導通によりトランジスタＱ５２か
らの電流は、このトランジスタＱ５７を介して流れて、
電流供給用トランジスタＱ５１は非導通状態に維持され
る。

【００２５】遮断回路１０のトランジスタＱ５７の非導
通状態は、コンデンサＣ５２が充電されてノードｎ１０
が入力電圧Vin近くに上昇するまで維持される。ノード
ｎ１０の電圧が十分上昇すると、トランジスタＱ５７の
エミッタ・ベース間電圧が不十分になり、非導通にな
る。その結果、既に導通状態にあるトランジスタＱ５２
からの電流が、電流供給用トランジスタＱ５１のベース
電流として供給され、そのトランジスタＱ５１が導通す
る。これに伴い、ノードｎ３が上昇する。その後の動作
は、図１と同じである。

【００２６】このように、出力側の負荷が大きくて、ノ
ードｎ２の低下が速くなっても、電流供給用トランジス
タＱ５１の導通開始時期は、遮断回路１０のコンデンサ
Ｃ５２の充電時間より早まることはない。この充電が完
了するまで短絡用トランジスタＱ５７が導通状態を継続
して、トランジスタＱ５１の導通時期が早まるのを防止
するからである。図６の動作波形図では、トランジスタ
Ｑ５１がオフの期間が、図２の場合よりも長くなってい
る。

【００２７】図５のコンバータ回路では、出力負荷が小
さくて、ノードｎ２の電圧低下が遅い場合は、遮断回路
１０の遮断期間が先に完了する。その場合は、図１と同
様に、ノードｎ２の電圧低下により、ダイオードＤ５０
が非導通、トランジスタＱ５２が導通状態に遷移した時
点で、電流供給用トランジスタＱ５１は導通状態に遷移
する。つまり、図５のコンバータ回路では、遮断回路１
０を設けたことにより、スイッチング周波数が、所定の
周波数にクランプされ、周波数が高くなりすぎてスイッ
チングロスが増大することが防止される。

【００２８】図７は、第２の実施の形態例におけるＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の図である。また、図８は、その
動作波形を示す図である。この実施の形態例において
も、遮断回路１０が設けられ、出力負荷が大きくて出力
電圧の電圧リップルの傾きが大きくなっても、所定の周
波数以上にスイッチング周波数が大きくなるのを防止し
ている。

【００２９】図７のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の動作は
次のとおりである。入力電圧Vinが印加されると、ノー
ドｎ１が上昇し、トランジスタＱ５２が導通、電流供給
トランジスタＱ５１も導通する。これに伴い、ノードｎ
３の電圧が上昇し、トランジスタＱ５２がより深く導通
する。この時、ノードｎ３の高い電圧により、抵抗Ｒ８
９には所定の電圧が印加され、集積回路ＩＣ５１のノー
ドｎ５の電圧は、その抵抗Ｒ８９の電圧とレファレンス
電圧Vrefとの和になる。

【００３０】インダクタンスＬ５１の逆起電力作用によ
り、ノードｎ２がやや遅れて入力電圧Vin付近まで上昇
すると、その電圧の上昇は、抵抗Ｒ６４とＲ６５の抵抗
分割によりノードｎ４の電圧も上昇させる。その結果、
集積回路ＩＣ５１がカソード電流を発生し、ノードｎ１
のベース電流が不足し、トランジスタＱ５２は非導通状
態に遷移する。それに伴い、電流供給用トランジスタＱ
５１も非導通状態に遷移し、ノードｎ３は急激に低下す
る。この低下により、抵抗Ｒ６４には電圧降下がなくな
り、ノードｎ５の電圧は、レファレンス電圧Vrefのみに
低下する。これにより、カソード電流が増加し、トラン
ジスタＱ５２はより深く非導通になる。

【００３１】インダクタンスＬ５１の逆起電力作用によ
り、ノードｎ２がやや遅れて低下する。この低下の速度
は、出力負荷の大きさに依存する。それに伴い、ノード
ｎ４の電圧が低下して、集積回路ＩＣ５１のカソード電
流が減少し、トランジスタＱ５２は導通状態に遷移す
る。

【００３２】しかし、遮断回路１０のコンデンサＣ５２
は、ノードｎ３の低下に伴って充電電流が発生し、それ
に伴って短絡トランジスタＱ５７が導通状態になって、
電流供給トランジスタＱ５１の非導通状態を、ＣＲ時定
数に依存した所定時間維持する。従って、出力負荷が大
きくて、ノードｎ２が急激に低下して、トランジスタＱ
５２が導通状態になっても、その導通電流はトランジス
タＱ５７を介して流れて、電流供給用トランジスタＱ５
１は非導通状態に維持される。やがてコンデンサＣ５２
の充電が終了すると、短絡用トランジスタＱ５７が非導
通となり、電流供給用トランジスタＱ５１が導通状態に
遷移する。従って、図８の動作波形図では、トランジス
タＱ５１の非導通状態の期間が長くなっている。

【００３３】トランジスタＱ５１が導通すると、ノード
ｎ３の電圧が上昇し、集積回路ＩＣ５１のノードｎ５の
電圧が上昇し、そのカソード電流が減少して、トランジ
スタＱ５２がより深く導通する。そして、インダクタン
スＬ５１の逆起電力作用によりやや遅れてノードｎ２が
上昇すると、ノードｎ４がノードｎ５と同等になり、カ
ソード電流が発生し始める。それにより、トランジスタ
Ｑ５２が非導通状態に遷移し、電流供給用トランジスタ
Ｑ５１も非導通状態に遷移する。それ以降の動作は、上
記した通りである。

【００３４】このように、第２の実施の形態例において
も、出力負荷が大きくてノードｎ２の低下に伴いノード
ｎ４の低下が速くなっても、遮断回路１０の充電時間の
間、短絡トランジスタＱ５７の導通により電流供給用ト
ランジスタＱ５１の非導通状態が維持される。そのた
め、スイッチング周波数が所定値よりも高くなることが
防止され、スイッチングロスが増大することが防止され
る。

【００３５】上記の遮断回路は、他の構成のＤＣ−ＤＣ
コンバータにも適用可能である。出力電圧のリップルを
利用した自励式のＤＣ−ＤＣコンバータに適用すること
で、電圧リップルの傾きが大きくなってスイッチング周
波数が高くなりすぎることを防止することができる。

【００３６】

【発明の効果】以上、本発明によれば、自励式ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路において、スイッチング周波数が高く
なりすぎることを防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の降圧、非絶縁型の自励式ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路である。

【図２】図１の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形
図である。

【図３】従来の降圧、非絶縁型の自励式ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路の別の例である。

【図４】図３の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形
図である。

【図５】第１の実施の形態例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路の図である。

【図６】図５のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の動作波形図
である。

【図７】第２の実施の形態例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路の図である。

【図８】図７のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の動作波形図
である。

【符号の説明】

Ｑ５１ 電流供給用トランジスタ Ｑ５２ 制御トランジスタ Ｌ５１ インダクタンス Ｖｉｎ 入力電圧 Ｖｏｕｔ 出力電圧 １０ 遮断回路 Ｑ５７ 短絡用トランジスタ

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流入力電圧を直流出力電圧に変換するＤ
   Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、 前記入力電圧が印加される入力端子と前記出力電圧が生
   成される出力端子との間に設けられた電流供給用トラン
   ジスタと、 前記電流供給用トランジスタへのベース電流の供給を制
   御し、前記出力電圧の電圧リップルに応じて導通と非導
   通を繰り返す制御トランジスタと、 前記電流供給用トランジスタが非導通状態になった後、
   前記出力電圧が低下して前記制御トランジスタが導通状
   態になっても、前記電流供給用トランジスタのベース・
   エミッタ間を短絡してその非導通状態を所定時間維持す
   る遮断回路とを有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコン
   バータ。
2. 【請求項２】請求項１において、 更に、電流供給用トランジスタと出力端子との間に設け
   られたインダクタンスを有し、 前記制御トランジスタの導通と非導通とが、当該インダ
   クタンスの前後のノードの電圧によるヒステリシス特性
   により制御され、前記制御トランジスタの導通と非導通
   の周波数が出力負荷の大小に依存することを特徴とする
   ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】請求項２において、 前記制御トランジスタの導通開始時期が早まるのが、前
   記遮断回路により防止されることを特徴とするＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータ。
4. 【請求項４】請求項２において、 前記インダクタンスと電流供給用トランジスタとの接続
   側の第１のノードが、帰還抵抗を介して前記制御トラン
   ジスタのベースに接続され、前記インダクタンスの出力
   端子側の第２のノードが、ダイオードを介して前記制御
   トランジスタのエミッタに接続されていることを特徴と
   するＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 【請求項５】請求項２において、 前記インダクタンスと電流供給用トランジスタとの接続
   側の第１のノードと、前記インダクタンスの出力端子側
   の第２のノードの電圧の上下関係に応じて、前記制御ト
   ランジスタのベースから電流を吸収するスイッチング回
   路を有し、 当該スイッチング回路は、前記第１のノードの低下に遅
   れて前記第２のノードが低下するときに、前記電流の吸
   収を停止して、前記制御トランジスタを導通状態にする
   ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 【請求項６】請求項１において、 前記遮断回路は、前記電流供給用トランジスタが非導通
   状態になってから所定時間、前記電流供給用トランジス
   タのベース・エミッタ間を短絡する短絡トランジスタを
   有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 【請求項７】請求項４または５において、 前記遮断回路は、前記電流供給用トランジスタが非導通
   状態になり前記第１のノードが低下してから所定時間、
   前記前記電流供給用トランジスタのベース・エミッタ間
   を短絡する短絡トランジスタを有することを特徴とする
   ＤＣ−ＤＣコンバータ。