FR2730880A1

FR2730880A1 - Procede et circuit de linearisation par predistorsion pour un amplificateur de puissance

Info

Publication number: FR2730880A1
Application number: FR9511994A
Authority: FR
Inventors: John R Grebliunas; Arnold L Berman; David L Crampton
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1994-10-13
Filing date: 1995-10-12
Publication date: 1996-08-23
Anticipated expiration: 2015-10-12
Also published as: JPH08181544A; US5523716A; FR2730880B1; JP2883894B2

Abstract

L'invention concerne la linéarisation des amplificateurs de puissance micro-ondes. Un circuit de linéarisation par prédistorsion (10) pour un amplificateur de puissance (24) comprend un circuit de commutation ayant une paire de diodes antiparallèles (26, 28). Il comprend également un circuit à impédance (38, 40), en parallèle sur le circuit de commutation, ayant exclusivement des éléments passifs dont les valeurs sont sélectionnées pour appliquer au signal d'entrée une distorsion complémentaire qui est fonction de l'amplitude du signal d'entrée. Application aux communications par satellite.

Description

Cette invention concerne un circuit de linéari-

sation par prédistorsion qui convient pour appliquer un

signal à un amplificateur de puissance de façon à linéa-

riser un signal émis par l'amplificateur, et elle concerne plus particulièrement un circuit de linéarisation ayant un nombre réduit de composants et une taille physique

réduite, ce qui est avantageux pour des systèmes de commu-

nication par satellite.

Des amplificateurs de forte puissance sont employés dans de nombreuses situations, comprenant des systèmes de communication par satellite dans lesquels un amplificateur de forte puissance, tel qu'un amplificateur de puissance à semiconducteurs ou un amplificateur à tube à ondes progressives, est employé pour amplifier un signal jusqu'à un niveau de puissance suffisant pour l'émission du satellite vers une station au sol. Une caractéristique désavantageuse des amplificateurs de forte puissance consiste en ce qu'ils ont un gain qui change en fonction du niveau du signal d'entrée, et un déphasage qui change en fonction du niveau du signal d'entrée. Il en résulte que la puissance élevée exigée est obtenue au prix de l'introduction de non-linéarités d'amplitude et de phase dans les signaux qui sont transmis par une liaison de communication par satellite. Il y a donc une distorsion

dans le signal RF (radiofréquence) acheminant l'informa-

tion. Pour combattre la distorsion qui est introduite par l'amplificateur de puissance, la pratique a consisté à employer un circuit de linéarisation par prédistorsion dans le chemin de signal en amont de l'amplificateur, pour introduire une distorsion dans le signal, sous la forme à

la fois d'une non-linéarité d'amplitude et d'une non-

linéarité de phase, qui est l'inverse de la distorsion de l'amplificateur, pour ainsi annuler la distorsion de

l'amplificateur et obtenir un signal de sortie linéaire.

La plupart des circuits de linéarisation par prédistorsion qui sont décrits dans les publications concernant les circuits micro-ondes utilisent des hybrides de combinaison

de puissance en association avec des circuits non linéai-

res, pour réaliser un circuit de linéarisation par prédis-

torsion du type à réflexion ou du type à transmission. Ces circuits sont de façon caractéristique assez grands, du fait de leur complexité. Certains circuits ont une taille plus réduite et utilisent un élément actif tel qu'un transistor à effet de champ à l'arséniure de gallium (FET au GaAs) dans une configuration à grille commune ou à source commune. On trouve des exemples d'un tel circuit dans les brevets des E. U.A. n 5 038 113 (General

Electric) et 5 138 275 (Siemens).

Il apparaît un problème qui consiste en ce que les circuits de linéarisation par prédistorsion précédents sont plus complexes et coûteux qu'on ne le désire, et peuvent ne pas permettre une commande indépendante des non-linéarités d'amplitude et de phase. La complexité est due en partie à la nécessité d'un circuit de polarisation pour fournir au transistor le courant et la tension de polarisation de fonctionnement qui sont exigés, et à l'utilisation de circuits supplémentaires relativement

complexes pour produire les non-linéarités désirées.

On résout le problème mentionné précédemment et

on obtient d'autres avantages avec un circuit de linéari-

sation par prédistorsion qui est destiné à linéariser simultanément les caractéristiques d'amplitude et de phase d'un amplificateur de puissance, par l'introduction d'une caractéristique d'amplitude pouvant être sélectionnée et d'une caractéristique de phase pouvant être sélectionnée, qui sont complémentaires des caractéristiques d'amplitude et de phase de l'amplificateur de puissance, pour ainsi annuler les non- linéarités dans l'amplification du signal

par l'amplificateur de puissance. Conformément à l'inven-

tion, le circuit de linéarisation par prédistorsion comporte une branche de diode polarisée en direct et une branche de diode polarisée en inverse et une troisième branche, dans une configuration dans laquelle les trois branches sont connectées en parallèle, et des branches individuelles peuvent comporter des composants à impédance

respectifs, tous les composants étant des éléments élec-

triques passifs. Conformément à l'inventionpar le réglage des valeurs de signal d'entrée et de sortie du circuit de

linéarisation, et par le réglage des composants à impé-

dance, le circuit de linéarisation procure le jeu complé-

mentaire de caractéristiques d'amplitude et de phase qui

est exigé pour linéariser l'amplificateur de puissance.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la

description qui va suivre d'un mode de réalisation, donné

à titre d'exemple non limitatif. La suite de la descrip-

tion se réfère aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est un schéma électrique d'un circuit de linéarisation par prédistorsion conforme à l'invention; La figure 2 montre un schéma généralisé du circuit de linéarisation par prédistorsion de la figure 1;

La figure 3 est une vue en perspective schéma-

tique d'un mode de réalisation à micro-ruban du circuit de linéarisation par prédistorsion de l'invention, vu par le haut, le mode de réalisation se présentant sous la forme d'un circuit intégré micro- ondes; et La figure 4 est une représentation graphique montrant des caractéristiques d'amplitude et de phase d'un circuit de linéarisation par prédistorsion que l'on fait

varier par la sélection de valeurs de composants.

Un même élément apparaissant dans différentes figures est désigné par des références identiques dans les

différentes figures.

En se référant à la figure 1, on note qu'un

circuit de linéarisation par prédistorsion 10 est cons-

truit conformément à l'invention et il comprend une

section non linéaire 12 qui est connectée par un atténua-

teur 14 à une borne d'entrée 16 du circuit de linéarisa-

tion 10, et qui est connectée par un amplificateur à gain

variable 18 à une borne de sortie 20 du circuit de linéa-

risation 10. Le circuit de linéarisation 10 est connecté entre une source 22 d'un signal micro-ondes, ou d'un autre

signal à courant alternatif, et un amplificateur de puis-

sance 24 qui peut être un tube à ondes progressives (TOP) ou un amplificateur de puissance à semiconducteurs. La

source 22 applique un signal d'entrée, de façon caracté-

ristique dans une gamme de 2-18 GHz (gigahertz) à la borne d'entrée 16, pour que ce signal soit traité par le circuit de linéarisation 10, et le signal traité est appliqué par

le circuit de linéarisation 10 à l'amplificateur de puis-

sance 24, par l'intermédiaire de la borne de sortie 20.

Conformément à une caractéristique de l'inven-

tion, la section non linéaire 12 est constituée exclusive-

ment par des composants électroniques passifs, et elle comprend une paire de diodes anti-parallèles 26 et 28 remplissant la fonction d'une unité de commutation 30, connectées entre des noeuds de circuit 32 et 34. La section non linéaire 12 comprend également une branche principale 36 ayant une impédance qui, dans un mode de

réalisation préféré de l'invention, comprend une résis-

tance 38 et une inductance 40 connectées en parallèle entre les noeuds 32 et 34. Comme il est bien connu en ce qui concerne les caractéristiques électriques de chacune des diodes 26 et 28, un courant relativement faible circule dans le sens direct lorsque la tension directe aux bornes de la diode augmente, jusqu'à ce que la valeur de

la tension directe atteigne le coude de la caractéristi-

que, et à ce moment l'impédance directe diminue brusque-

ment et un courant relativement élevé peut circuler. La valeur de la tension de coude de la caractéristique varie conformément au type de structure de la diode et à titre d'exemple, dans le cas d'une diode à l'arséniure de

gallium, elle est de façon caractéristique de 0,7 volt.

Par conséquent, pour une amplitude relativement faible du signal d'entrée de la source 22, ce signal d'entrée étant représenté graphiquement en 42, l'unité de commutation 30 est fondamentalement un circuit ouvert. Cependant, pour des valeurs supérieures du signal d'entrée 42, la tension de coude de la caractéristique est dépassée, et l'unité de commutation 30 permet à un courant de contourner la

branche principale 36.

Dans le mode de réalisation préféré de l'inven-

tion, la source 22, l'atténuateur 14 et l'amplificateur à gain réglable 18 fonctionnent de façon à acheminer des signaux le long d'une ligne de transmission ayant une impédance caractéristique qui est de préférence de 50 ohms. Dans le circuit de linéarisation 10, l'impédance caractéristique de 50 ohms est indiquée au noeud 32 par

une résistance 44, et au noeud 34 par une résistance 46.

La figure 2 montre un schéma généralisé du circuit de linéarisation 10 dans lequel les diodes 26 et 28 sont représentées sous la forme de branches séparées du circuit, et dans lequel chaque branche a une certaine forme d'impédance. Les impédances des trois branches sont indiquées par Z1, Z2 et Z3, et dans ce schéma la diode 26 est en série avec l'impédance Z1, la branche principale 36 comporte l'impédance Z3 et la diode 28 est en série avec l'impédance Z2. Dans le cas du circuit de la figure 1, Z1 et Z2 sont simplement des courts-circuits, et Z3 est la combinaison en parallèle de la résistance 38 et de l'inductance 40. Cependant, dans le cas général, une ou plusieurs des impédances Z1, Z2 et Z3 peuvent avoir des valeurs différentes de zéro, et l'une quelconque des impédances peut être formée par une résistance, par une

résistance en parallèle avec un condensateur ou une induc-

tance, ou par une résistance en série avec un condensateur ou une inductance, ou même par une configuration de circuit plus complexe, telle qu'une inductance en série avec la combinaison en parallèle d'une résistance et d'un

condensateur, par exemple.

La figure 3 montre une réalisation de la section non linéaire 12 de la figure 2 sous une forme micro-ruban micro-ondes, dans laquelle Z1 et Z2 sont égales à zéro (court-circuit), et dans laquelle Z3 est une combinaison en série d'une résistance et d'une capacité. Le circuit est formé par un substrat 48 en un matériau diélectrique électriquement isolant, tel qu'une couche d'alumine de 0,25 mm d'épaisseur, par une feuille métallique faisant fonction de plan de masse 50 sur une face inférieure du substrat 48, et par un réseau de conducteurs de type microruban sur une face supérieure 52 du substrat 48. Le réseau de conducteurs de type micro-ruban comprend une première branche 54 et une seconde branche 56 qui sont

respectivement connectées aux noeuds 32 et 34. Les conduc-

teurs de type micro-ruban et le plan de masse peuvent être formés par un métal, comme par exemple du cuivre ou de l'aluminium. Au noeud 32, la branche 34 se divise en trois branches 58A, 58B et 58C. Au noeud 34, la branche 56 se divise en trois branches 60A, 60B et 60C. La diode 26 est connectée entre des extrémités distantes des branches 58A et 60A, la diode 28 est connectée entre des extrémités distantes des branches 58C et 60C, et un espace entre les extrémités en regard des branches 58B et 60B constitue un condensateur 64. Les branches 58B et 60B contiennent également des résistances à couche 66 et 68 qui sont

connectées en série avec le condensateur 64. Les résis-

tances à couche 66 et 68 peuvent être fabriquées en nitrure de tantale, et chacune peut avoir une valeur de 100 ohms. Le condensateur 64 peut avoir une valeur de quelques picofarads. On peut trouver des valeurs réelles des éléments résistifs et réactifs conformément à la

procédure de l'invention, comme on le décrira ci-après.

Il faut noter que des diodes, telles que les diodes 26 et 28, ont une capacité qui produit un couplage de signaux de haute fréquence, tels que le signal 42 de la source 22, entre les noeuds 32 et 34. Une telle capacité

tend à réduire la largeur de bande du circuit de linéari-

sation 10, et il peut être nécessaire de l'éliminer au moyen d'un circuit accordé, par l'ajout d'une inductance série (non représentée) dans chacune des impédances Z1 et Z2 Pour obtenir la largeur de bande maximale du circuit de linéarisation 10, il est préférable d'utiliser des diodes, telles que des diodes Schottky, ayant une capacité relativement faible, et on a employé dans un mode de réalisation préféré de l'invention des diodes à barrière

Schottky au GaAs du type HP 9101, fabriquées par Hewlett-

Packard. En ce qui concerne l'utilisation de l'invention, on note que des amplificateurs de forte puissance, comme l'amplificateur 24, ont des caractéristiques de transfert représentant la puissance de sortie en fonction de la

puissance d'entrée qui présentent un gain linéaire lors-

qu'on les fait fonctionner à de faibles niveaux de puis-

sance. On a appelle ceci le fonctionnement linéaire ou en

petits signaux. Lorsque la puissance d'entrée de l'ampli-

ficateur augmente, la puissance de sortie se comporte de façon non linéaire et elle n'augmente pas à la même vitesse que la puissance d'entrée. Lorsque la puissance d'entrée augmente, la puissance de sortie se limite

finalement à la puissance de sortie saturée de l'amplifi-

cateur. On appelle compression du gain cette diminution du gain lorsque la puissance d'entrée est augmentée. Lorsque la puissance d'entrée de l'amplificateur est augmentée, non seulement le gain présente des non-linéarités, mais en plus le déphasage à travers l'amplificateur subit des non

linéarités. En fonction de la conception de l'amplifica-

teur, le déphasage peut augmenter ou diminuer lorsque l'amplificateur est attaqué pour passer en compression de

gain.

Dans le fonctionnement de l'invention les diodes 26 et 28 se comportent comme un interrupteur dynamique qui

passe d'un état à haute impédance à un état à basse impé-

dance lorsque le niveau d'attaque est augmenté. Le circuit de linéarisation 10 produit une expansion de gain qui complémente la compression de gain de l'amplificateur de puissance 24, pour donner une amplification linéaire du

signal d'entrée de la source 22. Le circuit de linéarisa-

tion 10 produit également un déphasage qui complémente le déphasage introduit par l'amplificateur de puissance 24, de façon à annuler le déphasage qui est introduit par l'amplificateur de puissance 24. A titre d'exemple simple, l'amplificateur de puissance 24 et l'amplificateur réglable 18 peuvent avoir un gain en tension combiné de

10. La tension de sortie maximale désirée est de 9 volts.

Une amplification linéaire est obtenue jusqu'à 7 volts, ce

qui représente dix fois la tension de coude de la caracté-

ristique de 0,7 volt. Si l'amplificateur de puissance 24 était linéaire, il serait nécessaire d'émettre seulement 0,9 volt à partir de la section non linéaire 12 pour obtenir les 9 volts désirés en sortie de l'amplificateur de puissance 24. Cependant, du fait de la saturation de

l'amplificateur de puissance 24, il est nécessaire d'émet-

tre 1,0 volt à partir de la section non linéaire 12 pour obtenir la tension désirée de 9 volts en sortie de l'amplificateur de puissance. Les valeurs d'impédance de Z1, Z2 et Z3 sont choisies de façon à produire une expansion du gain de 0,1 volt au-dessus de la tension de coude de la caractéristique, pour augmenter la tension de sortie de la section non linéaire 12 de 0,9 volt à 1,0 volt. D'une façon similaire, des valeurs de capacité et/ou d'inductance sont choisies de façon à introduire un changement dans le déphasage qui se produit pour des tensions de signal d'entrée, sur le noeud d'entrée 32, qui dépassent la tension de coude de la caractéristique, pour introduire ainsi un incrément ou un décrément de déphasage

qui annule le déphasage qui est introduit par l'amplifi-

cateur de puissance 24 lorsqu'il approche de la satura-

tion. Les figures 1 et 4 donnent un exemple de la

sélection de l'impédance exigée. Dans le cas o la résis-

tance 38 a une valeur de 250 ohms, le graphique de la figure 4 montre le gain en puissance en décibels (échelle verticale dans la partie supérieure du graphique) et le déphasage en degrés (échelle verticale dans la partie inférieure du graphique) qui sont obtenus en sortie de la section non linéaire 12 du circuit de linéarisation 10, en fonction de la puissance d'entrée en décibels par rapport à un milliwatt (échelle horizontale du graphique) qui est

appliquée au noeud 32. Le gain en puissance et le dépha-

sage que présente le graphique sont visualisés en fonction de la valeur de l'inductance 40, en nanohenrys (nH). Les résultats sont présentés pour trois valeurs d'inductance,

à savoir 5 nH, 35 nH et 15 nH. Les représentations graphi-

ques montrent que pour une puissance d'entrée inférieure à -10 dBm, le gain en puissance et le déphasage de sortie sont constants et indépendants de la puissance d'entrée, mais le gain en puissance et le déphasage varient avec l'inductance. Pour des valeurs supérieures de la puissance d'entrée, le gain augmente et il tend à se stabiliser à environ -1 dB à une puissance d'entrée de +20 dBm pour l'ensemble des trois valeurs d'inductance. En ce qui concerne le déphasage, on obtient à la fois des valeurs de déphasage positives et négatives, mais pour des valeurs croissantes de la puissance d'entrée au-dessus de -10 dBm, le déphasage diminue et tend à se stabiliser à environ

zéro degré pour l'ensemble des trois valeurs de l'induc-

tance. Le graphique montre la situation pour le cas dans lequel Z1 et Z2 ont la valeur zéro. Cependant, à titre d'exemple de modification de la forme des tracés de gain du graphique, on peut réduire l'expansion du gain en réalisant Z1 sous la forme d'une résistance en série avec

la diode 26, et en réalisant Z2 sous la forme d'une résis-

tance en série avec la diode 28. Un réglage supplémentaire est accompli en utilisant l'atténuateur 14 pour établir le

niveau d'amplitude du signal d'entrée 42 qui doit corres-

pondre à la tension de coude de la caractéristique des diodes 26 et 28. L'amplificateur réglable 18 peut avoir une plage de réglage qui est par exemple de -6 dB à +6 dB, et il a pour fonction de proportionner la tension émise par la section non linéaire 12 pour la faire concorder avec la plage de tension d'entrée de l'amplificateur de puissance 24. Pour faire la démonstration de l'utilisation du circuit de linéarisation 10, la tension d'entrée 42 est représentée avec une enveloppe d'amplitude qui augmente de façon linéaire en fonction du temps, qui est ensuite constante en fonction du temps et qui diminue ensuite de façon linéaire en fonction du temps. On peut caractériser ceci comme une région de rampe croissante, une région constante et une région de rampe décroissante. La même forme d'enveloppe d'amplitude avec des rampes linéaires, exemptes de compression du gain, apparaît de la manière qui est représentée en 70 pour le signal de sortie de l'amplificateur de puissance 24. De plus, le déphasage est constant dans le signal de sortie 70 et il ne présente aucun écart dû à des non- linéarités dans l'amplificateur

de puissance 24.

Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté,

sans sortir du cadre de l'invention.

Claims

REVENDICATIONS

1. Circuit (10) pouvant être connecté à une borne d'entrée d'un amplificateur de puissance (24) pour

linéariser l'amplificateur de puissance par la linéarisa-

tion simultanée des caractéristiques d'amplification et de phase de l'amplificateur de puissance, le circuit ayant une borne d'entrée (16) et une borne de sortie (20), caractérisé en ce qu'il comprend un ensemble de trois branches parallèles (26, 28, 36) interconnectant les bornes d'entrée et de sortie; une première des branches contient une première diode (26) orientée dans un sens direct, une seconde des branches contient une seconde diode (28) orientée dans un sens inverse, et une troisième des branches (36) comporte une impédance de troisième branche (Z3) comprenant à la fois une composante résistive et une composante réactive; et la première branche, la seconde branche et la troisième branche agissent sur un signal d'entrée (42) présent sur la borne d'entrée, de façon à donner à ce signal d'entrée une caractéristique

d'amplification en fonction de l'amplitude et une carac-

téristique de phase en fonction de l'amplitude qui sont complémentaires des caractéristiques d'amplification et de

phase de l'amplificateur de puissance.

2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé

en ce que la composante réactive (40) est inductive.

3. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la composante résistive (38) et la composante

réactive (40) sont en parallèle.

4. Circuit selon la revendication 1, caractérisé

en ce que la composante réactive (64) est capacitive.

5. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la composante réactive comprend à la fois des

éléments inductif et capacitif.

6. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une impédance de première branche (Z1) disposée dans la première branche, en série

avec la première diode.

7. Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une impédance de seconde branche (Z2) disposée dans la seconde branche en série

avec la seconde diode.

8. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (14) connectés à la borne d'entrée pour régler l'amplitude du signal

d'entrée qui est appliqué à la borne d'entrée.

9. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (18) connectés à la borne de sortie pour régler l'amplitude du signal de sortie qui est émis par la borne de sortie; et en ce que l'amplitude du signal d'entrée, l'amplitude du signal de sortie et l'impédance de troisième branche (Z3) sont

réglées pour donner au signal de sortie les caractéristi-

ques complémentaires d'amplification et de phase, en fonction de l'amplitude du signal de sortie, afin de

linéariser l'amplificateur de puissance.

10. Circuit de linéarisation par prédistorsion, caractérisé en ce qu'il comprend une couche isolante (48) en un matériau diélectrique, cette couche ayant une face supérieure et une face inférieure; une couche de plan de masse (50) disposée sur la face inférieure de la couche isolante; un circuit à micro-ruban (54, 56, 58A-B, 60A-B) disposé sur la face supérieure de la couche isolante, ce circuit à micro-ruban ayant une borne d'entrée (32) et une borne de sortie (34), ce circuit à micro- ruban comprenant

une branche principale (58B, 60B) et une branche de commu-

tation (58A, 60A, 58C, 60C) connectées en parallèle entre la borne d'entrée et la borne de sortie; et la branche principale comprend une impédance de branche principale (64, 66, 68) ayant une composante réactive (64) et une

composante résistive (66, 68), et la branche de commuta-

tion comprend une paire de diodes anti-parallèles (26, 28).

11. Circuit selon la revendication 10, caracté-

risé en ce que la composante résistive et la composante réactive sont en série.

12. Circuit selon la revendication 10, caracté-

risé en ce que la composante réactive est capacitive.

13. Circuit selon la revendication 10, caracté-

risé en ce qu'il fonctionne dans une gamme de fréquences

d'environ 2-18 gigahertz, la borne de sortie étant utili-

sée pour attaquer un amplificateur de puissance lorsque l'amplificateur de puissance est connecté à cette borne de sortie; et en ce qu'une amplitude de signal d'entrée, une amplitude de signal de sortie et l'impédance de branche principale sont réglées de façon à donner au signal de sortie des relations d'amplitude et de phase, en fonction

de l'amplitude du signal d'entrée, qui sont complémen-

taires de caractéristiques d'amplitude et de phase de

l'amplificateur de puissance, pour linéariser cet amplifi-

cateur de puissance.

14. Procédé de distorsion d'un signal d'entrée alternatif (42) appliqué à un amplificateur de puissance

(24) qui est caractérisé par une caractéristique d'ampli-

tude non linéaire et une caractéristique de phase non linéaire, selon lesquelles l'amplificateur de puissance produit une amplification pratiquement linéaire du signal d'entrée pour des valeurs relativement faibles du signal d'entrée, et l'amplificateur de puissance introduit une réduction de gain et un déphasage du signal d'entrée pour des valeurs relativement grandes du signal d'entrée, ce qui fait que l'amplificateur de puissance fournit en sortie une image distordue du signal d'entrée, le procédé produisant une distorsion du signal d'entrée qui est

complémentaire de la distorsion produite par l'amplifica-

teur de puissance, afin de linéariser le fonctionnement de l'amplificateur de puissance, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes qui consistent à fournir un circuit de commutation (26, Z1, 28, Z2) ayant une borne d'entrée (16)

et une borne de sortie (20) et une paire de diodes anti-

parallèles (26, 28) connectées entre la borne d'entrée et la borne de sortie de ce circuit de commutation; à connec- ter un circuit à impédance (Z3) entre la borne d'entrée et la borne de sortie du circuit de commutation, ce circuit à

impédance comprenant exclusivement des éléments électri-

ques passifs; à appliquer un signal d'entrée (42) à la borne d'entrée du circuit de commutation; à sélectionner une valeur d'un élément à impédance du circuit à impédance de façon à communiquer au signal d'entrée une distorsion qui est fonction de l'amplitude de ce signal d'entrée; et à émettre vers l'amplificateur de puissance un signal d'entrée distordu, dans lequel la distorsion du signal d'entrée est complémentaire de la distorsion de l'image

précitée, pour linéariser ainsi l'amplificateur de puis-

sance.