ES2972879T3 - Método para controlar rectificadores de extremo delantero pasivos paralelos con y sin intercalado - Google Patents
Método para controlar rectificadores de extremo delantero pasivos paralelos con y sin intercaladoInfo
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Abstract
Las realizaciones del presente documento se refieren a un método para controlar un accionamiento frontal pasivo trifásico en paralelo que se puede conectar a una fuente de alimentación de corriente alterna trifásica. El método incluye conectar una reactancia de acoplamiento al puente rectificador, la reactancia de acoplamiento configurada para transferir energía desde el rectificador a un primer bus de corriente continua (CC), acoplar el primer bus de CC a un segundo bus de CC y conectar un primer inversor al puente rectificador. primer bus de CC y conectar un segundo inversor al segundo bus de CC. El método también incluye conectar un primer controlador al primer inversor y al segundo inversor, el primer controlador configurado para generar señales de control para hacer que el primer inversor y el segundo inversor generen una pluralidad de señales de excitación del motor respectivamente, y combinar la pluralidad de señales de excitación del motor. señales de excitación del primer inversor con la pluralidad de señales de excitación del motor del segundo inversor. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)
Description
DESCRIPCIÓN
Método para controlar rectificadores de extremo delantero pasivos paralelos con y sin intercalado
Campo técnico
El objeto descrito en esta memoria se refiere en general al campo de los accionamientos de motor, y, más particularmente a un accionamiento de motor para ascensores y sistemas de enfriador de HVAC/R.
Antecedentes
Un sistema de ascensor, tal como sistemas de ascensor de tracción, hidráulicos y autopropulsados, basado en la aplicación (por ejemplo, edificios de gran altura) puede utilizar un sistema de potencia para propulsar una cabina dentro de un hueco de ascensor. Los grandes sistemas de enfriador utilizan un sistema de potencia para accionar sistemas de compresores y ventiladores. En la actualidad, los sistemas de potencia pueden emplear rectificadores activos o pasivos para generar un bus de CC y luego un esquema inversor para accionar los motores. Esto se hace para mejorar el rendimiento del sistema de potencia en particular para sistemas de velocidad variable o capacidad variable. Sin embargo, la temporización y la conmutación de una potencia desde los rectificadores a un bus de corriente continua (CC) incluye problemas de interferencia electromagnética (EMI) inherentes. Igualmente, la temporización y la conmutación de potencia en un inversor genera una EMI significativa.
En general, el ruido EMI se puede dividir en dos grupos principales: ruido de modo diferencial (DM) y ruido de modo común (CM). Los ruidos de DM se conducen entre fases. Los ruidos de CM se conducen junto con todas las fases a través de los condensadores parasitarios al suelo. Los ruidos de CM son motivo de grave preocupación para los accionamientos de motor, ya que los ruidos de CM aumentan la EMI en el accionamiento de motor y dañan el cojinete de motor y el aislamiento de devanado. Desafortunadamente, en ciertas aplicaciones, las soluciones tales como la adición de filtros CM para atenuar los ruidos CM no son viables debido a la penalización de peso significativa de cada filtro CM.
Sistemas de transporte, tales como sistemas de ascensor, utilizan máquinas para impartir fuerza a una cabina que transporta pasajeros. Los sistemas de enfriador utilizan máquinas grandes para hacer funcionar compresores grandes. Las máquinas empleadas pueden necesitar proporcionar niveles de potencia variables dependiendo de la aplicación. Cuando ya sea un sistema de ascensor o un sistema de enfriador requiere un trabajo o carga grande, se necesita proporcionar un accionamiento de motor para energizar la máquina. A menudo, puede no existir un accionamiento de alta potencia, lo que da como resultado altos costes de diseño y un largo tiempo de desarrollo para fabricar un accionamiento adecuado. Incluso si existe un solo accionamiento grande en el mercado, los costes asociados con un solo accionamiento grande pueden ser excesivos debido a los componentes especializados, la disponibilidad de componentes, etc. Además, los accionamientos de alta potencia requieren comúnmente componentes caros de alta tensión. Por lo tanto, los accionamientos paralelos pueden proporcionar un enfoque más rentable.
Cada uno de los documentos EP 0524398 A2, JP S5722385 A y JP S6328274 A divulgan sistemas y métodos para controlar inversores paralelos. El documento US 2006 043922 A1 divulga un controlador de motor para aplicaciones de alta potencia que comprende un módulo de filtro de entrada y dos puentes IGTB de inversor de CC-CA conectados en paralelo. Las salidas de los dos inversores se combinan mediante un transformador interfase de un módulo de filtro de salida.
Breve descripción
Según un aspecto de la invención, en esta memoria se describe un método para controlar un accionamiento de extremo delantero pasivo paralelo trifásico con un puente rectificador configurado para conexión a una fuente de potencia de corriente alterna trifásica. El método incluye conectar funcionalmente una reactancia de acoplamiento al puente rectificador, la reactancia de acoplamiento configurada funcionalmente para transferir energía desde el rectificador a un primer bus de corriente continua (CC), acoplar funcionalmente el primer bus de CC a un segundo bus de CC a través de un acoplador de bus, y conectar funcionalmente un primer inversor al primer bus de CC y conectar funcionalmente un segundo inversor al segundo bus de CC, el primer inversor y el segundo inversor cada uno configurado para proporcionar una pluralidad de señales de excitación de motor. El método también incluye conectar funcionalmente un primer controlador al primer inversor y al segundo inversor, el primer controlador configurado para generar señales de control para provocar que el primer inversor y el segundo inversor generen una pluralidad de señales de excitación de motor respectivamente, y combinar la pluralidad de señales de excitación de motor del primer inversor con la pluralidad de señales de excitación de motor del segundo inversor con una pluralidad de inductores de interfase.
Opcionalmente, conectar funcionalmente un segundo puente rectificador a una fuente de potencia de corriente alterna trifásica y conectar funcionalmente una segunda reactancia de acoplamiento al segundo puente rectificador, la segunda reactancia de acoplamiento configurada para transferir energía desde el segundo puente rectificador a un bus de corriente continua (CC).
Opcionalmente, al menos una de la primera reactancia de acoplamiento y la segunda reactancia de acoplamiento se configuran para estabilizar al menos uno del primer bus de CC y el segundo bus de CC y controlar una corriente de circulación del accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico. Opcionalmente, conectar funcionalmente un segundo controlador al primer controlador y al segundo inversor, en donde el primer controlador y el segundo controlador hacen que el primer inversor y el segundo inversor proporcionen corrientes de excitación de motor sustancialmente iguales, respectivamente.
Opcionalmente, cada inductor de interfase se configura para controlar una corriente de circulación del accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico.
Opcionalmente, la segunda señal de referencia PWM está 180 grados desfasada de la primera señal de referencia (PWM).
Opcionalmente, conectar funcionalmente un motor a la pluralidad de inductores de interfase, el motor configurado para recibir la pluralidad de señales de excitación de motor combinadas.
Se realizan características y ventajas adicionales a través de las técnicas de la presente divulgación. En esta memoria se describen en detalle otras realizaciones de la divulgación. Para una mejor comprensión de la divulgación con las ventajas y las características, consúltese la descripción y los dibujos.
Breve descripción de los dibujos
La materia objeto que se considera como la invención se señala particularmente y se reivindica claramente en las reivindicaciones al término de la memoria descriptiva. Las características y ventajas anteriores y otras de la invención resultan evidentes a partir de la siguiente descripción detallada y tomada en conjunto con los dibujos que la acompañan, en los que:
La FIG. 1 representa un sistema de potencia para un sistema de construcción según una realización;
la FIG. 2 muestra un diagrama de bloques de accionamiento en paralelo trifásico según una realización una realización;
la FIG. 3 ilustra un esquema simplificado de un accionamiento de rectificador pasivo según una realización; la FIG. 4 ilustra un esquema simplificado de un accionamiento paralelo de rectificador pasivo según una realización;
la FIG. 5 representa un método para controlar el accionamiento en paralelo de rectificador pasivo según una realización;
la FIG. 6 ilustra una señal de control para un accionamiento en paralelo de rectificador pasivo según una realización;
la FIG. 7 ilustra una señal de control para un accionamiento en paralelo de rectificador pasivo según una realización; y
la FIG. 8 representa una estructura inductora de acoplamiento según una realización.
Descripción detallada
En general, las realizaciones en esta memoria se refieren a un rectificador para suministrar a un bus de CC que a su vez suministra tensión a un convertidor que acciona un motor y configura el rectificador para minimizar o eliminar el ruido de modo común entre un bus de corriente continua (CC) y una fuente de corriente alterna (CA). De esta manera, las realizaciones en esta memoria se refieren a temporizar y conmutar una potencia desde el rectificador al bus de CC. Las realizaciones en esta memoria exponen un sistema de accionamiento y motor y/o un método para un sistema de rectificador (por ejemplo, un rectificador de extremo delantero pasivo<trifásico) para controlar activamente una tensión de>cC,<una corriente sinusoidal lateral de CA, y un factor de>potencia mediante la conmutación rápida de dispositivos electrónicos de potencia.
Generalmente, la conmutación de dispositivos electrónicos de potencia en el rectificador de extremo delantero pasivo también trae problemas de interferencia electromagnética (EMI). Los filtros de EMI se diseñan para atenuar el ruido EMI para satisfacer los estándares EMI, que se definen para aplicaciones particulares, pero los filtros de EMI añaden peso y complejidad para el sistema de rectificador. Además, se puede aplicar una topología más compleja para un rectificador de extremo delantero activo para reducir aún más la tensión CM. Por ejemplo, los rectificadores activos paralelos tienen más libertades de control que el rectificador de dos niveles estándar. Sin embargo, los rectificadores de extremo delantero activos son más complejos. Por lo tanto, el rectificador de extremo delantero pasivo trifásico con y sin intercalado proporciona un método de PWM para lograr una tensión CM reducida para rectificadores e inversores paralelos que es más simple y más rentable.
Con el fin de promover un entendimiento de los principios de la presente divulgación, se hará referencia a continuación a las realizaciones ilustradas en los dibujos y se utilizará un lenguaje específico para describirlos. Sin embargo, se entenderá que con ello no se pretende limitar el alcance de la divulgación. La siguiente descripción es meramente ilustrativa en su naturaleza y no pretende limitar la presente divulgación, su aplicación o usos. Debe entenderse que, a lo largo de los dibujos, los números de referencia correspondientes indican partes y características similares o correspondientes. Como se usa en esta memoria, el término controlador se refiere a circuitería de procesamiento que puede incluir un circuito integrado de aplicación específica (ASIC), un circuito electrónico, un procesador electrónico (compartido, dedicado o grupal) y una memoria que ejecuta uno o más programas de software o firmware, un circuito lógico combinacional y /u otros componentes e interfaces adecuados que proporcionen la funcionalidad descrita.
Adicionalmente, el término "ejemplar" se utiliza en esta memoria con el significado "que sirve como ejemplo, caso o ilustración". Ninguna realización o diseño descritos en esta memoria como "ejemplar" se debe interpretar necesariamente como preferido o más ventajoso que otras realizaciones o diseños. Se entiende que los términos "al menos uno" y "uno o más" incluyen cualquier número entero mayor que o igual a uno, es decir, uno, dos, tres, cuatro, etc. Se entiende que los términos "una pluralidad" incluyen cualquier número entero mayor que o igual a dos, es decir, dos, tres, cuatro, cinco, etc. El término "conexión" puede incluir una "conexión" indirecta y una "conexión" directa.
Como se muestra y se describe en esta memoria, se presentarán diversas características de la divulgación. Diversas realizaciones pueden tener características iguales o similares y, por lo tanto, las mismas características o similares pueden etiquetarse con el mismo número de referencia, pero precedidas por un primer número diferente que indica la figura a la que se muestra la característica. Por lo tanto, por ejemplo, el elemento "a" que se muestra en la Figura X puede etiquetarse como "Xa" y una característica similar en la Figura Z puede marcarse como "Za". Aunque se pueden usar números de referencia similares en un sentido genérico, se describirán diversas realizaciones y diversas características pueden incluir cambios, alteraciones, modificaciones, etc., como apreciarán los expertos en la técnica, ya sea explícitamente descrito o de otra manera apreciado por los expertos en la técnica.
En una realización, el rectificador de extremo delantero pasivo trifásico se utiliza en un sistema de potencia de un sistema de ventilación de calentamiento de edificios y aire acondicionado o refrigeración (HVAC/R). Por ejemplo, un edificio HVAC/R puede emplear un sistema de enfriador accionado por un sistema de potencia que incluye un accionamiento de motor con rectificador e inversor como se describe en esta memoria. En algunos casos, el rectificador puede ser un rectificador de extremo delantero pasivo trifásico. En una realización se describe un rectificador pasivo con y sin intercalado. El accionamiento también puede incluir un inversor de electrónica de potencia (por ejemplo, como un accionamiento de motor de corriente alterna (CA) de velocidad variable) para mejorar el rendimiento del sistema de enfriador.
En otra realización, el rectificador de extremo delantero pasivo trifásico se utiliza en un sistema de motor eléctrico 23 de un sistema de ascensor. El sistema de ascensor también incluye un hueco de elevación que tiene una pluralidad de carriles o huecos. En cada hueco, una o más cabinas de ascensor se trasladan para entregar pasajeros a un piso deseado de un edificio. El sistema de motor eléctrico utiliza el inversor de electrónica de potencia (por ejemplo, como un accionamiento de motor alterno de velocidad variable (CA)) para mejorar el rendimiento de maniobra de las cabinas de ascensor. Otras aplicaciones y realizaciones del rectificador de extremo delantero pasivo trifásico incluyen sistemas de potencia para trenes, barcos, aviones, etc.
La FIG. 1 es un diagrama de bloques de componentes de un sistema de potencia 10 de una realización que se puede emplear para alimentar uno o más sistemas o cargas de construcción 23. En una realización, el sistema de potencia 10 se describe con respecto a un sistema HVAC/R. El sistema HVAC/R convencional incorpora un circuito cerrado de refrigerante en un ciclo de compresión de vapor. El ciclo de compresión de vapor utiliza un refrigerante circulante como medio que absorbe y elimina el calor del espacio a enfriar y posteriormente rechaza ese calor en otra parte. Todos estos sistemas tienen cuatro componentes básicos: un compresor, un condensador, una válvula de expansión térmica (también llamada válvula extranguladora o dispositivo de medición) y un evaporador. El refrigerante circulante entra en el compresor como un vapor saturado y se comprime a una presión más alta, dando como resultado también una temperatura más alta. El vapor comprimido caliente está entonces en el estado termodinámico conocido como vapor sobrecalentado y está a una temperatura y presión a las que puede condensarse con agua de enfriamiento o aire de enfriamiento que fluye a través del serpentín o tubos en el condensador Aquí es donde el refrigerante circulante rechaza el calor del sistema y el calor rechazado es arrastrado por el agua o el aire (cualquiera que sea el caso). El refrigerante líquido condensado, en el estado termodinámico conocido como un líquido saturado, se dirige a continuación a través de una válvula de expansión donde experimenta una reducción abrupta de la presión. Esa reducción de presión resulta en la evaporación instantánea de una parte del refrigerante líquido. La evaporación disminuye la temperatura de la mezcla de refrigerante líquido y vapor a donde es más fría que la temperatura del espacio cerrado a refrigerar.
La mezcla fría se dirige entonces a través del serpentín o tubos en el evaporador. Un ventilador hace circular el aire caliente en el espacio cerrado a través del serpentín o tubos que llevan la mezcla de líquido refrigerante frío y vapor. Ese aire caliente evapora la parte líquida de la mezcla refrigerante fría. Al mismo tiempo, el aire circulante se enfría y por lo tanto disminuye la temperatura del espacio cerrado a la temperatura deseada. El evaporador es donde el refrigerante circulante absorbe y elimina el calor que posteriormente es rechazado en el condensador y transferido a otra parte por el agua o aire usado en el condensador. Para completar el ciclo de refrigeración, el vapor refrigerante del evaporador es de nuevo un vapor saturado y se dirige de nuevo al compresor. En sistemas HVAC o enfriadores a gran escala, el compresor es grande y es accionado por un motor muy grande que requiere accionamientos de motor dedicados con capacidades de alta tensión y corriente.
Aunque se describen algunas realizaciones con respecto a un sistema HVAC, se entiende que las realizaciones pueden aplicarse a otros sistemas con grandes controles de motor. Además, las realizaciones se dirigen y describen con respecto a sistemas de ascensor, pero de nuevo se pueden aplicar a otros sistemas de transporte (por ejemplo, trenes, automóviles, marinos). Volviendo ahora también a la Figura 2, el sistema de potencia 10 incluye una fuente de alimentación de CA 12, tal como una línea eléctrica principal (por ejemplo, 440 voltios, 3 fases). La alimentación de CA 12 se proporciona a un sistema de accionamiento de motor 20. Como se describe con más detalle en esta memoria, el sistema de accionamiento 20 incluye una pluralidad de accionamientos dispuestos en una configuración eléctrica paralela. Cada sistema de accionamiento 20 puede incluir un rectificador 32, 32' o un convertidor para convertir la potencia de CA 12 en una tensión de CC. Cada sistema de accionamiento 20 puede incluir un inversor 40, 40' para convertir la tensión de CC en señales de accionamiento de CA multifásicas para accionar una máquina 22 (mostrada en la Figura 1). Las señales de accionamiento del sistema de accionamiento 20 se suministran a la máquina 22 para hacer funcionar la carga 23. Por ejemplo, girar un compresor o impartir movimiento a la cabina de ascensor. En una realización ejemplar, la máquina 22 incluye un motor sincrónico de imán permanente, multifásico 21.
Como se muestra en la Figura 2, el sistema de accionamiento 20 incluye accionamientos paralelos 30 y 30' en una realización. Los dos accionamientos 30, 30' incluyen un rectificador pasivo 32, 32' y un inversor 40, y 40' conectados en paralelo para proporcionar señales de accionamiento al motor 21. En una realización, ambos inversores 40, 40' son controlados por un controlador 60. En una realización alternativa, cada inversor 40 y 40' es controlado por un controlador de accionamiento separado, 60 y 60', respectivamente. Los controladores de accionamiento 60 y 60' proporcionan señales de control 62, 62', 64 a los inversores 40 y 40', respectivamente, para controlar la generación de las señales de accionamiento al motor 21. Los controladores de accionamiento 60, 60' pueden implementarse utilizando un microprocesador de propósito general que ejecuta un programa informático almacenado en un medio de almacenamiento para realizar las operaciones descritas en esta memoria. Alternativamente, los controladores de accionamiento 60, 60' pueden implementarse en hardware (por ejemplo, ASIC, FPGA) o en una combinación de hardware/software.
Cada accionamiento 30 y 30' son accionamientos de 2 niveles, 3 fases, tal como se muestra en la FIG. 3. Los accionamientos 30 y 30' se colocan en paralelo conectando eléctricamente el bus de CC positivo de cada accionamientos 30 y 30' como se describirá con más detalle en esta memoria. Las señales de accionamiento trifásicas de los accionamientos 30 y 30' se conectan a una interfaz inductiva 50, que combina cada fase respectiva de los accionamientos 30 y 30' a través de los elementos inductivos 52, 54, 56 (por ejemplo, inductores). La interfaz inductiva 50 permite combinar fases de dos accionamientos separados 30 y 30'. La interfaz inductiva 50 también actúa como filtro de supresión de tensión. En una realización, la interfaz inductiva 50 es uno o más inductores de interfase. Los inductores de interfase se configuran comúnmente como dos devanados en un núcleo común con extremos de polaridad opuestos unidos entre sí como la salida común. Un inductor de interfase convencional manejaría señales de paso que son diferentes de cada una de las entradas, pero bloquearía o cancelaría señales que son comunes. Con este fin, el inductor de interfase funciona para sumar las señales de excitación de motor (a saber, las corrientes) de los inversores paralelos 40 y 40', pero suprime las corrientes de circulación de modo común. En otras palabras, un reactor/inductor interfásico 52, 54, 56 apropiadamente diseñado sumará la corriente de cada inversor 40, 40' y sin imponer ninguna caída de tensión a través del mismo para la forma de onda de tensión fundamental mientras que evita la corriente que intenta correr de un inversor al otro. Aunque en la FIG. 2 se muestran dos accionamientos 30 y 30', se entiende que las realizaciones pueden incluir más de dos accionamientos conectados en paralelo.
La FIG. 3 es un diagrama más detallado de accionamiento en paralelo trifásico de 2 niveles 20 de una realización. Cada uno de los accionamientos 30, 30' incluye un puente rectificador pasivo 32, 32' que tiene entrada trifásica, R, S y T Cada pata de fase, R, S y T, se dirige a un puente rectificador trifásico convencional 32, 32' para convertir la potencia de CA de la utilidad 12 a la potencia de CC. La salida del puente rectificador 32, 32' se dirige a través de un conjunto de reactores de acoplamiento que se emplean para estabilizar/suavizar (distorsión armónica total inferior) y proporcionar un reparto igual de la corriente de utilidad al puente rectificador paralelo 32, 32'. En una realización, los reactores de acoplamiento se configuran como circuito LC convencional con las inductancias 42, 42' y 44, 44' en serie y los condensadores 46, 46' en paralelo en la salida del puente rectificador 32, 32' respectivamente. El condensador 46, 46' se coloca a través de un primer bus 34 de CC con un terminal positivo 36 y un terminal negativo 38 y un segundo bus 34 de CC con un terminal positivo 36' y un terminal negativo 38', respectivamente. El acoplamiento de bus de CC 48 une juntos el terminal positivo 36 para el primer bus de CC 34 con un terminal positivo 36' del segundo bus de CC 34', mientras que el acoplamiento de bus de CC 49 une juntos el terminal negativo 38 del primer bus de CC 34 con<el terminal negativo 38' de un segundo bus de>Cc<34'. En funcionamiento, la corriente y las tensiones>cambiarán en el bus de CC 34 o 34' como una función de la conmutación y carga en el inversor 40, 40'. Además, el paralelismo de los rectificadores 32, 32' y los inversores 40, 40' introducirá el potencial de corrientes circulantes. Los inductores 42, 42', 44, 44' funcionan con una impedancia incrementada para oponerse a esos cambios y a cualquier corriente circulante inducida. Asimismo, los condensadores 46, 46' operan de una manera convencional para oponerse a cualquier cambio de tensión en el bus de CC 34, 34'. El acoplamiento de bus de CC 48 y 49 une los buses de CC 34, 34' entre sí. De este modo, el circuito LC en cooperación opera para estabilizar la corriente y la tensión y las cargas del bus de CC 34, 34' y mantener el reparto igual de la corriente (de entrada) en cada bus de CC 34, 34'. Se apreciará que aunque las realizaciones en esta memoria se describen con referencia a los reactores de acoplamiento, particularmente los inductores en serie 42, 42', 44, 44', y que se colocan en el lado de CC de los rectificadores 32 y 32', también se pueden colocar en el lado de CA del rectificador 32, y 32' entre el puente rectificador 32 y 32' y la potencia de fuente de utilidad 12 en forma de reactores trifásicos convencionales.
El accionamiento 30 también incluye un primer inversor 40 que tiene patas trifásicas, W, V, U. Cada pata de fase, W, V y U, incluye conmutadores controlados por señales de control desde un controlador de accionamiento 60 (véase la FIG. 4) de una manera convencional para convertir la potencia de CC a través del bus de CC 34, 36 en señales de accionamiento de CA para alimentar el motor 21, que es parte de la máquina 22 (no mostrada). Asimismo, el accionamiento 30' incluye un segundo inversor 40' que vuelve a tener patas trifásicas, W', V', U'. Cada pata de fase, W, V y U, y W', V ' y U' incluye conmutadores controlados por señales de control desde al menos un controlador de accionamiento para convertir la potencia de CC a través del bus de CC 34-36 y 34'-36' a señales de accionamiento de CA para alimentar el motor 21, que es parte de la máquina 22. Los inversores 40, 40' son convencionales para accionamientos de motores. En una realización, los inversores 40, 40' emplean al menos seis dispositivos de conmutación en tres patas paralelas separadas.
Continuando con la FIG. 3, el accionamiento paralelo 20 también incluye una interfaz inductiva 50 con inductores de interfase 52, 54, 56 correspondientes a las fases respectivas del motor 21 (no mostradas). Los inductores de interfase 52, 54, 56 combinan las entradas al motor 21 desde cada uno de los inversores paralelos 40, 40'. En particular, el inductor de interfase 52 combina la salida de fase de inversor U y U' para formar una orden U al motor 21. El inductor de interfase 54 combina la salida de fase de inversor V y V ' para formar una orden V al motor 21. Por último, el inductor interfase 56 combina la salida de fase de inversor W y W ' para formar una orden W al motor 21.
Cambiando ahora a la FIG. 4, donde se representa un diagrama detallado de un accionamiento paralelo trifásico de 2 niveles 120 de otra realización. En esta realización, los componentes y la configuración son similares a las realizaciones anteriores con los números de referencia aumentados en 100. Además, cuando los números de referencia no cambian, la función y la descripción son las mismas que se identificaron anteriormente con referencia a esas figuras particulares. En esta realización, el accionamiento 30 incluye un puente rectificador pasivo 32, que tiene entrada trifásica, R, S y T Cada pata de fase, R, S y T, se dirige a un puente rectificador trifásico convencional 32 para convertir la potencia de CA en potencia de CC. En esta realización, no se emplea un segundo puente rectificador, sino que se emplea el puente rectificador 32 para ambos accionamientos 30 y 30'. La salida del puente rectificador 32 se dirige a través de un conjunto de reactores que se emplean para estabilizar la corriente desde el puente rectificador paralelo 32. En una realización, los reactores se configuran como circuito LC convencional con las inductancias 42 y 44 en serie y el condensador 46 en paralelo en la salida del puente rectificador 32 respectivamente. El condensador 46 se coloca a través de un primer bus de CC 34 con un terminal positivo 36 y un terminal negativo 38. Opcionalmente, un segundo condensador 46' se coloca a través de un segundo bus de CC 34' con un terminal positivo 36' y un terminal negativo 38' respectivamente. El acoplamiento de bus de CC 48 une juntos el terminal positivo 36 para el primer bus de CC 34 con un terminal positivo 36' del segundo bus de CC 34', mientras que el acoplamiento de bus de CC 49 une juntos el terminal negativo 38 del primer bus de CC 34 con el terminal<negativo 38' de un segundo bus de>Cc<34'. En funcionamiento, la corriente y las tensiones cambiarán en el>bus de CC 34 o 34' como una función de la conmutación y carga en el inversor 40, 40'. Los inductores 42, 44 funcionan con impedancia incrementada para oponerse a esos cambios. Asimismo, el condensador 46, 46', funciona de una manera convencional para oponerse a cambios de tensión en el bus de CC 34, 34'. El acoplamiento de bus de CC 48 y 49 une los buses de CC 34, 34' entre sí. De este modo, el circuito LC en cooperación funciona para estabilizar la corriente y la tensión y las cargas del bus de CC 34, 34'.
Continuando con la FIG. 4, como con las realizaciones anteriores, el accionamiento 30 también incluye un primer inversor 40 conectado y que funciona como se ha descrito anteriormente, y del mismo modo, el accionamiento 30' incluye un segundo inversor 40' también conectado y que funciona como se ha descrito anteriormente. El accionamiento paralelo 20 también incluye una interfaz inductiva 50 con inductores de interfase 52, 54, 56 correspondientes a las fases respectivas del motor 21 conectado y funcionando como se ha descrito anteriormente.
PWM NORMAL
Cambiando ahora a la FIG. 5, donde se representa una metodología de control 200 para el accionamiento paralelo 20. Para facilitar la combinación de las señales de salida de accionamiento de accionamientos separados (por ejemplo, 30/30') en la interfaz inductiva 50, es beneficioso que las señales de accionamiento en la salida de los accionamientos estén sincronizadas. Debido a las variaciones en los componentes, los dispositivos de conmutación, los controladores de accionamiento 60, 60' y los inversores 40, 40', utilizando señales de control idénticas, pueden no dar como resultado salidas sincronizadas U, V y W con U', V ' y W ' de los accionamientos 30, 30'. Con el fin de ayudar a sincronizar las salidas de dos o más accionamientos, por ejemplo, 30, 30', los controladores de accionamiento 60 y 60' ejecutan una metodología 200 para alinear las señales de control 62, 62' (FIG. 2) proporcionadas a los respectivos accionamientos 30, 30', y en particular los inversores 40, 40'. La FIG. 6 representa una primera señal de modulación de anchura de pulso (PWM) 80 para generar las señales de control 62 desde el controlador de accionamiento 60 para una fase (por ejemplo, cualquiera de U, V o W) del inversor 40 del accionamiento 30, por ejemplo, y una segunda señal de PWM 82 para generar una segunda señal de control 62' desde el controlador de accionamiento 60' (o 64 si se emplea un único controlador 60) para una fase (por ejemplo, cualquiera de U', V ' o W ' pero correspondiente a las señales 80 y 82 anteriores respectivamente) del inversor 40 de accionamiento 30', por ejemplo. Debe observarse que las señales de control 62, 62' son idealmente idénticas y que las variaciones entre las señales de control 62, 62' son pequeñas y se diseñan para abordar las variaciones en los componentes, la temporización y similares. En funcionamiento, en la etapa de proceso 205 se define un punto de referencia 84 de la primera señal PWM 80. Como se muestra en la FIG. 5, el punto de referencia 84 es un valor mínimo de la señal PWM 80, sin embargo, se puede usar cualquier punto de referencia.
Durante el funcionamiento, como se representa en la etapa de proceso 210, el primer controlador de accionamiento 60 se comunica con el segundo controlador de accionamiento 60' cuando el punto de referencia 84 ha ocurrido en la señal PWM 80. El segundo controlador de accionamiento 60' determina entonces cuándo se produce el punto de referencia 86 en su señal PWM 82. Si hay una diferencia entre cuando el punto de referencia 84 se produce en la primera señal PWM 80 y cuando el punto de referencia 86 se produce en la segunda señal pW m 82, entonces uno o ambos de los controladores de accionamiento 60 y 60' pueden ajustar el periodo de las señales PWM 80, 82 de manera que los puntos de referencia 84, 86 se produzcan al mismo tiempo como se representa en la etapa de proceso 215. Debe observarse que las etapas de proceso 210 y 215 se representan como discontinuas porque son opcionales para otras realizaciones descritas en esta memoria. El primer controlador de accionamiento 60 o el segundo controlador de accionamiento 60 pueden usar técnicas conocidas para ajustar el periodo de las señales 80, 82 de PWM, tal como una técnica de bucle bloqueado de fase para reducir el error entre cuando los puntos de referencia 84 se producen en la señal de control 80 y cuando el punto de referencia 86 se produce en la señal de control 82. Esto mejora la sincronización de las señales de control 62, 62' entre los inversores 40 y 40' para los accionamientos 30 y 30', lo que permite utilizar elementos inductivos más pequeños en la interfaz inductiva 50. La sincronización de señal de control como se describe se puede usar con cualquier número de accionamientos, y no se limita a dos accionamientos. La sincronización de señal de control de la FIG. 5 puede usarse con los accionamientos distintos de los mostrados en la FIG. 3 o 4.
Las señales de control 62, 62' generadas por el controlador 60, 60' pueden ser señales de modulación de ancho de pulso (PWM), utilizadas comúnmente en accionamientos de nivel n y muchas aplicaciones de control de inversor. En PWM convencional, el ciclo de trabajo de las señales de control 62, 62' se varía según se requiera en función de los requisitos de corriente de salida de la carga como se representa en la etapa de proceso 220. Por ejemplo, el ciclo de trabajo deseado es generado por una demanda de control de motor, comúnmente un valor de corriente y velocidad. En muchas aplicaciones, el valor de velocidad domina el ciclo de trabajo ordenado mientras que el valor actual puede tener una contribución más pequeña. Por ejemplo, si se requiere más velocidad o par por parte del motor 21 , la anchura de impulso de las señales de control 62, 62' se incrementa, por lo que los dispositivos de conmutación del inversor 40, 40' permanecen encendidos durante una duración proporcional y dirigen más corriente al motor 21. Asimismo, si se necesita una reducción en la velocidad o corriente de salida del accionamiento 30, 30', el ciclo de trabajo de las señales de control 62, 62' es disminuido por el controlador 60, 60'. Por lo tanto, empleando las técnicas descritas, la sincronización entre los controladores 60, 60' y las órdenes a los inversores puede realizarse como se representa en la etapa de proceso 230. Además, el uso del control del ciclo de trabajo con las señales de control 62, 62' facilita el control preciso de las señales de excitación de motor U, V y W.
ÚNICO CONTROLADOR DE CONTROL COMBINADO
Continuando con la Figura 5, en otra realización, se describe una metodología de control alternativa en conjunto con una topología diferente para el accionamiento 120. En esta realización, se emplea un único controlador (normalmente un DSP o microcontrolador) 60. En esta realización debido a que el mismo controlador 60 está generando las señales de control 60, 64 para los dos inversores 40 y 40' no se requiere ninguna sincronización especial (ya que es inherente a ser generada por el único controlador). Es decir, debido a que las señales de control 60, 64 a los inversores 40, 40' se generan en el mismo controlador 60, no hay retrasos entre los controladores, en el cableado, y similares, y no se necesitan técnicas de sincronización. En una realización, el controlador 60 ejecuta un proceso similar al descrito anteriormente para el primer accionamiento 30 y el inversor 40. Sin embargo, en este caso, el controlador 60 proporciona un segundo conjunto de señales de control 64 también desde el controlador de accionamiento 60 que son esencialmente las mismas que la primera. De hecho, en una realización, son los mismos. Una vez más, las señales de control 60, 64 pueden ser señales de modulación de ancho de pulso, utilizadas comúnmente en accionamientos de nivel n como se describe en las realizaciones anteriores.
Durante el funcionamiento, el primer controlador de accionamiento 60 puede usar técnicas de modulación de anchura de impulso convencionales para controlar el ciclo de trabajo (a tiempo) de las señales de control 60, 64 a los inversores 40 y 40' y por lo tanto la corriente proporcionada por los inversores 40 y 40'. Esta técnica es muy simple porque no se necesita ni se requiere sincronización cuando las órdenes para los dos inversores 40 y 40' se hacen desde el mismo controlador. Sin embargo, en esta configuración, aunque simple desde la configuración del controlador, no abordaría ninguna corrección necesaria para garantizar que el inversor 40 y 40' compartan igualmente la carga actual. Desafortunadamente, entonces, cualquier desequilibrio sería descompensado. Además, cualquier desequilibrio provocaría que la interfaz inductiva 50, y, en particular, los inductores de interfase 52, 54, 56 soportarán la carga adicional del desequilibrio entre las salidas de corriente de los inversores 40 y 40'. Un desequilibrio excesivo podría hacer que los inductores de interfaz 52, 54, 56 pierdan su capacidad para bloquear las corrientes circulantes debido a la saturación del núcleo, requiriendo así inductores más grandes para seguir siendo efectivos.
ÚNICO CONTROLADOR DE CONTROL COMBINADO CON PERTURBACIÓN
Para abordar esta consideración y cualquier desequilibrio potencial en las salidas de corriente del inversor 40 cuando se compara con 40', en una realización se describe otra metodología para generar las señales de control del inversor 60, 64 desde el controlador 60. En esta realización, similar a la realización anterior, se emplea una vez más un único controlador 60. Una vez más, como se ha descrito anteriormente, se puede emplear la técnica de control de ciclo de trabajo de PWM convencional para formular las señales de control 60, 64 a los inversores 40 y 40'. En este caso, sin embargo, para abordar las condiciones de desequilibrio identificadas anteriormente, más allá del ciclo de trabajo requerido para abordar el funcionamiento deseada, se introduce una pequeña variación o perturbación en el ciclo de trabajo ordenado para cada una de las señales de control 60, 64 a los inversores 40 y 40' como se representa en la etapa de proceso opcional 225 de la FIG.
5. La cantidad de perturbación requerida es pequeña, solo suficiente para superar los desequilibrios de reparto entre los dos accionamientos 40 y 40'. En una realización, la perturbación es del orden de <1-2% del ciclo de trabajo para las señales de control 60, 64. La variación o perturbación se introduce en una naturaleza complementaria, es decir, si para un inversor, por ejemplo el inversor 40, la perturbación es un aumento en el ciclo de trabajo nominal para la señal de control 60, para el otro inversor, por ejemplo, 40', la perturbación es una reducción en el ciclo de trabajo de la señal de control 64. Asimismo, si la variación o perturbación para el inversor 40 disminuye el ciclo de trabajo nominal de la señal de control 60, entonces para el otro inversor, por ejemplo, 40', la perturbación es un ciclo de trabajo incrementado de la señal de control 64. De esta manera, cualquier desequilibrio en la salida de corriente del inversor 40 frente a 40' puede reducirse o eliminarse mientras se mantiene el ciclo de trabajo deseado general requerido y por lo tanto las señales de excitación ordenadas (U, V y W así como U', V', W ') al motor 21 para lograr la respuesta deseada. Ventajosamente, este enfoque reduce el impacto del desequilibrio de compartición de corriente en los dos inversores 40 y 40' y, por lo tanto, el impacto en los inductores de interfase 52, 54 y 56. Este enfoque también minimiza los requisitos en los inductores de interfase 52, 54 y 56 ya que el flujo de núcleo neto en cada condición equilibrada es cero y por lo tanto el material de núcleo puede reducirse.
DESFASE
Continuando con la FIG. 5 y ahora con referencias a la FIG. 7, en otra realización, se describe otra metodología de control. Para facilitar la combinación de las señales de salida de accionamiento de accionamientos separados (por ejemplo, 30, 30') en la interfaz inductiva 50, una vez más, es beneficioso que las señales de accionamiento en la salida de los accionamientos se sincronicen para minimizar la interfaz inductiva requerida. Como se ha mencionado anteriormente, se apreciará que hay muchas razones por las que, a pesar de emplear órdenes idénticas, las señales de control 60 y 62 a los inversores 40 y 40' pueden no sincronizarse. En una realización con el fin de ayudar a sincronizar las salidas de dos o más accionamientos, por ejemplo, 30, 30', los controladores de accionamiento 60 y 60' ejecutan otro proceso similar al descrito anteriormente para alinear, las señales de control 60, y 62 proporcionadas a los respectivos accionamientos 30, 30', y en particular los inversores 40, 40'. La FIG. 7 representa un periodo de una primera señal PWM 80 desde el controlador de accionamiento 60 para una fase (por ejemplo, cualquiera de U, V o W) del inversor 40 del accionamiento 30 tal como se describe para realizaciones anteriores. Una vez más se representa la segunda señal PWM 82 procedente del controlador de accionamiento 60' (o 64 si se emplea un único controlador 60) para una fase (por ejemplo, cualquiera de U', V ' o W ' pero correspondiente a la señal PWM 80 anterior) del inversor 40' del accionamiento 30'. Sin embargo, en esta realización, debe observarse que la segunda señal PWM 82 se define como 180 grados desfasada con la primera señal de control 80. Las señales PWM 80, 82 pueden ser señales de modulación de ancho de pulso, utilizadas comúnmente en accionamientos de nivel n.
En funcionamiento, una vez más se define un primer punto de referencia 84 de la primera señal PWM 80, similar a la realización descrita anteriormente. Como se muestra en la FIG. 7, el primer punto de referencia 84 es un valor mínimo de la señal PWM 80, sin embargo, se puede usar cualquier punto de referencia. Además, se selecciona un segundo punto de referencia 88. Una vez más, mientras se selecciona un punto máximo en la señal de control 80 y se representa en la figura, se podría seleccionar casi cualquier otro punto. Por simplicidad, al procesar un máximo, se seleccionan 90 grados después del primer punto de referencia 84 (un mínimo) para el segundo punto de referencia 88. De forma similar a la descrita anteriormente, durante el funcionamiento, el primer controlador de accionamiento 60 se comunica con el segundo controlador de accionamiento 60' cuando el primer punto de referencia 84 y el segundo punto de referencia 88 han ocurrido en la señal PWM 80. El segundo controlador de accionamiento 60' determina entonces cuándo el primer punto de referencia 84 y el segundo punto de referencia 88 se producen en su señal PWM 82. Si hay una diferencia, teniendo en cuenta el desplazamiento de 180 grados entre cuando los dos puntos de referencia 84, 86 se producen en la primera señal PWM 80 y cuando los dos puntos de referencia 84, 86 se producen en la segunda señal PWM 82, entonces uno o ambos de los controladores de accionamiento 60 y 60' pueden ajustar el período de las señales PWM 80 u 82 (y por lo tanto las señales de control 60, 62) respectivamente de manera que los puntos de referencia 84, 86 de las señales PWM respectivas 80, 82 se producen al mismo tiempo.
El primer controlador de accionamiento 60 o el segundo controlador de accionamiento 60 pueden usar técnicas conocidas para ajustar el periodo de la señal de accionamiento 80, 82, tal como una técnica de bucle bloqueado de fase para reducir el error entre cuando el punto de referencia ocurre en la señal PWM 80 y cuando el punto de referencia se produce en la señal PWM 82. Esto mejora la sincronización de las señales de control 60, 62 entre los inversores 40 y 40' para los accionamientos 30 y 30', aunque con la diferencia de fase mencionada anteriormente. Cuando se sincroniza según esta realización, permite que se utilice una menor carga y el potencial de rectificadores más pequeños en el puente rectificador 32, 32'. Además, facilita una carga reducida en el bus de CC 32, 32' y las reactancias 42, 44 y 46 ya que ninguno o menos de los dispositivos de conmutación de los inversores 40, 40' están demandando corriente al mismo tiempo. Es decir, que las señales de control 62, 62' se intercalan de manera que una de las demandas de accionamiento se desvían de las otras. Además, facilitaría fácilmente la eliminación del segundo puente rectificador 32' y las reactancias 42', 44' como se describe en una realización anterior. Una característica ventajosa adicional de la metodología de control de entrelazado descrita es la que se debe al desplazamiento de 180 grados de la segunda señal de control 86. La frecuencia aparente de ruido, conmutación, ondulación aplicada a las inductancias interfase 52, 54 y 56 y el motor 21 se duplica. Como resultado, el tamaño de los inductores de interfase 52, 54 y 56 puede reducirse. Alternativamente, debido a la aparente duplicación de frecuencia si las inductancias interfase 52, 54 y 56 se mantienen en el mismo tamaño, la frecuencia del PWM puede reducirse a la mitad. Además, la duplicación de frecuencia PWM tiene un beneficio adicional ya que reduce el impacto acústico en los usuarios. El oído humano es menos sensible a una frecuencia más alta y la amplitud se reduce a la mitad. La reducción de la frecuencia de PWM reduce las pérdidas de conmutación en los dispositivos de conmutación del inversor 40, 40' dependiendo de la configuración del accionamiento, las pérdidas de conmutación pueden ser del 30 por ciento de las pérdidas en los dispositivos de conmutación. La sincronización de las señales de control 60, 62 como se describe se puede usar con cualquier número de accionamientos, y no se limita a dos accionamientos. La sincronización de señales de control 60, 62 de la FIG. 7 puede usarse con los accionamientos distintos de los mostrados en la FIG. 3 o 4.
DESFASE Y ÚNICO CONTROLADOR
En incluso otra realización, se describe otra metodología de control. De nuevo, para facilitar la combinación de las señales de salida de accionamiento de accionamientos separados (por ejemplo, 30/30') en la interfaz inductiva 50, es beneficioso que las señales de accionamiento en la salida de los accionamientos estén sincronizadas. En esta realización, una vez más se emplea un único controlador 60 como se ha descrito anteriormente. En esta realización debido a que el mismo controlador 60 está generando las señales de control 60, 64 para los dos inversores 40 y 40' no se requiere ninguna sincronización especial. Esto es, como las señales de control 60, 64 a los inversores 40, 40' se generan en el mismo controlador 60, no hay retrasos entre los controladores 60, 60', en cableado, y similares, y no se requieren técnicas de sincronización.
En una realización, el controlador 60 ejecuta un proceso similar al descrito anteriormente para el primer accionamiento 30 y el inversor 40. Sin embargo, en este caso, el controlador 60 proporciona un segundo conjunto de señales de control 64 también desde el controlador de accionamiento 60 que son esencialmente las mismas que la primera. En esta realización, debe observarse que el segundo conjunto de señales de control 64 se define para estar 180 grados desfasada con las primeras señales de control 62 como se describe para la metodología de control de intercalado de las realizaciones anteriores. En este caso, usando entonces un único controlador 60, se controla la sincronización de las señales de control entre los inversores 40 y 40' para los accionamientos 30 y 30', aunque con la diferencia de fase mencionada anteriormente. Cuando se sincronizan e intercalan según esta realización, pueden realizarse las ventajas descritas anteriormente, incluyendo permitir una menor carga en el puente rectificador 32, 32', una menor carga en el bus de CC 32, 32' y las reactancias 42, 44 y 46. Además, facilitaría fácilmente la eliminación del segundo puente rectificador 32' y las reactancias 42', 44' como se describe en una realización anterior. Una característica ventajosa adicional de la metodología de control descrita es que debido al desplazamiento de 180 grados, la duplicación de frecuencia aparente permite reducir el tamaño de los inductores de interfase o, alternativamente, reducir la frecuencia de conmutación del PWM para reducir las pérdidas de conmutación en los dispositivos de conmutación del inversor 40, 40' como se ha descrito anteriormente.
La FIG. 8 muestra la estructura física de inductor interfase 700 que incluye, pero sin limitación a esto, un núcleo toroidal 710. Se emplean dos devanados equivalentes 715, 720 con direcciones inversas con su punto común unido a una fase del motor 12, sumando idealmente las salidas de las dos entradas de accionamiento. El flujo inductor interfase es generado por la corriente que pasa a través de ambas ramas, creando un flujo de cancelación en el núcleo para beneficiar una mínima caída de tensión para la tensión fundamental, mientras que la inductancia de un accionamiento al otro accionamiento permanece para limitar la corriente circulante. Por lo tanto, controlando corrientes iguales desde los accionamientos y por el beneficio del inductor de interfase, se minimiza el tamaño y también la caída de tensión que podría incurrir en caso de que las corrientes no estén equilibradas. Se debe apreciar que el diseño real del inductor de acoplamiento muy probablemente dará todavía como resultado alguna inductancia de fuga de cada accionamiento al motor. Esta inductancia de fuga residual también funcionará para proporcionar supresión de tensión de sobretensión del motor.
Unas realizaciones incluyen el uso de accionamientos en paralelo para satisfacer altas demandas de carga sin la necesidad de diseñar o suministrar un solo accionamiento de alta potencia. El uso de accionamientos paralelos con rectificadores pasivos y las metodologías de control descritas en esta memoria, permite que el sistema de accionamiento satisfaga las demandas de carga a través de múltiples accionamientos de potencia inferior. Esto elimina el coste y/o el tiempo de desarrollo asociado con un solo accionamiento de mayor potencia.
En vista de lo anterior, los efectos y beneficios técnicos de las realizaciones de un sistema de rectificador incluyen lograr una tensión CM reducida que permite la capacidad de control de la tensión de enlace de CC para el sistema de rectificador de extremo delantero pasivo. La eliminación de la tensión de modo común para la salida del inversor da como resultado reducciones significativas de ruido de EMI CM, y la eliminación de la necesidad de filtros de EMI CM, junto con una reducción de una ondulación de corriente de entrada, ondulación de corriente del lado CC (por ejemplo, condensador CC), y una EMI conducida. Además, los efectos y beneficios técnicos de las realizaciones pueden incluir el equilibrio en cada ciclo de conmutación de tensiones de salida para dos rectificadores paralelos y una corriente circulante.
La terminología usada en esta memoria tiene el único fin de describir realizaciones particulares y no pretende limitar la invención. Como se usan en esta memoria, se pretende que las formas singulares "un", "una", "el" y "la" incluyan también las formas plurales, a menos que el contexto indique claramente lo contrario. Se entenderá además que los términos "comprende" y/o "que comprende", cuando se usan en la presente memoria descriptiva, especifican la presencia de las características, las entidades, las etapas, las operaciones, los elementos y/o los componentes que se indican, pero no excluyen la presencia o incorporación de una o más de otras características, números enteros, etapas, operaciones, elementos, componentes y/o grupos de los mismos.
Claims (8)
1. Un método para controlar un accionamiento de extremo delantero pasivo paralelo trifásico con un puente rectificador (32) configurado para conexión a una fuente de potencia de corriente alterna trifásica (12 ); el método comprende:
conectar funcionalmente una reactancia de acoplamiento (42, 44, 46) al puente rectificador, la reactancia de acoplamiento configurada funcionalmente para transferir energía desde el rectificador a un primer bus de corriente continua (CC) (34);
acoplar funcionalmente el primer bus de CC a un segundo bus de CC (34’) mediante un acoplador de bus; conectar funcionalmente un primer inversor (40) al primer bus de CC y conectar funcionalmente un segundo inversor (40’) al segundo bus de CC, el primer inversor y el segundo inversor se configuran cada uno para proporcionar una pluralidad de señales de excitación de motor;
conectar funcionalmente un primer controlador (60) al primer inversor y al segundo inversor, el primer controlador configurado para generar señales de control (62, 62’) para provocar que el primer inversor y el segundo inversor generen una pluralidad de señales de excitación de motor respectivamente, el primer controlador
generar una primera señal de referencia de modulación de anchura de impulso (PWM) y una segunda señal de referencia de PWM,
generar un primer conjunto de señales de control (62) al primer inversor y generar un segundo conjunto de señales de control (62’) al segundo inversor basándose en al menos una de la primera señal de referencia PWM y la segunda señal de referencia PWM,
generar un ciclo de trabajo para las señales de control basándose en al menos una de la primera señal de referencia PWM y la segunda señal de referencia PWM,
alterar un ciclo de trabajo de al menos uno del primer conjunto de señales de control y el segundo conjunto de señales de control en función de al menos una de la primera señal de referencia PWM y la segunda señal de referencia PWM provoca que el primer inversor (40) y el segundo inversor (40’) proporcionen corrientes de excitación de motor sustancialmente iguales, respectivamente; y
combinar la pluralidad de señales de excitación de motor del primer inversor con la pluralidad de señales de excitación de motor del segundo inversor con una pluralidad de inductores de interfase (52, 54, 56).
2. El método para controlar un accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 1, que comprende además conectar funcionalmente un segundo puente rectificador (32’) a una fuente de alimentación de corriente alterna trifásica (12 ) y conectar funcionalmente una segunda reactancia de acoplamiento al segundo puente rectificador, la segunda reactancia de acoplamiento (42’, 44’, 46’) configurada para transferir energía desde el segundo puente rectificador a un bus de corriente continua (CC) (34’).
3. El método para controlar un accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 2, en donde al menos una de la primera reactancia de acoplamiento (42, 44, 46) y la segunda reactancia de acoplamiento (42’, 44’, 46’) se configuran para estabilizar al menos uno del primer bus de CC (34) y el segundo bus de CC (34’).
4. El método para controlar un accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 2, en donde al menos una de la primera reactancia de acoplamiento (42, 44, 46) y la segunda reactancia de acoplamiento (42’, 44’, 46’) se configuran para controlar una corriente de circulación del accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico.
5. El método para controlar un accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 1 , que comprende además conectar funcionalmente un segundo controlador (60’) al primer controlador (60) y al segundo inversor (40’), en donde el primer controlador y el segundo controlador provocan que el primer inversor (40) y el segundo inversor (40’) proporcionen corrientes de excitación de motor sustancialmente iguales, respectivamente.
6. El método para controlar un accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 1, en donde cada inductor interfásico (52, 54, 56) se configura para controlar una corriente de circulación del accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico.
7. El método para controlar un accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 1, en donde la segunda señal de referencia PWM está 180 grados desfasada de la primera señal de referencia (PWM).
8. El método para controlar un accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de cualquier reivindicación precedente, que comprende conectar funcionalmente un motor (21) a la pluralidad de inductores interfase (52, 54, 56), el motor configurado para recibir la pluralidad de señales de excitación de motor combinadas.
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