ES2607805T3 - Aparato y método para transmitir y recibir una señal - Google Patents

Abstract

Un método de transmisión de una señal de difusión a un receptor que decodifica la señal de difusión, que comprende: correlacionar bits de datos de preámbulo a símbolos de datos de preámbulo y bits de datos a símbolos de datos; formar al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos; intercalar en el tiempo los símbolos de datos a nivel de segmento de datos; formar una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos intercalados; modular la trama de señal formada por un método de Multiplexación Ortogonal por División de Frecuencia, OFDM; y transmitir la trama de señal modulada, en el que se repite un bloque de la Capa 1, L1, en los símbolos de datos de preámbulo en un dominio de frecuencia en un mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es 7,61 MHz y en el que cuando se reorganizan dos partes de entre los bloques L1 repetidos dentro de una ventana de sintonización del receptor, las partes reorganizadas configuran un bloque L1 completo, en el que el bloque L1 incluye información de señalización de L1 para señalizar el segmento de datos.

Description

5

10

15

20

25

30

35

40

45

DESCRIPCION

Aparato y metodo para transmitir y recibir una senal Antecedentes de la invencion

La presente invencion se refiere a un metodo para transmitir y recibir una senal y un aparato para transmitir y recibir una senal y, mas particularmente, a un metodo para transmitir y recibir una senal y un aparato para transmitir y recibir una senal que son capaces de mejorar la eficacia de la transmision de datos.

Descripcion de la tecnica relacionada

A medida que se ha desarrollado una tecnologfa de difusion, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definicion (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresion y el alto rendimiento del hardware, se proporcionara un mejor entorno a los usuarios en el futuro. Un sistema de television digital (DTV) puede recibir una senal digital de difusion y proporcionar una variedad de servicios suplementarios a los usuarios, asf como una senal de video y una senal de audio.

La Difusion de Video Digital (DVB)-C2 es la tercera especificacion en unirse a la familia DVB de sistemas de transmision de segunda generacion. Desarrollada en 1994, hoy en dfa DVB-C esta desplegada en mas de 50 millones de sintonizadores de cable en todo el mundo. En lmea con los otros sistemas DVB de segunda generacion, DVB-C2 usa una combinacion de codigos de comprobacion de paridad de baja densidad (LDPC) y BCH. Esta potente Correccion de Errores sin Canal de Retorno (FEC) proporciona una mejora de alrededor de 5dB de la relacion portadora a ruido con respecto a DVB-C. Esquemas adecuados de intercalado de bits optimizan la robustez global del sistema FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se llaman Conductos de Capa Ffsica (PLP). Uno o mas de estos PLP se multiplexan en un segmento de datos. El intercalado bidimensional (en los dominios de tiempo y frecuencia) se aplica a cada segmento, permitiendo al receptor eliminar el impacto de los deterioros de rafagas y la interferencia selectiva de frecuencia, tal como el ingreso de frecuencia unica.

Con el desarrollo de estas tecnologfas de difusion digital, aumento la demanda de un servicio tal como una senal de video y una senal de audio y aumento gradualmente el tamano de los datos deseados por los usuarios o el numero de canales de difusion. El proyecto DVB “Frame structure channel and modulation for a second generation terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”, Difusion de Video Digital [en lmea] junio de 2008 () describe tecnicas de codificacion de canal de estructura de trama para su difusion. Cualquier aparicion del termino “realizacion” en la descripcion tiene que ser considerado como un “aspecto de la invencion”, la invencion que se define en las reivindicaciones independientes.

Compendio de la invencion

Por consiguiente, la presente invencion se dirige a un metodo para transmitir y recibir una senal y a un aparato para transmitir y recibir una senal, que obvian sustancialmente uno o mas problemas debidos a limitaciones y desventajas de la tecnica relacionada.

Un objeto de la presente invencion es proporcionar un metodo de transmision de una senal de difusion a un receptor segun la reivindicacion 1.

Otro aspecto de la presente invencion proporciona un metodo de recepcion de una senal de difusion segun la reivindicacion 9.

Aun otro aspecto de la presente invencion proporciona un transmisor para transmitir una senal de difusion a un receptor segun la reivindicacion 5.

Aun otro aspecto de la presente invencion proporciona un receptor para recibir una senal de difusion segun la reivindicacion 13.

Breve descripcion de los dibujos

Los dibujos anexos, que se incluyen para proporcionar una comprension adicional de la invencion y que se incorporan en y constituyen una parte de esta solicitud, ilustran una(unas) realizacion(realizaciones) de la invencion y, junto con la descripcion, sirven para explicar el principio de la invencion. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de modulacion de amplitud en cuadratura 64 (QAM) usada en la DVB-T europea.

La Fig. 2 es un metodo de Codigo Binario Reflejado Gray (BRGC).

La Fig. 3 es una salida cercana a gaussiana modificando 64-QAM usada en DVB-T.

5

10

15

20

25

30

35

La Fig. 4 es la distancia de Hamming entre pares reflejados en el BRGC.

La Fig. 5 son las caractensticas en QAM donde el par reflejado existe para cada eje I y eje Q.

La Fig. 6 es un metodo de modificacion de QAM usando un par reflejado de BRGC.

La Fig. 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada.

Las Fig. 8 a 9 son un ejemplo de 64-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC.

Las Fig. 10 a 11 son un ejemplo de 256-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC.

Las Fig. 12 a 13 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0~511).

Las Fig. 14 a 15 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512-1023).

Las Fig. 16 a 17 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0-511).

Las Fig. 18 a 19 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512-1023).

Las Fig. 20 a 21 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1024-1535).

Las Fig. 22 a 23 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1536-2047).

Las Fig. 24 a 25 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2048-2559).

Las Fig. 26 a 27 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2560-3071).

Las Figs. 28 a 29 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3072-3583).

Las Fig. 30 a 31 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3584-4095).

La Fig. 32 es un ejemplo de una correlacion de bits de la QAM modificada donde la 256-QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 33 es un ejemplo de transformacion de MQAM en una constelacion no uniforme.

La Fig. 34 es un ejemplo de un sistema de transmision digital.

La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada.

La Fig. 36 es una informacion que se puede incluir en Banda Base (BB).

La Fig. 37 es un ejemplo de BICM.

La Fig. 38 es un ejemplo de codificador acortado/perforado.

La Fig. 39 es un ejemplo de aplicacion de varias constelaciones.

La Fig. 40 es otro ejemplo de casos en donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales.

La Fig. 41 es una estructura de tramas que comprende un preambulo para senalizacion L1 y un sfmbolo de datos para datos de PLP.

La Fig. 42 es un ejemplo de formador de tramas.

La Fig. 43 es un ejemplo de insercion de piloto (404) mostrada en la Fig. 4.

La Fig. 44 es una estructura de SP.

La Fig. 45 es una nueva estructura SP o Patron Piloto (PP) 5'.

La Fig. 46 es una estructura PP5' sugerida.

La Fig. 47 es una relacion entre snribolo de datos y preambulo.

La Fig. 48 es otra relacion entre sfmbolo de datos y preambulo.

La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

5

10

15

20

25

30

35

La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112.

La Fig. 51 es un ejemplo de un modulador basado en OFDM.

La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preambulo.

La Fig. 53 es un ejemplo de decodificacion de Preambulo.

La Fig. 54 es un proceso para disenar un preambulo mas optimizado.

La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preambulo.

La Fig. 56 es otro ejemplo de decodificacion de preambulo.

La Fig. 57 es un ejemplo de estructura de preambulo.

La Fig. 58 es un ejemplo de decodificacion L1.

La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analogico.

La Fig. 60 es un ejemplo de sistema receptor digital.

La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analogico usado en el receptor.

La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador.

La Fig. 63 es un ejemplo de analizador sintactico de tramas.

La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador BICM.

La Fig. 65 es un ejemplo de decodificacion LDPC que usa acortamiento/perforacion.

La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida.

La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repetition de bloque L1 de 8 MHz.

La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repeticion de bloque L1 de 8 MHz.

La Fig. 69 es una nueva tasa de repeticion de bloque L1 de 7,61 MHz.

La Fig. 70 es un ejemplo de serialization L1 que se transmite en una cabecera de trama.

La Fig. 71 es un resultado de simulation de preambulo y estructura L1.

La Fig. 72 es un ejemplo de intercalador de snmbolos.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmision de bloque L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de senalizacion L1 transmitida dentro de una cabecera de trama.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado de frecuencia o tiempo.

Descripcion de las realizaciones preferidas

Se hara ahora referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invention, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos anexos. Siempre que sea posible, se usaran los mismos numeros de referencia en todos los dibujos para referirse a partes iguales o similares.

En la siguiente descripcion, el termino “servicio” es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusion que se pueden transmitir/recibir por el aparato de transmision/recepcion de senales.

La modulation de amplitud en cuadratura (QAM), usando el Codigo Binario Reflejado Gray (BRGC) se usa como modulation en un entorno de transmision de difusion, donde se usa Modulacion Codificada Intercalada por Bits (BICM) convencional. La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en DVB-T europea.

El BRGC se puede hacer usando el metodo mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bits se puede hacer anadiendo un codigo inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, codigo reflejado) a un respaldo de (n-1) bits, anadiendo ceros a una parte delantera del BRGC original de (n-1) bits y anadiendo unos a una parte delantera del codigo reflejado. El codigo BRGC hecho por este metodo tiene una distancia de Hamming entre codigos adyacentes de uno (1). Ademas, cuando se aplica

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

un BRGC a QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que estan mas estrechamente adyacentes al punto es de uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos mas estrechamente adyacentes al punto es de dos (2). Tales caractensticas de distancias de Hamming entre un punto de constelacion espedfico y otros puntos adyacentes se puede denominar como una regla de correlacion de Gray en QAM.

Para hacer que un sistema robusto frente al Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN), la distribucion de senales transmitidas desde un transmisor se puede hacer cercana a una distribucion Gaussiana. Para ser capaz de hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de puntos en la constelacion. La Fig. 3 muestra una salida cercana a Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T. Tal constelacion se puede denominar QAM No-uniforme (NU-QAM).

Para formar una constelacion de QAM No uniforme, se puede usar una Funcion de Distribucion Acumulativa (CDF) Gaussiana. En el caso de 64, 256 o 1024 QAM, es decir, 2AN AM, la QAM se puede dividir en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF Gaussiana en N secciones de identica probabilidad y permitiendo que un punto de senal en cada seccion represente la seccion, se puede hacer una constelacion que tiene distribucion Gaussiana. En otras palabras, la coordenada xj de una N-PAM no uniforme recientemente definida se puede definir de la siguiente manera:

imagen1

imagen2

2N-i\

2X J

(Ec. 1)

La Fig. 3 es un ejemplo de transformacion de 64QAM de DVB-T en NU-64QAM usando los metodos anteriores. La Fig. 3 representa un resultado de la modificacion de coordenadas de cada eje I y eje Q usando los metodos anteriores y correlacionando los puntos de constelacion anteriores a coordenadas recientemente definidas. En el caso de 32, 128 o 512 QAM, es decir, QAM cruzada, que no es 2AN QAM, modificando Pj adecuadamente, se puede encontrar una nueva coordenada.

Una realizacion de la presente invencion puede modificar la QAM usando BRGC usando caractensticas del BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre el Par Reflejado en BRGC es de uno debido a que se difiere en un bit solamente que se anade a la parte delantera de cada codigo. La Fig. 5 muestra las caractensticas en QAM donde existe un Par Reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, existe un Par Reflejado en cada lado de la lmea negra de puntos.

Usando Pares Reflejados existentes en QAM, se puede reducir una potencia media de una constelacion QAM mientras que se mantiene la regla de correlacion de Gray en la QAM. En otras palabras, en una constelacion donde una potencia promedio se normaliza como 1, se puede aumentar la distancia euclidiana minima en la constelacion. Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de difusion o comunicacion, es posible implementar o bien un sistema mas robusto frente al ruido que usa la misma energfa que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional, pero que usa menos energfa.

La Fig. 6 muestra un metodo de modificacion de QAM que usa un Par Reflejado de BRGC. La Fig. 6a muestra una constelacion y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar la QAM usando un Par Reflejado de BRGC. En primer lugar, es necesario encontrar un punto de destino que tenga la potencia mas alta entre los puntos de la constelacion. Los puntos candidatos son puntos donde el punto de destino puede moverse y son los puntos colindantes mas cercanos al par reflejado del punto de destino. Luego, es necesario encontrar un punto vado (es decir, un punto que no se toma aun por otros puntos) que tiene la potencia mas baja entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto de destino y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto de destino se mueve al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelacion alcance un irnnimo, mientras que se mantiene la regla de correlacion de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096 QAM modificada. Los valores correlacionados de Gray corresponden a las Fig. 8 a 31, respectivamente. Ademas de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permitan una optimizacion de potencia identica. Esto es debido a que un punto de destino puede moverse a multiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar a, no solamente 64/256/1024/4096-QAM, sino tambien a QAM cruzada, a una QAM de mayor tamano o a modulaciones que usen otro BRGC distinto de QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de correlacion de bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando un BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran la correlacion de los Bits Mas Significativos (MSB). Los puntos indicados como drculos llenos representan correlaciones de unos y los puntos indicados como drculos en blanco representan correlaciones de ceros. De la misma manera, cada bit se correlaciona segun se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se correlacionan los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, una QAM Modificada puede permitir la decision de bits usando solamente los ejes I o Q como una QAM convencional, excepto por un bit que

5

10

15

20

25

30

35

40

45

esta proximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas caractensticas, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Se puede implementar un receptor eficiente comprobando ambos valores de I y Q solamente cuando se determina el bit proximo al MSB y calculando solamente I o Q para el resto de los bits. Este metodo se puede aplicar a la decision LLR Aproximada, la LLR Exacta o la Dura.

Usando QAM Modificada o MQAM, que usa las caractensticas del BRGC anterior, se puede hacer una constelacion no uniforme o NU-MQAM. En la ecuacion anterior, donde se usa una CDF Gaussiana, Pj se puede modificar para ajustarse a MQAM. Igual que QAM, en MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen un eje I y eje Q. No obstante, a diferencia de QAM donde son identicos un numero de puntos correspondientes a un valor de cada eje PAM, el numero de puntos cambia en MQAM. Si se define como nj un numero de puntos que corresponde al valor de orden j de una PAM en una MQAM donde existen un total de M puntos de constelacion, entonces Pj se puede definir de la siguiente manera:

imagen3

imagen4

(Ec. 2)

Usando el Pj recientemente definido, MQAM se puede transformar en una constelacion No uniforme. Pj se puede definir de la siguiente manera para el ejemplo de 256-MQAM.

imagen5

La Fig. 33 es un ejemplo de transformacion de MQAM en una constelacion No uniforme. La NU-MQAM hecha usando estos metodos puede conservar caractensticas de receptores MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficaz. Ademas, se puede implementar un sistema mas robusto frente al ruido que la NU-QAM anterior. Para un sistema de transmision de difusion mas eficaz, es posible la hibridacion de MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, se puede implementar un sistema mas robusto frente al ruido usando MQAM para un entorno donde se usa un codigo de correccion de errores con tasa de codigo alta y usando NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede dejar que un receptor tenga informacion de la tasa de codigo de un codigo de correccion de errores usado actualmente y un tipo de modulacion usada actualmente de manera que el receptor pueda demodular segun la modulacion usada actualmente.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de un sistema de transmision digital. Las entradas pueden comprender un numero de flujos MPEG-TS o GSE (Encapsulacion General de Flujos). Un modulo procesador de entrada 101 puede anadir parametros de transmision al flujo de entrada y realizar la planificacion para un modulo BICM 102. El modulo BICM 102 puede anadir redundancia e intercalar datos para la correccion de errores del canal de transmision. Un formador de tramas 103 puede formar tramas anadiendo informacion de senalizacion de capa ffsica y pilotos. Un modulador 104 puede realizar modulacion sobre sfmbolos de entrada en metodos eficaces. Un procesador analogico 105 puede realizar diversos procesos para convertir senales digitales de entrada en senales analogicas de salida.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada se puede transformar por el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesaran independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama TS completa, que incluye multiples componentes de servicio o bien una trama TS minima, que incluye un componente de servicio (es decir, video o audio). Ademas, cada uno de esos flujos puede ser un flujo GSE que transmite o bien servicios multiples o bien un unico servicio.

El modulo de interfaz de entrada 202-1 puede asignar un cierto numero de bits de entrada igual a la maxima capacidad del campo de datos de una trama en Banda Base (BB). Se puede insertar un relleno para completar la capacidad de bloque de codigo LDPC/BCH. El modulo de sincronizacion del flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o del Flujo Generico en paquetes), a fin de garantizar las tasas de bits y el retardo constantes de extremo a extremo.

A fin de permitir que el Flujo de Transporte se recombine sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan por los compensadores de retardo 204-1 ~n considerando los parametros de intercalado de los PLP de datos en un grupo y el PLP comun correspondiente. Los modulos de borrado de paquetes nulos 205-1~n pueden aumentar la eficacia de transmision extrayendo el paquete nulo insertado para un caso de servicio VBR (tasa variable de bits). Los modulos codificadores de Comprobacion de Redundancia Cfclica (CRC) 206-1~n pueden anadir paridad de CRC para aumentar la fiabilidad de transmision de la trama en BB. Los modulos de insercion de cabecera en BB 207-1~n pueden anadir una cabecera de trama en BB en un principio de la trama en BB. La informacion que se puede incluir en la cabecera en BB se muestra en la Fig. 36.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

Un modulo fusionador/segmentador 208 puede realizar la segmentacion de tramas en BB a partir de cada PLP, fusionando tramas de BB a partir de multiples PLP y programando cada trama en BB dentro de una trama de transmision. Por lo tanto, el modulo fusionador/segmentador 208 puede emitir informacion de senalizacion de L1 que se refiere a asignacion de PLP en una trama. Por ultimo, un modulo codificador de BB 209 puede aleatorizar flujos de bits de entrada para minimizar la correlacion entre bits dentro de flujos de bits. Los modulos sombreados en la Fig. 35 son modulos usados cuando el sistema de transmision usa un unico PLP y los otros modulos en la Fig. 35 son modulos usados cuando el dispositivo de transmision usa multiples PLP.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de modulo de BICM. La Fig. 37a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 37b muestra una trayectoria de L1 de un modulo de BICM. Un modulo codificador externo 301 y un modulo codificador interno 303 pueden anadir redundancia a flujos de bits de entrada para la correccion de errores. Un modulo intercalador externo 302 y un modulo intercalador interno 304 pueden intercalar bits para impedir errores de rafagas. El modulo intercalador externo 302 se puede omitir si la BICM es espedficamente para la DVB-C2. Un modulo demultiplexador de bits 305 puede controlar la fiabilidad de cada bit emitido desde el modulo intercalador interno 304. Un modulo correlacionador de sfmbolos 306 puede correlacionar flujos de bits de entrada con flujos de sfmbolos. En este momento, es posible usar cualquiera entre una QAM convencional, una MQAM que use el BRGC antes mencionado para mejora de rendimiento, una NU-QAM que use la modulacion No uniforme o una NU_MQAM que use el BRGC aplicado a modulacion No uniforme para mejora de rendimiento. Para construir un sistema que sea mas robusto frente al ruido, se pueden considerar combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de codigo del codigo de correccion de errores y la capacidad de la constelacion. En este momento, el modulo correlacionador de Sfmbolos 306 puede usar una constelacion adecuada segun la tasa de codigo y la capacidad de la constelacion. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El Caso 1 muestra un ejemplo de uso de solamente NU-MQAM a tasa de codigo baja para una implementacion del sistema simplificada. El Caso 2 muestra un ejemplo de uso de constelacion optimizada a cada tasa de codigo. El transmisor puede enviar informacion acerca de la tasa de codigo del codigo de correccion de errores y la capacidad de constelacion al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelacion adecuada. La Fig. 40 muestra otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. Ademas de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para optimizar el sistema.

El modulo de insercion de Cabecera ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar informacion de realimentacion de codificacion y modulacion adaptativa (ACM)/codificacion y modulacion variable (VCM) y anadir informacion de parametros usada en la codificacion y modulacion a un bloque de FEC como cabecera. La cabecera de tipo modulacion/tasa de codigo (ModCod) puede incluir la siguiente informacion:

* tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

* Tasa de codigo (3 bits)

* Modulacion (3 bits) - hasta QAM de 64K

* Identificador de PLP (8 bits)

El modulo intercalador de sfmbolos 308 puede realizar un intercalado en el dominio de sfmbolos para obtener efectos adicionales de intercalado. Procesos similares realizados sobre la trayectoria de datos se pueden realizar sobre la trayectoria de senalizacion de L1 pero con parametros posiblemente distintos (301-1-308-1). En este punto, se puede usar para el codigo interno un modulo de codigo acortado/perforado (303-1).

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificacion LDPC que usa acortamiento/perforacion. El proceso de acortamiento se puede realizar sobre bloques de entrada que tienen menos bits que un numero requerido de bits para la codificacion LDPC, ya que se pueden rellenar (301c) muchos bits cero requeridos para la codificacion LDPC. Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden tener bits de paridad a traves de codificacion LDPC (302c). En este momento, para los flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, se pueden extraer ceros (303c) y para los flujos de bits de paridad, se puede realizar perforacion (304c) las tasas de codigo. Estos flujos de bits de informacion y flujos de bits de paridad procesados se pueden multiplexar a secuencias originales y emitir (305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de trama que comprende un preambulo para senalizacion de L1 y un sfmbolo de datos para datos de PLP. Se puede ver que el preambulo y los sfmbolos de datos se generan dclicamente, usando una trama como una unidad. Los sfmbolos de datos comprenden el tipo 0 de PLP, que se transmite usando una modulacion/codificacion fija y el tipo 1 de PLP, que se transmite usando una modulacion/codificacion variable. Para el tipo 0 de PLP, informacion tal como modulacion, tipo de FEC y tasa de codigo de FEC, se transmiten en el preambulo (ver la Fig. 42 - insercion de cabecera de trama 401). Para el tipo 1 de PLP, se puede transmitir informacion correspondiente en la cabecera del bloque de FEC de un sfmbolo de datos (ver la Fig. 37 - insercion de cabecera ModCod 307). Mediante la separacion de tipos de PLP, se puede reducir el sobredimensionamiento de ModCod en un 3-4% de una tasa de

5

10

15

20

25

30

35

transmision total, para el tipo 0 de PLP, que se transmite a una tasa de bit fija. En un receptor, para un PLP de modulacion/codificacion fija de tipo 0 de PLP, el extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 puede extraer informacion sobre Modulacion y tasa de codigo de FEC y proporcionar la informacion extrafda a un modulo de decodificacion de BICM. Para el PLP de modulacion/codificacion variable de tipo 1 de PLP, los modulos de extraccion de ModCod r307 y r307-1 mostrados en la Fig. 64 pueden extraer y proporcionar los parametros necesarios para decodificacion de BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un modulo de insercion de cabecera de trama 401 puede formar una trama a partir de flujos de sfmbolos de entrada y puede anadir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente informacion:

* Numero de canales unidos (4 bits)

* Intervalo de guarda (2 bits)

* PAPR (2 bits)

* Patron piloto (2 bits)

* Identificacion de Sistema Digital (16 bits)

* Identificacion de trama (16 bits)

* Longitud de trama (16 bits) - numero de sfmbolos de Multiplexacion Ortogonal por Division de Frecuencia (OFDM)

por trama

* Longitud de supertrama (16 bits) - numero de tramas por supertrama

* numero de PLP (8 bits)

* para cada PLP

PLP identificacion (8 bits)

Identificador de enlace de canal (4 bits) inicio de PLP (9 bits)

tipo de PLP (2 bits) - PLP comun u otros tipo de carga util de PLP (5 bits)

tipo de MC (1 bit) - modulacion y codificacion fija/variable Si tipo de MC == modulacion y codificacion fija tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta Tasa de codigo (3 bits)

Modulacion (3 bits) - hasta 64K QAM fin si;

Numero de canales de muesca (2 bits) para cada muesca

Inicio de muesca (9 bits)

Ancho de muesca (9 bits) fin para;

anchura de PLP (9 bits) - numero maximo de bloques de FEC de PLP tipo de intercalado de tiempo de PLP (2 bits)

fin parar;

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

* CRC-32 (32 bits)

Se supone un entorno de union de canales para la informacion de L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por lo tanto, informacion tal como el identificador de PLP, el identificador de union de canales y la direccion de inicio de PLP se requieren para cada canal usado en la union. Una realization de esta invention sugiere transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama de FEC si el tipo de PLP soporta modulacion/codificacion variable y transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modulacion/codificacion fija para reducir sobrecarga de serialization. Ademas, si existe una banda de muesca para cada PLP, transmitiendo la direccion de inicio de la muesca y su anchura, puede llegar a ser innecesaria la decodificacion de las portadoras correspondientes en el receptor.

La Fig. 43 muestra un ejemplo del Patron Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de union de canales. Como se muestra, si las posiciones de SP son coincidentes con posiciones de piloto de preambulo, puede darse una estructura de piloto irregular.

La Fig. 43a muestra un ejemplo del modulo de insertion de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una unica banda de frecuencia (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es de 7,61 MHz, pero si se unen multiples bandas de frecuencia, se pueden quitar bandas de guarda, de esta manera, puede aumentar extremadamente la eficacia de la frecuencia. La Fig. 43b es un ejemplo del modulo de insercion de preambulo 504 como se muestra en la Fig. 51, que se transmite en la parte delantera de la trama e, incluso con union de canales, el preambulo tiene una tasa de repetition de 7,61 MHz, que es el ancho de banda del bloque de L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza la exploracion inicial del canal.

Existen Patrones de Piloto tanto para los Sfmbolos de Preambulo como de Datos. Para sfmbolo de datos, se pueden usar patrones de piloto disperso (SP). El Patron de Piloto 5 (PP5) y el Patron de Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para la interpolation solamente en frecuencia. El PP5 tiene x = 12, y = 4, z = 48 para GI = 1/64 y el PP7 tiene x = 24, y = 4, z = 96 para GI = 1/128. Una interpolacion temporal adicional tambien es posible para una mejor estimation de canal. Los patrones de piloto para el preambulo pueden cubrir todas las posibles posiciones de piloto para la adquisicion inicial de canal. Ademas, las posiciones de piloto de preambulo deberfan ser coincidentes con las posiciones de SP y se desea un unico patron de piloto tanto para el preambulo como para el SP. Tambien se podnan usar los pilotos de preambulo para interpolacion de tiempo y cada preambulo podrfa tener un patron de piloto identico. Estos requisitos son importantes para la detection C2 en la exploration y necesarios para la estimacion del desplazamiento de frecuencia con correlation de secuencia de aleatorizacion. En un entorno de union de canales, tambien se debena mantener la coincidencia en las posiciones de piloto para union de canales debido a que la estructura de piloto irregular puede degradar el rendimiento de interpolacion.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un sfmbolo OFDM es 48 y si una distancia y entre los SP correspondientes a una portadora de SP espedfica a lo largo del eje de tiempo es 4, una distancia efectiva x despues de la interpolacion de tiempo llega a ser 12. Esto es cuando una fraction del intervalo de guarda (GI) es 1/64. Si la fraction del GI es 1/128, se pueden usar x = 24, y = 4 y z = 96. Si se usa union de canales, las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preambulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones de piloto de preambulo pueden ser coincidentes con cada position de SP de snribolo de datos. Cuando se usa la union de canales, el segmento de datos en el que se transmite un servicio, se puede determinar con independencia de la granularidad de ancho de banda de 8 MHz. No obstante, para reducir la sobrecarga para el direccionamiento de segmentos de datos, se puede elegir una transmision que comienza desde la posicion de SP y que termina en la posicion de SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el modulo de estimacion de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar una interpolacion de tiempo para obtener los pilotos mostrados en lmeas discontinuas en la Fig. 43 y realizar una interpolacion de frecuencia. En este momento, para puntos no continuos de los cuales se indican intervalos como 32 en la Fig. 43, se puede implementar o bien realizar interpolaciones a izquierda y derecha por separado o bien realizar interpolaciones solamente en un lado, luego realizar interpolacion en el otro lado usando las posiciones de piloto ya interpoladas de las cuales el intervalo es 12, como punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de esta manera, un receptor puede minimizar el consumo de energfa realizando una estimacion de canal y decodificando solamente las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo del PP5 aplicado en el entorno de union de canales o una estructura de SP para mantener la distancia efectiva x como 12 para evitar la estructura irregular de SP mostrada en la Fig. 43 cuando se usa union de canales. La Fig. 44a es una estructura de SP para sfmbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para sfmbolo de preambulo.

Como se muestra, si se mantiene coherente la distancia de SP en caso de union de canales, no habra ningun problema en la interpolacion de frecuencia, pero las posiciones de piloto entre un sfmbolo de datos y un preambulo pueden no ser

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere una estimacion de canal adicional para una estructura de SP irregular, no obstante, las posiciones de SP usadas en union de canales y las posiciones de piloto de preambulo llegan a ser diferentes para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5', para proporcionar una solucion a los dos problemas antes mencionados en el entorno de union de canales. Espedficamente, una distancia de piloto de x = 16 puede resolver esos problemas. Para conservar la densidad de pilotos o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x = 16, y = 3, z = 48 para GI = 1/64 y un PP7' puede tener x = 16, y = 6, z = 96 para GI = 1/128. La capacidad de interpolacion solamente de frecuencia se puede mantener aun. Las posiciones de piloto se representan en la Fig. 45 para su comparacion con la estructura PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo Patron de SP o estructura PP5', en el entorno de union de canales. Como se muestra en la figura 46, si se usa o bien un canal unico o bien union de canales, se puede proporcionar una distancia de piloto efectiva x = 16. Ademas, debido a que las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con posiciones de piloto de preambulo, se puede evitar el deterioro de estimacion de canal causado por la irregularidad de SP o por posiciones de SP no coincidentes. En otras palabras, no existe ninguna posicion de SP irregular para el interpolador de frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preambulo y las posiciones de SP.

Por consiguiente, los nuevos patrones de SP propuestos pueden ser ventajosos en cuanto a que se puede usar un unico patron de SP para tanto canal unico como canal unido; no se puede hacer ninguna estructura piloto irregular y, de esta manera, es posible una buena estimacion de canal; tanto las posiciones de preambulo como de piloto de SP se pueden mantener coincidentes; la densidad de piloto se puede mantener igual que para PP5 y PP7, respectivamente; y tambien se puede conservar la capacidad de interpolacion solamente de frecuencia.

Ademas, la estructura de preambulo puede satisfacer los requisitos tales como que las posiciones de piloto de preambulo deberfan cubrir todas las posiciones de SP posibles para la adquisicion de canal inicial; el numero maximo de portadoras deberfa ser 3409 (7,61 MHz) para la exploracion inicial; se deberfan usar exactamente los mismos patrones de piloto y secuencia de aleatorizacion para deteccion C2; y no se requiere ningun preambulo de deteccion especfico como P1 en T2.

En terminos de relacion con la estructura de tramas, la granularidad de la posicion del segmento de datos se puede modificar a 16 portadoras en lugar de 12, de esta manera, puede haber menos sobrecarga por direccionamiento de posicion y puede no ser esperado ningun otro problema con respecto a la condicion del segmento de datos, la condicion de ranura nula, etc.

Por lo tanto, en el modulo de estimacion de canal r501 de la Fig. 62, se pueden usar pilotos en cada preambulo cuando se realiza interpolacion de tiempo de SP de sfmbolo de datos. Por lo tanto, se pueden mejorar la adquisicion de canal y la estimacion de canal en los lfmites de tramas.

Ahora, con respecto a los requisitos relacionados con el preambulo y la estructura de piloto, hay consenso en cuanto a que las posiciones de los pilotos de preambulo y los SP deberfan coincidir con independencia de la union de canales; el numero de portadoras totales en el bloque L1 deberfa ser divisible por la distancia de piloto para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 se deberfan repetir en el dominio de frecuencia; y los bloques de L1 siempre deberfan ser decodificables en una posicion arbitraria de ventana sintonizadora. Requisitos adicionales serfan que las posiciones y patrones de piloto se deberfan repetir en un periodo de 8 MHz; el desplazamiento correcto de la frecuencia portadora se deberfa estimar sin conocimiento de la union de canales; y la decodificacion (reordenamiento) de L1 es imposible antes de que sea compensado el desplazamiento de frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relacion entre el sfmbolo de datos y el preambulo cuando se usan estructuras de preambulo como se muestran en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 se puede repetir en un periodo de 6 MHz. Para decodificacion de L1, se deberfan encontrar tanto el desplazamiento de frecuencia como el patron de cambio de preambulo. La decodificacion de L1 no es posible en una posicion arbitraria de sintonizador sin informacion de union de canales y un receptor no puede diferenciar entre el valor de cambio de preambulo y el desplazamiento de frecuencia.

De esta manera, un receptor, espedficamente para el extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar decodificacion de senal de L1, se necesita obtener la estructura de union de canales. Debido a que se conoce la cantidad de cambio de preambulo esperada en las dos regiones sombreadas verticalmente en la Fig. 47, el modulo de sincronizacion de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia portadora. En base a la estimacion, la trayectoria de serialization de L1 (r308-1~ r301-1) en la Fig. 64 puede decodificar L1.

La Fig. 48 muestra una relacion entre un sfmbolo de datos y un preambulo cuando se usa una estructura de preambulo como se muestra en la Fig. 55. El bloque L1 se puede repetir en un periodo de 8 MHz. Para decodificacion de L1, solamente se necesita encontrar el desplazamiento de frecuencia y puede no ser requerido conocimiento de union de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar facilmente usando la Secuencia Binaria Seudoaleatoria

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

(PRBS) conocida. Como se muestra en la Fig. 48, el preambulo y los sfmbolos de datos estan alineados, de esta manera, puede llegar a ser innecesaria una busqueda de sincronizacion adicional. Por lo tanto, para un receptor, espedficamente para el modulo extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63, es posible que solamente se necesite obtener la correlacion pico con la secuencia de aleatorizacion de piloto para realizar decodificacion de senal L1. El modulo de sincronizacion de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia portadora a partir de la posicion pico.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

Desde el punto de vista del diseno de piloto, el GI actual ya sobreprotege la dispersion de retardo del canal por cable. En el peor caso, el rediseno del modelo de canal puede ser una opcion. Para repetir el patron exactamente cada 8 MHz, la distancia de piloto debena ser un divisor de 3584 portadoras (z = 32 o 56). Una densidad de piloto de z = 32 puede aumentar la sobrecarga de piloto, de esta manera, se puede elegir z = 56. Una cobertura de retardo ligeramente menor puede no ser importante en un canal por cable. Por ejemplo, puede ser de 8 |is para el PP5' y de 4 |is para el PP7', en comparacion con 9,3 |is (PP5) y 4,7 |is (PP7). Los retardos significativos se pueden cubrir por ambos patrones de piloto incluso en el peor caso. Para una posicion de piloto del preambulo, no son necesarias mas que todas las posiciones de SP en un sfmbolo de datos.

Si se puede ignorar la trayectoria de retardo de -40 dB, la dispersion de retardo real puede llegar a ser 2,5 |is, 1/64 GI = 7 |is o 1/128 GI = 3,5 |is. Esto muestra que el parametro de distancia de piloto, z = 56, puede ser un valor bastante bueno. Ademas, z = 56 puede ser un valor conveniente para estructurar el patron de piloto que habilita la estructura de preambulo mostrada en la Fig. 48.

La Fig. 50 muestra una estructura de piloto disperso que usa z = 56 y z = 112 que se construye en el modulo de insercion piloto 404 en la Fig. 42. Se proponen un PP5' (x = 14, y = 4, z = 56) y un PP7' (x = 28, y = 4, z = 112). Se podnan insertar portadoras de borde para el borde de cierre.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos estan alineados a 8 MHz de cada borde de la banda, cada posicion de piloto y estructura de piloto se puede repetir cada 8 MHz. De esta manera, esta estructura puede soportar la estructura de preambulo mostrada en la Fig. 48. Ademas, se puede usar una estructura de piloto comun entre el preambulo y los sfmbolos de datos. Por lo tanto, el modulo de estimacion de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar estimacion de canal usando interpolacion sobre el preambulo y los sfmbolos de datos, debido a que puede no ocurrir ningun patron de piloto irregular, con independencia de la posicion de ventana que se decide por las ubicaciones de segmentos de datos. En este momento, el uso de la interpolacion de frecuencia solamente puede ser suficiente para compensar la distorsion de canal a partir de la propagacion de retardo. Si se realiza adicionalmente la interpolacion de tiempo, se puede realizar una estimacion de canal mas precisa.

Por consiguiente, en el nuevo patron de piloto propuesto, la posicion y el patron de piloto se pueden repetir en base a un periodo de 8 MHz. Se puede usar un unico patron de piloto tanto para el preambulo como para los sfmbolos de datos. La decodificacion de L1 siempre puede ser posible sin conocimiento de la union de canales. Ademas, el patron de piloto propuesto puede no afectar a las partes en comun con T2 debido a que se puede usar la misma estrategia de piloto del patron de piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones de piloto diferentes; y puede no ser aumentada ninguna complejidad significativa del receptor por los patrones de piloto modificados. Para una secuencia de aleatorizacion de piloto, el periodo de la PRBS puede ser de 2047 (secuencia m); la generacion de la PRBS se puede reiniciar cada 8 MHz, de la que el periodo es 3584; la tasa de repeticion de piloto de 56 tambien puede ser co-prima con 2047; y puede no ser esperado ningun problema de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de sfmbolos de entrada se pueden transformar en el dominio temporal por el modulo de IFFT 501. Si es necesario, la relacion de potencia pico a media (PAPR) se puede reducir en el modulo de reduccion de PAPR 502. Para metodos de PAPR, se puede usar una extension de constelacion activa (ACE) o la reserva de tono. El modulo de insercion de GI 503 puede copiar una ultima parte del sfmbolo OFDM efectivo para rellenar el intervalo de guarda en forma de prefijo dclico.

El modulo de insercion de preambulo 504 puede insertar el preambulo en la parte delantera de cada trama transmitida, de manera que un receptor pueda detectar una senal digital, una trama y adquirir una adquisicion de desplazamiento en tiempo/frecuencia. En este momento, la senal de preambulo puede efectuar senalizacion de capa ffsica, tal como el tamano de FFT (3 bits) y tamano de intervalo de guarda (3 bits). El modulo de insercion de preambulo 504 se puede omitir si el modulador es espedficamente para la DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preambulo para union de canales, generada en el modulo de insercion de preambulo 504 en la Fig. 51. Un bloque L1 completo debena ser “siempre decodificable” en cualquier posicion arbitraria de ventana sintonizadora de 7,61 MHz y no debena ocurrir ninguna perdida de senalizacion de L1 con independencia de la posicion de ventana sintonizadora. Como se muestra, los bloques L1 se pueden repetir en el dominio de frecuencia en un periodo de 6 MHz. Los sfmbolos de datos se pueden unir por canales para cada 8 MHz. Si, para

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

decodificacion de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61, que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque L1 dclico cambiado recibido (Fig. 53) a su forma original. Esta reorganizacion es posible debido a que el bloque L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La Fig. 53a se puede reordenar a la Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para disenar un preambulo mas optimizado. La estructura de preambulo de la Fig. 52 solamente usa 6 MHz del ancho de banda total del sintonizador de 7,61 MHz para decodificacion de L1. En terminos de eficiencia espectral, el ancho de banda de sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza totalmente. Por lo tanto, puede haber una optimizacion adicional en la eficacia espectral.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preambulo o de estructura de sfmbolos de preambulo para una eficacia espectral total, generada en el modulo de insercion de cabecera de trama 401 en la Fig. 42. Igual que el sfmbolo de datos, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de frecuencia en un periodo de 8 MHz. Un bloque L1 completo aun es “siempre decodificable” en cualquier posicion arbitraria de ventana sintonizadora de 7,61 MHz. Despues de la sintonizacion, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como un codigo perforado virtualmente. El tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para el preambulo como para los sfmbolos de datos y exactamente la misma estructura de piloto tanto para el preambulo como para los sfmbolos de datos puede maximizar la eficacia espectral. Otras caractensticas, tales como la propiedad de cambio dclico y el no enviar el bloque L1 en el caso de que no se pueda mantener sin cambios ningun segmento de datos. En otras palabras, el ancho de banda de los sfmbolos de preambulo puede ser identico al ancho de banda de los sfmbolos de datos o bien, como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los sfmbolos de preambulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aqrn es de 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un numero de portadoras activas totales cuando se usa un unico canal. Es decir, el ancho de banda del sfmbolo de preambulo puede corresponder al numero de portadoras activas totales (aqrn es de 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un codigo perforado virtualmente. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque L1 de 8 MHz se pueden considerar como codificados perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para la decodificacion de L1, el extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque L1 dclico cambiado, recibido, a su forma original como se muestra en la Fig. 56. En este momento, la decodificacion L1 se realiza usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que el bloque L1 se reorganiza, un espectro del bloque L1 reorganizado puede tener una region en blanco dentro del espectro como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 56 debido a que un tamano original del bloque L1 es de un ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la region en blanco se rellena con ceros o bien despues del desintercalado en el dominio de sfmbolos por el desintercalador de frecuencia r403 en la Fig. 63 o por el desintercalador de sfmbolos r308-1 en la Fig. 64 o bien despues del desintercalado en el dominio de bits por el descorrelacionador r306-1 de sfmbolos, el multiplexador de bits r305-1 y el desintercalador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece que esta perforada como se muestra en el lado inferior derecho de la Fig. 56.

Este bloque L1 puede decodificarse en el modulo decodificador perforado/acortado r303-1 en la Fig. 64. Usando esta estructura de preambulo, se puede utilizar todo el ancho de banda del sintonizador, de esta manera se pueden aumentar la eficiencia espectral y la ganancia de codificacion. Ademas, se pueden usar un ancho de banda y una estructura de piloto identicos para el preambulo y los snmbolos de datos.

Ademas, si el ancho de banda del preambulo o el ancho de banda de los sfmbolos del preambulo esta fijado como un ancho de banda de sintonizador como se muestra en la Fig. 58 (es de 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque L1 completo despues de la reorganizacion incluso sin perforacion. En otras palabras, para una trama que tiene sfmbolos de preambulo, en donde los sfmbolos de preambulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir que el bloque L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de la banda de Radiofrecuencia (RF) de 8 MHz.

De esta manera, se pueden maximizar la eficiencia espectral y el rendimiento de decodificacion de L1. En otras palabras, en un receptor, la decodificacion se puede realizar en el modulo decodificador perforado/acortado r303-1 en la Fig. 64, despues de realizar solamente desintercalado en el dominio de sfmbolos.

Por consiguiente, la nueva estructura de preambulo propuesta puede ser ventajosa en cuanto a que es totalmente compatible con el preambulo previamente usado, excepto en que el ancho de banda es diferente; los bloques L1 se repiten en un periodo de 8 MHz; el bloque L1 puede ser decodificable siempre con independencia de la posicion de la ventana sintonizadora; el ancho de banda completo del sintonizador se puede usar para la decodificacion de L1; la maxima eficiencia espectral puede garantizar mas ganancia de codificacion; el bloque L1 incompleto se puede considerar como codificado perforado; se puede usar una estructura de piloto sencilla e igual tanto para el preambulo como para los datos; y se puede usar un ancho de banda identico tanto para el preambulo como para los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analogico. Un modulo DAC 601 puede convertir la entrada de senal

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

digital en senal analogica. Despues de que el ancho de banda de frecuencia de transmision se convierte ascendentemente (602) y se filtra analogicamente (603) se puede transmitir la senal.

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema receptor digital. La senal recibida se convierte en senal digital en un modulo de proceso analogico r105. Un demodulador r104 puede convertir la senal en datos en el dominio de frecuencia. Un analizador sintactico de tramas r103 puede extraer pilotos y cabeceras y permitir la seleccion de informacion de servicio que necesita ser decodificada. Un demodulador de BICM r102 puede corregir errores en el canal de transmision. Un procesador de salida r101 puede restaurar el flujo de servicio y la informacion de temporizacion transmitidos originalmente.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de un procesador analogico usado en el puede seleccionar el ancho de banda de frecuencia deseado a partir de descendente r602 puede restaurar la banda base. Un modulo ADC r601 digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un modulo detector de tramas r506 puede detectar el preambulo, comprobar si existe una senal digital correspondiente y detectar un inicio de una trama. Un modulo de sincronizacion de tiempo/frecuencia r505 puede efectuar la sincronizacion en los dominios de tiempo y de frecuencia. En este momento, para la sincronizacion del dominio del tiempo, se puede usar una correlacion de intervalo de guarda. Para la sincronizacion del dominio de frecuencia, se puede usarse la correlacion o se puede estimar el desplazamiento a partir de la informacion de fase de una subportadora que se transmite en el dominio de frecuencia. Un modulo extractor de preambulo r504 puede extraer el preambulo de la parte delantera de la trama detectada. Un modulo extractor de GI r503 puede extraer el intervalo de guarda. Un modulo de FFT r501 puede transformar la senal en el dominio del tiempo en una senal en el dominio de frecuencia. Un modulo de estimacion/ecualizacion de canal r501 puede compensar errores estimando la distorsion en el canal de transmision usando un sfmbolo piloto. El modulo de extraccion de preambulo r504 se puede omitir si el demodulador es espedficamente para la DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintactico de tramas. Un modulo extractor de pilotos r404 puede extraer un sfmbolo piloto. Un modulo desintercalador de frecuencia r403 puede realizar desintercalado en el dominio de frecuencia. Un fusionador de sfmbolos de OFDM r402 puede restaurar la trama de datos a partir de flujos de sfmbolos transmitidos en sfmbolos de OFDM. Un modulo extractor de cabeceras de trama r401 puede extraer senalizacion de la capa ffsica a partir de la cabecera de cada trama transmitida y extraer la cabecera. La informacion extrafda se puede usar como parametros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador de BICM. La Fig. 64a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 64b muestra una trayectoria de senalizacion de L1. Un desintercalador de sfmbolos r308 puede realizar desintercalado en el dominio de sfmbolos. Un extractor de ModCod r307 puede extraer parametros de ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y dejar los parametros disponibles para los siguientes procesos de demodulacion adaptativa/variable y decodificacion. Un descorrelacionador de sfmbolos r306 puede descorrelacionar flujos de sfmbolos de entrada en flujos de bits de Relacion de Verosimilitud Logantmica (LLR). Los flujos LLR de bits de salida se pueden calcular usando una constelacion usada en un correlacionador de sfmbolos 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM antes mencionadas, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit mas cercano al MSB y calculando o bien el eje I o el eje Q cuando se calculan los bits restantes, se puede implementar un descorrelacionador de sfmbolos eficaz. Este metodo se puede aplicar, por ejemplo, a LLR Aproximada, LLR Exacta o Decision Dura.

Cuando se usa una constelacion optimizada segun la capacidad de constelacion y la tasa de codigo del codigo de correccion de errores en el correlacionador de sfmbolos 306 del transmisor, el descorrelacionador de sfmbolos r306 del receptor puede obtener una constelacion usando la tasa de codigo y la informacion de capacidad de constelacion transmitida desde el transmisor. El multiplexador de bits r305 del receptor puede realizar una funcion inversa a la del demultiplexador de bits 305 del transmisor. El desintercalador interno r304 y el desintercalador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas a las del intercalador interno 304 y el intercalador externo 302 del transmisor, respectivamente, para obtener el flujo de bits en su secuencia original. El desintercalador externo r302 se puede omitir si el demodulador de BICM es espedficamente para la DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar, respectivamente, los correspondientes procesos de decodificacion para el codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, para corregir errores en el canal de transmision. Procesos similares, realizados sobre la trayectoria de datos se pueden realizar en la trayectoria de senalizacion de L1, pero con diferentes parametros (r308-1~r301-1). En este punto, como se ha explicado en la parte del preambulo, se puede usar un modulo de codigo acortado/perforado r303-1 para la decodificacion de senal de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de decodificacion LDPC usando acortamiento/perforacion. Un demultiplexador r301 puede

receptor. Un modulo sintonizador/AGC r603 la senal recibida. Un modulo de conversion puede convertir la senal analogica en senal

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

emitir por separado una parte de informacion y una parte de paridad del codigo sistematico a partir de flujos de bits de entrada. Para la parte de informacion, se puede realizar un rellenado con ceros (r302a) segun un numero de flujos de bits de entrada del decodificador LDPC, para la parte de paridad, se pueden generar flujos de bits de entrada para (r303a) del decodificador LDPC, desperforando la parte perforada. La decodificacion LDPC (r304a) se puede realizar sobre los flujos de bits generados y los ceros en la parte de informacion se pueden extraer y emitir (r305a).

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar los flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un Separador r208 puede restaurar las tramas en BB que corresponden a multiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor segun la trayectoria de PLP. Para cada trayectoria de PLP, un extractor de cabecera en BB r207-1 puede extraer la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un decodificador de CRC r206-1~n puede realizar decodificacion CRC y dejar tramas en BB fiables disponibles para la seleccion. Unos modulos de insercion de paquetes nulos r205-1~n pueden restaurar paquetes nulos que fueron extrafdos, para una mayor eficacia de transmision, a su ubicacion original. Un modulo de recuperacion de retardo r204-1~n puede restaurar un retardo que existe entre cada trayectoria de PLP.

Unos modulos de recuperacion de relojes de salida r203-1~n pueden restaurar la temporizacion original del flujo de servicio a partir de la informacion de temporizacion transmitida desde los modulos de sincronizacion de flujos de entrada 203-1~n. Unos modulos de interfaz de salida r202-1~n pueden restaurar los datos en el paquete TS/GS a partir de flujos de bits de entrada que estan segmentados en la trama en BB. Unos modulos de postproceso de salida r201-1~n pueden restaurar multiples flujos TS/GS en un flujo TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan modulos que se pueden usar cuando se procesa un unico PLP a la vez y el resto de los bloques representan modulos que se pueden usar cuando se procesan a la vez multiples PLP.

Los patrones de piloto de preambulo se disenaron cuidadosamente para evitar un aumento de PAPR, de esta manera, es necesario considerar si la tasa de repeticion de L1 puede aumentar la PAPR. El numero de bits de informacion de L1 vana dinamicamente segun la union de canales, el numero de PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamano fijo de bloque de L1 puede introducir una sobrecarga innecesaria; la senalizacion de L1 se deberfa proteger mas firmemente que los sfmbolos de datos; y el intercalado de tiempo del bloque L1 puede mejorar la robustez ante el deterioro de canal, tal como la necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repeticion de bloque L1 de 8 MHz, como se muestra en la Fig. 67, se exhibe una eficacia espectral completa (26,8% de aumento de BW) con perforacion virtual, pero la PAPR se puede aumentar dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que el de los sfmbolos de datos. Para la tasa de repeticion de 8 MHz, se puede usar intercalado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en comun y el mismo patron puede repetirse en un periodo de 8 MHz despues del intercalado.

Para una tasa de repeticion de bloque L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede exhibir una eficacia espectral reducida sin perforacion virtual. Puede ocurrir un problema similar de PAPR como para el caso de 8 MHz, dado que los anchos de banda de L1 y de los sfmbolos de datos comparten LCM = 24 MHz. Para la tasa de repeticion de 6 MHz, se puede usar el intercalado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en comun y el mismo patron se puede repetir en un periodo de 24 MHz despues del intercalado.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repeticion de bloque L1 de 7,61 MHz o ancho de banda de sintonizador completo. Se puede obtener una eficacia espectral completa (26,8% de aumento de BW) sin perforacion virtual. Puede no haber ningun problema de PAPR dado que los anchos de banda de L1 y de los sfmbolos de datos comparten LCM=1704 MHz. Para la tasa de repeticion de 7,61 MHz, se puede usar intercalado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en comun y el mismo patron puede repetirse en un periodo de 1704 MHz despues del intercalado.

La Fig. 70 es un ejemplo de senalizacion de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada informacion en la senalizacion de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parametro de decodificacion. Especialmente, la informacion se puede usar en la trayectoria de senales de L1 mostrada en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener una robustez aumentada para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un intercalador de sfmbolos 308-1 como se muestra en la trayectoria de senalizacion de L1 en la Fig. 37 y tambien puede ser un ejemplo de su desintercalador de sfmbolos r308-1 correspondiente como se muestra en la trayectoria de senalizacion de L1 en la Fig. 64. Los bloques con lmeas inclinadas representan bloques de L1 y los bloques solidos representan portadoras de datos. Los bloques de L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un unico preambulo, sino que tambien se pueden transmitir dentro de multiples bloques de OFDM. Dependiendo del tamano de un bloque de L1, puede variar el tamano del bloque de intercalado. En otras palabras, num_L1_sym y L1_span pueden ser diferentes entre sf. Para minimizar una sobrecarga innecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de las portadoras de los sfmbolos de OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, se puede garantizar una eficacia espectral completa debido a que el ciclo de repeticion del bloque L1 es todavfa un ancho de banda completo de sintonizador. En la Fig. 72, los numeros en los bloques con lmeas inclinadas representan el orden de bits dentro de un

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

unico bloque de LDPC.

Por consiguiente, cuando los bits se escriben en una memoria de intercalado en la direccion de las filas segun un mdice de sfmbolos como se muestra en la Fig. 72 y se leen en la direccion de las columnas segun un mdice de portadora, se puede obtener un efecto de intercalado de bloques. En otras palabras, un bloque LDPC se puede intercalar en el dominio de tiempo y en el dominio de frecuencia y luego se puede transmitir. Num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, un numero entre 2~4 se puede fijar como un numero de sfmbolos de OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamano del bloque de L1, un codigo LDPC perforado/acortado que tiene una longitud minima de la palabra de codigo se puede usar para la proteccion de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmision de bloque L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de tramas. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloques L1 pueden estar abarcando el ancho de banda completo del sintonizador o bien, como se muestra en la Fig. 73b, los bloques L1 se pueden abarcar parcialmente y el resto de las portadoras se pueden usar para portadora de datos. En cualquier caso, se puede ver que la tasa de repeticion del bloque L1 puede ser identica a un ancho de banda completo de sintonizador. Ademas, para sfmbolos de OFDM que usan la senalizacion de L1 que incluye el preambulo, solamente se puede realizar intercalado de sfmbolos mientras que no se permite transmision de datos en esos sfmbolos de OFDM. Por consiguiente, para un sfmbolo de OFDM usado para senalizacion de L1, un receptor puede decodificar L1 realizando desintercalado sin decodificacion de datos. En este punto, el bloque L1 puede transmitir senalizacion L1 de la trama actual o senalizacion L1 de una trama posterior. En el lado del receptor, se pueden usar parametros de L1 decodificados a partir de la trayectoria de decodificacion de senalizacion L1 mostrada en la Fig. 64 para el proceso de decodificacion para la trayectoria de datos a partir del analizador sintactico de tramas de la trama posterior.

En resumen, en un transmisor, el intercalado de bloques de la region L1 se puede realizar escribiendo los bloques en una memoria en la direccion de las filas y leyendo los bloques escritos de la memoria en la direccion de las columnas. En un receptor, el desintercalado de bloques de la region L1 se puede realizar escribiendo bloques en una memoria en la direccion de las columnas y leyendo los bloques escritos de la memoria en la direccion de las filas. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y del receptor se pueden intercambiar.

Cuando se realiza una simulacion con suposiciones que se hacen tales como que CR = 1/2 para proteccion de L1 y para las partes en comun de T2; correlacion de sfmbolos 16-QAM; densidad de piloto de 6 en el Preambulo; numero de LDPC corta implica una cantidad requerida de perforaciones/acortamientos, se pueden obtener resultados o conclusiones tales como que solamente un preambulo para la transmision de L1 pueden no ser suficientes; el numero de sfmbolos de OFDM depende de la cantidad del tamano de bloque de L1; se puede usar la palabra de codigo LDPC mas corta (por ejemplo, informacion de 192 bits) entre el codigo acortado/perforacion para mayor flexibilidad y granularidad fina; y se puede anadir un rellenado si se requiere con sobrecarga despreciable. El resultado se resume en la Fig. 71.

Por consiguiente, para una tasa de repeticion de bloque de L1, el ancho de banda completo de sintonizador sin perforacion virtual puede ser una buena solucion y todavfa puede no surgir un problema de PAPR con eficiencia espectral completa. Para senalizacion de L1, la estructura eficaz de senalizacion puede permitir una configuracion maxima en un entorno de 8 uniones de canales, 32 muescas, 256 segmentos de datos y 256 PLP. Para la estructura de bloque de L1, la senalizacion flexible de L1 se puede implementar segun el tamano de bloque de L1. El intercalado de tiempo se puede realizar para una mejor robustez para las partes en comun de T2. Una menor sobrecarga puede permitir transmision de datos en un preambulo.

Se puede realizar intercalado de bloques del bloque L1 para una mejor robustez. El intercalado se puede realizar con un numero fijo predefinido de snmbolos L1 (num_L1_sym) y un numero de portadoras abarcadas por L1 como un parametro (L1_span). La misma tecnica se usa para intercalado de preambulo P2 en DVB-T2.

Se puede usar un bloque L1 de tamano variable. El tamano puede ser adaptable a la cantidad de bits de senalizacion de L1, provocando una sobrecarga reducida. Se puede obtener eficacia espectral completa sin ningun problema de PAPR. Una repeticion de menos de 7,61 MHz puede significar que se puede enviar mas redundancia pero sin usar. Puede no surgir ningun problema de PAPR debido a la tasa de repeticion de 7,61 MHz para el bloque L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de senalizacion de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 en que el campo L1_span, que tiene 12 bits, esta dividido en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span esta dividido en un campo L1_column que tiene 9 bits y un campo L1_row que tiene 3 bits. El campo L1_column representa el mdice de portadora que abarca L1. Debido a que un segmento de datos comienza y termina cada 12 portadoras, que es la densidad de piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits para alcanzar 9 bits.

El campo L1_row representa el numero de sfmbolos de OFDM, donde esta abarcando L1 cuando se aplica el intercalado de tiempo. Por consiguiente, el intercalado de tiempo se puede realizar dentro de un area de L1_columnas multiplicadas por L1_filas. Alternativamente, se puede transmitir el tamano total de bloques L1 de manera que L1_span mostrado en la Fig. 70 se pueda usar cuando no se realiza intercalado temporal. Para tal caso, el tamano de bloque L1 es de 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera 15 bits es suficiente. Por consiguiente, el campo L1_span puede estar compuesto por

5

10

15

20

25

30

35

40

15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado de frecuencia o de tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmision entera. La Fig. 75 tambien muestra la union de multiples anchos de banda de 8 Mhz. Una trama puede constar de un preambulo que transmite bloques L1 y un sfmbolo de datos que transmite datos. Los diferentes tipos de sfmbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preambulo transmite bloques L1 cada 7,61 MHz.

Para el preambulo, un intercalado de frecuencia o tiempo se realiza dentro de los bloques L1 y no se realiza entre los bloques L1. Es decir, para el preambulo, se puede decir que se realiza intercalado a nivel de bloque L1. Esto permite decodificar los bloques L1 transmitiendo bloques L1 dentro de un ancho de banda de ventana sintonizadora incluso cuando la ventana sintonizadora se ha movido a una ubicacion aleatoria dentro de un sistema de union de canales.

Para decodificar un sfmbolo de datos en un ancho de banda aleatorio de ventana sintonizadora, no debena ocurrir un intercalado entre segmentos de datos. Es decir, para los segmentos de datos, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de segmento de datos. Por consiguiente, el intercalado de frecuencia y el intercalado de tiempo se debenan realizar dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un intercalador de sfmbolos 308 en una trayectoria de datos de un modulo de BICM del transmisor, como se muestra en la Fig. 37, puede realizar intercalado de sfmbolos para cada segmento de datos. Un intercalador de sfmbolos 308-1 en una trayectoria de senal L1 puede realizar intercalado de sfmbolos para cada bloque L1.

Un intercalador de frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar intercalado sobre el preambulo y los sfmbolos de datos por separado. Espedficamente, para el preambulo, el intercalado de frecuencia se puede realizar para cada bloque L1 y para sfmbolo de datos el intercalado de frecuencia se puede realizar para cada segmento de datos. En este punto, el intercalado de tiempo en la trayectoria de datos o la trayectoria de senal L1 puede no ser realizado considerando el modo de latencia baja.

Usando los metodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas, es posible implementar un transmisor digital, un receptor y una estructura de senalizacion de capa ffsica eficaces.

Transmitiendo informacion de ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para ACM/VCM y transmitiendo el resto de la senalizacion de capa ffsica en una cabecera de trama, se puede minimizar la sobrecarga de senalizacion.

Se puede implementar QAM modificada para una transmision mas eficaz en terminos de energfa o un sistema de difusion digital mas robusto frente al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

Se puede implementar QAM no uniforme mejorada para una transmision mas eficaz en terminos de energfa o un sistema de difusion digital mas robusto frente al ruido. Tambien se describe un metodo de uso de tasa de codigo del codigo de correccion de errores de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

El metodo sugerido de senalizacion de L1 puede reducir la sobrecarga en un 3~4%, minimizando la sobrecarga de senalizacion durante la union de canales.

Sera evidente para los expertos en la tecnica que se pueden hacer diversas modificaciones y variaciones en la presente invencion sin apartarse de la invencion.

Claims (8)

1. 5

   10

   15

   20

   25

   30

   35

   40

   REIVINDICACIONES

   1. Un metodo de transmision de una senal de difusion a un receptor que decodifica la senal de difusion, que comprende:

   correlacionar bits de datos de preambulo a sfmbolos de datos de preambulo y bits de datos a sfmbolos de datos; formar al menos un segmento de datos en base a los sfmbolos de datos; intercalar en el tiempo los snmbolos de datos a nivel de segmento de datos;

   formar una trama de senal en base a los snmbolos de datos de preambulo y los sfmbolos de datos intercalados; modular la trama de senal formada por un metodo de Multiplexacion Ortogonal por Division de Frecuencia, OFDM; y transmitir la trama de senal modulada,

   en el que se repite un bloque de la Capa 1, L1, en los sfmbolos de datos de preambulo en un dominio de frecuencia en un mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es 7,61 MHz y en el que cuando se reorganizan dos partes de entre los bloques L1 repetidos dentro de una ventana de sintonizacion del receptor, las partes reorganizadas configuran un bloque L1 completo, en el que el bloque L1 incluye informacion de senalizacion de L1 para senalizar el segmento de datos.
2. 2. El metodo de la reivindicacion 1, en el que la informacion de senalizacion de L1 comprende informacion del numero de segmentos de datos que indica un numero de segmentos de datos transportados dentro de la unica trama
3. 3. Un aparato para transmitir una senal de difusion a un receptor que decodifica la senal de difusion, que comprende:

   un correlacionador para correlacionar bits de datos de preambulo a snmbolos de datos de preambulo y bits de datos a sfmbolos de datos;

   un intercalador en el tiempo para intercalar en el tiempo los sfmbolos de datos a nivel de segmento de datos, en el que al menos un segmento de datos se forma en base a los sfmbolos de datos;

   un formador de tramas para formar una trama de senal en base a los sfmbolos de datos y los sfmbolos de datos intercalados;

   una unidad de modulacion para modular la trama de senal formada por un metodo de Multiplexacion Ortogonal por Division de Frecuencia, OFDM; y

   una unidad de transmision para transmitir la trama de senal modulada,

   en el que se repite un bloque de la Capa 1, L1, en los sfmbolos de datos de preambulo en un dominio de frecuencia en un mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es 7,61 MHz y en el que cuando se reorganizan dos partes de entre los bloques L1 repetidos dentro de una ventana de sintonizacion del receptor, las partes reorganizadas configuran un bloque L1 completo, en el que el bloque L1 incluye informacion de senalizacion de L1 para senalizar el segmento de datos.
4. 4. El metodo de la reivindicacion 3, en el que la informacion de senalizacion de L1 comprende informacion del numero de segmentos de datos que indica un numero de segmentos de datos transportados dentro de la unica trama
5. 5. Un metodo de recepcion de una senal de difusion en un receptor que decodifica la senal de difusion, que comprende:

   demodular la senal de difusion usando un metodo de Multiplexacion Ortogonal por Division de Frecuencia, OFDM;

   obtener una trama de senal a partir de la senal de difusion demodulada, la trama de senal que comprende sfmbolos de datos de preambulo y snmbolos de datos, en el que los sfmbolos de datos se incluyen en al menos un segmento de datos;

   desintercalar en el tiempo los snmbolos de datos a nivel de segmento de datos; descorrelacionar los snmbolos de datos desintercalados en el tiempo a bits de datos; y

   decodificar los bits de datos usando un esquema de decodificacion de comprobacion de paridad de baja densidad,

   en el que se repite un bloque de la Capa 1, L1, en los sfmbolos de datos de preambulo en un dominio de frecuencia en un mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es 7,61 MHz y en el que cuando se reorganizan dos partes de entre los bloques L1 repetidos dentro de una ventana de sintonizacion del receptor, las partes reorganizadas

   5

   10

   15

   20

   25

   configuran un bloque L1 completo, en el que el bloque L1 incluye informacion de senalizacion de L1 para senalizar el segmento de datos.
6. 6. El metodo de la reivindicacion 5, en el que la informacion de senalizacion de L1 comprende informacion del numero de segmentos de datos que indica un numero de segmentos de datos transportados dentro de la unica trama
7. 7. Un receptor para recibir una senal de difusion, que comprende:

   una unidad de demodulacion para demodular la senal de difusion usando un metodo de Multiplexacion Ortogonal por Division de Frecuencia, OFDM;

   un analizador sintactico de tramas para obtener una trama de senal a partir de la senal de difusion demodulada, la trama de senal que comprende sfmbolos de datos de preambulo y sfmbolos de datos, en el que los snmbolos de datos se incluyen en al menos un segmento de datos;

   un desintercalador en el tiempo para desintercalar en el tiempo los snmbolos de datos a nivel de segmento de datos;

   una unidad de descorrelacion para descorrelacionar los sfmbolos de datos desintercalados en el tiempo a bits de datos; y

   una unidad de decodificacion para decodificar los bits de datos usando un esquema de decodificacion de comprobacion de paridad de baja densidad,

   en el que se repite un bloque de la Capa 1, L1, en los sfmbolos de datos de preambulo en un dominio de frecuencia en un mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es 7,61 MHz y en el que cuando se reorganizan dos partes de entre los bloques L1 repetidos dentro de una ventana de sintonizacion del receptor, las partes reorganizadas configuran un bloque L1 completo, en el que el bloque L1 incluye informacion de senalizacion de L1 para senalizar el segmento de datos.
8. 8. El aparato de la reivindicacion 7, en el que la informacion de senalizacion de L1 comprende informacion del numero de segmentos de datos que indica un numero de segmentos de datos transportados dentro de la unica trama