ES2362641T3

ES2362641T3 - Aparato y procedimiento para transmitir y recibir una señal.

Info

Publication number: ES2362641T3
Application number: ES09161822T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2008-11-06
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2011-07-08
Anticipated expiration: 2029-06-03
Also published as: EP2184900A1; HUE032311T2; WO2010053237A1; PT2184900E; AU2009311890A1; EP2323329A2; ES2610632T3; EP3096499B1; EP2323329A3; PL2323331T3; RU2637115C2; US8750398B2; US20170272188A1; DK2184900T3; PL2184900T3; US9705615B2; EP2323331B1; EP2184900B1; EP2323330A2; PL2323329T3

Abstract

Un procedimiento de transmisión de una señal de difusión a un receptor con un sintonizador para descodificar la señal de difusión, que comprende: asociar bits de datos de preámbulo a símbolos de datos de preámbulo y bits de datos a símbolos de datos; construir al menos una tajada de datos en base a los símbolos de datos; intercalar en el tiempo los símbolos de datos a un nivel de la tajada de datos; construir una trama de señales en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos intercalados; modular la trama de señal construida por un procedimiento de Multiplexado Ortogonal por División de Frecuencia; y transmitir la trama de señal modulada, en el que se repite un bloque de la Capa 1 en los símbolos de datos de preámbulo en un periodo del mismo ancho de banda que una ventana de sintonización del sintonizador, incluyendo el bloque de la Capa 1 información de señalización para señalizar la tajada de datos.

Description

Antecedentes de la invención

La presente invención se refiere a un procedimiento para transmitir y recibir una señal, y a un aparato para transmitir y recibir una señal, y más específicamente, a un procedimiento para transmitir y recibir una señal, y a un aparato para transmitir y recibir una señal, que son capaces de mejorar la eficacia de la transmisión de datos.

Descripción de la Técnica Relacionada

Según se ha desarrollado una tecnología de difusión, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y las altas prestaciones del hardware, se proporcionará un mejor entorno a los usuarios en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal digital de difusión y proporcionar una gran variedad de servicios suplementarios a los usuarios, así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La Difusión de Vídeo Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación en unirse a la familia DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, hoy DVB-C está desplegada en más de 50 millones de sintonizadores de cable en todo el mundo. En línea con los otros sistemas DVB de segunda generación, DVB-C2 usa una combinación de códigos de control de paridad de baja densidad (LDPC) y BCH. Esta potente Corrección Anticipada de Errores (FEC) proporciona una mejora de alrededor de 5dB de la razón de portadora a ruido con respecto a DVB-C. Esquemas adecuados de intercalación de bits optimizan la robustez global del sistema de FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se llaman Conductos de Capa Física (PLP). Uno o más de estos PLP se multiplexan en una tajada de datos. La intercalación bidimensional (en los dominios de tiempo y frecuencia) se aplica a cada tajada, permitiendo que el receptor elimine el impacto de degradación de ráfagas y la interferencia selectiva de frecuencias, tal como el ingreso de frecuencia única.

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, aumentó la demanda de un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio, y aumentó gradualmente el tamaño de los datos deseados por los usuarios o el número de canales de difusión.

Un ejemplo de una técnica existente se describe en la publicación del PROYECTO DVB “Codificación y modulación de canales de estructuras de tramas para un sistema digital de difusión de televisión terrestre de segunda generación (DVBT2)”, publicado el 1 de junio de 2008.

Resumen de la invención

En consecuencia, la presente invención se orienta a un procedimiento para transmitir y recibir una señal, y a un aparato para transmitir y recibir una señal, que evitan esencialmente uno o más problemas debidos a limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un procedimiento de transmitir una señal de difusión a un receptor, según lo expuesto en la reivindicación adjunta 1.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un procedimiento de recibir una señal de difusión, según lo expuesto en la reivindicación adjunta 5.

Otro aspecto adicional de la presente invención proporciona un transmisor de señales de difusión transmisora a un receptor, estando el transmisor expuesto en la reivindicación adjunta 9.

Otro aspecto adicional de la presente invención proporciona un receptor de señales de difusión receptora, estando el receptor expuesto en la reivindicación adjunta 13.

Breve descripción de los dibujos

Los dibujos adjuntos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención, y que se incorporan y constituyen una parte de esta aplicación, ilustran una o más realizaciones de la invención y, junto con la descripción, sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de la modulación por amplitud de cuadratura 64 (QAM) usada en la DVB-T europea.

La Fig. 2 es un procedimiento del Código de Gray Binario Reflejado (BRGC).

La Fig. 3 es una salida cercana a la Gaussiana, modificando la 64-QAM usada en la DVB-T.

La Fig. 4 es la distancia Hamming entre pares reflejados en el BRGC. La Fig. 5 son las características en la QAM, donde el par reflejado existe para cada eje I y cada eje Q. La Fig. 6 es un procedimiento de modificar la QAM usando el par reflejado del BRGC. La Fig. 7 es un ejemplo de la QAM-64/256/1024/4096 modificada. Las Figs. 8 a 9 son un ejemplo de la 64-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC. Las Figs. 10 a 11 son un ejemplo de la 256-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC. Las Figs. 12 a 13 son un ejemplo de la 1024-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (0511). Las Figs. 14 a 15 son un ejemplo de la 1024-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (5121023). Las Figs. 16 a 17 son un ejemplo de la 4096-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (0511). Las Figs. 18 a 19 son un ejemplo de la 4096-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (5121023). Las Figs. 20 a 21 son un ejemplo de la 4096-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (10241535). Las Figs. 22 a 23 son un ejemplo de la 4096-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (15362047). Las Figs. 24 a 25 son un ejemplo de la 4096-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (20482559). Las Figs. 26 a 27 son un ejemplo de la 4096-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (25603071). Las Figs. 28 a 28 son un ejemplo de la 4096-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (30723583). Las Figs. 30 a 31 son un ejemplo de la 4096-QAM modificada, usando el par reflejado del BRGC (35844095). La Fig. 32 es un ejemplo de la asociación de bits de la QAM modificada, donde la 256-QAM se modifica usando el BRGC. La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme. La Fig. 34 es un ejemplo de un sistema de transmisión digital. La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada. La Fig. 36 es una información que puede incluirse en la Banda Base (BB). La Fig. 37 es un ejemplo de BICM. La Fig. 38 es un ejemplo de codificador abreviado / punzado. La Fig. 39 es un ejemplo de aplicar varias constelaciones. La Fig. 40 es otro ejemplo de casos en donde se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales. La Fig. 41 es una estructura de tramas que comprende el preámbulo para la señalización L1 y el símbolo de datos para

los datos de PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de constructor de tramas. La Fig. 43 es un ejemplo de la inserción piloto (404) mostrada en la Fig. 4. La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura de SP o Patrón Piloto (PP) 5’. La Fig. 46 es una estructura sugerida de PP5’. La Fig. 47 es una relación entre símbolo de datos y preámbulo. La Fig. 48 es otra relación entre símbolo de datos y preámbulo. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable. La Fig. 50 es una estructura piloto dispersa que usa z=56 y z=112.

La Fig. 51 es un ejemplo de un modulador basado en OFDM.

La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo.

La Fig. 53 es un ejemplo de descodificación de Preámbulo.

La Fig. 54 es un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado.

La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo.

La Fig. 56 es otro ejemplo de descodificación de preámbulo.

La Fig. 57 es un ejemplo de estructura de preámbulo.

La Fig. 58 es un ejemplo de codificación L1.

La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analógico.

La Fig. 60 es un ejemplo de sistema receptor digital.

La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor.

La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador.

La Fig. 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de tramas.

La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador BICM.

La Fig. 65 es un ejemplo de descodificación LDPC que usa acortamiento / punción.

La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida.

La Fig. 67 es un ejemplo de velocidad de repetición de bloque L1 de 8 MHz.

La Fig. 68 es un ejemplo de velocidad de repetición de bloque L1 de 8 MHz.

La Fig. 69 es una nueva velocidad de repetición de bloque L1 de 7,61 MHz.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización L1 que se transmite en cabecera de trama.

La Fig. 71 es un preámbulo y resultado de simulación de estructura L1.

La Fig. 72 es un ejemplo de intercalador de símbolos.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloques L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización L1 transmitida dentro de una cabecera de trama.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercalación / desintercalación de frecuencia o tiempo.

Descripción de las realizaciones preferidas

Se hará ahora referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, cuyos ejemplos se ilustran en los dibujos adjuntos. Toda vez que sea posible, se usarán los mismos números de referencia en todos los dibujos, para referirse a partes iguales o similares.

En la siguiente descripción, el término “servicio” indica contenidos de difusión que pueden transmitirse / recibirse por el aparato de transmisión / recepción de señales.

La modulación por amplitud de cuadratura (QAM), usando el Código Gray Reflejado Binario (BRGC), se usa como modulación en un entorno de transmisión de difusión, donde se usa la Modulación Codificada Intercalada por Bits (BICM). La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en la DVB-T europea.

El BRGC puede llevarse a cabo usando el procedimiento mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bits puede lograrse

añadiendo un BRGC de código inverso de (n-1) bits (es decir, código reflejado) a un respaldo de (n-1) bits, añadiendo

ceros a un frente del BRGC original de (n-1) bits, y añadiendo unos a un frente de código reflejado. El código BRGC

llevado a cabo por este procedimiento tiene una distancia de Hamming de uno (1) entre códigos adyacentes. Además,

cuando se aplica el BRGC a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que están más 40 estrechamente adyacentes al punto es de uno (1), y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

los segundos más estrechamente adyacentes al punto es de dos (2). Tales características de distancias de Hamming entre un punto de una constelación específica y otros puntos adyacentes puede denominarse como una regla de asociación de Gray en la QAM.

Para hacer que un sistema muestre robustez ante el Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN), la distribución de señales transmitidas desde un transmisor puede acercarse a la distribución Gaussiana. Para poder hacerlo, pueden modificarse las ubicaciones de puntos en la constelación. La Fig. 3 muestra una salida cercana a la Gaussiana, modificando la 64QAM usada en la DVB-T. Tal constelación puede denominarse QAM No-uniforme (NU-QAM).

Para formar una constelación de QAM No uniforme, puede usarse la Función de Distribución Acumulativa (CDF) Gaussiana. En el caso de QAM 64, 256 o 1024, es decir, modulaciones de amplitud de 2^N, la QAM puede dividirse en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF en N secciones de idéntica probabilidad y permitiendo que un punto de señal en cada sección represente a la sección, puede lograrse una constelación con distribución Gaussiana. En otras palabras, la coordenada xj de una N-PAM no uniforme recientemente definida puede definirse de la siguiente manera:

imagen1

La Fig. 3 es un ejemplo de la transformación de la 64QAM de la DVB-T en la NU-64QAM, usando los procedimientos anteriores. La Fig. 3 representa un resultado de la modificación de coordenadas de cada eje I y cada eje Q, usando los anteriores procedimientos y asociando los anteriores puntos de constelación con coordenadas recientemente definidas. En el caso de QAM 32, 128 o 512, es decir, la QAM cruzada, que no es la QAM 2^N, modificando adecuadamente Pj puede hallarse una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar la QAM usando el BRGC, usando características del BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre el Par Reflejado en el BRGC es de uno, porque difiere sólo en un bit, que se añade al frente de cada código. La Fig. 5 muestra las características en la QAM, donde existe el Par Reflejado para cada eje I y cada eje Q. En esta figura, el Par Reflejado existe en cada lado de la línea negra de puntos.

Usando Pares Reflejados existentes en la QAM, puede reducirse una potencia media de una constelación de QAM, manteniendo a la vez la regla de asociación de Gray en la QAM. En otras palabras, en una constelación donde una potencia promedio se normaliza como 1, puede aumentarse la mínima distancia euclídea en la constelación. Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de difusión o comunicación, es posible implementar o bien un sistema más robusto ante el ruido, usando la misma energía que un sistema convencional, o bien un sistema con las mismas prestaciones que un sistema convencional, pero que usa menos energía.

La Fig. 6 muestra un procedimiento de modificación de la QAM usando el Par Reflejado del BRGC. La Fig. 6a muestra una constelación y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar la QAM usando el Par Reflejado del BRGC. En primer lugar, es necesario hallar un punto de destino que tenga la máxima potencia entre los puntos de constelación. Los puntos candidatos son puntos donde el punto de destino puede moverse y que son los puntos vecinos más cercanos al par reflejado del punto de destino. Luego, es necesario hallar un punto vacío (es decir, un punto que no está aún tomado por otros puntos) con la mínima potencia entre los puntos candidatos, y se comparan la potencia del punto de destino y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es más pequeña, el punto de destino se desplaza al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia promedio de los puntos en la constelación alcance un mínimo, manteniendo a la vez una regla de asociación de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de QAM 64/256/1024/4096 modificado. Los valores asociados por Gray corresponden a las Figs. 8 a 31, respectivamente. Además de estos ejemplos, pueden realizarse otros tipos de QAM modificada que permitan una idéntica optimización de potencia. Esto es porque un punto de destino puede avanzar hacia múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida puede aplicarse no sólo a la QAM 64/256/1024/4096, sino también a la QAM cruzada, a una QAM de mayor tamaño, o a modulaciones que usen otro BRGC distinto a la QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de asociación de bits de la QAM Modificada, donde la 256-QAM se modifica usando el BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran la asociación de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos llenos representan asociaciones de unos y los puntos indicados como círculos vacíos representan asociaciones de ceros. De la misma manera, cada bit se asocia según se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se asocian los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, la QAM Modificada puede permitir la decisión por bits usando sólo ejes I o Q como la QAM convencional, excepto por un bit que está próximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas características, puede lograrse un receptor simple modificando parcialmente un receptor para la QAM. Puede implementarse un receptor eficiente comprobando ambos valores de I y Q sólo al determinar el bit próximo al MSB y al calcular sólo I o Q para el resto de los bits. Este procedimiento puede aplicarse a la decisión LLR Aproximada, la LLR Exacta o la Dura.

Usando la QAM Modificada, o MQAM, que usa las características del anterior BRGC, puede lograrse la constelación no uniforme, o NU-MQAM. En la ecuación anterior, donde se usa la CDF Gaussiana, Pj puede modificarse para ajustarse a MQAM. Igual que la QAM, en la MQAM, pueden considerarse dos PAM con eje I y eje Q. Sin embargo, a diferencia de QAM, donde son idénticos un cierto número de puntos correspondientes a un valor de cada eje PAM, el número de puntos cambia en la MQAM. Si se define como nj un número de puntos que corresponde al j-ésimo valor de la PAM, donde existe un total de M puntos de constelación, entonces Pj puede definirse de la siguiente manera:

imagen2

10 Usando el Pj recientemente definido, la MQAM puede transformarse en una constelación No uniforme. Pj puede definirse de la siguiente manera para el ejemplo de 256-QAM.

imagen3

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación No uniforme. La NU-MQAM lograda usando estos procedimientos puede retener características de receptores de MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. 15 Así, puede implementarse un receptor eficaz. Además, puede implementarse un sistema más robusto ante ruidos que la anterior NU-QAM. Para un sistema de transmisión de difusión más eficaz, es posible la hibridación de MQAM y NUMQAM. En otras palabras, puede implementarse un sistema más robusto ante ruidos usando la MQAM para un entorno donde se usa un código de corrección de errores con alta tasa de código, y usando la NU-MQAM en caso contrario. Para tal caso, un transmisor puede dejar que un receptor tenga información de la tasa de código de un código de corrección de

20 errores actualmente usado, y una clase de modulación actualmente usada, de modo tal que el receptor pueda demodular según la modulación actualmente usada.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de un sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender un cierto número de flujos de MPEG-TS o GSE (Encapsulación General de Flujos). Un módulo 101 procesador de entrada puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la planificación para un módulo 102 de BICM. El módulo 102 de

25 BICM puede añadir redundancia e intercalar datos para la corrección de errores del canal de transmisión. Un formador 103 de tramas puede formar tramas añadiendo información de señalización de la capa física y señales piloto. Un modulador 104 puede realizar la modulación sobre símbolos de entrada en procedimientos eficaces. Un procesador analógico 105 puede llevar a cabo diversos procesos para convertir señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

30 La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada puede ser transformado por el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser bien una trama TS completa, que incluye múltiples componentes de servicio, o bien una trama TS mínima, que incluye un componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo de GSE que transmite bien servicios múltiples o bien un único servicio.

35 El módulo 202-1 de interfaz de entrada puede asignar un cierto número de bits de entrada iguales a la máxima capacidad del campo de datos de una trama de Banda Base (BB). Puede insertarse un relleno para completar la capacidad del bloque de código LDPC / BCH. El módulo 203-1 de sincronización del flujo de entrada puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o del Flujo Genérico en paquetes), a fin de garantizar las velocidades y el retardo de bits constantes de extremo a extremo.

40 A fin de permitir que el Flujo de Transporte se recombine sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada son retardados por los compensadores 204-1 a n de retardo, considerando los parámetros de intercalación de los PLP de datos en un grupo, y el correspondiente PLP común. Los módulos 205-1 a n de borrado de paquetes nulos pueden aumentar la eficacia de transmisión extrayendo el paquete nulo insertado para un caso de servicio VBR (Tasa variable de bits). Los módulos codificadores 206-1 a n del Control de Redundancia Cíclica (CRC) pueden

45 añadir paridad de CRC para aumentar la fiabilidad de transmisión de la trama BB. Los módulos 207-1 a n de inserción de cabecera de BB pueden añadir una cabecera de trama de BB en una parte inicial de la trama de BB. La información que puede incluirse en la cabecera de BB se muestra en la Fig. 36.

Un módulo 208 Intercalador / seccionador puede realizar la partición de tramas de BB a partir de cada PLP, intercalando tramas de BB a partir de múltiples PLP, y planificando cada trama de BB dentro de una trama de transmisión. Por lo tanto, el módulo 208 intercalador / seccionador puede emitir información de señalización de L1 que se refiere a la asignación de PLP en una trama. En último lugar, un módulo 209 codificador de BB puede aleatorizar flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre bits dentro de flujos de bits. Los módulos difuminados en la Fig. 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa un único PLP, y los otros módulos en la Fig. 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de módulo de BICM. La Fig. 37a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 37b muestra una trayectoria de L1 de un módulo de BICM. Un módulo codificador externo 301 y un módulo codificador interno 303 pueden añadir redundancia a flujos de bits de entrada para la corrección de errores. Un módulo intercalador externo 302 y un módulo intercalador interno 304 pueden intercalar bits para impedir errores de ráfagas. El módulo intercalador externo 302 puede omitirse si la BICM es específicamente para la DVB-C2. Un módulo demultiplexador 305 de bits puede controlar la fiabilidad de cada bit emitido desde el módulo intercalador interno 304. Un módulo asociador 306 de símbolos puede asociar flujos de bits de entrada con flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera entre una QAM convencional, una MQAM que use el BRGC precitado para la mejora de prestaciones, una NU-QAM que use la modulación No uniforme, o una NU_MQAM que use el BRGC aplicado de modulación No uniforme para la mejora de prestaciones. Para construir un sistema que sea más robusto ante el ruido, pueden considerarse combinaciones de modulaciones que usan la MQAM y / o la NU-MQAM, según la velocidad de código del código de corrección de errores y la capacidad de constelación. En este momento, el módulo 306 asociador de Símbolos puede usar una constelación adecuada, según la velocidad de código y la capacidad de constelación. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El Caso 1 muestra un ejemplo de usar sólo la NU-MQAM a baja velocidad de código para la implementación simplificada de sistemas. El Caso 2 muestra un ejemplo del uso de constelación optimizada para cada velocidad de código. El transmisor puede enviar información acerca de la velocidad de código del código de corrección de errores y la capacidad de constelación al receptor, de modo tal que el receptor pueda usar una constelación adecuada. La Fig. 40 muestra otro ejemplo de casos donde se considera la compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para optimizar el sistema.

El módulo 307 de inserción de Cabecera ModCod mostrado en la Fig. 37 puede tomar información de respuesta de codificación y modulación adaptable (ACM), o de codificación y modulación variable (VCM), y añadir información de parámetros usados en la codificación y modulación en un bloque de FEC como cabecera. La cabecera del tipo de modulación, o velocidad de código (ModCod), puede influir la siguiente información:

*: tipo de FEC (1 bit) – LDPC largo o corto

*: Velocidad de código (3 bits)

*: Modulación (3 bits) – hasta QAM de 64K

*: Identificador de PLP (8 bits)

El módulo intercalador 308 de símbolos puede realizar la intercalación en el dominio de símbolos para obtener efectos adicionales de intercalación. Procesos similares, realizados sobre la trayectoria de datos, pueden realizarse sobre la trayectoria de señalización de L1, pero con parámetros posiblemente distintos (301-1 a 308-1). En este punto puede usarse un módulo (303-1) de código acortado/punzado para el código interno.

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificación LDPC que usa la reducción / punción. El proceso de reducción puede realizarse sobre bloques de entrada que tienen menos bits que un número requerido de bits para la codificación LDPC, ya que muchos bits iguales a cero, requeridos para la codificación LDPC, pueden rellenarse (301c). Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden tener bits de paridad mediante la codificación LDPC (302c). En este momento, para los flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, pueden extraerse los ceros (303c) y, para los flujos de bits de paridad, la punción (304c) puede realizarse según las velocidades de código. Estos flujos de bits de información procesada y flujos de bits de paridad pueden multiplexarse en secuencias originales y emitirse (305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de tramas que comprende el preámbulo para la señalización de L1 y los símbolos de datos para los datos de PLP. Puede verse que el preámbulo y los símbolos de datos se generan cíclicamente, usando una trama como una unidad. Los símbolos de datos comprenden el tipo 0 de PLP, que se transmite usando una modulación / codificación fija, y el tipo 1 de PLP, que se transmite usando una modulación / codificación variable. Para el tipo 0 de PLP, la información tal como la modulación, el tipo de FEC, y la tasa de código de FEC, se transmite en el preámbulo (véase la Fig. 42 – inserción 401 de cabecera de trama). Para el tipo 1 de PLP, la información correspondiente puede transmitirse en la cabecera del bloque de FEC de un símbolo de datos (véase la Fig. 37 – inserción 307 de cabecera ModCod). Por la separación de tipos de PLP, el sobregasto de ModCod puede reducirse entre un 3 y un 4% a partir de una velocidad de transmisión total, para el tipo 0 de PLP, que se transmite a una velocidad de bits fijas. En un receptor, para el PLP de modulación / codificación fija del tipo 0 de PLP, el extractor r401 de cabecera de trama mostrado en la Fig. 63 puede extraer información sobre Modulación y velocidad de código de FEC, y proporcionar la información extraída a un módulo de descodificación de BICM. Para el PLP de modulación / codificación variable del tipo 1 de PLP, los módulos extractores r307 y r307-1 de ModCod, mostrados en la Fig. 64, pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para la descodificación de BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo 401 de inserción de cabecera de tramas puede formar una trama a partir de flujos de símbolos de entrada y puede añadir una cabecera de trama en el frente de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*: Número de canales enlazados (4 bits)

*: Intervalo de guardia (2 bits)

*: PAPR (2 bits)

*: Patrón piloto (2 bits)

*: Identificación de Sistema Digital (16 bits)

*: Identificación de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) – número de símbolos de Multiplexado Ortogonal por División de Frecuencia (OFDM) por trama

*: Longitud de supertrama (16 bits) – número de tramas por supertrama

*: número de los PLP (8 bits)

*: para cada PLP PLP identificación (8 bits)

Identificador de enlace de canal (4 bits) PLP inicio (9 bits) PLP tipo (2 bits) – PLP común u otros PLP tipo de carga útil (5 bits) MC tipo (1 bit) – modulación y codificación fija / variable if MC tipo == modulación y codificación fija

FEC tipo (1 bit) – LDPC largo o corto Tasacódigo (3 bits) Modulación (3 bits) – hasta 64K QAM

end if; Número de canales de muesca (2 bits) for cada muesca,

Inicio de muesca (9 bits)

Ancho de muesca (9 bits) end for; PLP ancho (9 bits) – número máximo de bloques de FEC de PLP PLP tipo de intercalación de tiempo (2 bits) end for;

* CRC-32 (32 bits)

Se supone un entorno de enlace de canal para la información de L1 transmitida en la cabecera y los datos de trama que corresponden a cada tajada de datos están definidos como PLP. Por lo tanto, la información tal como el identificador de PLP, el identificador de enlace de canal y la dirección de inicio de PLP se requiere para cada canal usado en el enlace. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama de FEC si el tipo de PLP brinda soporte a la modulación / codificación variable y transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama si el tipo de PLP brinda soporte a la modulación / codificación fija para reducir el sobregasto de señalización. Además, si existe una banda de muesca para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la muesca y su ancho, la descodificación de las correspondientes portadoras en el receptor puede hacerse innecesaria.

La Fig. 43 muestra un ejemplo del Patrón Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de enlace de canal. Como se muestra, si las posiciones de SP son coincidentes con posiciones piloto del preámbulo, puede tener lugar una estructura piloto irregular.

La Fig. 43a muestra un ejemplo del módulo 404 de inserción de piloto, según se muestra en la Fig. 42. Según lo representado en la Fig. 43, si se usa una única banda de frecuencia (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es de 7,61 MHz, pero si se enlazan múltiples bandas de frecuencia, pueden quitarse las bandas de guardia y, así, la eficacia de la frecuencia puede aumentar en gran medida. La Fig. 43b es un ejemplo del módulo 504 de inserción de preámbulo según se muestra en la Fig. 51, que se transmite en la parte frontal de la trama e, incluso con el enlace de canal, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda del bloque de L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que efectúa el examen inicial del canal.

Existen Patrones Piloto tanto para los Símbolos de Preámbulo como para los Símbolos de Datos. Para los símbolos de datos, pueden usarse patrones de piloto disperso (SP). El Patrón Piloto 5 (PP5) y el Patrón Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para la interpolación de sólo frecuencia. El PP5 tiene x = 12, y = 4, z = 48 para GI = 1/64 y el PP7 tiene x = 24, y = 4, z = 96 para GI = 1/128. La interpolación temporal adicional también es posible para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posibles posiciones piloto para la adquisición inicial de canal. Además, las posiciones piloto del preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones de SP, y se desea un único patrón piloto tanto para el preámbulo como para el SP. También podrían usarse los pilotos de preámbulo para la interpolación temporal, y cada preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección de C2 en el escaneo y necesarios para la estimación del desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de cifrado. En un entorno de enlace de canal, también debería conservarse la coincidencia en las posiciones piloto para el enlace de canal, porque la estructura de piloto irregular puede degradar las prestaciones de interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es 48 y si una distancia y entre los SP correspondientes a una portadora de SP específica a lo largo del eje temporal es 4, una distancia efectiva 4 después de la interpolación temporal se convierte en 12. Esto es cuando una fracción de intervalo de guardia (GI) es 1 / 64. Si la fracción del GI es 1 / 128, pueden usarse x = 24, y = 4 y z = 96. Si se usa el enlace de canal, las posiciones de SP pueden hacerse coincidente con las posiciones piloto de preámbulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones piloto de preámbulo pueden ser coincidentes con cada posición de SP de símbolos de datos. Cuando se usa el enlace de canal, la tajada de datos donde se transmite un servicio puede determinarse independientemente de la granularidad de ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo, para reducir el sobregasto para el direccionamiento de tajadas de datos, puede escogerse la transmisión que comienza desde la posición de SP y que termina en la posición de SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo r501 de estimación de canal mostrado en la Fig. 62 puede realizar la interpolación temporal para obtener los pilotos mostrados en líneas discontinuas en la Fig. 43 y efectuar la interpolación de frecuencia. En este momento, para puntos no continuos, cuyos intervalos se indican con 32 en la Fig. 43, puede implementarse o bien la realización de interpolaciones a izquierda y derecha por separado, o bien la realización de interpolaciones sólo sobre un lado, y luego la realización de interpolación en el otro lado, usando las posiciones piloto ya interpoladas, cuyo intervalo es 12, como punto de referencia. En este momento, el ancho de la tajada de datos puede variar dentro de los 7,61 MHz y, por ello, un receptor puede minimizar el consumo de energía realizando la estimación de canal y descodificando sólo las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo del PP5 aplicado en el entorno de enlace de canal, o una estructura de SP para mantener la distancia efectiva x como 12, para evitar la estructura irregular de SP mostrada en la Fig. 43, cuando se usa el enlace de canal. La Fig. 44 es una estructura de SP para símbolos de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para símbolos de preámbulo.

Como se muestra, si se mantiene la distancia de SP coherente en caso del enlace de canal, no habrá ningún problema en la interpolación de frecuencia, pero las posiciones piloto entre los símbolos de datos y el preámbulo pueden no ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere una estimación adicional de canal para una estructura de SP irregular; sin embargo, las posiciones de SP usadas en el enlace de canal y las posiciones piloto de preámbulo se tornan distintas para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP, o PP5’, para proporcionar una solución a los dos problemas precitados en el entorno de enlace de canal. Específicamente, una distancia piloto de x = 16 puede resolver esos problemas. Para preservar la densidad de pilotos o para mantener el mismo sobregasto, un PP5’ puede tener x = 16, y = 3, z = 48 para GI = 1 / 64, y un PP7’ puede tener x = 16, y = 16, y = 6, z = 96 para GI = 1 /128. La capacidad de interpolación de sólo frecuencia aún puede mantenerse. Las posiciones piloto se ilustran en la Fig. 45 para su comparación con la estructura PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo Patrón de SP, o estructura PP5’, en el entorno de enlace de canal. Según se muestra en la figura 46, ya sea que se use un canal único o enlace de canal, puede proporcionarse una distancia piloto efectiva x = 16. Además, debido a que las posiciones de SP pueden hacerse coincidir con posiciones piloto de preámbulo, puede evitarse el deterioro de estimación de canal causado por la irregularidad de SP o por posiciones de SP no coincidentes. En otras palabras, no existe ninguna posición de SP irregular para el interpolador de frecuencia, y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones de SP.

En consecuencia, los nuevos patrones de SP propuestos pueden ser ventajosos en cuanto a que puede usarse un único patrón de SP para ambos canales, individual y enlazado; no puede producirse ninguna estructura piloto irregular y, por ello, es posible una buena estimación de canal; ambas posiciones de preámbulo y de piloto de SP pueden mantenerse coincidentes; la densidad piloto puede mantenerse igual que para el PP5 y el PP7, respectivamente; y también puede preservarse la capacidad de interpolación de sólo frecuencia.

Además, la estructura de preámbulo puede satisfacer los requisitos tales como que las posiciones piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones posibles de SP para la adquisición de canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser 3409 (7,61 MHz) para el escaneo inicial; deberían usarse exactamente los mismos patrones piloto y secuencias de cifrado para la detección de C2; y no se requiere ningún preámbulo específico para la detección, como P1 en T2.

En términos de relación con la estructura de tramas, la granularidad de la posición de la tajada de datos puede modificarse hasta para 16 portadoras, en lugar de 12 y, por ello, puede haber menos sobregasto por direccionamiento de posición, y no puede esperarse ningún otro problema con respecto a la condición de la tajada de datos, la condición de ranura nula, etc.

Por lo tanto, en el módulo r501 de estimación de canal de la Fig. 62, pueden usarse pilotos en todo preámbulo cuando se lleva a cabo la interpolación temporal del SP del símbolo de datos. Por lo tanto, pueden mejorarse la adquisición de canal y la estimación de canal en los límites de tramas.

Ahora, con respecto a los requisitos relacionados con el preámbulo y la estructura piloto, hay consenso en cuanto a que las posiciones de los pilotos de preámbulo y los SP deberían coincidir independientemente del enlace de canal; el número de portadoras totales en el bloque L1 debería ser divisible por la distancia piloto, para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 deberían repetirse en el dominio de frecuencia; y los bloques de L1 siempre deberían ser descodificables en una posición arbitraria de ventana sintonizadora. Requisitos adicionales serían que las posiciones y patrones piloto deberían repetirse en un periodo de 8 MHz; el desplazamiento correcto de la frecuencia portadora debería estimarse sin conocimiento del enlace de canal; y la descodificación (reordenamiento) de L1 es imposible antes de que sea compensado el desplazamiento de frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo cuando se usan estructuras de preámbulo como las que se muestran en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 puede repetirse en un periodo de 6 MHz. Para la descodificación de L1, deberían hallarse tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de desplazamiento del preámbulo. La descodificación de L1 no es posible en una posición arbitraria de sintonizador sin información de enlace de canal y un receptor no puede diferenciar entre el valor de desplazamiento de preámbulo y el desplazamiento de frecuencia.

Así, un receptor, específicamente para el extractor r401 de cabecera de trama mostrado en la Fig. 63, a fin de efectuar la descodificación de señales de L1, se necesita obtener la estructura de enlace de canal. Debido a que se conoce la magnitud del desplazamiento de preámbulo esperado en dos regiones verticalmente sombreadas en la Fig. 47, el módulo r505 de sincronización de tiempo / frecuencia en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia portadora. En base a la estimación, la trayectoria de señalización de L1 (r308-1 a r301-1) en la Fig. 64 puede descodificar L1.

La Fig. 48 muestra una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo cuando se usa la estructura del preámbulo como la que se muestra en la Fig. 55. El bloque L1 puede repetirse en un periodo de 8 MHz. Para la descodificación de L1, sólo se necesita hallar el desplazamiento de frecuencia y puede no requerirse conocimiento del enlace de canal. El desplazamiento de frecuencia puede estimarse fácilmente usando la conocida Secuencia Binaria Seudoaleatoria (PRBS). Como se muestra en la Fig. 48, el preámbulo y los símbolos de datos están alineados y, por ello, la búsqueda adicional de sincronización puede tornarse innecesaria. Por lo tanto, para un receptor, específicamente para el módulo r401 extractor de cabecera de trama, mostrado en la Fig. 63, es posible que sólo se necesite obtener la máxima correlación con secuencia de cifrado piloto para efectuar la descodificación de señales L1. El módulo r505 de sincronización de tiempo / frecuencia en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia portadora a partir de la posición máxima.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal de cable.

Desde el punto de vista del diseño de piloto, el GI actual ya sobreprotege la dispersión de retardo del canal de cable. En el peor caso, el rediseño del modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z = 32 o 56). Una densidad piloto de z = 32 puede aumentar el sobregasto del piloto y, por ello, puede escogerse z = 56. Una cobertura de retardo levemente menor puede no ser importante en un canal de cable. Por ejemplo, puede ser de 8 s para el PP5’ y de 4 s para el PP7’, en comparación con los 9,3 s (PP5) y 4,7 s (PP7). Los retardos significativos pueden ser cubiertos por ambos patrones piloto incluso en el peor caso. Para la posición piloto del preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones de SP en los símbolos de datos.

Si puede ignorarse la trayectoria de retardo de -40 dB, la dispersión efectiva del retardo puede llegar a ser 2,5 s, 1 / 64 GI = 7 s, o 1 / 128 GI = 3,5 s. Esto muestra que el parámetro de distancia piloto, z = 56, puede ser un valor bastante bueno. Además, z = 56 puede ser un valor conveniente para estructurar el patrón piloto que habilita la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48.

La Fig. 50 muestra una estructura piloto dispersa que usa z = 56 y z = 112, que se construye en el módulo 404 de inserción piloto en la Fig. 42. Se proponen el PP5’ (x = 14, y = 4, z = 56) y el PP7’ (x = 28, y = 4, z = 112). Podrían insertarse portadoras de borde para el borde de cierre.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos están alineados a 8 MHz desde cada borde de la banda, y cada posición piloto y estructura piloto puede repetirse cada 8 MHz. Así, esta estructura puede dar soporte a la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. Además, puede usarse una estructura piloto común entre el preámbulo y los símbolos de datos. Por lo tanto, el módulo r501 de estimación de canal en la Fig. 62 puede realizar la estimación de canal usando interpolación sobre el preámbulo y los símbolos de datos, porque no puede ocurrir ningún patrón piloto irregular, independientemente de la posición de ventana que está determinada por las ubicaciones de tajadas de datos. En este momento, el uso de sólo la interpolación de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal proveniente de la dispersión del retardo. Si se realiza adicionalmente la interpolación temporal, puede llevarse a cabo una estimación de canal más precisa.

En consecuencia, en el nuevo patrón piloto propuesto, la posición piloto y el patrón pueden repetirse en base a un periodo de 8 MHz. Puede usarse un único patrón piloto tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos. La descodificación de L1 siempre puede ser posible sin conocimiento del enlace de canal. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar los factores comunes con T2 porque puede usarse la misma estrategia piloto del patrón piloto disperso. T2 ya usa 8 patrones piloto distintos; y ninguna complejidad significativa del receptor puede ser aumentada por los patrones piloto modificados. Para una secuencia piloto de cifrado, el periodo de la PRBS puede ser de 2047 (secuencia m); la generación de la PRBS puede reiniciarse cada 8 MHz, cuyo periodo es de 3584; la tasa de repetición piloto de 56 también puede ser co-prima con 2047; y no puede esperarse ninguna cuestión de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolos de entrada pueden ser transformados en el dominio temporal por el módulo 501 de la IFFT. Si es necesario, la razón de potencia entre el pico y el promedio (PAPR) puede reducirse en el módulo 502 reductor de la PAPR. Para procedimientos de PAPR, puede usarse la extensión de constelación activa (ACE) o la reserva de tono. El módulo 502 de inserción de GI puede copiar una última parte del símbolo OFDM efectivo para rellenar el intervalo de guardia en forma de prefijo cíclico.

El módulo 504 de inserción de preámbulo puede insertar el preámbulo en el frente de cada trama transmitida, de modo tal que un receptor pueda detectar la señal digital y la trama, y adquirir la adquisición del desplazamiento en tiempo / frecuencia. En este momento, la señal del preámbulo puede efectuar la señalización de capa física, tal como el tamaño de la FFT (3 bits) y el tamaño del intervalo de guardia (3 bits). El módulo 504 de inserción de preámbulo puede omitirse si el modulador es específicamente para la DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para el enlace de canal, generada en el módulo 504 de inserción de preámbulo en la Fig. 51. Un bloque L1 completo debería ser “siempre descodificable” en cualquier posición arbitraria de ventana sintonizadora de 7,61 MHz, y no debería ocurrir ninguna pérdida de señalización de L1, independientemente de la posición de la ventana sintonizadora. Según se muestra, los bloques L1 pueden repetirse en el dominio de frecuencia en un periodo de 6 MHz. Los símbolos de datos pueden estar enlazados por canal para cada 8 MHz. Si, para la descodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61, que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el extractor r401 de cabecera de trama en la Fig. 63 necesita redisponer el bloque L1 cíclico desplazado recibido (Fig. 53) en su forma original. Esta redisposición es posible porque el bloque L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La Fig. 53a puede reordenarse para llegar a la Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la Fig. 52 sólo usa 6 MHz del ancho total de banda del sintonizador de 7,61 MHz para la descodificación de L1. En términos de eficacia espectral, el ancho de banda de sintonizador de 7,61 MHz no está totalmente utilizado. Por lo tanto, puede haber una optimización adicional en la eficacia espectral.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o de estructura de símbolos de preámbulo para una eficacia espectral total, generada en el módulo 401 de inserción de cabecera de trama en la Fig. 42. Igual que los símbolos de datos, los bloques de L1 pueden repetirse en el dominio de frecuencia, con un periodo de 8 MHz. Un bloque L1 completo aún es “siempre descodificable” en cualquier posición arbitraria de ventana sintonizadora de 7,61 MHz. Después de la sintonización, los datos de 7,61 MHz pueden considerarse como un código virtualmente punzado. El tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos, y exactamente la misma estructura piloto tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos puede maximizar la eficacia espectral. Otras características, tales como la propiedad de desplazamiento cíclico, y el no enviar el bloque L1 en el caso de que no haya ninguna tajada de datos, pueden mantenerse sin cambios. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de los símbolos de datos o bien, como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aquí es de 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador puede definirse como un ancho de banda que corresponde a un cierto número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (aquí es de 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un código virtualmente punzado. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque L1 de 8 MHz pueden considerarse como codificadas y punzadas. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa el ancho de banda de 7,61 MHz para la descodificación de L1, el extractor r401 de cabecera de trama en la Fig. 63 necesita redisponer el bloque L1 cíclico desplazado recibido en su forma original, según se muestra en la Fig. 56. En este momento, la descodificación L1 se efectúa usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que el bloque L1 está redispuesto, un espectro del bloque L1 redispuesto puede tener una región en blanco dentro del espectro, según se muestra en el lado derecho superior de la Fig. 56, porque un tamaño original del bloque L1 es de un ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región en blanco se rellena con ceros, ya sea después de la desintercalación en el dominio de símbolos por parte del desintercalador r403 de frecuencia en la Fig. 63, o bien por parte del desintercalador r308-1 de símbolos en la Fig. 64, o después de la desintercalación en el dominio de bits por parte del desasociador r306-1 de símbolos, el multiplexador r305-1 de bits y el desintercalador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que aparece punzada, según se muestra en el lado derecho inferior de la Fig. 56.

Este bloque L1 puede descodificarse en el módulo descodificador r303-1 punzado / acortado en la Fig. 64. Usando esta estructura de preámbulo, puede utilizarse todo el ancho de banda del sintonizador, y así pueden aumentarse la eficiencia espectral y la ganancia de codificación. Además, pueden usarse un ancho de banda y una estructura piloto idénticos para el preámbulo y los símbolos de datos.

Además, si el ancho de banda del preámbulo o el ancho de banda de los símbolos del preámbulo está fijado como un ancho de banda de sintonizador, según se muestra en la Fig. 58 (es de 7,61 MHz en el ejemplo), puede obtenerse un bloque L1 completo después de la redisposición, incluso sin punción. En otras palabras, para una trama con símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), puede decirse que el bloque L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de la banda de Frecuencia de Radio (RF) de 8 MHz.

Así, la eficiencia espectral y las prestaciones de descodificación de L1 pueden maximizarse. En otras palabras, en un receptor, la descodificación puede realizarse en el módulo descodificador r303-1 punzado / acortado en la Fig. 64, después de realizar sólo la desintercalación en el dominio de símbolos.

En consecuencia, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa en cuanto a que es totalmente compatible con el preámbulo previamente usado, excepto en que el ancho de banda es distinto; los bloques L1 se repiten con un periodo de 8 MHz; el bloque L1 siempre puede ser descodificable, independientemente de la posición de la ventana sintonizadora; el ancho de banda completo del sintonizador puede usarse para la descodificación de L1; la máxima eficiencia espectral puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque L1 incompleto puede considerarse como punzado y codificado; puede usarse la estructura sencilla y el mismo piloto tanto para el preámbulo como para los datos; y puede usarse un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como para los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo DAC 601 puede convertir la entrada de señal digital en señal analógica. Después de la transmisión el ancho de banda de frecuencia se aumenta en su frecuencia (602) y puede transmitirse una señal filtrada analógica (603).

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema receptor digital. La señal recibida se convierte en señal digital en un módulo r105 de proceso analógico. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de frecuencia. Un analizador sintáctico r103 de tramas puede extraer pilotos y cabeceras y permitir la selección de información de servicio que necesita ser descodificada. Un demodulador r102 de BICM puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador r101 de salida puede restaurar el flujo de servicio originalmente transmitido y la información de temporización.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de un procesador analógico usado en el receptor. Un módulo r603 sintonizador / AGC puede seleccionar el ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un módulo r602 de reducción de frecuencia puede restaurar la banda base. Un módulo ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo r506 detector de tramas puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una correspondiente señal digital y detectar un inicio de una trama. Un módulo r505 de sincronización de tiempo / frecuencia puede efectuar la sincronización en los dominios de tiempo y de frecuencia. En este momento, para la sincronización del dominio del tiempo, puede usarse una correlación de intervalo de guardia. Para la sincronización del dominio de frecuencia, puede usarse la correlación o puede estimarse el desplazamiento a partir de la información de fase de una subportadora que se transmite en el dominio de frecuencia. Un módulo r504 extractor de preámbulo puede extraer el preámbulo del frente de la trama detectada. Un módulo r503 extractor de GI puede extraer el intervalo de guardia. Un módulo r501 de FFT puede transformar la señal en el dominio del tiempo en una señal en el dominio de frecuencia. Un módulo de estimación / ecualización de canal puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión, usando símbolos piloto. El módulo r504 de extracción de preámbulo puede omitirse si el demodulador es específicamente para la DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. Un módulo r404 extractor de pilotos puede extraer símbolos piloto. Un módulo r403 desintercalador de frecuencia puede realizar la desintercalación en el dominio de frecuencia. Un intercalador r402 de símbolos de OFDM puede restaurar la trama de datos a partir de flujos de símbolos transmitidos en símbolos de OFDM. Un módulo r401 extractor de cabeceras de trama puede extraer la señalización de la capa física de la cabecera de cada trama transmitida y extraer la cabecera. La información extraída puede usarse como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador de BICM. La Fig. 64a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 64b muestra una trayectoria de señalización de L1. Un desintercalador r308 de símbolos puede realizar la desintercalación en el dominio de símbolos. Un extractor r307 de ModCod puede extraer parámetros de ModCod del frente de cada trama de BB y dejar los parámetros disponibles para los siguientes procesos de demodulación adaptable / variable y descodificación. Un desasociador r306 de símbolos puede desasociar flujos de símbolos de entrada en flujos de bits de Razón de Probabilidad de Registro (LLR). Los flujos LLR de bits de salida pueden calcularse usando una constelación usada en un asociador 306 de símbolos del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usan la MQAM o NU-MQAM precitadas, calculando tanto el eje I como el eje Q al calcular el bit más cercano al MSB, y calculando bien el eje I o el eje Q al calcular los bits restantes, puede implementarse un eficaz desasociador de símbolos. Este procedimiento puede aplicarse, por ejemplo, a los procedimientos de LLR Aproximado, LLR Exacto o Decisión Dura.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de constelación y la tasa de errores del código de corrección de errores en el asociador 306 de símbolos del transmisor, el desasociador r306 de símbolos del receptor puede obtener una constelación usando la tasa de código y la información de capacidad de constelación transmitida desde el transmisor. El multiplexador r305 de bits del receptor puede realizar una función inversa a la del demultiplexador 305 de bits del transmisor. El desintercalador interno r304 y el desintercalador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas a las del intercalador interno 304 y el intercalador externo 302 del transmisor, respectivamente, para obtener el flujo de bits en su secuencia original. El desintercalador externo r302 puede omitirse si el demodulador de BICM es específicamente para la DVB-C2.

El descodificador interno r303 y el descodificador externo r301 del receptor pueden realizar, respectivamente, los correspondientes procesos de descodificación para el codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, para corregir errores en el canal de transmisión. Procesos similares, realizados sobre la trayectoria de datos, pueden realizarse en la trayectoria de señalización de L1, pero con distintos parámetros (r308-1 a r301-1). En este punto, como se ha explicado en la parte del preámbulo, puede usarse un módulo r303-1 de código acortado / punzado para la descodificación de señales de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de descodificación por LDPC que usa acortamiento / punción. Un demultiplexador r301 puede emitir por separado la parte de información y la parte de paridad del código sistemático proveniente de flujos de bits de entrada. Para la parte de información, puede llevarse a cabo un rellenado con ceros (r302a), según un cierto número de flujos de bits de entrada del descodificador por LDPC; para la parte de paridad, pueden generarse flujos de bits de entrada para (r303a) del descodificador por LDPC, despunzando la parte punzada. La descodificación por LDPC (r304a) puede realizarse sobre los flujos de bits generados, y los ceros en la parte de información pueden extraerse y emitirse (r305a).

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un descifrador r209 de BB puede restaurar los flujos de bits cifrados (209) en el transmisor. Un Separador r208 puede restaurar las tramas de BB que corresponden a múltiples PLP que están multiplexados y transmitidos desde el transmisor, según la trayectoria del PLP. Para cada trayectoria de PLP, un extractor r207-1 de cabecera de BB puede extraer la cabecera que se transmite en el frente de la trama de BB. Un descodificador r206-1 de CRC puede realizar la descodificación del CRC y dejar disponibles tramas fiables de BB para la selección. Un módulo r205-1-n de inserción de paquetes nulos puede restaurar paquetes nulos que fueron extraídos, para una mayor eficacia de transmisión, a su ubicación original. Un módulo r204-1n de recuperación de retardo puede restaurar un retardo que existe entre cada trayectoria de PLP.

Un módulo r203-1n de recuperación de relojes de salida puede restaurar la temporización original del flujo de servicio a partir de la información de temporización transmitida desde los módulos 203-1n de sincronización de flujos de entrada. Un módulo r202-1n de interfaz de salida puede restaurar los datos en el paquete TS / GS a partir de flujos de bits de entrada que están divididos en la trama de BB. Un módulo r201-1n de posproceso de salida puede restaurar múltiples flujos TS / GS en un flujo TS / GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan módulos que pueden usarse cuando se procesa un único PLP por vez y el resto de los bloques representan módulos que pueden usarse cuando múltiples PLP se procesan a la vez.

Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron cuidadosamente para evitar el aumento de PAPR y, por ello, es necesario considerar si la tasa de repetición de L1 puede aumentar la PAPR. El número de bits de información de L1 varía dinámicamente según el enlace de canal, el número de los PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamaño fijo de bloque de L1 puede introducir un sobregasto innecesario; la señalización de L1 debería estar protegida más firmemente que los símbolos de datos; y la intercalación temporal del bloque L1 puede mejorar la robustez ante el deterioro de canal, tal como la necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz, según se muestra en la Fig. 67, se exhibe una total eficacia espectral (26,8% de aumento de ancho de banda) con la punción virtual, pero la PAPR puede aumentarse, dado que el ancho de banda de L1 es la misma que la de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, puede usarse la intercalación de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para lograr rasgos comunes y el mismo patrón puede repetirse con un periodo de 8 MHz después de la intercalación.

Para una tasa de repetición de bloque L1 de 6 MHz, según se muestra en la Fig. 68, puede exhibirse una eficacia espectral reducida con ninguna punción virtual. Puede ocurrir un problema similar de PAPR como para el caso de 8 MHz, dado que los anchos de banda de L1 y de los símbolos de datos comparten LCM = 24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, puede usarse la intercalación de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para lograr rasgos comunes, y el mismo patrón puede repetirse con un periodo de 24 MHz después de la intercalación.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repetición de bloque L1 de 7,61 MHz, o ancho de banda completa de sintonizador. Puede obtenerse una total eficacia espectral (26,8% de aumento de ancho de banda) con ninguna punción virtual. No puede haber PAPR, dado que los anchos de banda de L1 y de los símbolos de datos comparten LCM≈1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, puede usarse la intercalación de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para lograr rasgos comunes, y el mismo patrón puede repetirse con un periodo de 1704 MHz después de la intercalación.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en la señalización de L1 puede transmitirse al receptor y puede usarse como un parámetro de descodificación. Especialmente, la información puede usarse en la trayectoria de señales de L1 mostrada en la Fig. 64, y los PLP pueden transmitirse en cada tajada de datos. Puede obtenerse una robustez incrementada para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un intercalador 308-1 de símbolos, según se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 37, y también puede ser un ejemplo de su correspondiente desintercalador r308-1 de símbolos, según se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 64. Los bloques con líneas inclinadas representan bloques de L1 y los bloques sólidos representan portadoras de datos. Los bloques de L1 pueden transmitirse no sólo dentro de un único preámbulo, sino que también pueden transmitirse dentro de múltiples bloques de OFDM. Según el tamaño de un bloque de L1, puede variar el tamaño del bloque de intercalación. En otras palabras, num_L1_sym y L1_span pueden diferir entre sí. Para minimizar el sobregasto innecesario, los datos pueden transmitirse dentro del resto de las portadoras de los símbolos de OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, puede garantizarse total eficacia espectral, porque el ciclo repetido del bloque L1 es todavía un ancho de banda completo de sintonizador. En la Fig. 72, los números en los bloques con líneas inclinadas representan el orden de bits dentro de un único bloque de LDPC.

En consecuencia, cuando los bits se escriben en una memoria de intercalación en la dirección de las filas, de acuerdo a un índice de símbolos según lo mostrado en la Fig. 72, y se leen en la dirección de las columnas, según un índice de portadoras, puede obtenerse un efecto de intercalación de bloques. En otras palabras, un bloque de LDPC puede intercalarse en el dominio temporal y en el dominio de frecuencia, y luego puede transmitirse. Num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, un número entre 2 y 4 puede fijarse como un número de símbolos de OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño del bloque de L1, puede usarse un código de LDPC punzado / acortado con una longitud mínima de la palabra de código, para la protección de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de tramas. Según se muestra en la Fig. 73a, los bloques L1 pueden estar abarcando el ancho de banda completo del sintonizador, o bien, como se muestra en la Fig. 73b, los bloques L1 pueden abarcarse parcialmente y el resto de las portadoras pueden usarse como portadoras de datos. En cualquier caso, puede verse que la tasa de repetición del bloque L1 puede ser idéntica a un ancho de banda completo de sintonizador. Además, para símbolos de OFDM que usan la señalización de L1 que incluye el preámbulo, sólo puede realizarse la intercalación de símbolos, sin admitir a la vez la transmisión de datos en esos símbolos de OFDM. En consecuencia, para un símbolo de OFDM usado para la señalización de L1, un receptor puede descodificar L1 realizando la desintercalación sin la descodificación de datos. En este punto, el bloque L1 puede transmitir la señalización L1 de la trama actual o la señalización L1 de una trama subsiguiente. En el receptor, pueden usarse los parámetros de L1 descodificados a partir de la trayectoria de descodificación de señalización mostrada en la Fig. 64 para el proceso de descodificación para la trayectoria de datos, a partir del analizador sintáctico de tramas de la trama subsiguiente.

En resumen, en un transmisor, la intercalación de bloques de la región L1 puede realizarse grabando bloques en una memoria en la dirección de las filas y leyendo los bloques grabados desde la memoria en la dirección de las columnas. En un receptor, la desintercalación de bloques de la región L1 puede realizarse grabando bloques en una memoria en la dirección de las columnas y leyendo los bloques grabados desde la memoria en la dirección de las filas. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y del receptor pueden intercambiarse.

Cuando se efectúa la simulación con hipótesis tales como que CR = 1 / 2 para la protección de L1 y para los rasgos comunes de T2; la asociación de símbolos es 16-QAM; la densidad piloto es 6 en el Preámbulo; el número de LDPC breves implica que se hace la cantidad requerida de punciones / acortamientos, pueden obtenerse resultados o conclusiones tales como que sólo el preámbulo para la transmisión de L1 pueden no ser suficientes; que el número de símbolos de OFDM depende de la magnitud del tamaño de bloque de L1; que puede usarse la palabra de código LDPC más corta (p. ej., 192 bits de información) entre el código acortado / punzado, para mayor flexibilidad y granularidad fina; y que puede añadirse el rellenado si se requiere, con sobregasto despreciable. El resultado se resume en la Fig. 71.

En consecuencia, para una tasa de repetición de bloque de L1, el ancho de banda completo de sintonizador, con ninguna punción virtual, puede ser una buena solución, e incluso puede no surgir ninguna cuestión de PAPR con eficiencia espectral completo. Para la señalización de L1, la estructura eficaz de señalización puede permitir la máxima configuración en un entorno de 8 enlaces de canal, 32 muescas, 256 tajadas de datos y 256 PLP. Para la estructura de bloque de L1, la señalización flexible de L1 puede implementarse según el tamaño de bloque de L1. La intercalación temporal puede realizarse para una mejor robustez para los rasgos comunes de T2. El menor sobregasto puede permitir la transmisión de datos en el preámbulo.

Puede efectuarse la intercalación de bloque del bloque L1 para una mejor robustez. La intercalación puede llevarse a cabo con un número fijo predefinido de símbolos L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras abarcadas por L1 como un parámetro (L1_span). La misma técnica se usa para la intercalación de preámbulo P2 en la DVB-T2.

Puede usarse un bloque L1 de tamaño variable. El tamaño puede ser adaptable para la cantidad de bits de señalización de L1, lo que da como resultado un sobregasto reducido. Puede obtenerse eficacia espectral total sin ninguna cuestión de PAPR. Una repetición de menos de 7,61 MHz puede significar que puede enviarse más redundancia, pero sin usar. No puede surgir ninguna cuestión de PAPR, debido a la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es distinta a la Fig. 70 en que el campo L1_span, con 12 bits, está dividido en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span está dividido en un campo L1_column con 9 bits y un campo L1_row con 3 bits. El campo L1_column representa el índice de portadora que abarca L1. Debido a que la tajada de datos comienza y termina cada 12 portadoras, la densidad piloto y los 12 bits de sobregasto pueden reducirse en 3 bits para llegar a 9 bits.

El campo L1_row representa al número de símbolos de OFDM, donde está abarcando L1 cuando se aplica la intercalación temporal. En consecuencia, la intercalación temporal puede realizarse dentro de un área de L1_columnas multiplicado por L1_filas. Alternativamente, puede transmitirse un número total de bloques L1 de modo tal que el campo L1_span mostrado en la Fig. 70 pueda usarse cuando no se efectúa la intercalación temporal. Para tal caso, el tamaño de bloque L1 es de 11.776 x 2 bits en el ejemplo; por ello, 15 bits es suficiente. En consecuencia, el campo L1_span puede estar compuesto por 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercalación / desintercalación de frecuencia o de tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmisión entera. La Fig. 75 también muestra el enlace de múltiples anchos de banda de 8 Mhz. Una trama puede consistir en un preámbulo que transmite bloques L1 y un símbolo de datos que transmite datos. Las distintas clases de símbolos de datos representan tajadas de datos para distintos servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preámbulo transmite bloques L1 cada 7,61 MHz.

Para el preámbulo, la intercalación de frecuencia o tiempo se lleva a cabo dentro de los bloques L1 y no se realiza entre los bloques L1. Es decir, para el preámbulo, puede decirse que la intercalación se realiza al nivel del bloque L1. Esto permite descodificar los bloques L1 transmitiendo bloques L1 dentro de un ancho de banda de ventana sintonizadora incluso cuando la ventana sintonizadora se ha movido a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de enlace de canal.

Para descodificar símbolos de datos en un ancho de banda aleatorio de ventana sintonizadora, no debería ocurrir la intercalación entre tajadas de datos. Es decir, para las tajadas de datos puede decirse que la intercalación se realiza al nivel de la tajada de datos. En consecuencia, la intercalación de frecuencia y la intercalación de tiempo deberían realizarse dentro de una tajada de datos. Por lo tanto, un intercalador 308 de símbolos en una trayectoria de datos de un módulo de BICM del transmisor, según se muestra en la Fig. 37, puede realizar la intercalación de símbolos para cada tajada de datos. Un intercalador 308-1 de símbolos en una trayectoria de señal L1 puede realizar la intercalación de símbolos para cada bloque L1.

Un intercalador 403 de frecuencia mostrado en la Fig. 42 necesita realizar la intercalación sobre el preámbulo y los símbolos de datos por separado. Específicamente, para el preámbulo, la intercalación de frecuencia puede realizarse para cada bloque L1, y para símbolos de datos la intercalación de frecuencia puede realizarse para cada tajada de datos. En este punto, la intercalación de tiempo en la trayectoria de datos o la trayectoria de señal L1 puede no realizarse considerando la modalidad de latencia baja.

Usando los procedimientos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas, es posible implementar un eficaz transmisor digital, un receptor y una estructura de señalización de capa física.

Transmitiendo información de ModCod en cada cabecera de trama de BB que sea necesaria para ACM / VCM, y transmitiendo el resto de la señalización de capa física en una cabecera de trama, puede minimizarse el sobregasto de señalización.

Puede implementarse la QAM modificada para una transmisión más eficaz en términos de energía, o un sistema de difusión digital más robusto ante el ruido. El sistema puede incluir transmisor y receptor para cada ejemplo revelado y las combinaciones de los mismos.

Puede implementarse una QAM no uniforme mejorada para una transmisión más eficaz en términos de energía, o un sistema de difusión digital más robusto ante el ruido. También se describe un procedimiento de uso de la tasa de código del código de corrección de errores de la NU-MQAM y la MQAM. El sistema puede incluir transmisor y receptor para cada ejemplo revelado y las combinaciones de los mismos.

El procedimiento sugerido de señalización de L1 puede reducir el sobregasto entre el 3 y el 4%, minimizando el sobregasto de señalización durante el enlace de canal.

Será evidente para los expertos en la técnica que pueden hacerse diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la misma.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un procedimiento de transmisión de una señal de difusión a un receptor con un sintonizador para descodificar la señal de difusión, que comprende: asociar bits de datos de preámbulo a símbolos de datos de preámbulo y bits de datos a símbolos de datos; construir al menos una tajada de datos en base a los símbolos de datos; intercalar en el tiempo los símbolos de datos a un nivel de la tajada de datos;

construir una trama de señales en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos intercalados; modular la trama de señal construida por un procedimiento de Multiplexado Ortogonal por División de Frecuencia; y transmitir la trama de señal modulada,

en el que se repite un bloque de la Capa 1 en los símbolos de datos de preámbulo en un periodo del mismo ancho de banda que una ventana de sintonización del sintonizador, incluyendo el bloque de la Capa 1 información de señalización para señalizar la tajada de datos.
2.

El procedimiento según la reivindicación 1, en el cual la información de señalización de la Capa 1 comprende información de identificador de tajada de datos que identifica a la tajada de datos.
3.

El procedimiento según la reivindicación 1, en el cual el ancho de banda del bloque de la Capa 1 es de 7,61 MHz.
4.

El procedimiento según la reivindicación 2, en el cual la información de señalización de la Capa 1 comprende adicionalmente información del TIPO DE CARGA ÚTIL DE PLP, que indica el tipo de datos de carga útil llevados por el PLP.
5.

Un procedimiento de recepción de una señal de difusión en un receptor con un sintonizador para descodificar la señal de difusión, que comprende:

demodular la señal recibida mediante el uso de un procedimiento de Multiplexado Ortogonal por División de Frecuencia; obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, comprendiendo la trama de señal símbolos de datos de preámbulo y símbolos de datos, en donde los símbolos de datos se dividen en al menos una tajada de datos;

desintercalar en el tiempo los símbolos de datos en un nivel de la tajada de datos; desasociar en bits los símbolos de datos desintercalados en el tiempo; y descodificar los bits por medio del esquema de descodificación de baja densidad y control de paridad, en el que un bloque de la Capa 1 se repite en los símbolos de datos del preámbulo en un periodo del mismo ancho de

banda que una ventana sintonizadora del sintonizador, incluyendo el bloque de la Capa 1 información de señalización de la Capa 1 para señalizar la tajada de datos.
6.

El procedimiento según la reivindicación 5, en el cual la información de señalización de la Capa 1 comprende información de identificador de tajada de datos que identifica la tajada de datos.
7.

El procedimiento según la reivindicación 5, en el cual el ancho de banda del bloque de la Capa 1 es de 7,6 MHz.
8.

El procedimiento según la reivindicación 6, en el cual la información de señalización de la Capa 1 incluye adicionalmente información del TIPO DE CARGA ÚTIL DE PLP que indica el tipo de datos de carga útil llevados por el PLP.
9.

Un transmisor para transmitir una señal de difusión a un receptor con un sintonizador para descodificar la señal de

difusión, comprendiendo el transmisor: medios (306, 306-1) para asociar bits de datos de preámbulo con símbolos de datos de preámbulo, y bits de datos con símbolos de datos;

medios (102) para construir al menos una tajada de datos en base a los símbolos de datos; medios (308) para intercalar en el tiempo los símbolos de datos a un nivel de la tajada de datos; medios (103) para construir una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos

intercalados; medios (104) para modular la trama de señal construida por medio de un procedimiento de Multiplexado Ortogonal por División de Frecuencia; y

medios (105) para transmitir la trama de señal modulada,

en el que un bloque de Capa 1 (L1) se repite en los símbolos de datos de preámbulo en un periodo del mismo ancho de banda que una ventana sintonizadora del sintonizador receptor, incluyendo el bloque de la Capa 1 información de señalización de la Capa 1 para señalizar la tajada de datos.
10.

El transmisor de la reivindicación 9, en el cual la información de señalización de la Capa 1 comprende información de identificador de tajada de datos que identifica la tajada de datos.
11.

El transmisor de la reivindicación 9, en el cual el ancho de banda del bloque de la Capa 1 es de 7,61 MHz.
12.

El transmisor de la reivindicación 10, en el cual la información de señalización de la Capa 1 comprende adicionalmente información del TIPO DE CARGA ÚTIL DE PLP que indica el tipo de datos de carga útil llevados por el PLP.
13.

Un receptor para recibir una señal de difusión, teniendo el receptor un sintonizador para descodificar la señal de difusión, y que comprende;

medios (r104) para demodular la señal recibida mediante el uso de un procedimiento de Multiplexado Ortogonal por División de Frecuencia;

medios (r103) para obtener una trama de señal a partir de las señales demoduladas, comprendiendo la trama de señal símbolos de preámbulo y símbolos de datos, en donde los símbolos de datos se dividen en al menos una tajada de datos;

medios (r308) para desintercalar en el tiempo los símbolos de datos a un nivel de la tajada de datos;

medios (r306) para desasociar en bits los símbolos de datos desintercalados en el tiempo; y

medios (r304a) para descodificar los bits por medio del esquema de descodificación de Baja Densidad y Control de Paridad,

en el que un bloque de la Capa 1 (L1) se repite en los símbolos de datos de preámbulo en un periodo del mismo ancho de banda que una ventana sintonizadora del sintonizador, incluyendo el bloque de la Capa 1 información de señalización de L1 para señalizar la tajada de datos.
14.

El receptor de la reivindicación 13, en el cual la información de señalización de la Capa 1 comprende información de identificador de tajada de datos que identifica la tajada de datos.
15.

El receptor de la reivindicación 13, en el cual el ancho de banda del bloque de la Capa 1 es de 7,61 MHz.