CN105765970B - 发送广播信号的设备和方法、接收广播信号的设备和方法 - Google Patents

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Abstract

公开了用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备、用于发送广播信号的方法、以及用于接收广播信号的方法。公开一种用于接收广播信号的方法，包括：接收广播信号；在接收到的广播信号处解析第二分组；使用固定的报头和/或扩展的报头解析第一分组；以及通过处理被解析的第一分组显示广播内容。

Description

发送广播信号的设备和方法、接收广播信号的设备和方法
技术领域
本发明涉及用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备以及用于发送和接收广播信号的方法。
背景技术
已经在数字广播系统中扩展了基于IP的广播信号的传输/接收。具体地，已经在移动数字广播方案，例如，来自欧洲广播标准当中的 DVB-NGH或来自北美标准当中的ATSC-MH中强调了基于IP的广播信号Tx/Rx环境的重要性。此外，期望将在下一代广播系统中构造被设计成可与广播网络或互联网网络相互操作的混合广播系统。
同时，将会耗费长时间以在工业或者政治方面从基于广播系统的传统的MPEG-2TS完全地切换到IP广播系统，并且存在开发能够同时支持IP和MPEG-2 TS方案的新广播系统。
发明内容
技术问题
本发明的目的是为了提供一种不论在下一代广播系统中从较高层接收到的分组类型如何能够处理的链路层分组的结构。
本发明的另一目的是为了提供一种用于被包含在协议栈中的较高层的分组中的信息在较低层的分组处理中被使用的方法。
本发明的另一目的是为了提供一种用于在较高层分组的传输期间减少开销的方法。
技术方案
通过提供一种用于接收广播信号的方法能够实现本发明的目的，包括：接收广播信号；在接收到的广播信号处解析第二分组，其中第二分组包括固定的报头、具有可变长度的扩展的报头、以及包括第一分组的有效载荷，其中固定的报头包括用于识别第一分组的种类的分组类型元素和用于识别有效载荷的构造的指示符部分元素，其中指示符部分元素包括用于识别被包含在第二分组的有效载荷中的第一分组的格式的C/S(级联/分段)字段，使用固定的报头和/或扩展的报头解析第一分组并且通过处理被解析的第一分组显示广播内容。
优选地，分组类型元素识别第一分组是IPv4(互联网协议版本4) 分组。
优选地，在接收到的广播信号处的第二分组的解析包括：如果C/S 字段指示一般的IPv4分组被包含在第二分组的有效载荷中，则解析与第二分组的有效载荷起始点分开预先确定的偏移的第一分组的报头中包含的长度字段；以及通过将第二分组的报头长度添加到通过长度字段指示的第一分组的长度来识别第二分组的总长度。
优选地，如果C/S字段指示多个被级联的IPv4分组被包含在第二分组的有效载荷中，则指示符部分元素进一步包括指示被包含在有效载荷中的第一分组的数目的计数字段。
优选地，在接收到的广播信号处第二分组的解析包括：如果C/S 字段指示多个被级联的IPv4分组被包含在第二分组的有效载荷中，则解析在与第二分组的有效载荷起始点分开了预先确定的偏移的第一分组的报头中包含的长度字段，并且解析在与通过被解析的长度字段识别的第一分组的有效载荷结束点分开了预先确定的偏移的下一个第一分组的报头中包含的长度字段，重复长度字段的解析步骤直到在与通过计数字段识别的第一分组的数目一样多的第一分组的报头中包含的所有长度字段被完全地解析，并且通过将第二分组的报头长度添加到通过被解析的长度字段指示的IPv4分组的长度来识别第二分组的总长度。
优选地，分组类型元素识别第一分组是IPv6(互联网协议版本6) 分组。
优选地，在接收到的广播信号处第二分组的解析包括：如果C/S 字段指示一般的IPv6分组被包含在第二分组的有效载荷中，则解析在与第二分组的有效载荷起始点分开了预先确定的偏移的第一分组的报头中包含的长度字段；以及通过将第一分组的报头长度和第二分组的报头长度的总和添加到通过长度字段指示的第一分组的长度来识别第二分组的总长度。
优选地，如果C/S字段指示多个被级联的IPv6分组被包含在第二分组的有效载荷中，则指示符部分元素进一步包括被包含在有效载荷中的第一分组的数目的计数字段。
优选地，在接收到的广播信号处第二分组的解析包括：如果C/S 字段指示多个被级联的IPv6分组被包含在第二分组的有效载荷中，则解析在与第二分组的有效载荷起始点分开了预先确定的偏移的第一分组的报头中包含的长度字段，并且解析在与通过被解析的长度字段识别的第一分组的有效载荷结束点分开了预先确定的偏移的下一个第一分组的报头中包含的长度字段；重复长度字段的解析步骤直到在与通过计数字段识别的第一分组的数目一样多的第一分组的报头中包含的长度字段被完全地解析，并且通过不仅将当IPv6分组的报头长度乘以通过计数字段识别的分组的数目时获得的特定值而且将第二分组的报头长度添加到通过被解析的长度字段指示的IPv6分组的长度来识别第二分组的总长度。
根据本发明的另一实施例，一种用于接收广播信号的设备，包括：接收器，该接收器被配置成接收广播信号；公共协议栈处理器，该公共协议栈处理器被配置成在接收到的广播信号处解析第二分组，其中第二分组包括固定的报头、具有可变长度的扩展的报头、以及包括第一分组的有效载荷，其中固定的报头包括用于识别第一分组的种类的分组类型元素和用于识别有效载荷的构造的指示符部分元素，其中指示符部分元素包括用于识别被包含在第二分组的有效载荷中的第一分组的格式的C/S(级联/分段)字段，并且被配置成使用固定的报头和/ 或扩展的报头解析第一分组；以及A/V(音频/视频)处理器，该A/V (音频/视频)处理器被配置成通过处理被解析的第一分组显示广播内容。
优选地，分组类型元素识别第一分组是IPv4(互联网协议版本4) 分组。
优选地，如果C/S字段指示一般的IPv4分组被包含在第二分组的有效载荷中，则公共协议栈处理器解析与第二分组的有效载荷起始点分开预先确定的偏移的第一分组的报头中包含的长度字段；并且通过将第二分组的报头长度添加到通过长度字段指示的第一分组的长度来识别第二分组的总长度。
优选地，如果C/S字段指示多个被级联的IPv4分组被包含在第二分组的有效载荷中，则指示符部分元素进一步包括指示被包含在有效载荷中的第一分组的数目的计数字段。
优选地，如果C/S字段指示多个被级联的IPv4分组被包含在第二分组的有效载荷中，则公共协议栈处理器解析在与第二分组的有效载荷起始点分开了预先确定的偏移的第一分组的报头中包含的长度字段，并且解析在与通过被解析的长度字段识别的第一分组的有效载荷结束点分开了预先确定的偏移的下一个第一分组的报头中包含的长度字段；重复长度字段的解析步骤直到在与通过计数字段识别的第一分组的数目一样多的第一分组的报头中包含的所有长度字段被完全地解析；并且通过将第二分组的报头长度添加到通过被解析的长度字段指示的IPv4分组的长度来识别第二分组的总长度。
优选地，分组类型元素识别第一分组是IPv6(互联网协议版本6) 分组。
优选地，如果C/S字段指示一般的IPv6分组被包含在第二分组的有效载荷中，则公共协议栈处理器解析在与第二分组的有效载荷起始点分开了预先确定的偏移的第一分组的报头中包含的长度字段；并且通过将第一分组的报头长度和第二分组的报头长度的总和添加到通过长度字段指示的第一分组的长度来识别第二分组的总长度。
优选地，如果C/S字段指示多个被级联的IPv6分组被包含在第二分组的有效载荷中，则指示符部分元素进一步包括被包含在有效载荷中的第一分组的数目的计数字段。
优选地，如果C/S字段指示多个被级联的IPv6分组被包含在第二分组的有效载荷中，则公共协议栈处理器解析在与第二分组的有效载荷起始点分开了预先确定的偏移的第一分组的报头中包含的长度字段，并且解析在与通过被分析的长度字段识别的第一分组的有效载荷结束点分开了预先确定的偏移的下一个第一分组的报头中包含的长度字段；重复长度字段的解析步骤直到在与通过计数字段识别的第一分组的数目一样多的第一分组的报头中包含的长度字段被完全地解析，并且通过不仅将当IPv6分组的报头长度乘以通过计数字段识别的分组的数目时获得的特定值而且将第二分组的报头长度添加到通过被解析的长度字段指示的IPv6分组的长度识别第二分组的总长度。
有益效果
从上面的描述显然的是，根据实施例的广播接收器能够处理链路层的分组，不论从上层接收到的分组类型如何。
在较高层处理之前，即，在较低层分组的处理步骤中，广播接收器能够使用被包含在协议栈的较高层的分组中的信息。
根据实施例，广播接收器能够减少在较高层分组的传输过程中遇到的开销。
附图说明
被包括以提供本发明的进一步理解并且被合并且组成本申请的一部分的附图，图示本发明的实施例并且连同描述用作解释本发明的原理。在附图中：
图1图示根据本发明的一个实施例的用于发送用于未来广播服务的广播信号的设备的结构。
图2图示根据本发明的实施例的输入格式化模块。
图3图示根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。
图4图示根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。
图5图示根据本发明的实施例的编码&调制模块。
图6图示根据本发明的一个实施例的帧结构模块。
图7图示根据本发明的实施例的波形生成模块。
图8图示根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。
图9图示根据本发明的实施例的同步&解调模块。
图10图示根据本发明的实施例的帧解析模块。
图11图示根据本发明的实施例的解映射&解码模块。
图12图示根据本发明的实施例的输出处理器。
图13图示根据本发明的另一实施例的输出处理器。
图14图示根据本发明的另一实施例的编码&调制模块。
图15图示根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块。
图16是示出在信号空间分级(SSD)未被考虑的条件下的交织器的组合的概念图。
图17示出根据本发明的块时间交织器和对角时间交织器的列方式写入(column-wise writing)操作。
图18是图示在没有考虑信号空间分集(SSD)的情况下在交织器的组合当中的第一场景S1的概念图。
图19是图示在没有考虑信号空间分集(SSD)的情况下在交织器的组合当中的第二场景S2的概念图。
图20是图示在没有考虑信号空间分集(SSD)的情况下在交织器的组合当中的第三场景S3的概念图。
图21是图示在没有考虑信号空间分集(SSD)的情况下在交织器的组合当中的第四场景S4的概念图。
图22图示根据本发明的实施例的随机发生器的结构。
图23图示根据本发明的实施例的随机发生器。
图24图示根据本发明的另一实施例的随机发生器。
图25图示根据本发明的实施例的频率交织过程。
图26是图示根据本发明的实施例的频率解交织过程的概念图。
图27图示根据本发明的实施例的频率解交织过程。
图28图示根据本发明的实施例的生成解交织的存储器索引的过程。
图29图示根据本发明的实施例的频率交织过程。
图30图示根据本发明的实施例的超帧结构。
图31图示根据本发明的实施例的前导插入块。
图32图示根据本发明的实施例的前导结构。
图33图示根据本发明的实施例的前导检测器。
图34图示根据本发明的实施例的相关检测器。
图35示出表示根据本发明的实施例的当加扰序列时获得的结果的曲线图。
图36示出表示根据本发明的另一实施例的当加扰序列时获得的结果的曲线图。
图37示出表示根据本发明的另一实施例的当加扰序列时获得的结果的曲线图。
图38示出表示根据本发明的另一实施例的当加扰序列时获得的结果的曲线图。
图39示出表示根据本发明的另一实施例的当加扰序列时获得的结果的曲线图。
图40图示根据本发明的实施例的信令信息交织过程。
图41图示根据本发明的实施例的信令信息交织过程。
图42图示根据本发明的实施例的信令解码器。
图43是示出根据本发明的实施例的信令解码器的性能的曲线图。
图44图示根据本发明的另一实施例的前导插入块。
图45图示根据本发明的实施例的前导中的信令数据的结构。
图46图示根据一个实施例的处理在前导上执行的信令数据的过程。
图47图示根据一个实施例的在时域中重复的前导结构。
图48图示根据本发明的实施例的前导检测器和被包括在前导检测器中的相关检测器。
图49图示根据本发明的另一实施例的前导检测器。
图50图示根据本发明的实施例的前导检测器和被包括在前导检测器中的信令解码器。
图51是图示根据本发明的实施例的广播系统的帧结构的视图。
图52是图示根据本发明的实施例的DP的视图。
图53是图示根据本发明的实施例的类型1 DP的视图。
图54是图示根据本发明的实施例的类型2 DP的视图。
图55是图示根据本发明的实施例的类型3 DP的视图。
图56是图示根据本发明的实施例的RB的视图。
图57是图示根据本发明的实施例的用于将RB映射到帧的过程的视图。
图58是图示根据本发明的实施例的类型1 DP的RB映射的视图。
图59是图示根据本发明的实施例的类型2 DP的RB映射的视图。
图60是图示根据本发明的实施例的类型3 DP的RB映射的视图。
图61是图示根据本发明的另一实施例的类型1 DP的RB映射的视图。
图62是图示根据本发明的另一实施例的类型1 DP的RB映射的视图。
图63是图示根据本发明的另一实施例的类型1 DP的RB映射的视图。
图64是图示根据本发明的另一实施例的类型2 DP的RB映射的视图。
图65是图示根据本发明的另一实施例的类型2 DP的RB映射的视图。
图66是图示根据本发明的另一实施例的类型3 DP的RB映射的视图。
图67是图示根据本发明的另一实施例的类型3 DP的RB映射的视图。
图68是图示根据本发明的实施例的信令信息的视图。
图69是示出根据本发明的实施例的根据DP的数目PLS的比特的数目的曲线图。
图70是图示根据本发明的实施例的用于解映射DP的过程的视图。
图71是图示根据本发明的另一实施例的可应用于在FEC编码器模块中对PLS数据执行LDPC编码的三种类型的母码(mother code) 的示例性结构的视图。
图72是根据本发明的另一实施例的用于选择被用于LDPC编码的母码类型并且确定缩短的大小的过程的流程图。
图73是图示根据本发明的另一实施例的用于编码适配奇偶的过程的视图。
图74是图示根据本发明的另一实施例的用于在LDPC编码输入 PLS数据之前分离被输入到FEC编码器模块的PLS数据的有效载荷分离模式的视图。
图75是图示根据本发明的另一实施例的用于通过帧结构模块 1200执行PLS重复并且输出帧的过程的视图。
图76是图示根据本发明的另一实施例的信号帧结构的视图。
图77是根据本发明的另一实施例的广播信号传输方法的流程图。
图78是根据本发明的另一实施例的广播信号接收方法的流程图。
图79图示根据本发明的另一实施例的波形生成模块和同步和解调模块。
图80图示根据本发明的实施例的承载SP的CP和不承载SP的 CP的定义。
图81示出根据本发明的实施例的参考索引表。
图82图示使用位置复用方法以CP图案生成方法#1配置参考索引表的概念。
图83图示根据本发明的实施例的用于使用位置复用方法以CP图案生成方法#1配置参考索引表的方法。
图84图示根据本发明的实施例的使用位置复用方法以CP图案生成方法#2配置参考索引表的概念。
图85图示用于使用位置复用方法以CP图案生成方法#2配置参考索引表的方法。
图86图示根据本发明的实施例的用于使用位置复用方法以CP图案生成方法#3配置参考索引表的方法。
图87图示使用图案反转方法以CP图案生成方法#1配置参考索引表的概念。
图88图示根据本发明的实施例的用于使用图案反转方法以CP图案生成方法#1配置参考索引表的方法。
图89图示根据本发明的实施例的用于使用图案反转方法以CP图案生成方法#2配置参考索引表的方法。
图90示出根据本发明的实施例的与接收模式有关的信息的表。
图91示出根据本发明的实施例的广播信号的带宽。
图92示出根据实施例的包括Tx参数的表。
图93示出根据实施例的包括能够优化有效信号带宽(eBW)的 Tx参数的表。
图94示出根据本发明的另一实施例的包括用于优化有效信号带宽(eBW)的Tx参数的表。
图95示出根据本发明的另一实施例的包括用于优化有效信号带宽(eBW)的Tx参数的表。
图96示出根据本发明的另一实施例的Tx参数。
图97是根据本发明的实施例的传输(Tx)信号的功率谱密度(PSD) 的曲线图。
图98是示出根据本发明的另一实施例的与接收模式有关的信息的表。
图99示出根据实施例的在最大信道估计范围和保护间隔之间的关系。
图100示出根据本发明的实施例的其中定义导频参数的表。
图101示出其中另一实施例的导频参数被定义的表。
图102示出根据本发明的实施例的SISO导频图案。
图103示出根据本发明的实施例的MIXO-1导频图案。
图104示出根据本发明的实施例的MIXO-2导频图案。
图105图示根据本发明的实施例的MIMO编码块图。
图106示出根据本发明的一个实施例的MIMO编码方案。
图107示出根据本发明的一个实施例的根据非标准的QAM的I 或者S侧的PAM网格的图。
图108是示出根据本发明的一个实施例的当PH-eSM PI方法被应用于被映射到非标准的64 QAM的系统时MIMO编码输入/输出的图。
图109是用于根据本发明的实施例的用于MIMO编码方案的性能的比较的曲线图。
图110是用于根据本发明的实施例的用于MIMO编码方案的性能的比较的曲线图。
图111是用于根据本发明的实施例的用于MIMO编码方案的性能的比较的曲线图。
图112是用于根据本发明的实施例的用于MIMO编码方案的性能的比较的曲线图。
图113是示出根据本发明的QAM-16的实施例的图。
图114是示出根据本发明的用于5/15码率的NUQ-64的实施例的图。
图115是示出根据本发明的用于6/15码率的NUQ-64的实施例的图。
图116是示出根据本发明的用于7/15码率的NUQ-64的实施例的图。
图117是示出根据本发明的用于8/15码率的NUQ-64的实施例的图。
图118是示出根据本发明的用于9/15和10/15码率的NUQ-64的实施例的图。
图119是示出根据本发明的用于11/15码率的NUQ-64的实施例的图。
图120是示出根据本发明的用于12/15码率的NUQ-64的实施例的图。
图121是示出根据本发明的用于13/15码率的NUQ-64的实施例的图。
图122是图示根据本发明的另一实施例的空分组删除块16000的视图。
图123是图示根据本发明的另一实施例的空分组插入块17000的视图。
图124是图示根据本发明的实施例的空分组扩展方法的视图。
图125是图示根据本发明的实施例的空分组偏移方法的视图。
图126是图示根据本发明的实施例的空分组扩展方法的流程图。
图127是图示根据本发明的实施例的用于基于混合的下一代广播系统的协议栈的图。
图128是图示根据本发明的实施例的链路层的接口的图。
图129是图示根据本发明的实施例的链路层的分组结构的图。
图130是图示根据本发明的实施例的根据分组类型元素的分组类型的图。
图131是图示根据本发明的实施例的当IP分组被发送到链路层时链路层的报头结构的图。
图132是图示根据本发明的实施例的由C/S字段表示的值的含义和报头配置信息的图。
图133是图示根据本发明的实施例的由计数字段表示的值的含义的图。
图134是图示根据本发明的实施例的由Seg_Len_ID字段表示的值的含义以及用于计算片段长度的等式的图。
图135是图示根据本发明的实施例的用于封装普通分组的过程以及用于计算链路层分组的长度的等式的图。
图136是图示根据本发明的实施例的用于封装级联分组的过程以及用于计算链路层分组的长度的等式的图。
图137是图示根据本发明的实施例的用于获得包括IPv4分组的级联分组的长度的过程以及用于计算IP分组的长度字段被定位于的偏移值的等式的图。
图138是图示根据本发明的实施例的用于计算包括IPv6分组的级联分组的长度的过程以及用于计算IP分组的长度字段被定位于的偏移值的等式的图。
图139是图示根据本发明的实施例的用于封装分段分组的过程的图。
图140是图示根据本发明的实施例的用于对IP分组进行分段的过程以及链路层分组的报头信息的图。
图141是图示根据本发明的实施例的用于对包括循环冗余校验 (CRC)的IP分组进行分段的过程的图。
图142是图示根据本发明的实施例的当MPEG-2传输流(TS)被输入到链路层时链路层分组的报头结构的图。
图143是图示根据本发明的实施例的根据计数字段的值的包括在链路层分组的载荷中的MPEG-2TS分组的数目的图。
图144是图示根据本发明的实施例的MPEG-2 TS分组的报头的图。
图145是图示根据本发明的实施例的用于通过发送器来改变传输 EI字段的使用的过程的图。
图146是图示根据本发明的实施例的用于封装MPEG-2 TS分组的过程的图。
图147是图示根据本发明的实施例的用于封装具有相同PID的 MPEG-2 TS分组的过程的图。
图148是图示根据本发明的实施例的公共PID缩减过程以及用于在公共PID缩减过程期间获得链路层分组的长度的等式的图。
图149是图示根据本发明的实施例的根据计数字段的值的级联 MPEG-2 TS分组的数目以及当应用公共PID缩减时根据该数目的链路层分组的长度的图。
图150是图示根据本发明的实施例的用于封装包括空分组的 MPEG-2 TS分组的方法的图。
图151是图示根据本发明的实施例的用于处理用于对删除的空分组进行计数的指示符的过程以及用于在该过程期间获得链路层分组的长度的等式的图。
图152是图示根据本发明的另一实施例的用于封装包括空分组的 MPEG-2 TS分组的过程的图。
图153是图示根据本发明的实施例的用于在包括空分组的流中封装包括相同分组标识符(PID)的MPEG-2 TS分组的过程的图。
图154是图示根据本发明的实施例的用于在包括相同的分组标识符(PID)的MPEG-2 TS分组被封装在包括空分组的流中的同时获得链路层分组的长度的等式的图。
图155是图示根据本发明的实施例的用于信令发送的链路层分组的配置的图。
图156是图示根据本发明的实施例的用于发送成帧分组的链路层分组的配置的图。
图157是图示根据本发明的实施例的成帧分组的语法的图。
图158是图示根据本发明的实施例的下一代广播系统的接收器的图。
具体实施方式
现在将详细地参考本发明的优选实施例，其示例被图示在附图中。将在下面参考附图给出的详细描述旨在说明本发明的示例性实施例，而不是示出能够根据本发明实现的仅有实施例。
尽管本说明书中的元素的大部分术语已经选自在本领域中考虑到其在本说明书中的功能而广泛地使用的一般术语，但是这些术语可以取决于本领域的技术人员的意图或惯例或者新技术的引入而改变。一些术语已由本申请人任意地选择并且它们的含义根据需要在以下描述中说明。因此，本说明书中使用的术语应该基于本说明书的总体内容与术语的实际含义而不是它们的简单名称或含义一起来解释。
本说明书中的术语“信令”可以指示从广播系统、互联网系统和/或广播/互联网汇聚系统发送和接收的服务信息(SI)。服务信息(SI) 可以包括从现有广播系统接收的广播服务信息(例如，ARSC-SI和/或 DVB-SI)。
术语“广播信号”可以在概念上不仅包括从地面广播、有线电视广播、卫星广播和/或移动广播接收的信号和/或数据，而且包括从诸如互联网广播、宽带广播、通信广播、数据广播和/或VOD(视频点播)的双向广播系统接收的信号和/或数据。
术语“PLP”可以指示用于发送包含在物理层中的数据的预定单元。因为，必要时术语“PLP”还可以用术语“数据单元”或“数据管道”代替。
被配置成与广播网络和/或互联网网络互通的混合广播服务可以被用作要用在数字电视(DTV)服务中的代表性应用。混合广播服务通过互联网实时地发送与经由地面广播网络发送的广播A/V(音频/视频)内容有关的增强数据，或者通过互联网实时地发送广播A/V内容的一些部分，使得用户能够体验各种内容。
被配置成与广播网络和/或互联网网络相互作用的混合广播服务可以被用作要在数字电视(DTV)服务中使用的代表性的应用。混合广播服务在互联网上实时地发送与通过陆地广播网络发送的广播A/V (音频/视频)内容有关的增强数据，或者在互联网上实时发送广播A/V 内容的一些部分，使得用户能够体验各种内容。
本发明旨在提供用于以IP分组、MPEG-2 TS分组以及分组能够被发送到物理层的方式增强IP分组、MPEG-2 TS分组、以及可应用于下一代数字广播系统中的其它广播系统的分组的方法。另外，本发明提出用于使用相同的报头格式发送层-2信令的方法。
本发明提供用于传输和接收用于未来广播服务的广播信号的设备和方法。根据本发明的实施例的未来广播服务包括地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。根据本发明的一个实施例的用于传输的设备和方法可以被分类为用于地面广播服务的基础简档(base profile)、用于移动广播服务的手持简档(handheld profile)以及用于 UHDTV服务的高级简档(advanced profile)。在这种情况下，基础简档能够被用作用于地面广播服务和移动广播服务这两者的简档。即，基础简档能够被用于定义包括移动简档的简档的概念。这能够根据设计者的意图来改变。
根据一个实施例，本发明可以通过非MIMO(多输入多输出)或 MIMO，处理用于未来广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非 MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)方案、SISO(单输入单输出)方案等等。
尽管为方便描述，在下文中，MISO或MIMO使用两个天线，但本发明可应用于使用两个或更多个天线的系统。
图1示出根据本发明的实施例，用于传输未来广播服务的广播信号的装置的结构。
根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能包括输入格式化模块1000、编译&调制模块1100、帧结构模块1200、波形生成模块1300和信令生成模块1400。将描述传输广播信号的装置的每个模块的操作。
参考图1，根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能接收MPEG-TS、IP流(v4/v6)和通用流(GS)，作为输入信号。此外，传输广播信号的装置能接收有关构成输入信号的每个流的配置的管理信息并且参考所接收的管理信息，生成最终物理层信号。
根据本发明的实施例的输入格式化模块1000能在用于编码和调制的标准或服务或服务组件的基础上，分类输入流并且将输入流输出为多个逻辑数据管道(或数据管道或DP数据)。数据管道是携带可携带一个或多个服务或服务组件的服务数据或相关元数据的物理层中的逻辑信道。此外，通过每个数据管道传输的数据可以称为DP数据。
此外，根据本发明的实施例的输入格式化模块1000能将每个数据管道划分成执行编译和调制所必需的块，并且执行必需的处理以增加传输效率或执行调度。稍后将描述输入格式化模块1000的操作的细节。
根据本发明的实施例的编译&调制模块1100能够在从输入格式化模块1000接收的每个数据管道上执行前向纠错(FEC)编码，使得接收广播信号的装置能校正可以在传输信道上生成的错误。此外，根据本发明的实施例的编译&调制模块1100能将FEC输出比特数据变换成符号数据并且交织该符号数据来校正由信道引起的突发错误。如图1 所示，根据本发明的实施例的编译&调制模块1100能划分所处理的数据，使得所划分的数据能通过用于各个天线输出的数据路径输出，以便通过两个或更多个Tx天线传输该数据。
根据本发明的实施例的帧结构模块1200能将从编译&调制模块 1100输出的数据映射到信号帧。根据本发明的实施例的帧结构模块 1200能够使用从输入格式化模块1000输出的调度信息，执行映射并且交织信号帧中的数据以便获得附加分集增益。
根据本发明的实施例的波形生成模块1300能将从帧结构模块 1200输出的信号帧变换成用于传输的信号。在这种情况下，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能将前导信号(或前导)插入到用于传输装置的检测的信号中并且将用于估计传输信道来补偿失真的参考信号插入到该信号中。此外，根据本发明的实施例的波形生成模块1300 能提供保护间隔并且将特定序列插入到同一信号中以便抵消由于多路接收导致的信道延时扩展的影响。此外，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能够考虑诸如输出信号的峰均功率比的信号特性来执行有效传输所必需的过程。
根据本发明的实施例的信令生成模块1400使用输入管理信息和由输入格式化模块1000、编译&调制模块1100和帧结构模块1200生成的信息，生成最终物理层信令信息。因此，根据本发明的实施例的接收装置能通过解码信令信息，解码所接收的信号。
如上所述，根据本发明的一个实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。因此，根据本发明的一个实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能在时域中复用用于不同服务的信号并且传输它们。
图2、3和4示出根据本发明的实施例的输入格式化模块1000。将描述每个图。
图2示出根据本发明的一个实施例的输入格式化模块。
图2示出当输入信号为单一输入流时的输入格式化模块。
参考图2，根据本发明的一个实施例的输入格式化模块能包括模式适配模块2000和流适配模块2100。
如图2所示，模式适配模块2000能包括输入接口块2010、CRC-8 编码器块2020和BB报头插入块2030。将描述模式适配模块2000的每个块。
输入接口块2010能将输入到其的单一输入流划分成每个具有用于稍后将执行的FEC(BCH/LDPC)的基带(BB)帧的长度的数据片并且输出数据片。
CRC-8编码器块2020能在BB帧数据上执行CRC编码来向其添加冗余数据。
BB报头插入块2030能将包括诸如模式适配类型(TS/GS/IP)、用户分组长度、数据字段长度、用户分组同步字节、数据字段中的用户分组同步字节的开始地址、高效率模式指示器、输入流同步字段等等的信息的报头插入到BB帧数据中。
如图2所示，流适配模块2100能包括填充插入块2110和BB加扰器块2120。将描述流适配模块2100的每个块。
如果从模式适配模块2000接收的数据具有短于FEC编码所必需的输入数据长度的长度，则填充插入块2110能将填充比特插入数据中，使得该数据具有输入数据长度并且输出包括该填充比特的数据。
BB加扰器块2120能通过在输入比特流和伪随机二进制序列 (PRBS)上执行XOR运算，随机化输入比特流。
上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图2所示，输入格式化模块能将数据管道最终输出到编译&调制模块。
图3示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。
图3示出当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的模式适配模块3000。
用于处理多个输入流的输入格式化模块的模式适配模块3000能单独地处理多个输入流。
参考图3，用于分别处理多个输入流的模式适配模块3000能包括输入接口块、输入流同步器块3100、补偿延时块3200、空分组删除块 3300、CRC-8编码器块和BB报头插入块。将描述模式适配模块3000 的每个块。
输入接口块、CRC-8编码器块和BB报头插入块的操作对应于参考图2所述的输入接口块、CRC-8编码器块和BB报头插入块的操作，由此，将省略其描述。
输入流同步器块3100能够传输输入流时钟参考(ISCR)信息来生成用于接收广播信号来恢复TS或GS的装置所必需的时序信息。
补偿延时块3200能延时输入数据并且输出所延时的输入数据，使得如果在由传输装置，根据包括时序信息的数据的处理，在数据管道之间生成延时，则接收广播信号的装置能同步输入数据。
空分组删除块3300能从输入数据删除不必要传输的输入空分组，基于删除空分组的位置，将所删除的空分组数量插入到输入数据中，并且传输该输入数据。
上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图4示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。
具体地，图4示出当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的流适配模块。
输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的流适配模块能包括调度器4000、1-帧延时块4100、带内信令或填充插入块4200、物理层信令生成块4300和BB加扰器块4400。将描述流适配模块的每个块。
调度器4000能够使用具有双极性的多个天线，执行用于MIMO 系统的调度。此外，调度器4000能生成用在用于包括在图1所示的编译&调制模块中的天线路径的信号处理块，诸如比特到信元解复用块、信元交织器、时间交织器等等中的参数。
1-帧延时块4100能够使输入数据延时一个传输帧，使得能够通过用于将插入到数据管道中的带内信令信息的当前帧，传输有关下一帧的调度信息。
带内信令或填充插入块4200能将未延时的物理层信令(PLS)- 动态信令信息插入到延时一个传输帧的数据中。在这种情况下，当存在用于填充的空间时，带内信令或填充插入块4200能插入填充比特或将带内信令信息插入到填充空间中。此外，除带内信令信息外，调度器4000能够输出有关当前帧的物理层信令-动态信令信息。因此，稍后所述的信元映射器能够根据从调度器4000输出的调度信息来映射输入信元。
物理层信令生成块4300能生成将通过传输帧的前导符号传输或扩展并且通过除带内信令信息外的数据符号传输的物理层信令数据。在这种情况下，根据本发明的实施例的物理层信令数据能称为信令信息。此外，根据本发明的实施例的物理层信令数据能分成PLS前信息和PLS后信息。PLS前信息能包括编码PLS-后信息所必需的参数以及静态PLS信令数据，并且PLS-后信息能够包括编码数据管道所必需的参数。编码数据管道所必需的参数能够分成静态PLS信令数据和动态 PLS信令数据。静态PLS信令数据是公共应用于包括在超帧中的所有帧的参数并且能够在超帧基础上改变。动态PLS信令数据是不同地应用于包括在超帧中的各个帧的参数并且能够在逐帧基础上改变。因此，接收装置能够通过解码PLS前信息来获得PLS后信息以及通过解码 PLS后信息来解码所期望的数据管道。
BB加扰器块4400能够生成伪随机二进制序列(PRBS)并且在 PRBS和输入比特流上执行XOR运算来减小波形生成块的输出信号的峰均功率比(PAPR)。如图4所示，BB加扰器块4400的加扰被应用于数据管道和物理层信令信息。
取决于设计者，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图4所示，流适配模块能够将数据管道最终输出到编译&调制模块。
图5示出根据本发明的实施例的编译&调制模块。
图5所示的编译&调制模块对应于图1所示的编译&调制模块的实施例。
如上所述，根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。
由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置提供的服务的特性，所以对应于各个服务的数据需要通过不同方案处理。因此，根据本发明的实施例的编译&调制模块能通过将SISO、MISO和MIMO方案单独地应用于分别对应于数据路径的数据管道，单独地处理输入到其的数据管道。因此，根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能控制用于通过每个数据管道传输的每个服务或服务组件的QoS。
因此，根据本发明的实施例的编译&调制模块能够包括用于SISO 的第一块5000、用于MISO的第二块5100、用于MIMO的第三块5200 和用于处理PLS-前/PLS后信息的第四块5300。图5所示的编译&调制模块是示例性的，取决于设计，可以仅包括第一块5000和第四块5300、第二块5100和第四块5300或第三块5200和第四块5300。即，根据设计，编译&调制模块能包括用于同样或不同地处理数据管道的块。
将描述编译&调制模块的每个块。
第一块5000根据SISO处理输入数据管道并且能包括FEC编码器块5010、比特交织器块5020、比特到信元解复用块5030、星座映射器块5040、信元交织器块5050、时间交织器块5060。
FEC编码器块5010能够在输入数据管道上执行BCH编码和LDPC 编码来向其添加冗余，使得接收装置能够校正在传输信道上生成的错误。
比特交织器块5020能够根据交织规则来交织FEC编码数据管道的比特流，使得比特流具有抗可能在传输信道上产生的突发错误的稳健性。因此，当将深衰落或擦除应用于QAM符号时，因为交织比特被映射到QAM符号，能够防止在所有代码字比特的连续比特中产生错误。
比特到信元解复用块5030能够确定输入比特流的顺序，使得能够考虑输入比特流的顺序和星座映射规则，通过适当稳健性传输FEC块中的每个比特。
此外，比特交织器块5020位于FEC编码器块5010和星座映射器块5040之间并且考虑接收广播信号的装置的LDPC编码，能够将由 FEC编码器块5010执行的LDPC编码的输出比特连接到具有星座映射器的不同可靠性值和最佳值的比特位置。因此，比特到信元解复用块 5030能够由具有类似或相同功能的块代替。
星座映射器块5040能够将输入到其中的比特字映射到一个星座。在这种情况下，星座映射器块5040能够另外执行旋转&Q延时。即，星座映射器块5040能够根据旋转角，旋转输入星座，将星座划分成同相分量和正交相位分量并且仅使正交相位分量延时任意值。然后，使用成对同相分量和正交相位分量，星座映射器块5040能够将星座重新映射到新的星座。
此外，星座映射器块5040能够移动二维平面上的星座点以便找出最佳星座点。通过该过程，能够优化编译&调制模块1100的容量。此外，星座映射器块5040能够使用IQ平衡星座点和旋转，执行上述操作。星座映射器块5040能够由具有相同或类似功能的块代替。
信元交织器块5050能够任意地交织对应于一个FEC块的信元并且输出所交织的信元，使得能够以不同顺序输出对应于各个FEC块的信元。
时间交织器块5060能够交织属于多个FEC块的信元并且输出所交织的信元。因此，在对应于时间交织深度的期间，分散和传输对应于FEC块的信元，并且从而能够获得分集增益。
第二块5100根据MISO处理输入数据管道，并且能够以与第一块 5000相同的方式，包括FEC编码器块、比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块。然而，第二块5100不同于第一块5000之处在于第二块5100进一步包括MISO处理块5110。第二块5100执行与第一块5000相同的过程，包括输入操作到时间交织器操作，由此，省略相应块的描述。
MISO处理块5110能够根据提供发射分集的MISO编码矩阵，编码输入信元，并且通过两条路径，输出MISO处理过的数据。根据本发明的一个实施例的MISO处理能够包括OSTBC(正交空间时间块编译)/OSFBC(正交空间频率块编译，Alamouti编译)。
第三块5200根据MIMO处理输入数据管道并且能够以与第二块 5100相同的方式，包括FEC编码器块、比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块，如图5所示。然而，第三块5200的数据处理过程不同于第二块5100之处在于第三块5200包括MIMO处理块5220。
即，在第三块5200中，FEC编码器块和比特交织器块的基本任务与第一块和第二块5000和5100相同，尽管其功能可能不同于第一块和第二块5000和5100。
比特到信元解复用块5210能够生成与MIMO处理的输入比特流一样多的输出比特流，并且通过用于MIMO处理的MIMO路径，输出该输出比特流。在这种情况下，能够考虑LDPC和MIMO处理的特性，设计比特到信元解复用块5210来优化接收装置的解码性能。
星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块的基本作用与第一和第二块5000和5100相同，尽管其功能可能不同于第一和第二块5000 和5100。如图5所示，能够存在与用于MIMO处理的MIMO路径的数量一样多的星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块。在这种情况下，对通过各个路径输入的数据，星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块能够同等或独立地操作。
MIMO处理块5220能够使用MIMO编码矩阵，在两个输入信元上执行MIMO处理并且通过两条路径，输出MIMO处理过的数据。根据本发明的实施例的MIMO编码矩阵能够包括空间复用、Golden码、全速率全分集码、线性分散码等等。
第四块5300处理PLS前/PLS后信息并且能够执行SISO或MISO 处理。
包括在第四块5300中的比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块、时间交织器块和MISO处理块的基本作用对应于第二块5100，尽管其功能可能不同于第二块5100。
包括在第四块5300中的缩短/删余(punctured)FEC编码器块5310 能够使用用于对输入数据的长度短于执行FEC编码所必需的长度的情形提供的PLS路径的FEC编码方案，处理PLS数据。具体地，缩短/ 删余FEC编码器块5310能够在输入比特流上执行BCH编码，填充对应于用于常规LDPC编码所必需的所需输入比特流的0，执行LDPC编码，然后，去除填充的0来删余奇偶检验位，使得有效码率变得等于或小于数据管道率。
根据设计，包括在第一块5000至第四块5300中的块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图5所示，编译&调制模块能够将对各个路径处理的数据管道 (或DP数据)、PLS前信息和PLS后信息输出到帧结构模块。
图6示出根据本发明的一个实施例的帧结构模块。
图6所示的帧结构模块对应于图1所示的帧结构模块1200的实施例。
根据本发明的一个实施例的帧结构模块能够包括至少一个信元映射器6000、至少一个延时补偿模块6100和至少一个块交织器6200。能够改变信元映射器6000、延时补偿模块6100和块交织器6200的数量。将描述帧结构块的每个模块。
信元映射器6000能够根据调度信息，将对应于从编译&调制模块输出的SISO、MISO或MIMO处理后数据管道的信元、对应于可共同用于数据管道的公共数据的信元和对应于PLS前/PLS后信息的信元分配给信号帧。公共数据是指共同应用于所有或一些数据管道并且能够通过特定数据管道传输的信令信息。传输公共数据通过的数据管道能够称为公共数据管道并且能够根据设计改变。
当根据本发明的实施例的传输广播信号的装置使用两个输出天线并且Alamouti编译用于MISO处理时，根据Alamouti编码，信元映射器6000能够执行成对信元映射以便保持正交性。即，信元映射器6000 能够将输入信元的两个连续信元处理为一个单元并且将该单元映射到帧。因此，对应于每个天线的输出路径的输入路径中的成对信元能够分配到传输帧中的相邻位置。
延时补偿模块6100能够通过使用于下一传输帧的输入PLS数据信元延时一帧，获得对应于当前传输帧的PLS数据。在这种情况下，通过当前信号帧中的前导部，传输对应于当前帧的PLS数据，并且通过当前信号帧中的前导部或当前信号帧的每个数据管道中的带内信令，传输对应于下一信号帧的PLS数据。这能够由设计者改变。
块交织器6200能够通过交织对应于信号帧的单元的传输块中的信元，获得额外分集增益。此外，当执行上述成对信元映射时，块交织器6200能够通过将输入信元的两个连续信元处理为一个单元执行该交织。因此，从块交织器6200输出的信元能够是两个连续相同的信元。
当执行成对映射和成对交织时，对通过路径输入的数据，至少一个信元映射器和至少一个块交织器能够同等或独立地操作。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图6所示，帧结构模块能够将至少一个信号帧输出到波形生成模块。
图7示出根据本发明的实施例的波形生成模块。
图7所示的波形生成模块对应于参考图1所述的波形生成模块 1300的实施例。
根据本发明的实施例的波形生成模块能够调制和传输与用于接收和输出从图6所示的帧结构模块输出的信号帧的天线数量一样多的信号帧。
具体地，图7所示的波形生成模块是使用m个Tx天线，传输广播信号的装置的波形生成模块的实施例并且能够包括用于调制和输出对应于m个路径的帧的m个处理块。m个处理块能够执行相同处理过程。将描述m个处理块中的第一处理块7000的操作。
第一处理块7000能够包括参考信号&PAPR降低块7100、逆波形变换块7200、时间的PAPR降低块7300、保护序列插入块7400、前导插入块7500、波形处理块7600、其他系统插入块7700和DAC(数模转换器)块7800。
参考信号插入&PAPR降低块7100能够将参考信号插入到每个信号块的预定位置中并且应用PAPR降低方案来降低时域中的PAPR。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则参考信号插入&PAPR降低块7100能够使用预留一些活跃子载波而不使用它们的方法。此外，根据广播传输/接收系统，参考信号插入&PAPR 降低块7100可以不将PAPR降低方案用作可选特征。
考虑传输信道和特性以及系统体系结构，逆波形变换块7200能够以提高传输效率和灵活性的方式变换输入信号。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则逆波形变换块7200 能够采用通过逆FFT运算，将频域信号变换成时域信号的方法。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于单载波系统，则逆波形变换块7200可以不用在波形生成模块中。
时间的PAPR降低块7300能够使用用于降低时域中的输入信号的 PAPR的方法。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于 OFDM系统，则时间的PAPR降低块7300可以使用简单截断峰值振幅的方法。此外，时间的PAPR降低块7300可以不用在根据本发明的实施例的广播传输/接收系统中，因为它是可选的特征。
保护序列插入块7400能够提供相邻信号块之间的保护间隔并且当需要时，将特定序列插入到保护间隔中以便最小化传输信道的延时扩展的影响。因此，接收装置能够易于执行同步或信道估计。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则保护序列插入块7400可以将循环前缀插入到OFDM符号的保护间隔中。
前导插入块7500能够将传输装置和接收装置之间商定的已知类型的信号(例如前导或前导符号)插入到传输信号中，使得接收装置能够快速且有效地检测目标系统信号。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则前导插入块7500能够定义由多个OFDM符号组成的信号帧并且将前导符号插入到每个信号帧的开始。即，前导携带基本PLS数据并且位于信号帧的开始。
波形处理块7600能够在输入基带信号上执行波形处理，使得输入基带信号满足信道传输特性。波形处理块7600可以使用执行平方根升余弦(SRRC)滤波来获得传输信号的带外发射的标准。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于多载波系统，则可以不使用波形处理块7600。
其他系统插入块7700能够复用时域中的多个广播传输/接收系统的信号，使得能够在同一RF信号带宽中，同时传输提供广播服务的两个或更多个不同广播传输/接收系统的数据。在这种情况下，两个或更多个不同广播传输/接收系统是指提供不同广播服务的系统。不同广播服务可以指地面广播服务、移动广播服务等等。通过不同帧，能够传输与各个广播服务有关的数据。
DAC块7800能够将输入数字信号变换成模拟信号并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号能够通过m个输出天线发射。根据本发明的实施例的Tx天线能够具有垂直或水平极性。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图8示出根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。
根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置对应于参考图1所述的传输用于未来广播服务的广播信号的装置。根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置能够包括同步&解调模块8000、帧解析模块8100、解映射&解码模块8200、输出处理器8300和信令解码模块8400。将描述用于接收广播信号的每个模块的操作。
同步&解调模块8000能够通过m个Rx天线，接收输入信号，相对于对应于接收广播信号的装置的系统，执行信号检测和同步，并且执行对应于由传输广播信号的装置执行的过程的逆过程的解调。
帧解析模块8100能够解析输入信号帧并且提取传输由用户选择的服务通过的数据。如果传输广播信号的装置执行交织，则帧解析模块8100能够执行对应于交织的逆过程的解交织。在这种情况下，通过解码从信令解码模块8400输出的数据，能够获得需要提取的信号和数据的位置来恢复由传输广播信号的装置生成的调度信息。
解映射&解码模块8200能够将输入信号转换成比特域数据，然后根据需要对其解交织。解映射&解码模块8200能够执行应用于传输效率的映射的解映射并且通过解码，校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射&解码模块8200能够获得通过解码从信令解码模块8400输出的数据，获得用于解映射和解码所需的传输参数。
输出处理器8300能够执行由传输广播信号的装置用来提高传输效率的各种压缩/信号处理过程的逆过程。在这种情况下，输出处理器 8300能够从由信令解码模块8400输出的数据，获得所需控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到传输广播信号的装置的信号并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或v6)和通用流。
信令解码模块8400能够从由同步&解调模块8000解调的信号，获得PLS信息。如上所述，帧解析模块8100、解映射&解码模块8200 和输出处理器8300能够使用从信令解码模块8400输出的数据，执行其功能。
图9示出根据本发明的实施例的同步&解调模块。
图9所示的同步&解调模块对应于参考图8所述的同步&解调模块的实施例。图9所示的同步&解调模块能够执行图7中所示的波形生成模块的操作的逆操作。
如图9所示，根据本发明的实施例的同步&解调模块对应于使用m 个Rx天线，接收广播信号的装置的同步&解调模块并且能够包括m个处理块，用于解调分别通过m个路径输入的信号。m个处理块能够执行相同的处理过程。将描述m个处理块中的第一处理块9000的操作。
第一处理块9000能够包括调谐器9100、ADC块9200、前导检测器9300、保护序列检测器9400、波形变换块9500、时间/频率同步块 9600、参考信号检测器9700、信道均衡器9800和逆波形变换块9900。
调谐器9100能够选择所需频带，补偿所接收的信号的大小并且将所补偿的信号输出到ADC块9200。
ADC块9200能够将从调谐器9100输出的信号变换成数字信号。
前导检测器9300能够检测前导(或前导信号或前导符号)以便校验该数字信号是否对应于接收广播信号的装置的系统的信号。在这种情况下，前导检测器9300能够解码通过前导接收的基本传输参数。
保护序列检测器9400能够检测数字信号中的保护序列。时间/频率同步块9600能够使用所检测的保护序列，执行时间/频率同步，并且信道均衡器9800能够使用所检测的保护序列，通过所接收/恢复的序列，估计信道。
当传输广播信号的装置已经执行逆波形变换时，波形变换块9500 能够执行逆波形变换的逆操作。当根据本发明的一个实施例的广播传输/接收系统是多载波系统时，波形变换块9500能够执行FFT。此外，当根据本发明的实施例的广播传输/接收系统是单载波系统时，如果在频域中处理或在时域中处理所接收的时域信号，可以不使用波形变换块9500。
时间/频率同步块9600能够接收前导检测器9300、保护序列检测器9400和参考信号检测器9700的输出数据并且执行包括保护序列检测和位于检测信号上的块窗口的时间同步和载波频率同步。其中，时间/频率同步块9600能够反馈波形变换块9500的输出信号，用于频率同步。
参考信号检测器9700能够检测所接收的参考信号。因此，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能够执行同步或信道估计。
信道均衡器9800能够从保护序列或参考信号，估计从每个Rx天线到每个Tx天线的传输信道并且使用所估计的信道，执行用于接收数据的信道均衡。
当波形变换块9500执行用于有效同步和信道估计/均衡的波形变换时，逆波形变换块9900可以恢复初始接收的数据域。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统是单载波系统，则波形变换块9500能够执行FFT以便在频域中执行同步/信道估计/均衡，以及逆波形变换块 9900能够在信道均衡信号上执行IFFT来恢复所传输的数据符号。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统是多载波系统，则可以不使用逆波形变换块9900。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图10示出根据本发明的实施例的帧解析模块。
图10所示的帧解析模块对应于参考图8所述的帧解析模块的实施例。图10所示的帧解析模块能够执行图6所示的帧结构模块的操作的逆操作。
如图10所示，根据本发明的实施例的帧解析模块能够包括至少一个块交解织器10000和至少一个信元解映射器10100。
块解交织器10000能够在信号块的基础上，解交织通过m个Rx 天线的数据路径输入并且由同步&解调模块处理的数据。在这种情况下，如果传输广播信号的装置执行如图8所示的成对交织，则块解交织器10000能够将两个连续数据片处理为一对每个输入路径。因此，即使当已经执行解交织时，块解交织器10000也能够输出两个连续数据片。此外，块解交织器10000能够执行传输广播信号的装置执行的交织操作的逆操作来按原始顺序输出数据。
信元解映射器10100能够从所接收的信号帧，提取对应于公共数据的信元、对应于数据管道的信元和对应于PLS数据的信元。信元解映射器10100能够合并分布和传输的数据并且根据需要，将其输出为流。当在传输广播信号的装置中，将两个连续信元输入数据片处理为一对并且映射时，如图6所示，信元解映射器10100能够作为传输广播信号的装置的映射操作的逆过程，执行用于将两个连续输入信元处理为一个单元的成对信元解映射。
此外，信元解映射器10100能够将通过当前帧接收的PLS信令数据提取为PLS前&PLS后数据并且输出PLS前&PLS后数据。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图11示出根据本发明的实施例的解映射&解码模块。
图11所示的解映射&解码模块对应于图8所示的解映射&解码模块的实施例。图11所示的解映射&解码模块能够执行图5所示的编译 &调制模块的操作的逆操作。
如上所述，根据本发明的实施例的传输广播信号的装置的编译& 调制模块能够通过对各个路径，独立地向其应用SISO、MISO和MIMO，处理输入数据管道。因此，图11所示的解映射&解码模块能够包括响应传输广播信号的装置，根据SISO、MISO和MIMO，用于处理从帧解析模块输出的数据的块。
如图11所示，根据本发明的实施例的解映射&解码模块能够包括用于SISO的第一块11000、用于MISO的第二块11100、用于MIMO 的第三块11200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块11300。根据设计，图11所示的解映射&解码模块是示例性的并且可以仅包括第一块11000和第四块11300、仅第二块11100和第四块11300，或仅第三块11200和第四块11300。即，解映射&解码模块能够包括根据设计，用于同样或不同地处理数据管道的块。
将描述解映射&解码模块的每个块。
第一块11000根据SISO处理输入数据管道并且能够包括时间解交织器块11010、信元解交织器块11020、星座解映射器块11030、信元到比特复用块11040、比特解交织器块11050和FEC解码器块11060。
时间解交织器块11010能够执行由图5所示的时间交织器块5060 执行的过程的逆过程。即，时间解交织器块11010能够将在时域中交织的输入符号解交织成其原始位置。
信元解交织器块11020能够执行由图5所示的信元交织器块5050 执行的过程的逆过程。即，信元解交织器块11020能够将在一个FEC 块中扩展的信元的位置解交织成其原始位置。
星座解映射器块11030能够执行由图5所示的星座映射器块5040 执行的过程的逆过程。即，星座解映射器块11030能够将符号域输入信号解映射成比特域数据。此外，星座解映射器块11030可以执行硬判决并且输出所判决的比特数据。此外，星座解映射器块11030可以输出每个比特的对数似然比(LLR)，其对应于软判决值或概率值。如果传输广播信号的装置应用旋转星座以便获得另外的分集增益，则星座解映射器块11030能够执行对应于所旋转的星座的2维LLR解映射。这里，星座解映射器块11030能够计算LLR，使得能够补偿由传输广播信号的装置施加到I或Q分量的延时。
信元到比特复用块11040能够执行由图5中所示的比特到信元解复用块5030执行的过程的逆过程。即，信元到比特复用块11040能够将由比特到信元解复用块5030映射的比特数据恢复成原始比特流。
比特解交织器块11050能够执行由图5所示的比特交织器5020执行的过程的逆过程。即，比特解交织器块11050能够按原始顺序，解交织从信元到比特复用块11040输出的比特流。
FEC解码器块11060能够执行由图5所示的FEC编码器块5010 执行的过程的逆过程。即，FEC解码器块11060能够通过执行LDPC 解码和BCH解码，校正在传输信道上产生的错误。
第二块11100根据MISO处理输入数据管道，并且能够以与第一块11000相同的方式，包括时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块、比特解交织器块和FEC解码器块，如图11所示。然而，第二块11100不同于第一块11000之处在于第二块11100进一步包括MISO解码块11110。第二块11100执行与第一块 11000相同的过程，包括时间解交织操作到输出操作，由此省略相应块的描述。
MISO解码块11110能够执行图5所示的MISO处理块5110的操作的逆操作。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统使用 STBC，则MISO解码块11110能够执行Alamouti解码。
第三块11200根据MIMO处理输入数据管道并且能够以与第二块 11100相同的方式，包括时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块、比特解交织器块和FEC解码器块，如图 11所示。然而，第三块11200不同于第二块11100之处在于第三块11200 进一步包括MIMO解码块11210。包括在第三块11200中的时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块和比特解交织器块的基本作用与包括在第一和第二块11000和11100中的相应块的作用相同，尽管其功能可能不同于第一和第二块11000和 11100。
MIMO解码块11210能够接收用于m个Rx天线的输入信号的信元解交织器的输出数据并且作为图5所示的MIMO处理块5220的操作的逆操作，执行MIMO解码。MIMO解码块11210能够执行最大似然解码来获得最佳解码性能或通过降低复杂度，执行球形解码。另外，MIMO解码块11210能够通过执行MMSE检测或通过MMSE检测执行迭代解码，实现提高的解码性能。
第四块11300处理PLS前/PLS后信息并且能够执行SISO或MISO 解码。第四块11300能够执行由参考图5所述的第四块5300执行的过程的逆过程。
包括在第四块中的时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块和比特解交织器块的基本作用与第一、第二和第三块11000、11100和11200的相应块相同，尽管其功能可以不同于第一、第二和第三块11000、11100和11200。
包括在第四块11300中的缩短/删余FEC解码器11310能够执行由参考图5所述的缩短/删余FEC解码器块5310执行的过程的逆过程。即，缩短/删余FEC解码器块5310能够在根据PLS数据长度缩短/删余的数据上执行解缩短和解删余，然后在其上执行FEC解码。在这种情况下，不需要仅用于PLS的附加FEC解码器硬件，由此，能够简化系统设计并且实现有效编译。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
根据本发明的实施例的解映射&解码模块能够将对各个路径处理的数据管道和PLS信息输出到该输出处理器，如图11所示。
图12和13示出根据本发明的实施例的输出处理器。
图12示出根据本发明的实施例的输出处理器。
图12所示的输出处理器对应于图8所示的输出处理器的实施例。图12所示的输出处理器接收从解映射&解码模块输出的单一数据管道并且输出单一输出流。输出处理器能够执行图2所示的输入格式化模块的操作的逆操作。
图12所示的输出处理器能够包括BB加扰器块12000、填充去除块12100、CRC-8解码器块12200和BB帧处理器块12300。
BB加扰器块12000能够通过对输入比特流，生成与用在传输广播信号的装置中相同的PRBS并且在PRBS和比特流上执行XOR运算，解加扰输入比特流。
当需要时，填充去除块12100能够去除通过传输广播信号的装置插入的填充比特。
CRC-8解码器块12200能够通过在从填充去除块12100接收的比特流上执行CRC解码，校验块错误。
BB帧处理器块12300能够解码通过BB帧报头传输的信息并且使用解码信息，恢复MPEG-TS、IP流(v4或v6)或通用流。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图13示出根据本发明的另一实施例的输出处理器。
图13所示的输出处理器对应于图8所示的输出处理器的实施例。图13所示的输出处理器接收从解映射&解码模块输出的多个数据管道。解码多个数据管道能够包括合并公共应用于多个数据管道及其相关数据管道的公共数据并且解码它的过程或通过接收广播信号的装置，同时解码多个服务或服务组件(包括可缩放视频服务)的过程。
图13所示的输出处理器能够包括与图12所示的输出处理器的BB 解加扰器块、填充去除块、CRC-解码器块和BB帧处理器块。这些块的基本作用与参考图12所述的块相同，尽管其操作可能不同于图12 所示的块。
包括在图13所示的输出处理器中的去抖动缓冲器块13000能够根据恢复的TTO(时间输出)参数，补偿由为同步多个数据管道，传输广播信号的装置插入的延时。
空分组插入块13100能够参考所恢复的DNP(删除的空分组)，恢复从流去除的空分组并且输出公共数据。
TS时钟再生块13200能够基于ISCR(输入流时间基准)信息，恢复输出分组的时间同步。
TS重组块13300能够重组从空分组插入块13100输出的公共数据及其相关的数据管道，以便恢复原始MPEG-TS、IP流(v4或v6)或通用流。能够通过BB帧报头，获得TTO、DNT和ISCR信息。
带内信令解码块13400能够解码和输出通过数据管道的每个FEC 帧中的填充比特字段传输的带内物理层信令信息。
图13所示的输出处理器能够BB解加扰分别通过PLS前路径和 PLS后路径输入的PLS前信息和PLS后信息，并且解码该解加扰数据来恢复原始PLS数据。所恢复的PLS数据被输送到包括在接收广播信号的装置中的系统控制器。系统控制器能够提供接收广播信号的装置的同步&解调模块、帧解析模块、解映射&解码模块和输出处理器模块所需的参数。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图14示出根据本发明的另一实施例的编译&调制模块。
图14所示的编译&调制模块对应于图1至5所示的编译&调制模块的另一实施例。
为控制通过每个数据管道传输的每个服务或服务组件的QoS，如上参考图5所述，图14所示的编译&调制模块能够包括用于SISO的第一块14000、用于MISO的第二块14100、用于MIMO的第三块14200 和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块14300。此外，根据设计，编译&调制模块能够包括用于同样或不同地处理数据管道的块。图14所示的第一块14000至14300与图5所示的第一至第四块5000至5300 类似。
然而，图14所示的第一至第四块14000至14300不同于图5所示的第一块至第四块5000至5300之处在于包括在第一至第四块14000 至14300中的星座映射器14010具有不同于图5所示的第一至第四块 5000至5300的功能，旋转&I/Q交织器块14020存在于图14所示的第一至第四块14000至14300的信元交织器和时间交织器之间，并且用于MIMO的第三块14200具有不同于图5所示的用于MIMO的第三块 5200的配置。下述描述集中在图14所示的第一至第四块14000至14300 与图5所示的第一至第四块5000至5300之间的这些区别上。
图14所示的星座映射器块14010能够将输入比特字映射成复数符号。然而，不同于图5所示的星座映射器块，星座映射器块14010可以不执行星座旋转。图14所示的星座映射器块14010公共应用于第一、第二和第三块14000、14100和14200，如上所述。
旋转&I/Q交织器块14020能够在逐个符号的基础上，独立地交织从信元交织器输出的信元交织数据的每个复数符号的同相和正交相位分量并且输出该同相和正交相位分量。旋转&I/Q交织器块14020的输入数据片和输出数据片的数量为2个或以上，能够由设计者改变。此外，旋转&I/Q交织器块14020可以不交织同相分量。
旋转&I/Q交织器块14020公共应用于第一至第四块14000至 14300，如上所述。在这种情况下，通过上述前导，能够用信号告知是否将旋转&I/Q交织器块14020施加到用于处理PLS前/后信息的第四块 14300。
用于MIMO的第三块14200能够包括Q块交织器块14210和复数符号生成器块14220，如图14所示。
Q块交织器块14210能够置换从FEC编码器接收的FEC编码的 FEC块的奇偶校验部。因此，能够使LDPC H矩阵的奇偶校验部为如信息部的循环结构。Q块交织器块14210能够置换具有LDPC H矩阵的Q大小的输出比特块的顺序，然后执行行-列块交织来生成最终比特流。
复数符号生成器块14220接收从Q块交织器块14210输出的比特流，将比特流映射成复数符号并且输出复数符号。在这种情况下，复数符号生成器块14220能够通过至少两个路径，输出复数符号。这能够由设计者改变。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
图14所示的根据本发明的另一实施例的编译&调制模块能够将对各个路径处理的数据管道、PLS前信息和PLS后信息输出到帧结构模块。
图15示出根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块。
图15所示的解映射&解码模块对应于图11所示的解映射&解码模块的另一实施例。图15所示的解映射&解码模块能够执行图14所示的编译&调制模块的操作的逆操作。
如图15所示，根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块能够包括用于SISO的第一块15000、用于MISO的第二块11100、用于MIMO 的第三块15200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块14300。此外，根据设计，解映射&解码模块能够包括用于同样或不同地处理数据管道的块。图15所示的第一至第四块15000至15300与图11所示的第一至第四块11000至11300类似。
然而，图15所示的第一至第四块15000至15300不同于图11所示的第一至第四块11000至11300之处在于I/Q解交织器和解旋块 15010存在于第一至第四块15000至15300的时间交织器和信元解交织器之间，包括在第一至第四块15000至15300中的星座映射器15010 具有不同于图11所示的第一块至第四块11000至11300的功能以及用于MIMO的第三块15200具有不同于图11所示，用于MIMO的第三块11200。下述描述集中在图15所示的第一至第四块15000至15300 和图11所示的第一至第四块11000至11300之间的这些区别上。
I/Q解交织器&解旋块15010能够执行由图14中所示的旋转&I/Q 交织器块14020执行的过程的逆过程。即，I/Q解交织器&解旋块15010 能够解交织由传输广播信号的装置I/Q交织和传输的I和Q分量并且解旋具有所恢复的I和Q分量的复数符号。
I/Q解交织器&解旋块15010公共应用于第一至第四块15000至 15300，如上所述。在这种情况下，通过上述前导，能够用信号告知是否将I/Q解交织器&解旋块15010施加到用于处理PLS前/后信息的第四块15300。
星座解映射器块15020能够执行由图14所示的星座映射器块 14010执行的过程的逆过程。即，星座解映射器块15020能够解映射信元解交织数据，而不执行解旋。
用于MIMO的第三块15200能够包括复数符号解析块15210和Q 块解交织器块15220，如图15所示。
复数符号解析块15210能够执行由图14所示的复数符号生成器块 14220执行的过程的逆过程。即，复数符号解析块15210能够解析复数数据符号并且将其解映射成比特数据。在这种情况下，复数符号解析块15210能够通过至少两个路径，接收复数数据符号。
Q块解交织器块15220能够执行由图14所示的Q块交织器块 14210执行的过程的逆过程。即，Q块解交织器块15220能够根据行- 列交织，恢复Q大小块，将置换的块的顺序恢复成原始顺序，然后根据奇偶校验解交织，将奇偶校验位的位置恢复成原始位置。
根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。
如图15所示，根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块能够将对各个路径处理的数据管道和PLS信息输出到输出处理器。
如上所述，根据本发明的实施例的传输广播信号的装置和方法能够复用同一RF信道内的不同广播传输/接收系统的信号并且传输所复用的信号并且根据本发明的实施例的接收广播信号的装置和方法能够响应广播信号传输操作处理信号。因此，可以提供柔性广播传输和接收系统。
图16是图示出不考虑信号空间分集(SSD)的条件下的交织器的组合的概念图。
当不考虑SSD时，可用四个情形S1至S4来表示交织器的组合。每个情形可包括信元(cell)交织器、时间交织器和/或块交织器。
本发明的范围或精神不限于上述交织器的组合，并且本发明可以提供用交织器的替换、删除和/或添加来提供多种附加组合。可在考虑系统吞吐量、接收器操作、存储器复杂性、稳健性等的情况下确定附加交织器的组合。例如，可另外提出通过从四个情形中的每一个中省略信元交织器而实现的新情形。虽然在图中未示出附加情形，但该附加情形在本发明的范围或精神内，并且此附加情形的操作可与单独组成交织器的操作的总和相同。
在图16中，对角时间交织器和块时间交织器可对应于上述时间交织器。另外，成对方式频率交织器可对应于与上述块交织器相对应的交织器。该单独交织器可以是供在常规技术中使用的传统信元交织器、传统时间交织器和/或传统块交织器，或者可以是供在本发明中使用的新的信元交织器、新的时间交织器和/或新的块交织器。上文所述的四个情形可包括传统交织器和新交织器的组合。图16中所示的阴影交织器可表示新交织器，或者可表示具有其它作用或功能的传统交织器。
[表1]
表1示出了供在四个情形中使用的各种交织器。“类型”项目定义各交织器的各种类型。例如，信元交织器可包括类型A交织器和/或类型B 交织器。块时间交织器可包括类型A交织器和/或类型B交织器。“发展状态”项目表示各交织器的类型的发展状态。例如，类型A信元交织器可以是新信元交织器，并且类型B信元交织器可以是常规信元交织器。“交织种子变化”项目可指示每个交织器的交织种子是否可改变。“是”项目可指示每个交织器的交织种子是可改变的(即，是)。“单存储器解交织”项目可指示对应于每个交织器的解交织器是否提供单存储器解交织。“是”项目可指示单存储器解交织。
类型B小区交织器可对应于供在常规技术(T2、NGH)中使用的频率交织器。类型A块时间交织器可对应于DVB-T2。类型B块时间交织器可对应于供在DVB-NGH中使用的交织器。
[表2]
表2示出了类型A信元交织器、类型B信元交织器以及频率交织器。如上所述，频率交织器可对应于上述块交织器。
表1中所示的信元交织器的基本操作与表2的那些相同。信元交织器可执行对应于一个FECK块的多个信元的交织，并输出交织结果。在这种情况下，可按照单独FEC块的不同顺序输出对应于单独FEC块的信元。信元解交织器可从一个FEC块中交织的信元的位置到信元的原始位置执行解交织。可如上所述地省略信元交织器和信元解交织器，或者可用具有相同或类似功能的其它块/模块来替换。
类型A信元交织器是本发明新提出的，并且可通过对单独FEC块施加不同的交织种子来执行交织。具体地，可以以预定时间的间隔将对应于一个FEC块的信元交织，并且可以产生交织的结果得到的信元。类型A信元解交织器可使用单个存储器来执行解交织。
当被用作在常规技术(T2、NGH)中使用的频率交织器的交织器被使用作为信元交织器时，可实现类型B信元交织器。类型B信元交织器可执行对应于一个FEC块的信元的交织，并且可输出交织信元。类型 B信元交织器可对偶数FEC块和奇数FEC块应用不同的交织种子，并且然后执行交织。因此，类型B信元交织器的缺点在于与类型A信元交织器相比对单独的FEC块应用不同的交织种子。类型B信元解交织器可使用单存储器来执行解交织。
一般频率交织器可对应于上述块交织器。块交织器(即，频率交织器)的基本操作可与上述操作相同。块交织器可执行包含在被用作发射(Tx)帧的单位的发射(Tx)块中的信元的交织，从而获得附加分集增益。成对方式块交织器可将两个相邻信元处理成一个单元，并且执行已处理结果的交织。因此，成对方式块交织器的输出信元可以是要布置成彼此相邻的两个相邻信元。输出信元可以与两个天线路径相同的方式操作，或者可相互独立地操作。
一般块解交织器(频率解交织器)的操作可与上述块解交织器的基本操作相同。块解交织器可执行块交织器操作的相反过程从而恢复原始数据顺序。块解交织器可以以发射块(TB)为单位来执行数据的解交织。如果成对方式块交织器被发射器使用，则块解交织器可以通过将每个输入路径的两条相邻数据配对来执行解交织。如果通过将两条相邻数据配对来执行解交织，则输出数据可以是两条相邻数据。可如上所述地省略块交织器和块解交织器，或者可用具有相同或类似功能的其它块/模块来替换。
成对方式频率交织器可以是由本发明提出的新频率交织器。该新频率交织器可执行上述块交织器的基本操作的已修改操作。根据实施例，新频率交织器可通过对各OFDM符号应用不同的交织种子进行操作。根据另一实施例，将OFDM符号配对，使得可对配对OFDM符号执行交织。在这种情况下，可对一个OFDM符号对应用不同的交织种子。也就是说，可向已配对OFDM符号应用相同的交织种子。可通过将两个相邻OFDM符号组合来实现OFDM符号对。可将OFDM符号的两个数据载体配对，并且可对已配对数据载体执行交织。
新频率交织器可使用两个存储器来执行交织。在这种情况下，可使用第一存储器将偶数对交织，并且可使用第二存储器将奇数对交织。成对方式频率解交织器可使用单存储器来执行解交织。在这种情况下，成对方式频率解交织器可指示对应于新频率交织器的新频率解交织器。
[表3]
表3示出了类型A块时间交织器、类型B块时间交织器、类型A对角时间交织器以及类型B对角时间交织器。对角时间交织器和块时间交织器可对应于上述时间交织器。
一般时间交织器可将对应于多个FEC块的信元混合，并输出混合信元。包含在每个FEC块中的信元通过时间交织被分散时间交织深度，并且可发射分散的信元。可以通过时间交织来获得分集增益。一般时间解交织器可执行时间交织器操作的相反操作。时间交织器可执行在时域中交织的信元到信元的原始位置的解交织。可如上所述地省略时间交织器和时间解交织器，或者可用具有相同或类似功能的其它块/模块来替换。
表3中所示的块时间交织器可执行与在常规技术(T2、NGH)中使用的时间交织器的那些类似的操作。类型A块时间交织器可指示两个或更多交织器，其中的每一个相对于一个输入FEC块具有交织深度。另外，类型B块时间交织器可指示特定交织器，其相对于一个输入FEC块具有1的交织深度。在这种情况下，交织深度可指示列方式写时段。
表3中所示的对角时间交织器可以是由本发明提出的新时间交织器。对角时间交织器可以与上述块时间交织器不同的方式在对角方向上执行读操作。也就是说，对角时间交织器可通过执行列方式写操作在存储器中存储FEC块，并且可通过执行对角方式读操作来读取存储在存储器中的信元。根据本发明，在上述情况下使用的存储器的数目可设定成2个。对角烦死读操作可指示用于在存储于存储器中的交织阵列中读取在对角上相互间隔开预定距离的信元的操作。可通过对角烦死读操作来实现交织。可将该对角时间交织器称为扭曲行列块交织器。
类型A对角时间交织器可指示相对于一个输入FEC块具有2或更高的交织深度的交织器。另外，类型B对角时间交织器可指示相对于一个输入FEC块具有1的交织深度的交织器。在这种情况下，交织深度可指示列方式写时段。
图17示出了根据本发明的块时间交织器和对角时间交织器的列方式写操作。
类型A块时间交织器和类型A对角时间交织器的列方式写操作可具有2或更高的交织深度，如图17中所示。
类型B块时间交织器和类型B对角时间交织器的列方式写操作可如图17中所示具有1的交织深度。在这种情况下，交织深度可指示列方式写时段。
图18是图示出不考虑信号空间分集(SSD)的情况下的在交织器的组合中的第一情形S2的概念图。
图18(a)示出了根据第一情形的交织结构。第一情形的交织结构可包括类型B信元交织器、类型A或类型B对角时间交织器和/或成对方式频率交织器。在这种情况下，成对方式频率交织器可以是上述新频率交织器。
类型B信元交织器可随机地将对应于一个FEC块的信元混合，并输出混合信元。在这种情况下，可按照单独FEC块的不同顺序输出对应于每个FEC块的信元。类型B信元交织器可通过对奇数输入FEC块和偶数输入FEC块应用不同的交织种子来执行交织，如上所述。可以通过不仅执行用于在存储器中写入数据的写操作、而且执行用于从存储器读取数据的读操作来实现信元交织。
类型A和类型B对角时间交织器可对属于多个FEC块的信元执行列方式写操作和对角方式读操作。通过对角时间交织位于每个FEC块内的其它位置处的信元在长达对角交织深度的间隔内被分散并发射，使得可以获得分集增益。
然后，对角时间交织器的输出可在通过诸如上述信元映射器等的其它块/模块之后被输入到成对方式频率交织器。在这种情况下，成对方式频率交织器可以是新频率交织器。因此，成对方式频率交织器(新频率交织器)可通过对包含在OFDM符号中的信元进行交织来提供附加分集增益。
图18(b)示出了根据第一情形的解交织结构。第一情形的解交织结构可包括(成对方式)频率解交织器、类型A或类型B对角时间解交织器和/或类型B信元解交织器。在这种情况下，成对方式频率解交织器可对应于上述新频率解交织器。成对方式频率解交织器可通过新频率交织器操作的相反过程来执行数据的解交织。
然后，成对方式频率解交织器的输出可在通过诸如上述信元解映射器的其它块/模块之后被输入到类型A和类型B对角时间解交织器。类型A对角时间解交织器可执行类型A对角时间交织器的相反过程。类型 B对角时间解交织器可执行类型B对角时间交织器的相反过程。在这种情况下，类型A和类型B对角时间解交织器可使用单个存储器来执行时间解交织。
类型B信元解交织器可从一个FEC块中交织的信元的位置到信元的原始位置执行解交织。
图19是图示出不考虑信号空间分集(SSD)的情况下的在交织器的组合中的第二情形S2的概念图。
图19(a)示出了根据第二情形的交织结构。第二情形的交织结构可包括类型B信元交织器、类型A或类型B块时间交织器和/或成对方式频率交织器。在这种情况下，成对方式频率交织器可以是上述新频率交织器。
类型A信元交织器可通过对各输入FEC块应用不同交织种子来执行交织，如上所述。
类型A和类型B块时间交织器可通过列方式写操作和行方式读操作来执行属于多个FEC块的信元的交织。位于其它位置处的信元在长达交织深度的间隔内被分散并发射，使得可以获得分集增益。
然后，块时间交织器的输出可在通过诸如上述信元映射器等的其它块/模块之后被输入到成对方式频率交织器。在这种情况下，成对方式频率交织器可以是上述新频率交织器。因此，成对方式频率交织器 (新频率交织器)可通过对包含在OFDM符号中的信元进行交织来提供附加分集增益。
图19(b)示出了根据第二情形的解交织结构。第二情形的解交织结构可包括(成对方式)频率解交织器、类型A或类型B对角时间解交织器和/或类型B信元解交织器。在这种情况下，成对方式频率解交织器可对应于上述新频率解交织器。
成对方式频率解交织器可通过新频率交织器操作的相反过程来执行数据的解交织。
然后，成对方式频率解交织器的输出可在通过诸如上述信元解映射器的其它块/模块之后被输入到类型A和类型B对角时间解交织器。类型A块时间解交织器可执行类型A块时间交织器的相反过程。类型B块时间解交织器可执行类型B块时间交织器的相反过程。在这种情况下，类型A或类型B块时间解交织器可使用单个存储器来执行时间解交织。
类型A信元解交织器可从一个FEC块中交织的信元的位置到信元的原始位置执行解交织。
图20是图示出不考虑信号空间分集(SSD)的情况下的在交织器的组合中的第三情形S3的概念图。
图20(a)示出了根据第三情形的交织结构。第三情形的交织结构可包括类型B信元交织器、类型A或类型B对角时间交织器和/或成对方式频率交织器。在这种情况下，成对方式频率交织器可以是上述新频率交织器。
类型A信元交织器、类型A和类型B对角时间交织器以及成对方式频率交织器的操作可与上述图的那些相同。
图19(b)示出了根据第三情形的解交织结构。第三情形的解交织结构可包括(成对方式)频率解交织器、类型A或类型B对角时间解交织器和/或类型B信元解交织器。在这种情况下，成对方式频率解交织器可对应于上述新频率解交织器。
成对方式频率解交织器、类型A和类型B对角时间交织器以及类型 A信元解交织器的操作可与上述图的那些相同。
图21是图示出不考虑信号空间分集(SSD)的情况下的在交织器的组合中的第四情形S4的概念图。
图21(a)示出了根据第四情形的交织结构。第四情形的交织结构可包括类型A或类型B对角时间交织器和/或成对方式频率交织器。在这种情况下，成对方式频率交织器可以是上述新频率交织器。
类型A和类型B对角时间交织器和成对方式频率解交织器的操作可与上述图的那些相同。
图21(b)示出了根据第四情形的解交织结构。第四情形的解交织结构可包括(成对方式)频率解交织器和/或类型A或类型B对角时间解交织器。在这种情况下，成对方式频率解交织器可对应于上述新频率解交织器。
成对方式频率解交织器和类型A或类型B对角时间交织器的操作可与上述图的那些相同。
图22图示出根据本发明的实施例的随机发生器的结构。
图22图示出其中随机发生器使用PP方法来生成初始偏移值的情况。
根据本发明的实施例的随机发生器可包括寄存器32000和XOR运算器32100。一般地，PP方法可随机地输出1、...、2n-1。因此，根据本发明的实施例的随机发生器可执行寄存器重置过程以便输出包括0的 2n个符号索引并设定用于寄存器移位过程的寄存器初始值。
根据本发明的实施例的随机发生器可包括用于针对PP方法的各本原多项式的不同寄存器和XOR运算器。
下面表4示出了用于上述PP方法的本原多项式和用于寄存器重置过程和寄存器移位过程的重置值和初始值。
[表4]
上述表4示出了对应于第n本原多项式(n＝9、...、15)的寄存器重置值和寄存器初始值。如上述表4中所示，k＝0指代寄存器重置值且 k＝1指代寄存器初始值。另外，2≤k≤2n-1指代移位寄存器值。
图23图示出根据本发明的实施例的随机发生器。
图23图示出上述表4的第n本原多项式的n是9至12时的随机发生器的结构。
图24图示出根据本发明的另一实施例的随机发生器。
图24图示出上述表4的第n本原多项式的n是13至15时的随机发生器的结构。
图25图示出根据本发明的实施例的频率交织过程。
图25图示出广播信号接收器应用单个存储器时的频率交织过程，根据本发明的实施例，如果所有符号的数目是10，则包括在一个符号中的信元的数目是10，并且p是3。
图25(a)图示出使用RPI方法输出的各符号的输出值。特别地，每个OFDM符号的第一存储器索引值、亦即0、7、4、1、8…可设定为由上述RPI的随机发生器生成的初始偏移值。在交织存储器索引中指示的数表示其中包括在每个符号中的信元被交织并输出的顺序。
图25(b)图示出通过使用生成的交织存储器索引对符号单元中的输入OFDM符号的信元进行交织而获得的结果。
图26是图示出根据本发明的实施例的频率解交织过程的概念图。
图26图示出当对广播信号接收器应用单个存储器时的频率解交织过程，并且也就是说，其中包括在一个符号中的信元的数目是10的实施例。
根据本发明的实施例的广播信号接收器(或帧解析模块或块交织器)可经由按照输入顺序连续地写入经由上述频率交织而交织的符号的过程来生成解交织存储器索引，并经由读过程来输出解交织符号。在这种情况下，根据本发明的实施例的广播信号接收器可执行对被执行读的解交织存储器索引执行写的过程。
图27图示出根据本发明的实施例的频率解交织过程。
图27图示出当所有符号的数目是10、包括在一个符号中的信元的数目是10且p是3时的解交织过程。
图27(a)图示出根据本发明的实施例的到单个存储器的符号输入。也就是说，图27(a)中所示的单存储器输入符号指代根据每个输入符号的存储在单存储器中的值。在这种情况下，根据每个输入符号的存储在单存储器中的值指代通过在读取先前符号的同时连续地写入当前输入符号信元而获得的结果。
图27(b)图示出解交织存储器索引的生成过程。
解交织存储器索引是被用来将存储在单存储器中的值解交织的索引，并且在解交织存储器中指示的数指代包括在每个符号中的信元被解交织并输出的顺序。
然后，将按照所示符号之中的输入符号#0和#1来描述上述频率解交织过程。
根据本发明的实施例的广播信号接收器在单个存储器中连续地写入输入符号#0。然后，根据本发明的实施例的广播信号接收器可按照0、 3、6、9…的顺序连续地生成上述解交织存储器索引以便将输入符号#0 解交织。
然后，根据本发明的实施例的广播信号接收器根据生成的解交织存储器索引来读取在单存储器中写入(或存储)的输入符号#0。已写入的值不必被存储，并且因此可连续地重写新输入的符号#1。
然后，完成读取输入符号#1的过程和写入输入符号#1的过程，可生成解交织存储器索引以便将写入输入符号#1解交织。在这种情况下，由于根据本发明的实施例的广播信号接收器使用单个存储器，所以不能使用在广播信号发射器中应用的应用于每个符号的交织图案来执行交织。然后可以以相同方式对输入符号执行解交织处理。
图28图示出根据本发明的实施例的生成解交织存储器索引的过程。
特别地，图28图示出当由于根据本发明的实施例的广播信号接收器使用单个存储器而不能使用在广播信号发射器中应用的应用于每个符号的交织图案来执行交织时生成新交织图案的方法。
图28(a)图示出第j输入符号解交织存储器索引，并且图28(b) 图示出生成解交织存储器索引以及数学式(Math Figures)的上述过程。
如图28(b)中所示，根据本发明的实施例，使用每个输入符号的 RPI的变量。
根据本发明的实施例，生成输入符号#0的解交织存储器索引的过程使用p＝和I0＝0作为PRI的变量，与在广播信号发射器中类似。根据本发明的实施例，在输入符号#1的情况下，可使用p2＝3×3且I0＝1作为 RPI的变量，并且在输入符号#2的情况下，可使用p3＝3×3×3且I0＝7作为RPI的变量。另外，根据本发明的实施例，在输入符号#3的情况下，可使用p4＝3×3×3×3且I0＝4作为RPI的变量。
也就是说，根据本发明的实施例的广播信号接收器可改变RPI的值 p和用于每个符号的初始偏移值，并且可有效地执行解交织以便将存储在每个单存储器中的符号解交织。另外，可使用p的取幂来容易地导出在每个符号中使用的值p，并且可使用母交织种子连续地获取初始偏移值。在下文中，将描述计算初始偏移值的方法。
根据本发明的实施例，在输入符号#0中使用的初始偏移值被定义为I0＝0。在输入符号#1中使用的初始偏移值是与在输入符号#0的解交织存储器索引生成过程中生成的第七值相同的I0＝1。也就是说，根据本发明的实施例的广播信号接收器可在输入符号#0的解交织存储器索引生成过程中存储并使用该值。
输入符号#2中使用的初始偏移值是I0＝7，其与在输入符号#1的解交织存储器索引生成过程中生成的第四值相同，并且在输入符号#3中使用的初始偏移值是I0＝4，其与在输入符号#2的解交织存储器索引生成过程中生成的第一值相同。
因此，根据本发明的实施例的广播信号接收器可存储并使用与在生成先前符号的解交织存储器索引的过程中将在每个符号中使用的初始偏移值相对应的值。
结果，可根据下面数学式1来表示上述方法。
[数学式1]
对于k＝0，...，NCell_NUM-1，j=0，...，NSym_NUM-1
其中具有
对于用于解交织的第j个RPI处的初始偏移值
对于在第j个OFDM符号中的第k个输入信元索引的解交织输出存储器索引
在第j个OFDM符号中的第ω(j)个解交织输出存储器索引
在这种情况下，可根据上述数学式1容易地导出对应于每个初始偏移值的值的位置。
根据本发明的实施例，根据本发明的实施例的广播信号发射器可将两个相邻信元识别为一个信元并执行频率交织。这可称为成对方式交织。在这种情况下，由于两个相邻信元被视为一个信元并执行交织，所以将生成存储器索引的次数减少一半是有利的。
下面的数学式2表示成对方式RPI。
[数学式2]
πj(k)=(ω(j)+pk)mod(NCell_NUM/2)，for k=0，...，NCell_NUM/2-1，j=0，...，NSym_NUM-1
下面的数学式3表示成对方式解交织方法。
[数学式3]
对于k=0，...，NCell_NUM/2-1，j=0，...，NSym_NUM-1
其中具有
图29图示出根据本发明的实施例的频率交织过程。
图29图示出用于用上述频率交织器使用包括多个OFDM符号的不同互素来改善频率分集性能的交织方法。
也就是说，如图29中所示，每个帧/超帧改变互素值从而进一步改善频率分集性能，尤其是避免重复交织图案。
根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以输出处理已解码DP数据。更具体地，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以根据报头压缩模式将已解码DP数据中的每个数据分组中的报头解压缩并将数据分组重组。细节如在图16至32中所述。
图30图示出根据本发明的实施例的超帧结构。
根据本发明的实施例的用于发射广播信号的装置可以连续地发射携带对应于多个广播服务的数据的多个超帧。
如图30中所示，不同类型的帧17100和未来扩展帧(FEF)17110 可以在时域中被复用并在超帧17000中发射。根据本发明的实施例的用于发射广播信号的装置可以基于逐个帧将不同广播服务的信号复用并在同一RF信道中发射复用信号，如上所述。不同的广播服务可根据其特性和目的而要求不同的接收条件或不同的覆盖。因此，可以将信号帧分类成用于发射不同广播服务的数据的类型，并且包括在信号帧中的数据可以被不同的传输参数处理。另外，信号帧可以根据通过信号帧发射的广播服务而具有不同的FET尺寸和保护间隔。图30中所示的 FEF 17110是可用于未来新广播服务系统的帧。
根据本发明的实施例的不同类型的信号帧17100可以根据设计而被分配给超帧。具体地，可重复地在复用图案中向超帧分配不同类型的信号帧17100。否则，可以连续地向超帧分配同一类型的多个信号帧，并且然后可以连续地向超帧分配不同类型的信号帧。可以由设计者改变信号帧分配方案。
每个信号帧可以包括前导17200、边缘数据OFDM符号17210和多个数据OFDM符号17220，如图30中所示。
前导17200可以携带与相应信号帧有关的信令信息，例如传输参数。也就是说，前导携带基本PLS数据并位于信号帧的开头中。另外，前导17200可以携带参考图1所述的PLS数据。也就是说，前导可以仅携带基本PLS数据，或者基本PLS数据和参考图1所述的PLS数据两者。可以由设计者来改变通过前导携带的信息。通过前导携带的信令信息可以称为前导信令信息。
边缘数据OFDM符号17210是位于相应帧的开头或结尾处的OFDM 符号，并且可以用来在数据符号的所有导频载波中发射导频。边缘数据OFDM符号可以是已知数据序列或导频的形式。可以由设计者来改变边缘数据OFDM数据17210的位置。
多个数据OFDM符号17220可以携带广播服务的数据。
由于图30中所示的前导17200包括指示每个信号帧的开始的信息，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以检测前导17200 以执行相应信号帧的同步。此外，前导17200可以包括用于频率同步的信息和用于将相应信号帧解码的基本传输参数。
因此，即使根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置即受到在超帧中复用的不同类型的信号帧，用于接收广播信号的装置也可以通过将信号帧的前导解码来辨别信号帧并获取期望的广播服务。
也就是说，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以在时域中检测前导17200以检查在根据本发明的实施例的广播信号发射和接收系统中是否存在相应信号。然后，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以从前导17200获取用于信号帧同步的信息并补偿频率偏移。此外，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以将由前导17200携带的信令信息解码以获取用于将相应信号帧解码的基本传输参数。然后，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以通过将信令信息解码以便获取通过相应信号帧发射的广播服务数据来获得期望的广播服务数据。
图31图示出根据本发明的实施例的前导插入块。
图31中所示的前导插入块对应于参考图7所述的前导插入块7500 的实施例，并且可以生成在图30中描述的前导。
如图31中所示，根据本发明的实施例的前导插入块可以包括信令序列选择块18000、信令序列交织块18100、映射块18200、加扰块18300、载波分配块18400、载波分配表块18500、IFFT块18600、保护插入块 18700和复用块18800。可由设计者修改每个块或者可不包括在前导插入块中。将给出前导插入块的每个块的描述。
信令序列选择块18000可以接收将通过前导发射的信令信息，并选择适合于信令信息的信令序列。
信令序列交织块18100可以将信令序列交织以便根据由信令序列选择块18000选择的信令序列来发射输入信令信息。稍后将描述细节。
映射块18200可以使用调制方案来映射交织的信令信息。
加扰块18300可以将映射数据乘以加扰序列。
载波分配块18400可以使用从载波分配表块18500输出的活动载波位置信息将从加扰块18300输出的数据分配到预定载波位置。
IFFT块18600可以将从载波分配块18400输出的分配给载波的数据变换成时域中的OFDM符号。
保护插入块18700可以向OFDM符号中插入保护间隔。
复用块18800可以对从保护插入块18700输出的信号和从图7中所示的保护序列插入块7400输出的信号c(t)进行复用并输出输出信号p(t)。输出信号p(t)可以被输入到图7中所示的波形处理块7600。
图32图示出根据本发明的实施例的前导结构。
图32中所示的前导可以由图31中所示的前导插入块生成。
根据本发明的实施例的前导具有时域中的前导信号的结构，并且可以包括加扰循环前缀部分19000和OFDM符号19100。另外，根据本发明的实施例的前导可包括OFDM符号和加扰循环后缀部分。在这种情况下，不同于加扰前缀，加扰循环后缀部分可在OFDM符号之后，并且可通过与用于生成加扰循环前缀的过程相同的过程来生成，这将在稍后描述。加扰循环后缀部分的位置和生成过程可根据设计而改变。
可以通过将OFDM符号的一部分或整个OFDM符号加扰来生成图 32中所示的加扰循环前缀部分19000，并且可以用作保护间隔。
因此，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以使用循环前缀形式的保护间隔通过保护间隔相关来检测前导，即使当由于不能执行频率同步而在接收到的广播信号中存在频率偏移时。
另外，可以通过将OFDM符号与加扰序列(或序列)相乘(或组合)来生成根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔。或者，可以通过用加扰序列(或序列)将OFDM符号加扰来生成根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔。根据本发明的实施例的加扰序列可以是可以被设计者改变的任何类型的信号。
根据本发明的实施例的以加扰循环前缀形式生成保护间隔的方法具有以下优点。
首先，可以容易地通过将保护间隔与正常OFDM符号区别开来检测前导。如上所述，加扰循环前缀形式的保护间隔是通过用加扰序列加扰而生成的，不同于正常OFDM符号。在这种情况下，如果根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置执行保护间隔相关，则可以容易地检测到前导，因为仅在没有根据正常OFDM符号的相关峰值的情况下生成根据前导的相关峰值。
其次，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，可以解决危险延时问题。例如，如果当存在通过OFDM符号的持续时间Tu延时的多路径干扰时用于接收广播信号的装置执行保护间隔相关，则前导检测性能可劣化，因为始终存在根据多个路径的相关值。然而，当根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置执行保护间隔相关时，用于接收广播信号的装置可以在不受根据多个路径的相关值的影响的情况下检测前导，因为仅生成了根据加扰循环前缀的峰值，如上所述。
最后，可以防止连续波(CW)干扰的影响。如果接收信号包括 CW干扰，则用于接收广播信号的装置的信号检测性能和同步性能可能劣化，因为当用于接收广播信号的装置始终执行保护间隔相关时，始终存在由CW引起的DC分量。然而，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，可以防止CW的影响，因为由CW引起的DC分量被加扰序列平均掉。
图33图示出根据本发明的实施例的前导检测器。
图33中所示的前导检测器对应于包括在图9中所示的同步和解调模块中的前导检测器9300的实施例，并且可以检测图30中所示的前导。
如图33中所示，根据本发明的实施例的前导检测器可以包括相关检测器20000、FFT块20100、ICFO(整数载波频率偏移)估计器20200、载波分配表块20300、数据提取器20300和信令解码器20500。可根据设计而修改每个块或者可不包括在前导检测器中。将给出前导检测器的每个块的操作的描述。
相关检测器20000可以检测到上述前导和估计帧同步、OFDM符号同步、定时信息和FCFO(分数频率偏移)。稍后将描述细节。
FFT块20100可以使用从相关检测器20000输出的定时信息将包括在前导中的OFDM符号部分变换成频域信号。
ICFO估计器20200可以接收从载波分配表块20300输出的关于活动载波的位置信息，并估计ICFO信息。
数据提取器20300可以接收从ICFO估计器20200输出的ICFO信息以提取分配给活动载波的信令信息，并且信令解码器20500可以将提取的信令信息解码。
因此，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以通过上述过程获得由前导携带的信令信息。
图34图示出根据本发明的实施例的相关检测器。
图34中所示的相关检测器对应于图33中所示的相关检测器的实施例。
根据本发明的实施例的相关检测器可以包括延时块21000、共轭块 21100、乘法器、相关器块21200、峰值搜索块21300和FCFO估计器块 21400。将给出相关检测器的每个块的操作的描述。
相关检测器的延时块21000可以将输入信号r(t)延时前导中的 OFDM符号的持续时间Tu。
共轭块21100可以对延时信号r(t)执行共轭。
乘法器可以将信号r(t)乘以共轭信号r(t)而生成信号m(t)。
相关器块21200可以将向其输入的信号m(t)和加扰序列相关以生成解扰信号c(t)。
峰值搜索块21300可以检测从相关器块21200输出的信号c(t)的峰值。在这种情况下，由于包括在前导中的加扰循环前缀被加扰序列解扰，所以可以生成加扰循环前缀的峰值。然而，由除加扰循环前缀之外的多个路径引起的OFDM符号或分量被加扰序列加扰，并且因此不生成由多个路径引起的OFDM符号或分量的峰值。因此，峰值搜索块21300 可以容易地检测到信号c(t)的峰值。
FCFO估计器块21400可以获取向其输入的信号的帧同步和OFDM 符号同步，并根据对应于峰值的相关值来估计FCFO信息。
如上所述，根据本发明的实施例的加扰序列可以是任何类型的信号，并且可以被设计者改变。
图21至25图示出在使用线性调频类序列、平衡m序列、Zadoff-Chu 序列和二进制线性调频类序列作为根据本发明的实施例的加扰序列时获得的结果。
现在将描述每个图。
图35示出了表示当使用根据本发明的实施例的加扰序列时获得的结果的图表。
图35的图表示出了当根据本发明的实施例的加扰序列是线性调频类序列时获得的结果。可以根据数学式4来计算线性调频类序列。
[数学式4]
ej2πk/80 对于k＝0～79，
ej2πk/144 对于k＝80～223，
ej2πk/272 对于k＝224～495，
ej2πk/528 对于k＝496～1023
如数学式4所表示的，可以通过连接对应于一个时段的4个不同频率的正弦波来生成线性调频类序列。
如图35中所示，(a)是示出了根据本发明的实施例的线性调频类序列的波形的图表。
在(a)中所示的第一波形22000表示线性调频类序列的实数部分，并且第二波形22100表示线性调频类序列的虚数部分。线性调频类序列的持续时间对应于1024个采样，并且实数部分序列和虚数部分序列的平均值是0。
如图35中所示，(b)是示出当使用线性调频类序列时从图20和21 中所示的相关器块输出的信号c(t)的波形的图表。
由于线性调频类序列由具有不同时段的信号构成，所以不生成危险的延时。此外，线性调频类序列的相关性质类似于保护间隔相关，并且因此明显地与常规广播信号发射/接收系统的前导区别开。因此，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以容易地检测到前导。另外，线性调频类序列可以提供正确的符号定时信息，并且与具有德尔塔类相关性质的序列(诸如m序列)相比针对多路径信道上的噪声是稳健的。此外，当使用线性调频类序列来执行加扰时，可以生成具有与原始信号相比略微增加的带宽的信号。
图36示出了表示当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图表。
当使用平衡m序列作为加扰序列时获得图36的图表。可以用数学式5来计算根据本发明的实施例的平衡m序列。
[数学式5]
g(x)＝x10+x8+x4+x3+1
根据本发明的实施例，可以通过向具有对应刮泥有1023个采样的长度的m序列添加具有‘+1’的值的采样来生成平衡m序列。平衡m序列的长度是1024个采样，并且其平均值根据一个实施例是‘0’。可以由设计者改变平衡m序列的长度和平均值。
如图36中所示，(a)是示出了根据本发明的实施例的平衡m序列的波形的图表，并且(b)是当使用平衡m序列时从图20和21中所示的相关器块输出的信号c(t)的波形的图表。
当使用根据本发明的实施例的平衡m序列时，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以容易地对接收信号执行符号同步，因为前导相关性质对应于德尔塔函数。
图37示出了表示当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图表。
图37的图表示出了当使用Zadoff-Chu序列作为加扰序列时获得的结果。可以用数学式6来计算根据本发明的实施例的Zadoff-Chu序列。
[数学式6]
e-jπuk(k+1)/1023 对于k＝0～1022，u＝23
根据一个实施例，Zadoff-Chu序列可具有对应于1023个采样的长度和23的u值。可以由设计者改变Zadoff-Chu序列的长度和u值。
如图37中所示，(a)是示出了当使用根据本发明的实施例的 Zadoff-Chu序列时从图20和21中所示的相关器块输出的信号c(t)的波形的图表。
如图37中所示，(b)是示出了根据本发明的实施例的Zadoff-Chu 序列的同相波形的图表，并且(c)是示出了根据本发明的实施例的Z adoff-Chu序列的正交相位波形的图表。
当使用根据本发明的实施例的Zadoff-Chu序列时，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以容易地对接收信号执行符号同步，因为前导相关性质对应于德尔塔函数。另外，接收信号的包络在频域和时域两者中都是均匀的。
图38是示出了使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图表。图38的图表示出了二进制线性调频类序列的波形。根据本发明，二进制线性调频类序列是可以用作加扰序列的信号的实施例。
[数学式7]
x[k]＝{i[k],q[k]}
i[k]＝1对于k＝O～19 q[k]＝1对于k＝0～39
＝-1对于k＝20～59 ＝-1对于k＝40～79
＝1对于k＝60～115 ＝1对于k＝80～151
＝-1对于k＝116～187 ＝-1对于k＝152～223
＝1对于k＝188～291 ＝1对于k＝224～359
＝-1对于k＝292～427 ＝-1对于k＝360～495
＝1对于k＝428～627 ＝1对于k＝496～759
＝-1对于k＝628～891 ＝-1对于k＝760～1023
＝1对于k＝892～1023
可以用数学式7来表示二进制线性调频类序列。数学式7所表示的信号是二进制线性调频类序列的实施例。
二进制线性调频类序列是被量化、使得组成上述线性调频类序列的每个信号值的实数部分和虚部仅具有‘1’和‘-1’的两个值的序列。根据本发明的实施例的二进制可以具有仅具有‘-0.707(-1除以2的平方根)’和‘0.707’(1除以2的平方根)的两个信号值的实数部分和虚部。可以由设计者来改变二进制线性调频类序列的实数部分和虚数的量化值。在数学式7中，i[k]表示组成序列的每个信号的实数部分，并且q[k]表示组成序列的每个信号的虚部。
二进制线性调频类序列具有以下优点。最后，二进制线性调频类序列不产生危险延时，因为其由具有不同时段的信号构成。其次，二进制线性调频类序列具有类似于保护间隔相关的相关特性，并且因此与常规广播系统相比提供正确的符号定时信息，并且与诸如m序列之类的具有德尔塔状相关特性的序列相比具有多路径信道上的较高噪声电阻。第三，当使用二进制线性调频类序列来执行加扰时，与原始信号相比，较少地增加带宽。第四，由于二进制线性调频类序列是二进制级序列，所以当使用二进制线性调频类序列时可以设计具有降低的复杂性的接收器。
在示出了二进制线性调频类序列的波形的图表中，实线表示对应于实数部分的波形且点线表示对应于虚部的波形。二进制线性调频类序列的实数部分和虚部两者的波形都对应于方波，不同于线性调频类序列。
图39是示出了使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图表。图表示出了当使用二进制线性调频类序列时从上述相关器块输出的信号c(t)的波形。在图表中，峰值可以是根据循环前缀的相关峰值。
如上文参考图31所述，根据本发明的实施例的包括在前导插入块中的信令序列交织块18100可以根据由信令序列选择块18000选择的信令序列对信令序列进行交织以用于发射输入信令信息。
将给出根据本发明的实施例的信令序列交织块18100通过其在前导的频域中对信令信息进行交织的方法的描述。
图40图示出根据本发明的实施例的信令信息交织过程。
上文参考图17所述的根据本发明的实施例的前导可以具有1K符号的尺寸，并且可以仅使用组成1K符号的载波之中的384个活动载波。可以由设计者来改变所使用的前导的尺寸或活动载波的数目。在前导中携带的信令数据由2个信令字段构成，即S1和S2。
如图40中所示，可以通过S1的比特序列和S2的比特序列来发射根据本发明的实施例的前导所携带的信令信息。
根据本发明的实施例的S1的比特序列和S2的比特序列表示可以分配给活动载波以分别地携带包括在前导中的信令信息(或信令字段) 的信令序列。
具体地，S1可以携带3比特信令信息，并且可以用其中64比特序列被重复两次的结构来配置。另外，S1可以位于S2之前和之后。S2是单个256比特序列，并且可以携带4比特信令信息。根据本发明的实施例， S1和S2的比特序列被表示为从0开始的有序数。因此，可以将S1的第一比特序列表示为S1(0)，并且可以将S2的第一比特序列表示为S2(0)，如图40中所示。这可以由设计者改变。
S1可以携带用于识别包括于在图30中描述的超帧中的信号帧的信息，例如根据SISO处理的信号帧、根据MISO处理的信号帧或指示FE 的信息。S2可以携带关于当前信号帧的FFT尺寸的信息，指示在超帧中复用的帧是否是相同类型等的信息。可以由S1和S2携带的信息可以根据设计而改变。
如图40中所示，根据本发明的实施例的信令序列交织块18100可以连续地向对应于频域中的预定位置的活动载波分配S1和S2。
在本发明的一个实施例中，存在384个载波并表示为从0开始的有序数。因此，可以将根据本发明的实施例的第一载波表示为a(0)，如图 40中所示。在图40中，非彩色活动载波是未从384个载波之中对其分配 S1或S2的空载波。
如图40中所示，可以向活动载波a(0)至a(63)之中的除空载波之外的活动载波分配S1的比特序列，可以向活动载波a(64)至a(319)之中的除空载波之外的活动载波分配S2的比特序列，并且可以向活动载波a(320)至a(383)之中的除空载波之外的活动载波分配S1的比特序列。
根据图40中所示的交织序列，用于接收广播信号的装置可不解码当由于多路径干扰而发生频率选择性衰落时受到衰落影响的特定信令信息，并且衰落时段集中于被分配特定信令信息的区域。
图41图示出根据本发明的另一实施例的信令信息交织过程。
根据图41中所示的信令信息交织过程，可以通过S1的比特序列、 S2的比特序列和S3的比特序列来发射根据本发明的实施例的前导所携带的信令信息。在前导中携带的信令数据由3个信令字段构成，即S1、 S2和S3。
如图41中所示，根据本发明的实施例的S1的比特序列、S2的比特序列和S3的比特序列是可以分配给活动载波以分别地携带包括在前导中的信令信息(或信令字段)的信令序列。
具体地，S1、S2和S3中的每一个可以分别地携带3比特信令信息，并且可以用其中64比特序列被重复两次的结构来配置。因此，与图40 中所示的实施例相比可以进一步发射2比特信令信息。
另外，S1和S2可以分别地携带在图40中描述的信令信息，并且S3 可以携带关于保护长度(或保护间隔长度)的信令信息。 S1、S2和S3所携带的信令信息可以根据设计而改变。
如图41中所示，可以将S1、S2和S3的比特序列表示为从0开始的有序数，亦即S1(0)、...。在本发明的本实施例中，存在384个载波并表示为从0开始的有序数，亦即b(0)、...。这可以由设计者改变。
如图41中所示，可以将S1、S2和S3连续地且重复地分配给对应于频域中的预定位置的活动载波。
具体地，可以根据数学式8将S1、S2和S3的比特序列连续地分配给来自活动载波b(0)至b(383)之中的除空分组之外的活动载波。
[数学式8]
b(n)＝S1(n/3) 当n mod 3＝0并且0≤n＜192
b(n)＝S2((n-1)/3) 当n mod 3＝1并且0≤n＜192
b(n)＝S3((n-2)/3) 当n mod 3＝2并且0≤n＜192
b(n)＝S1((n-192)/3) 当n mod 3＝0并且192≤n＜384
b(n)＝S2((n-192-1)/3) 当n mod 3＝1并且192≤n＜384
b(n)＝S3((n-192-2)/3) 当n mod 3＝2并且192≤n＜384
根据图41中所示的交织方法，可以与图40中所示的交织方法相比发射更大量的信令信息。此外，即使由于多路径干扰而发生频率选择性衰落，用于接收广播信号的装置也可以均匀地将信令信息解码，因为衰落时段可以均匀地分布在被分配信令信息的区域中。
图42图示出根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。
图42中所示的信令解码器对应于图33中所示的信令解码器的实施例，并且可以包括解扰器27000、解映射器27100、信令序列解交织器 27200和最大似然检测器27300。将给出信令解码器的每个块的操作的描述。
解扰器27000可以将从数据提取器输出的信号解扰。在这种情况下，解扰器27000可以通过将从数据提取器输出的信号乘以加扰序列来执行解扰。根据本发明的实施例的加扰劽可以对应于参考图21、22、 23、24和25所述的序列中的一个。
解映射器27100可以将从解扰器27000输出的信号解映射以输出具有软值的序列。
信令序列解交织器27200可以通过执行与图25和26中所述的交织过程的相反过程相对应的解交织来将不均匀交织的序列按照原始顺序重新布置为连续序列。
最大似然检测器27300可以使用从信令序列解交织器27200输出的序列将前导信令信息解码。
图43是示出了根据本发明的实施例的信令解码器的性能的图表。
图43的图表在完美同步、1个采样延时、0dB和270度单伪影(ghost) 情况下的将信令解码器的性能示为正确解码概率和SNR之间的关系。
具体地，第一、第二和第三曲线28000分别地示出了采用图40中所示的交织方法、亦即连续地向活动载波分配S1、S2和S3并发射时的用于S1、S2和S3的信令解码器的解码性能。第四、第五和第六曲线28100 分别地示出了采用图41中所示的交织方法、亦即以重复方式连续地向对应于频域中的预定位置的活动载波分配S1、S2和S3并发射时的用于 S1、S2和S3的信令解码器的解码性能。参考图43，可以知道当将根据图40中所示的交织方法处理的信号解码时在用于显著受到衰落的影响的区域的信令解码性能与用于未受到衰落的影响的区域的信令解码性能之间存在很大差异。然而，当将根据图41中所示的交织方法处理的信号解码时，针对S1、S2和S3实现一致的信令解码性能。
图44图示出根据本发明的另一实施例的前导插入块。
图44中所示的前导插入块对应于图11中所示的前导插入块7500的另一实施例。
如图44中所示，前导插入块可以包括里德米勒编码器29000、数据格式化器29100、循环延时块29200、交织器29300、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器29400、加扰器29500、载波分配块29600、载波分配表块29700、IFFT块29800、加扰保护插入块29900、前导重复器29910和复用块29920。每个块可根据设计而被修改，或者可不包括在前导插入块中。将给出前导插入块的每个块的操作的描述。
里德米勒编码器29000可以接收将由前导携带的信令信息，并且对信令信息执行里德米勒编码。当执行里德米勒编码时，与使用正交序列的信令或使用图31中所述的序列的信令相比可以改善性能。
数据格式化器29100可以接收已被执行里德米勒编码的信令信息的比特并将该比特格式化以重复并布置该比特。
DQPSK/DBPSK映射器29400可以根据DQPSK或DBPSK来映射信令信息的格式化比特并输出映射信令信息。
当DQPSK/DBPSK映射器29400根据DBPSK来映射信令信息的格式化比特时，可以省略循环延时块29200的操作。交织器29300可以接收信令信息的格式化比特并对信令信息的格式化比特执行频率交织以输出交织数据。在这种情况下，可以根据设计而省略交织器的操作。
规定
当DQPSK/DBPSK映射器29400根据DQPSK来映射信令信息的格式化比特时，数据格式化器29100可以将信令信息的格式化比特通过图 44中所示的路径I输出到交织器29300。
循环延时块29200可以对从数据格式化器29100输出的信令信息的格式化比特执行循环延时，并且然后通过图44中所示的路径Q将循环延时位输出到交织器29300。当执行循环Q延时时，可改善频率选择性衰落信道上的性能。
交织器29300可以对通过路径I和Q接收到的信令信息和循环Q延时信令信息执行频率交织以输出交织信息。在这种情况下，可以根据设计而省略交织器29300的操作。
数学式6和7表示DQPSK/DBPSK映射器29400根据DQPSK和 DBPSK来映射向其输入的信令信息时的输入信息与输出信息或映射规则之间的关系。
如图44中所示，可以将DQPSK/DBPSK映射器29400的输入信息表示为si[in]和sq[n]，并且可以将DQPSK/DBPSK映射器29400的输出信息表示为mi[in]和mq[n]。
[数学式9]
mi[-1]＝1，
mi[n]＝mi[n-1] 如果Si[n]=0
mi[n]＝-mi[n-1] 如果Si[n]=1，
mq[n]＝0，n＝0～I，I:里德米勒编码的信令比特的#
[数学式10]
y[-1]＝0
y[n]＝y[n-1] 如果si[n]＝0并且sq[n]＝0
y[n]＝(y[n-1]+3)mod 4 如果si[n]＝0并且sq[n]＝1
y[n]＝(y[n-1]+1)mod 4 如果si[n]＝1并且sq[n]＝0
y[n]＝(y[n-1]+2)mod 4 如果si[n]＝1并且sq[n]=1，n＝0～I，
I:里德米勒编码的信令比特的#
mi[n]＝mq[n]＝如果y[n]＝0
mi[n]＝mq[n]＝如果y[n]＝1
mi[n]＝mq[n]＝如果y[n]＝2
mi[n]=mq[n]＝如果y[n]＝3，n＝0～I，
I:里德米勒编码的信令比特的的#
加扰器29500可以接收从DQPSK/DBPSK映射器29400输出的映射信令信息，并将该信令信息乘以加扰序列。
载波分配块29600可以使用从载波分配表块29700输出的位置信息将由加扰器29500处理的信令信息分配给预定载波。
IFFT块29800可以将从载波分配块29600输出的载波在时域中变换成OFDM信号。
加扰保护插入块29900可以将保护间隔插入到OFDM信号中以产生前导。根据本发明的一个实施例的保护间隔可以对应于图32中描述的加扰循环前缀形式的保护间隔，并且可以根据图32中所述的方法而生成。
前导重复器29910可以重复地在信号帧中布置前导。根据本发明的一个实施例的前导可以具有图32中所述的前导结构，并且可以通过一个信号帧发射仅一次。
当前导重复器29910在一个信号帧内重复地分配前导时，前导的 OFDM符号区和加扰循环前缀区可以相互分离。前导可以包括加扰循环前缀区和OFDM符号区，如上所述。在本说明书中，由前导重复器29910 重复地分配的前导也可以称为前导。重复前导结构可以是其中交替地重复OFDM符号区和加扰循环前缀区的结构。否则，重复前导结构可以是在其中分配OFDM符号区的结构，加扰前缀区被连续地分配两次或更多次，并且然后分配OFDM符号区。此外，重复前导结构可以是其中分配加扰循环前缀区的结构，OFDM符号区被连续地分配两次或更多次，并且然后分配加扰循环前缀区。可以通过调整OFDM符号区或加扰循环前缀区的重复数目和其中分配OFDM符号区和加扰循环前缀区的位置来控制前导检测性能水平。
当在一个帧中重复同一前导时，用于接收广播信号的装置可以甚至在低SNR的情况下稳定地检测前导，并将信令信息解码。
复用块29920可以将从前导重复器29910输出的信号和从图7中所示的保护序列插入块7400输出的信号c(t)复用而输出输出信号p(t)。输出信号p(t)可以被输入到图7中所述的波形处理块7600。
图45图示出根据本发明的实施例的前导中的信令数据的结构。
具体地，图45示出了频域中的根据本发明的实施例的在前导上携带的信令数据的结构。
如图45中所示，(a)和(b)图示出其中在图44中描述的数据格式化器29100根据由里德米勒编码器29000执行的里德米勒编码的码块长度来重复或分配数据的实施例。
数据格式化器29100可以重复从里德米勒编码器29000输出的信令信息，使得信令信息对应于基于码块长度的活动载波的数目，或者在不重复信令信息的情况下对其进行布置。(a)和(b)对应于其中活动载波的数目是384的情况。
因此，当里德米勒编码器29000执行64比特块的里德米勒编码时，如图25(a)中所示，数据格式化器29100可以将该数据重复六次。在这种情况下，如果在Reed Muller编码中使用一阶里德米勒码，则信令数据可以是7比特。
当里德米勒编码器29000执行256比特块的里德米勒编码时，如图 (b)中所示，数据格式化器29100可以重复256比特码块的前128比特或后124比特，或者重复128偶数比特或124奇数比特。在这种情况下，如果在里德米勒编码中使用一阶里德米勒码，则信令数据可以是8比特。
如参考图44所述，被数据格式化器29100格式化的信令信息可以被循环延时块29200和交织器29300处理，或者被DQPSK/DBPSK映射器 29400映射而不被循环延时块29200和交织器29300处理、被加扰器 29500加扰并输出到载波分配块29600。
如图45中所示，(c)图示出根据一个实施例的在载波分配块29600 中向活动载波分配信令信息的方法。如图(c)中所示，b(n)表示被分配数据的载波，并且在本发明的一个实施例中，载波的数目可以是384。图(c)中所示的载波之中的彩色载波指代活动载波，并且非彩色载波指代空载波。图45(c)中所示的活动载波的位置可以根据设计而改变。
图46图示出根据一个实施例的处理在前导上携带的信令数据的过程。
在前导上携带的信令数据可包括多个信令序列。每个信令序列可以是7比特。可以由设计者来改变信令序列的数目和尺寸。
在图中，(a)图示出当在前导上携带的信令数据是14比特时的根据实施例的信令数据处理过程。在这种情况下，在前导上携带的信令数据可以包括分别地称为信令1和信令2的两个信令序列。信令1和信令2可对应于上述信令序列S1和S2。
信令1和信令2中的每一个可以被上述里德米勒编码器编码成64比特里德米勒码。在图中，(a)图示出里德米勒编码信令序列块32010和 32040。
编码信令1和信令2的信令序列块32010和32040可以被上述数据格式化器重复三次。在图中，(a)图示出信令1的重复信令序列块32010、 32020和32030和重复信令2的重复信令序列块32040 32050和32060。由于里德米勒编码信令序列块是64比特，所以被重复三次的信令1和信令 2的信令序列块中的每一个是92比特。
可以由上述载波分配块向384个载波分配由6个块32010 32020、 32030、32040、32050和32060构成的信令1和信令2。在图(a)中，b (0)是第一载波且b(1)和b(2)是载波。在本发明的一个实施例中存在384个载波b(0)至b(383)。图中所示的载波之中的彩色载波指代活动载波，并且非彩色载波指代空载波。活动载波表示被分配信令数据的载波，并且空载波表示未被分配信令数据的载波。在本说明书中，还可以将活动载波称为载波。如上所述，信令1和信令2的数据可被交替地分配给载波。例如，可以将信令1的数据分配给b(0)，可以将信令2的数据分配给b(7)，并且可以将信令1的数据分配给b(24)。可以由设计者改变活动载波和空载波的位置。
在图中，(b)图示出通过前导发射的信令数据是21比特时的信令数据处理过程。在这种情况下，通过前导发射的信令数据可以包括分别地称为信令1、信令2和信令3的三个信令序列。信令1、信令2和信令 3可对应于上述信令序列S1、S2和S3。
信令1、信令2和信令3中的每一个可以被上述里德米勒编码器编码成64比特里德米勒码。在图中，(b)图示出里德米勒编码信令序列块 32070 32090和32110。
编码信令1、信令2和信令3的信令序列块32070、32090和32110可以被上述数据格式化器重复两次。在图中，(b)图示出信令1的重复信令序列块32070和32080、信令2的重复信令序列块32090和32100及信令 3的重复信令序列块32110和32120。由于里德米勒编码信令序列块是64 比特，所以被重复两次的信令1、信令2和信令3的信令序列块中的每一个是128比特。
由6个块32070、32080、32090、32100、32110和32120构成的信令 1、信令2和信令3可以被上述载波分配块分配给384个载波。在图(a) 中，b(0)是第一载波且b(1)和b(2)是载波。在本发明的一个实施例中存在384个载波b(0)至b(383)。图中所示的载波之中的彩色载波指代活动载波，并且非彩色载波指代空载波。活动载波表示被分配信令数据的载波，并且空载波表示未被分配信令数据的载波。如上所述，信号2和信号3的数据可以被交替地分配给载波。例如，可以将信令1的数据分配给b(0)，可以将信令2的数据分配给b(7)，可以将信令1 的数据分配给b(24)，并且可以将信令1的数据分配给b(31)。可以由设计者改变活动载波和空载波的位置。
如图的(a)和(b)中所示，可以通过控制FEC编码信令数据块的长度来实现信令数据容量与信令数据保护水平之间的权衡。也就是说，当信令数据块长度增加时，信令数据容量增加，而数据格式化器的重复次数和信令数据保护水平降低。因此，可以选择各种信令容量。
图47图示出根据一个实施例的在时域中重复的前导结构。
如上所述，前导重复器可以交替地重复数据和加扰保护间隔。在以下描述中，基本前导指代其中数据区遵循加扰保护间隔的结构。
在图中，(a)图示出其中在其中前导长度是4N的情况下将基本前导重复两次的结构。由于具有(a)的结构的前导包括基本前导，所以可以甚至用正常接收器在具有高信噪比(SNR)的环境中检测前导并在具有低SNR的环境中使用重复结构来检测。(a)的结构可以改善接收器的解码性能，因为信令数据在结构中被重复。
在图中，(b)图示出前导长度是5N时的前导结构。(b)的结构从数据开始，并且然后交替地分配保护间隔和数据。此结构可以改善接收器的前导检测性能和解码性能，因为数据被重复比(a)的结构更大的次数(3N)。
在图中，(c)图示出前导长度是5N时的前导结构。不同于(b)的结构，(c)的结构从保护间隔开始，并且然后交替地分配数据和保护间隔。(c)的结构具有比(b)的结构更小的数据重复次数(2N)，但是前导长度与(b)的结构相同，并且因此(c)的结构可使接收器的解码性能劣化。然而，(c)的前导结构具有优点，即帧以与正常帧相同的方式开始，因为数据区在加扰保护间隔之后。
图48图示出根据本发明的实施例的包括在前导检测器中的前导检测器和相关检测器。
图48图示出用于示出在时域中重复的前导结构的上述图中的(b) 的前导结构的上述前导检测器的实施例。
根据本实施例的前导检测器可以包括相关检测器34010、FFT块 34020、ICFO估计器34030、数据提取器34040和/或信令解码器34050。
相关检测器34010可以检测前导。相关检测器34010可以包括两个分支。上述重复前导结构可以是其中交替地分配加扰保护间隔和数据区的结构。分支1可以用来获得其中加扰保护间隔位于前导中的数据区之前的时段的相关。分支2可以用来获得其中数据区位于前导中的加扰保护间隔之前的时段的相关。
在示出了在时域中重复的前导结构的上述图中的(b)的前导结构中，其中数据区和加扰保护间隔被重复，其中加扰保护间隔位于数据区之前的时段出现两次，并且其中数据区位于加扰保护间隔之前的时段出现两次。因此，可以在分支1和分支2中的每一个中产生2个相关峰值。可以对在每个分支中产生的2个相关分支加和。包括在每个分支中的相关器可以将加和相关峰值与加扰序列相关。可以将分支1和分支2 的相关峰值加和，并且峰值检测器可以从分支1和分支2的加和峰值检测前导位置，并执行OFDM符号定时同步和分数频率偏移同步。
FFT块34020 ICFO估计器34030、数据提取器34040和信令解码器 34050可以以与上述相应块相同的方式操作。
图49图示出根据本发明的另一实施例的前导检测器。
图49中所示的前导检测器对应于在图9和20中描述的前导检测器 9300的另一实施例，并且可以执行对应于图44中所示的前导插入块的操作。
如图49中所示，根据本发明的另一实施例的前导检测器可以以与图33中所述的前导检测器相同的方式包括相关检测器、FFT块、ICFO 估计器、载波分配表块、数据提取器和信号解码器31100。然而，图49 中所示的前导检测器与图33中所示的前导检测器的不同之处在于图49 中所示的前导检测器包括前导组合器31000。可以根据设计修改每个块或从前导检测器省略。
省略了与图33中所示的前导检测器的那些相同的块的描述，并且描述前导组合器31000和信令解码器31100的操作。
前导组合器31000可以包括n延时块31010和加法器31020。前导组合器31000可以当图44中描述的前导重复器29910重复地向一个信号帧分配同一前导时将接收信号组合以改善信号特性。
如图49中所示，n延时块31010可以将每个前导延时p*n-1以便将重复前导组合。在这种情况下，p表示前导长度且n表示重复的数目。
加法器31020可以将延时前导组合。
信令解码器31100对应于图42中所示的信令解码器的另一实施例，并且可以执行包括在图44中所示的前导插入块中的里德米勒编码器 29000、数据格式化器29100、循环延时块29200、交织器29300、 DQPSK/DBPSK映射器29400和加扰器29500的操作的逆操作。
如图49中所示，信令解码器31100可以包括解扰器31110、差分解码器31120、解交织器31130、循环延时块31140、I/O组合器31150、数据解格式化器31160和里德米勒解码器31170。
解扰器31110可以将从数据提取器输出的信号解扰。
差分解码器31120可以接收解扰信号并对解扰信号执行DBPSK或DQPSK解映射。
具体地，当接收到已在用于发射广播信号的装置中被执行DQPSK 映射的信号时，差分解码器31120可以将差分解码信号相位旋转π/4。因此，可以将差分解码信号划分成同相和正交分量。
如果用于发射广播信号的装置已执行交织，则解交织器31130可以将从差分解码器31120输出的信号解交织。
如果用于发射广播信号的装置已执行循环延时，则循环延时块 31140可以执行循环延时的逆过程。
I/O组合器31150可以将解交织信号或延时信号的I和Q分量组合。
如果接收到已在用于发射广播信号的装置中被执行DBPSK映射的信号，则I/O组合器31150可以仅输出解交织信号的I分量。
数据解格式化器31160可以将从I/O组合器31150输出的信号的位组合而输出信令信息。里德米勒解码器31170可以将从数据解格式化器 31160输出的信令信息解码。
因此，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置可以通过上述过程获取由前导携带的信令信息。
图50图示出根据本发明的实施例的包括在前导检测器中的前导检测器和信令解码器。
图50示出了上述前导检测器的实施例。
根据本实施例的前导检测器可以包括相关检测器36010、FFT块 36020、ICFO估计器36030、数据提取器36040和/或信令解码器36050。
相关检测器36010、FFT块36020、ICFO估计器36030和数据提取器 36040可以执行与上述相应块相同的操作。
信令解码器36050可以将前导解码。根据本实施例的信令解码器 36050可以包括数据平均模块36051、解扰器36052、差分解码器36053、解交织器36054、循环延时36055、I/O组合器36056、数据解格式化器 36057和/或里德米勒解码器36058。
数据平均模块36051可以在前导已重复数据块时计算重复数据块的平均值以改善信号特性。例如，如果数据块被重复三次，如示出了在时域中重复的前导结构的上图的(b)中所示，则数据平均模块36051 可以计算3个数据块的平均值以改善信号特性。数据平均模块36051可以将平均数据输出到下一模块。
解扰器36052、差分解码器36053、解交织器36054、循环延时36055、 I/Q组合器36056、数据解格式化器36057和里德米勒解码器36058可以执行与上述相应块的那些相同的操作。
图51是图示出根据本发明的实施例的广播系统的帧结构的视图。
包括在帧结构模块中的上述信元映射器可以根据调度信息在信号帧中对用于发射输入SISO、MISO或MIMO处理数据的信元、用于发射公共DP数据的信元以及用于发射PLS数据的信元进行定位。然后，可连续地发射生成的信号帧。
根据本发明的实施例的广播信号发射装置和发射方法可在同一RF 信道内对不同广播收发系统的信号进行复用和发射，并且根据本发明的实施例的广播信号接收装置和接收方法可相应地处理信号。因此，根据本发明的实施例的广播信号收发系统可提供灵活的广播收发系统。
因此，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可连续地发射传送与广播服务有关的数据的多个超帧。
图51(a)图示出根据本发明的实施例的超帧，并且图51(b)图示出根据本发明的实施例的超帧的配置。如图51(b)中所示，超帧可包括多个信号帧和不兼容帧(NCF)。根据本发明的实施例，信号帧是物理层端的时分复用(TDM)信号帧，其由上述帧结构模块生成，并且NCF是将来可用于新广播服务系统的帧。
根据本发明的实施例的广播信号发射装置可基于帧对例如UHD、移动和MISO/MIMO之类的各种服务进行复用和发射以在RF中同时地提供服务。不同的广播服务可根据广播服务的特性和/或目的而要求不同的接收环境、发射过程等。
因此，可基于信号帧来发射不同的服务，并且可以根据在其中发射的服务而将信号帧定义为不同的帧类型。此外，可以使用不同传输参数来处理包括在信号帧中的数据，并且信号帧可以根据在其中发射的广播服务而具有不同的FFT尺寸和保护间隔。
因此，如图51(b)中所示，可使用TDM来复用用于发射不同服务的不同类型信号并在超帧内发射。
根据本发明的实施例，可将帧类型定义为FFT模式、保护间隔模式和导频图案的组合，并且可使用信号帧内的前导部分来发射关于帧类型的信息。下面将给出其详细描述。
此外，可通过上述PLS来用信号发送包括在超帧中的信号帧的配置信息，并且可以基于超帧而改变。
图51(c)是图示出每个信号帧的配置的视图。信号帧可包括前导、头/尾边缘符号EH/ET、一个或多个PLS符号和多个数据符号。此配置可根据设计者的意图而改变。
前导就位于信号帧的前面，并且可发射用于识别广播系统和信号帧类型的基本传输参数、用于同步的信息等。因此，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可在最初检测信号帧的前导、识别广播系统和帧类型，并选择性地接收对应于接收器类型的广播信号且将其解码。
头/尾边缘符号可位于信号帧的前导之后或在信号帧的结尾处。在本发明中，可将位于前导之后的边缘符号称为头边缘符号，并且可将位于信号帧的结尾处的边缘符号称为尾边缘符号。边缘符号的名称、位置或数目可根据设计者的意图而改变。可将头/尾边缘符号插入信号帧中以支持前导的设计方面的自由度和具有不同帧类型的信号帧的复用。边缘符号可包括与数据符号相比更大数目的导频以使得能够实现数据符号之间的仅频率内插和时间内插。因此，边缘符号的导频图案具有高于数据符号的导频图案的密度。
使用PLS符号来发射上述PLS数据，并且可包括附加系统信息(例如，网络拓扑/配置、PAPR使用等)、帧类型ID/配置信息以及提取DP 并将其解码所需的信息。
使用数据符号来发射DP数据，并且上述信元映射器可将多个DP 定位于数据符号中。
现在给出了根据本发明的实施例的DP的描述。
图52是图示出根据本发明的实施例的DP的视图。
如上所述，信号帧的数据符号可包括多个DP。根据本发明的实施例，可根据信号帧中的映射模式(或定位模式)将DP划分成类型1中类型3。
图52(a)图示出被映射到信号帧的数据符号的类型1 DP，图52(b) 图示出被映射到信号帧的数据符号的类型2 DP，并且图52(c)图示出被映射到信号帧的数据符号的类型3DP。图52(a)至52(c)仅图示出信号帧的数据符号部分，并且横轴指代时间轴，而竖轴指代频率轴。现在给出类型1至类型3 DP的描述。
如图52(a)中所示，类型1 DP指代在信号帧中使用TDM映射的 DP。
也就是说，当类型1 DP被映射到信号帧时，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可在频率轴方向上映射相应的DP信元。具体地，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可在频率轴方向上映射DP0的信元，并且如果OFDM符号被完全填充，则移动至下一OFDM符号以在频率轴方向上连续地映射DP0的信元。在DP0的信元被完全映射之后，还可以以相同方式将DP1和DP2的信元映射到信号帧。在这种情况下，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以以DP之间的任意间隔来映射信元。
由于类型1 DP的信元与其它类型DP相比是以时间轴上的最高密度映射的，所以类型1 DP可使接收器的操作时间最小化。因此，类型1 DP可适合于向广播信号接收装置提供相应服务，该广播信号接收装置应优先考虑省电，例如使用电池操作的手持式或便携式设备。
如图52(b)中所示，类型2 DP指代在信号帧中使用频分复用(FDM) 映射的DP。
也就是说，当类型2 DP被映射到信号帧时，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可在时间轴方向上映射相应的DP信元。具体地，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以以 OFDM符号的第一频率在时间轴上优先地映射DP0的信元。然后，如果 DP0的信元在时间轴上被映射到信号帧的最后一个OFDM符号，则根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以从第一OFDM符号的第二频率开始以相同方式连续地映射DP0的信元。
由于类型2 DP的信元与其它类型DP相比被以最宽的时间分布发射，所以类型2 DP适合于实现时间分集。然而，由于接收器要提取类型2 DP的操作时间比要提取类型1 DP的时间长，所以类型2 DP可能不容易实现省电。因此，类型2 DP适合于向稳定地接收电源的固定广播信号接收装置提供相应服务。
由于每个类型2 DP的信元集中于特定频率，所以频率选择性信道环境中的接收要接收特定DP可能具有问题。因此，在信元映射之后，如果基于符号来应用频率交织，则可另外实现频率分集，并且因此可解决上述问题。
如图52(c)中所示，类型3 DP对应于类型1 DP与类型2 DP之间的中间形式，并且指代在时间帧中使用时分频分复用(TFDM)映射的 DP。
当类型3 DP被映射到信号帧时，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可同样地将信号帧分区，将每个分区定义为时隙，并仅在该时隙内沿着时间轴在时间轴方向上映射相应DP的信元。
具体地，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以以第一OFDM符号的第一频率在时间轴上优先地映射DP0的信元。然后，如果DP0的信元在时间轴上被映射到时隙的最后一个OFDM符号，则根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以从第一 OFDM符号的第二频率开始以相同方式连续地映射DP0的信元。
在这种情况下，根据从信号帧划分的时隙的数目和长度可实现时间分集与省电之间的权衡。例如，如果信号帧被划分成少数时隙，则时隙具有大的长度，并且因此可如在类型2 DP中那样实现时间分集。如果信号帧被划分成许多时隙，则时隙具有小的长度，并且因此可如在类型1 DP中那样实现节能。
图53是图示出根据本发明的实施例的类型1 DP的视图。
图53图示出其中根据时隙的数目将类型1 DP映射到信号帧的实施例。具体地，图53(a)示出了时隙的数目是1时的映射类型1 DP的结果，并且图53(b)示出了时隙的数目是4时的映射类型1 DP的结果。
为了提取在信号帧中映射的每个DP的信元，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息和信令信息，例如，指示每个DP的第一信元被映射到的地址的DP起始地址信息和分配给信号帧的每个DP的FEC块号信息。
因此，如图53(a)中所示，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可发射信令信息，该信令信息包括指示每个DP的第一信元被映射到的地址的DP起始地址信息(例如，DP0_St、DP1_St、DP2_St、DP3_St、 DP4_St)等。
图53(b)示出了信号帧被划分成4个时隙时的映射类型1 DP的结果。可在频率方向上映射被映射到每个时隙的DP的信元。如上所述，如果时隙的数目是大的，则由于对应于DP的信元被映射并以某个间隔分布，所以可实现时间分集。然而，由于被映射到单个信号帧的DP的信元的数目并不始终以时隙的数目被划分，所以被映射到每个时隙的 DP的信元的数目可改变。因此，如果在考虑这一点的情况下确立映射规则，则每个DP的第一信元被映射到的地址可以是信号帧中的任意位置。下面将给出映射方法的详细描述。此外，当信号帧被划分成多个时隙时，广播信号接收装置需要指示时隙的数目的信息以获得相应DP 的信元。在本发明中，可将指示时隙的数目的信息表示为N_Slot。因此，可将图53(a)的信号帧的时隙的数目表示为N_Slot＝1，并且可将图53 (b)的信号帧的时隙的数目表示为N_Slot＝4。
图54是图示出根据本发明的实施例的类型2 DP的视图。
如上所述，在时间轴方向上映射类型2 DP的信元，并且如果DP的信元在时间轴上被映射到信号帧的最后OFDM符号，则可从第一OFDM 符号的第二频率开始以相同方式连续地映射DP的信元。
如上文相对于图53所述，即使在类型2 DP的情况下，为了提取在信号帧中映射的每个DP的信元，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息和信令信息，例如指示每个DP的第一信元被映射到的地址的DP起始地址信息以及分配给信号帧的每个DP的FEC 块号信息。
因此，如图54中所示，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可发射DP起始地址信息，其指示每个DP的第一信元被映射到的地址 (例如，DP0_St、DP1_St、DP2_St、DP3_St、DP4_St)。此外，图54图示出其中时隙的数目是1的情况，并且可将图54的信号帧的时隙的数目表示为N_Slot＝1。
图55是图示出根据本发明的实施例的类型3 DP的视图。
类型3 DP指代如上所述地在信号帧中使用TFDM映射的DP，并且当要求省电同时限制或提供期望水平的时间分集的时可使用。类似于类型2 DP，类型3 DP可通过基于OFDM符号来应用频率交织而实现频率分集。
图55(a)图示出其中DP被映射到时隙的情况下的信号帧，并且图 55(b)图示出其中DP被映射到两个或更多时隙的情况下的信号帧。图 55(a)和55(b)两者图示出其中时隙的数目是4的情况，并且信号帧的时隙的数目可表示为N_Slot＝4。
此外，如图18和19中所示，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可发射DP起始地址信息，其指示每个DP的第一信元被映射到的地址(例如，DP0_St、DP1_St、DP2_St、DP3_St、DP4_St)。
在图55(b)中，可实现与在图55(a)中实现的不同的时间分集。在这种情况下，可能需要附加信令信息。
如上文相对于图18至20所述，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可发射包括DP起始地址信息的信令信息，该DP起始地址信息指示每个DP的第一信元被映射到的地址(例如，DP0_St、DP1_St、DP2_St、 DP3_St、DP4_St)等。在这种情况下，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可仅发射最初映射的DP0的起始地址信息，并基于用于其它DP的DP00的起始地址信息来发射偏移值。如果DP被均等地映射，则由于DP的映射间隔是相同的，所以接收器可使用关于初始DP的起始位置的信息以及偏移值来实现DP的起始地址。具体地，当根据本发明的实施例的广播信号发射装置基于DP0的起始地址信息发射具有某个尺寸的偏移信息时，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可通过向DP0 的起始地址信息添加上述偏移信息来计算DP1的起始位置。以相同方式，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可通过向DP0的起始地址信息添加上述偏移信息两次来计算DP2的起始位置。如果DP未被均等地映射，则根据本发明的实施例的广播信号发射装置可发射DP0的起始地址信息和基于DP0的起始位置指示其它DP的间隔的偏移值(OFFSET 1、OFFSET 2、...)。在这种情况下，偏移值可以是相同的或不同的。此外，可在下面将参考图68来描述的PLS信令信息或带内信令信息中包括并发射偏移值。这可根据设计者的意图而改变。
现在给出根据本发明的实施例的用于使用资源块(RB)来映射DP 的方法的描述。
RB是用于映射DP的某个单元块，并且在本发明中可称为数据映射单元。基于RB的资源分配在直观地且容易地处理DP调度和省电控制方面是有利的。根据本发明的实施例，RB的名称可根据设计者的意图而改变，并且可在并不因其比特率粒度方面的问题的范围内自由地设定 RB的尺寸。
本发明可示例性地描述其中通过将能够在OFDM符号中发射实际数据的活动载波的数目(NoA)乘以或除以整数而获得的值。这可根据设计者的意图而改变。如果RB具有大的尺寸，则可简化资源分配。然而，RB的尺寸指示实际上可支持的比特率的最小单元，并且因此应用适当的考虑来确定。
图56是图示出根据本发明的实施例的RB的视图。
图56图示出其中当DP0的FEC块的数目是10时使用RB将DP0映射到信号帧的实施例。描述其中LDPC块的长度是64K且QAM调制值是作为DP0的传输参数的256QAM、信号帧的FFT模式是32K且分散导频图案是PP32-2(即，导频传送载波的间隔是Dx＝32，并且包括在分散导频序列中的符号的数目是Dy＝2)的情况作为示例。在这种情况下，FEC 块的尺寸对应于8100信元，并且可将NoA假设为27584。假设RB的尺寸是通过将NoA除以4获得的值，并且RB的尺寸对应于6896个信元且可以表示为L_RB＝NoA/4。
在这种情况下，当基于信元来比较FEC块的尺寸和RB的尺寸时，确立10×FEC块的尺寸＝11×RB+5144个信元的尺寸。因此，为了基于 RB将10个FEC块映射到单个信号帧，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可将10个FEC块的数据连续地映射到11个RB以将 11个RB映射到当前信号帧，并且将对应于5144个信元的其余数据连同接下来的FEC块一起映射到下一信号帧。
图57是图示出根据本发明的实施例的用于将RB映射到帧的过程的视图。
具体地，图57图示出其中发射相邻信号帧的情况。
当支持可变比特率时，每个信号帧可具有可在其中发射的不同数目的FEC块。
图57(a)图示出其中要在信号帧N中发射的FEC块的数目是10的情况、其中要在信号帧N+1中发射的FEC块的数目是9的情况以及其中要在信号帧N+2中发射的FEC块的数目是11的情况。
图57(b)图示出其中要映射到信号帧N的RB的数目是11的情况、其中要映射到信号帧N+1的RB的数目是11的情况以及其中要映射到信号帧N+2的RB的数目是13的情况。
图57(c)示出了将RB映射到信号帧N、信号帧N+1和信号帧N+ 2的结果。
如图22(a)和22(b)中所示，当要在信号帧N中发射的FEC块的数目是10时，由于10个FEC块的尺寸等于通过向11个RB的尺寸添加 5144个信元而获得的值，所以可将11个RB映射到信号帧N并在其中发射，如图57(c)中所示。
另外，如图57(b)的中心处所示，其余5144个信元形成要映射到信号帧N+1的11个RB之中的第一RB的初始部分。因此，由于确立了 5144个信元+9个FEC块的尺寸＝11个RB的尺寸的关系，所以11个RB 被映射到信号帧N+1并在其中发射，并且其余2188个信元形成要映射到信号帧N+2的13个RB之中的第一RB的初始部分。以相同方式，由于确立了2188个信元+11个FEC块的尺寸＝13的RB的尺寸+1640个信元的关系，所以13个RB被映射到信号帧N+2并在其中发射，并且其余 1640个信元被映射到下一信号帧并在其中发射。FEC块的尺寸与NoA的尺寸不同，并且因此可以插入哑信元。然而，根据图57中所示的方法，不需要插入哑信元，并且可更高效地发射实际数据。此外，可在将RB 映射到信号帧之前对要映射到信号帧的RB执行时间交织或与之类似的操作，并且这可根据设计者的意图而改变。
现在给出根据DP的上述类型基于RB来将DP映射到信号帧的方法的描述。
具体地，在本发明中，通过将其中多个DP被分配到信号帧中的所有可用RB的情况与其中DP被分配到仅某些DP的情况分离来描述RB映射方法。本发明可示例性地描述其中DP的数目是3、信号帧中的RB的数目是80且RB的尺寸是通过将NoA除以4而获得的值的情况。可如下表示这种情况。
DP的数目，N_DP＝3
信号帧中的RB的数目，N_RB＝80
RB的尺寸，L_RB＝NoA/4
此外，本发明可示例性地描述其中DP0填充31个RB、DP1填充15 个RB、且DP2填充34个RB的情况，作为其中向信号帧中的可用RB分配多个DP(DP0、DP1、DP2)的情况。可如下表示这种情况。
{DP0,DP1,DP2}＝{31,15,34}
另外，本发明可示例性地描述其中DP0填充7个RB、DP1填充5个 RB且DP2填充6个RB的情况，作为其中向信号帧中的仅某些RB分配多个DP(DP0、DP1、DP2)的情况。可如下表示这种情况。
{DP0,DP1,DP2}＝{7,5,6}
图23至25图示出根据DP的类型的RB映射。
本发明可示例性地定义以下值以根据每个DP的类型来描述RB映射规则。
L_Frame：信号帧中的OFDM符号的数目
N_Slot：信号帧中的时隙数
L_Slot：时隙中的OFDM符号的数目
N_RB_Sym：OFDM符号总的RB的数目
N_RB：信号帧中的RB的数目
图58是图示出根据本发明的实施例的类型1DP的RB映射的视图。
图58图示出单个信号帧，并且横轴指代时间轴，而竖轴指代频率轴。在时间轴上面正好位于信号帧的前面的彩色块对应于前导和信令部分。如上所述，根据本发明的实施例，可基于RB将多个DP映射到信号帧的数据符号部分。
图58中所示的信号帧由20个OFDM符号(L_Frame＝20)组成，并且包括4个时隙(N_Slot＝4)。此外，每个时隙包括5OFDM符号(L_Slot ＝5)且每个OFDM符号被均等地划分成4个RB(N_RB_Sym＝4)。因此，信号帧中的RB的总数是L_Frame*N_RB_Sym，其对应于80。
在图58的信号帧中指示的数字指代在信号帧中分配RB的顺序。由于类型1DP在频率轴方向上被连续地映射，所以可以注意到分配RB的顺序在频率轴上面连续地增加。如果分配RB的顺序是确定的，则可按照时间的顺序将相应DP映射到最终分配的RB。假设在信号帧中每个RB 实际上被映射到的地址(即，RB映射地址)是j，j可具有从0至N_RB-1 的值。在这种情况下，如果将RB输入顺序定义为i，则i可具有0、1、2、...、 N_RB-1的值，如图58中所示。如果N_Slot＝1，由于RB映射地址和RB 输入顺序是相同的(j＝i)，则可按照j的递增顺序连续地映射输入RB。如果N_Slot＞1，则可根据时隙的数目N_Slot来划分并映射要映射到信号帧的RB。在这种情况下，可根据被表示为在图58的底部处所示的等式的映射规则来映射RB。
图59是图示出根据本发明的实施例的类型2 DP的RB映射的视图。
类似于图58中所示的信号帧，图59中所示的信号帧由20个OFMD 符号(L_Frame＝20)组成，并且包括4个时隙(N_Slot＝4)。此外，每个时隙包括5OFDM符号(L_Slot＝5)且每个OFDM符号被均等地划分成4个RB(N_RB_Sym＝4)。因此，信号帧中的RB的总数是L_Frame *N_RB_Sym，其对应于80。
如上文相对于图58所述，假设在信号帧中每个RB实际上被映射到的地址(即，RB映射地址)是j，j可具有从0至N_RB-1的值。由于类型 2 DP在时间轴方向上被连续地映射，所以可以注意到分配RB的顺序在时间轴方向上连续地增加。如果分配RB的顺序是确定的，则可按照时间的顺序将相应DP映射到最终分配的RB。
如上文相对于图58所述，当RB输入顺序被定义为i时，如果N_Slot ＝1，则由于j＝i，所以可按照j的递增顺序连续地映射输入RB。如果 N_Slot＞1，则可根据时隙的数目N_Slot来划分并映射要映射到信号帧的RB。在这种情况下，可根据被表示为在图59的底部处所示的等式的映射规则来映射RB。
图58和59中所示的将表示映射规则的等式根据DP的类型而不具有差别。然而，由于类型1 DP是在频率轴方向上映射，而类型2 DP是在时间轴方向上映射，则由于映射方向的差别而实现不同的RB映射结果。
图60是图示出根据本发明的实施例的类型3 DP的RB映射的视图。
类似于图23和24中所示的信号帧，图60中所示的信号帧由20个 OFMD符号(L_Frame＝20)组成，并且包括4个时隙(N_Slot＝4)。此外，每个时隙包括5 OFDM符号(L_Slot＝5)且每个OFDM符号被均等地划分成4个RB(N_RB_Sym＝4)。因此，信号帧中的RB的总数是L_Frame*N_RB_Sym，其对应于80。
可根据在图60的底部处所示的等式来计算类型3 DP的RB映射地址。也就是说，如果N_Slot＝1，则类型3DP的RB映射地址与类型2 DP 的RB映射地址相同。类型2和类型3 DP的相同之处在于其是在时间轴方向上连续地映射的，但是不同之处在于类型2 DP被映射到信号帧的第一频率的结尾，并且然后被连续地从第一OFDM符号的第二频率开始映射，而类型3 DP被映射到时隙的第一频率的结尾，并且然后在时间轴方向上从时隙的第一OFDM的第二频率连续地映射。由于此差异，当使用类型3 DP时，时间分集可收到L_Slot的限制，并且可基于L_Slot实现省电。
图61是图示出根据本发明的另一实施例的类型1 DP的RB映射的视图。
图61(a)图示出其中向信号帧中的可用RB分配类型1 DP0、DP1 和DP2的情况下的RB映射顺序，并且图61(b)图示出其中类型1 DP0、 DP1和DP2中的每一个被划分并分配给包括在时间帧中的不同时隙中的RB的情况下的RB映射顺序。在信号帧中指示的数字指代分配RB的顺序。如果分配RB的顺序是确定的，则可按照时间的顺序将相应DP映射到最终分配的RB。
图61(a)图示出其中当N_Slot＝1且{DP0,DP1,DP2}＝{31,15,34} 时的情况下的RB映射顺序。
具体地，DP0可被根据RB的顺序在频率轴方向上映射到RB，并且如果OFDM符号被完全填充，则移动至在时间轴上的下一OFDM符号以在频率轴方向上连续地映射。因此，如果DP0被映射到RB0至RB30，则可将DP1连续地映射到RB31至RB45且可将DP2映射到RB46至RB79。
为了提取相应DP被映射到的RB，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息(DP_Type)和均等划分时隙的数目 (N_Slot)，并且需要包括每个DP的DP起始地址信息、要映射到信号帧的每个DP的FEC块号信息(DP_N_Block)、在第一RB中映射的FEC块的起始地址信息(DP_FEC_St)等的信令信息。
因此，根据本发明的实施例的广播信号发射装置还可发射上述信令信息。
图61(b)图示出其中当N_Slot＝4且{DP0,DP1,DP2}＝{31,15,34} 时的情况下的RB映射顺序。
具体地，图61(b)示出了划分DP0、DP1和DP2且然后以与其中 N_Slot＝1的情况相同的方式将每个DP的各部分基于RB连续地映射到时隙的结果。在图61的底部处图示出表示用于划分每个DP的RB的规则的等式。在图61中所示的等式中，可如下定义参数s、N_RB_DP和N_RB_DP(s) 。
s：时隙索引：s＝0,1,2,...,N_Slot-1
N_RB_DP：要映射到信号帧的DP的RB的数目
N_RB_DP(s)：要映射到时隙索引s的时隙的DP的RB的数目
根据本发明的实施例，由于对于DP0而言N_RB_DP＝31，所以根据图61中所示的等式，要映射到第一时隙的DP0的RB的数目可以是 N_RB_DP(0)＝8，要映射到第二时隙的DP0的RB的数目可以是 N_RB_DP(1)＝8，要映射到第三时隙的DP0的RB的数目可以是 N_RB_DP(2)＝8，并且要映射到第四时隙的DP0的RB的数目可以是 N_RB_DP(3)＝7。在本发明中，可将被划分以映射到时隙的DP0的 RB的数目表示为{8,8,8,7}。
以相同方式，可将DP1划分成{4,4,4,3}且可将DP2划分成{9,9,8,8}。
可使用其中N_Slot＝1的上述情况的方法在每个时隙中连续地映射DP的每个分区的RB。在这种情况下，为了均等地填充所有时隙，可从其它DP的较小数目的RB被映射到的时隙之中的具有较小时隙索引s 的时隙连续地映射每个DP的分区。
在DP1的情况下，由于DP0的RB被分区成{8,8,8,7}并按照s＝0、1、 2、3的顺序被映射到时隙，所以可以注意到的是DP0的较小数目的RB 被映射到具有时隙索引s＝3的时隙。因此，可将DP1的RB划分成{4,4,4,3} 并按照s＝3、0、1、2的顺序映射到时隙。以相同方式，由于DP0和DP1 的最小数目的RB被分配给具有时隙索引s＝2和3的时隙但s＝2更小，所以可将DP2的RB划分成{9,9,8,8}并按照s＝2、3、0、1的顺序映射到时隙。
图62是图示出根据本发明的另一实施例的类型1 DP的RB映射的视图。
图62图示出其中等同地应用类型1 DP的上述RB映射地址的实施例。在图62的底部处图示出表示上述RB映射地址的等式。虽然图62中的映射方法和过程不同于上文相对于图61所述的那些，但由于其映射结果是相同的，所以可实现相同的映射特性。根据图62的映射方法，可使用单个等式来执行RB映射，无论N_Slot的值如何。
图63是图示出根据本发明的另一实施例的类型1 DP的RB映射的视图。
图63(a)图示出其中向信号帧中的可用RB分配类型1 DP0、DP1 和DP2的情况下的仅某些RB映射顺序，并且图63(b)图示出其中类型 1 DP0、DP1和DP2中的每一个被划分并分配给包括在时间帧中的不同时隙中的仅某些RB的情况下的RB映射顺序。在信号帧中指示的数字指代分配RB的顺序。如果分配RB的顺序是确定的，则可按照时间的顺序将相应DP映射到最终分配的RB。
图63(a)图示出其中当N_Slot＝1且{DP0,DP1,DP2}＝{7,5,6}时的情况下的RB映射顺序。
具体地，DP0可根据RB的顺序在频率轴方向上被映射到RB，并且如果OFDM符号被完全填充，则移动至在时间轴上的下一OFDM符号以在频率轴方向上连续地映射。因此，如果DP0被映射到RB0至RB6，则可将DP1连续地映射到RB7至RB11且可将DP2映射到RB12至RB17。
图63(b)图示出其中当N_Slot＝4且{DP0,DP1,DP2}＝{7,5,6}时的情况下的RB映射顺序。
图63(b)图示出其中根据上文相对于图61所述的RB划分规则来划分每个DP的RB并映射到信号帧的实施例。上文已描述了其详细过程，并且因此在这里不进行详述。
图64是图示出根据本发明的另一实施例的类型2 DP的RB映射的视图。
图64(a)图示出其中向信号帧中的可用RB分配类型2 DP0、DP1 和DP2的情况下的RB映射顺序，并且图64(b)图示出其中类型2 DP0、 DP1和DP2中的每一个被划分并分配给包括在时间帧中的不同时隙中的RB的情况下的RB映射顺序。在信号帧中指示的数字指代分配RB的顺序。如果分配RB的顺序是确定的，则可按照时间的顺序将相应DP映射到最终分配的RB。
图64(a)图示出其中当N_Slot＝1且{DP0,DP1,DP2}＝{31,15,34} 时的情况下的RB映射顺序。
由于类型2 DP的RB被映射到信号帧的第一频率的结尾且然后连续地从第一OFDM符号的第二频率映射，所以可实现时间分集。因此，如果DP0在时间轴上被映射到RB0至RB19且然后被连续地映射到第二频率的RB20至RB30，则可以以相同方式将DP1映射到RB31至RB45，并且可将DP2映射到RB46至RB79
为了提取相应DP被映射到的RB，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息(DP_Type)和均等划分时隙的数目 (N_Slot)，并且需要包括每个DP的DP起始地址信息、要映射到信号帧的每个DP的FEC块号信息(DP_N_Block)、在第一RB中映射的FEC块的起始地址信息(DP_FEC_St)等的信令信息。
因此，根据本发明的实施例的广播信号发射装置还可发射上述信令信息。
图64(b)图示出其中当N_Slot＝4且{DP0,DP1,DP2}＝{31,15,34} 时的情况下的RB映射顺序。
图64(b)的第一信号帧示出了根据上文相对于图61所述的RB划分规则来执行RB映射的结果，并且图64(b)的第二信号帧示出了通过等同地应用类型2DP的上述RB映射地址来执行RB映射的结果。虽然上述两个情况的映射方法和过程是不同的，但由于其映射而结果是相同的，所以可实现相同的映射特性。在这种情况下，可使用单个等式来执行RB映射，无论N_Slot的值如何。
图65是图示出根据本发明的另一实施例的类型2 DP的RB映射的视图。
图65(a)图示出其中向信号帧中的可用RB分配类型2 DP0、DP1 和DP2的情况下的仅某些RB映射顺序，并且图65(b)图示出其中类型 2 DP0、DP1和DP2中的每一个被划分并分配给包括在时间帧中的不同时隙中的仅某些RB的情况下的RB映射顺序。在信号帧中指示的数字指代分配RB的顺序。如果分配RB的顺序是确定的，则可按照时间的顺序将相应DP映射到最终分配的RB。
图65(a)图示出其中当N_Slot＝1且{DP0,DP1,DP2}＝{7,5,6}时的情况下的RB映射顺序。
具体地，DP0可被根据RB的顺序在频率轴方向上映射到RB，并且如果DP0被映射到RB0至RB6，则DP1可被连续地映射到RB7至RB11 且DP2可被映射到RB12至RB17。
图65(b)图示出其中当N_Slot＝4且{DP0,DP1,DP2}＝{7,5,6}时的情况下的RB映射顺序。
图65(b)图示出其中根据上文相对于图61所述的RB划分规则来划分每个DP的RB并映射到信号帧的实施例。上文已描述了其详细过程，并且因此在这里不进行详述。
图66是图示出根据本发明的另一实施例的类型3 DP的RB映射的视图。
图66(a)图示出其中向信号帧中的可用RB分配类型3 DP0、DP1 和DP2的情况下的仅某些RB映射顺序，并且图66(b)图示出其中类型 3 DP0、DP1和DP2中的每一个被划分并分配给包括在时间帧中的不同时隙中的仅某些RB的情况下的RB映射顺序。在信号帧中指示的数字指代分配RB的顺序。如果分配RB的顺序是确定的，则可按照时间的顺序将相应DP映射到最终分配的RB。
图66(a)图示出其中当N_Slot＝4且{DP0,DP1,DP2}＝{31,15,34} 时的情况下的RB映射顺序。
图66(a)的第一信号帧图示出其中等同地应用类型3 DP的上述RB 映射地址的实施例。图66(a)的第二信号帧图示出其中当DP的RB的数目大于时隙的数目时通过改变时隙分配顺序来实现时间分集的实施例。具体地，图66(a)的第二信号帧对应于其中当分配给第一信号帧的第一时隙的DP0的RB的数目大于第一时隙的数目时DP0的其余RB被分配给第三时隙的实施例。
图66(b)图示出其中当N_Slot＝4且{DP0,DP1,DP2}＝{7,5,6}时的情况下的RB映射顺序。
此外，为了提取相应DP被映射到的RB，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息(DP_Type)和均等划分时隙的数目(N_Slot)，并且需要包括每个DP的DP起始地址信息、要映射到信号帧的每个DP的FEC块号信息(DP_N_Block)、在第一RB中映射的 FEC块的起始地址信息(DP_FEC_St)等的信令信息。
因此，根据本发明的实施例的广播信号发射装置还可发射上述信令信息。
图67是图示出根据本发明的另一实施例的类型3 DP的RB映射的视图。
图67图示出其中当N_Slot＝1且{DP0,DP1,DP2}＝{7,5,6}时的情况下的RB映射。如图67中所示，可在信号帧中基于任意的块来映射每个DP的RB。在这种情况下，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要附加信令信息以及上述信令信息以提取相应DP被映射到的RB。
同样地，本发明可示例性地描述其中另外发射每个DP的DP结尾地址信息(DP_RB_Ed)的情况。因此，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可基于任意块来映射DP的RB并发射上述信令信息，并且根据本发明的实施例的广播信号接收装置可使用包括在上述信令信息中的 DP_RB_St信息和DP_RB_Ed信息检测基于任意块映射的DP的RB并将其解码。当使用本方法时，自由RB映射被启用，并且因此用不同的RB 映射特性来映射DP。
具体地，如图67中所示，可在时间轴方向上在相应块中映射DP00 的RB以实现类似于类型2 DP的时间分集，可在频率轴方向上在相应块中映射DP1的RB以实现类似于类型1DP的省电效果。此外，可在考虑类似于类型3 DP的时间分集和省电的情况下在相应块中映射DP2的 RB。
此外，即使在其中并未在类似于DP1的整个相应块中映射RB时的情况下，广播信号接收装置可使用上述信令信息来准确地检测要获取的RB的位置，上述信令信息例如是DP_FEC_St信息、DP_N_Block信息、DP_RB_St信息和DP_RB_Ed信息，并且因此可高效地发射和接收广播信号。
图68是图示出根据本发明的实施例的信令信息的视图。
图68图示出与根据DP类型的RB映射有关的上述信令信息，并且可使用通过PLS的信令(在下文中称为PLS信令)或带内信令来发射信令信息。
具体地，图68(a)图示出通过PLS发射的信令信息，并且图68(b) 图示出通过带内信令发射的信令信息。
如图68中所示，与根据DP类型的RB映射有关的信令信息可包括 N_Slot信息、DP_Type信息、DP_N_Block信息、DP_RB_St信息、DP_FE C_St和DP_N_Block信息。
通过PLS信令发射的信令信息与通过带内信令发射的信令信息相同。然而，PLS包括关于包括在用于服务获取的相应信号帧中的所有DP 的信息，并且因此可在用于定义关于每个DP的信息的DP环路内定义除 N_Slot information和DP_Type信息之外的信令信息。另一方面，使用带内信令来获取相应DP，并且因此针对每个DP发射。同样地，带内信令与PLS信令的不同之处在于不需要用于定义关于每个DP的信息的DP环路。现在给出信令信息的简要描述。
N_Slot信息：指示所划分时隙的数目的信息形成信号帧，其可具有2比特的尺寸。根据本发明的实施例，时隙的数目可以是1、2、4、8。
DP_Type信息：指示DP的类型的信息，其可以是如上所述的类型1、类型2和类型3中的一个。此信息可根据设计者的意图而扩展，并且可具有3比特的尺寸。
DP_N_Block_Max信息：指示相应DP的FEC块的最大数目或其等价值的信息，其可具有10比特的尺寸。
DP_RB_St信息：指示相应DP的第一RB的地址的信息，并且RB 的地址可基于RB来表示。此信息可具有8比特的尺寸。
DP_FEC_St信息：指示要映射到信号帧的相应DP的FEC块的第一地址的信息，并且可基于信元来表示FEC块的地址。此信息可具有13 比特的尺寸。
DP_N_Block信息：指示要映射到信号帧的相应DP的FEC块的数目或其等价值的信息，其可具有10比特的尺寸。
上述信令信息可在考虑信号帧的尺寸、时间交织的尺寸、RB的尺寸等的情况下根据设计者的意图而改变其名称、尺寸等。
由于PLS信令和带内信令如上所述地根据其使用而具有差异，所以为了实现更高效的传输，可针对PLS信令和带内信令省略信令信息，如下所述。
首先，PLS包括关于包括在相应信号帧中的所有DP的信息。因此， DP被按照DP0、DP1、DP2、...的顺序完全地且连续地映射到信号帧，广播信号接收装置可执行计算以实现DP_RB_St信息。在这种情况下，可省略DP_RB_St信息。
其次，在带内信令的情况下，广播信号接收装置可使用相应DP的 DP_N_Block信息来获取下一信号帧的DP_FEC_St信息。因此，可省略 DP_FEC_St信息。
第三，在带内信令的情况下，当影响相应DP的映射的N_Slot信息、 DP_Type信息和DP_N_Block_Max信息改变时，可使用指示相应信息是否改变的1比特信号，或者可用信号发送改变。在这种情况下，可省略附加N_Slot信息、DP_Type信息和DP_N_Block _Max信息。
也就是说，可在PLS中省略DP_RB_St信息，并且可在带内信令中省略除DP_RB_St信息和DP_N_Block信息之外的信令信息。这可根据设计者的意图而改变。
图69是示出了根据本发明的实施例的根据DP的数目的PLS的比特数的图表。
具体地，图69示出了随着DP的数目增加、当通过PLS来发射与根据DP类型的RB映射有关的信令信息时的情况下的用于PLS信令的比特数的增加。
短划线指代其中发射每个相关信令信息的情况(默认信令)，并且实线指代其中省略上述类型的信令信息的情况(高效信令)。随着DP 的数目增加，如果省略了某些类型的信令信息，则应注意的是保存比特数线性地增加。
图70是图示出根据本发明的实施例的用于将DP解映射的过程的视图。
如图70的顶部中所示，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可发射相邻信号帧35000和35100。每个信号帧的配置如上所述。
如上所述，当广播信号发射装置基于RB将不同类型的DP映射到相应信号并发射信号帧时，广播信号接收装置可使用与根据DP类型的RB 映射而有关的上述信令信息来获取相应DP。
如上所述，可通过信号帧的PLS 35010或通过带内信号35030来发射与根据DP类型的RB映射有关的信令信息。图70(a)图示出通过PLS 35010发射的与根据DP类型的RB映射有关的信令信息，并且图70(b) 图示出通过带内信令35020发射的与根据DP类型的RB映射有关的信令信息。带内信令35020被连同包括在相应DP中的数据一起进行处理，例如编码、调制以及时间交织，并且因此可指示为在信号帧中被包括在数据符号的一部分。上文已描述了每个类型的信令信息，并且因此在这里不进行详述。
如图70中所示，广播信号接收装置可获取包括在PLS 35010中的与根据DP类型的RB映射有关的信令信息，并且因此可解映射并获取被映射到相应信号帧35000的DP。此外，广播信号接收装置可获取通过带内信令35020发射的与根据DP类型的RB映射有关的信令信息，并且因此可将被映射到下一信号帧35100的DP解映射。
PLS保护和结构(重复)
图71是图示出根据本发明的另一实施例的适用于在FEC编码器模块中对PLS数据执行LDPC编码的母码的三个类型的示例性结构。
从上述PLS生成模块4300输出的PLS前数据和PLS后数据被独立地输入到BB加扰器模块4400。在以下描述中，可将PLS前数据和PLS后数据共同地称为PLS数据。BB加扰器模块4400可执行初始化以将输入PLS 数据随机化。BB加扰器模块4400可基于帧而将位于帧中并将在帧中发射的PLS数据初始化。
如果位于帧中并将在帧中发射的PLS包括关于多个帧的信息，则 BB加扰器模块4400可基于帧将PLS数据初始化。其示例是下面将描述的PLS重复帧结构的情况。根据本发明的实施例，PLS重复指代用于在当前帧中一起发射用于当前帧的PLS数据和用于下一帧的PLS数据的帧配置方案。当应用PLS重复时，BB加扰器模块4400可独立地将用于当前帧的PLS数据和用于下一帧的PLS数据初始化。下面将给出PLS重复的详细描述。
BB加扰器模块4400可将基于帧而初始化的PLS前数据和PLS后数据随机化。
随机化的PLS前数据和PLS后数据被输入到编码和调制模块5300。随机化的PLS前数据和随机化的PLS后数据可被分别地输入到包括在编码和调制模块5300中的FEC编码器模块5310中。FEC编码器模块5310可分别地对输入PLS前数据和PLS后数据执行BCH编码和LDPC编码。因此，FEC编码器模块5310可分别地对被输入到FEC编码器模块5310的随机化的PLS前数据和随机化的PLS后数据执行LDPC编码。
可由于BCH编码而向被输入到FEC编码器模块5310的随机化的 PLS数据输入添加BCH奇偶位，并且然后可对BCH编码数据执行LDPC 编码。可根据包括BCH奇偶位的输出数据的尺寸(在下文中，输入到 LDPC编码器模块的数据的尺寸被称为N_BCH)基于信息部分中的具有不同尺寸(在下文中，将信息部分的尺寸称为K_ldpc)的母码类型中的一个来执行LDPC编码。FEC编码器模块5310可在K_ldpc和N_BCH之间在尺寸方面将对应于差异36010的LDPC母码的信息部分的数据缩短至0或1，并且可对包括在奇偶位部分中的数据的一部分进行删余，从而输出缩短/删余LDPC码。LDPC编码器模块可基于缩短/删余LDPC码对输入PLS数据或BCH编码PLS数据执行LDPC编码并输出LDPC编码 PLS数据。
在这里，BCH编码可根据设计者的意图而省略。如果BCH编码被省略，则FEC编码器模块5310可通过对被输入到FEC编码器模块5310的 PLS数据进行编码而生成LDPC母码。FEC编码器模块5310可在K_ldpc 和PLS数据之间在尺寸方面将对应于差异36010的生成LDPC母码的信息部分的数据缩短至0或1，并且可对包括在奇偶位部分中的数据的一部分进行删余，从而输出缩短/删余LDPC码。FEC编码器模块5310可基于缩短/删余LDPC码对输入PLS数据执行LDPC编码并输出LDPC编码 PLS数据。
图71(a)图示出母码类型1的示例性结构。在这里，母码类型1具有1/6的码率、图71(b)图示出母码类型2的示例性结构。在这里，母码类型2具有1/4的码率。图71(c)图示出母码类型3的示例性结构。在这里，母码类型3具有1/3的码率。
如图71中所示，每个母码可包括信息部分和奇偶位部分。根据本发明的实施例，可将对应于母码的信息部分3600的数据的尺寸定义为 K_ldpc。母码类型1、母码类型2和母码类型3的K_ldpc可分别地称为 k_ldpc1、k_ldpc2和k_ldpc3。
现在给出由FEC编码器模块基于图71(a)中所示的母码类型1执行的LDPC编码过程的描述。在以下描述中，编码可指代LDPC编码。
当应用BCH编码时，母码的信息部分可包括BCH编码PLS数据，其包括BCH奇偶位并被输入到FEC编码器模块的LDPC编码器模块。
当未应用BCH编码时，母码的信息部分可包括被输入到FEC编码器模块的LDPC编码器模块的PLS数据。
被输入到FEC编码器模块的PLS数据的尺寸可根据要发射的附加信息(管理信息)的尺寸和传输参数的数据的尺寸而改变。FEC编码器模块可向BCH编码PLS数据插入“0”比特。如果未执行BCH编码，则FEC 编码器模块可向PLS数据插入“0”比特。
本发明可提供根据另一实施例的被用来执行上述LDPC编码的三个类型的专用母码。FEC编码器模块可根据PLS数据的尺寸来选择母码，并且由FEC编码器模块根据PLS数据的尺寸而选择的母码可称为专用母码。FEC编码器模块可基于所选专用母码而执行LDPC编码。
根据本发明的实施例，可将母码类型1的K_ldpc1的尺寸36000假设为母码类型2的K_ldpc2的尺寸的1/2和母码类型3的K_ldpc3的尺寸的 1/4。母码类型的K_ldpc的尺寸之间的关系可根据设计者的意图而改变。设计者可将具有K_ldpc的小尺寸的母码设计成具有低码率。为了保持具有各种尺寸的PLS数据的恒定信令保护水平，应随着PLS数据的尺寸小而降低缩短和删余之后的有效码率。为了减小有效码率，可增加具有K_ldpc的小尺寸的母码的奇偶比。
如果PLS数据具有过大的尺寸且因此不能通过FEC编码器模块基于多个母码类型中的一个编码，则可将PLS数据分离成多条以用于编码。在这里，可将每条PLS数据称为分段PLS数据。如果PLS数据具有过大尺寸且不能由FEC编码器模块基于多个母码类型中的一个进行编码，则可用用于对每个分段PLS数据进行编码的过程来替换用于由FEC 编码器模块对PLS数据进行编码的上述过程。
当FEC编码器模块对母码类型1进行编码时，为了在非常低的信噪比(SNR)环境中保持信令保护水平，可执行有效载荷分离。母码类型 1的奇偶位的长度可由于用于执行有效载荷分离模式的部分36020而增加。下面将给出母码选择方法和有效载荷分离代码的详细描述。
如果FEC编码器模块基于具有K_ldpc的大尺寸的当母码类型对具有各种尺寸的PLS数据进行编码，则可快速地减小编码增益。例如，当上述FEC编码器模块使用用于确定缩短数据部分(例如，K_ldpc- N_BCH)的方法来执行缩短，则由于K_ldpc是恒定的，所以小尺寸PLS 数据被缩短超过大尺寸PLS数据。
为了解决上述问题，根据本发明的实施例的FEC编码器模块可根据PLS数据的尺寸而不同地应用能够在多个母码类型之间实现最佳编码增益的母码类型。
根据本发明的实施例的FEC编码器模块可限制要被FEC编码器模块缩短的部分的尺寸以实现最佳编码增益。由于FEC编码器模块将要缩短的缩短部分的尺寸36010限制每个母码的K_ldpc 36000的一定比例，所以可恒定地保持每个PLS数据的专用母码的编码增益。本实施例示出了其中可以执行缩短K_ldpc的尺寸直至50％的示例。因此，当上述FEC 编码器模块将缩短数据部分确定为K_ldpc与N_BCH之间的差时，如果 K_ldpc与N_BCH之间的差大于K_ldpc的1/2，则FEC编码器模块可将要由FEC编码器模块缩短的数据部分的尺寸确定为K_ldpc*1/2而不是 K_ldpc-N_BCH。
可以以与由FEC编码器模块基于图71(a)中所示的母码类型1执行的上述LDPC编码过程相同的方式执行由FEC编码器模块基于图36 (B)和36(c)中所示的母码类型2和母码类型3执行的LDPC编码过程。
FEC编码器模块可通过基于单个母码通过对具有各种尺寸的PLS 数据进行编码来实现最佳编码增益而基于扩展LDPC码来执行编码。
然而，当基于扩展LDPC码来执行编码时可实现的编码增益与基于如上所述针对不同尺寸的PLS数据优化的专用母码来执行编码时可实现的编码增益相比大约低了0.5dB。因此，如果根据本发明的实施例的 FEC编码器模块通过根据PLS数据的尺寸选择母码类型结构而对PLS数据进行编码，则可减少冗余数据，并且可设计能够确保相同接收性能的PLS信令保护。
图72是根据本发明的另一实施例的用于选择被用于LDPC编码的母码类型并确定缩短的尺寸的过程的流程图。
现在给出用于根据要进行LDPC编码的PLS数据的尺寸(有效载荷尺寸)来选择母码类型并确定由FEC编码模块进行的缩短的尺寸的过程的描述。以下描述假设所有以下操作都由FEC编码器模块执行。
检查LDPC编码模式是正常模式还是有效载荷分离模式(S37000)。如果LDPC编码模式是有效载荷分离模式，则可选择母码1，无论PLS 数据的尺寸如何，并且基于母码类型1的K_ldpc的尺寸(k_ldpc1)来确定缩短的尺寸(S37060)。下面将给出有效载荷分离模式的详细描述。
如果LDPC编码模式是正常模式，则FEC编码器模块可根据PLS数据的尺寸来选择母码类型。现在将给出用于由FEC编码器模块在正常模式下选择母码类型的过程的描述。
Num_ldpc指代在单片PLS数据中可以包括的分段PLS数据的数目。 Isize_ldpc指代被输入到FEC编码器模块的分段PLS数据的尺寸。可将 Num_ldpc3确定为将输入PLS数据的尺寸(有效载荷尺寸)除以k_ldpc3 以用于编码而获得的值的上取整值。可将isize_ldpc3的值确定为通过将输入PLS数据的尺寸(有效载荷尺寸)除以所确定num_ldpc3而获得的值的上取整值(S37010)。确定isize_ldpc3的值是否在大于k_ldpc2且等于或小于k_ldpc3的范围内(S37020)。如果isize_ldpc3的尺寸在大于 k_ldpc2且等于或小于k_ldpc3的范围内，则确定母码类型3。在这种情况下，可基于k_ldpc3与isize_ldpc3之间的差值来确定缩短的尺寸 (S37021)。
如果isize_ldpc3的值不在大于k_ldpc2且等于或小于k_ldpc3的范围内，则将通过将PLS数据的尺寸(在图72中标记为“有效载荷尺寸”)除以k_ldpc2而获得的值的上取整值确定为num_ldpc2。可将isize_ldpc2的值确定为通过将PLS数据的尺寸(有效载荷尺寸)除以所确定num_ldpc2 而获得的值的上取整值(S37030)。确定isize_ldpc2的值是否在大于 k_ldpc1且等于或小于k_ldpc2的范围内(S37040)。如果isize_ldpc2的值在大于k_ldpc1且等于或小于k_ldpc2的范围内，则确定母码类型2。在这种情况下，可基于k_ldpc2与isize_ldpc2之间的差值来确定缩短的尺寸 (S37041)。
如果isize_ldpc2的值不在大于k_ldpc1且等于或小于k_ldpc2的范围内，则将通过将PLS数据的尺寸(有效载荷尺寸)除以k_ldpc1而获得的值的上取整值确定为num_ldpc1。可将isize_ldpc1may的值确定为通过将PLS数据的尺寸(有效载荷尺寸)除以所确定num_ldpc1而获得的值的上取整值(S37050)。在这种情况下，确定母码类型1，并且可基于k_ldpc1与isize_ldpc1之间的差值来确定缩短的尺寸(S37060)。
上述num_ldpc和isize_ldpc可根据PLS数据的尺寸而具有不同的值。然而，根据母码类型的k_ldpc1、k_ldpc2和k_ldpc3不受PLS数据的尺寸的影响，并且具有恒定的值。
图73是图示出根据本发明的另一实施例的用于对适配奇偶位进行编码的过程的视图。
图73(a)图示出被输入到FEC编码器模块以用于LDPC编码的PLS 数据的示例。
图73(b)图示出执行LDPC编码之后及执行缩短和删余之后的 LDPC码的示例性结构。
图73(c)图示出从FEC编码器模块输出的执行LDPC编码、缩短和删余(38010)之后的LDPC码(在下文中称为缩短/删余LDPC码)的示例性结构。
图73(d)图示出根据本发明的另一实施例的通过向通过FEC编码器模块进行LDPC编码、缩短和删余的LDPC码添加适配奇偶位(38011) 而输出的码的示例性结构。在这里，将用于通过由FEC编码器模块向缩短/删余LDPC码添加适配奇偶位(38011)来输出代码的方案称为适配奇偶位方案。
为了保持信令保护水平，FEC编码器模块可执行LDPC编码且然后将PLS数据缩短，将奇偶位中的某些删余(38010)，并且因此输出缩短 /删余LDPC码。在不良接收环境中，与广播系统恒定地支持的稳健性、即恒定目标可见性阈值(TOV)相比需要加强信令保护水平。根据本发明的实施例，为了加强信令保护水平，可通过向缩短/删余LDPC码添加适配奇偶位来输出LDPC码。可将适配奇偶位确定为在LDPC编码之后被删余的奇偶位(38010)中的某些奇偶位(38011)。
图73(c)图示出有效码率为约1/3时的情况下的基本目标TOV。根据本发明的实施例，如果FEC编码器模块添加适配奇偶位(38011)，则可减少实际上删余的奇偶位。FEC编码器模块可通过如图73(d)中所示地添加适配奇偶位来将有效码率调整到约1/4。根据本发明的实施例，被用于LDPC编码的母码可另外包括一定数目的奇偶位以获取适配奇偶位38011。因此，可将被用于适配奇偶编码的母码的码率设计成低于原始母码的码率。
FEC编码器模块可通过任意地减少删余奇偶位的数目来输出包括在LDPC码中的添加奇偶位(38011)。可通过将包括在LDPC码中的输出添加奇偶位(38011)包括在时间上在前面的帧并经由发射器来发射前面的帧来实现分集增益。在图73(b)中母码的信息部分的结尾被缩短，并且，母码的奇偶部分的结尾被删余。然而，这仅仅对应于示例性实施例，并且母码中的缩短和删余部分可根据设计者的意图而改变。
图74是图示出根据本发明的另一实施例的用于在对输入PLS数据进行LDPC编码之前将被输入到FEC编码器模块的PLS数据分离的有效载荷分离模式的视图。在以下描述中，可将被输入到FEC编码器模块的 PLS数据称为有效载荷。
图74(a)图示出被输入到FEC编码器模块以用于LDPC编码的PLS 数据的示例。
图74(b)图示出通过对有效载荷的每个分离片进行LDPC编码而获得的LDPC码的示例性结构。图74(b)中所示的LDPC码的结构是执行缩短/删余之前的结构。
图74(c)图示出根据本发明的另一实施例的从FEC编码器模块输出的缩短/删余LDPC码的示例性结构。在图74(c)中所示的缩短/删余 LDPC码的结构是当向FEC编码器模块应用有效载荷分离模式时输出的缩短/删余LDPC码的结构。
由FEC编码器模块来执行有效载荷分离以实现与用于信令的恒定目标TOV相比得到加强的稳健性。
如图74(b)中所示，有效载荷分离模式是用于在LDPC编码之前将PLS数据分离并由FEC编码器模块对PLS数据的每个分离片执行 LDPC编码的模式。
如图74(c)中所示，在有效载荷分离模式中，可仅使用由FEC编码器模块提供的母码类型之中的具有最低码率的母码类型(例如，根据本实施例的母码类型1)来对输入LPS数据进行编码和缩短/删余。
上文已描述了用于基于PLS数据的尺寸来选择三个母码类型中的一个并基于所选母码类型对LDPC编码执行DPC编码以由FEC编码器模块来调整信令保护水平的方法。然而，如果在由FEC编码器模块提供的母码类型之中选择具有最高码率的母码类型(例如，根据本实施例的母码类型3)，则可限制信令包含水平。在这种情况下，FEC编码器模块可对PLS数据应用有效载荷分离模式并仅使用具有由FE从编码器模块提供的母码类型之中的具有最低码率的母码类型对每条PLS数据进行 LDPC编码，从而将信令保护水平调整为低的。当使用有效载荷分离模式时，FEC编码模块可根据缩短之后的加强目标TOV来调整删余数据的尺寸。
根据本发明的前述实施例，当FE从编码器模块并未将有效载荷分离模式用于LDPC编码时，缩短/删余LDPC码的有效码率为约1/3。然而，在图74(c)中，被FEC编码器模块应用有效载荷分离模式的输出LDPC 码的有效码率为约11/60。因此，可降低被应用有效载荷分离模式的输出LDPC码的有效码率。
在图74(b)中，LDPC码的信息部分的结尾被缩短，并且LDPC 码的奇偶部分的结尾被删余。然而，这仅仅对应于示例性实施例，并且LDPC码中的缩短和删余部分可根据设计者的意图而改变。
图76是图示出根据本发明的另一实施例的用于由帧结构模块1200 执行PLS重复并输出帧的过程的视图。
根据本发明的另一实施例，由帧结构模块执行的PLS重复对应于用于在单个帧中包括两条或更多条PLS数据的帧结构方案，两条或更多条 PLS数据包括关于两个或更多帧的信息。
现在给出根据本发明的实施例的PLS重复的描述。
图75(a)图示出由FEC编码器模块编码的多条PLS数据的示例性结构。
图75(b)图示出由于由帧结构模块进行的PLS重复而包括多条PLS 数据的帧的示例性结构。
图75(c)图示出包括当前帧的PLS数据和下一帧的PLS数据的当前帧的示例性结构。
具体地，图75(c)图示出第n帧(当前帧)的示例性结构，其包括第n帧的PLS数据(PLS n)和第(n+1)帧(下一帧)的PLS数据40000，并且第(n+1)帧(当前帧)包括第(n+1)帧的PLS数据(PLS n+1) 和第(n+2)帧(下一帧)的PLS数据。现在给出图75的详细描述。
图75(a)图示出其中对用于第n帧的PLS n、用于第(n+1)帧的 PLS n+1以及用于第(n+2)帧的PLS n+2进行编码的结构。根据本发明的另一实施例的FEC编码器模块可通过对静态PLS信令数据和动态PLS 信令数据一起进行编码来输出LDPC码。包括第n帧的物理信令数据的 PLS n可包括静态PLS信令数据(标记为“stat”)、动态PLS信令数据(标记为“dyn”)以及奇偶数据(标记为“奇偶”)。同样地，包括第(n+1) 帧和第(n+2)帧的物理信令数据的PLS n+1和PLS n+2中的每一个可包括静态PLS信令数据(标记为“stat”)、动态PLS信令数据(标记为“dyn”) 以及奇偶数据(标记为“奇偶”)。在图75(a)中，I包括静态PLS信令数据和动态PLS信令数据且P包括奇偶数据。
图75(b)图示出用于将图75(a)中所示的数据分离以将数据定位于帧中的PLS格式化的示例。
如果由发射器发射的PLS数据根据该PLS数据针对每个帧是否改变而被分离且然后通过在每个帧中排除未改变的冗余数据而被发射，则接收器可具有较高的PLS解码性能。因此，PLS n和PLS n+1被使用 PLS重复映射到第n帧，根据本发明的实施例的帧结构模块可将PLS n+1 分离以包括PLS n+1的动态PLS信令数据和PLS n+1的奇偶数据，将重复的PLS n+1的静态PLS信令数据从PLS n的静态PLS信令数据排除。可将用于由帧结构模块在当前帧中发射下一帧的PLS数据的分离方案称为 PLS格式化。
在这里，当帧结构模块将要映射到第n帧的PLS n+1分离时，可将 PLS n+1的奇偶数据确定为图75(a)中所示的奇偶数据的部分(标记为“P”)，并且其尺寸可以可缩放地改变。可将由于PLS格式化而由帧结构模块确定的要在当前帧中发射的下一帧的PLS数据的奇偶位称为可缩放奇偶位。
图75(c)图示出其中在图75(b)中分离的数据位于第n帧和第(n+1) 帧中的示例。
每个帧可包括前导、PLS前、PLS和服务数据(标记为“数据n”)。现在给出图75(c)中所示的每个帧的详细结构的描述。图75(c)中所示的第n帧可包括前导、PLS前、已编码PLSn、已编码PLS n+1 40000 的一部分以及服务数据(标记为“数据n”)。同样地，第(n+1)帧可包括前导、PLS前、已编码PLS n+1 40010、已编码PLS n+2的一部分以及服务数据(标记为“数据n+1”)。在根据本发明的实施例的以下描述中，前导可包括PLS前。
包括在第n帧中的PLS n+1与包括在图75(c)中的第(n+1)帧中的不同。包括在第n帧中的PLS n+1 40000由于PLS格式化而被分离，并且不包括静态PLS信令数据，而PLS n+140010包括静态PLS信令数据。
当确定了可缩放奇偶位时，以接收器可以在接收第(n+1)帧之前将包括在第n帧中的PLS n+1解码的方式，帧结构模块可以保持包括在第n帧中的PLS n+1 40000的稳健性，并且可考虑当包括在第n帧中的 PLS n+1 40000和包括在第(n+1)帧中的PLS n+1 40010在第(n+1)帧中被解码时可实现的分集增益。
如果包括在第n帧中的PLS n+1 40000的奇偶位增加，则可基于通过在接收到第(n+1)帧之前将包括在第n帧中的PLS n+1 40000解码而实现的数据来将包括在第(n+1)帧中的数据(数据n+1)快速地解码。另一方面，可增加包括在PLS n+1 40000中的可缩放奇偶位，并且因此数据传输可能是低效的。此外，如果在n帧中发射PLS n+1 40000的小的可缩放奇偶位以实现分集增益以用于对包括在第(n+1)帧中的PLS n+1 40010进行解码，则可降低通过在接收到第(n+1)帧之前将包括在第n 帧中的PLS n+1 40000预先解码来将包括在第(n+1)帧中的服务数据(数据n+1)快速解码的效果。
为了由接收器实现改善的分集增益，根据本发明的实施例的帧结构模块可尽可能在PLS格式化过程中将包括在第n帧中的PLS n+1 40000的奇偶位的配置确定成不同于包括在第(n+1)帧中的PLS n+1 40010的奇偶位的配置。
例如，如果PLS n+1的奇偶位包括5个比特，则帧结构模块可将可以包括在第n帧中的PLS n+1的可缩放奇偶位确定为第二和第四比特，并且将可以包括在第(n+1)帧中的PLSn+1的可缩放奇偶位确定为第一、第三和第五比特。同样地，如果帧结构模块确定可缩放奇偶位将不重叠，则可实现编码增益以及分集增益。根据本发明的另一实施例，当帧结构模块执行PLS格式化时，可通过在LDPC解码之前将重复发射的信息软组合来使接收器的分集增益最大化。
图75中所示的帧结构仅仅是本发明的示例性实施例，并且可根据设计者的意图而改变。第n帧中的PLS n和PLS n+1 40000的顺序仅仅是示例，并且PLS n+1 40000可根据设计者的意图而位于PLS n前面。这可以同样地应用于第(n+1)帧。
图76是图示出根据本发明的另一实施例的信号帧结构的视图。
图76(a)中所示的信号帧41010和41020中的每一个可包括前导P、头/尾边缘符号EH/ET、一个或多个PLS符号PLS和多个数据符号(标记为“数据帧N”和“数据帧N+1”)。这可根据设计者的意图而改变。在图 41(a)和41(b)的每个信号帧中标记的“T_Sync”指代基于由接收器从前导获取的信息来实现用于PLS解码的稳定同步所需的时间。现在给出用于由帧结构模块分配PLS偏移部分以确保T_Sync时间的方法的描述。
该前导就位于每个信号帧的前面，并且可发射用于识别广播系统和信号帧的类型的基本传输参数、用于同步的信息、关于包括在帧中的信号的调制和编码的信息等。基本传输参数可包括FFT尺寸、保护间隔尺寸、导频图案信息等。用于同步的信息可包括载波和相位、符号定时和帧信息。因此，根据本发明的另一实施例的广播信号接收装置可在最初检测信号帧的前导，识别广播系统和帧类型，并且选择性地接收对应于接收器类型的广播信号并将其解码。
此外，接收器可使用检测到并解码的前导的信息来获取系统信息，并且可通过另外执行同步过程来获取用于PLS解码的信息。接收器可基于通过将前导解码而获取的信息来执行PLS解码。
为了执行前导的上述功能，可以以高于服务数据几个dB的稳健性发射前导。此外，应在同步过程之前检测前导并将其解码。
图76(a)图示出其中PLS符号随后被映射到前导符号或边缘符号 EH的信号帧的结构。由于接收器在对应于T_Sync的时间之后完成同步，所以接收器可并不在接收到PLS符号之后立即将PLS符号解码。在这种情况下，用于接收一个或多个信号帧的时间可被延时知道接收器将接收到的PLS数据解码为止。虽然可针对其中在接收到信号帧的PLS符号之前同步未完成的情况使用缓冲器，但可引起其中必须有多个缓冲器的问题。
图76(b)中所示的信号帧41030和41040中的每一个还可包括图76 (a)中所示的符号P、EH、ET、PLS和DATA帧N。
根据本发明的另一实施例的帧结构模块可配置信号帧41030或 41040的头边缘符号EH与PLS符号PLS之间的PLS偏移部分41031或 41042以用于快速服务获取和数据解码。如果帧结构模块在信号中配置 PLS偏移部分41031或41042，则前导可包括PLS偏移信息PLS_offset。根据本发明的实施例，可将PLS_offset的值定义为被用来配置PLS偏移部分的OFDM符号的长度。
由于在信号帧中配置的PLS偏移部分，接收器可确保对应于用于检测并解码前导的时间的T_Sync。
现在给出用于确定PLS_offset的值的方法的描述。
信号帧中的OFDM符号的长度被定义为T_Symbol。如果信号帧并不包括边缘符号EH，则可将包括PLS偏移的OFDM符号的长度(PLS_o ffset的值)确定为等于或大于T_Sync/T_Symbol的最高值(或上取整值 )的值。
如果信号帧并不包括边缘符号EH，则可将包括PLS偏移的OFDM 符号的长度(PLS_offset的值)确定为等于或大于(T_Sync/T_Symbol 的最高值(或上取整值)的值)-1。
因此，接收器可基于包括通过检测前导并将其解码而获取的 PLS_offset的值的数据而知道接收信号帧的结构。如果PLS_offset的值是0，则可以注意到根据本发明的实施例的信号帧具有其中PLS符号随后被连续地映射到前导符号的结构。替换地，如果PLS_offset的值是0 且信号帧包括边缘符号，则接收器可知道信号帧具有其中边缘符号和 PLS符号随后被连续地映射到前导符号的结构。
帧结构模块可将PLS偏移部分41031配置成被映射到数据符号DATA帧N或PLS符号PLS。因此，如图76(b)中所示，帧结构模块可向PLS偏移部分映射先前的帧(例如，帧N-1)的数据被映射到的数据符号。替换地，虽然在图76(b)中未示出，但帧结构模块可向PLS偏移部分分配下一帧的PLS数据被映射到的PLS符号。
帧结构模块可对PLS_offset执行一个或多个量化操作以减少前导的信令比特。
现在给出其中帧结构模块向要用信号发送的前导分配PLS_offset 的2个比特的示例的描述。
如果PLS_offset的值是“00”，则PLS偏移部分的长度是0。这意味着 PLS数据被映射在紧挨着前导或者紧挨着边缘符号(如果边缘符号存在的话)的信号帧中。
如果PLS_offset的值是“01”，则PLS偏移部分的长度是1/4*L_Fram e。在这里，L_Frame指代可以包括在帧中的OFDM符号的数目。
如果PLS_offset的值是“10”，则PLS偏移部分的长度是2/4*L_Fram e。
如果PLS_offset的值是“11”，则PLS偏移部分的长度是3/4*L_Fram e。
用于由帧结构模块来确定PLS_offset的值和PLS偏移部分的长度的上述方法仅仅是示例性实施例，并且其项和值可根据设计者的意图而改变。
如上所述，图76图示出其中在检测到前导并解码之后花费对应于多个OFDM符号(PLS_offset)的时间以用于同步时的情况下的帧结构。在检测到前导并将其解码之后，接收器可基于诸如连续导频和保护间隔之类的信息来在用于接收多个OFDM符号(PLS_offset)的时间内补偿整数频率偏移、分数频率偏移和采样频率偏移。
现在给出根据本发明的实施例的帧结构模块通过向信号帧分配 PLS偏移部分来确保T_Sync时可实现的效果的描述。
如果信号帧包括PLS偏移部分，则可减少接收器所花费的接收信道扫描时间和服务数据获取时间。
具体地，可在用于接收帧的时间内将与由接收器检测到并解码的前导在同一帧中的PLS信息解码，并且因此可减少信道扫描时间。在为了广播系统中，各种系统可使用TDM在物理帧中发射数据，并且因此增加信道扫描的复杂性。结果，如果使用根据本发明的实施例被分配 PLS偏移部分的信号帧的结构，则可更多地减少信道扫描时间。
此外，与未被分配PLS偏移部分的信号帧的结构(图76(a))相比，在被分配PLS偏移部分的信号帧的结构中(图76(b))，接收器可预期与信号帧的长度和PLS_offset部分的长度之间的差相对应的服务数据获取时间增益。
在接收器不能将与接收前导符号在同一帧中的PLS数据解码时的情况下，可实现分配PLS偏移部分的上述效果。如果可将帧结构模块设计成将前导和边缘符号解码而不分配PLS偏移部分，则可将PLS_offset 的值设定成0。
图77是根据本发明的另一实施例的广播信号发射方法的流程图。
根据本发明的实施例的广播信号发射装置可将服务数据编码以便发射一个或多个广播服务组件(S42000)。广播服务组件可对应于用于固定接收器的广播服务组件，并且可基于帧来发射每个广播服务组件。编码方法如上所述。
因此，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可基于缩短和删余将物理信令数据编码成LDPC码。在这里，基于已基于物理信令数据的尺寸确定的码率而将物理信令数据编码(S42010)。为了确定码率并由广播信号发射装置根据本发明的实施例将物理信令数据编码，如上文相对于图36至39所述，LDPC编码器模块可基于缩短/删余LDPC码对输入PLS数据或BCH编码PLS数据进行LDPC编码并输出LDPC编码的 PLS数据。可根据包括BCH奇偶位的输入物理信令数据的尺寸基于具有不同码率的母码类型中的一个来执行LDPC编码。
然后，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可将已编码的服务数据映射到星座上(S42020)。映射方法如上文相对于图16至35所述。
然后，根据本发明的实施例的广播信号发射装置构建包括前导数据、物理信令数据和映射服务数据的至少一个信号帧(S42030)。为了由根据本发明的实施例的广播信号发射装置来构建信号帧，如上文相对于图40和41所述，可使用对于在单个帧中包括含关于两个或更多帧的信息的两条或更多条物理信令数据的PLS重复。此外，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可针对被映射到信号帧的当前帧配置物理信令数据的前部中的偏移部分，并将前一帧的服务数据或下一阵的物理信令数据映射到偏移部分。
然后，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可使用OFDM来调制构建的信号帧(S42040)。
然后，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可发射携带已调制信号帧的一个或多个广播信号(S42050)。
图78是根据本发明的另一实施例的广播信号接收方法的流程图。
图78的广播信号接收方法对应于上文相对于图77所述的广播信号发射方法的逆过程。
根据本发明的实施例的广播信号接待装置可接收一个或多个广播信号(S43000)。然后，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可使用OFDM来将接收到的广播信号解调(S43010)。
然后，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可从已解调广播信号解析至少一个信号帧。在这里，从广播信号解析的信号帧可包括前导数据、物理信令数据和服务数据(S43020)。为了由根据本发明的实施例的广播信号发射装置来构建信号帧，如上文相对于图75和76所述，可使用对于在单个帧中包括含关于两个或更多帧的信息的两条或更多条物理信令数据的PLS重复。此外，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可针对被映射到信号帧的当前帧配置物理信令数据的前部中的偏移部分，并将前一帧的服务数据或下一阵的物理信令数据映射到偏移部分。因此，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可基于LDPC将物理信令数据解码。在这里，物理信令数据是基于已基于物理信令数据的尺寸确定的码率编码的缩短/删余LDPC码(S43030)。为了确定码率并将物理信令数据解码，如上文相对于图71至74所述，LDPC 解码器模块可对基于缩短/删余LDPC码对输入PLS数据或BCH解码PLS 数据进行LDPC编码并输出LDPC解码PLS数据。可根据包括BCH奇偶位的输入物理信令数据的尺寸基于不同的码率来执行LDPC解码。
然后，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可将包括在信号帧中的服务数据解映射(S43040)。
然后，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可将服务数据解码以用于发射一个或多个广播服务组件(S43050)。
图79图示出根据本发明的另一实施例的波形生成模块和同步&解调模块。
图79(a)示出了根据本发明的另一实施例的波形生成模块。波形生成模块可对应于上述波形生成模块。根据另一实施例的波形生成模块可包括新的参考信号插入&PAPR缩减块。新的参考信号插入&PAPR 缩减块可对应于上述参考信号插入&PAPR缩减块。
本发明拱了一种用于生成被插入每个信号块的预定位置的连续导频(CP)图案的方法。另外，本发明提供了一种用于使用小容量存储器(ROM)来操作CP的方法。根据本发明的新的参考信号插入&PAPR 缩减块可根据用于生成并操作由本发明提供的CP图案的方法进行操作。
图79(b)图示出根据本发明的另一实施例的同步&解调模块。同步&解调模块可对应于上述同步&解调模块。同步&解调模块可包括新的参考信号检测器。新的参考信号检测器可对应于上述参考信号检测器。
根据本发明的新的参考信号检测器可根据由本发明提供的用于生成和操作CP的方法使用CP来执行接收器的操作。CP可被用于接收器的同步。新的参考信号检测器可检测接收到的参考信号以帮助接收器的同步或信道估计。在这里，可通过粗自动频率控制(AFC)、细AFC和/ 或公共相位误差修正(CPE)来执行同步。
在发射器处，可通过参考信息来调制OFDM符号的各种信元。参考信息可称为导频。导频可包括SP(分散导频)、CP(连续导频)、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频、FES(帧边缘符号)导频等。可根据导频类型或图案以特定提高功率水平来发射每个导频。
CP可以是上述导频中的一个。少量的CP可随机地分布在OFDM符号中并进行操作。在这种情况下，其中CP位置信息被存储在存储器中的索引表可能是高效的。可将该索引表称为参考索引表、CP集、CP群组等。CP集可根据FFT尺寸和SP图案来确定。
可将CP插入每个帧中。具体地，可以将CP插入每个帧的符号中。可根据索引表将CP插在CP图案中。然而，索引表的尺寸可随着SP图案多样化和活动载波数目(NOC)增加而增加。
为了解决此问题，本发明提供了而一种用于使用小容量存储器来操作CP的方法。本发明提供了一种图案反转方法和位置复用方法。根据这些方法，可以减小接收器所需的存储容量。
CP图案的设计概念可如下。每个OFDM符号中的活动数据载波 (NOA)的数目保持恒定。恒定的NOA可符合预定NOC(或FFT模式) 和SP图案。
可以基于NOC和SP图案而改变CP图案以检查以下两个条件：信令信息的缩减；时间交织器与载波映射之间的交互的简化。
随后，可以适当地选择将位于SP承载载波和非SP承载载波中的 CP。可针对频率选择性信道执行此选择过程。可执行该选择过程，使得CP以大致均匀的分布随机地分布在频谱上。CP位置的数目可随着 NOC增加而增加。这可用于节省CP的开销。
现在将简要地描述图案反转方法。可以基于索引表生成在NC或SP 图案中可以使用的CP图案。可基于最小NOC将CP位置值布置成索引表。可将索引表称为参考索引表。在这里，CP位置值可随机地定位。针对较大NOC，可以通过将索引表的分布图案反转来扩展索引表。扩展可不用根据常规技术的简单重复来实现。根据实施例，循环移位可以先于索引表的分布图案的反转。根据图案反转方法，CP甚至可以用小容量存储器操作。可将图案反转模式应用于NOC和SP图案。另外，根据图案反转方法，CP位置可以均匀地且随机地分布在频谱之上。稍后将更详细地描述图案反转方法。
现在将简要地描述位置复用方法。类似于图案反转方法，可以基于索引表而生成在NOC或SP图案中可以使用的CP图案。首先，可将用于对CP进行随机定位的位置值对准到索引表中。可将此索引表称为参考索引表。可以以足够大的尺寸来设计索引表以用于/应用于所有NOC 模式。然后，可通过各种方法将索引表复用，使得CP位置针对任意的 NOC均匀地且随机地分布在频谱之上。稍后将更详细地描述位置复用方法。
图80图示出根据本发明的实施例的承载SP的CP和不承载SP的CP 的定义。
在描述图案反转方法和位置复用方法之前将给出随机CP位置发生器的描述。图案反转方法和位置复用方法可能需要随机CP位置发生器。
针对随机CP位置发生器可能必须有多个假设。首先，可以假设由 PN发生器在预定NOC随机地选择CP位置。也就是说，可以假设使用 PRBS发生器来随机地生成CP位置并提供给参考索引表。可以假设每个 OFDM符号中的NOA恒定地保持。可以通过适当地选择承载SP的CP和不承载SP的CP来恒定地保持每个OFDM符号中的NOA。
在图80中，非彩色部分表示未承载SP的CP且彩色部分表示承载SP 的CP。
图81示出了根据本发明的实施例的参考索引表。
图81中所示的参考索引表可以是使用上述假设生成的参考索引表。参考索引表考虑8K FFT模式(NOC：6817)和SP图案(Dx:2，Dy:4)。可将图81(a)中所示的索引表表示为图81(b)中所示的图表。
图82图示出使用位置复用方法来配置CP图案生成方法#1中的参考索引表的概念。
将给出使用位置复用方法的CP图案生成方法#1的描述。
当生成参考索引表时，可以将索引表划分成具有预定尺寸的子索引表。可将不同的PN发生器(或不同的种子)用于子索引表以生成CP 位置。图82示出了考虑8、16或32K FFT模式的参考索引表。也就是说，在8K FFT模式的情况下，可以用PN1来生成单个子索引表。在16 FFT 模式的情况下，可以分别地用PN1和PN2来生成两个子索引表。可基于上述假设生成CP位置。
例如，当支持16K FFT模式时，可以随后布置通过PN1和PN2发生器获得的CP位置值以分布所有CP位置。例如，当支持32K FFT模式时，可以另外布置通过PN3和PN4发生器获得的CP位置值以分布所有CP位置。
因此，CP可以均匀地且随机地分布在频谱之上。另外，可以提供 CP位置之间的相关性质。
图83图示出根据本发明的实施例的用于使用位置复用方法来生成 CP图案生成方法#1中的参考索引表的方法。
在本实施例中，可在考虑具有Dx＝3和Dy＝4的SP图案的情况下生成CP位置信息。另外，可在8K/16K/32K FFT模式(NOC： 1817/13633/27265)下实现本实施例。
可使用8K FFT模式作为基本模式将CP位置值存储在子索引表中。当支持16K或更高FFT模式时，可向存储基本子索引表添加子索引表。可通过向存储的基本子索引表添加预定值或使基本子索引表移位来获得添加的子索引表的值。
提供给子索引表PN1、PN2和PN3的结尾的CP位置值可指代相应子索引表被扩展时所必须的值。也就是说，CP位置值可以是用于复用的值。在图83中用椭圆形来指示提供给子索引表的结尾的CP位置值。
可如下表示提供到子索引表的结尾的CP位置值v。
[数学式11]
v＝i·Dx·Dy
在这里，可以将v表示为整数倍i的Dx·Dy。当应用8K FFT模式时，可不应用子索引表PN1的最后位置值。当应用16K FFT模式时，应用子索引表PN1的最后位置值，而可以不应用子索引表PN2的最后位置值。同样地，当应用32K FFT模式时，可应用子索引表PN1、PN2和PN3的所有最后位置值。
在使用位置复用方法的CP图案生成方法#1中，可以用以下等式来表示上述复用规则。以下等式可以是用于从预定参考索引表生成将在每个FFT模式下使用的CP位置的等式。
[数学式12]
CP_8K(k)＝PN1(k)，for l≤k≤SPN1-1
where SPN12＝SPN1+SPN2
SPN123＝SPN1+SPN2+SPN3
SPN1234＝SFN1+SPN2+SPN3+SPN4
数学式12可以是用于基于预定参考索引表来确定将在每个FFT模式下使用的CP位置值的等式。在这里，CP_8/16/32K分别表示8K、16K和 32K FFT模式下的CP图案，并且PN_1/2/3/4表示子索引表名称。SPN_1/2/3/4分别表示子索引表PN1、PN2、PN3和PN4的尺寸，并且α1/2/3表示用于均匀地分布添加的CP位置的移位值。
在CP_8K(k)和CP_16K(k)中，k局限于SPN1-1和SPN12-1。在这里，添加-1，因为不包括最后CP位置值v，如上所述。
图84图示出根据本发明的实施例的使用位置复用方法来配置CP图案生成方法#2中的参考索引表的概念。
现在将描述使用位置复用方法的CP图案生成方法#2。
可以以支持根据FFT模式的CP图案的方式来执行使用位置复用方法的CP图案生成方法#2。可以以使得PN1、PN2、PN3和PN4被复用以支持适合于每个FFT模式的CP的方式来执行CP图案生成方法#2。在这里，PN1、PN2、PN3和PN4是子索引表，并且可由不同PN发生器生成的CP位置构成。可将PN1、PN2、PN3和PN4假设为是其中CP位置值随机地且均匀地分布的序列。虽然可使用位置复用方法通过与上述CP 图案生成方法#1类似的方法来生成参考索引表，但详细的复用方法可不同于CP图案生成方法#1。
可以将导频密度块表示为Nblk。分配导频密度块Nblk的数目可取决于同一带宽中的FFT模式。也就是说，在8K FFT模式的情况下可分配一个导频密度块Nblk，在16K FFT模式的情况下可分配两个导频密度块 Nblk，并且在32K FFT模式的情况下可分配四个导频密度块Nblk。可根据 FFT模式在分配区中将PN1至PN4复用以生成CP图案。
可生成PN1至PN4，使得获得随机且均匀的CP分布。因此，可缓解任意特定信道的影响。特别地，可将PN1设计成使得在8K、16K和32K 的物理谱中相应CP位置值被设置在相同位置上。在这种情况下，可以使用简单的PN1来实现用于同步的接收算法。
另外，可以将PN1至PN4设计成使得其具有优良的互相关特性和自相关特性。
在其中另外在16K FFT模式下确定CP位置的PN2的情况下，可以确定CP位置，使得PN2相对于在8K FFT模式下确定的PN1的位置具有优良的自相关特性且均匀分布特性。同样地，在其中另外在32K FFT模式下确定CP位置的PN3和PN4的情况下，可以确定CP位置，使得基于在16K FFT模式下确定的PN1和PN2的位置来优化自相关特性且均匀分布特性。
CP可不设置在频谱的两个边缘的预定部分中。因此，可以在生成整数频率偏移(ICFO)时缓解某些CP的损耗。
图85图示出用于使用位置复用方法生成CP图案生成方法#2中的参考索引表的方法。
在8K FFT模式的情况下可以生成PN1，在16K FFT模式的情况下可以生成PN1和PN2，并且在32K FFT模式下可以生成PN1、PN2、PN3和 PN4。可以根据预定复用规则来执行生成过程。
图85图示出在可以基于8K FFT模式用单导频密度块Nblk来表示的区域中包括16KFFT模式的情况下的两个导频密度块Nblk和32K FFT模式的情况下的四个导频密度块Nblk。可以对根据每个FFT模式生成的PN 进行复用以生成CP图案。
在8K FFT模式的情况下，可以使用PN1来生成CP图案。也就是说， PN1在8K FFT模式下可以是CP图案。
在16K FFT模式的情况下，PN1可以位于第一导频密度块(第一 Nblk)中，并且PN2可以设置在第二导频密度块(第二Nblk)中以生成 CP图案。
在32K FFT模式的情况下，可以将PN1设置在第一导频密度块(第一Nblk)中，可以将PN2设置在第二导频密度块(第二Nblk)中，可以将 PN3设置在第三导频密度块(第三Nblk)中，并且可以将PN4设置在第四导频密度块(第四Nblk)中以生成CP图案。虽然在本实施例中连续地设置PN1、PN2、PN3和PN4，但可将PN2设置在第三导频密度块(第三 Nblk)中，以便将CP插入到与在16K FFT模式下类似的频谱位置上。
在使用位置复用方法的CP图案发生方法#2中，可以用以下等式来表示上述复用规则。以下等式可以是用于从预定参考索引表生成将在每个FFT模式下使用的CP位置的等式。
[数学式13]
CP_8K(k)＝PN1(k)，
数学式13可以是用于基于预定参考索引表来确定将在每个FFT模式下使用的CP位置值的等式。在这里，CP_8/16/32K分别表示8K、16K和 32K FFT模式下的CP图案，并且PN1至PN4表示序列。这些序列可以是四个伪随机序列。另外，X的上取整函数ceil(X)表示输出等于或大于X 的整数之中的最小值的函数，并且mod(X,N)是能够输出在将X处以N时获得的余数的模函数。
针对16K FFT模式和32K FFT模式，可将序列PN1至PN4在根据每个FFT模式确定的偏移位置上复用。在以上等式中，可用基本Nblk的所确定整数倍的模运算值来表示偏移值。该偏移值可以是不同的值。
图86图示出根据本发明的实施例的用于使用位置复用方法来生成 CP图案发生方法#1中的参考索引表的方法。
在本实施例中，可将PN1至PN4假设为是其中CP位置值随机地且均匀地分布的序列。另外，可优化PN1至PN4以满足用于8K、16K和32K 的相关和均匀分布特性，如上所述。
本实施例可涉及用于信道估计的分散导频图案。另外，本实施例可涉及其中频率方向上的距离Dx是8且时间方向上的距离Dy是2的情况。本实施例可适用于其它图案。
如上所述，在8K FFT模式的情况下可以生成PN1，在16K FFT模式的情况下可以生成PN1和PN2，并且在32K FFT模式的情况下可以生成 PN1、PN2、PN3和PN4。可以根据预定复用规则来执行生成过程。
图86显示在可以基于8K FFT模式用单导频密度块Nblk来表示的区域中包括16KFFT模式的情况下的两个导频密度块Nblk和32K FFT模式的情况下的四个导频密度块Nblk。
可以对根据每个FFT模式生成的PN进行复用以生成CP图案。在每个FFT模式下，可与PS重叠地(SP承载)设置CP或者可不与SP重叠地 (非SP承载)设置。在本实施例中，可以应用用于SP承载或非SP承载 CP定位的复用规则以便将导频设置在频域中的相同位置上。
在SP承载的情况下，可甚至PN1至PN4，使得CP位置针对SP偏移图案随机地且均匀地分布。在这里，PN1至PN4可以是形成SP承载集的序列。PN1至PN4可根据用于每个FFT模式的复用规则定位。也就是说，在16K FFT模式的情况下，可以将添加到PN1的PN2设置在除PN1位于其中的SP偏移图案之外的位置上。可设置相对于PN2的位置偏移，使得 PN2位于除PN1位于其中的SP偏移图案之外的位置上，或者可将PN2设置在通过关系表达式确定的图案中。同样地，在32K FFT模式的情况下，可将PN3和PN4配置成设置在除PN1和PN2位于其中的SP偏移图案之外的位置上。
在非SP承载的情况下，PN1至PN4可根据关系表达式定位。在这里， PN1至PN4可以是形成非SP承载集的序列。
在使用位置复用方法的CP图案发生方法#3中，可以用以下等式来表示上述复用规则。以下等式可以是用于从预定参考索引表生成将在每个FFT模式下使用的CP位置的等式。
[数学式14]
1)SP承载集：PN1sp(k),PN2sp(k),PN3sp(k),PN4sp(k)
CPsp_8K(k)＝PN1sp(k),
[数学式15]
2)非SP承载集：PN1nonsp(k),PN2nonsp(k),PN3nonsp(k),PN4nonsp(k)
CPnonsp_8K(k)＝PN1nonsp(k)，
[数学式16]
CP_8K(k)＝{CPsp_8K(k)，CPnonsp_8K(k)}
CP_16K(k)＝{CPsp_16K(k)，CPnonsp_16K(k)}
CP_32K(k)＝{CPsp_32K(k)，CPnonsp_32K(k)}
上述等式可以是用于基于预定参考索引表来确定将在每个FFT模式下使用的CP位置值的等式。在这里，CP_8/16/32K分别表示8K、16K和 32K FFT模式下的CP图案，并且CPsp_8/16/32K分别表示8K、16K和32K FFT模式下的SP承载CP图案。CPnonsp_8/16/32K分别表示示8K、16K和32K FFT模式下的非SP承载CP图案，并且PN1sp、PN2sp、PN3sp和PN4sp表示用于SP承载导频的序列。这些序列可以是四个伪随机序列。可将这些序列包括在SP承载集中。PN1nonsp、PN2nonsp、PN3nonsp和PN4nonsp表示用于非SP承载导频的序列。这些序列可以是四个伪随机序列，并且可包括在非SP承载集中。另外，α16K、α132K、α232K、β16K、β132K和β232K表示CP位置偏移。
可以使用PN1sp、PN2sp、PN3sp和PN4sp来生成各SP承载CP图案，如数学式14所表示的。可以使用PN1nonsp、PN2nonsp、PN3nonsp和PN4nonsp来生成各个非SP承载图案，如数学式15所表示的。如数学式16所表示的，每个FFT模式的CP图案可以由SP承载CP图案和非SP承载CP图案构成。也就是说，还可以向非SP承载CP索引表添加SP承载CP索引表以生成参考索引表。因此，可以根据非SP承载CP索引表和SP承载CP索引表来执行CP插入。在这里，可以将非SP承载CP位置值称为公共CP集，并且可将SP承载CP位置值称为附加CP集。
CP位置偏移可以是预定用于复用的值，如上所述。可以将CP位置偏移分配给同一频率，无论FFT模式如何，或者用来修正CP特性。
图87图示出使用图案反转方法来配置CP图案生成方法#1中的参考索引表的概念。
现在将描述使用图案反转方法的CP图案生成方法#1。
如上所述，当生成参考索引表示，可以将索引表划分成具有预定尺寸的子索引表。子索引表可包括使用不同PN发生器(或不同个种子) 生成的CP位置。
在图案反转方法中，可以由两个不同的PN发生器来生成8K、16K 和32K FFT模式下必需的两个子索引表。可以通过将预先生成的两个子索引表反转来生成在32K FFT模式下另外必需的两个子索引表。
也就是说，当支持16K FFT模式时，可以连续地布置根据PN1和PN2 的CP位置以获得CP位置分布。然而，当支持32K FFT模式时，可以使根据PN1和PN2的CP位置反转以获得CP位置分布。
因此，32K FFT模式下的CP索引表可包括16K FFT模式下的CP索引表。另外，16KFFT模式下的CP索引表可包括8K FFT模式下的CP索引表。根据实施例，可存储32K FFT模式下的CP索引表，并且可在32K FFT模式下从CP索引表选择/提取8K和16K FFT模式下的CP索引表以生成8K和16K FFT模式下的CP索引表。
根据上述图案反转方法，CP位置可以均匀地且随机地分布在频谱之上。另外，与上述位置复用方法相比可以减小所需参考索引表的尺寸。此外，可以减小接收器所需的存储器存储容量。
图88图示出根据本发明的实施例的用于使用图案反转方法来生成 CP图案发生方法#1中的参考索引表的方法。
在本实施例中，可在考虑具有Dx＝3和Dy＝4的SP图案的情况下生成CP位置信息。另外，可在8K/16K/32K FFT模式(NOC： 1817/13633/27265)下实现本实施例。
可使用8K FFT模式作为基本模式将CP位置值存储在子索引表中。当支持16K或更高FFT模式时，可向存储基本子索引表添加子索引表。可通过向存储的基本子索引表添加预定值或使基本子索引表移位来获得添加的子索引表的值。
可以使用通过将PN1和PN2的子索引表反转获得的子索引表来生成32K FFT模式索引表。
提供给子索引表PN1和PN3的结尾的CP位置值可指代相应子索引表被扩展时所必须的值。也就是说，CP位置值可以是用于复用的值。在图83中用椭圆形来指示提供给子索引表的结尾的CP位置值。
可如下表示提供到子索引表的结尾的CP位置值v。
[数学式17]
v＝i·Dx·Dy
在这里，可以将v表示为整数倍i的Dx·Dy。当应用8K FFT模式时，可不应用子索引表PN1的最后位置值。当应用16K FFT模式时，应用子索引表PN1的最后位置值，而可以不应用子索引表PN2的最后位置值。
可以使用用于16K FFT模式的索引表和通过使用于16K FFT模式的索引表反转而获得的索引表来生成用于32K FFT模式的索引表。因此，子索引表PN1的最后位置值可以被使用两次，并且子索引表PN2的最后位置值可以被使用一次。
在子索引表的扩展中，根据v的扩展可根据实施例而是必需的或非必需的。也就是说，可存在在没有v的情况下扩展/反转子索引表的实施例。
在使用图案反转方法的CP图案发生方法#1中，可以用以下等式来表示上述复用规则。以下等式可以是用于从预定参考索引表生成将在每个FFT模式下使用的CP位置的等式。
[数学式18]
CP_8K(k)＝PN1(k)，对于1≤k≤SPN1-1
其中SPN12＝SPN1+SPN2
SPN121＝2SPN1+SPN2
SPN1212＝2SPN1+2SPN2
β＝aDxDy
可以根据数学表示18来生成每个FFT模式下的CP图案。在这里，符号可以与上述的那些相同。β表示最接近于8K FFT模式的NOA的整数。也就是说，NOA是6817时，β可以是6816。
在CP_8K(k)、CP_16K(k)和CP_32K(k)中，k可分别地局限于 SPN1-1、SPN12-1、SPN121-1和SPN1212-1。在这里，添加-1，因为可根据情况而排出最后CP位置值v，如上所述。在数学式18中，方框中的表示图案反转。
图89图示出根据本发明的实施例的使用图案反转方法来配置CP图案生成方法#2中的参考索引表的概念。
现在将描述使用图案反转方法的CP图案生成方法#2。
如上所述，当生成参考索引表示，可以将索引表划分成具有预定尺寸的子索引表。子索引表可包括使用不同PN发生器(或不同个种子) 生成的CP位置。
可以由两个不同的PN发生器来生成8K、16K和32K FFT模式下必需的两个子索引表，如上所述。可以通过将预先生成的两个子索引表反转来生成在32K FFT模式下另外必须的两个子索引表。然而，使用图案反转方法的CP图案生成方法#2可以通过对图案进行循环移位并将图案反转而不是简单地将先前生成的两个子索引表反转来生成两个所需子索引表。反转操作根据实施例可在循环移位操作前面。否则，根据实施例可执行简单移位而不是循环移位。
因此，32K FFT模式下的CP索引表可包括16K FFT模式下的CP索引表。另外，16KFFT模式下的CP索引表可包括8K FFT模式下的CP索引表。根据实施例，可存储32K FFT模式下的CP索引表，并且可在32K FFT模式下从CP索引表选择/提取8K和16K FFT模式下的CP索引表以生成8K和16K FFT模式下的CP索引表。
如上所述，当支持16K FFT模式时，可以连续地布置根据PN1和PN2 的CP位置值以获得CP位置分布。然而，根据使用图案反转方法的CP图案生成方法#2，在支持32K FFT模式时可以对根据PN1和PN2的CP位置值进行循环移位，并且然后反转以获得CP位置分布。
根据使用图案反转方法的CP图案生成方法#2，可以使CP位置均匀地且随机地分布在频谱之上。另外，与上述位置复用方法相比可以减小所需参考索引表的尺寸。此外，可以减小接收器所需的存储器存储容量。
在使用图案反转方法的CP图案发生方法#2中，可以用以下等式来表示上述复用规则。以下等式可以是用于从预定参考索引表生成将在每个FFT模式下使用的CP位置的等式。
[数学式19]
CP_8K(k)＝PN1(k)，对于1≤k≤SPN1-1
其中SPN12＝SPN1+SPN2
SPN121＝2SPN1+SPN2
SPN1212＝2SPN1+2SPN2
β＝aDxDy
可以根据数学表示19来生成每个FFT模式下的CP图案。在这里，符号可以与上述的那些相同。β表示最接近于8K FFT模式的NOA的整数。也就是说，当NOA是6817时，β可以是6816。γ1/2是循环移位值。
在CP_8K(k)、CP_16K(k)和CP_32K(k)中，k可分别地局限于 SPN1-1、SPN12-1、SPN121-1和SPN1212-1。在这里，添加-1，因为可根据情况而排出最后CP位置值v，如上所述。在数学式19中，方框中的表示图案反转和循环移位。
可以用除上述CP图案生成方法之外的方法生成CP图案。根据其它实施例，可以从其它FFT尺寸的CP集有机地且相关地生成某些FFT尺寸的CP集(CP图案)。在这种情况下，整个CP集或CP集的一部分可以是生成过程的基础。例如，可以通过从32K FFT模式的CP集选择/提取CP 位置来生成16K FFT模式的CP集。以相同方式，可以通过从32K FFT模式的CP集选择/提取CP位置来生成8K FFT模式的CP集。
根据其它实施例，CP集可以包括SP承载CP位置和/或非SP承载CP 位置。可以将非SP承载CP位置称为公共CP集。可以将SP承载CP位置称为附加CP集。也就是说，CP集可以包括公共CP集和/或附加CP集。可以将在CP集中仅包括公共CP集的情况称为正常CP图案。可以将CP集包括公共CP集和附加CP集两者的情况称为扩展CP图案。
公共CP集的值可以基于FFT尺寸而不同。根据实施例，可以用上述图案反转方法和/或位置复用方法来生成公共CP集。
附加CP集的值可以基于发射方法(诸如SISO或MIMO)而不同。在需要附加稳健性的情况下，诸如移动接收，或者由于任何其它原因，可以通过添加附加CP集来向CP集添加附加CP位置。
因此，可以根据CP集(参考索引表)来执行CP插入。
如上所述，根据实施例的广播信号发射装置或上述波形变换块 7200可向从帧结构模块1200生成的信号帧中插入导频，并且可使用发射(Tx)参数对广播信号进行OFDM调制。根据本实施例的Tx参数还可称为OFDM参数。
本发明提出了可以满足包含在用于下一代广播发射/接收(Tx/Rx) 系统的发射(Tx)波段中的频谱掩蔽参考的Tx参数，可以使Tx效率最大化，并且可以应用于多种Rx情形。
图90示出了图示出根据本发明的实施例的与接收模式有关的信息的表格。
图90中所示的表可包括根据下一代广播Tx/Rx系统的接收模式的网络配置。
如上所述，根据本实施例的接收模式可以分类成固定屋顶环境和手持式便携式环境，并且可以判定用于每个环境的典型信道。
另外，根据实施例的广播信号发射装置可以根据上述接收模式来判定发射(Tx)模式。也就是说，根据实施例的广播信号发射装置可根据广播服务特性(即，根据接收模式)而使用非MIMO方案(MISO 和SISO方案)或MIMO方案来处理广播服务。因此，可通过对应于相应处理方案的Tx信道来发射和接收用于每个Tx模式的广播信号。
在这种情况下，根据本发明的一个实施例，可以以信号帧为单位来识别和发射单独Tx模式的广播信号。另外，每个信号帧可包括多个 OFDM符号。每个OFDM符号可由上述前导(或前导符号)和被配置成发射对应于广播信号的数据的多个数据符号构成。
图90中所示的表的左列示出了上述三个接收模式。
在固定屋顶环境的情况下，广播信号接收装置可通过位于地面之上10ms或更高的高度处的屋顶天线来接收广播信号。因此，由于可以保证直接路径，所以典型地使用莱斯信道，莱斯信道较少受到多普勒效应的影响，并且可根据定向天线的使用来限制延时扩展的范围。
在手持式便携环境和手持式移动环境的情况下，广播信号接收装置可通过位于地面以上1.5m或以下的高度处的全向天线来接收广播信号。在这种情况下，可基于反射波典型地使用瑞利信道作为Tx信道环境，并且可获得比定向天线更长的信道的延时扩展的范围。
在手持式便携环境的情况下，可在考虑诸如成年人走路速度之类的移动性的情况下支持低水平多普勒效应环境作为室内/室外接收环境。可以将图90中所示的手持式便携环境分类成固定环境和步行环境。
另一方面，手持式移动环境必须不仅考虑接收用户的走步速度，而且还有车辆、火车等的移动速度，使得手持式移动环境可以支持高多普勒效应环境。
图90中所示的表的右列示出了用于每个接收模式的网络配置。
该网络配置可指示网络结构。根据本实施例的网络配置可以根据网络内的频率管理方法而分类成由多个频率构成的多频网络(MFN) 和由单个频率构成的单频网络(SFN)。
MFN可指示用于在宽广区域中使用许多频率来发射广播信号的网络结构。位于同一区域处的多个发射塔或多个广播信号发射器可通过不同的频率发射广播信号。在这种情况下，由自然回波形成的延时扩展可由地貌、地理特征等形成。另外，广播信号接收器被设计成仅接收一个无线电波，使得可以根据接收到的无线电波的量值来确定接收质量。
SFN可指示其中位于同一区域处的多个广播信号发射器可通过同一频率发射同一广播信号的网络结构。在这种情况下，发射(Tx)信道的最大延时扩展由于附加人工回波而变得更长。另外，接收(Tx) 质量可不仅受到要接收的无线电波与干扰频率的无线电波之间的相互比的影响，而且受到延时时间等的影响。
当判定Tx参数时，可考虑Tx信道的最大延时扩展而判定保护间隔值，从而使符号间干扰最小化。保护间隔可以是另外插入到发射广播信号中的冗余数据，使得必须考虑到整个Tx功率效率而设计整个符号持续时间以使SNR损耗最小化。
图91示出了根据本发明的实施例的广播信号的带宽。
参考图91，广播信号的带宽与波形变换带宽相同，波形变换带宽可包括信道带宽和频谱掩蔽，并且信道带宽可包括信号带宽。根据实施例的发射(Tx)参数需要满足为了使分配给生成下一代广播Tx/Rx系统的相应信道带宽内的相邻信道的干扰最小化所请求的频谱掩蔽，并且需要设计成用于使相应广播信号的带宽内的Tx效率最大化。另外，当上述波形生成模块1300转换输入信号时可以使用多个载波，Tx参数可根据在波形变换带宽中使用的子载波的数目来协调或调整子载波之间的间距，判定时域中的整个符号的长度，并且将适合于下一代广播 Tx/Rx系统的Rx情形的发射(Tx)模式分类，使得可以根据Rx情形来时间Tx参数。
图92示出了根据本实施例的包括Tx参数的表格。
图92(a)是示出了根据上述接收模式和网络配置的将被用作Tx 参数的保护间隔值的表格。图92(B)是示出了根据上述接收模式和网络配置的将被用作Tx参数的车辆速度值的表格。
如上所述，可根据接收(Rx)情形基于网络配置和Rx天线环境考虑最大延时扩展而设计保护间隔。
可根据Rx情形种类类型考虑网络配置和Rx天线环境而设计和判定被用作Tx参数的车辆速度。
为了实现下一代广播Tx/Rx系统的最佳设计，本发明提供了一种用于确立保护间隔(或单元保护间隔)和车辆速度并使用优化缩放因子来优化Tx参数的方法。
可在特定持续时间内发射根据本实施例的包含在信号帧中的符号 (或OFDM符号)。另外，每个符号可不仅包括对应于与活动符号持续时间长度相对应的有用部分的保护间隔区，而且包括保护间隔。在这种情况下，保护间隔区可位于有用用户前面。
如图92(a)中所示，可根据上述接收模式将根据本实施例的保护间隔设定成NG_a1、NG_a2、…、NG_b1、NG_b2、…,NG_c1、NG_c2、…、NG_d1、 NG_d2、…、NG_e1、NG_e2、…、NG_f1、NG_f2、…、NG_g1、NG_g2、…、NG_h1、 NG_h2、…。
图92(A)中所示的保护间隔(a)和(b)可示出适用于下一代广播Tx/Rx系统的示例性保护间隔。更详细地，保护间隔(a)示出了其中单元保护间隔被设置成25μs的一个实施例，并且保护间隔(b)示出了其中单元保护间隔被设置成30μs的另一实施例。在上述实施例中，将用于在同时地优化Tx信号的Tx效率和SRN损害的同时基于网络结构实现优化的优化缩放因子设置成Lalpha1、Lalpha2、Lbeta1或Lbeta2。
如图92(B)中所示，可将根据本实施例的车辆速度设置成准静态的，根据上述接收模式，<Vp_a1km/h、<Vp_b1km/h、Vm_a1km/h～Vm_a2 km/h、或Vm_b1km/h～Vm_b2km/h。
图92(B)中所示的车辆速度(a)示出了适用于根据本实施例的下一代广播Tx/Rx系统的车辆速度的示例。
根据本实施例，可根据各接收情形将元素车辆速度设置成‘准静态’、‘3km/h’和‘3km/h～200km/h’，并且可将用于基于网络结构来实现优化并优化Tx信号的Tx效率和时变信道估计的优化缩放因子设置成 Valpha1、Valpha2、Vbeta1以及Vbeta1。
可使用以下等式来判定根据本发明的优化Tx信号的有效信号带宽 (在下文中称为eBW)。
[数学表达20]
eBW＝{NWaveform_scaling×(Npilotdensty×NeBW)+α}×Fs(Hz)
在数学式20中，Nwaveform_scaling可表示波形缩放因子，Npilotdensity可表示导频密度缩放因子，NeBW可表示有效信号带宽缩放因子，并且α可表示附加带宽因子。另外，Fs可表示采样频率。
为了基于信道带宽来判定针对频谱掩蔽优化的有效信号带宽 (eBW)，本发明可使用上述因子作为优化参数(或最佳参数)。具体地，根据本发明的等式，可以通过协调波形变换带宽(采样频率)来使Tx 参数的Tx效率最大化。下面将详细地描述等式中所示的单独因子。
波形缩放因子是取决于将用于波形变换的载波的带宽的比例值。在OFDM的情况下可将根据本实施例的波形缩放因子设置成与非等间距快速傅立叶变换(NFFT)的长度成比例的任意值。
可根据由参考信号插入和PAPR缩减块7100插入的参考信号的预定位置来确立导频密度缩放因子，并且可用参考信号来确立。
可将有效信号带宽缩放因子设置成可以满足包含在Tx信道带宽中的频谱掩蔽的规范且同时可以使Tx信号的带宽最大化的任意值。结果，可以设计最佳eBW。
可以将附加带宽因子设置成用于协调Tx信道带宽所需的附加信息和结构的任意值。另外，可通过参考信号插入而使用附加带宽因子来改善频谱的边缘信道估计吞吐量。
载波数(NoC)可以是通过信号带宽发射的载波的总数，并且可用包含在等式的大括号中的等式来表示。
根据本发明的广播信号发射装置可使用能够根据被用于变换的子载波数目来优化有效信号带宽(eBW)的Tx参数。另外，根据本发明的广播信号发射装置可以使用上述有效带宽缩放因子，诸如能够优化有效信号带宽(eBW)的发射(Tx)参数。
有效信号带宽(eBW)缩放因子以预定参考信号的导频密度为单位扩展，使得可将eBW缩放因子设置成针对频谱掩蔽优化的最大值。在这种情况下，根据本发明的广播信号发射装置协调能够根据导频密度单位而生成的不清楚部分的波形变换带宽(即，采用频率)，使得可以判定用于频谱掩蔽的eBW缩放因子。
图93输出了包括根据本实施例的能够优化有效信号带宽(eBW) 的Tx参数的表格。
图93中所示的Tx参数可以满足用于6MHz信道带宽的联邦电讯委员会(FCC)频谱掩蔽，并且可以基于OFDM方案来优化下一代广播系统的有效信号带宽(eBW)。
图93(A)示出了相对于保护间隔(a)和车辆速度(a)确立的Tx 参数(参见示例A)。图93(B)示出了相对总计保护间隔(b)和车辆速度(b)确立的Tx参数(参见示例B)。
图93(A')示出了可用图93(A)的概念确立的用于FFT和GI模式的组合的实施例的表格。图93(B')示出了可用图93(B)的概念确立的用于FFT(NFFT)和GI模式的组合的实施例的表格。
虽然图93(A)和93(B)中所示的Tx参数是针对三个FFT模式(即， 8K、16K和32K FFT模式)确立的，但应注意的是还可以根据需要将上述Tx参数应用于其它FFT模式(即，1K/2K/4K/16K FFT模式)。另外，图93(A)和图93(B)示出了适用于各FET模式的优化缩放因子的各种实施例。
根据本实施例的广播信号发射装置可以考虑到图(A)和(B)中所示的Tx参数、接收情形以及网络配置而向时域和频域中插入参考信号，可以使用参考信号作为用于同步和信道估计的附加信息。
根据本实施例的广播信号发射装置可考虑到保护间隔的信道估计范围的比而确立参考信号的密度(Npilotdensity)和优化eBW。另外，可与用于每个FFT模式的FFT尺寸成比例地确定根据本实施例的波形缩放因子。
如果除在IFFT期间被用作保护间隔的空载波之外的其余载波的总数由波形变换方案判定，则根据本实施例的广播信号发射装置可协调波形变换带宽(即，采样频率)，从而确定最大信号带宽不超过频谱掩蔽。采样频率可判定优化信号带宽，并且可用来判定OFDM符号持续时间和子载波间距。因此，可考虑到不仅保护间隔、车辆速度的Tx信道以及接收情形、而且还有Tx信号效率和SNR损害来确定采样频率。在图93中，(A)示出了其中‘Fs’被设置成221/32MHz的实施例，并且(B) 示出了其中‘Fs’被设置成(1753/256)MHz的实施例。
图93(A)和93(B)中的‘fc’可表示RF信号的中心频率，并且‘Tu’可表示活动符号持续时间。
图94示出了报根据本发明的另一实施例的用于优化有效信号带宽 (eBW)的Tx参数的表格。
图94(A)示出了包括与在图93(A)中相同的Tx参数(参见示例 A)的表格。图94(B)示出了图93(B)的表格的另一实施例。图94 (B)的表格示出了相对于保护间隔(b)和车辆速度(b)确立的Tx参数(参见示例B-1)。
图94(A')示出了可用图94(A)的概念确立的用于FFT和GI模式的组合的实施例的表格。图94(B')示出了可用图94(B)的概念确立的用于FFT和GI模式的组合的实施例的表格。
虽然图94(B)的中心列的Tu值与图93(B)的概念不同地变成 2392.6，但图94中所示的各Tx参数的其余功能和值与图93的那些相同，并且同样地将为了方便描述而在本文中省略其详细描述。
图95示出了报根据本发明的另一实施例的用于优化有效信号带宽 (eBW)的Tx参数的表格。
图95(A)示出了指示图94(B)的概念的另一实施例的表格。更详细地，图95(A)是‘Fs’被设置成219/32MHz的情况下的包括Tx参数 (参见示例B-2)的表格。图95(B)示出了可用图95(A)的概念确立的用于FFT和GI模式的组合的实施例的表格。
图95(A)中所示的Tx参数具有较低eBW值，同时其具有fc和Tu 的较高值，不同于图94(B)中所示的Tx参数。在这种情况下，根据本发明的一个实施例，可将eBW值设置成能够相对于信道带宽被确立为因子的特定值。
图96示出了根据本发明的另一实施例的Tx参数。
如从图96(A)可以看到的，当确立对应于5、7或8MHz的信道带宽的缩放因子和Fs值时，可以通过基于6MHz Fs值来计算缩放因子的乘积(乘法)而获得结果得到的缩放因子。该缩放因子可对应于信道带宽的速率。
图96(B)是包括能够优化图93至95中所示的有效信号带宽(eBW) 的Tx参数的表格。
更详细地，位于图96(B)的上部处的表格示出了对应于图93(A) 和94(B)的5、6、7、8MHz信道带宽的Tx参数。
位于图96(B)的中心部分处的表格示出了对应于图94的示例(B-1) 的5、6、7、8MHz信道带宽的Tx参数。
位显示中图96(B)的下部处的表格示出了对应于图95的示例(B-2) 中所示的信道带宽的Tx参数。
现在参考图96(A)，用基于6MHz Fs值计算的缩放因子的乘积来计算对应于图96(B)的上端中的每个信道带宽的Fs值。
现在参考图96(A)的第三行，用基于6MHz Fs值计算的缩放因子的乘积来计算对应于图96(B)的中心部分中的每个信道带宽的Fs值。现在参考图96(A)的第三行，用基于6MHzFs值计算的缩放因子的乘积来计算对应于图96(B)的下部中的每个信道带宽的Fs值。
图97是指示根据本发明的实施例的发射(Tx)信号的功率谱密度 (PSD)的图表。
图97示出了当信道带宽被设置成6MHz时使用上述Tx参数计算的功率谱密度(PSD)
图97(A)的左图示出了针对图93和94的示例(A)的FCC频谱掩蔽优化的Tx信号的PSD。图97(A)的右图示出了左图的某些部分的放大结果。
图97(B)的左图示出了针对图93的示例(B)的FCC频谱掩蔽优化的Tx信号的PSD。图97(B)的右图示出了左图的某些部分的放大结果。
如图(A)和(B)的右图中所示，单独图表不仅示出了用于指定 FCC频谱掩蔽规范的线，而且还有指示使用对应于8K、16K和32K的Tx 参数导出的Tx信号的PSD的线。
为了优化如图97中所示的Tx信号效率，每个Tx信号的PSD不需要在目标频谱掩蔽的断点处超过频谱掩蔽的阈值值。另外，可根据需要用基带滤波器来限制带外发射Tx信号的PSD的波段。
图98是示出了根据本发明的另一实施例的与接收没收有关的信息的表格。
图98示出了示出与图90的接收模式有关的信息的表格的另一实施例。图98的表格示出了对应于每个接收模式的网络配置、FFT值 (NFFT)、保护间隔以及车辆速度。图98的保护间隔和车辆速度与图92 的那些相同。
由于固定屋顶环境对应于时变Tx信道环境，所以其较少受到多普勒效应的影响，使得可以使用诸如16K、32K等大尺寸FFT。另外，可以以可以在适合于网络配置的诸如保护间隔、参考信号等冗余比中实现较高Tx效率的方式执行数据传输。
在手持式便携环境的情况下，可以考虑到诸如成年人行走速度之类的移动性而支持低水平多普勒效应环境作为室内/室外接收环境，并且可以使用能够支持高频率灵敏度的诸如8K、16K、32K等FFT。
手持式移动环境必须不仅考虑接收用户的行走速度，而且考虑车辆、火车等的移动速度，使得手持式移动环境可以支持高多普勒效应环境，并且可以使用能够支持相对低频率灵敏度的4K、8K以及16K FFT。
可确立根据本发明的实施例的保护间隔以考虑到针对每次接收的网络配置的支持相同水平的覆盖。
以下描述提出了基于上述Tx参数的上述实施例被用作用于Tx信道估计的参考信号的导频图案和用于该Tx信道估计的导频图案。
根据本实施例的广播信号发射装置或上述波形变换块7200可以向从帧结构模块1200生成的信号帧中插入多个导频，并且可以使用Tx参数来对广播信号进行OFDM调制。可以使用参考信息(即，导频)来调制包含在OFDM符号中的各种信元。在这种情况下，可使用导频来发射为广播信号接收器所知的信息，并且可以以由导频图案指定的功率水平来发射单独导频。
根据本发明的实施例的导频可被用于帧同步、频率和时间同步、信道估计等。
根据本发明的实施例的导频图案可以是用于指示减少Tx参数的开销且被确立为发射优化广播信号的导频的特定信息。上述导频图案和导频图案可同样地应用于上述接收模式和网络配置。另外，根据本实施例的导频图案和导频图案可以应用于包含在信号帧中的数据符号。
图99示出了根据本实施例的最大信道估计范围与保护间隔之间的关系。
如上所述，使用数学式20来判定Tx信号的有效信号带宽(eBW)，并且可使用导频密度缩放因子作为优化参数。在这种情况下，可通过优化用于SISO信道估计的导频信号的时间和频率布置、与数据效率有关的导频密度以及Dx和Dy值来判定数学式图20。
导频密度可对应于时域和频域的导频之间的距离的乘积，并且被符号的导频占用的导频开销可对应于导频密度的反数。
Dx可表示频域中的导频之间的距离，并且Dy可表示时域中的导频之间的距离。可使用Dy来判定最大可容忍多普勒速度。因此，可将Dy 设置成考虑到根据Rx情形种类判定的车辆速度被优化的特定值。
如上所述，可使用导频密度来判定导频开销，并且可考虑到Tx信道状态和Tx效率而判定Dx和Dy值。
可通过将Tx参数(Tu)除以Dx值来判定图99中所示的最大信道估计范围(TChEst)。
可将具有预定长度、前回波区以及后回波区的保护间隔包含在最大信道估计范围内。
给定保护间隔和最大信道估计范围的比可指示具有用于估计保护间隔的信道估计范围的裕量。如果信道估计范围的裕量值超过保护间隔长度，则可向前回波区和后回波区分配超过保护间隔长度的值。可使用前回波区和后回波区来估计超过保护间隔长度的信道脉冲响应，并且可用作将被用于在同步过程中可生成的定时误差的估计和补偿的区域。然而，如果该裕量的尺寸增加，则导频开销不可避免地增加，使得可能降低Tx效率。
图100和101示出了其中定义取决于保护间隔(A)和(B)及车辆速度的导频参数的表格，并且下面将详细地描述图100和101中所示的表格。
图100示出了根据本发明的实施例的其中定义导频参数的表格。
图100示出了根据保护间隔(A)和车辆速度的导频参数。图100 (A)是指示供在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的表格，图100 (B)示出了供在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置，并且图100(C)是指示供在MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置的表格。
更详细地，图100(A)示出了针对在SISO和MIXO Tx信道中的每一个的定义的每个导频密度值及Dx和Dy值判定的导频图案。可用PP5-4 来表示根据本实施例的导频图案，其中第一数字表示Dx值且第二数字表示Dy值。如果同一导频密度中的Dx值减小，则导频图案可以支持较长的延时扩展。如果Dy值减小，则导频图案可以适应性地应对较快多普勒效应环境。
图100(B)和图100(C)示出了包括取决于FFT值的导频图案配置和保护间隔持续时间的表格。更详细地，在(B)和(C)中所示的每个表格的第一行中所示的数字可以表示保护间隔持续时间。第一列可表示在图93至96中描述的FFT(NFFT)值。然而，图100(B)和100 (C)同样地示出供在MIXO情况下使用的导频图案的配置，图100(B) 和100(C)中的差别在于图100(B)示出了具有较大导频开销的MIXO-1 导频图案，并且图100(C)示出了具有较低移动性的MIXO-2导频图案。
图100(B)和100(C)中所示的保护间隔的持续时间在概念上与图99中所示的保护间隔长度相同。根据本发明的实施例，可考虑到最大延时扩展而使用25μs、50μs、100μs、200μs以及400μs值，并且可将 FFT尺寸设置成8K、16K和32K。
如从(A)可以看到的，可考虑到保护间隔持续时间和FFT尺寸而将Dx值设置成5、10、20、40、80或160。在这种情况下，可将充当基本值的单元Dx值(5)定义为可根据每个Tx模式改变的值，并且可考虑到上述信道估计范围的裕量值的约20％来确立。另外，根据本发明的一个实施例，可使用MFN中的Lalpha1值并使用SFN中的Lalpha2(如图92(A) 和92(B)中所示)来协调或调整信道估计范围的裕量值。
可根据接收(Rx)情形和取决于Rx情形的Tx模式来确立Dy值。因此，可根据SISO或MIXO Tx信道为Dy分配不同的值。如图中所示，根据本发明的实施例，在SISO Tx信道的情况下可将Dy设置成2、4或8。
MIXO Tx信道分类成具有大导频开销的MIXO-1版本和具有较低移动性的MIXO-2版本，使得可以根据单独版本以不同方式确立Dy值。
具有大的开销的MIXO-1版本增加导频开销，使得I可以在与SISO Tx信道中相同的网络配置中支持相同的最大延时扩展和相同的最大移动速度。在这种情况下，可以与在SISO Tx信道中相同的方式将Dy值设置成2、4或8。也就是说，MIXO-1 Tx信道可以不仅应用于上述手持式便携环境，而且应用于手持式移动环境。
具有低移动性的MIXO-2版本被设计成保证与在SISO Tx信道相同的覆盖和容量，尽管MIXO-2版本在移动速度支持方面具有很小的损害。在这种情况下，可将Dy值设置成4、8或16。
图101示出了其中定义另一实施例的导频参数的表格。
更详细地，图101示出了根据保护间隔(B)和车辆速度的导频参数。图101(A)是指示供在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的表格，图101(B)示出了供在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置，并且图101(C)是指示供在MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置的表格。
图101中所示的导频参数的功能和内容与图100的那些相同，并且同样地，在本文中将为了便于描述而省略其详细描述。
可通过上述导频图案来确立用于MIXO(MISO、MIMO)Tx信道估计的结构和位置。根据本发明的一个实施例，可使用归零编码和 Hadamard编码方案作为用于将每个Tx信道隔离的导频编码方案。
可使用以下数学式21来指示归零编码(nulling encoding)方案。
[数学式21]
归零编码方案在估计各信道时不具有信道干扰，可以使信道估计误差最小化，并且可以在使用符号定时同步的情况下容易地估计独立信道。然而，由于导频增益必须被放大以导出信道估计增益，所以基于时变信道由导频引起的相邻数据的信道间干扰(ICI)的影响是相对高的。另外，如果根据导频布置要分配给单独信道的导频具有不同的位置，则可每个符号改变有效数据的SNR。还可甚至在归零编码方案中有效地使用根据上述实施例的MIXO-1导频图案，并且下面将详细地描述其详细描述。
可使用以下等式来指示归零编码方案。
[数学式22]
在哈达马(Hadamard)编码方案的情况下，哈达马编码方案可以通过简单的线性计算来执行信道估计，并且与归零编码方案相比可以获得由噪声平均效应引起的增益。然而，在用于获得独立信道的过程中遭遇的信道估计误差可能不期望地影响其它信道，并且在使用导频的符号定时同步中可能发生模糊。
根据本发明的实施例的广播信号传输装置可响应于预定模式根据接收(Rx)情形和Tx信道条件来确立被描述为MIXO导频编码方案的上述两个编码方案。根据本实施例的广播信号接收装置可通过预定模式来执行信道估计。
图102示出了根据本发明的实施例的SISO导频图案。
图102中所示的导频图案指示供在其中图101的导频密度被设置成 32的情况下使用的SISO导频图案。
如上所述，可将导频插入信号帧的数据符号区中。在图102中，导频图案的横轴可表示频率轴，并且其竖轴可表示时间轴。另外，在导频图案的两端连续地布置的导频可指示被插入以补偿由信道估计产生的频谱边缘处的失真的参考信号。
更详细地，图102(A)示出了用PP4-8表示的示例性导频图案，图 102(B)示出了用PP8-4表示的示例性导频图案，并且图102(C)示出了用PP16-2表示的示例性导频图案。换言之，如从图102(A)可以看到的，可在频率上以4个载波为单位周期性地输入导频，并且可在时间轴上以8个符号为单位输入每个导频。图102(B)和图102(C)还可图示出已以相同方式输出导频图案。
可用Dx和Dy值的协调来表示图101中所示的另一导频密度的导频图案。
图103示出了根据本发明的实施例的MIXO-1导频图案。
图103的导频图案示出了供在其中图101的导频密度被设置成32的情况中使用的MIXO-1导频图案。图103的导频图案在存在两个Tx天线的情况下使用。
如上所述，导频图案的横轴可表示频率轴，并且导频图案的竖轴可表示时间轴。连续地布置在导频图案的两个边缘处的导频可以是已被插入以补偿在信道估计过程中遭遇的频谱边缘处的失真的参考信号。
更详细地，(A)可表示其中用PP4-8来表示导频图案的示例性情况，(B)可表示其中用PP8-4来表示导频图案的示例性情况，并且(C) 可表示其中用PP16-2来表示导频图案的示例性情况。
为了在单独的MIXO Tx信道之间进行区别，根据本发明的实施例，可在频域中相互邻近地布置发射到各Tx信道的导频。在这种情况下，将在一个OFDM符号内分配给两个Tx信道的导频的数目设置成同一数目。
如图中所示，根据本发明的MIXO-1导频图案的优点在于数据信道被布置在信道估计导频的下一位置处，即使当布置用于同步估计的参考信号时，使得信号之间的相关性在同一载波处降低，并且同步估计吞吐量未受到降低的相关性的影响。
在根据实施例的MIXO-1导频图案的情况下，即使当广播信号发射装置使用上述归零编码方案来执行导频编码时，也可将具有相同Tx功率的广播信号发射到单独Tx天线，使得可以在没有用于补偿Tx信号的变化的附加设备或模块的情况下发射广播信号。也就是说，在根据实施例的使用MIXO-1导频图案的情况下，MIXO-1导频图案并未受到导频编码方案的影响，并且用导频编码方案来协调导频功率，使得可以使广播信号接收装置的信道估计吞吐量最大化。
可用Dx和Dy值的协调来表示图101中所示的另一导频密度的导频图案。
图104示出了根据本发明的实施例的MIXO-2导频图案。
图104的导频图案示出了供在其中图101的导频密度被设置成32的情况中使用的MIXO-2导频图案。图104的导频图案在存在两个Tx天线的情况下使用。
如上所述，导频图案的横轴可表示频率轴，并且导频图案的竖轴可表示时间轴。连续地布置在导频图案的两个边缘处的导频可以是已被插入以补偿在信道估计过程中遭遇的频谱边缘处的失真的参考信号。
更详细地，(A)可表示其中用PP4-16来表示导频图案的示例性情况，(B)可表示其中用PP8-8来表示导频图案的示例性情况，并且(C) 可表示其中用PP16-4来表示导频图案的示例性情况。
如上所述，MIXO-2导频图案被设计成将所支持的移动性切掉一半，而不是支持与SISO Tx信道的那些相同的容量、相容的导频开销以及相同的覆盖。
在其中必须支持UHDTV服务、使得不发生严重问题的接收情形中半静态地使用Tx信道。在其中必须支持UHDTV服务的接收情形中可以使用根据实施例的MIXO-2导频图案来使数据Tx效率最大化。
可用Dx和Dy值的协调来表示图101中所示的另一导频密度的导频图案。
图105图示出根据本发明的实施例的MIMO编码块图。
根据本发明的实施例的MIMO编码方案针对广播信号发射被优化。MIMO技术是获得容量增加的有前途的方式，但是其取决于信道特性。尤其是对于广播而言，信道的强LOS分量或由不同信号传播特性引起的两个天线之间的接收信号功率方面的差异可以使得难以从MIMO 获得容量增益。根据本发明的实施例的MIMO编码方案使用MIMO输出信号中的一个的基于旋转预编码和相位随机化来克服此问题。MIMO 编码可以意图用于在发射器和接收器两者处要求至少两个天线的2×2 MIMO系统。
针对高级简档帧可以要求MIMO处理，这意味着由MIMO编码器 (或MIMO编码模块)来处理高级简档帧中的所有DP。可以在DP水平处应用MIMO处理。可以将成对的星座映射器输出NUQ(e1,i和e2,i)馈送到MIMO编码器的输入。可以用其各个TX天线的相同载波k和OFDM符号来发射成对MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)。
所示的图示出了MIMO编码块，其中，i是同一XFECBLOCK的信元对的索引，并且Ncells是每一个XFECBLOCK的信元的数目。
图106示出了根据本发明的一个实施例的MIMO编码方案。
如果使用MIMO，则广播/通信系统可发射更多数据。然而，可根据信道环境而改变MIMO的信道容量。另外，如果Tx和Rx天线在功率方面不同或者如果信道之间的相关性高，则MIMO性能可劣化。
如果使用双极MIMO，则两个分量可根据垂直/水平极性的传播性质而以不同的功率比到达接收器。也就是说，如果使用双极MIMO，则在垂直和水平天线之间可发生功率不平衡。在这里，双极MIMO可意指使用天线的垂直/水平极性的MIMO。
另外，信道分量之间的相关性可由于Tx和Rx天线之间的LOS环境而增加。
本发明提出了一种用于解决在使用MIMO时发生的问题的MIMO 编码/解码技术，亦即适合于相关信道环境或功率不平衡信道环境的技术。在这里，相关信道环境可以是其中如果使用MIMO、则信道容量降低且系统操作中断的环境。
特别地，在MIMO编码方案中，除现有PH-eSM方法之外，还提出了PH-eSM PI方法和全速率全分集(FRFD)PH-eSM PI方法。提出的方法可以是考虑接收器的复杂性和功率不平衡信道环境的MIMO编码方法。这两个MIMO编码方案对天线极性配置没有限制。
PH-eSM PI方法可以以接收器侧的相对低的复杂性增加提供容量增加。可将PH-eSM PI方法称为全速率空间复用(FR-SM)、FR-SM方法、FR-SM编码过程等。在PH-eSM PI方法中，优化旋转角以便以O(M2) 的复杂性克服功率不平衡。在PH-eSM PI方法中，可以有效地应对Tx 天线之间的空间功率不平衡。
FRFD PH-eSM PI方法可以以接收器侧的相对大的复杂性增加提供容量增加和附加的分集增益。FRFD PH-eSM PI方法可称为全速率全分集空间复用(FRFD-SM)、FRFD-SM方法、FRFD-SM编码过程等。在FRFD PH-eSM PI方法中，通过O(M4)来实现附加频率分集增益。在FRFD PH-eSM PI方法中，不同于PH-eSM PI方法，可以不仅有效地应对Tx天线之间的功率不平衡，而且应对载波之间的功率不平衡。
另外，PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法可以是分别地应用于被映射到不均匀QAM的符号的MIMO编码方案。在这里，到不均匀 QAM的映射可意味着使用不均匀QAM来执行星座映射。可将不均匀 QAM称为NU QAM、NUQ等。还可以对被映射到QAM(均匀QAM) 或不均匀星座上的符号应用PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法。在功率不平衡情况下，按照码率，应用于被映射到不均匀QAM的符号的MIMO编码方案可具有比应用于被映射到QAM(均匀QAM)的符号的MIMO编码方案更好的BER性能。然而，在某个码率和每信道比特使用的情况下，对被映射到QAM上的符号应用MIMO编码表现更好。
另外，还可以将PH-eSM方法应用于不均匀QAM。因此，本发明进一步提出了应用于被映射到不均匀QAM的符号的PH-eSM方法。
在下文中将描述星座映射。
在星座映射器中，可以使用QPSK、QAM-16、不均匀QAM (NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)或不均匀星座(NUC-16、NUC-64、 NUC-256、NUC-1024)来调制在基础和手持简档中来自位交织器的每个信元字(c0,l、c1,l、…,cηmod-1,l)或者在高级简档中来自信元字解复用器的信元字(di,0,l、di,1,l、…、di,ηmod-1,l，其中，i＝1、2)。
仅针对DP应用此星座映射。用于PLS1和PLS2的星座映射可以是不同的。
QAM-16和NUQ是正方形的，而NUC具有任意形状。当每个星座旋转90度的任何倍数时，旋转星座与其原始星座重叠。此‘旋转感’对称性质使得实部和虚部的容量和平均功率彼此相等。NUQ和NUC两者都是针对每个码率具体地定义的，并且所使用的特定的一个在PLS2中被参数DP_MOD用信号发送。下面将描述用于被映射到复平面上的每个码率的星座形状。在下文中，将描述PH-eSM方法和PH-eSM PI方法。
如下表示被用于PH-eSM方法和PH-eSM PI方法的MIMO编码等式。
[数学式23]
or
也就是说，可将上述等式表示为X＝PS。在这里，S1和S2可表示一对输入符号。在这里，P可表示MIMO编码矩阵。在这里，X1和X2可表示经受MIMO编码的成对MIMO编码器输出。
在以上等式中，可如下表示ejφ(q)。
[数学式24]
根据另一实施例，可如下表示被用于PH-eSM方法和PH-eSM PI方法的MIMO编码等式。
[数学式25]
PH-eSM PI方法可以包括两个步骤。第一步骤可以是将旋转矩阵与用于两个TX天线路径的输入符号对相乘，并且第二步骤可以对用于TX 天线2的符号应用复相位旋转。
可使用两个发射信号(例如，QAM符号)S1和S2来生成要发射的信号X1和X2。在使用OFDM的发射和接收系统的情况下，可在要发射的频率载波f1上携带X1(f1)、X2(f2)。X1可经由Tx天线1发射且X2可经由 Tx天线2发射。因此，即使当在两个Tx天线之间存在功率不平衡时，也可实现具有最低损耗的高效传输。
这时，如果对被映射到QAM的符号应用PH-eSM方法，则可如下根据QAM顺序来确定值a。这可以是对被映射到均匀QAM的符号应用 PH-eSM方法时的值a。
[数学式26]
对于2nQAM+2nQAM
这时，如果对被映射到QAM的符号应用PH-eSM PI方法，则可如下根据QAM顺序来确定值a。这可以是对被映射到QAM(均匀QAM) 的符号应用PH-eSM PI方法时的值a。
[数学式27]
对于2nQAM+2nQAM，
这时，如果通过完全相关的信道接收到X1和X2并将其解码，则该值a可使得广播/发射系统能够在考虑欧几里德距离和汉明距离时获得良好的BER性能。另外，如果X1和X2在接收器侧被独立地解码(也就是说，如果使用X1将S1和S2解码并使用X2将S1和S2解码)，则值a可使得广播/通信系统能够在考虑欧几里德距离和汉明距离时获得良好的BER 性能。
PH-eSM PI方法与PH-eSM方法的不同之处在于值a在功率不平衡情况下被优化。也就是说，在PH-eSM PI方法中，在功率不平衡情况下优化旋转角值。特别地，当对被映射到不均匀QAM的符号应用PH-eSM PI方法时，与PH-eSM方法相比可优化值a。
上述值仅仅是示例性的且可根据实施例而改变。
被用于PH-eSM方法和PH-eSM PI方法的接收器可使用上述MOMI 编码等式将信号解码。这时，接收器可使用ML、子ML(球)解码等将信号解码。
在下文中，将描述FRFD PH-eSM PI方法。被用于FRFD PH-eSM PI 方法的MIMO编码等式如下。
[数学式28]
or
通过使用两个天线X1和X2，可以获得空间分集。另外，通过利用两个频率f1和f2，可以获得频率分集。
根据本发明的另一实施例，可如下表示被用于FRFD PH-eSM PI方法的MIMO编码方案。
[数学式29]
FRFD PH-eSM PI方法可以将两对NUQ符号(或均匀QAM符号或 NUC符号)取作输入以提供两对MIMO输出符号。
FRFD PH-eSM PI方法要求接收器的更多解码复杂性，但是可具有更好的性能。根据FRFD PH-eSM PI方法，发射器生成将使用四个发射符号S1、S2、S3、S4发射的信号X1(f1)、X2(f1)、X1(f2)和X2(f2)。这时，值a可等于被用于上述PH-eSM PI方法的值a。这可以是对被映射到QAM (均匀QAM)的符号应用FRFD PH-eSM PI方法时的值a。
FRFD PH-eSM PI方法的MIMO编码等式可使用频率载波f1和f2，不同于上述PH-eSMPI方法的MIMO编码等式。因此，FRFD PH-eSM PI 方法可高效地不仅应对Tx天线之间的功率不平衡，而且应对载波之间的功率不平衡。
与MIMO编码相关联，用于另外获得频率分集的结构可包括 Golden编码等。根据本发明的FRFD PH-eSM PI方法可以以低于Golden 码的复杂性获得频率分集。
图107是示出了根据本发明的一个实施例的根据不均匀QAM的I或 Q侧的PAM网格的图。
上述PH-eSM PI和FRFD PH-eSM PI方法适用于被映射到不均匀 QAM的符号。不均匀QAM是调制方案，其通过按照SNR调整PAM网格值来获得较高容量，不同于QAM(均匀QAM)。可以通过对被映射到不均匀QAM的符号应用MIMO来获得更多增益。在这种情况下， PH-eSMPI和FRFD PH-eSM PI方法的编码等式不改变，但是当将 PH-eSM PI和FRFD PH-eSM PI方法应用于被映射到不均匀QAM的符号时可能需要新的值“a”。可使用以下等式获得此新值“a”。
[数学式30]
a＝b(Pm-Pm-1)+Pm对于2nQAM+2nQAM，对于2nQAM
新值“a”可以是将PH-eSM PI和FRFD PH-eSM PI方法应用于被映射到不均匀QAM的符号时的值a。
如本图中所示，定义被用于不均匀QAM的I或Q侧的PAM网格，并且可使用此网格的最大值Pm和次最大值Pm-1来获得新值“a”。可单独地使用此新值“a”将经由Tx天线发射的信号适当地编码。
在用于生成新值“a”的等式中，b表示子星座分离因子。通过调整值b，可调整存在于MIMO编码信号中的子星座之间的距离。在不均匀 QAM的情况下，由于星座之间的距离(或子星座之间的距离)改变，则可能需要变量b。值b的示例可包括可基于在星座上具有最高功率的点和与之相邻的点用汉明距离和欧几里德距离来获得此值。
在不均匀QAM的情况下，由于使用按照SNR(或FEC的码率)优化的网格值，子星座分离因子“b”还可使用按照SNR(或FEC的码率) 优化的值。也就是说，可根据值“b”和SNR(或FEC的码率)来分析在 MIMO编码之后发射的星座的容量以找到用于以特定SNR(目标SNR)提供最大容量的值“B”。
例如，如果NU-16 QAM+NU-16 QAM MIMO且P＝{1,3.7}，则可用来计算新值“a”。这时，将该值b设置成
例如，如果NU-64 QAM+NU-64 QAM MIMO且P＝{1,3.27,5.93, 10.27}，则可用来计算新值“a”。这时，将该值b设置成
例如，如果NU-256 QAM+NU-256 QAM MIMO且P＝{1,1.02528, 3.01031,3.2249,5.2505,6.05413,8.48014,11.385}，则可用来计算新值“a”。这时，将该值b设置成
如上所述，可将PH-eSM PI和FRFD PH-eSM PI方法应用于被映射到不均匀QAM的符号。同样地，还可以将PH-eSM方法应用于被映射到不均匀QAM的符号。在这种情况下，可根据PH-eSM方法来确定值“a”。用于确定值“a”的等式如下。
[数学式31]
对于2nQAM+2nQAM，对于2nQAM
此新值“a”可以是对被映射到不均匀QAM的符号应用PH-eSM方法时的值a。
b是如上所述的子星座分离因子。如上所述，可优化值“b”以通过分析已编码星座的容量来适应每个SNR(或FEC的码率)。
例如，如果NU-16 QAM+NU-16 QAM MIMO且P＝{1,3.7}，则可用来计算新值“a”。这时，将该值b设置成
例如，如果NU-64 QAM+NU-64 QAM MIMO且P＝{1,3.27,5.93, 10.27}，则可用来计算新值“a”。这时，将该值b设置成
例如，如果NU-256 QAM+NU-256 QAM MIMO且P＝{1,1.02528, 3.01031,3.2249,5.2505,6.05413,8.48014,11.385}，则可用来计算新值“a”。这时，将该值b设置成
在下文中，将描述在应用于被映射到按照SNR(或FEC的码率) 优化的NU-QAM的符号的MIMO编码方法(PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法)中确定NU-QAN和MIMO编码参数“a”的方法。
为了将PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法应用于被映射到按照SNR(或FEC的码率)的NU-QAM的符号，应考虑以下两个元素。首先，为了获得成形增益，应找到每按照SNR优化的NU-QAM。其次，应在按照SNR优化的每个NU-QAM中确定MINO编码参数“a”。
可如下通过容量分析来确定适合于每个SNR的MIMO编码方案 (PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法)、NU-QAM和MIMO编码参数。在这里，容量可意指BICM容量。可考虑相关信道和功率不平衡信道来执行确定适合于每个SNR的NU-QAM和MIMO编码参数的过程。
如果用于MIMO信道处的容量分析的计算是可接受的，则可以确定用于优化MIMO的NU-QAM，其以目标SNR提供最大容量。
如果计算是不可接受的，则可使用针对SISO优化的NU-QAM来确定用于MIMO的NU-QAM。首先，相对于按照SNR(或FEC的码率)针对SISO优化的NU-QAM，可在非功率平衡MIMO信道环境中执行BER 性能比较。通过BER性能比较，可根据针对SISO优化的NU-QAM(FEC 码率5/15、6/15、...、13/15)来确定用于MIMO的NU-QAM。例如，可将用于处于12bpcu码率5/15的MIMO的星座(NU-64QAM+NU－ 64QAM)设置成对应于SISO码率5/15的NU-64QAM。另外，例如，MIMO FEC码率6/15的星座可以是SISO FEC码率5/15的星座。也就是说，SISO FEC码率5/15的星座可适合于MIMO FEC码率6/15。
一旦确定了NU-QAM，可基于所确定NU-QAM通过容量分析在功率不平衡MIMO信道处确定按照SNR优化的MIMO编码参数“a”。例如，在12bpcu和5/15码率环境中，值a可以是0.1571。
在下文中，将描述用于根据值a的MIMO编码的性能的测量。针对性能测量，可测量BICM容量。通过此操作，确定能够使BICM容量最大化的值a。
可用以下等式来表示BICM容量。
[数学式32]
[数学式33]
[数学式34]
在这里，p(bi＝0)＝p(bi＝1)＝0.5。另外，p(S＝Mj)＝1/M2，在这里，S∈{星座集}和M可意指星座尺寸。
在这里，可如下表示Y。
[数学式35]
也就是说，Y＝HPIX+n。在这里，n可以是AWGN。可如上所述用X＝PS来表示X。BICM容量可采取AWGN和独立同分布(IID)输入。另外，可意指均匀随机变量U(0,π)。为了考虑在使用MIMO时可发生的相关信道环境和功率不平衡信道环境，可采取上述等式的HPI。这时，α值是功率不平衡(PI)因子，并且根据π，可以是PI 9dB：0.354817、 PI 6dB：0.501187或PI3dB：0.70711。在这里，Mj∈{星座集|bi＝j}。
通过此等式，可测量根据值a的BICM容量以确定最佳值a。
也就是说，用于确定MIMO编码参数的方法可包括如下的两个步骤。
步骤1.通过用于SISO FEC码率的星座的BER性能比较，选择具有要发现的MIMOFEC码率的最佳性能的NU-QAM。
步骤2.基于在步骤1中获得的NU-QAM，可通过上述BICM容量分析来确定具有最佳性能的编码参数“a”。
在以下表中示出了根据按照码率的星座的值a。这仅仅是根据本发明的值a的示例。
[表5]
可针对具有16K和64K FECBLOCK的8bpcu和12bpcu应用 PH-eSM PI方法。PH-eSMPI方法可以按照FECBLOCK的信道使用和码率针对位的值的每个组合使用在上表中定义的MIMO编码参数。下面描述对应于所示MIMO参数表的详细星座。
上述表格示出了按照码率被优化的星座和MIMO编码参数a。例如，在12bpcu和MIMO编码的6/15的码率的情况下，可使用在SISO编码的5/15的码率的情况下使用的NUQ-64的星座。也就是说，在12bpcu 和MIMO编码的6/15的码率的情况下，SISO编码的5/15的码率的星座可以是最佳值。这时，值“a”可以是0.1396。
[表6]
针对10bpcu MIMO情况，PH-eSM PI方法可以使用在上表中定义的MIMO编码参数。当在水平和垂直发射之间存在功率不平衡时(例如，当前美国椭圆极化网络中的6dB)，这些参数尤其有用。可以对其发射功率被故意地衰减的TX天线使用QAM-16。下面描述对应于所示MIMO 参数表的详细星座。
FRFD PH-eSM PI方法可以按照FECBLOCK的信道使用和码率针对位的值的每个组合使用在上表中定义的PH-eSM PI方法的MIMO编码参数。
可考虑欧几里德距离和汉明距离来确定上表的值“a”且其在码率和星座方面是最佳的。因此，可以获得优良的BER性能。
图108是示出了根据本发明的一个实施例的对被映射到不均匀64 QAM的符号应用PH-eSM PI方法时的MIMO编码输入/输出的图。
即使当根据本发明的一个实施例的FRFD PH-eSM PI被应用于被映射到不均匀QAM的符号时，也可获得类似于本图的输入/输出图。如果使用MIMO编码等式的上述新值“a”和编码矩阵，则可用MIMO编码器输入和输出来获得本图中所示的星座。
在本图的MIMO编码器输出中，可对子星座进行定位。这时，可用上述子星座分离因子“b”来确定子星座之间的距离。MIMO编码星座可获得不均匀性质。
图109是用于根据本发明的实施例的MIMO编码方案的性能方面的比较的图表。
本图表示出了8-bpcu/室外环境中的MIMO编码方案之间的容量方面的比较。本发明的PH-eSM PI和FRFD PH-eSM PI方法在容量方面显示出比现有MIMO编码方案(GC等)更好的性能。这意味着与其它 MIMO技术相比在相同环境中可实现更高效的传输。
图110是用于根据本发明的实施例的MIMO编码方案的性能方面的比较的图表。
本图表示出了8-bpcu/室外/HPI9环境中的根据MIMO编码方案的容量方面的比较。本发明的PH-eSM PI和FRFD PH-eSM PI方法在容量方面显示出比现有MIMO编码方案(SM、GC、PH-eSM等)更好的性能。这意味着与其它MIMO技术相比在相同环境中可实现更高效的传输。
图111是用于根据本发明的实施例的MIMO编码方案的性能方面的比较的图表。
本图表示出了8-bpcu/室外/随机BI、TI境中的根据MIMO编码方案的BER方面的比较。本发明的PH-eSM PI和FRFD PH-eSM PI方法在BER 方面显示出比现有MIMO编码方案(GC等)更好的性能。这意味着与其它MIMO技术相比在相同环境中可实现更高效的传输。
图112是用于根据本发明的实施例的MIMO编码方案的性能方面的比较的图表。
本图表示出了8-bpcu/室外/HPI9/随机BI、TI境中的根据MIMO编码方案的BER方面的比较。本发明的PH-eSM PI和FRFD PH-eSM PI方法的 BER性能在容量方面比现有MIMO编码(SM、GC、PH-eSM等)更好。这意味着与其它MIMO技术相比在相同环境中可实现更高效的传输。
图113是示出了根据本发明的QAM-16的实施例的图。
本图示出了复平面上的QAM-16的星座形状。本图示出了针对所有码率的QAM-16的星座形状。
图114是示出了根据本发明的用于5/15码率的NUQ-64的实施例的图。
本图示出了复平面上的针对5/15码率的QAM-64的星座形状。
图115是示出了根据本发明的用于6/15码率的NUQ-64的实施例的图。
本图示出了复平面上的针对6/15码率的QAM-64的星座形状。
图116是示出了根据本发明的用于7/15码率的NUQ-64的实施例的图。
本图示出了复平面上的针对7/15码率的QAM-64的星座形状。
图117是示出了根据本发明的用于8/15码率的NUQ-64的实施例的图。
本图示出了复平面上的针对8/15码率的QAM-64的星座形状。
图118是示出了根据本发明的用于9/15和10/15码率的NUQ-64的实施例的图。
本图示出了复平面上的针对9/15和10/15码率的QAM-64的星座形状。
图119是示出了根据本发明的用于11/15码率的NUQ-64的实施例的图。
本图示出了复平面上的针对11/15码率的QAM-64的星座形状。
图120是示出了根据本发明的用于12/15码率的NUQ-64的实施例的图。
本图示出了复平面上的针对12/15码率的QAM-64的星座形状。
图121是示出了根据本发明的用于13/15码率的NUQ-64的实施例的图。
本图示出了复平面上的针对13/15码率的QAM-64的星座形状。
图122是图示出根据本发明的另一实施例的空分组删除块16000的视图。
图22的上部是图示出上文相对于图3所述的输入格式化模块的模式适配模块的另一实施例，并且图22的下部是图示出包括在模式适配模块中的空分组删除块16000的特定块的视图。
如上所述，用于处理多个输入流的输入格式化模块的模式适配模块可独立地处理输入流。
如图122中所示，用于处理多个输入流中的每一个的模式适配模块可包括预处理块(分离器)、输入接口块、输入流同步器块、补偿延时块、报头压缩块、空数据再使用块、空分组删除块以及BB帧报头插入块。输入接口块、输入流同步器块、补偿延时块和BB帧报头输入块的操作与上文相对于图3描述的那些相同，并且因此在这里省略其详细描述。
预处理块可将输入的TS、IP、GS流分成多个服务或服务组件(音频、视频等)流。另外，报头压缩块可基于报头压缩模式将输入信号的报头压缩。根据本发明的实施例的空分组删除块16000可删除输入空分组，并在发射之前基于其位置而插入关于已删除空分组的数目的信息。某些TS输入流或分离TS流可具有存在以便适应CBR TS流中的VBR (可变比特率)服务的许多空分组。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，可以识别且不发射空分组。在接收器中，可以通过参考插入发射中的已删除DNP字段将去除的空分组重新插入其原来所在的精确位置上，因此保证恒定的比特率并避免对时间戳(PCR)更新的需要。
如图22的下部中所示，根据本发明的实施例的空分组删除块16000 可包括PCR分组检查块16100、PCR区检查块16200、空分组检测块16300 和空分组扩展块16400。现在给出每个块的操作的描述。
PCR分组检查块16100可确定输入TS分组是否包括用于使解码定时同步的PCR。在本发明中，可将包括PCR的TS分组称为PCR分组。
如果作为确定的结果检测到PCR的位置，则PCR分组检查块16100 可在不改变PCR的位置的情况下改变空分组的位置。
PCR区检查块16200可检查包括PCR分组的TS分组，并且确定在一定范围的同一循环(即，PCR区)内是否存在空分组。在本发明中，可将用于确定是否包括PCR的时段称为空分组位置可重配置区。
空分组检测块16300可检查包括在输入TS分组之间的空分组。
空分组扩展块16400可将从PCR区检查块16200输出的PCR区信息内的空分组扩展。
本发明提出了一种用于收集空分组的方法和用于分发空分组的方法作为用于改变空分组的位置的方法的示例。
图123是图示出根据本发明的另一实施例的空分组插入块17000的视图。
图123的上部是图示出上文相对于图13所述的输出处理器的另一实施例的视图，并且图123的视图是图示出包括在输出处理器的空分组插入块17000的特定块的视图。
图123中所示的输出处理器可执行由上文相对于图122所述的模式适配模块执行的操作的逆过程。
如图123中所示，根据本发明的实施例的输出处理器可包括BB帧报头解析器块、空分组插入块、空数据处理器块、报头解压缩块、去抖动缓冲器块、TS始终再生块和TS重组块。各块的操作对应于图122 的块的那些操作的逆过程，并且因此在这里省略其详细描述。
在图123的下部中所示的空分组插入块17000可执行由图122的空分组删除块16000执行的上述操作的逆过程。
如图123中所示，空分组插入块17000可包括DNP检查块17100、空分组插入块17200和空分组发生器块17300。
DNP检查块17100可检查DNP并获取关于已删除空分组的数目的信息。空分组插入块17200可接收关于从DNP检查块17100输出的已删除空分组的数目的信息并插入已删除空分组。在这种情况下，要插入的空分组可以是先前由空分组发生器块17300生成的。
图124是图示出根据本发明的实施例的空分组扩展方法的视图。
图124(a)图示出使用空分组扩展方法之前的TS分组，并且图124 (b)图示出使用空分组扩展方法之后的TS分组。
图124(c)图示出基于空分组扩展方法来表示DNP1和DNP2的数学式。
如图124(a)中所示，根据本发明的实施例的空分组删除块16000 可确定输入TS分组是否包括用于使解码定时同步的PCR。也就是说，如果获取了空分组位置可重配置区信息，则根据本发明的实施例的广播信号发射装置可对包括在相应时段中的空分组的总数(NNP)和要发射的数据分组(NTSP)的总数进行计数。如图124(a)中所示，数据分组的总数是8且空分组的总数对应于958。AVRnP指代相应时段内的数据分组之间的可扩展的空分组的平均数。如图124(a)中所示，相应时段的AVRnP是119.75。
然后，根据本发明的实施例的空分组删除块16000可扩展输出PCR 区信息内的空分组。也就是说，如果空分组被删除，则向空分组被从其删除的位置插入指示空分组的数目的DNP。根据本发明的实施例的广播信号发射装置可通过计算DNP1和DNP2来执行空分组扩展。图124 (b)图示出基于DNP1和DNP2而扩展的空分组。基于图124(c)中所示的数学式，可使用被插入为对应于1至NTSP-1TS分组的DNP值和要发射的数据分组(NTSP)的总数来计算DNP1。DNP1可具有空分组的上述平均数的整数值。
另外，基于图124(c)中所示的数学式，可将DNP2计算为未被DNP1 处理的余数。DNP2可具有大于或等于DNP1的值的值，并且可在最后 TS分组之前或在空分组位置可重配置区的结尾处插入。
在用于由于TS分组分离而产生的空分组的最大DNP值超过300时的情况下，图124中所示的空分组扩展方法可更有效地解决上述问题。
图125是图示出根据本发明的实施例的空分组偏移方法的视图。
如果空分组的数目过大，则该数目可超过最大DNP值，即使当使用上文相对于图124所述的空分组扩展方法时。
也就是说，当如图125(a)中所示地将输入TS流分离时，可生成多个空分组。具体地，在将多个TS流组合成大TS流时、基于分量水平将单个TS流分离时或者如在UD服务中那样将大TS流分离成视频分组和音频分组时的情况下，可周期性地插入空分组。可将具有连续TS分组和已删除空分组的TS输入流或分离TS流映射到BB帧的有效载荷中。 BB帧包括BB帧报头和有效载荷。
在这种情况下，如上所述，如果空分组的数目如图125(b)中所示是大的，则DNP的值在某些情况下可以等于或大于290。
因此，如图125(c)中所示，根据本发明的实施例的空分组删除块16000可确定要插入到BB帧的有效载荷中的TS分组，并将最基本 DNP值确定为DNP偏移。
根据本发明的实施例，DNP偏移是属于同一BBF的DNP的最小数目。可以通过BB帧报头来发射DNP偏移。同样地，可减小在TS分组前面插入的DNP的数目以实现高效的TS分组传输，并且可删除较大数目的空分组。
因此，如图125(c)中所示，DNP偏移的值是115，并且第一DNP 具有0的值而第二DNP具有通过用原始值290减去115而获得的175的值。还可以将该原理连续地应用于其它DNP。
图126是图示出根据本发明的实施例的空分组扩展方法的流程图。
根据本发明的实施例的空分组删除块16000可解析输入TS分组以用于分析(S20000)。在这种情况下，根据本发明的实施例的空分组删除块16000可以以上述空分组位置可重配置区为单位来解析TS分组。
然后，根据本发明的实施例的空分组删除块16000可确定在相应空分组位置可重配置区中是否存在PCR信息(S20100)。在这种情况下，根据本发明的实施例的空分组删除块16000可通过检查输入TS分组的报头中的适配字段的CPR标志来确定PCR信息的存在。
如果作为确定的结果存在PCR值，则根据本发明的实施例的空分组删除块16000可针对空分组扩展将计数器和相关值初始化(S20200)，并计算输入数据TS分组的数目和空分组的数目(S20300)。然后，根据本发明的实施例的空分组删除块16000可确定是否存在PCR信息 (S20400)。如果作为确定的结果不存在PCR值，则根据本发明的实施例的空分组删除块16000可继续计算空分组的数目和数据TS分组的数目 (S20300)。
如果作为确定的结果存在PCR值，则根据本发明的实施例的空分组删除块16000可执行空分组扩展(S20500)。在这种情况下，根据本发明的实施例的空分组删除块16000可计算上述DNP1和DNP2值，并且可使用上述空分组偏移方法，如果相应值超过最大DNP值的话。
图127是图示根据本发明的实施例的用于基于混合的下一代广播系统的协议栈的图。
本发明提出了图127中所图示的数据链路(封装)部分的结构并且提出了用于将从上层发送的MPEG-2传输流(TS)和/或互联网协议 (IP)分组传送到物理层的方法。此外，本发明提出了用于发送物理层的操作所需要的信令的方法，并且在较高层考虑新分组类型以供将来使用时建立用于向物理层发送新分组类型的基础。
对应的协议层还可以被称为诸如数据链路层、封装层、第2层等的各种术语。在本发明中，协议层被称为链路层。在本发明的实际应用中，协议层可以用术语“链路层”替代或者对应层还可以由新术语来表示。
根据本发明的广播系统可以对应于通过组合IP中心广播网络和宽带网络所获得的混合广播系统。
可以将根据本发明的广播系统设计成维持与基于常规MPEG-2的广播系统的兼容性。
根据本发明的广播系统可以对应于基于IP中心广播网络、广播网络和/或移动通信网络或蜂窝网络的组合的混合广播系统。
参考图127，物理层可以使用由诸如ATSC系统和/或DVB系统的广播系统所采用的物理协议。
封装层可以从由物理层获取的信息中获取IP数据报，或者将所获取的IP数据报转换成特定帧(例如，RS帧、一般流封装(GSE)-Lite、 GSE或信号帧)。这里，帧可以包括诸如IP数据报的集合的集合。
快速访问信道(FAC)可以包括用于访问服务和/或内容的信息(例如，服务ID与帧之间的映射信息)。
根据本发明的广播系统可以使用协议，诸如互联网协议(IP)、用户数据报协议(UDP)、传输控制协议(TCP)、异步分层编码/分层编码传输(ALC/LCT)、速率控制协议/RTP控制协议(RCP/RTCP)、超文本传送协议(HTTP)以及单向传输文件递送(FLUTE)。可以参考图127中所图示的结构来理解这些协议之间的栈。
在根据本发明的广播系统中，可以按照基于ISO的媒体文件格式 (ISOBMFF)的形式发送数据。可以按照ISOBMFF的形式发送电子服务指南(ESG)、非实时(NRT)A/V和/或一般数据。
通过广播网络发送数据可以包括线性内容的发送和/或非线性内容的发送。
基于RTP/RTCP的A/V和数据(隐藏字幕、紧急警报消息等)的发送可以对应于线性内容的发送。
可以封装RTP载荷以得到形式为RTP/AV流和/或包括网络抽象层 (NAL)的基于ISO的媒体文件格式的发送。RTP载荷的发送可以对应于线性内容的发送。形式为基于ISO的媒体文件格式的封装的发送可以包括用于A/V的MPEG DASH媒体片段等。
FLUTE-ESG的发送、非定时数据的发送以及NRT内容的发送可以对应于非线性内容的发送。可以封装FLUTE-ESG、非定时数据和 NRT内容以用于形式为MIME类型文件和/或基于ISO的媒体文件格式的发送。在封装成基于ISO的媒体文件格式之后的发送可以包括用于A/V的MPEG DASH媒体片段等。
通过广播网络的发送可以被单独地认为是内容的发送和信令数据的发送。
内容的发送可以包括线性内容(A/V和数据(隐藏字幕、紧急警报消息等))的发送、非线性内容(ESG、非定时数据等)的发送以及基于MPEG DASH的媒体片段(A/V和数据)的发送。
信令数据的发送可以包括在广播网络上发送的包含信令表(其包括MPEG DASH的MPD)的数据的发送。
根据本发明的广播系统可以支持通过广播网络发送的线性/非线性内容之间的同步，或者通过广播网络发送的内容与通过宽带网络发送的内容之间的同步。例如，当一个UD内容项被分段并且通过广播网络和宽带网络同时发送时，接收器可以根据传输协议调整时间线并且使广播网络的内容和宽带网络的内容同步以重新配置一个UD内容项。
根据本发明的广播系统的应用层可以实现交互性、个性化、第二画面以及自动内容识别(ACR)的技术特性。这些特性对于从作为北美广播标准的ATSC2.0到ATSC3.0的扩展可能是重要的。例如，对于交互性的特性，可以使用HTML5。
在根据本发明的广播系统的表示层中，HTML和/或HTML5可以被用来标识组件之间或交互式应用之间的空间和时间关系。
可以通过对前述广播系统的添加或修改来实现根据本发明的另一实施例的广播系统，并且因此单独组件的描述可以用前述广播系统的上述描述替代。
根据本发明的另一实施例的广播系统可以包括维持与MPEG-2系统的兼容性的系统结构。例如，可以支持由常规MPEG-2系统发送的线性/非线性内容以在ATSC 3.0系统中接收和操作，或者可以根据 ATSC 3.0系统中接收的数据，即，数据是MPEG-2 TS还是IP数据报，来灵活地调整A/V和数据的处理。
根据本发明的另一实施例的广播系统的封装层可以将从物理层获取的信息/数据转换成MPEG-2 TS或IP数据报或者使用IP数据报将信息/数据转换成特定帧(例如，RS帧、GSE-Lite、GSE或信号帧)。
根据本发明的另一实施例的广播系统可以包括能够根据ATSC 3.0 系统中接收的数据是MPEG-2 TS还是IP数据报来灵活地获取的信令信息，以便通过广播网络来获取服务/内容。也就是说，广播系统可以基于MPEG-2 TS来获取信令信息或者根据UDP协议从数据中获取信令信息。
根据本发明的广播系统可以支持按照MPEG-2 TS和/或IP数据报的形式封装的基于广播的线性/非线性内容之间的同步。此外，广播系统可以支持通过广播网络和宽带网络发送的内容段之间的同步。例如，当一个UD内容项被分段并且通过广播网络和宽带网络同时发送时，接收器可以取决于传输协议来调整时间线，并且使广播网络的内容和宽带网络的内容同步以重新配置一个UD内容项。
图128是图示根据本发明的实施例的链路层的接口的图。
发送器可以考虑主要在数字广播中使用的IP分组和/或MPEG-2 TS分组被用作输入信号的情况。发送器还可以支持能够被用在下一代广播系统中的新协议的分组结构。可以向物理层发送被封装在链路层中的数据和信令。发送器可以对所发送的数据(包括信令数据)执行适合于由广播系统支持的物理层的协议的处理以发送包括对应数据的信号。
接收器可以按照能够在较高层中处理的数据的形式恢复从物理层接收的数据和信令。接收器可以通过读取分组的报头或者经由稍后描述的其它方法来区分从物理层接收的分组是信令(或信令数据)还是数据(或内容数据)。
从发送器的链路层接收的信令(即，信令数据)可以包括从上层接收并且需要被发送到接收器的上层的信令、从链路层生成并且提供有关接收器的链路层中的数据处理的信息的信令，和/或从上层或链路层生成但是被发送以用于在物理层中特定数据(例如，服务、内容和/ 或信令数据)的快速检测的信令。
图129是图示根据本发明的实施例的链路层的分组结构的图。
根据本发明的实施例，链路层的分组可以包括固定报头、扩展报头和/或载荷。
固定报头可以是具有固定大小的报头。例如，固定报头可以具有 1个字节的大小。扩展报头可以是具有可变大小的报头。包含通过较高层发送的数据的载荷可以被定位在固定报头和扩展报头后面。
固定报头可以包括分组类型元素和/或指示符部分元素。
分组类型元素可以具有3个比特的大小。分组类型元素可以标识较高层(链路层的较高层)的分组类型。将稍后描述根据分组类型元素的值所标识的分组类型。
指示符部分元素可以包括用于配置载荷的方法和/或用于配置扩展报头的信息。可以根据分组类型来改变由指示符部分元素所指示的配置方法和/或配置信息。
图130是图示根据本发明的实施例的根据分组类型元素的分组类型的图。
例如，当分组类型元素的值是“000”时，这指示从较高层向链路层发送的分组是IP版本4(IPv4)分组。
当分组类型元素的值是“001”时，这指示从较高层向链路层发送的分组是IP版本6(IPv6)分组。
如果分组类型元素的值是“010”，则这指示从较高层向链路层发送的分组是压缩IP分组。
如果分组类型元素的值是“011”，则这指示从较高层向链路层发送的分组是MPEG-2 TS分组。
如果分组类型元素的值是“101”，则这指示从较高层向链路层发送的分组是分组化的流分组。例如，分组化的流可以对应于MPEG媒体传输分组。
如果分组类型元素的值是“110”，则这指示从较高层向链路层发送的分组是用于发送信令(信令数据)的分组。
如果分组类型元素的值是“111”，则这指示从较高层向链路层发送的分组是成帧分组类型。
图131是图示根据本发明的实施例的当IP分组被发送到链路层时链路层的报头结构的图。
当IP分组被输入到链路层时，分组类型元素的值可以是000B(3 个比特的000)或001B(3个比特的001)。
参考当IP分组被输入时链路层的分组报头，在分组类型元素之后的指示符部分元素可以包括级联/分段(C/S)字段和/或3个比特的附加字段(在下文中，被称为“附加字段”)。
关于链路层分组，可以根据在分组类型元素之后的2个比特的C/S 字段来确定固定报头的附加字段和扩展报头的信息。
C/S字段可以指示输入IP分组被处理成的形式并且包括关于与其相符的扩展报头的长度的信息。
根据本发明的实施例，C/S字段的值是00B(2个比特的00)的情况指示链路层分组的载荷包括普通分组。普通分组可以是指输入IP分组是链路层分组的载荷而没有改变的情况。在这种情况下，可以保留固定报头部分的附加字段以供将来使用。在这种情况下，可以不使用扩展报头。
如果C/S字段的值是01B(2个比特的01)，则这指示链路层分组的载荷包括级联分组。级联分组可以包括一个或多个IP分组。也就是说，可以将一个或多个IP分组包括在链路层分组的载荷中。在这种情况下，可以不使用扩展报头，并且可以将在C/S字段之后的附加字段用作计数字段。将稍后给出计数字段的详细描述。
如果C/S字段的值是10B(2个比特的10)，则这指示载荷包括分段分组。分段分组可以是包括通过将一个IP分组划分成几个片段而分段的一个的分组。也就是说，链路层分组的载荷可以包括IP分组中包括的多个片段中的任一个。可以将在C/S字段之后的附加字段用作片段ID。片段ID可以是用于唯一地标识片段的信息。片段ID可以是当IP分组被分段时分配的ID，并且当片段被组合时可以指示被发送以供将来使用的片段是同一IP分组的分量。片段ID可以具有3个比特的大小并且可以同时支持8个IP分组的分段。例如，从一个IP分组分段的片段可以具有相同的片段ID。在这种情况下，扩展报头可以具有 1个字节的长度。在这种情况下，扩展报头可以包括片段顺序号 (Seg_SN)字段和片段顺序号字段，和/或片段长度(Seg_Len_ID)字段。
片段顺序号(Seg_SN)字段可以具有4个比特的长度并且指示IP 分组中的对应片段的顺序号。当Seg_SN字段的IP分组被分段时， Seg_SN字段可以是用来检查每个片段的顺序的字段。因此，包括从一个IP分组分段的载荷的链路层分组可以具有相同的片段ID(Seg_ID) 但是具有Seg_SN字段的不同值。Seg_SN字段可以具有4个比特的大小，并且在这种情况下，能够将一个IP分组分段成多达16个片段。为了将IP分组分段成更多片段，Seg_SN字段的大小可以被扩展并且可以指示片段的顺序和/或编号。
片段长度ID(Seg_Len_ID)字段可以具有4个比特的长度并且可以是用于标识片段的长度的ID。可以根据稍后描述的表来标识根据 Seg_Len_ID字段的值的片段的实际长度。当用信号发送片段的实际长度值而不是Seg_Len_ID字段时，可以将4个比特的Seg_Len_ID字段扩展为12个比特的片段长度字段，并且在这种情况下，可以将2个比特的扩展报头包括在链路层分组中。
如果C/S字段的值是11B(2个比特的11)，则这指示载荷包括分段分组，如在C/S字段的值是10B的情况一样。然而，11B的C/S 字段还可以指示在从一个IP分组分段的片段当中的位置最后(最后顺序的)片段被包括在载荷中。接收器可以通过收集片段在一个IP分组的重新配置期间使用C/S字段的值来标识用于发送最后片段的链路层分组并且将包括在对应分组的载荷中的片段识别为IP分组的最后片段。可以将在C/S字段之后的附加字段用作片段ID。在这种情况下，扩展报头可以具有2个字节的长度。扩展报头可以包括片段顺序号(Seg_SN)字段和/或最后片段长度(L_Seg_Len)字段。
最后片段长度(L_Seg_Len)字段可以指示最后片段的实际长度。当使用Seg_Len_ID字段从前部起将IP分组分段成相同的大小时，最后片段可以具有与其它先前的片段不同的大小。因此，可以使用 L_Seg_Len字段来直接指示片段的长度。长度可以根据L_Seg_Len字段的分配的比特长度而不同。然而，当根据本发明的实施例分配比特的数目时，L_Seg_Len字段可以指示最后片段的长度是1至4095个字节。
也就是说，当一个IP分组被分段成多个片段时，可以将IP分组分段成具有预定长度的片段。然而，可以根据IP分组的长度来改变最后片段的长度。因此，需要单独地用信号发送最后片段的长度。具有相同名称的字段的描述用上述描述替代。
图132是图示根据本发明的实施例的由C/S字段表示的值的含义和报头配置信息的图。
如果C/S字段的值是00，则这指示普通分组被包括在链路层分组的载荷中并且附加字段被保留。此外，可以不将扩展报头包括在链路层分组中。在这种情况下，链路层分组的报头的总长度可以是1个字节。
如果C/S字段的值是01，则级联分组可以被包括在链路层分组的载荷中并且可以将附加字段用作计数字段。将稍后描述计数字段。可以不将扩展报头包括在链路层分组中。在这种情况下，链路层分组的报头的总长度可以是1个字节。
当C/S字段的值是10时，可以将分段分组包括在链路层分组的载荷中并且可以将附加字段用作片段ID。可以将扩展报头包括在链路层分组中。扩展报头可以包括Seg_SN字段和/或Seg_Len_ID字段。Seg_SN 字段或Seg_Len_ID字段的描述可以用上述或以下描述替代。链路层分组的报头的总长度可以是2个字节。
当C/S字段的值是11时，分段分组(包括最后片段的分组)可以被包括在链路层分组的载荷中并且可以将附加字段用作片段ID。可以将扩展报头包括在链路层分组中。扩展报头可以包括Seg_SN字段和/ 或L_Seg_Len字段。Seg_SN字段或L_Seg_Len字段的描述用上述或以下描述替代。链路层分组的报头的总长度可以是3个字节。
图133是图示根据本发明的实施例的由计数字段表示的值的含义的图。
当链路层分组的载荷包括级联分组时可以使用计数字段。计数字段可以指示包括在一个载荷中的IP分组的数目。计数字段的值可以指示在无需改变的情况下级联的IP分组的数目。然而，因为零个或一个级联是无意义的，所以计数字段可以指示具有通过将2添加到计数字段的值所获得的编号的IP分组被包括在载荷中。根据本发明的实施例， 3个比特被分配给计数字段，并且因此这可以指示最多9个IP分组被包括在一个链路层分组的载荷中。当需要在一个载荷中时包括更多IP 分组，可以扩展计数字段的长度并且可以在扩展报头中进一步用信号发送9个或更多个IP分组。
图134是图示根据本发明的实施例的由Seg_Len_ID字段表示的值的含义以及用于计算片段长度的等式的图。
Seg_Len_ID字段可以被用来表示除了多个片段当中的最后片段之外的片段的长度。为了减小表示片段的长度所需要的报头的开销，片段的大小可以限于16。
片段的长度可以根据根据由物理层处理的前向纠错(FEC)的码速率而确定的分组的输入大小来确定并且可以被确定为Seg_Len_ID字段的每个值。例如，相对于Seg_Len_ID字段的每个值，可以预先确定片段的长度。在这种情况下，关于根据Seg_Len_ID字段的每个值的片段的长度的信息可以由发送器生成并发送到接收器，并且接收器可以存储该信息。可以改变根据Seg_Len_ID字段的每个值设置的片段的长度，并且在这种情况下，发送器可以生成关于片段的长度的新信息并将该信息发送到接收器，以及接收器可以基于该信息来更新存储的信息。
当不管片段的长度都执行物理层的处理时，可以如所图示的等式中所示出的那样要求片段的长度。
这里，长度单位(Len_Unit)可以是指示片段长度的基本单位，并且min_Len可以是片段长度的最小值。在发送器和接收器中Len_Unit 和min_Len需要是相同的，并且Len_Unit和min_Len在被改变一次之后不发生改变可能是有效的。可以在系统的初始化过程中考虑到物理层的FEC的处理能力来确定这些值。例如，如所图示的，这些值可以指示根据Seg_Len_ID字段的值表示的片段的长度，并且在这种情况下， Len_Unit的值可以是256并且min_Len的值可以是512。
图135是图示根据本发明的实施例的用于封装普通分组的过程以及用于计算链路层分组的长度的等式的图。
如上所述，当输入IP分组不像上面所描述的那样在物理层的处理范围内级联或者分段时，可以将输入IP分组封装为普通分组。以下描述可以按照相同的方式应用于IPv4或IPv6的IP分组。一个IP分组可以是没有改变的链路层分组的载荷，并且分组类型元素的值可以是000B(IPv4)或001B(IPv6)，并且C/S字段的值可以是00B(普通分组)。可以将固定报头的剩余的3个比特设置为保留字段以供其它将来使用。
可以标识链路层分组的长度如下。IP分组的报头可以包括指示IP 分组的长度的字段。指示长度的字段被定位在同一位置处，并且因此接收器可以检查在与链路层分组的初始点(起始点)间隔开预定偏移的位置处的字段，以便识别链路层分组的载荷的长度。
接收器可以在IPv4的情况下从与载荷的起始点间隔开2个字节的位置并且在IPv6的情况下从与载荷的起始点间隔开4个字节的位置读取具有长度为2个字节的长度字段。
参考所图示的等式，当IPv4的长度字段的值是LIPv4时，LIPv4 指示IPv4的总长度，并且因此可以通过将链路层分组的报头长度LH (1个字节)添加到LIPv4来获得链路层分组的整个长度。这里，LT指示链路层分组的长度。
参考所图示的等式，当IPv6的长度字段的值是LIPv6时，LIPv6 仅指示IPv6的IP分组的载荷的长度，并且因此可以通过添加链路层分组的报头的长度和IPv6的固定报头的长度(40个字节)来获得链路层分组的长度。这里，LT可以是指链路层分组的长度。
图136是图示根据本发明的实施例的用于封装级联分组的过程以及用于计算链路层分组的长度的等式的图。
当输入IP分组不在物理层的处理范围内时，数个IP分组可以被级联以封装一个链路层分组。以下描述可以按照相同的方式应用于 IPv4或IPv6的IP分组。
数个IP分组可以形成链路层分组的载荷，分组类型元素的值可以是000B(IPv4)或001B(IPv6)，并且C/S字段的值可以是01B(级联分组)。指示包括在一个载荷中的IP分组的数目的3比特计数字段可以被定位在C/S字段之后。
为了获得级联分组的长度，接收器可以使用与普通分组的情况类似的方法。当由计数字段指示的级联IP分组的数目是n时，链路层分组的报头的长度是LH，并且每个IP分组的长度是Lk(这里1≤k≤n)，可以像所图示的等式中所示出的那样计算链路层分组的整个长度LT。
这里，级联分组仅具有关于固定报头的信息，并且因此LH＝1(字节)，并且可以通过读取存在于包括在级联分组中的每个IP分组的报头中的长度字段的值来检查每个Lk(1≤k≤n)值。接收器可以在距链路层分组的报头结束并且载荷开始所在的点具有预定偏移的点处解析第一IP分组的长度字段，以及使用该长度字段来标识第一IP分组的长度。接收器可以在距第一IP分组的长度结束所在的点具有预定偏移的点处解析第二IP分组的长度字段并且使用该长度字段来标识第二IP分组的长度。上述方法可以重复与包括在链路层分组的载荷中的IP分组的数目一样多，以便标识链路层分组的载荷的长度。
图137是图示根据本发明的实施例的用于获得包括IPv4分组的级联分组的长度的过程以及用于计算IP分组的长度字段被定位于的偏移值的等式的图。
当IP分组被输入到发送器时，不难以通过发送器来读取IP分组的长度字段，但是接收器通过报头仅能够获知包括在链路层分组中的 IP分组的数目，并且因此可能不获知每个长度字段的位置。然而，长度字段总是被定位在IP分组的报头中的同一位置处，并且因此可以检索长度字段的位置，以便使用以下方法来获得包括在级联分组的载荷中的每个IP分组的长度。
当包括在级联分组的载荷中的n个IP分组分别是IP1、IP2、...、 IPk、...、IPn时，与IPk对应的长度字段可以与级联分组的载荷的起始点间隔开Pk个字节。这里，Pk(1≤k≤n)是指示从级联分组的载荷的起始点开始的第k个IP分组的长度字段的位置的偏移值并且可以根据所示出的等式来计算。
这里，IPv4的分组的P1可以是2个字节。因此，虽然P1至Pk 被顺序地更新，但是与其对应的Lk可以被读取并应用于图136的前述等式，以便最终获取级联分组的长度。
图138是图示根据本发明的实施例的用于计算包括IPv6分组的级联分组的长度的过程以及用于计算IP分组的长度字段被定位于的偏移值的等式的图。
当IPv6分组按照级联形式被包括在链路层分组的载荷中时，现在将描述用于获得载荷的长度的过程。包含在IPv6分组中的长度字段是关于IPv6分组的载荷的长度信息，并且因此可以将作为IPv6的固定报头的长度的40个字节添加到由长度字段所指示的IPv6分组的载荷的长度，以获取IPv6分组的长度。
当包括在级联分组的载荷中的n个IP分组分别是IP1、IP2、...、 IPk、...、IPn时，与IPk对应的长度字段可以与级联分组的载荷的起始点间隔开Pk个字节。这里，Pk(1≤k≤n)是第k个IP分组的长度字段从级联分组的载荷的起始点起定位于的偏移值，并且可以根据所示出的等式来计算。这里，在IPv6的情况下，P1可以是4个字节。因此，虽然P1至Pk被顺序地更新，但是与其对应的Lk可以被读取并应用于图136的前述等式，以便最终获取级联分组的长度。
图139是图示根据本发明的实施例的用于封装分段分组的过程的图。
以下描述可以按照相同的方式应用于IPv4或IPv6的IP分组。可以将一个IP分组分段成多个链路层分组的载荷，分组类型元素的值可以是000B(IPv4)或001B(IPv6)，并且根据段的配置C/S字段的值可以是10B或11B。
关于C/S字段，C/S字段值仅在与IP分组的最后部分对应的片段中可以是11B，并且在所有剩余的段中可以是10B。如上所述，C/S字段的值可以指示关于链路层分组的扩展报头的信息。也就是说，当C/S 字段的值是10B时，C/S字段可以具有长度为2个字节的报头，而当 C/S字段的值是11B时，C/S字段可以具有长度为3个字节的报头。
为了指示链路层分组是从同一IP分组分段的，包括在相应的链路层分组的报头中的片段ID(Seg_ID)值需要具有相同的值。为了指示用于由接收器重组普通IP分组的段的顺序信息，可以在相应的链路层分组的报头中记录被顺序地增加的Seg_SN值。
如上所述，当IP分组被分段时，可以确定片段长度并且可以基于其执行分段。然后，可以在报头中记录与所对应的长度信息对应的 Seg_Len_ID值。在这种情况下，与先前的片段相比可以改变位于最后的片段的长度，并且因此可以使用L_Seg_Len字段来直接指示长度信息。
使用Seg_Len_ID字段和L_Seg_Len字段所指示的长度信息可以仅指示关于片段(即，链路层分组的载荷)的信息，并且因此接收器可以通过参考C/S字段将链路层分组的报头长度添加到链路层分组的载荷长度来标识链路层分组的总长度信息。
图140是图示根据本发明的实施例的用于对IP分组进行分段的过程以及链路层分组的报头信息的图。
当IP分组被分段并封装成链路层分组时，分配给相应的链路层分组的报头的字段值被示出在图140中。
例如，如果可以将具有5500个字节的长度的IP分组输入到IP层中的链路层，则可以将该IP分组分段成五个片段S1、S2、S3、S4和 S5，并且可以将报头H1、H2、H3、H4和H5添加到片段S1、S2、S3、 S4和S5以被封装到相应的链路层分组中。
在IPv4分组的情况下，可以将分组类型元素的值确定为000B。 H1至H4的C/S字段值可以是10B并且H5的C/S字段值可以是11B。指示同一IP分组配置的所有片段ID(Seg_ID)可以是000B，并且 Seg_SN字段可以在H1至H5中顺序地指示0000B至0100B。
因为通过将5500个字节除以5所获得的值是1100个字节，所以当具有最接近于1100个字节的1024个字节的长度的片段被配置时，作为最后片段的S5的长度可以是1404个字节(010101111100B)。在这种情况下，在前述示例中Seg_Len_ID字段可以具有0010B的值。
图141是图示根据本发明的实施例的用于对包括循环冗余校验 (CRC)的IP分组进行分段的过程的图。
当IP分组被分段并发送到接收器时，发送器可以将CRC附加到 IP分组的末端，使得接收器能够验证组合分组的完整性。一般而言，可以将CRC附加到最后分组，并且因此可以在分段过程之后将CRC 包括在最后片段中。
当接收器接收到超过最后片段的长度的数据时，接收器可以将数据识别为CRC。此外，接收器可以用信号发送包含CRC的长度的长度作为最后片段的长度。
图142是图示根据本发明的实施例的当MPEG-2传输流(TS)被输入到链路层时链路层分组的报头结构的图。
分组类型元素可以标识MPEG-2 TS分组被输入到链路层。例如，在这种情况下，分组类型元数的值可以是011B。
该图图示当输入了MPEG-2 TS时链路层分组的报头结构。当 MPEG-2 TS分组被输入到链路层时，链路层分组的报头可以包括分组类型元素、计数字段、PID指示符(PI)字段和/或删除空分组指示符 (DI)字段。
例如，2个比特或3个比特的计数字段、1个比特的PI字段以及1 个比特的DI可以在链路层分组的报头的分组类型元素之后。当2个比特被用作计数字段时，可以保留剩余的1个比特以供将来使用。根据保留字段的位置，固定报头部分可以配置有如图142的(a)至图142的 (d)中所图示的各种结构。尽管在图142的(a)中所图示的报头方面对本发明进行描述，但是相同的描述还可以应用于其它类型的报头。
当MPEG-2 TS分组被输入到链路层时，可以不在分组类型＝011 中使用扩展报头。
计数字段可以标识包含在链路层分组的载荷中的MPEG-2 TS分组的数目。与作为很可能在下一代广播系统的物理层中采用的FEC方案的低密度奇偶校验(LDPC)的输入大小相比，一个MPEG-2 TS分组的大小是非常小的，并且因此可以基本上考虑在链路层中级联MPEG-2 TS分组。也就是说，可以在链路层分组的载荷中包含一个或多个MPEG-2 TS分组。然而，级联MPEG-2 TS分组的数目可能受限制，以便用2个比特或3个比特来标识。MPEG-2 TS分组的长度具有预定大小(例如，188个字节)，并且因此接收器还能够使用计数字段来推理链路层分组的载荷的大小。将稍后描述用于根据计数字段值来确定MPEG-2 TS分组的数目的示例。
当包含在一个链路层分组的载荷中的MPEG-2 TS分组的分组标识符(PID)是相同的时可以将公共PID指示符(PI)字段设置为1，否则，可以将公共PI字段设置为0。公共PI字段可以具有1个比特的大小。
当在MPEG-2 TS分组中包含并发送的空分组被删除时可以将空分组删除指示符(DI)字段设置为1，否则，可以将空分组DI设置为 0。空分组ID字段可以具有1个比特的大小。当ID字段是1时，接收器可以重用MPEG-2 TS分组的一些字段，以便在链路层中支持空分组删除。
图143是图示根据本发明的实施例的根据计数字段的值的包括在链路层分组的载荷中的MPEG-2 TS分组的数目的图。
当计数字段是2个比特时，相对于级联MPEG-2 TS分组的数目可能存在4种情况。除了同步字节(47H)之外的链路层分组的载荷的大小也可以通过计数字段来标识。
可以根据系统设计者来改变根据计数字段的数目所分配的 MPEG-2 TS分组的数目。
图144是图示根据本发明的实施例的MPEG-2 TS分组的报头的图。
MPEG-2 TS分组的报头可以包括同步字节字段、传输错误指示符字段、载荷单元起始指示符字段、传输优先级字段、PID字段、传输加扰控制字段、适配字段控制字段和/或连续性计数器字段。
同步字节字段可以被用于分组同步并且在链路层中的封装期间被排除。紧接同步字节字段之后定位的传输错误指示符(EI)可以不由发送器使用，并且当在接收器中发生不能被恢复的错误时，传输EI可以被用来将该错误指示给较高层。由于此目的，传输EI字段可以是不由发送器使用的比特。
当不能够在流中校正错误时，传输EI字段可以是在解调过程期间设置的字段并且指示存在不能够在分组中校正的错误。
载荷单元起始指示符字段可以标识分组化的基本流(PES)或节目特定信息(PSI)是否开始。
传输优先级字段可以标识分组是否具有比具有相同的PID的其它分组更高的优先级。
PID字段可以标识分组。
传输加扰控制字段可以标识是否使用了加扰和/或是否利用奇数密钥或偶数密钥来使用加扰。
适配字段控制字段可以标识适配字段是否存在。
连续性计数字段可以指示载荷分组的顺序号。
图145是图示根据本发明的实施例的用于通过发送器来改变传输 EI字段的使用的过程的图。
如所图示的，当ID字段是1时，可以将传输错误指示符字段改变为在发送器的链路层中被用作删除点指示符(DPI)字段。可以在接收器的链路层中完成空分组相关处理之后使DPI字段恢复为传输错误指示符字段。也就是说，DI字段可以是同时指示传输错误指示符字段的使用是否被改变以及空分组是否被删除的字段。
图146是图示根据本发明的实施例的用于封装MPEG-2 TS分组的过程的图。
基本上，MPEG-2 TS分组被级联，并且因此一个链路层分组的载荷可以包括多个MPEG-2 TS分组，并且可以根据前述方法来确定 MPEG-2 TS分组的数目。当包括在一个链路层分组的载荷中的MPEG-2 TS分组的数目是n时，每个MPEG-2 TS分组可以由Mk(1≤k≤n)来表示。
一般而言，MPEG-2 TS分组可以包括4个字节的固定报头和184 个字节的载荷。4个字节的报头的1个字节可以是具有相同值47H的同步字节。因此，一个MPEG-2 TS分组“Mk”可以包括1个字节的同步部分S、除了同步字节之外的3个字节的固定报头部分Hk和/或184 个字节的载荷部分Pk(这里，1≤k≤n)。
当在MPEG-2 TS分组的报头中使用适配字段时，可以将固定报头部分包括在紧接在适配字段前面的部分中，并且可以将载荷部分包括在剩余的适配部分中。
当n个输入的MPEG-2 TS分组是[M1,M2,M3,…,Mn]时，所输入的MPEG-2 TS分组可以具有[S,H1,P1,S,H2,P2,…,S,Hn,Pn]的排列。同步部分可以总是具有相同的值，并且在这方面，即使发送器未发送同步部分，接收器也可以在接收器中找到对应的位置并且将同步部分重新插入到所对应的位置中。因此，当配置了链路层分组的载荷时，可以排除同步部分以减小分组的大小。当具有上述排列的MPEG-2 TS分组的集合被配置有链路层分组的载荷时，可以按[H1,H2,…,Hn, P1,P2,…,Pn]对报头部分和载荷部分进行分段。
当PI字段值是0并且ID字段值是0时，链路层分组的载荷的长度是(nx3)+(nx184)个字节，而当添加了链路层分组的报头长度的1 个字节时，可以获得总链路层分组长度。也就是说，接收器可以通过这个过程来标识链路层分组的长度。
图147是图示根据本发明的实施例的用于封装具有相同的PID的 MPEG-2 TS分组的过程的图。
当连续地流式传输广播数据时，包括在一个链路层分组中的 MPEG-2 TS的PID值可以是相同的。在这种情况下，可以同时标记重复的PID值以便减小链路层分组的大小。在这种情况下，可以使用链路层分组的报头中的PID指示符(PI)字段。
可以将链路层分组的报头的公共PID指示符(PI)值设置为1。如上所述，在链路层分组的载荷中，可以通过排除同步部分并且对报头部分和载荷部分进行分段来在[H1,H2,…,Hn,P1,P2,…,Pn]中排列 n个输入的MPEG-2 TS分组[M1,M2,M3,…,Mn]。这里，MPEG-2 TS 的报头部分[H1,H2,…,Hn]具有相同的PID的情况，并且因此即使PID 被标记仅一次，接收器也可以使PID恢复到原始报头。当公共PID是公共PID(CPID)并且通过从MPEG-2 TS分组的报头中排除PID所获得的报头是H’k(1≤k≤n)时，包括在链路层分组的载荷中的MPEG-2 TS的报头部分[H1,H2,…,Hn]被重新配置为[CPID,H’1,H’2,…,H’n]。这个过程可以被称为公共PID缩减。
图148是图示根据本发明的实施例的公共PID缩减过程以及用于在公共PID缩减过程期间获得链路层分组的长度的等式的图。
MPEG-2 TS分组的报头部分可以包括具有大小为13个比特的 PID。当包括在链路层分组的载荷中的MPEG-2 TS分组具有相同的PID 值时，可以使PID重复和级联分组的数目一样多。因此，可以从原始MPEG-2 TS分组的报头部分[H1,H2,…,Hn]中排除PID部分以重新配置[H’1,H’2,…,H’n]，并且可以将公共PID的值设置为公共PID(CPID) 的值，然后可以将CPID定位在重新配置的报头部分前面。
PID值可以具有13个比特的长度，并且可以添加填充比特以便按照字节单位的形式形成所有分组。填充比特可以被定位在CPID前面或后面并且可以根据其它级联协议层的配置或系统的实施例来适当地排列。
在具有相同的PID的MPEG-2 TS分组的封装的情况下，可以从MPEG-2 TS分组的报头部分中排除PID并且执行封装过程，并且因此可以获得链路层分组的载荷的长度如下。
如所图示的，通过排除同步字节所获得的MPEG-2 TS分组的报头可以具有3个字节的长度，并且当从MPEG-2 TS分组的报头中排除13 个比特的PID部分时，MPEG-2 TS分组的报头可以是11个比特。因此，当n个分组被级联时，这些分组具有(nx11)个比特，并且当级联分组的数目被设置为8的倍数时，(nx11)个比特可以是字节单位的长度。这里，可以将具有3个比特的长度的填充比特作为公共PID长度添加到13个比特以给CPID部分配置2个字节的长度。
因此，在通过封装具有相同的PID的n个MPEG-2 TS分组而形成的链路层分组的情况下，当链路层分组的报头长度是LH时，CPID部分的长度是LCPID，并且链路层分组的总长度是LT，可以根据所示出的等式来获得LT。
在图147中所图示的实施例中，LH可以是1个字节并且LCPID 可以是2个字节。
图149是图示根据本发明的实施例的根据计数字段的值的级联 MPEG-2 TS分组的数目以及当应用公共PID缩减时根据该数目的链路层分组的长度的图。
当确定了级联MPEG-2 TS分组的数目时，如果所有分组具有相同的PID，则可以应用前述的公共PID缩减过程，并且接收器可以根据关于该过程所描述的等式来获取链路层分组的长度。
图150是图示根据本发明的实施例的用于封装包括空分组的 MPEG-2 TS分组的方法的图。
在MPEG-2 TS分组的发送期间，可以将空分组包括在传输流中以用于调整到固定传送速率。在发送方面空分组是开销部分，并且因此即使发送器未发送空分组，接收器也可以使空分组恢复。为了通过发送器来删除和发送空分组并且通过接收器来查找和恢复所删除的分组的编号和位置，可以使用链路层分组的报头中的空分组删除指示符 (DI)字段。在这种情况下，可以将链路层分组的空分组删除指示符(DI) 的值设置为1。
可以通过顺序地级联除了空分组之外的n个分组来执行当空分组被定位在输入传输流之间的任意点处时的封装。可以将被连续排除的计数的空分组的数目包含在链路层分组的载荷中，并且接收器可以基于计数值在原始位置中生成并填充空分组。
当除了空分组之外的n个MPEG-2 TS分组是[M1,M2,M3,…,Mn] 时，可以将空分组定位在M1至Mn之间的任何位置处。一个链路层分组可以按0至n的次数包括计数数目的空分组。也就是说，当空分组在一个链路层分组中被计数的次数是p时，p的范围可以是0至n。
当空分组的计数值是Cm时，m的范围可以是1≤m≤p，而当p＝0 时，Cm不存在。如上所述，Cm被定位在其之间的MPEG-2 TS分组可以使用MPEG-2 TS分组的报头中的字段来指示，其中传输错误指示符 (EI)的使用被改变为删除点指示符(DPI)。
本发明提出了Cm具有1个字节的长度的情况，并且还考虑当分组具有足够的长度以供将来使用时扩展Cm的情况。1字节长度的Cm 可以对最多256个空分组进行计数。充当空分组的指示符的字段被定位在MPEG-2 TS分组的报头中，并且因此可以通过排除空分组于通过将1添加到由Cm指示的值所获得的值一样多来执行计算。例如，在 Cm＝0的情况下，可以排除一个空分组，并且在Cm＝123的情况下，可以排除124个空分组。当连续的空分组超过256时，第257个空分组可以被处理为普通分组，并且接下来的空分组可以使用前述方法被处理为空分组。
如所图示的，当可以将空分组定位在与Mi和Mi+1对应的MPEG-2 TS分组之间时，空分组的计数数目是C1，而当空分组被定位在与Mj 和Mj+1对应的MPEG-2 TS分组之间时，空分组的计数数目是Cp，并且在这种情况下，实际的发送顺序可以是[…,Mi,C1,Mi+1,…,Mj,Cp, Mj+1,…]。
在用于对MPEG-2 TS分组的而不是空分组的报头部分和载荷部分进行分段和重新排序以便配置链路层分组的载荷的过程中，可以将空分组的计数值Cm(1≤m≤p)设置在MPEG-2 TS分组的报头部分与载荷之间。即，可以像[H1,H2,…,Hn,C1,…,Cp,P1,P2,…,Pn]一样设置链路层分组的载荷，并且接收器可以以Hk的DPI字段中所指示的顺序在逐字节基础上顺序地检查计数值，并且按照与该计数值对应的MPEG-2 TS分组的原始顺序使空分组恢复。
图151是图示根据本发明的实施例的用于处理用于对删除的空分组进行计数的指示符的过程以及用于在该过程期间获得链路层分组的长度的等式的图。
可以将DPI字段的值设置成指示空分组被删除并且所删除的空分组的计数值存在。如所图示的，当多个MPEG-2 TS分组的报头的Hi 中的DPI字段的值是1时，这可以指示MPEG-2 TS分组是通过排除 Hi与Hi+1之间的空分组而封装的，并且根据其的1字节计数值被定位在报头部分与载荷部分之间。
在这个过程期间，可以根据所示出的等式来计算链路层分组的长度。因此，在通过封装从中排除了空分组的n个MPEG-2 TS分组所获得的链路层分组的情况下，当链路层分组的报头长度是LH时，空分组的计数值Cm(1≤m≤p)的长度是LCount，并且链路层分组的总长度是LT，可以根据所示出的等式来获取LT。
图152是图示根据本发明的另一实施例的用于封装包括空分组的 MPEG-2 TS分组的过程的图。
在用于排除空分组的另一封装方法中，可以配置链路层分组的载荷。根据本发明的另一实施例，在用于对MPEG-2 TS分组的报头部分和载荷部分进行分段和重新排序以便配置链路层分组的载荷的过程中，可以将空分组的计数值Cm(1≤m≤p)定位在报头部分中并且可以维持空分组的顺序。也就是说，每个MPEG-2 TS的报头可以在报头结束的点处包括空分组的计数值。因此，在读取包含在每个MPEG-2 TS 的报头中的DPI字段的值并且确定空分组被删除时，接收器可以读取包含在所对应的报头的最后部分中的计数值，重新生成与所对应的计数值一样多的空分组，并且将空分组包含在流中。
图153是图示根据本发明的实施例的用于在包括空分组的流中封装包括相同的分组标识符(PID)的MPEG-2 TS分组的过程的图。
根据本发明的实施例，在包括空分组的流中，可以通过组合用于通过排除前述空分组来封装链路层分组的过程，与用于封装具有与链路层分组相同的PID的MPEG-2 TS分组的过程，来执行用于封装包括相同的分组标识符(PID)的MPEG-2 TS分组的过程。
因为空分组被分配了指示相应的空分组的单独的PID，所以当空分组被包含在实际的传输流中时，不处理具有相同的PID的空分组。然而，在用于排除空分组的过程被执行之后，因为仅空分组的计数值被包含在链路层分组的载荷中，所以剩余的n个MPEG-2 TS分组具有相同的PID，并且因此可以使用前述方法来处理空分组。
图154是图示根据本发明的实施例的用于在包括相同的分组标识符(PID)的MPEG-2 TS分组被封装在包括空分组的流中的同时获得链路层分组的长度的等式的图。
虽然包括相同的分组标识符(PID)的MPEG-2 TS分组被封装在包括空分组的流中，但是可以根据图148和/或图151的等式来得到链路层分组的长度。可以像图示的那样概括这些等式。
图155是图示根据本发明的实施例的用于信令发送的链路层分组的配置的图。
为了在通过接收器接收IP分组或MPEG-2 TS分组之前发送信令信息以及关于IP报头封装信息和广播信道扫描信息的更新的信息，本发明提出了用于向链路层发送信令(例如，信令数据)的分组形式。
根据本发明的实施例，当包括在链路层分组的报头中的分组类型元素的值是“110B”时，可以在链路层分组的载荷中包含并发送信令的区段表(或描述符)。信令区段表可以包括在传统上使用的DVB服务信息(SI)、PSI/PSIP、非实时(NRT)、ATSC 2.0以及移动/手持 (MH)中包含的信令表/表区段。
图156是图示根据本发明的实施例的用于发送成帧分组的链路层分组的配置的图。
可以通过链路层分组来发送除IP分组或MPEG-2 TS分组以外的在一般网络中使用的分组。在这种情况下，链路层分组的报头的分组类型元素可以具有“111B”的值，并且该值可以指示成帧分组被包括在链路层分组的载荷中。
图157是图示根据本发明的实施例的成帧分组的语法的图。
成帧分组的语法可以包括ethernet_type字段、length字段和/或 packet()字段。
16个比特的ethernet_type字段可以根据IANA注册在packet()字段中标识分组的类型。这里，可以仅使用已注册的值。
16个比特的length字段可以以字节设置packet()配置的总长度。
具有可变长度的packet()字段可以包括网络分组。
图158是图示根据本发明的实施例的下一代广播系统的接收器的图。
根据本发明的实施例的接收器可以包括接收单元(未示出)、信道同步器32010、信道均衡器32020、信道解码器32030、信令解码器 32040、基带操作控制器32050、服务映射数据库(DB)32060、传输分组接口32070、宽带分组接口32080、公共协议栈处理器32090、服务信令信道处理缓冲器与解析器32100、音频/视频(A/V)处理器32110、服务指南处理器32120、应用处理器32130和/或服务指南DB 32140。
接收器(未示出)可以接收广播信号。
信道同步器32010可以使符号频率和定时同步，以便对在基带上接收到的信号进行解码。这里，基带可以是指发送和接收广播信号的区域。
信道均衡器32020可以对接收的信号执行信道均衡。当所接收的信号由于多径传播、多普勒效应等而失真时，信道均衡器32020可以对所接收的信号进行补偿。
信道解码器32030可以使所接收的信号恢复为传输帧。信道解码器32030可以对包含在所接收的信号中的数据或传输帧执行前向错误检测(FEC)。
信令解码器32040可以提取包含在所接收的信号中的信令数据，并且对包含在所接收的信号中的信令数据进行解码。这里，信令数据可以包括将稍后描述的信令数据和/或服务信息(SI)。
基带操作控制器32050可以控制基带中的信号处理。
服务映射DB 32060可以存储信令数据和/或服务信息。服务映射 DB 32060可以存储在广播信号中包含并发送的信令数据和/或在宽带分组中包含并发送的信令数据。
传输分组接口32070可以从传输帧或广播信号中提取传输分组。传输分组接口32070可以从传输分组中提取信令数据或IP数据报。
宽带分组接口32080可以通过互联网来接收广播相关分组。宽带分组接口32080可以提取通过互联网获取的分组，并且组合信令数据或A/V数据或者从对应的分组中提取信令数据或A/V数据。
公共协议栈处理器32090可以根据包含在协议栈中的协议来处理接收的分组。例如，公共协议栈处理器32090可以使用前述方法在每个协议中执行处理以处理所接收的分组。
服务信令信道处理缓冲器与解析器32100可以提取包含在所接收的分组中的信令数据。服务信令信道处理缓冲器与解析器32100可以从IP数据报等中提取与服务和/或内容的扫描和/或获取相关联的信令信息，并且可以解析该信令信息。所接收的分组中的信令数据可以存在于预定位置或信道处。该位置或信道可以被称为服务信令信道。例如，服务信令信道可以具有特定IP地址、UDP端口号、传输会话标识符等。接收器可以将与特定IP地址、UDP端口号、传输会话等一起发送的数据识别为信令数据。
A/V处理器32110可以对接收的A/V数据执行解码和呈现处理。
服务指南处理器32120可以从所接收的信号中提取通告信息，管理服务指南DB32140，并且提供服务指南。
应用处理器32130可以提取包含在所接收的分组中的应用数据和/ 或应用相关信息，并且处理该应用数据和/或应用相关信息。
服务指南DB 32140可以存储服务指南数据。
根据设计能够省略上面描述的步骤，或者通过执行相似或者相同的功能替换上面描述的步骤。
虽然为了清楚起见参考每个附图解释本发明的描述，但是能够通过相互合并在附图中示出的实施例来设计新的实施例。并且，如果必要时本领域的技术人员设计记录用于执行在前述的描述中提及的实施例的程序的计算机可读的记录介质，则其可以属于随附的权利要求和它们的等效物的范围。
根据本发明的装置和方法可以不限于在前述的描述中提到的实施例的配置和方法。并且，前述的描述中提到的实施例能够以被选择性地以整体或部分彼此组合的方式来配置使得能够对实施例进行各种修改。
另外，利用配置给网络设备的处理器可读记录介质中的处理器可读代码，可以实现根据本发明的方法。该处理器可读介质可以包括所有种类的能够存储处理器可读数据的记录设备。该处理器可读介质可以包括ROM、RAM、CD-ROM、磁带、软盘、光学数据存储设备等中的一种，并且还可以包括如经由互联网传输的载波类型的实现。此外，当该处理器可读的记录介质被分布到通过互联网连接的计算机系统时，根据分布式系统，可以保存或执行处理器可读代码。
本领域的技术人员将会理解的是，在不背离本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明进行各种修改和变化。因此，本发明意在覆盖本发明的修改和变化，只要它们落入所附权利要求和它们的等价物范围内。
在本说明书中提及设备和方法发明两者，并且设备和方法发明两者的描述互补地适用于彼此。
本发明模式
已经以用于实现本发明的最佳模式描述了各种实施例。
工业实用性
本发明在一系列的广播信号供应领域中是可用的。对于本领域的技术人员来说将会显然的是，在没有脱离本发明的精神或者范围的情况下在本发明中能够进行各种修改和变化。因此，旨在本发明覆盖落入随附的权利要求和它们的等效物的范围内的本发明的修改和变化。

Claims (10)

1.一种用于接收广播信号的方法，包括：
接收包括链路层分组的广播信号；
解析所述链路层分组；
其中，所述链路层分组包括报头以及携带输入分组的有效载荷，
其中，所述报头包括用于识别所述输入分组的类型的分组类型元素，
其中，基于所述分组类型元素确定所述分组类型元素之后的报头元素，
其中，当所述分组类型元素用于指示互联网协议(IP)分组类型时，所述报头在所述分组类型元素之后包括2比特，并且所述2比特用于指示所述有效载荷是否携带单个输入分组、输入分组的片段或多个级联的输入分组，
其中，基于所述2比特确定所述2比特之后的报头元素，
其中，当所述有效载荷携带多个级联的输入分组时，所述报头还包括用于指示所述多个级联的输入分组的数量的计数元素，以及
其中，当所述有效载荷携带输入分组的片段时，所述报头还包括用于指示所述有效载荷携带的相应片段的顺序片段编号元素；以及
基于解析的链路层分组呈现广播内容。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述计数元素的值被设置为所述多个级联的输入分组的数量减去2。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，当所述分组类型元素用于指示传输流(TS)分组类型时，所述报头还包括TS计数元素，用于指示由所述有效载荷携带的TS分组的数量。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，当所述分组类型元素用于指示扩展分组类型时，所述报头还包括用于指示所述输入分组的类型的扩展类型元素替代所述分组类型元素。
5.一种用于接收广播信号的设备，包括：
接收器，所述接收器被配置成接收包括链路层分组的广播信号；
处理器，所述处理器被配置成解析所述链路层分组，其中所述链路层分组包括报头以及携带输入分组的有效载荷，其中所述报头包括用于识别所述输入分组的类型的分组类型元素，
其中，基于所述分组类型元素确定所述分组类型元素之后的报头元素，
其中，当所述分组类型元素用于指示互联网协议(IP)分组类型时，所述报头在所述分组类型元素之后包括2比特，并且所述2比特用于指示所述有效载荷是否携带单个输入分组、输入分组的片段或多个级联的输入分组，
其中，基于所述2比特确定所述2比特之后的报头元素，
其中，当所述有效载荷携带多个级联的输入分组时，所述报头还包括用于指示所述多个级联的输入分组的数量的计数元素，以及
其中，当所述有效载荷携带输入分组的片段时，所述报头还包括用于指示所述有效载荷携带的相应片段的顺序片段编号元素；以及
A/V(音频/视频)处理器，所述A/V处理器被配置成基于解析的链路层分组呈现广播内容。
6.根据权利要求5所述的设备，其中，所述计数元素的值被设置为所述多个级联的输入分组的数量减去2。
7.根据权利要求6所述的设备，其中，当所述分组类型元素用于指示传输流(TS)分组类型时，所述报头还包括TS计数元素，用于指示由所述有效载荷携带的TS分组的数量。
8.根据权利要求6所述的设备，其中，当所述分组类型元素用于指示扩展分组类型时，所述报头还包括用于指示所述输入分组的类型的扩展类型元素替代所述分组类型元素。
9.一种用于发送广播信号的方法，包括：
生成链路层分组，
其中，所述链路层分组包括报头以及携带输入分组的有效载荷，
其中，所述报头包括用于识别所述输入分组的类型的分组类型元素，
其中，基于所述分组类型元素确定所述分组类型元素之后的报头元素，
其中，当所述分组类型元素用于指示互联网协议(IP)分组类型时，所述报头在所述分组类型元素之后包括2比特，并且所述2比特用于指示所述有效载荷是否携带单个输入分组、输入分组的片段或多个级联的输入分组，
其中，基于所述2比特确定所述2比特之后的报头元素，
其中，当所述有效载荷携带多个级联的输入分组时，所述报头还包括用于指示所述多个级联的输入分组的数量的计数元素，以及
其中，当所述有效载荷携带输入分组的片段时，所述报头还包括用于指示所述有效载荷携带的相应片段的顺序片段编号元素；
生成包括所述链路层分组的广播信号；以及
发送所述广播信号。
10.一种用于发送广播信号的设备，包括：
数据处理器，所述数据处理器被配置成生成链路层分组，
其中，所述链路层分组包括报头以及携带输入分组的有效载荷，
其中，所述报头包括用于识别所述输入分组的类型的分组类型元素，
其中，基于所述分组类型元素确定所述分组类型元素之后的报头元素，
其中，当所述分组类型元素用于指示互联网协议(IP)分组类型时，所述报头在所述分组类型元素之后包括2比特，并且所述2比特用于指示所述有效载荷是否携带单个输入分组、输入分组的片段或多个级联的输入分组，
其中，基于所述2比特确定所述2比特之后的报头元素，
其中，当所述有效载荷携带多个级联的输入分组时，所述报头还包括用于指示所述多个级联的输入分组的数量的计数元素，以及
其中，当所述有效载荷携带输入分组的片段时，所述报头还包括用于指示所述有效载荷携带的相应片段的顺序片段编号元素；
物理处理器，所述物理处理器被配置为生成包括所述链路层分组的广播信号；以及
发射器，所述发射器被配置成发送所述广播信号。
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