KR102411123B1 - 다중 안테나 스킴들과 레이어드 디비전 멀티플렉싱의 결합을 이용한 방송 신호 송/수신 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

다중 안테나 스킴들과 레이어드 디비전 멀티플렉싱의 결합을 이용한 방송 신호 송/수신 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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Abstract

다중 안테나 스킴들과 레이어드 디비전 멀티플렉싱의 결합을 이용한 방송 신호 송/수신 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 본 발명의 일실시예에 따른 방송 신호 수신 방법은 복수개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들에 기반하여 수신 신호들을 생성하는 단계; 상기 수신 안테나들 및 송신 안테나들 사이의 채널들을 추정하는 단계; 상기 수신 신호들에 상응하는 코어 레이어 신호를 복원하는 단계; 및 상기 코어 레이어 신호에 상응하고, 상기 수신 안테나들 각각을 위하여 별개로 수행되는 캔슬레이션에 기반하여 인핸스드 레이어 신호를 복원하는 단계를 포함한다.

Description

다중 안테나 스킴들과 레이어드 디비전 멀티플렉싱의 결합을 이용한 방송 신호 송/수신 방법 및 이를 위한 장치 {METHOD OF TRANSCEIVING BROADCASTING SIGNAL USING COMBINATION OF MULTIPLE ANTENNA SCHEMES WITH LAYED DIVISION MULTIPLEXING AND APPARATUS FOR THE SAME}
본 발명은 방송 신호 송/수신 기술에 관한 것으로, 특히 레이어드 디비전 멀티플렉싱이 적용된 방송 신호 송/수신 기술에 관한 것이다.
지상파 방송(terrestrial broadcasting)에서, 단일 주파수 네트워크(Single Frequency Network; SFN)는 전통적인 다중 주파수 네트워크(Multiple Frequency Network; MFN) 모드들에 대한 대안으로 대두되고 있다. SFN은 복수의 송신기들이 동일한 RF 채널로 동시에 신호를 송신한다.
SFN 네트워크는 유효 범위(coverage area)에 걸쳐서 수신된 신호 강도의 균질 분포(homogeneous distribution)뿐 아니라 커버리지 증가된 스펙트럼 효율(spectral efficiency)을 제공한다. 그러나, 일부 지역들은 신호 열화(signal degradation)를 겪을 수 있다. 비슷한 신호 크기를 갖지만 상이한 위상을 갖고 수신기에 도달하는 DTT(Digital Terrestrial Television) 에코들의 진폭(amplitude)은 상쇄간섭들(destructive interferences)을 생성하는 심각한 멀티패스 조건을 야기한다.
이러한 원치 않는 상황들을 제한하기 위해, MISO(Multiple-Input Single-Output)와 같은 새로운 특징들이 새로운 DTT 세대에 적용되고 있다.
MISO는 적어도 두 개의 송신기들과 한 개의 수신기를 이용하는 라디오 링크(radio link)를 의미한다. 하나의 송신기와 하나의 수신기로 이루어진 종래의 토폴로지는 SISO라 한다. MISO는 멀티플 안테나들의 공간 다이버시티(spatial diversity)를 이용하여 지상파 전송(terrestrial transmission)의 로버스트니스(robustness)를 향상시킨다. 게다가, 적어도 두 개의 안테나들이 하나의 수신기에 구비되거나 두 개의 수신기들이 상호 협력을 하는 경우에(MIMO 안테나 스킴), 공간 멀티플렉싱 게인(spatial multiplexing gain)이 얻어질 수 있다.
여러 개의 다중 서비스를 동시에 지원하기 위해서는 다수개의 신호들을 섞어 주는 과정인 멀티플렉싱(multiplexing)이 필요하다. 이러한 멀티플렉싱 기법 중 각 계층 신호의 파워를 달리하여 두 계층의 신호를 결합하는 레이어드 디비전 멀티플렉싱(layered division multiplexing; LDM) 기술이 소개되었다. LDM은 TDM 및 FDM보다 높은 수준의 플렉서빌러티(flexibility)와 우수한 성능을 제공하여 ATSC 3.0과 같은 차세대 방송 서비스에 적용되었고, 그 적용 분야가 점점 더 증가하고 있다.
따라서, LDM과 MISO 또는 MIMO를 결합한 새로운 방송 신호 송/수신 기법의 필요성이 절실하게 대두된다.
본 발명의 목적은 다중 안테나 스킴들과 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 결합한 방송 신호 송/수신 기법을 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 목적은 전송 다이버시티 코드 필터 셋(Transmit Diversity Code Filter Set; TDCFS) 기법뿐만 아니라 Alamouti 인코딩 기법이 사용된 경우에도, 다중 안테나 스킴들과 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 효율적으로 결합하는 것이다.
또한, 본 발명의 목적은 MISO 스킴으로 Alamouti 인코딩이 적용되는 경우 TDCFS 스킴을 Alamouti 인코딩 스킴과 결합하여 사용함으로써, 안테나가 셋 이상인 경우에도 수신기의 복잡도 증가 없이 효율적인 방송 신호 송/수신이 가능하도록 하는 것이다.
또한, 본 발명의 목적은 인핸스드 레이어를 위해 공간 멀티플렉싱 게인을 이용하는 경우 레이어드 디비전 멀티플렉싱/디멀티플렉싱을 적절히 수행하여 송/수신기의 성능을 최적화하는 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 방송 신호 송신 장치는 인핸스드 레이어 데이터 스트림을 서로 다른 두 개의 인핸스드 레이어 서브스트림들로 나누고, 상기 인핸스드 레이어 서브스트림들에 상응하는 MIMO 프리코딩을 수행하여 제1 인핸스드 레이어 신호 및 제2 인핸스드 레이어 신호를 생성하는 인핸스드 레이어 BICM부; 코어 레이어 데이터 스트림에 상응하는 제1 코어 레이어 신호와 상기 제1 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합하여 제1 안테나에 상응하는 제1 멀티플렉싱된 신호를 생성하는 제1 결합기; 상기 코어 레이어 스트림에 상응하는 제2 코어 레이어 신호와 상기 제2 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합하여 제2 안테나에 상응하는 제2 멀티플렉싱된 신호를 생성하는 제2 결합기; 및 상기 제1 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 상기 제1 안테나를 통해 송신되는 제1 RF 송신 신호 및 상기 제2 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 상기 제2 안테나를 통해 송신되는 제2 RF 송신 신호를 생성하는 RF 신호 생성부들을 포함한다.
이 때, 상기 제1 RF 송신 신호 및 상기 제2 RF 송신 신호는 상기 제1 안테나 및 상기 제2 안테나에 상응하는 송신 안테나 처리에 기반하여 생성될 수 있다.
이 때, 상기 송신 안테나 처리는 전송 다이버시티 코드 필터 셋(Transmit Diversity Code Filter Set; TDCFS)을 이용한 사전 왜곡 처리일 수 있다.
이 때, 상기 송신 안테나 처리는 주파수 인터리빙된 신호에 파일럿 패턴이 삽입된 이후 수행될 수 있다.
이 때, 상기 송신 안테나 처리는 상기 제1 안테나에 상응하는 신호 및 상기 제2 안테나에 상응하는 신호 사이의 직교성(orthogonality)를 유지하기 위한 Alamouti 인코딩을 포함할 수 있다.
이 때, 상기 송신 안테나 처리는 상기 Alamouti 인코딩된 신호에 파일럿 패턴들을 삽입할 수 있다.
이 때, 상기 제1 코어 레이어 신호 및 상기 제2 코어 레이어 신호는 상기 코어 레이어 데이터 스트림을 서로 다른 두 개의 코어 레이어 서브스트림들로 나누고, 상기 코어 레이어 서브스트림들에 상응하는 MIMO 프리코딩을 수행하여 생성될 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는, 복수개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들에 기반하여 수신 신호들을 생성하는 RF 수신부들; 상기 수신 안테나들 및 송신 안테나들 사이의 채널들을 추정하는 채널 추정부들; 상기 수신 신호들에 상응하는 코어 레이어 신호를 복원하는 코어 레이어 BICM 디코더; 및 상기 코어 레이어 신호에 상응하고, 상기 수신 안테나들 각각을 위하여 별개로 수행되는 캔슬레이션에 기반하여 인핸스드 레이어 신호를 복원하는 인핸스드 레이어 디코더를 포함한다.
이 때, 상기 캔슬레이션은 상기 수신 안테나들 중 제1 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제1 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제1 수신 안테나에 상응하는 제1 버퍼 신호에서 감산하여 제1 캔슬레이션 신호를 생성하고, 상기 수신 안테나들 중 제2 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제2 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제2 수신 안테나에 상응하는 제2 버퍼 신호에서 감산하여 제2 캔슬레이션 신호를 생성할 수 있다. 이 때, 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호를 모두 이용하여 상기 인핸스드 레이어 신호가 복원될 수 있다.
이 때, 인핸스드 레이어 신호는 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 MIMO 디코딩에 의하여 복원될 수 있다.
이 때, 코어 레이어 신호는 상기 채널들에 상응하는 MRC(Maximum-Ratio-Combining)에 기반하여 복원될 수 있다.
이 때, 상기 캔슬레이션은 상기 코어 레이어 신호에 상응하는 Alamouti 재-인코딩(re-encoding)에 기반하여 수행되고, 상기 인핸스드 레이어 신호는 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 Alamouti 디코딩을 이용하여 복원될 수 있다.
이 때, 상기 Alamouti 재-인코딩은 인터리빙 이후에 수행되고, 상기 Alamouti 디코딩 이후에 디인터리빙이 수행될 수 있다.
이 때, 상기 캔슬레이션은 상기 코어 레이어 신호에 상응하는 MIMO 프리코딩에 기반하여 수행될 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 방송 신호 송신 방법은, 복수개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들에 기반하여 수신 신호들을 생성하는 단계; 상기 수신 안테나들 및 송신 안테나들 사이의 채널들을 추정하는 단계; 상기 수신 신호들에 상응하는 코어 레이어 신호를 복원하는 단계; 및 상기 코어 레이어 신호에 상응하고, 상기 수신 안테나들 각각을 위하여 별개로 수행되는 캔슬레이션에 기반하여 인핸스드 레이어 신호를 복원하는 단계를 포함한다.
이 때, 상기 캔슬레이션은 상기 수신 안테나들 중 제1 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제1 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제1 수신 안테나에 상응하는 제1 버퍼 신호에서 감산하여 제1 캔슬레이션 신호를 생성하고, 상기 수신 안테나들 중 제2 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제2 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제2 수신 안테나에 상응하는 제2 버퍼 신호에서 감산하여 제2 캔슬레이션 신호를 생성할 수 있다. 이 때, 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호를 모두 이용하여 상기 인핸스드 레이어 신호가 복원될 수 있다.
이 때, 인핸스드 레이어 신호는 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 MIMO 디코딩에 의하여 복원될 수 있다.
이 때, 상기 코어 레이어 신호는 상기 채널들에 상응하는 MRC(Maximum-Ratio-Combining)에 기반하여 복원될 수 있다.
이 때, 상기 캔슬레이션은 상기 코어 레이어 신호에 상응하는 Alamouti 재-인코딩(re-encoding)에 기반하여 수행되고, 상기 인핸스드 레이어 신호는 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 Alamouti 디코딩을 이용하여 복원될 수 있다.
이 때, 상기 Alamouti 재-인코딩은 인터리빙 이후에 수행되고, 상기 Alamouti 디코딩 이후에 디인터리빙이 수행될 수 있다.
본 발명에 따르면, 다중 안테나 스킴들과 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 결합한 방송 신호 송/수신 기법이 제공된다.
또한, 본 발명은 전송 다이버시티 코드 필터 셋(Transmit Diversity Code Filter Set; TDCFS) 기법뿐만 아니라 Alamouti 인코딩 기법이 사용된 경우에도, 다중 안테나 스킴들과 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 효율적으로 결합할 수 있다.
또한, 본 발명은 MISO 스킴으로 Alamouti 인코딩이 적용되는 경우 TDCFS 스킴을 Alamouti 인코딩 스킴과 결합하여 사용함으로써, 안테나가 셋 이상인 경우에도 수신기의 복잡도 증가 없이 효율적인 방송 신호 송/수신이 가능하다.
또한, 본 발명은 인핸스드 레이어를 위해 공간 멀티플렉싱 게인을 이용하는 경우 레이어드 디비전 멀티플렉싱/디멀티플렉싱을 적절히 수행하여 송/수신기의 성능을 최적화할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MISO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 MISO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 7 및 도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 장치들을 나타낸 블록도이다.
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 방송 신호 수신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 11 및 12는 첫 번째 그룹 케이스를 나타낸 도면이다.
도 13은 두 번째 그룹 케이스의 모바일 수신기를 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 15는 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 16은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 17은 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 18은 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 19는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 20은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 21은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 22는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 23은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 24는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 25는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 26은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 27은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 28은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 29는 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 방송 신호 수신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
본 발명을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 여기서, 반복되는 설명, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능, 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다. 본 발명의 실시형태는 당 업계에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해서 제공되는 것이다. 따라서, 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
MISO 스킴은 크게 위상/주파수 사전-왜곡(Phase/Frequency Pre-Distortion) 및 공간-시간 블록 코딩(Space-Time Block Coding; STBC)의 두 가지로 나눌 수 있다.
본 발명에서, MISO는 서로 다른 송신소들로부터 방송 신호들을 수신하는 경우뿐만 아니라, 하나의 송신소가 복수개의 안테나들을 통하여 송신한 방송 신호들을 수신하는 경우까지 포함하는 개념이다.
위상/주파수 사전 왜곡은 특정한 위상-왜곡 알고리즘을 이용하여 서로 다른 송신기들로부터의 신호들의 코릴레이션을 제거한다. 이 때, 위상-왜곡 알고리즘은 선형 위상-왜곡 알고리즘일 수 있다. 이러한 코릴레이션의 제거는 주파수-선택적 페이드들의 존재를 감소시킨다. 이러한 기법 중에는 eSFN(enhanced Single Frequency Network)가 있다.
SFN의 중심의 신호는 수신기에서 서로를 상쇄할 수 있다. 이러한 부정적 효과를 피하기 위해, 송신기 측에서 선형 위상 사전왜곡 알고리즘이 사용될 수 있다. 이 사전왜곡은 각 송신기들마다 유니크해야 하고, OFDM 서브캐리어들에 걸쳐서 상이해야 한다(different across OFDM subcarriers). 그러므로, 송신된 신호는 하기 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112018051113914-pat00001
여기서, i는 OFDM 서브캐리어를 나타내는 인덱스이고, S(i)는 왜곡되지 않은 복소 심볼이고, Cx(i)는 서브캐리어 i에 해당하는 송신기 x의 복소 사전왜곡 함수(complex predistortion function)이고, Tx(i)는 송신기 x를 위한 송신 복소 심볼이다.
위상/주파수 사전왜곡 스킴들 중 하나로, 전송 다이버시티 코드 필터 셋(Transmit Diversity Code Filter Set; TDCFS)이 있다. TDCFS는 주파수 도메인에서 높은 신호 코릴레이션 제거 성능을 제공한다. TDCFS는 선형 주파수 도메인 필터들을 사용하여 수신기에서의 보상이 등화 과정(equalization process)에서 구현된다. 선형 주파수 도메인 필터들은 송신기들의 개수(최대 4개 송신기들) 및 필터들의 시간 도메인 스팬(span)(64 또는 256 필터 길이)의 제한조건하에서 크로스-코릴레이션이 최소화된 올-패스 필터들일 수 있다.
이러한 사전-왜곡 스킴들은 수신기에서의 특별한 신호 처리를 필요로 하지 않고, 따라서 수신기들은 사전왜곡 함수 Cx(i)를 채널의 일부로 볼 수 있다.
MISO와 LDM이 함께 사용될 때, 인핸스드 레이어(EL) 서브캐리어들은 코어 레이어(CL) 디코딩을 위해서는 부가적인 잡음으로 고려되므로, 코어 레이어(CL)가 주된 MISO의 이득들을 얻는다고 볼 수 있다. 하지만, 두 레이어들의 합에 필터들이 적용되므로, 두 계층 모두에서 이득이 있을 수 있다.
STBC의 경우에, 송신될 데이터 스트림은 이격된 안테나들 사이 및 시간에 걸쳐 분포된 직교 블록들의 쌍으로 인코딩될 수 있다. STBC 중에는 Alamouti 인코딩이나 그 변형(variant)이 디지털 지상파 방송에 활발하게 사용된다. DVB-T2나 DVB-NGH에서 사용되는 Alamouti 인코딩 변형은 직교 공간 주파수 블록 코드(orthogonal Space Frequency Block Code; SFBC)를 구성하기 위해 시간 인덱스들의 쌍이 주파수 인덱스들의 쌍으로 대체된다.
DVB Alamouti 인코딩은 가용한 전송기들을 두 그룹들로 나눈다. 첫 번째 그룹의 송신기들로부터의 신호들은 어떤 수정도 없이 전송되나, 두 번째 그룹의 송신기들로부터 송신되는 신호들은 두 송신 그룹들 사이의 직교성(orthogonality)을 유지하기 위해 두 QAM 심볼들 블록들로 수정된다. MISO 송신기들 그룹 1을 위해 인코딩된 서브캐리어들 Ymi(Tx1) 및 MISO 송신기들 그룹 2를 위해 인코딩된 Ymi(Tx2)는 하기 수학식 2와 같이 표현된다.
[수학식 2]
Figure 112018051113914-pat00002
여기서, *는 복소 공액(complex conjugate) 연산(operation)을 나타내고, Ndata는 현재 m OFDM 심볼로부터의 데이터 서브캐리어들의 수이고, Xmi는 인코딩 전 i 서브캐리어 데이터를 나타낸다.
Alamouti 디코딩은 송신기에 부가적인 복잡도를 필요로 하는 것 이외에, 수신기 구조도 바뀌어야 한다. 비록 오직 하나의 수신 안테나가 필요하지만, 두 전송 MISO 그룹들의 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response; CFR)의 추정이 필요하다. 그러므로, 송신기 그룹들 사이에 직교 파일럿 패턴들이 사용되어야 한다. 따라서, 위상/주파수 사전 왜곡 스킴에 비하여 Alamouti는 파일럿 오버헤드가 두 배가 되고, 수신기가 결합된 신호들로부터 컴포넌트를 복원해야 하므로 부가적인 복잡도를 필요로 한다.
LDM과 Alamouti가 결합되어 사용될 때, 수신기는 더 복잡한 채널 추정 프로세스(두 채널 추정들이 필요) 및 부가적인 Alamouti 디코딩을 필요로 할 수 있다.
MISO 분산된 Alamouti는 SFN의 송신기들을 두 그룹으로 나눈다. 따라서, 셋 이상의 송신기들을 가진 네트워크들은 동일한 신호가 둘 이상의 송신기들로부터 송신되므로, Alamouti 성능이 저하된다. 이러한 성능저하를 줄이기 위해, 최대 4개 송신기들을 위한 필터 셋들을 제공하는 TDCFS 스킴을 Alamouti와 결합할 수 있다. TDCFS 스킴과 Alamouti를 결합하면 최대 8개의 송신기를 포함하는 SFN 네트워크들의 송신이 가능하다. 이 때, 수신기는 Alamouti만 사용되는 경우와 비교하여 복잡도가 크게 증가하지 않는다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 장치는 코어 레이어 BICM부들(111, 112), 인핸스드 레이어 BICM부들(121, 122), 인젝션 레벨 컨트롤러들(131, 132), 결합기들(141, 142), 파워 노멀라이저들(151, 152), 타임 인터리버들(161, 162), 주파수 인터리버들(171, 172), 파일럿 패턴 삽입부들(181, 182), 사전왜곡부들(191, 192) 및 RF 신호 생성부들(117, 118)을 포함한다.
도 1에 도시된 코어 레이어 BICM부들(111, 112), 인핸스드 레이어 BICM부들(121, 122), 인젝션 레벨 컨트롤러들(131, 132), 결합기들(141, 142), 파워 노멀라이저들(151, 152), 타임 인터리버들(161, 162), 주파수 인터리버들(171, 172) 및 파일럿 패턴 삽입부들(181, 182)과 관련된 구체적인 내용은 한국공개특허 2017-0009737호 등에 상세히 개시되어 있다.
코어 레이어 BICM부들(111, 112)로는 동일한 코어 레이어 스트림이 입력되고, 인핸스드 레이어 BICM부들(121, 122)로는 동일한 인핸스드 레이어 스트림이 입력된다. 코어 레이어 BICM부들(111, 112) 및 인핸스드 레이어 BICM부들(121, 122)은 입력된 데이터에 대한 채널 코딩, 비트 인터리빙 및 모듈레이션을 수행한다.
인젝션 레벨 컨트롤러들(131, 132)은 인핸스드 레이어 신호의 파워를 줄여서 파워 리듀스드 인핸스드 레이어 신호를 생성한다. 이 때, 인젝션 레벨 컨트롤러들(131, 132)에서 조절되는 신호의 크기는 인젝션 레벨(injection level)에 따라 결정될 수 있다.
결합기들(141, 142)은 각각 코어 레이어 신호와 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합(combine)하여 멀티플렉싱된 신호를 생성한다.
파워 노멀라이저들(151, 152)은 각각 멀티플렉싱된 신호의 파워를, 코어 레이어 신호에 상응하는 파워로 낮춰서 파워 노멀라이즈드 신호를 생성한다.
타임 인터리버들(161, 162)은 각각 파워 노멀라이즈드 신호를 타임 인터리빙하여 타임 인터리빙된 신호를 생성한다.
주파수 인터리버들(171, 172)은 각각 타임 인터리빙된 신호를 주파수 인터리빙하여 주파수 인터리빙된 신호를 생성한다.
파일럿 패턴 삽입부들(181, 182)은 각각 주파수 인터리빙된 신호에 파일럿 패턴을 삽입한다.
도 1에서 파일럿 패턴 삽입부들(181, 182)의 출력(xi)은 i번째 서브캐리어에 상응하는 데이터(레이어드 디비전 멀티플렉스드 데이터)이고, MISO 처리의 대상이다.
사전왜곡부들(191, 192)은 각각 데이터를 사전왜곡하여 두 안테나들(ANTENNA1, ANTENNA2)에 상응하는 신호들 사이의 코릴레이션을 줄인다. 이 때, 사전왜곡부들(191, 192)은 전송 다이버시티 코드 필터 셋(Transmit Diversity Code Filter Set; TDCFS)을 이용한 사전 왜곡 처리를 수행할 수 있다.
도 1에 도시된 예에서 사전왜곡부들(191, 192)은 MISO 처리부에 해당할 수 있다.
RF 신호 생성부들(117, 118)은 각각 사전왜곡된(MISO 처리된) 신호를 이용하여 안테나를 통해 전송되는 RF 송신 신호를 생성한다.
도 1에 도시된 예에서 안테나(ANTENNA1)에 상응하는 신호 및 안테나(ANTENNA2)에 상응하는 신호는 동일한 데이터 스트림에 기반하여 생성된다.
도 1에 도시된 안테나(ANTENNA1)는 안테나(ANTENNA2)와는 독립적인 것으로, 두 안테나들(ANTENNA1, ANTENNA2)은 서로 다른 송신기에 구비될 수도 있고, 하나의 송신기 내에 구비될 수도 있다.
도 1에서, 사전왜곡부들(191, 192)로 입력되는 신호들은 각각 별개로 생성되는 경우를 예로 들었으나, 코어 레이어 BICM부(112), 인핸스드 레이어 BICM부(122), 인젝션 레벨 컨트롤러(132), 결합기(142), 파워 노멀라이저(152), 타임 인터리버(162), 주파수 인터리버(172) 및 파일럿 패턴 삽입부(182) 중 적어도 일부는 별개로 구비되지 않을 수 있다. 이 때, 사전왜곡부(192)로 입력되는 신호는 사전왜곡부(191)로 입력되는 신호와 동일한 신호 또는 사전왜곡부(191)로 입력되는 신호가 복제된 신호일 수 있다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부(210), 추정 및 등화부(220), 주파수 디인터리버(230), 타임 디인터리버(240) 및 코어 레이어 BICM 디코더(250)를 포함한다.
도 2에 도시된 모바일 방송 신호 수신 장치는 LDM된 방송 신호가 송신되는 경우에도 인핸스드 레이어 신호는 복원하지 않고, 코어 레이어 신호만을 복원한다.
RF 수신부(210)는 두 안테나들을 통해 송신된 신호들을 수신하여 수신된 신호를 생성한다.
추정 및 등화부(220)는 채널 추정 및 등화를 수행한다. 이 때, 추정 및 등화부는 송신기에서 수행된 사전왜곡을 채널의 일부로 보고 등화 과정에서 이를 보상할 수 있다.
주파수 디인터리버(230)는 주파수 영역의 디인터리빙을 수행하고, 타임 디인터리버(240)는 시간 영역의 디인터리빙을 수행한다.
코어 레이어 BICM 디코더(250)는 송신기의 코어 레이어 BICM부의 역과정을 수행한다. 코어 레이어 BICM 디코더(250) 관련 구체적인 내용은 한국공개특허 2017-0009737호 등에 상세히 개시되어 있다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부(310), 추정 및 등화부(320), 주파수 디인터리버(330), 타임 디인터리버(340), 코어 레이어 BICM 디코더(350), 코어 레이어 BICM부(360), LDM 버퍼(370), 감산기(380) 및 인핸스드 레이어 BICM 디코더(390)를 포함한다.
도 3에 도시된 고정형 방송 신호 수신 장치는 LDM된 방송 신호를 수신하여 코어 레이어 신호 및 인핸스드 레이어 신호를 복원한다.
RF 수신부(310)는 두 안테나들을 통해 송신된 신호들을 수신하여 수신된 신호를 생성한다.
이 때, 두 안테나들 각각에 상응하는 신호들은 동일한 데이터 스트림에 상응하는 것일 수 있다.
추정 및 등화부(320)는 채널 추정 및 등화를 수행한다. 이 때, 추정 및 등화부는 송신기에서 수행된 사전왜곡을 채널의 일부로 보고 등화 과정에서 이를 보상할 수 있다.
MISO 처리부는 도 3에 도시된 추정 및 등화부(320)에 해당할 수 있다. 이 때, MISO 처리부가 수행하는 MISO 처리는 송신기에서 수행된 사전왜곡의 보상일 수 있다. 이 때, MISO 처리는 사전 왜곡을 채널의 일부로 보아 등화 과정(equalization process)에서 수행될 수 있다. 이 때, MISO 처리는 TDCFS에 상응하는 것일 수 있다.
주파수 디인터리버(330)는 주파수 영역의 디인터리빙을 수행하고, 타임 디인터리버(340)는 시간 영역의 디인터리빙을 수행한다.
코어 레이어 BICM 디코더(350)는 송신기의 코어 레이어 BICM부의 역과정을 수행한다.
코어 레이어 BICM부(360)는 복원된 코어 레이어 스트림에 대하여 다시 BICM을 수행하고, LDM 버퍼(370) 및 감산기(380)를 통해 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된다. 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된 신호는 인핸스드 레이어 BICM 디코더(390)를 통해 인핸스드 레이어 출력 스트림으로 복원된다.
코어 레이어 BICM 디코더(350), 인핸스드 레이어 BICM 디코더(390) 및 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션을 통한 인핸스드 레이어 신호의 복원에 대해서는 한국공개특허 2017-0009737호 등에 상세히 개시되어 있다.
도 2 및 도 3에 명시적으로 도시되지는 아니하였으나, 코어 레이어 BICM 디코더 앞단에는 파워 노멀라이저의 역기능을 수행하는 파워 디노멀라이저가 구비될 수도 있다.
도 1에 도시된 송신기를 통하여 송신되고, 도 2 및 도 3의 수신기를 통하여 수신되는 수신 신호는 하기 수학식 3과 같이 표현된다.
[수학식 3]
Figure 112018051113914-pat00003
여기서, i는 서브캐리어 인덱스이고, h는 채널을 나타내고, C는 사전왜곡 함수를 나타내고, (CLi + ELi)는 코어 레이어 데이터 및 인핸스드 레이어 데이터가 결합된 데이터를 의미하는 것으로 도 1의 xi에 상응하고, n은 노이즈를 나타낸다.
도 2 및 도 3에 도시된 수신기들의 채널 추정기들은 상응하는 필터링과 두 채널의 결합(combination of the two channel with their corresponding filtering)을 하나의 채널 주파수 응답으로 제공한다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 장치는 코어 레이어 BICM부들(411, 412), 인핸스드 레이어 BICM부들(421, 422), 인젝션 레벨 컨트롤러들(431, 432), 결합기들(441, 442), 파워 노멀라이저들(451, 452), 타임 인터리버들(461, 462), 주파수 인터리버들(471, 472), Alamouti 인코더들(491, 492), 파일럿 패턴 삽입부들(481, 482) 및 RF 신호 생성부들(417, 418)을 포함한다.
도 4에 도시된 코어 레이어 BICM부들(411, 412), 인핸스드 레이어 BICM부들(421, 422), 인젝션 레벨 컨트롤러들(431, 432), 결합기들(441, 442), 파워 노멀라이저들(451, 452), 타임 인터리버들(461, 462), 주파수 인터리버들(471, 472) 및 파일럿 패턴 삽입부들(481, 482)에 대해서는 도 1을 통해 이미 설명한 바 있고, 이들과 관련된 구체적인 내용은 한국공개특허 2017-0009737호 등에 상세히 개시되어 있다.
코어 레이어 BICM부들(411, 412)로는 동일한 코어 레이어 스트림이 입력되고, 인핸스드 레이어 BICM부들(421, 422)로는 동일한 인핸스드 레이어 스트림이 입력된다. 코어 레이어 BICM부들(411, 412) 및 인핸스드 레이어 BICM부들(421, 422)은 입력된 데이터에 대한 채널 코딩, 비트 인터리빙 및 모듈레이션을 수행한다.
인젝션 레벨 컨트롤러들(431, 432)은 인핸스드 레이어 신호의 파워를 줄여서 파워 리듀스드 인핸스드 레이어 신호를 생성한다. 이 때, 인젝션 레벨 컨트롤러들(431, 432)에서 조절되는 신호의 크기는 인젝션 레벨(injection level)에 따라 결정될 수 있다.
결합기들(441, 442)은 각각 코어 레이어 신호와 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합(combine)하여 멀티플렉싱된 신호를 생성한다.
파워 노멀라이저들(451, 452)은 각각 멀티플렉싱된 신호의 파워를, 코어 레이어 신호에 상응하는 파워로 낮춰서 파워 노멀라이즈드 신호를 생성한다.
타임 인터리버들(461, 462)은 각각 파워 노멀라이즈드 신호를 타임 인터리빙하여 타임 인터리빙된 신호를 생성한다.
주파수 인터리버들(471, 472)은 각각 타임 인터리빙된 신호를 주파수 인터리빙하여 주파수 인터리빙된 신호를 생성한다.
도 4에서 주파수 인터리버들(471, 472)의 출력(xi)은 i번째 서브캐리어에 상응하는 데이터(레이어드 디비전 멀티플렉스드 데이터)이고, MISO 처리의 대상이다.
Alamouti 인코더들(491, 492)은 두 안테나들(ANTENNA1, ANTENNA2)로 송신되는 신호를 두 그룹으로 나누고, 첫 번째 안테나(ANTENNA1)로 송신되는 신호들(첫 번째 그룹)은 수정(modification) 없이 그대로 내보내고, 두 번째 안테나(ANTENNA2)로 송신되는 신호들(두 번째 그룹)은 그룹들간의 직교성을 유지하기 위해 두 QAM 심볼들 블록들(QAM symbols blocks)로 수정한다. 예를 들어, Alamouti 인코더들(491, 492)은 상기 수학식 2에 의해 표현된 인코딩을 수행할 수 있다.
파일럿 패턴 삽입부들(481, 482)은 각각 Alamouti 인코딩된 신호에 파일럿 패턴을 삽입한다. 이 때, 파일럿 패턴 삽입부들(481, 482)은 서로 다른 파일럿 패턴을 삽입할 수 있고, 도 1에 도시된 파일럿 패턴 삽입부들보다는 복잡한 구조로 보다 많은 파일럿 패턴들을 삽입할 수 있다.
도 4에 도시된 예에서 Alamouti 인코더들(491, 492) 및 파일럿 패턴 삽입부들(481, 482)은 MISO 처리부에 해당할 수 있다. 즉, Alamouti 인코더들(491, 492)은 안테나(ANTENNA1)에 상응하는 신호 및 안테나(ANTENNA2)에 상응하는 신호 사이의 코릴레이션을 줄이는 Alamouti 인코딩을 수행하고, 파일럿 패턴 삽입부들(481, 482)은 각각의 그룹 신호들에 대한 파일럿 패턴 삽입을 수행하여 MISO 처리를 수행할 수 있다. 이 때, Alamouti 인코딩은 안테나(ANTENNA1)에 상응하는 신호 및 안테나(ANTENNA2)에 상응하는 신호 사이의 직교성(orthogonality)를 유지하기 위한 것일 수 있다. 즉, 두 송신 신호들이 서로 직교성을 갖도록 하는 Alamouti 인코딩도, 두 송신 신호 사이의 코릴레이션을 줄이는 프로세스로 볼 수 있다.
RF 신호 생성부들(417, 418)은 각각 Alamouti 인코딩되고 파일럿 패턴이 삽입된 신호를 이용하여 안테나를 통해 전송되는 RF 송신 신호를 생성한다.
도 4에 도시된 예에서 안테나(ANTENNA1)에 상응하는 신호 및 안테나(ANTENNA2)에 상응하는 신호는 동일한 데이터 스트림에 기반하여 생성된다.
도 4에 도시된 안테나(ANTENNA1)는 안테나(ANTENNA2)와는 독립적인 것으로, 두 안테나들(ANTENNA1, ANTENNA2)은 서로 다른 송신기에 구비될 수도 있고, 하나의 송신기 내에 구비될 수도 있다.
도 4에서, Alamouti 인코더들(491, 492)로 입력되는 신호들은 각각 별개로 생성되는 경우를 예로 들었으나, 코어 레이어 BICM부(412), 인핸스드 레이어 BICM부(422), 인젝션 레벨 컨트롤러(432), 결합기(442), 파워 노멀라이저(452), 타임 인터리버(462) 및 주파수 인터리버(472) 중 적어도 일부는 별개로 구비되지 않을 수 있다. 이 때, Alamouti 인코더(492)로 입력되는 신호는 Almouti 인코더(491)로 입력되는 신호와 동일한 신호 또는 Alamouti 인코더(491)로 입력되는 신호가 복제된 신호일 수 있다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MISO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 MISO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부(510), 채널 추정부(520), Alamouti 디코더(525), 주파수 디인터리버(530), 타임 디인터리버(540) 및 코어 레이어 BICM 디코더(550)를 포함한다.
도 5에 도시된 모바일 방송 신호 수신 장치는 LDM된 방송 신호가 송신되는 경우에도 인핸스드 레이어 신호는 복원하지 않고, 코어 레이어 신호만을 복원한다.
RF 수신부(510)는 두 안테나들을 통해 송신된 신호들을 수신하여 수신된 신호를 생성한다.
채널 추정부(520)는 두 개의 송신 안테나들로부터의 채널들 모두(both)에 대하여 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response; CFR)을 추정한다. 이를 위해, 송신기에서는 두 안테나들 사이에 직교 파일럿 패턴들(orthogonal pilot patterns)을 사용할 수 있다.
Alamouti 디코더(525)는 송신기의 Alamouti 인코딩에 상응하는 디코딩 동작을 수행한다.
이 때, Alamouti 디코더(525)는 안테나(ANTENNA1) 신호에 상응하는 채널(h1) 및 안테나(ANTENNA2) 신호에 상응하는 채널(h2) 모두에 대한 채널 추정에 기반한 Alamouti 디코딩을 수행할 수 있다.
주파수 디인터리버(530)는 주파수 영역의 디인터리빙을 수행하고, 타임 디인터리버(540)는 시간 영역의 디인터리빙을 수행한다.
코어 레이어 BICM 디코더(550)는 송신기의 코어 레이어 BICM부의 역과정을 수행한다. 코어 레이어 BICM 디코더(550) 관련 구체적인 내용은 한국공개특허 2017-0009737호 등에 상세히 개시되어 있다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 MISO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 고정형 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부(610), 채널 추정부(620), Alamouti 디코더(625), 주파수 디인터리버(630), 타임 디인터리버(640), 코어 레이어 BICM 디코더(650), 코어 레이어 BICM부(660), LDM 버퍼(670), 감산기(680) 및 인핸스드 레이어 BICM 디코더(690)를 포함한다.
도 6에 도시된 고정형 방송 신호 수신 장치는 LDM된 방송 신호를 수신하여 코어 레이어 신호 및 인핸스드 레이어 신호를 복원한다.
RF 수신부(610)는 두 안테나들을 통해 송신된 신호들을 수신하여 수신된 신호를 생성한다.
이 때, 두 안테나들 각각에 상응하는 신호들은 동일한 데이터 스트림에 상응하는 것일 수 있다.
채널 추정부(620)는 두 개의 송신 안테나들로부터의 채널들 모두(both)에 대하여 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response; CFR)을 추정한다. 이를 위해, 송신기에서는 두 안테나들 사이에 직교 파일럿 패턴들(orthogonal pilot patterns)을 사용할 수 있다.
Alamouti 디코더(625)는 송신기의 Alamouti 인코딩에 상응하는 디코딩 동작을 수행한다.
이 때, Alamouti 디코더(625)는 안테나(ANTENNA1) 신호에 상응하는 채널(h1) 및 안테나(ANTENNA2) 신호에 상응하는 채널(h2) 모두에 대한 채널 추정에 기반한 Alamouti 디코딩을 수행할 수 있다.
MISO 처리부는 도 3에 도시된 채널 추정부(620) 및 Alamouti 디코더(625)에 해당할 수 있다. 이 때, MISO 처리부가 수행하는 MISO 처리는 Alamouti 디코딩을 위한 채널 추정 및 Alamouti 디코딩일 수 있다.
주파수 디인터리버(630)는 주파수 영역의 디인터리빙을 수행하고, 타임 디인터리버(640)는 시간 영역의 디인터리빙을 수행한다.
코어 레이어 BICM 디코더(650)는 송신기의 코어 레이어 BICM부의 역과정을 수행한다.
코어 레이어 BICM부(660)는 복원된 코어 레이어 스트림에 대하여 다시 BICM을 수행하고, LDM 버퍼(670) 및 감산기(680)를 통해 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된다. 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된 신호는 인핸스드 레이어 BICM 디코더(690)를 통해 인핸스드 레이어 출력 스트림으로 복원된다.
코어 레이어 BICM 디코더(650), 인핸스드 레이어 BICM 디코더(690) 및 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션을 통한 인핸스드 레이어 신호의 복원에 대해서는 한국공개특허 2017-0009737호 등에 상세히 개시되어 있다.
도 5 및 도 6에 명시적으로 도시되지는 아니하였으나, 코어 레이어 BICM 디코더 앞단에는 파워 노멀라이저의 역기능을 수행하는 파워 디노멀라이저가 구비될 수도 있다.
도 4에 도시된 송신기를 통하여 송신되고, 도 5 및 도 6의 수신기를 통하여 수신되는 수신 신호는 하기 수학식 4과 같이 표현된다.
[수학식 4]
Figure 112018051113914-pat00004
여기서, i는 서브캐리어 인덱스이고, h는 채널을 나타내고, *는 복소 공액(complex conjugate) 연산(operation)을 나타내고, (CLi + ELi)는 코어 레이어 데이터 및 인핸스드 레이어 데이터가 결합된 데이터를 의미하는 것으로 도 4의 xi에 상응하고, n은 노이즈를 나타낸다.
도 5 및 도 6에 도시된 수신기들의 채널 추정기들은 두 채널 주파수 응답들을 독립적으로 제공한다. 직교화(orthogonalization)를 이용하기 위해서는, Alamouti 디코딩이 필요하다. Alamouti 디코딩은 하기 수학식 5에 상응하는 것일 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112018051113914-pat00005
각 부호의 의미는 전술한 바와 같다.
일반적으로, LDM과 MISO 스킴을 결합하는 경우에, Alamouti는 TDCFS에 비해 두 배의 파일럿 오버헤드를 가지지만, Alamouti 인코딩을 사용하는 경우가 TDCFS를 사용하는 경우에 비해 높은 게인을 가질 수 있다.
도 7 및 도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 장치들을 나타낸 블록도이다.
도 7 및 도 8은 TDCFS와 Alamouti가 결합된 MISO 스킴과, LDM이 결합된 예를 나타내고, 도 7은 송신 안테나가 4개인 경우를, 도 8은 송신 안테나가 8개인 경우를 나타낸다.
도 7을 참조하면, 도 4에 도시된 방송 신호 송신기 구조에서 파일럿 패턴 삽입부 이후에 사전 왜곡부가 부가된 것을 알 수 있다.
즉, 도 7에 도시된 예는 4가지 사전 왜곡 함수들(C1[i], C2[i], C3[i], C4[i])(필터 셋들)을 적용하여 4개 안테나들을 이용한 신호 전송에 Alamouti 인코딩을 적용하는 경우에도 Alamouti 성능 저하를 줄일 수 있다.
도 8을 참조하면, 상단 4개의 안테나들을 위한 구조는 도 7의 구조와 동일하고, 하단 4개의 안테나들을 위한 구조는 MISO 인코딩을 역으로(inversely) 적용한 것이다. 즉, 하단 4개의 안테나들을 위한 구조는 Alamouti1 인코딩 후 C2[i] 및 C4[i]가 후속하고, Alamouti2 인코딩 후 C1[i] 및 C3[i]가 후속한다.
도 7 및 도 8에 도시된 방송 신호 송신기를 통해 송신된 신호는 도 5 및 도 6에 도시된 수신기 구조를 통해 수신되어 복원될 수 있다. 이 때, 채널 추정부는 사전왜곡에 상응하는 보상을 등화(equalization)를 통해 수행할 수 있다.
도 7에 도시된 방송 신호 송신기를 통해 송신되어 수신기에 수신된 신호는 하기 수학식 6과 같이 표현된다.
[수학식 6]
Figure 112018051113914-pat00006
여기서, i는 서브캐리어 인덱스이고, h는 채널을 나타내고, C는 사전왜곡 함수를 나타내고, *는 복소 공액(complex conjugate) 연산(operation)을 나타내고, (CLi + ELi)는 코어 레이어 데이터 및 인핸스드 레이어 데이터가 결합된 데이터를 의미하는 것으로 도 7의 xi에 상응하고, n은 노이즈를 나타낸다.
수신기의 채널 추정기들은 채널 주파수 응답들을 두 쌍으로(in pairs of two)제공한다. 직교화(orthogonalization)을 이용하기 위해서는 Alamouti 디코딩이 필요하다. Alamouti 디코딩은 하기 수학식 7에 상응하는 것일 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112018051113914-pat00007
각 부호의 의미는 전술한 바와 같다.
도 8 도시된 방송 신호 송신기를 통해 송신되어 수신기에 수신된 신호는 하기 수학식 8 같이 표현된다.
[수학식 8]
Figure 112018051113914-pat00008
여기서, i는 서브캐리어 인덱스이고, h는 채널을 나타내고, C는 사전왜곡 함수를 나타내고, *는 복소 공액(complex conjugate) 연산(operation)을 나타내고, (CLi + ELi)는 코어 레이어 데이터 및 인핸스드 레이어 데이터가 결합된 데이터를 의미하는 것으로 도 8의 xi에 상응하고, n은 노이즈를 나타낸다.
Alamouti 디코딩은 하기 수학식 9에 상응하는 것일 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112018051113914-pat00009
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 9를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 방법은 코어 레이어 신호와 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합하여 멀티플렉싱된 신호를 생성한다(S910).
이 때, 제1 안테나에 상응하는 신호 및 제2 안테나에 상응하는 신호는 동일한 데이터 스트림에 기반하여 생성된 것일 수 있다.
이 때, 제1 안테나 및 제2 안테나는 서로 독립적일 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 방법은 상기 멀티플렉싱된 신호의 파워를, 상기 코어 레이어 신호에 상응하는 파워로 낮추어 파워 노멀라이즈드 신호를 생성한다(S920).
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 방법은 상기 파워 노멀라이즈드 신호에 대한 인터리빙을 수행하여 인터리빙된 신호를 생성한다(S930).
이 때, 인터리빙은 타임 인터리빙, 주파수 인터리빙 또는 두 가지 인터리빙의 조합일 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 방법은 상기 인터리빙된 신호에 상응하고, 상기 제1 안테나에 상응하는 신호 및 상기 제2 안테나에 상응하는 신호 사이의 코릴레이션을 줄이는 MISO 처리를 수행한다(S940).
이 때, MISO 처리는 전송 다이버시티 코드 필터 셋(Transmit Diversity Code Filter Set; TDCFS)을 이용한 사전 왜곡 처리일 수 있다.
이 때, MISO 처리는 상기 주파수 인터리빙된 신호에 파일럿 패턴이 삽입된 이후 수행될 수 있다.
이 때, MISO 처리는 상기 제1 안테나에 상응하는 신호 및 상기 제2 안테나에 상응하는 신호 사이의 직교성(orthogonality)를 유지하기 위한 Alamouti 인코딩을 포함할 수 있다.
이 때, MISO 처리는 상기 Alamouti 인코딩된 신호에 파일럿 패턴들을 삽입할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO 방송 신호 송신 방법은 상기 MISO 처리된 신호를 이용하여 상기 제1 안테나를 통해 전송되는 RF 송신 신호를 생성한다(S950).
도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 방송 신호 수신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 10을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 방송 신호 수신 방법은 동일한 데이터 스트림에 상응하는 제1 안테나 신호 및 제2 안테나 신호를 수신하여 수신된 신호를 생성한다(S1010).
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 방송 신호 수신 방법은 상기 수신된 신호에 상응하는 MISO 처리를 수행한다(S1020).
이 때, MISO 처리는 사전 왜곡을 채널의 일부로 보아 등화 과정(equalization process)에서 수행될 수 있다.
이 때, MISO 처리는 상기 제1 안테나 신호에 상응하는 제1 채널 및 상기 제2 안테나 신호에 상응하는 제2 채널 모두에 대한 채널 추정 및 상기 채널 추정에 기반한 Alamouti 디코딩을 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 방송 신호 수신 방법은 상기 MISO 처리된 신호에 디인터리빙을 적용하여 디인터리빙된 신호를 생성한다(S1030).
이 때, 디인터리빙은 시간 디인터리빙, 주파수 디인터리빙 또는 이들의 조합일 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 방송 신호 수신 방법은 상기 디인터리빙된 신호로부터 코어 레이어 신호를 복원한다(S1040).
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MISO를 위한 방송 신호 수신 방법은 상기 코어 레이어 신호에 상응하는 캔슬레이션에 기반하여 인핸스드 레이어 신호를 복원한다(S1050).
이하, MIMO와 LDM의 결합에 관해 상세히 설명한다.
MISO(Multiple-Input Single-Output) 및 SIMO(Single-Input Multiple-Output)가 둘 이상의 안테나들을 오직 송신기 또는 수신기에서만 사용함으로써 멀티패스 링크의 신뢰성(reliability)만을 개선할 수 있는 것과 달리, 송/수신 양측에서 둘 이상의 안테나를 사용하는 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)는 서비스의 비트-레이트도 향상시킬 수 있다.
반면에 레이어드 디비전 멀티플렉싱(Layered Division Multiplexing; LDM)은 멀티-레이어 신호를 구성하기 위해 둘 이상의 신호들을 서로 다른 파워로 중첩하여(superimposed together at different power levels), 주파수 효율성을 높인다.
SIMO(Single-Input Multiple-Output)는 오직 수신기만 둘 이상의 안테나를 가진다. MRC(Maximum-Ratio-Combining)과 같은 결합 기술(combining techniques)을 이용하면 SIMO 어레이 게인이 얻어질 수 있다.
MISO-SIMO는 송/수신 양측에 둘 이상의 안테나들을 구비한 MIMO 시스템에서 송신기 및 수신기가 공간 멀티플렉싱 게인을 얻고자 하지 않는 경우를 의미한다. 이 때, 송신기는 다이버시티 게인을, 수신기는 어레이 게인을 얻을 수 있다. 이 스킴은 다이버시티-MIMO(Diversity-MIMO) 라고도 한다.
MIMO 공간 멀티플렉싱(MIMO Spatial Multiplexing; MIMO SM)은 송/수신 양측에 둘 이상의 안테나들을 구비한 MIMO 시스템에서 공간 멀티플렉싱 게인을 사용하는 경우를 의미한다.
MIMO 방송은 크로스-편파(cross-polar)(horizontal and vertical)을 갖는 코-로케이티드(co-located) 안테나들을 필요로 한다. MIMO 송신기는 두 개의 BICM 체인들, MIMO 디멀티플렉서 및 MIMO 프리코더를 필요로 할 수 있다. MIMO 프리코더는 공간 다이버시티를 증가시키기 위한 동작을 수행할 수 있다. MISO Alamouti의 경우와 같이, MIMO는 안테나들 사이의 직교성을 위해 직교하는 파일럿 패턴들을 사용할 수 있고, 이 경우 두 배의 파일럿 패턴 오버헤드를 가질 수 있다.
MIMO 공간 멀티플렉싱에 의해 제공되는 비트-레이트 증가는 인핸스드 레이어에서 기대됨을 감안하면, LDM과 MIMO의 결합은 모바일 수신기들의 안테나 개수에 따라 두 가지 경우로 그룹핑된다.
첫 번째 그룹은 모바일 수신기가 한 개의 안테나만을 구비하는 경우(이 경우도 고정형 수신기는 두 개의 안테나를 구비한다)이고, 두 번째 그룹은 모바일 수신기가 두 개의 안테나들을 구비하는 경우이다.
도 11 및 12는 첫 번째 그룹 케이스를 나타낸 도면이다.
도 11을 참조하면, 송신 안테나는 2개, 모바일 수신기의 수신 안테나는 1개로 송신기와 수신기 사이에 두 개의 채널이 있는 것을 알 수 있다.
도 12를 참조하면, 송신 안테나도 2개, 고정형 수신기의 수신 안테나도 2개로 송신기와 수신기 사이에 4개의 채널이 있는 것을 알 수 있다.
도 11 및 12에 도시된 예는 모바일 수신기의 복잡도를 증가시키지 않으면서도 코어 레이어에서 MISO 다이버시티 게인을 얻을 수 있다. 나아가, 고정형 수신기들은 인핸스드 레이어에서 보다 높은 비트 레이트를 제공하기 위하여 MIMO 공간 멀티플렉싱을 이용할 수 있다.
즉, 도 11 및 12에 도시된 첫 번째 그룹의 예는 코어 레이어를 위해서는 MISO를, 인핸스드 레이어를 위해서는 MIMO 공간 멀티플렉싱을 이용하는 것으로, 모바일 수신기의 싱글 안테나는 코어 레이어만을 위한 것이고, 고정형 수신기의 두 개의 크로스-편파의 안테나들(cross-polarized antennas)은 코어 레이어 및 인핸스드 레이어를 위한 것이다.
도 11 및 12에 도시된 바와 같이, 두 개의 크로스 편파 안테나들(cross-polar antennas)이 송신기에 구비된다.
수신 안테나의 편파에 따라, 수신 신호는 컨티리뷰션들(contributions)의 오직 하나로 구성될 수도 있고, 그들의 합으로 구성될 수도 있다.
첫 번째 그룹의 유스케이스는 아래 세 가지 경우로 구분될 수 있다.
1) Plain MISO in CL + MIMO in EL
이 경우에는 송신기에서 언코릴레이션(uncorrelation)이나 직교화 과정(orthogonalization process)이 없다. 따라서, 기대되는 MISO 다이버시티 게인은 제한적이다. 모바일 수신기들은 베이스라인 수신기들로 구현될 수 있다.
2) MISO TDCFS in CL + MIMO in EL
송신기에서 TDCFS 필터 셋들이 사용되지만, 수신기가 간단히 구현된다. 하지만, Plain MISO 스킴보다 나은 성능을 제공할 수 있고, 다이버시티 게인이 제공된다.
3) MISO Alamouti in CL + MIMO in EL
이 경우는 TDCFS의 경우보다 나은 성능을 제공할 수 있고, 다이버시티 게인이 제공된다. 그러나, 모바일 수신기의 복잡도가 증가한다. 수신기들은 첫째, 두 채널 추정들을 얻어야 하고, 다음으로 Alamouti 디코딩을 수행해야 한다. 다른 맥락에서, 만약 수신 안테나가 송신 안테나와 동일한 편파(polarization)를 가진다면, 이 두 부가적인 블록들이 불필요할 수 있다.
도 13은 두 번째 그룹 케이스의 모바일 수신기를 나타낸 도면이다.
두 번째 그룹 케이스에서도 고정형 수신기는 도 12에 도시된 것과 같다.
도 13을 참조하면, 송신 안테나도 2개, 모바일 수신기의 수신 안테나도 2개(two cross-polar antennas)로 송신기와 수신기 사이에 4개의 채널이 있는 것을 알 수 있다.
도 13에 도시된 예는 모바일 수신기들의 복잡도에 제한이 없는 경우에 적합하다.
도 13에 도시된 두 번째 그룹 케이스는 고정형 및 모바일 수신기들 모두가 다이버시티 게인뿐만 아니라 어레이 게인과 심지어 멀티플렉싱 게인까지 이용할 수 있다.
두 번째 그룹의 유스케이스는 아래 두 가지 경우로 구분될 수 있다.
1) MISO-SIMO (Diversity MIMO) in CL + MIMO SM in EL
이 경우에는 코어 레이어를 위해 MISO 스킴들(Plane MISO, MISO TDCFS 또는 MISO Alamouti)로 인한 MISO 다이버시티 게인뿐만 아니라, SIMO 어레이 게인도 이용할 수 있다. 이 경우, 모바일 수신기들에 부가적인 수신 안테나, 튜너 및 MRC 블록 이외에 복잡한 다른 구성이 필요하지 않다.
2) MIMO SM in both layers
이 경우는 모바일 수신기들에서 단 하나의 안테나로 원하는 코어 레이어의 비트 레이트를 얻을 수 없는 경우에 적합하다. 이 경우는 통상의 코어 레이어 SNR 영역(region)인 낮은 SNR 영역에서 MIMO 멀티플렉싱 게인(코어 레이어)이 매우 적으므로, 코어 레이어에 MISO Alamouti를 적용하는 실시예가 바람직하다.
코어 레이어를 위해서 플레인 MISO나 MISO TDCFS가 사용되고, 인핸스드 레이어를 위해서 MIMO 공간 멀티플렉싱이 사용되는 경우, 송신기에서는 코어 레이어(CL) 셀 스트림이 복제되어(duplicated) 동일한 정보가 H 및 V 편파들(H and V polarizations)로 송신될 수 있다. MIMO 공간 멀티플렉싱을 이용(exploit)하는 인핸스드 레이어(EL) 셀 스트림은 MIMO 디멀티플렉싱과 프리코딩을 먼저 수행하고, 다음에 각 EL 서브-스트림이 두 CL 스트림들 중 하나에 삽입(injected into)된다. 그러므로, 다른 편파들로 송신되는 두 LDM 신호들(수평 극성에 CL+ELH, 수직 극성에 CL+ELV)이 있다. TDCFS가 사용되는 경우, 두 LDM 신호들은 상응하는 필터 셋들에 의해 필터링된다. 직교 파일럿 패턴들(SP3_4 and SP6_2)이 사용될 수 있다. 비록 이는 코어 레이어의 채널 추정을 위한 것이 아니지만, 고정형 수신기에서 올바른 디모듈레이션을 위해 필요할 수 있다.
비록, 다른 인핸스드 레이어(EL) 셀들(ELH,i 및 ELV,i)이 각 안테나로 전송되지만, 두 개의 인핸스드 레이어들은 마치 그들이 동일한 것과 동일한 방법으로(in the same way as if they were the same) 코어 레이어에 간섭한다고 가정될 수 있다. 따라서, 인핸스드 레이어는 부가적인 노이즈로 취급될 수 있고, 한 개의 안테나를 구비한 모바일 수신기들은 베이스라인 수신기일 수 있다.
모바일 수신기가 두 개의 안테나를 구비하는 경우에는, 코어 레이어가 MRC 컴바이닝 프로세스(MRC combining process)를 사용하여 어레이 게인을 얻을 수 있다.
고정형 수신기들에서도 코어 레이어(CL) 디모듈레이션을 위해, 동일한 코어 레이어 MRC 컴바이닝이 사용될 수 있다. 다음에, ELH 및 ELV를 디모듈레이션하기 위해, 코어 레이어는 복원되고 글로벌 LDM 신호로부터 캔슬(cancelled)되어야 한다. 그러나, 이 캔슬레이션은 SISO와 같이 단순(straightforward)하지 않다. 각 안테나(yH 및 yV)에 수신된 심볼들은 다른 채널 계수들로 필터링된 코어 레이어 셀들의 조합(yH를 위해서는 hHH,i·CH[i] + hHV,i·CV[i] 및 yV를 위해서는 hVH,i·CH[i] + hVV,i·CV[i])으로 구성된다. 따라서, 적절한 캔슬레이션을 위해 동일한 조합이 적용되어야 한다. 결국, ELH 및 ELV는 MIMO SM 시스템에서와 같이 디모듈레이션될 수 있다.
코어 레이어를 위해서 MISO Alamouti가 사용되고, 인핸스드 레이어를 위해서 MIMO 공간 멀티플렉싱이 사용되는 경우, 동일한 코어 레이어 셀 스트림이 H 및 V 편파들(H and V polarizations) 모두(both)로 송신되나, 다른 인핸스드 레이어(EL) 셀 스트림이 두 코어 레이어 스트림들로 삽입될 수 있다. 그러므로, 다른 편파들로 송신되는 두 LDM 신호들(수평 극성에 CL+ELH, 수직 극성에 CL+ELV)이 있다. 마지막으로, TDCFS 주파수 사전-왜곡 대신에 Alamouti 인코딩이 두 번째 안테나에 대하여 수행된다.
다시, 직교하는 PP(Preamble Pattern)들이 사용된다. 이는 인핸스드 레이어 채널 추정을 위해서도 필요하고, 코어 레이어 Alamouti 디코딩을 위해서도 필요하다.
모바일 수신기의 수신 안테나들의 수에 기반하여, 수신 심볼은 달라질 수 있다.
하나의 안테나를 구비하는 모바일 수신기들에서, 인핸스드 레이어(EL) 셀들(ELH 및 ELV)은 부가적인 AWGN 노이즈로 취급될 수 있다. 따라서, Alamouti 디코딩 프로세스는 Alamouti의 공간 다이버시티 게인을 얻을 수 있다. 그러나, 수신 안테나들이 완전히 수평 또는 수직으로 편파(polarized)되어 있으면, 시스템은 간단해질 수 있다. 이러한 경우에, 크로스-편파(cross-polar) 채널 계수들은 무시될 수 있다. 이러한 시나리오에서, Alamouti 디코딩이 필요 없을 수 있고, 따라서 MISO Alamouti 공간 다이버시티는 얻어지지 않고, 베이스라인 수신기가 사용될 수 있다.
모바일 수신기가 두 개의 안테나를 구비하는 경우에는, 코어 레이어가 MRC 컴바이닝 프로세스(MRC combining process)를 사용하여 어레이 게인을 얻을 수 있다. 또한, 수신 심볼의 편파(polarization)가 채널을 통해 변경(modified)되지 않으면 시스템은 단순화될 수 있다. 이 때, MRC 컴바이닝 블록의 사용에 의해 다이버시티 게인은 얻어지지 않고, 어레이 게인이 얻어질 수 있다.
고정형 수신기들에서, 코어 레이어(CL) 셀들은 먼저 디모듈레이션되고, 다음에 다시 모듈레이션되고 캔슬레이션된다. 그러나, 캔슬레이션은 다소 복잡하다. 다시 모듈레이션된 코어 레이어 신호는 MISO Alamouti를 수행해야 한다. 그러므로, 타임 인터리버(TI) 및 주파수 인터리버(FI)가 코어 레이어 셀들의 재변조를 위해 구현되어야 한다. 그리고 나서, Alamouti 인코딩이 수행된다. 다음에, co-polar 및 cross-polar 채널 계수들이 그에 맞춰 결합된다(combined accordingly). 마지막으로, ELH 및 ELV를 얻기 위해, 이 조합(combination)이 수신된 LDM 신호에서 감산된다. 캔슬레이션 프로세스 이후에, yEL1,i 및 yEL2,i에 특정(particular) Alamouti 디코딩을 적용하여 ELH,i 및 ELV,i+1 *이 추출될 수 있다. 마찬가지로(likewise), yEL1,i+1 및 yEL2,i+1에 다른 특정(other specific) Alamouti 디코딩을 적용하여 ELH,i+1 및 ELV,i * 이 추출될 수 있다.
두 레이어들 모두에 MIMO 공간 멀티플렉싱이 적용되는 경우, 송신기에서는 공통-레이어 MIMO 프리코더나 레이어별로 독립적인 MIMO 프리코더가 사용될 수 있다. 독립적인 프리코더를 사용하는 것이 더 유연한(flexible) 솔루션이지만, 송시기 복잡도를 증가시킨다. 그러나, MIMO 프리코더 게인은 CNR 문턱(threshold)(계층의 ModCod)에 의존한다. 그러므로, 독립적인 프리코더의 사용이 두 계층 모두를 위해 최적화된 성능을 제공한다.
두 안테나를 구비한 모바일 수신기는 비록 코어 레이어를 위해 의도된 것이지만, 공통 또는 독립적인 MIMO 프리코더에 상관 없이 상응하는 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다.
이 경우도, 고정형 수신기의 코어 레이어 캔슬레이션 프로세스는 복잡하다. 코어 레이어 리모듈레이션 심볼들은 전송 체인과 같이(likewise) MIMO 디멀티플렉서 및 MIMO 프리코더를 필요로 한다(공통 및 독립적인 MIMO 프리코더를 위해). 게다가, 수신된 LDM 신호들은 두 전송 컴포넌트들의 조합이므로, 리모듈레이션된 심볼들은 채널 계수들을 고려하여 결합되어야 한다. 코어 레이어 캔슬레이션 프로세스 이후에, 인핸스드 레이어를 디모듈레이션하기 위해 두 번째 MIMO BICM-1 체인이 수행된다.
도 14는 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 14를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치는 코어 레이어 BICM부(1410), 신호 복제부(1415), 인핸스드 레이어 BICM부(1420), 인젝션 레벨 컨트롤러들(1431, 1432), 결합기들(1441, 1442), 파워 노멀라이저들(1451, 1452), 타임 인터리버들(1461, 1462), 주파수 인터리버들(1471, 1472), 파일럿 패턴 삽입부들(1481, 1482), 사전왜곡부들(1491, 1492) 및 RF 신호 생성부들(1417, 1418)을 포함한다.
도 14에 도시된 코어 레이어 BICM부(1410), 인젝션 레벨 컨트롤러들(1431, 1432), 결합기들(1441, 1442), 파워 노멀라이저들(1451, 1452), 타임 인터리버들(1461, 1462), 주파수 인터리버들(1471, 1472) 및 파일럿 패턴 삽입부들(1481, 1482)과 관련된 구체적인 내용은 한국공개특허 2017-0009737호 등에 상세히 개시되어 있다.
도 14에 도시된 인핸스드 레이어 BICM부(1420)는 인핸스드 레이어에 MIMO를 적용한 것으로, 채널 부호화 및 비트 인터리빙된 비트열은 MIMO 디멀티플렉서(MIMO DEMUX)에 의해 두 개의 서브스트림들로 나눠지고, 서브스트림들 각각에 모듈레이션이 적용된다. 모듈레이션된 신호들은 MIMO 프리코더(EL MIMO PRECODER)를 통해 결합되고 두 개의 안테나들을 위하여 두 개의 신호들로 나눠진다. MIMO에 관한 보다 상세한 내용은 한국공개특허 2016-0084832호 등에 상세히 개시되어 있다.
도 14에 도시된 예는 코어 레이어에 플레인(plain) MISO 또는 MISO TDCFS 가 적용되고, 인핸스드 레이어에 MIMO SM(Spatial Multiplexing)이 적용된 경우이다. 이 때, 수평 편파 안테나(horizontal polarization antenna)는 LDM 신호 xH = CH · (CL + ELH)를 송신(플레인 MISO일 때 CH = 1)하고, 수직 편파 안테나(vertical polarization antenna)는 LDM 신호 xV = Cv · (CL + ELV)를 송신(플레인 MISO일 때 CV = 1)한다.
코어 레이어 BICM부(1410)는 입력된 데이터에 대한 채널 코딩, 비트 인터리빙 및 모듈레이션을 수행한다.
인핸스드 레이어 BICM부(1420)는 코어 레이어 BICM부(1410)와 같은 동작 이외에, MIMO 디멀티플렉서(MIMO DEMUX)를 포함하여 채널 부호화 및 비트 인터리빙된 비트열을 두 개의 서브스트림들로 나누고, 서브스트림들 각각을 변조한다. 이 때, 서브스트림들의 변조는 두 개의 모듈레이터에 의해 수행될 수도 있고, 한 개의 모듈레이터를 공유하여 수행될 수도 있다. 또한, 인핸스드 레이어 BICM부(1420)는 MIMO 프리코더(EL MIMO PRECODER)를 통해 모듈레이션된 신호들을 결합하고 다시 두 개의 안테나들을 위하여 두 개의 신호들로 나눈다.
즉, 인핸스드 레이어 BICM부(1420)는 인핸스드 레이어 데이터 스트림을 서로 다른 두 개의 인핸스드 레이어 서브스트림들로 나누고, 상기 인핸스드 레이어 서브스트림들에 상응하는 MIMO 프리코딩을 수행하여 제1 인핸스드 레이어 신호 및 제2 인핸스드 레이어 신호를 생성한다.
인젝션 레벨 컨트롤러들(1431, 1432)은 나눠진 두 개의 신호들의 파워를 줄여서 파워 리듀스드 인핸스드 레이어 신호들(ELH, ELV)을 생성한다. 이 때, 인젝션 레벨 컨트롤러들(1431, 1432)에서 조절되는 신호의 크기는 인젝션 레벨(injection level)에 따라 결정될 수 있다.
신호 복제부(1415)는 입력되는 코어 레이어 신호를 복제하여 두 개의 동일한 코어 레이어 신호들을 출력한다.
결합기들(1441, 1442)은 각각 코어 레이어 신호와 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합(combine)하여 멀티플렉싱된 신호를 생성한다. 즉, 결합기(1441)는 코어 레이어 신호와 인핸스드 레이어 신호(ELH)를 결합하고, 결합기(1442)는 코어 레이어 신호와 인핸스드 레이어 신호(ELV)를 결합한다.
파워 노멀라이저들(1451, 1452)은 각각 멀티플렉싱된 신호의 파워를, 코어 레이어 신호에 상응하는 파워로 낮춰서 파워 노멀라이즈드 신호를 생성한다.
타임 인터리버들(1461, 1462)은 각각 파워 노멀라이즈드 신호를 타임 인터리빙하여 타임 인터리빙된 신호를 생성한다.
주파수 인터리버들(1471, 1472)은 각각 타임 인터리빙된 신호를 주파수 인터리빙하여 주파수 인터리빙된 신호를 생성한다.
파일럿 패턴 삽입부들(1481, 1482)은 각각 주파수 인터리빙된 신호에 파일럿 패턴을 삽입한다. 이 때, 파일럿 패턴 삽입부들(1481, 1482)은 서로 다른 파일럿을 삽입할 수 있다.
도 14에서 파일럿 패턴 삽입부들(1481, 1482)의 출력들은 i번째 서브캐리어에 상응하는 데이터(레이어드 디비전 멀티플렉스드 데이터)일 수 있고, 송신 안테나 처리의 대상일 수 있다.
사전왜곡부들(1491, 1492)은 각각 데이터를 사전왜곡하여 두 안테나들에 상응하는 신호들 사이의 코릴레이션을 줄인다. 이 때, 사전왜곡부들(1491, 1492)은 전송 다이버시티 코드 필터 셋(Transmit Diversity Code Filter Set; TDCFS)을 이용한 사전 왜곡 처리를 수행할 수 있다.
도 14에 도시된 예에서 사전왜곡부들(1491, 1492)은 청구항에 기재된 송신 안테나 처리를 수행하는 것으로 볼 수 있다.
RF 신호 생성부들(1417, 1418)은 각각 사전왜곡된(송신 안테나 처리된) 신호를 이용하여 안테나를 통해 전송되는 RF 송신 신호를 생성한다.
이 때, RF 신호 생성부들(1417, 1418)에 의해 생성되는 RF 송신 신호들은 안테나들에 상응하는 송신 안테나 처리에 기반하여 생성될 수 있다.
도 14에 도시된 두 안테나들은 하나의 송신기 내에 구비될 수 있다.
도 15는 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 15를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부(1510), 추정 및 등화부(1520), 주파수 디인터리버(1530), 타임 디인터리버(1540) 및 코어 레이어 BICM 디코더(1550)를 포함한다.
도 15에 도시된 모바일 방송 신호 수신 장치는 LDM된 방송 신호가 송신되는 경우에도 인핸스드 레이어 신호는 복원하지 않고, 코어 레이어 신호만을 복원할 수 있다.
RF 수신부(1510)는 두 안테나들을 통해 송신된 신호들을 수신하여 수신된 신호를 생성한다.
추정 및 등화부(1520)는 채널 추정 및 등화를 수행한다. 이 때, 추정 및 등화부는 송신기에서 수행된 사전왜곡을 채널의 일부로 보고 등화 과정에서 이를 보상할 수 있다.
주파수 디인터리버(1530)는 주파수 영역의 디인터리빙을 수행하고, 타임 디인터리버(1540)는 시간 영역의 디인터리빙을 수행한다.
코어 레이어 BICM 디코더(1550)는 송신기의 코어 레이어 BICM부의 역과정을 수행한다. 코어 레이어 BICM 디코더(1550) 관련 구체적인 내용은 한국공개특허 2017-0009737호 등에 상세히 개시되어 있다.
도 15에 도시된 예는 코어 레이어에 플레인(plain) MISO 또는 MISO TDCFS 가 적용되고, 인핸스드 레이어에 MIMO SM(Spatial Multiplexing)이 적용된 경우이다. 이 때, 수신 안테나의 편파(polarization)는 성능에 영향을 주지 않을 수 있다.
도 16은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 16을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부들(1611, 1612), 채널 추정부들(1621, 1622), MRC 컴바이닝부(1623), 주파수 디인터리버(1630), 타임 디인터리버(1640), 코어 레이어 BICM 디코더(1650), 코어 레이어 BICM부(1660), LDM 버퍼들(1671, 1672), LDM 캔슬레이션부(1680) 및 인핸스드 레이어 BICM 디코더(1690)를 포함한다.
도 16에 도시된 고정형 방송 신호 수신 장치는 LDM된 방송 신호를 수신하여 코어 레이어 신호 및 인핸스드 레이어 신호를 복원할 수 있다.
도 16에 도시된 예는 코어 레이어에 플레인(plain) MISO 또는 MISO TDCFS 가 적용되고, 인핸스드 레이어에 MIMO SM(Spatial Multiplexing)이 적용된 경우이다.
RF 수신부들(1611, 1612)은 두 안테나들을 통해 송신된 신호들을 수신하여 수신 신호들을 생성한다.
채널 추정부들(1621, 1622)은 수신 안테나들 및 송신 안테나들 사이의 채널을 추정한다. 이 때, 채널 추정부들(1621, 1622)은 송신기에서 수행된 사전왜곡을 채널의 일부로 보고 채널을 추정할 수 있다.
MRC 컴바이닝부(1623)는 추정된 채널들에 기반하여 어레이 게인을 얻기 위한 것으로, MRC 컴바이닝부(1623)의 상세한 동작에 대해서는 수학식 12를 통해 후술한다.
주파수 디인터리버(1630)는 주파수 영역의 디인터리빙을 수행하고, 타임 디인터리버(1640)는 시간 영역의 디인터리빙을 수행한다.
코어 레이어 BICM 디코더(1650)는 송신기의 코어 레이어 BICM부의 역과정을 수행한다.
코어 레이어 BICM부(1660)는 복원된 코어 레이어 스트림에 대하여 다시 BICM을 수행하고, 두 개의 LDM 버퍼들(1671, 1672) 및 LDM 캔슬레이션부(1680)를 통해 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된다. 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된 신호는 인핸스드 레이어 BICM 디코더(1690)를 통해 인핸스드 레이어 출력 스트림으로 복원된다.
이 때, 캔슬레이션은 코어 레이어 신호에 상응하고, 수신 안테나들 각각을 위하여 별개로 수행될 수 있다.
이 때, 코어 레이어 캔슬레이션 프로세스는 코어 레이어와 상응하는 채널 계수들의 결합을 필요로 한다. 즉, 캔슬레이션은 수신 안테나들(RFH, RFV) 중 수신 안테나(RFH)와 관련된 채널들(hHHCH, hHVCV)에 상응하는 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 수신 안테나(RFH)에 상응하는 LDM 버퍼(1671)의 버퍼 신호에서 감산하여 캔슬레이션 신호(yH')를 생성하고, 수신 안테나들(RFH, RFV) 중 수신 안테나(RFV)와 관련된 채널들(hVHCH, hVVCV)에 상응하는 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 수신 안테나(RFV)에 상응하는 LDM 버퍼(1672)의 버퍼 신호에서 감산하여 캔슬레이션 신호(yV')를 생성할 수 있다.
이 때, 인핸스드 레이어 BICM 디코더(1690)는 캔슬레이션 신호들(yH', yV')을 모두 이용하여 상기 인핸스드 레이어 신호를 복원할 수 있다.
인핸스드 레이어 BICM 디코더(1690)는 캔슬레이션 신호들(yH', yV')을 모두 이용하여 MIMO 디코딩을 수행하고, MIMO 디코딩된 결과를 MIMO 디맵퍼(MIMO MAP-1)에 의해 디모듈레이션하고, 디모듈레이션된 결과를 하나의 스트림으로 MIMO 멀티플렉한 후 그 결과를 비트 디인터리빙 및 FEC 디코딩하여 인핸스드 레이어 신호를 생성한다.
이 때, MIMO 디맵퍼(MIMO MAP-1)는 송신기의 인핸스드 레이어 BICM부 내의 모듈레이터에 상응하는 것일 수 있다.
코어 레이어 BICM 디코더(1650), 인핸스드 레이어 BICM 디코더(1690) 및 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션을 통한 인핸스드 레이어 신호의 복원에 대해서는 한국공개특허 2017-0009737호 등에 상세히 개시되어 있다.
도 15 및 도 16에 명시적으로 도시되지는 아니하였으나, 코어 레이어 BICM 디코더 앞단에는 파워 노멀라이저의 역기능을 수행하는 파워 디노멀라이저가 구비될 수도 있다.
도 14에 도시된 송신기를 통하여 송신되고, 도 15의 수신기를 통하여 수신되는 수신 신호는 하기 수학식 10과 같이 표현된다.
[수학식 10]
Figure 112018051113914-pat00010
여기서, i는 서브캐리어 인덱스이고, h는 채널을 나타내고, 이 때, CH[i] 및 CV[i]는 TDCFS 코딩 필터 셋들을 나타내고, n은 노이즈를 나타낸다. 플레인 MISO의 경우, CH[i] 및 CV[i]는 1이다.
도 2 및 도 3에 도시된 수신기들의 채널 추정기들은 상응하는 필터링과 두 채널의 결합(combination of the two channel with their corresponding filtering)을 하나의 채널 주파수 응답으로 제공한다.
도 14에 도시된 송신기를 통하여 송신되고, 도 16의 수신기를 통하여 수신되는 수신 신호는 하기 수학식 11과 같이 표현된다.
[수학식 11]
Figure 112018051113914-pat00011
여기서, i는 서브캐리어 인덱스이고, h는 채널을 나타내고, 이 때, CH[i] 및 CV[i]는 TDCFS 코딩 필터 셋들을 나타내고, n은 노이즈를 나타낸다. 플레인 MISO의 경우, CH[i] 및 CV[i]는 1이다.
두 개의 수신 안테나가 있으므로, 코어 레이어 역시 하기 수학식 12와 같이 MRC 컴바이닝 프로세스를 사용하여 어레이 게인을 이용(exploit)할 수 있다.
[수학식 12]
Figure 112018051113914-pat00012
캔슬레이션 프로세스를 위해, 하기 수학식 13과 같이 다시 인코딩된(re-encoded) 코어 레이어 심볼들은 결합되고, yH 및 yV로부터 캔슬되어야 한다(should be combined and cancelled from yH and yV).
[수학식 13]
Figure 112018051113914-pat00013
코어 레이어 심볼들이 제거된 후 수신 심볼들은 하기 수학식 14와 같이 표현된다.
[수학식 14]
Figure 112018051113914-pat00014
마침내, ELH 및 ELV 가 MIMO SM 시스템에서와 같이(as in MIMO SM system) 디모듈레이션될 수 있다.
도 17은 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 17을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치는 코어 레이어 BICM부(1710), 신호 복제부(1715), 인핸스드 레이어 BICM부(1720), 인젝션 레벨 컨트롤러들(1731, 1732), 결합기들(1741, 1742), 파워 노멀라이저들(1751, 1752), 타임 인터리버들(1761, 1762), 주파수 인터리버들(1771, 1772), Alamouti 인코더(1790), 파일럿 패턴 삽입부들(1781, 1782) 및 RF 신호 생성부들(1717, 1718)을 포함한다.
도 17에 도시된 코어 레이어 BICM부(1710), 신호 복제부(1715), 인핸스드 레이어 BICM부(1720), 인젝션 레벨 컨트롤러들(1731, 1732), 결합기들(1741, 1742), 파워 노멀라이저들(1751, 1752), 타임 인터리버들(1761, 1762), 주파수 인터리버들(1771, 1772)은 이미 도 4를 통해 설명한 바 있다.
도 17에 도시된 예는 코어 레이어에 MISO Alamouti가 적용되고, 인핸스드 레이어에 MIMO SM(Spatial Multiplexing)이 적용된 경우이다. 이 때, 수평 편파 안테나(horizontal polarization antenna)는 LDM 신호 CL + ELH를 수정 없이(without any modification) 송신하고, 수직 편파 안테나(vertical polarization antenna)는 Alamouti 인코딩에 따라 LDM 신호 CL + ELV의 셀들을 컨쥬게이트(conjugate)하고, 쌍으로 인터리빙한다(pairwise interleave).
Alamouti 인코더(1790)는 두 안테나들로 송신되는 신호를 두 그룹으로 나누고, 수평 편파 안테나로 송신되는 신호들(첫 번째 그룹)은 수정(modification) 없이 그대로 내보내고, 수직 편파 안테나로 송신되는 신호들(두 번?? 그룹)은 그룹들간의 직교성을 유지하기 위해 두 QAM 심볼들 블록들(QAM symbol blocks)로 수정한다.
파일럿 패턴 삽입부들(1781, 1782)은 각각 Alamouti 인코딩된 신호에 파일럿 패턴을 삽입한다. 이 때, 파일럿 패턴 삽입부들(1781, 1782)은 서로 다른 파일럿 패턴을 삽입할 수 있고, 도 14에 도시된 파일럿 패턴 삽입부들보다는 복잡한 구조로 보다 많은 파일럿 패턴들을 삽입할 수 있다.
도 17에 도시된 Alamouti 인코더(1790) 및 파일럿 패턴 삽입부들(1781, 1782)은 송신 안테나 처리를 수행할 수 있다. 즉, Alamouti 인코더(1790)는 수평 편파 안테나에 상응하는 신호 및 수직 편파 안테나에 상응하는 신호 사이의 코릴레이션을 줄이는 Alamouti 인코딩을 수행하고, 파일럿 패턴 삽입부들(1781, 1782)은 각각의 그룹 신호들에 대한 파일럿 패턴 삽입을 수행하여 송신 안테나 처리를 수행할 수 있다. 이 때, Alamouti 인코딩은 수평 편파 안테나에 상응하는 신호 및 수직 편파 안테나에 상응하는 신호 사이의 직교성(orthogonality)을 유지하기 위한 것일 수 있다.
RF 신호 생성부(1717)는 결합기(1741)에 의해 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 수평 편파 안테나를 통해 송신되는 RF 송신 신호를 생성하고, RF 신호 생성부(1718)는 결합기(1742)에 의해 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 수직 편파 안테나를 통해 송신되는 RF 송신 신호를 생성한다. 이 때, RF 송신 신호들은 안테나들에 상응하는 송신 안테나 처리에 기반하여 생성될 수 있다.
도 17에 도시된 두 안테나들은 하나의 송신기 내에 구비될 수 있다.
도 18은 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 18를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부(1810), 채널 추정부(1820), Alamouti 디코더(1825), 주파수 디인터리버(1830), 타임 디인터리버(1840) 및 코어 레이어 BICM 디코더(1850)를 포함한다.
도 18에 도시된 모바일 방송 신호 수신 장치는 LDM된 방송 신호가 송신되는 경우에도 인핸스드 레이어 신호는 복원하지 않고, 코어 레이어 신호만을 복원할 수 있다.
RF 수신부(1810)는 두 안테나들을 통해 송신된 신호들을 수신하여 수신된 신호를 생성한다.
채널 추정부(1820)는 두 개의 송신 안테나들로부터의 채널들 모두(both)에 대하여 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response; CFR)을 추정한다. 이를 위해, 송신기에서는 두 안테나들 사이에 직교 파일럿 패턴들(orthogonal pilot patterns)을 사용할 수 있다.
Alamouti 디코더(1825)는 송신기의 Alamouti 인코딩에 상응하는 디코딩 동작을 수행한다. Alamouti 디코더(1825)의 동작은 수학식 16을 통해 후술한다.
이 때, Alamouti 디코더(1825)는 두 송신 안테나들에 상응하는 채널들 모두에 대한 채널 추정에 기반한 Alamouti 디코딩을 수행할 수 있다.
주파수 디인터리버(1830)는 주파수 영역의 디인터리빙을 수행하고, 타임 디인터리버(1840)는 시간 영역의 디인터리빙을 수행한다.
코어 레이어 BICM 디코더(1850)는 송신기의 코어 레이어 BICM부의 역과정을 수행한다.
도 19는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 19를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부들(1911, 1912), 채널 추정부들(1921, 1922), MRC 및 Alamouti 디코딩부(1923), 주파수 디인터리버(1930), 타임 디인터리버(1940), 코어 레이어 BICM 디코더(1950), 코어 레이어 BICM부(1960), 타임 인터리버(1961), 주파수 인터리버(1962), Alamouti 재인코더(1963), LDM 버퍼들(1971, 1972), LDM 캔슬레이션부(1980), Alamouti 디코더(1991), 주파수 디인터리버들(1992, 1993), 타임 디인터리버들(1995, 1996) 및 인핸스드 레이어 BICM 디코더(1990)를 포함한다.
도 19에 도시된 고정형 방송 신호 수신 장치는 LDM된 방송 신호를 수신하여 코어 레이어 신호 및 인핸스드 레이어 신호를 복원할 수 있다.
도 19에 도시된 예는 코어 레이어에 MISO Alamouti가 적용되고, 인핸스드 레이어에 MIMO SM이 적용된 경우이다.
RF 수신부들(1911, 1912)은 두 안테나들을 통해 송신된 신호들을 수신하여 수신 신호들을 생성한다.
채널 추정부들(1921, 1922)은 수신 안테나들 및 송신 안테나들 사이의 채널을 추정한다.
MRC 및 Alamouti 디코딩부(1923)는 추정된 채널들에 기반하여 어레이 및 다이버시티 게인을 얻기 위한 것으로, MRC 및 Alamouti 디코딩부(1923)의 상세한 동작에 대해서는 수학식 18을 통해 후술한다.
주파수 디인터리버(1930)는 주파수 영역의 디인터리빙을 수행하고, 타임 디인터리버(1940)는 시간 영역의 디인터리빙을 수행한다.
코어 레이어 BICM 디코더(1950)는 송신기의 코어 레이어 BICM부의 역과정을 수행한다.
코어 레이어 BICM부(1960)는 복원된 코어 레이어 스트림에 대하여 다시 BICM을 수행하고, 두 개의 LDM 버퍼들(1971, 1972) 및 LDM 캔슬레이션부(1980)를 통해 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된다. 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된 신호는 인핸스드 레이어 BICM 디코더(1990)를 통해 인핸스드 레이어 출력 스트림으로 복원된다.
이 때, 캔슬레이션을 위해, 코어 레이어 BICM부(1960)에 의해 다시 BICM된 신호는 타임 인터리버(1961) 및 주파수 인터리버(1962)에 의해 다시 타임 인터리빙 및 주파수 인터리빙되고, 인터리빙 된 신호는 Alamouti 재인코딩부(1963)에 의해 다시 Alamouti 인코딩되어 LDM 캔슬레이션부(1980)로 제공된다.
즉, LDM 캔슬레이션부(1980)의 캔슬레이션 과정(cancellation process)은 Alamouti 재-인코딩 및 상응하는 채널 계수들과의 결합을 필요로 한다.
이 때, 캔슬레이션은 코어 레이어 신호에 상응하고, 수신 안테나들 각각을 위하여 별개로 수행될 수 있다.
이 때, 캔슬레이션은 수신 안테나들(RFH, RFV) 중 수신 안테나(RFH)와 관련된 채널들(hHH, hHV)에 상응하는 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 수신 안테나(RFH)에 상응하는 LDM 버퍼(1971)의 버퍼 신호에서 감산하여 캔슬레이션 신호(yH')를 생성하고, 수신 안테나들(RFH, RFV) 중 수신 안테나(RFV)와 관련된 채널들(hVH, hVV)에 상응하는 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 수신 안테나(RFV)에 상응하는 LDM 버퍼(1972)의 버퍼 신호에서 감산하여 캔슬레이션 신호(yV')를 생성할 수 있다.
이 때, 인핸스드 레이어 BICM 디코더(1990)는 캔슬레이션 신호들(yH', yV')을 모두 이용하여 상기 인핸스드 레이어 신호를 복원할 수 있다. 이 때, LDM 캔슬레이션 이후에 캔슬레이션 신호들(yH', yV')을 모두 이용하여 Alamouti 디코더(1991)에 의한 Alamouti 디코딩이 수행되고, Alamouti 디코딩된 신호들은 주파수 디인터리버들(1992, 1993)에 의해 주파수 디인터리빙되고 타임 디인터리버들(1995, 1996)에 의해 타임 디인터리빙된 후 인핸스드 레이어 BICM 디코더(1990)로 제공된다.
Alamouti 디코더(1991)의 Alamouti 디코딩에 관해서는 수학식 21 및 22를 통해 후술한다.
인핸스드 레이어 BICM 디코더(1990)는 캔슬레이션 신호들(yH', yV')에 대한 Alamouti 디코딩, 주파수 디인터리빙 및 타임 디인터리빙이 수행된 이후, MIMO 디코딩을 수행하고, MIMO 디코딩된 결과를 MIMO 디맵퍼(MIMO MAP-1)에 의해 디모듈레이션하고, 디모듈레이션된 결과를 하나의 스트림으로 MIMO 멀티플렉한 후 그 결과를 비트 디인터리빙 및 FEC 디코딩하여 인핸스드 레이어 신호를 생성한다.
이 때, MIMO 디맵퍼(MIMO MAP-1)는 송신기의 인핸스드 레이어 BICM부 내의 모듈레이터에 상응하는 것일 수 있다.
도 18 및 도 19에 명시적으로 도시되지는 아니하였으나, 코어 레이어 BICM 디코더 앞단에는 파워 노멀라이저의 역기능을 수행하는 파워 디노멀라이저가 구비될 수도 있다.
도 17에 도시된 송신기를 통하여 송신되고, 도 18의 수신기를 통하여 수신되는 수신 신호는 하기 수학식 15과 같이 표현된다.
[수학식 15]
Figure 112018051113914-pat00015
인핸스드 레이어 셀들은 부가적인 AWGN(additional AWGN)으로 취급된다. 따라서, Alamouti 디코딩 과정은 하기 수학식 16과 같이 표현된다.
[수학식 16]
Figure 112018051113914-pat00016
도 17에 도시된 송신기를 통하여 송신되고, 도 19의 수신기를 통하여 수신되는 수신 신호는 하기 수학식 17과 같이 표현된다.
[수학식 17]
Figure 112018051113914-pat00017
코어 레이어는 하기 수학식 18과 같이 MRC 컴바이닝을 사용하여 어레이 게인을 이용(exploit)할 수 있다.
[수학식 18]
Figure 112018051113914-pat00018
캔슬레이션 프로세스를 위해, 하기 수학식 19과 같이 다시 인코딩된(re-encoded) 코어 레이어 심볼들은 다시 Alamouti 인코딩되고, 결합되고, yH 및 yV로부터 캔슬되어야 한다(should be Alamouti encoded again, combined and cancelled from yH and yV).
[수학식 19]
Figure 112018051113914-pat00019
코어 레이어 심볼들이 제거된 후 수신 심볼들은 하기 수학식 20과 같이 표현된다.
[수학식 20]
Figure 112018051113914-pat00020
다음으로, 두 별개의(two separate) Alamouti 디코딩 프로세스들이 하기 수학식 21 및 22와 같이 수행된다.
[수학식 21]
Figure 112018051113914-pat00021
[수학식 22]
Figure 112018051113914-pat00022
이하, 모바일 수신기도 고정형 수신기와 마찬가지로 두 개의 안테나를 구비하는 경우에 대하여 설명한다.
먼저, 코어 레이어를 위해 MISO 스킴들(Plain MISO, MISO TDCFS 또는 MISO Alamouti)가 사용되고, 인핸스드 레이어에 MIMO SM이 사용되는 경우를 설명한다.
이 경우, 송신기 구조는 도 14 또는 도 17을 통해 설명된 구조와 동일하고, 고정형 수신기 구조는 도 16 또는 19에 도시된 구조와 동일하다.
도 20은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 20을 참조하면, 코어 레이어에 플레인 MISO나 MISO TDCFS가 적용되고 인핸스드 레이어에 MIMO SM이 적용되는 경우 모바일 수신기가 두 개의 안테나들을 구비한 것을 알 수 있다.
이 경우에, 코어 레이어 신호에 대한 SIMO 어레이 게인을 이용하기 위해서, 수학식 12에 따른 MRC 컴바이닝 방법이 적용될 수 있다.
도 21은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 21을 참조하면, 도 21을 참조하면, 코어 레이어에 MISO Alamouti 가 적용되고 인핸스드 레이어에 MIMO SM이 적용되는 경우 모바일 수신기가 두 개의 안테나들을 구비한 것을 알 수 있다.
이 경우에, 코어 레이어 신호에 대한 SIMO 어레이 게인을 이용하기 위해서, 수학식 18에 따른 MRC 및 Alamouti 컴바이닝 방법이 적용될 수 있다.
도 20 및 도 21은 각각 도 16 및 19의 일부에 해당하고, 각 구성요소들에 대해서는 전술한 바 있으므로 각 구성요소의 동작에 관한 자세한 내용은 다시 설명하지 않는다.
도 20에 도시된 수신기로 수신되는 수신 심볼들은 수학식 11과 같이 표현되고, 도 21에 도시된 수신기로 수신되는 수신 심볼들은 수학식 15와 같이 표현된다. 이 때, MRC 컴바이닝은 수학식 12 또는 수학식 18과 같이 수행될 수 있다.
이 때, 고정형 수신기는 수학식 13 또는 수학식 19와 동일한 캔슬레이션 프로세스를 수행할 수 있다.
이하, 코어 레이어 및 인핸스드 레이어 두 개층 모두를 위해 MIMO SM(Spatial Multiplexing)이 사용되는 경우를 설명한다.
도 22는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 22를 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치는 코어 레이어 BICM부(2210), 인핸스드 레이어 BICM부(2220), 인젝션 레벨 컨트롤러들(2231, 2232), 결합기들(2241, 2242), 파워 노멀라이저들(2251, 2252), 타임 인터리버들(2261, 2262), 주파수 인터리버들(2271, 2272), 파일럿 패턴 삽입부들(2281, 2282) 및 RF 신호 생성부들(2217, 2218)을 포함한다.
도 22에 도시된 인핸스드 레이어 BICM부(2220), 인젝션 레벨 컨트롤러들(2231, 2232), 결합기들(2241, 2242), 파워 노멀라이저들(2251, 2252), 타임 인터리버들(2261, 2262), 주파수 인터리버들(2271, 2272) 및 RF 신호 생성부들(2217, 2218)은 이미 전술한 바 있다.
도 22에 도시된 예에서, 인핸스드 레이어와 마찬가지로 코어 레이어에도 MIMO SM이 적용된다. 즉, 코어 레이어 BICM부(2210)도 인핸스드 레이어 BICM부(2220)와 같이, MIMO 디멀티플렉서(MIMO DEMUX)를 포함하여 채널 부호화 및 비트 인터리빙된 비트열을 두 개의 서브스트림들로 나누고, 서브스트림들 각각을 변조한다. 이 때, 서브스트림들의 변조는 두 개의 모듈레이터들에 의해 수행될 수도 있고, 한 개의 모듈레이터를 공유하여 수행될 수도 있다. 또한, 코어 레이어 BICM부(2210)는 MIMO 프리코더(CL MIMO PRECODER)를 통해 모듈레이션된 신호들을 결합하고 다시 두 개의 안테나들을 위하여 두 개의 신호들로 나눈다.
즉, 코어 레이어 BICM부(2210)는 코어 레이어 데이터 스트림을 서로 다른 두 개의 코어 레이어 서브스트림들로 나누고, 상기 코어 레이어 서브스트림들에 상응하는 MIMO 프리코딩을 수행하여 제1 코어 레이어 신호 및 제2 코어 레이어 신호를 생성한다.
파일럿 패턴 삽입부들(2281, 2282)은 수평 안테나를 위한 LDM 신호 및 수직 안테나를 위한 LDM 신호에 적합한 파일럿 패턴을 삽입한다. 이 때, 파일럿 패턴 삽입부들(2281, 2282)은 서로 다른 파일럿 패턴을 삽입할 수 있다.
도 22에 도시된 예에서 송신 안테나 처리는 수평 안테나를 위한 제1 LDM 신호 및 수직 안테나를 위한 제2 LDM 신호 각각에 적합한 파일럿 패턴을 삽입하는 것일 수 있다.
도 22에 도시된 두 안테나들은 하나의 송신기 내에 구비될 수 있다.
도 23은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 23을 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부들(2311, 2312), 채널 추정부들(2321, 2322), 주파수 디인터리버들(2331, 2332), 타임 디인터리버들(2341, 2342) 및 코어 레이어 BICM 디코더(2350)를 포함한다.
이 때, 채널 추정부(2321)는 수평 편파 안테나와 관련된 채널들을 추정하고, 채널 추정부(2322)는 수직 편파 안테나와 관련된 채널들을 추정할 수 있다. 이 때, 관련된 채널들은 크로스 채널들을 포함할 수 있다.
도 23에 도시된 예에서 주파수 디인터리버들(2331, 2332) 및 타임 디인터리버들(2341. 2342)은 수평 편파 안테나 및 수직 편파 안테나 각각을 위한 주파수 및 타임 디인터리빙 동작을 수행한다.
또한, 코어 레이어 BICM 디코더(2350)는 도 16 및 도 19에 도시된 인핸스드 레이어 BICM 디코더와 마찬가지로 두 안테나 신호들에 기반하여 MIMO 디코딩을 수행하고, MIMO 디코딩된 결과를 MIMO 디맵퍼(MIMO MAP-1)에 의해 디모듈레이션하고, 디모듈레이션된 결과를 하나의 스트림으로 MIMO 멀티플렉싱한 후 그 결과를 비트 디인터리빙 및 FEC 디코딩하여 코어 레이어 신호를 생성한다.
즉, 도 23에 도시된 예는 코어 레이어 MIMO를 위해 두 번째 수신 체인 및 보다 복잡한 MIMO 디맵퍼가 필요하다.
도 24는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 24를 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치는 RF 수신부들(2411, 2412), 채널 추정부들(2421, 2422), 주파수 디인터리버들(2431, 2432), 타임 디인터리버들(2441, 2442), 코어 레이어 BICM 디코더(2450), 코어 레이어 BICM부(2460), LDM 버퍼들(2471, 2472), LDM 캔슬레이션부(2480) 및 인핸스드 레이어 BICM 디코더(2490)를 포함한다.
도 24에 도시된 고정형 방송 신호 수신 장치는 LDM된 방송 신호를 수신하여 코어 레이어 신호 및 인핸스드 레이어 신호를 복원할 수 있다.
도 24에 도시된 예는 코어 레이어 및 인핸스드 레이어에 MIMO SM이 적용된 경우이다.
RF 수신부들(2411, 2412)은 두 안테나들을 통해 송신된 신호들을 수신하여 수신 신호들을 생성한다.
채널 추정부들(2421, 2422)은 수신 안테나들 및 송신 안테나들 사이의 채널을 추정한다.
도 24에 도시된 예에서, 주파수 디인터리버들(2431, 2432) 및 타임 디인터리버들(2441. 2442)은 수평 편파 안테나 및 수직 편파 안테나 각각을 위한 주파수 및 타임 디인터리빙 동작을 수행한다.
코어 레이어 BICM 디코더(2450)는 송신기의 코어 레이어 BICM부의 역과정을 수행한다.
도 24에 도시된 예에서, 코어 레이어 BICM 디코더(2450)는 도 16 및 도 19에 도시된 인핸스드 레이어 BICM 디코더와 마찬가지로 두 안테나 신호들에 기반하여 MIMO 디코딩을 수행하고, MIMO 디코딩된 결과를 MIMO 디맵퍼(MIMO MAP-1)에 의해 디모듈레이션하고, 디모듈레이션된 결과를 하나의 스트림으로 MIMO 멀티플렉싱한 후 그 결과를 비트 디인터리빙 및 FEC 디코딩하여 코어 레이어 신호를 생성한다.
코어 레이어 BICM부(2460)는 복원된 코어 레이어 스트림에 대하여 다시 BICM을 수행하는데, MIMO 디멀티플렉서(MIMO DEMUX)를 포함하여 채널 부호화 및 비트 인터리빙된 비트열을 두 개의 서브스트림들로 나누고, 서브스트림들 각각을 변조한다. 이 때, 서브스트림들의 변조는 두 개의 모듈레이터들에 의해 수행될 수도 있고, 한 개의 모듈레이터를 공유하여 수행될 수도 있다. 또한, 코어 레이어 BICM부(2460)는 MIMO 프리코더(CL MIMO PRECODER)를 통해 모듈레이션된 신호들을 결합하고 다시 두 개의 안테나들을 위하여 두 개의 신호들로 나눈다.
두 개의 LDM 버퍼들(2471, 2472) 및 LDM 캔슬레이션부(2480)를 통해 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된다. 코어 레이어에 상응하는 캔슬레이션이 수행된 신호는 인핸스드 레이어 BICM 디코더(2490)를 통해 인핸스드 레이어 출력 스트림으로 복원된다.
이 때, LDM 캔슬레이션부(2480)의 캔슬레이션 과정(cancellation process)은 MIMO 인코더 및 상응하는 채널 계수들과의 결합(a combination with the corresponding channel coefficients)을 필요로 한다.
이 때, 캔슬레이션은 코어 레이어 신호에 상응하고, 수신 안테나들 각각을 위하여 별개로 수행될 수 있다.
이 때, 캔슬레이션은 수신 안테나들(RFH, RFV) 중 수신 안테나(RFH)와 관련된 채널들(hHH, hHV)에 상응하는 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 수신 안테나(RFH)에 상응하는 LDM 버퍼(2471)의 버퍼 신호에서 감산하여 캔슬레이션 신호(yH')를 생성하고, 수신 안테나들(RFH, RFV) 중 수신 안테나(RFV)와 관련된 채널들(hVH, hVV)에 상응하는 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 수신 안테나(RFV)에 상응하는 LDM 버퍼(2472)의 버퍼 신호에서 감산하여 캔슬레이션 신호(yV')를 생성할 수 있다.
이 때, 인핸스드 레이어 BICM 디코더(2490)는 캔슬레이션 신호들(yH', yV')을 모두 이용하여 상기 인핸스드 레이어 신호를 복원할 수 있다.
인핸스드 레이어 BICM 디코더(2490)는 캔슬레이션 신호들(yH', yV')을 이용하여 MIMO 디코딩을 수행하고, MIMO 디코딩된 결과를 MIMO 디맵퍼(MIMO MAP-1)에 의해 디모듈레이션하고, 디모듈레이션된 결과를 하나의 스트림으로 MIMO 멀티플렉한 후 그 결과를 비트 디인터리빙 및 FEC 디코딩하여 인핸스드 레이어 신호를 생성한다.
이 때, MIMO 디맵퍼(MIMO MAP-1)는 송신기의 인핸스드 레이어 BICM부 내의 모듈레이터에 상응하는 것일 수 있다.
도 23 및 도 24에 명시적으로 도시되지는 아니하였으나, 코어 레이어 BICM 디코더 앞단에는 파워 노멀라이저의 역기능을 수행하는 파워 디노멀라이저가 구비될 수도 있다.
도 22에 도시된 송신기를 통하여 송신되고, 도 23 또는 24의 수신기를 통하여 수신되는 수신 신호는 하기 수학식 23과 같이 표현된다.
[수학식 23]
Figure 112018051113914-pat00023
도 23에 도시된 모바일 수신기는 인핸스드 레이어(EL) 심볼들을 부가적인 AWGN 잡음으로 가정하고, 상기 수학식 23의 수신 심볼들에 MIMO SM 디맵핑을 수행한다.
도 24에 도시된 고정형 수신기에서 재모듈레이션된 코어 레이어 심볼들은 MIMO 안테나 스킴에 따라 결합되어야 한다. 필요한 캔슬레이션 프로세스는 하기 수학식 24와 같다.
[수학식 24]
Figure 112018051113914-pat00024
MIMO를 위해 사용되는 MISO 기술들 중에서는 MISO Alamouti가 좋은 성능을 보여준다. 그러나, 도 19를 통해 설명한 바와 같이 MISO Alamouti가 적용되는 경우 코어 레이어 캔슬레이션 과정이 복잡해진다. Alamouti 인코딩이 송신 체인의 마지막에 쌍으로(pairwise) 셀 인터리빙을 수행하므로, 타임 인터리빙 및 주파수 인터리빙이 재모듈레이션 프로세스에서 수행되어야 한다.
따라서, Alamouti를 사용하는 경우와 성능이 비슷하면서도 코어 레이어 캔슬레이션 프로세스를 보다 간단하게 구현할 수 있는 새로운 기법이 필요하다.
도 25는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 25를 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 장치는 도 22에 도시된 구조와 유사하나 셀 디바이더(CELL DIVIDER)에 의해 두 개의 서로 다른 코어 레이어 신호들이 생성되는 것을 알 수 있다.
이 때, 코어 레이어 BICM부 이후에 구비된 셀 디바이더 블록이 셀 익스체인저(exchanger)로써 동작한다. 즉, 코어 레이어의 짝수 셀들(even cells)은 수평 안테나를 통해 송신되고, 홀수 셀들(odd cells)은 수직 안테나를 통해 송신된다. 이 때, 도 17에 도시된 경우에 비해 코어 레이어의 코딩-레이트는 절반이 되는 것으로 볼 수 있다.
도 25에 도시된 예는 코어 레이어에 MISO FEC 디바이더가 적용되고, 인핸스드 레이어에 MIMO SM이 적용된 경우로 볼 수 있다. 또한, 송신 체인에서 부가적인 TDCFS 사전-왜곡이나 Alamouti 인코딩이 수행되지 않는다.
도 25에 도시된 송신기가 사용되는 경우에는 모바일 수신기도 두 개의 수신 안테나들을 사용해야 한다.
도 26은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 26을 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 모바일 방송 신호 수신 장치는 도 23에 도시된 구조와 유사하나, MIMO 디코딩 대신 셀 컴바이너(CELL COMBINER)에 의해 두 개의 신호들이 하나로 결합된다.
도 26에 도시된 예를 도 21에 도시된 예와 비교하면, 두 번째 주파수 디인터리버(FI-1) 및 타임 디인터리버(TI-1)가 추가로 필요하므로 복잡도가 증가되는 것으로 볼 수 있다.
반면에, 코어 레이어 캔슬레이션 프로세스에서 Alamouti 인터리빙에 기인한 타임 인터리빙 및 주파수 인터리빙을 수행할 필요가 없으므로, 고정형 수신기들의 복잡도는 줄어든다.
도 27은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 27을 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 MIMO를 위한 고정형 방송 신호 수신 장치는 도 19에 도시된 구조보다 그 구조가 간단한 것을 알 수 있다.
도 27에 도시된 예는 코어 레이어에 MISO FEC 디바이더가 적용되고, 인핸스드 레이어에 MIMO SM이 적용된 예이다.
도 27에서 셀 디바이더(CELL DEVICER)는 도 25에 도시된 셀 디바이더와 동일한 동작을 수행하고, 셀 컴바이너(CELL COMBINER)의 동작은 도 26을 통해 설명한 바와 같다.
도 25에 도시된 송신기를 통하여 송신되고, 도 26 또는 27의 수신기를 통해 수신되는 수신 심볼들은 하기 수학식 25와 같이 표현된다.
[수학식 25]
Figure 112018051113914-pat00025
여기서, CL은 코어 레이어를, EL은 인핸스드 레이어를, i는 서브캐리어 인덱스를, h는 채널을, n은 노이즈를 나타낸다.
도 28은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 28을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 방송 신호 송신 방법은 인핸스드 레이어 데이터 스트림을 서로 다른 두 개의 인핸스드 레이어 서브스트림들로 나누고, 상기 인핸스드 레이어 서브스트림들에 상응하는 MIMO 프리코딩을 수행하여 제1 인핸스드 레이어 신호 및 제2 인핸스드 레이어 신호를 생성한다(S2810).
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 방송 신호 송신 방법은 코어 레이어 데이터 스트림에 상응하는 제1 코어 레이어 신호와 상기 제1 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합하여 제1 안테나에 상응하는 제1 멀티플렉싱된 신호를 생성하고, 상기 코어 레이어 스트림에 상응하는 제2 코어 레이어 신호와 상기 제2 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합하여 제2 안테나에 상응하는 제2 멀티플렉싱된 신호를 생성한다(S2820).
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 방송 신호 송신 방법은 상기 제1 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 상기 제1 안테나를 통해 송신되는 제1 RF 송신 신호 및 상기 제2 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 상기 제2 안테나를 통해 송신되는 제2 RF 송신 신호를 생성한다(S2830).
이 때, 상기 제1 RF 송신 신호 및 상기 제2 RF 송신 신호는 상기 제1 안테나 및 상기 제2 안테나에 상응하는 송신 안테나 처리에 기반하여 생성될 수 있다.
이 때, 상기 송신 안테나 처리는 전송 다이버시티 코드 필터 셋(Transmit Diversity Code Filter Set; TDCFS)을 이용한 사전 왜곡 처리일 수 있다.
이 때, 상기 송신 안테나 처리는 주파수 인터리빙된 신호에 파일럿 패턴이 삽입된 이후 수행될 수 있다.
이 때, 상기 송신 안테나 처리는 상기 제1 안테나에 상응하는 신호 및 상기 제2 안테나에 상응하는 신호 사이의 직교성(orthogonality)를 유지하기 위한 Alamouti 인코딩을 포함할 수 있다.
이 때, 송신 안테나 처리는 상기 Alamouti 인코딩된 신호에 파일럿 패턴들을 삽입할 수 있다.
이 때, 상기 제1 코어 레이어 신호 및 상기 제2 코어 레이어 신호는 상기 코어 레이어 데이터 스트림을 서로 다른 두 개의 코어 레이어 서브스트림들로 나누고, 상기 코어 레이어 서브스트림들에 상응하는 MIMO 프리코딩을 수행하여 생성될 수 있다.
도 29는 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 방송 신호 수신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 29를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 방송 신호 수신 방법은 복수개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들에 기반하여 수신 신호들을 생성한다(S2910).
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 방송 신호 수신 방법은 상기 수신 안테나들 및 송신 안테나들 사이의 채널들을 추정한다(S2920).
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 방송 신호 수신 방법은 상기 수신 신호들에 상응하는 코어 레이어 신호를 복원한다(S2930).
이 때, 코어 레이어 신호는 상기 채널들에 상응하는 MRC(Maximum-Ratio-Combining)에 기반하여 복원될 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO를 위한 방송 신호 수신 방법은 상기 코어 레이어 신호에 상응하고, 상기 수신 안테나들 각각을 위하여 별개로 수행되는 캔슬레이션에 기반하여 인핸스드 레이어 신호를 복원한다(S2940).
이 때, 상기 캔슬레이션은 상기 수신 안테나들 중 제1 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제1 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제1 수신 안테나에 상응하는 제1 버퍼 신호에서 감산하여 제1 캔슬레이션 신호를 생성하고, 상기 수신 안테나들 중 제2 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제2 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제2 수신 안테나에 상응하는 제2 버퍼 신호에서 감산하여 제2 캔슬레이션 신호를 생성할 수 있다. 이 때, 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호를 모두 이용하여 상기 인핸스드 레이어 신호가 복원될 수 있다.
이 때, 인핸스드 레이어 신호는 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 MIMO 디코딩에 의하여 복원될 수 있다.
이 때, 상기 캔슬레이션은 상기 코어 레이어 신호에 상응하는 Alamouti 재-인코딩(re-encoding)에 기반하여 수행되고, 상기 인핸스드 레이어 신호는 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 Alamouti 디코딩을 이용하여 복원될 수 있다.
이 때, 상기 Alamouti 재-인코딩은 인터리빙 이후에 수행되고, 상기 Alamouti 디코딩 이후에 디인터리빙이 수행될 수 있다.
이상에서와 같이 본 발명에 따른 방송 신호 송/수신 방법 및 장치는 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
111, 112: 코어 레이어 BICM부
121, 122: 인핸스드 레이어 BICM부
131, 132: 인젝션 레벨 컨트롤러
141, 142: 결합기
151, 152: 파워 노멀라이저
161, 162: 타임 인터리버
171, 172: 주파수 인터리버
181, 182: 파일럿 패턴 삽입부
191, 192: 사전왜곡부
117, 118: RF 신호 생성부

Claims (20)

  1. 삭제
  2. 인핸스드 레이어 데이터 스트림을 서로 다른 두 개의 인핸스드 레이어 서브스트림들로 나누고, 상기 인핸스드 레이어 서브스트림들에 상응하는 MIMO 프리코딩을 수행하여 제1 인핸스드 레이어 신호 및 제2 인핸스드 레이어 신호를 생성하는 인핸스드 레이어 BICM부;
    코어 레이어 데이터 스트림에 상응하는 제1 코어 레이어 신호와 상기 제1 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합하여 제1 안테나에 상응하는 제1 멀티플렉싱된 신호를 생성하는 제1 결합기;
    상기 코어 레이어 데이터 스트림에 상응하는 제2 코어 레이어 신호와 상기 제2 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합하여 제2 안테나에 상응하는 제2 멀티플렉싱된 신호를 생성하는 제2 결합기; 및
    상기 제1 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 상기 제1 안테나를 통해 송신되는 제1 RF 송신 신호 및 상기 제2 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 상기 제2 안테나를 통해 송신되는 제2 RF 송신 신호를 생성하는 RF 신호 생성부들을 포함하고,
    상기 제1 RF 송신 신호 및 상기 제2 RF 송신 신호는
    상기 제1 안테나 및 상기 제2 안테나에 상응하는 송신 안테나 처리에 기반하여 생성되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 송신 안테나 처리는 전송 다이버시티 코드 필터 셋(Transmit Diversity Code Filter Set; TDCFS)을 이용한 사전 왜곡 처리인 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 장치.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 송신 안테나 처리는 주파수 인터리빙된 신호에 파일럿 패턴이 삽입된 이후 수행되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 장치.
  5. 청구항 2에 있어서,
    상기 송신 안테나 처리는 상기 제1 안테나에 상응하는 신호 및 상기 제2 안테나에 상응하는 신호 사이의 직교성(orthogonality)를 유지하기 위한 Alamouti 인코딩을 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 장치.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 송신 안테나 처리는
    상기 Alamouti 인코딩된 신호에 파일럿 패턴들을 삽입하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 장치.
  7. 인핸스드 레이어 데이터 스트림을 서로 다른 두 개의 인핸스드 레이어 서브스트림들로 나누고, 상기 인핸스드 레이어 서브스트림들에 상응하는 MIMO 프리코딩을 수행하여 제1 인핸스드 레이어 신호 및 제2 인핸스드 레이어 신호를 생성하는 인핸스드 레이어 BICM부;
    코어 레이어 데이터 스트림에 상응하는 제1 코어 레이어 신호와 상기 제1 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합하여 제1 안테나에 상응하는 제1 멀티플렉싱된 신호를 생성하는 제1 결합기;
    상기 코어 레이어 데이터 스트림에 상응하는 제2 코어 레이어 신호와 상기 제2 인핸스드 레이어 신호를 서로 다른 파워 레벨로 결합하여 제2 안테나에 상응하는 제2 멀티플렉싱된 신호를 생성하는 제2 결합기; 및
    상기 제1 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 상기 제1 안테나를 통해 송신되는 제1 RF 송신 신호 및 상기 제2 멀티플렉싱된 신호에 상응하고 상기 제2 안테나를 통해 송신되는 제2 RF 송신 신호를 생성하는 RF 신호 생성부들을 포함하고,
    상기 제1 코어 레이어 신호 및 상기 제2 코어 레이어 신호는 상기 코어 레이어 데이터 스트림을 서로 다른 두 개의 코어 레이어 서브스트림들로 나누고, 상기 코어 레이어 서브스트림들에 상응하는 MIMO 프리코딩을 수행하여 생성되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 장치.
  8. 삭제
  9. 복수개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들에 기반하여 수신 신호들을 생성하는 RF 수신부들;
    상기 수신 안테나들 및 송신 안테나들 사이의 채널들을 추정하는 채널 추정부들;
    상기 수신 신호들에 상응하는 코어 레이어 신호를 복원하는 코어 레이어 BICM 디코더; 및
    상기 코어 레이어 신호에 상응하고, 상기 수신 안테나들 각각을 위하여 별개로 수행되는 캔슬레이션에 기반하여 인핸스드 레이어 신호를 복원하는 인핸스드 레이어 디코더를 포함하고,
    상기 캔슬레이션은
    상기 수신 안테나들 중 제1 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제1 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제1 수신 안테나에 상응하는 제1 버퍼 신호에서 감산하여 제1 캔슬레이션 신호를 생성하고,
    상기 수신 안테나들 중 제2 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제2 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제2 수신 안테나에 상응하는 제2 버퍼 신호에서 감산하여 제2 캔슬레이션 신호를 생성하고,
    상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호를 모두 이용하여 상기 인핸스드 레이어 신호가 복원되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 인핸스드 레이어 신호는
    상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 MIMO 디코딩에 의하여 복원되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 코어 레이어 신호는
    상기 채널들에 상응하는 MRC(Maximum-Ratio-Combining)에 기반하여 복원되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
  12. 청구항 10에 있어서,
    상기 캔슬레이션은
    상기 코어 레이어 신호에 상응하는 Alamouti 재-인코딩(re-encoding)에 기반하여 수행되고, 상기 인핸스드 레이어 신호는 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 Alamouti 디코딩을 이용하여 복원되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 Alamouti 재-인코딩은 인터리빙 이후에 수행되고, 상기 Alamouti 디코딩 이후에 디인터리빙이 수행되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
  14. 청구항 10에 있어서,
    상기 캔슬레이션은
    상기 코어 레이어 신호에 상응하는 MIMO 프리코딩에 기반하여 수행되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
  15. 삭제
  16. 복수개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호들에 기반하여 수신 신호들을 생성하는 단계;
    상기 수신 안테나들 및 송신 안테나들 사이의 채널들을 추정하는 단계;
    상기 수신 신호들에 상응하는 코어 레이어 신호를 복원하는 단계; 및
    상기 코어 레이어 신호에 상응하고, 상기 수신 안테나들 각각을 위하여 별개로 수행되는 캔슬레이션에 기반하여 인핸스드 레이어 신호를 복원하는 단계를 포함하고,
    상기 캔슬레이션은
    상기 수신 안테나들 중 제1 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제1 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제1 수신 안테나에 상응하는 제1 버퍼 신호에서 감산하여 제1 캔슬레이션 신호를 생성하고,
    상기 수신 안테나들 중 제2 수신 안테나와 관련된 채널들에 상응하는 제2 코어 레이어 채널 컴포넌트 결합(combination)을 상기 제2 수신 안테나에 상응하는 제2 버퍼 신호에서 감산하여 제2 캔슬레이션 신호를 생성하고,
    상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호를 모두 이용하여 상기 인핸스드 레이어 신호가 복원되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  17. 청구항 16에 있어서,
    상기 인핸스드 레이어 신호는
    상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 MIMO 디코딩에 의하여 복원되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  18. 청구항 17에 있어서,
    상기 코어 레이어 신호는
    상기 채널들에 상응하는 MRC(Maximum-Ratio-Combining)에 기반하여 복원되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  19. 청구항 17에 있어서,
    상기 캔슬레이션은
    상기 코어 레이어 신호에 상응하는 Alamouti 재-인코딩(re-encoding)에 기반하여 수행되고, 상기 인핸스드 레이어 신호는 상기 제1 캔슬레이션 신호 및 상기 제2 캔슬레이션 신호에 상응하는 Alamouti 디코딩을 이용하여 복원되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
  20. 청구항 19에 있어서,
    상기 Alamouti 재-인코딩은 인터리빙 이후에 수행되고, 상기 Alamouti 디코딩 이후에 디인터리빙이 수행되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
KR1020180059174A 2017-06-02 2018-05-24 다중 안테나 스킴들과 레이어드 디비전 멀티플렉싱의 결합을 이용한 방송 신호 송/수신 방법 및 이를 위한 장치 KR102411123B1 (ko)

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