ES2325572T3 - Metodo de formacion de estimacion de canal, y receptor. - Google Patents
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Abstract
Método de estimación de canal para usar en un sistema de radio, comprendiendo el sistema de radio al menos una estación base y varios equipos de terminal, estando configurada al menos una estación base para comunicarse con los equipos de terminal mediante la transmisión y la recepción de señales, incluyendo las señales una señal piloto que comprende símbolos piloto, muestreándose una señal recibida, estando el método caracterizado por formar una estimación (c k) de canal preliminar multiplicando (300) una muestra (z k) recibida por una conjugada compleja conocida de un símbolo piloto; formar una autocorrelación preliminar de estimaciones de canal preliminares que son sucesivas en el tiempo; filtrar autocorrelaciones preliminares calculando el promedio en un filtro (364); formar un parámetro (alfak a alfak-m) de filtro en un filtro (401) para el filtrado de una estimación de canal promedio en función de la autocorrelación promedio; y formar una estimación de canal promedio mediante filtrado de estimación de canal mediante una sección (413) de filtro, que se controla por parámetros (alfak a alfak-m) de filtro.
Description
Método de formación de estimación de canal, y
receptor.
La invención se refiere a la formación de una
estimación de canal en un sistema de radio que comprende al menos
una estación base y varios equipos de terminal.
En un sistema CDMA (code - division multiple
access, acceso múltiple por división de código) una estación
base o un equipo de terminal que funciona como un receptor emplea
varias disposiciones de estimación de canal. Sin embargo, las
estimaciones de canal se filtran normalmente mediante un filtro de
paso bajo simple. La anchura de banda del filtro se selecciona
según la frecuencia Doppler máxima. Uno de los problemas de una
disposición de la técnica anterior de este tipo es que el estimador
de canal tiene escaso rendimiento a frecuencias Doppler bajas.
Además, un estimador de canal de este tipo no funciona de una manera
fiable si el espectro de potencia es claramente asimétrico.
Podría implementarse un estimador de canal
óptimo mediante el filtro de Wiener si se conocieran la
autocorrelación de canal y la densidad espectral de potencia de
ruido. En la práctica, no se conocen pero deben estimarse. La
implementación del filtro de Wiener óptimo en un receptor real se
complica adicionalmente por las intrincadas operaciones matriciales
que requiere y por errores en la estimación de los parámetros. En
los estimadores de canal adaptativos conocidos se logra la
adaptabilidad por medio de los algoritmos LMS (Least Mean
Square, mínimos cuadrados promedio), RLS (Recursive Least
Squares, mínimos cuadrados recursivos) o de Kalman. Las
disposiciones LMS y RLS se dan a conocer en mayor detalle en las
siguientes publicaciones: A. Mämmelä, V-P. Kaasila,
Prediction, Smoothing and Interpolation In Adaptive Diversity
Reception, ISSSTA'94, págs. 475 - 478; S. Mclughlin, B.
Mulgrew, C. F. N. Cowan, Performance Comparison of Least Squares
and Least Mean Squares Algorithms as HF Channel Estimators,
ICASSP'87, págs. 2105 - 2108; A. P. Clark, S. G. Jayasinghe,
Channel Estimation for Land Mobile Radio Systems, IEE
Proceedings, Vol 134, Pt. F, Nº 4, julio de 1987, págs. 383 -
393; A. P. Clark, F. McVerry, Improved Channel Estimator for an
HF Radio Link, Signal Processing, Vol 5, Nº 3, mayo de
1983, págs. 241 - 255; A. P. Clark, F. McVerry, Channel
Estimation for an HF Radio Link, IEE Proceedings, Vol
128, Pt. F, Nº 1, febrero de 1981, págs. 33 - 42; y A. P. Clark, S.
Harihan, Adaptive Channel Estimator for an HF Radio Link,
IEEE Transactions on Communications, Vol 37, Nº 9, septiembre
de 1989, págs. 918 - 926.
Las siguientes publicaciones: A. P. Clark, R.
Harun, Assessment of Kalman - filter Channel Estimators for an
HF Radio Link, IEE Proceedings, Vol 133, Pt. F, Nº 6,
octubre de 1986, págs. 513 - 521; H. H. Clayton, P. Fines, A. H.
Aghvami, Carrier Synchronization Using Kalman Filters for Dynamic
Doppler Shift Environments, PIMRC'93, B2.7; S. A. Fechtel, H.
Meyr, An Investigation of Channel Estimation and Equalization
Techniques for Moderately Rapid Fading HF - Channels, ICC'91,
págs. 768 - 772; y S. Harihan, A. P. Clark, HF Channel
Estimation Using Fast Transversal Filter Algorithm, IEEE
Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol
38. Nº 8, agosto de 1990, págs. 1353 - 1362, describen el uso del
filtro de Kalman en la estimación de canales.
Una solicitud de patente US 5712877 presenta un
transceptor que tiene un sistema de modulación de fase continua
asistido por símbolos piloto.
Los algoritmos LMS y RLS presentan un escaso
rendimiento y no están diseñados para funcionar a proporciones
señal-ruido bajas o fuertemente negativas. Por
tanto, no son adecuados para un receptor de CDMA. Un problema con
el algoritmo de Kalman adaptativo es que es complicado. Los
algoritmos de Kalman, que se adaptan el espectro de potencia
Doppler y cambian su número de grado de rendimiento, son demasiado
complicados para una aplicación práctica.
Un objeto de la invención es proporcionar un
método y un receptor que implementen el método para resolver los
problemas mencionados anteriormente. Esto se logra mediante un
método de estimación de canal para usar en un sistema de radio,
comprendiendo el sistema de radio al menos una estación base y
varios equipos de terminal, estando configurada al menos una
estación base para comunicarse con los equipos de terminal mediante
la transmisión y la recepción de señales, incluyendo las señales
una señal piloto que comprende símbolos piloto, muestreándose una
señal recibida. El método comprende además formar una estimación de
canal preliminar multiplicando una muestra recibida por una
conjugada compleja conocida de un símbolo piloto; formar una
autocorrelación preliminar de estimaciones de canal preliminares
que son sucesivas en el tiempo en multiplicadores; filtrar
autocorrelaciones preliminares calculando el promedio en un filtro;
formar un parámetro de filtro en un filtro para el filtrado de una
estimación de canal promedio en función de la autocorrelación
promedio; y formar una estimación de canal promedio mediante
filtrado de estimación de canal mediante una sección de filtro, que
se controla por parámetros de filtro.
La invención también se refiere a un receptor
para un sistema de radio, comprendiendo el sistema de radio al
menos una estación base y varios equipos de terminal, estando
configurada la al menos una estación base para comunicarse con los
equipos de terminal mediante un transmisor que transmite y un
receptor que recibe señales, incluyendo las señales una señal
piloto que comprende símbolos piloto, teniendo el receptor medios
para muestrear una señal recibida, estando el receptor. El receptor
comprende medios para formar una estimación de canal preliminar
multiplicando una muestra recibida por una conjugada compleja
conocida de un símbolo piloto; medios para formar una
autocorrelación preliminar de estimaciones de canal preliminares que
son sucesivas en el tiempo; medios para filtrar autocorrelaciones
preliminares calculando el promedio; medios para formar un
parámetro de filtro para el filtrado de una estimación de canal en
función de la autocorrelación promedio; y medios para formar una
estimación de canal promedio mediante filtrado de estimación de
canal que están dispuestos para controlarse por los parámetros de
filtro.
Las realizaciones preferidas de la invención se
dan a conocer en las reivindicaciones dependientes.
La idea básica de la invención es que se forman
directamente parámetros de filtro o coeficientes de ponderación de
un filtro de canal a partir de funciones de autocorrelación de las
estimaciones de canal.
El método y el sistema según la invención
proporcionan varias ventajas. Los parámetros de filtro se forman
directamente a partir de las funciones de autocorrelación de las
estimaciones de canal con sólo una pequeña cantidad de cálculo y
sin operaciones de cálculo complicadas de LMS, RLS o Kalman para
predecir el error de estimación. Además, dado que la disposición
del estimador de canal según la invención no utiliza ningún dato
anterior acerca del proceso que va a estimarse, la disposición
proporciona buen rendimiento, por ejemplo, con un espectro de
potencia claramente asimétrico. La disposición según la invención
también es fiable a proporciones señal-ruido
bajas.
La invención se describirá a continuación en
mayor detalle por medio de las realizaciones preferidas con
referencia a los dibujos adjuntos, en los que
la figura 1 es un diagrama de bloques de un
filtro de estimación de canal predictivo,
la figura 2 es un diagrama de bloques de un
filtro para calcular parámetros de filtro en un filtro de estimación
de canal,
la figura 3 es un diagrama de bloques de un
filtro de estimación de canal predictivo según la invención,
la figura 4 muestra un filtro de estimación de
canal de tipo más suave, que recibe ocho símbolos piloto en una
ranura de tiempo desde un canal de control,
la figura 5 muestra un filtro para calcular
parámetros de filtro, que recibe ocho símbolos piloto en una ranura
de tiempo desde un canal de control,
la figura 6 muestra un filtro de estimación de
canal de tipo más suave, que recibe cuatro símbolos piloto dos
veces en una ranura de tiempo desde un canal de control,
la figura 7 muestra un filtro para calcular
parámetros de filtro, que recibe cuatro símbolos piloto dos veces
en una ranura de tiempo desde un canal de control, y
la figura 8 es un diagrama de bloques de un
receptor RAKE.
La disposición según la invención es aplicable
particularmente en un sistema de radio CDMA, sin embargo, sin
restringirse al mismo.
Un sistema de radio comprende al menos una
estación base y varios equipos de terminal, que son normalmente
teléfonos móviles. Una estación base y un equipo de terminal se
comunican entre sí mediante la transmisión y la recepción de, por
ejemplo, una señal de datos y una señal piloto. Una señal de datos
normalmente consiste en datos de voz u otros datos de usuario. Una
estación base transmite en un canal de control una señal piloto que
se usa en la sincronización y el control de potencia. Las señales
comprenden símbolos, que pueden presentarse y procesarse en una
forma real o compleja. Los símbolos representan bits o combinaciones
de bits. Particularmente, en un sistema de radio CDMA se propaga
una señal desde la estación base hasta un equipo de terminal por
varias trayectorias y los componentes de señal llegan al receptor
con diferentes retardos de tiempo.
Examínese en primer lugar una disposición
mostrada en las figuras 1 y 2, que ilustra el principio de la
invención. La figura 1 muestra un filtro de estimación de canal que
se basa en un filtro de respuesta finita al impulso (FIR). Una
muestra z_{k} de señal recibida entrante, que corresponde a un
símbolo digital, se multiplica en un multiplicador 100 por una
conjugada a^{\text{*}}_{k} compleja de un símbolo piloto, que es
un símbolo digital que puede presentarse como un bit o una
combinación de bits. El símbolo a_{k} piloto se conoce de
antemano. La muestra z_{k} recibida puede facilitarse en la forma
z_{k} = a_{k}\cdotc_{k} + n_{k}, y z_{k} puede
multiplicarse por la conjugada compleja del símbolo piloto para
proporcionar z_{k}\cdot a^{\text{*}}_{k} = c_{k} + n_{k},
donde n_{k} representa ruido. Si se usan símbolos reales, la
conjugada compleja no cambia naturalmente el símbolo en modo
alguno. La multiplicación proporciona una estimación c_{k} de
canal preliminar, que se retarda en cada bloque 102 a 104 de
retardo durante un tiempo que corresponde a un símbolo (el retardo
de una muestra/símbolo como una transformación Z puede indicarse
mediante z^{-1}). El número de los bloques 102 a 104 de retardo
se selecciona libremente para cubrir un área de retardo particular.
Cada estimación c_{k} a c_{k-m} de canal
preliminar se multiplica por un parámetro \alpha_{k} a
\alpha_{k-m} de filtro en los multiplicadores
106 a 110. Los parámetros \alpha_{k} a
\alpha_{k-m} de filtro ponderan las estimaciones
c_{k} a c_{k-m} de canal preliminares. Las
estimaciones de canal ponderadas se suman en un bloque 112 para
proporcionar una estimación de canal promedio.
La figura 2 muestra un diagrama de bloques de un
filtro para calcular parámetros \alpha_{k} a
\alpha_{k-m} de filtro en un filtro de
estimación de canal, es decir, un filtro de parámetro de filtro.
También en esta disposición se multiplica una muestra z_{k}
recibida por la conjugada compleja del símbolo a_{k} piloto en un
multiplicador 200 y se retarda en bloques 202 a 206 de retardo, de
manera similar a en la figura 1. Las estimaciones c_{k} a
c_{k-m} de canal preliminares obtenidas se
correlacionan con una primera estimación c_{k} de canal
preliminar en los bloques 208 a 212, que son preferiblemente
multiplicadores. Aun cuando no es necesario, en esta fase los
resultados de correlación preliminar pueden ajustarse a escala o
normalizarse, por ejemplo, de manera que cada correlación
preliminar se divide entre la suma de todas las correlaciones
preliminares (tal ajuste a escala o normalización no se muestra en
la figura 2). Posteriormente, cada resultado de autocorrelación
preliminar se multiplica por un factor K de olvido en los
multiplicadores 214 a 218, que forman parte de una sección 238 de
filtro de cálculo de promedio. Examínese a continuación en mayor
detalle el resultado \hat{\vartheta}_{k,l} de autocorrelación
preliminar. El resultado \hat{\vartheta}_{k,l} de
autocorrelación se obtiene mediante \hat{\vartheta}_{k,l} =
c_{k} \cdot c^{\text{*}}_{k-1}, donde i es el
índice i = 1,... m, y el subíndice 1 indica la primera trayectoria l
= 1. El resultado \hat{\vartheta}_{k,l} de correlación continúa
hasta la sección 238 de filtro, en la que se calcula el promedio de
la autocorrelación teniendo en cuenta un número finito o infinito
de resultados \hat{\vartheta}_{k,l} de correlación. Con el
filtro IIR (Infinite Impulse Response, respuesta infinita al
impulso) mostrado en la figura 2, el cálculo del promedio es
infinito (corresponde a la integración infinita), mientras que con
el filtro FIR el cálculo del promedio sería finito (corresponde a
la integración desde un momento particular en el tiempo hasta algún
otro momento). El resultado de correlación se multiplica en primer
lugar por el factor K de olvido, que tiene un valor inferior a 1,
por ejemplo entre 0,001 y 0,01. Posteriormente, el resultado
(1-K)\cdot
\hat{\rho}_{k,l,i}(t-1) de correlación,
que ya se ha filtrado y ponderado, se suma en un sumador 224 para
el resultado de correlación. El resultado de correlación anterior se
ha obtenido retardando el resultado de correlación en un bloque 220
de retardo y multiplicando el resultado de correlación retardado
por el factor 1 - K en un multiplicador 222. Así se obtiene el
parámetro \alpha_{k} de filtro a partir del resultado
\hat{\rho}_{k,l,i} =
(1-K)\cdot\hat{\rho}_{k,l,i}(t-1)
+ K \hat{\vartheta}_{k,l}(i) de correlación promedio. El
parámetro \alpha_{k} de filtro puede ser idéntico a la
correlación \alpha_{k} =
f(\hat{\rho}_{k,l,i})filtrada, pero el parámetro
de filtro es con más frecuencia una función de la correlación
filtrada. Los otros parámetros \alpha_{k-1} a
\alpha_{k-m} de filtro se obtienen
correspondientemente en los bloques 226 a 232. En la disposición de
la figura 2, se forman parámetros de filtro específicamente para
cada símbolo piloto en cada muestra recibida, por lo cual cuantos
más elementos 102 a 104 y 202 a 206 de retardo y, por tanto,
estimaciones de canal preliminares se estén usando, más complicado
resulta formar los parámetros \alpha_{k} a
\alpha_{k-m} de filtro.
El cálculo de los parámetros \alpha_{k} a
\alpha_{k-m} de filtro se ha simplificado en la
disposición según la invención combinando varias muestras z_{k}
recibidas y calculando así los parámetros \alpha_{k} a
\alpha_{k-m} de filtro con menos frecuencia. Tal
formación menos frecuente de los parámetros \alpha_{k} a
\alpha_{k-m} de filtro se muestra en la figura
3, en la que el proceso comienza de manera similar a las figuras 1
y 2 multiplicando una muestra z_{k} recibida por la conjugada
a^{\text{*}}_{k} compleja del símbolo piloto en un
multiplicador 300. Después se disminuye el número de las
estimaciones c_{k} de canal preliminares por ejemplo en 5, tal
como se muestra en la figura 3, por medio de por ejemplo el cálculo
de promedio, lo que mejora la proporción
señal-ruido. Después, el bloque 304 a 312 de retardo
retarda las estimaciones de canal preliminares a intervalos de 5
símbolos (como una transformación Z a z^{-5}). Las estimaciones de
canal retardadas se someten en los multiplicadores 314 a 322 a
autocorrelación preliminar para la trayectoria I, es decir
\hat{\vartheta}_{k,l},
\hat{\vartheta}_{k-1,l},
\hat{\vartheta}_{k-2,1},...,
\hat{\vartheta}_{k-m,l}, en las que m es el
número de los coeficientes de canal preliminar retrasados, de
manera similar a en las figuras 1 y 2. Cada autocorrelación,
\hat{\vartheta}_{k,l},
\hat{\vartheta}_{k-1,l},
\hat{\vartheta}_{k-2,1},...,
\hat{\vartheta}_{k-m,l}, preliminar, se filtra
mediante filtrado de cálculo de promedio finito o infinito en una
sección 364 de filtro. La figura 3 muestra un filtro 364 IIR. Cada
autocorrelación, \hat{\vartheta}_{k,l},
\hat{\vartheta}_{k-1,l},
\hat{\vartheta}_{k-2,1},...,
\hat{\vartheta}_{k-m,l}, preliminar se
multiplica por el factor K en los multiplicadores 324 a 332. Por
ejemplo, al resultado \hat{\vartheta}_{k-1,I} de
correlación preliminar se le suma en un sumador 344 el resultado
(1-K)\cdot\hat{\rho}_{k,I,i}(t-1)
de correlación, que ya se ha filtrado y ponderado y que se ha
obtenido retardando el resultado de correlación en un bloque 340 de
retardo y multiplicando el resultado de correlación retardado por el
factor 1 - K en un multiplicador 342. Los resultados
\hat{\rho}_{k,l}, \hat{\rho}_{k-1,l},
\hat{\rho}_{k-2,1},...,
\hat{\rho}_{k-m,l}, de correlación de los que se
ha calculado el promedio mediante filtrado continúan después hasta
un bloque 401 de filtro, donde los resultados \hat{\rho}_{k,l},
\hat{\rho}_{k-1,l},
\hat{\rho}_{k-2,1},...,
\hat{\rho}_{k-m,l}, de correlación promedio se
diezman en un bloque 376 de diezmado, siendo el número de
diezmadores 366 a 374 en el bloque igual al número de bloques 304 a
312 de retardo. Así se reduce el muestreo excesivo mediante el uso
de los diezmadores 366 a 374. Dado que no puede formarse un
resultado de autocorrelación para el último símbolo (símbolo _{k})
en los bloques mencionados anteriormente, este resultado de
autocorrelación se extrapola de los resultados anteriores en un
bloque 382. La extrapolación se lleva a cabo, por ejemplo,
calculando en primer lugar la diferencia de valor absoluto entre
los dos últimos resultados 100 de correlación
diezmados en un bloque 380, por lo que el resultado obtenido
\hat{\rho}_{k,1,l}(t) se suma para formar una suma de
valor absoluto 101 en el bloque 380. Posteriormente,
se suman los resultados de correlación diezmados y se forma un
valor absoluto de la suma en un bloque 384 de sumador.
En un bloque 400 de ajuste a escala, que
reemplaza el ajuste a escala de las correlaciones preliminares antes
del filtro IIR, los resultados que se han sumado se multiplican en
primer lugar en un multiplicador 386 por el número de sumas de
símbolos, que en este caso es 5. Cada resultado
\hat{\rho}_{k,l}, \hat{\rho}_{k-l,1},
\hat{\rho}_{k-2,1},...,
\hat{\rho}_{k-m,l}, de correlación diezmado se
divide en los bloques 388 a 398 de división entre un resultado de
suma 102 donde M es el número de los resultados de
correlación que van a sumarse (en este ejemplo 6), con el fin de
obtener los parámetros \alpha_{k} a
\alpha_{k-m} de filtro. Esto puede presentarse
tal como sigue: 103 Sin embargo, en una aplicación
práctica es posible no calcular en absoluto el término
104 en el divisor y no realizar la división, puesto
que es suficiente con usar un resultado \hat{\rho}_{k,l},
\hat{\rho}_{k-l,1},
\hat{\rho}_{k-2,1},...,
\hat{\rho}_{k-m,l}, de correlación diezmado o
bien directamente como el parámetro \alpha_{k} a
\alpha_{k-m} de filtro, o bien el parámetro
\hat{\rho}_{k,l}, \hat{\rho}_{k-l,1},
\hat{\rho}_{k-2,1},...,
\hat{\rho}_{k-m,l}, de filtro puede ajustarse a
escala mediante un número adecuado. El bloque 400 de ajuste a
escala, por tanto, no es absolutamente necesario o puede
reemplazarse con multiplicación por una constante.
Cuando se han formado los parámetros
\alpha_{k} a \alpha_{k-m} de filtro,
continúan hasta una sección (413) de filtro, que forma la
estimación de canal, y los coeficientes c_{k} a
c_{k-m} de canal preliminar se multiplican por
los parámetros \alpha_{k} a \alpha_{k-m} de
filtro en los multiplicadores 402 a 412. Los resultados de la
multiplicación se suman después en un sumador 414, tal como se
muestra en el ejemplo de la figura 1, con el fin de formar una
estimación c_{k} de canal adaptativa. Esto puede presentarse tal
como sigue: 105
Las figuras 4 y 5 muestran una disposición en la
que la velocidad a la que se forman las estimaciones de canal se
disminuye un décimo, es decir, sólo se calcula una estimación de
canal promedio para los diez símbolos en un intervalo de tiempo.
Las estimaciones de canal específicas de símbolo se interpolan a
partir de las estimaciones de canal promedio específicas de ranura
de tiempo formadas. Además, las figuras 4 y 5 muestran el
funcionamiento de la disposición según la invención en un caso en el
que todos los símbolos en una ranura de tiempo de canal de control
no son símbolos piloto. Las figuras 4 y 5 muestran el cálculo de una
estimación de canal a partir de siete intervalos de tiempo a modo
de ejemplo. La figura 4 muestra un filtro de estimador de canal. En
la disposición según la invención, el número de ranuras de tiempo
puede seleccionarse libremente. La ranura 420 de tiempo, que
comprende diez símbolos, tiene ocho símbolos 422 piloto y otros dos
símbolos 424. La ranura 426 de tiempo comprende ocho símbolos 428
piloto y otros dos símbolos 430. La ranura 432 de tiempo comprende
ocho símbolos 434 piloto y otros dos símbolos 436. La ranura 438 de
tiempo comprende ocho símbolos 440 piloto y otros dos símbolos 442.
La ranura 444 de tiempo comprende ocho símbolos 446 piloto y otros
dos símbolos 448. La ranura 450 de tiempo comprende ocho símbolos
452 piloto y otros dos símbolos 454. Sólo se muestran ocho símbolos
a partir de la última ranura 455 de tiempo. En los bloque 456, 458,
460, 462, 464, 466 y 468, las muestras z_{k} recibidas también se
multiplican por las conjugadas a^{\text{*}}_{k} complejas
correspondientes de los símbolos piloto, como por ejemplo en el
bloque 100 de la figura 1. En esta disposición, los productos de
cada uno de los octavos símbolos 422, 428, 434, 440, 446, 452 y 455
piloto y la muestra recibida se someten a un filtrado más suave,
por ejemplo sumando los productos en sumadores 456, 458, 460, 462,
464, 466 y 468 respectivos. La suma también puede realizarse
mediante el cálculo de un promedio en el que cada símbolo en la
suma se pondera mediante un coeficiente de ponderación que es de
valor igual o diferente. Las estimaciones
c(s-3),
c(s-2), c(s-1), c(s), c(s + 1), c(s + 2) y c(s + 3) de canal preliminares obtenidas se ponderan mediante parámetros \alpha(s-3), \alpha(s-2), \alpha(s-1), \alpha(s), \alpha(s + 1), \alpha(s + 2) y \alpha(s + 3) de filtro mediante la multiplicación en multiplicadores 470 a 482. En esta disposición, se retarda el procesamiento de los datos en tres ranuras de tiempo con el fin de proporcionar filtrado que es bilateral con respecto al momento de procesamiento de los datos. Las estimaciones de canal ponderadas se suman en un sumador 484 para obtener estimaciones 486 a 490 de canal promedio que son sucesivas en el tiempo. Esto significa que cuando la disposición de filtro mostrada en la figura 4 está en funcionamiento, se forma continuamente una estimación de canal promedio por cada intervalo de tiempo. Entre estas estimaciones de canal promedio es posible interpolar estimaciones 494 de canal específicas de símbolo y específicas de muestra mediante un interpolador 498 lineal en la disposición según la invención.
c(s-2), c(s-1), c(s), c(s + 1), c(s + 2) y c(s + 3) de canal preliminares obtenidas se ponderan mediante parámetros \alpha(s-3), \alpha(s-2), \alpha(s-1), \alpha(s), \alpha(s + 1), \alpha(s + 2) y \alpha(s + 3) de filtro mediante la multiplicación en multiplicadores 470 a 482. En esta disposición, se retarda el procesamiento de los datos en tres ranuras de tiempo con el fin de proporcionar filtrado que es bilateral con respecto al momento de procesamiento de los datos. Las estimaciones de canal ponderadas se suman en un sumador 484 para obtener estimaciones 486 a 490 de canal promedio que son sucesivas en el tiempo. Esto significa que cuando la disposición de filtro mostrada en la figura 4 está en funcionamiento, se forma continuamente una estimación de canal promedio por cada intervalo de tiempo. Entre estas estimaciones de canal promedio es posible interpolar estimaciones 494 de canal específicas de símbolo y específicas de muestra mediante un interpolador 498 lineal en la disposición según la invención.
Los parámetros
\alpha(s-3),
\alpha(s-2),
\alpha(s-1), \alpha(s),
\alpha(s + 1), \alpha(s + 2) y \alpha(s
+ 3) de filtro del filtro de estimador de canal más suave mostrado
en la figura 4 se forman, por ejemplo, mediante un filtro de
parámetro de filtro mostrado en la figura 5. De manera similar a en
la figura 4, la ranura 500 de tiempo de la figura 5, que comprende
diez símbolos, tiene ocho símbolos 502 piloto y otros dos símbolos
504. La ranura 506 de tiempo comprende ocho símbolos 508 piloto y
otros dos símbolos 510. La ranura 512 de tiempo comprende ocho
símbolos 514 piloto y otros dos símbolos 516. La ranura 518 de
tiempo comprende ocho símbolos 520 piloto y otros dos símbolos 522.
La ranura 524 de tiempo comprende ocho símbolos 526 piloto y otros
dos símbolos 528. La ranura 530 de tiempo comprende ocho símbolos
532 piloto y otros dos símbolos 534. La última ranura 536 de tiempo
comprende ocho símbolos 538 piloto y otros dos símbolos 540. En
lugar de siete ranuras de tiempo, sólo se requieren las últimas
cuatro ranuras 518, 524, 530 y 536 de tiempo para calcular los
parámetros de filtro. Los filtros 542 a 554 más suaves funcionan de
manera similar a los bloques 456 a 468 en la figura 4. Los
coeficientes c(s-3),
c(s-2) y c(s-1) de
canal preliminar se multiplican por un coeficiente c(s) de
canal preliminar en los multiplicadores 556 a 560 para obtener un
resultado \hat{\vartheta}(s-3),
\hat{\vartheta}(s-2), \hat{\vartheta}(s-1) de
correlación preliminar. Los resultados de correlación preliminar se
filtran en filtros IIR ponderando mediante el factor K en los
multiplicadores 562 a 566, sumando a los resultados de correlación
preliminar en los sumadores 572, 578, 584 los resultados (1 –
K)\cdot\hat{\rho}_{(s-3)}(t-1),
(1 –
K)\cdot\hat{\rho}_{(s-2)}(t-1),
(1 –
K)\cdot\hat{\rho}_{(s-1)}(t-1)
de correlación, que ya se han filtrado y ponderado y que se han
obtenido retardando los resultados de correlación en los bloques
568, 574, 580 de retardo y multiplicando los resultados de
correlación retardados por el factor 1 - K en los multiplicadores
570, 576, 582. El filtrado proporciona los parámetros
\alpha(s-3),
\alpha(s-2),
\alpha(s-1) de filtro. El parámetro
\alpha(s) de filtro se forma a partir de los resultados
\hat{\rho}(s-2) y \hat{\rho}(s-1) de correlación
filtrados por medio de una suma 106 de valores
absolutos de manera similar la mostrada en la figura 3. Los
parámetros \alpha(s + 1), \alpha(s + 2) y
\alpha(s + 3) de filtro se forman preferiblemente como
conjugadas complejas de los parámetros
\alpha(s-3),
\alpha(s-2),
\alpha(s-1) de filtro.
Las figuras 6 y 7 muestran una disposición en la
que la velocidad a la que se forman las estimaciones de canal se
disminuye a un quinto. La figura 6 muestra un filtro de estimador de
canal similar al de la figura 4, excepto porque en este caso se
forman dos coeficientes 712 a 714 de canal en cada ranura de tiempo.
Esto es importante para un equipo de terminal en movimiento rápido,
puesto que el error de estimación aumenta significativamente cuando
se aproxima al límite de Nyqvist. Cuando sólo se forma una
estimación de canal por ranura de tiempo, el límite de Nyqvist es
de aproximadamente 800 Hz si la duración de una ranura de tiempo es
de aproximadamente 0,625 ms. El límite de Nyqvist corresponde a una
velocidad aproximada de 400 km/h. Los productos de los cuatro
símbolos 600 a 626 piloto y las muestras recibidas se combinan dos
veces por cada ranura de tiempo en los filtros 628 a 654 más
suaves. De manera similar a la disposición mostrada en la figura 4,
esta disposición también se basa en un filtrado más suave cuando se
retarda el procesamiento de la señal en tres intervalos de tiempo
con el fin de proporcionar una correlación de tiempo que es
bilateral (pasado - presente) con respecto al momento de
procesamiento de la señal. Los coeficientes de canal preliminar de
cada intervalo de tiempo se multiplican en los multiplicadores 656
a 680 superiores mediante los parámetros
\alpha(b-6),
\alpha(b-5),
\alpha(b-4),
\alpha(b-3),
\alpha(b-2),
\alpha(b-1), \alpha(b),
\alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b +
3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y
\alpha(b + 6) de filtro y en los multiplicadores 684 a 708 inferiores correspondientemente mediante los parámetros \alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4), \alpha(b-3), \alpha(b-2), \alpha(b-1), \alpha(b), \alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) de filtro. Tras los multiplicadores 656 a 680 superiores, los productos se suman en un sumador 682, y tras los multiplicadores 684 a 708 inferiores, los productos se suman en un sumador 710 para obtener dos estimaciones 712 de canal por una ranura de tiempo (en este caso, para el intervalo de tiempo que comprende los símbolos 612 y 614 piloto). Las estimaciones de canal para el tiempo entre estas dos estimaciones 712 de canal se forman preferiblemente mediante un interpolador 716 lineal. El interpolador 716 también puede usarse para interpolar estimaciones de canal entre estimaciones 714 de canal de las otras ranuras de tiempo y las estimaciones 712 de canal de la ranura de tiempo actual. Las estimaciones de canal interpolada se indican mediante el número 718 de referencia.
\alpha(b + 6) de filtro y en los multiplicadores 684 a 708 inferiores correspondientemente mediante los parámetros \alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4), \alpha(b-3), \alpha(b-2), \alpha(b-1), \alpha(b), \alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) de filtro. Tras los multiplicadores 656 a 680 superiores, los productos se suman en un sumador 682, y tras los multiplicadores 684 a 708 inferiores, los productos se suman en un sumador 710 para obtener dos estimaciones 712 de canal por una ranura de tiempo (en este caso, para el intervalo de tiempo que comprende los símbolos 612 y 614 piloto). Las estimaciones de canal para el tiempo entre estas dos estimaciones 712 de canal se forman preferiblemente mediante un interpolador 716 lineal. El interpolador 716 también puede usarse para interpolar estimaciones de canal entre estimaciones 714 de canal de las otras ranuras de tiempo y las estimaciones 712 de canal de la ranura de tiempo actual. Las estimaciones de canal interpolada se indican mediante el número 718 de referencia.
La figura 7 muestra un filtro de parámetro de
filtro que forma parámetros \alpha(b-6),
\alpha(b-5),
\alpha(b-4),
\alpha(b-3),
\alpha(b-2),
\alpha(b-1), \alpha(b), \alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) de filtro para el filtro mostrado en la figura 6. Esta disposición tampoco requiere que se usen las siete ranuras de tiempo. Se multiplican cuatro símbolos 720 a 734 piloto por las muestras recibidas, por lo que los cuatro productos, que son coeficientes de canal preliminar, se suman en los filtros 736 a 750 más suaves. Los coeficientes de canal relacionados con cada uno de los cuatro símbolos 724, 728, 732 piloto (excluyendo los símbolos 720 piloto) se multiplican en los multiplicadores 752 a 762 superiores por un coeficiente de canal preliminar relacionado con los símbolos 734 piloto con el fin de formar una autocorrelación preliminar. En los multiplicadores 764 a 774 inferiores, los coeficientes de canal preliminar (excluyendo los coeficientes de canal preliminar relacionados con los símbolos 734 piloto) se multiplican por un coeficiente de canal relacionado con los símbolos 732 piloto con el fin de proporcionar una autocorrelación preliminar. Las autocorrelaciones preliminares se suman después en pares en los sumadores 776 a 786, y las autocorrelaciones preliminares que se han sumado se someten a filtrado IIR de la manera descrita en la figura anterior mediante el uso del coeficiente K de ponderación en los multiplicadores 788 a 798, por medio del retardo en los bloques 800, 806, 812, 818, 824 y 830 de retardo, mediante el uso del coeficiente 1 - K de ponderación en los multiplicadores 802, 808, 814, 820, 826 y 832 y mediante el uso de la suma en los sumadores 804, 810, 816, 822, 828 y 834. Posteriormente, cada resultado de autocorrelación promedio se diezma en los diezmadores 846, por lo que los resultados diezmados continúan hasta el bloque 848 para extrapolación (de manera similar a en el bloque 382 en la figura 3) y para la formación de los parámetros \alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4),
\alpha(b-3), \alpha(b-2), \alpha(b-1), \alpha(b), \alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) de filtro. Los grupos de símbolos b-1 720 y b 722 piloto están separados por cuatro símbolos piloto en el tiempo, mientras que los símbolos b + 1 724 y b 722 piloto están separados por seis símbolos piloto en el tiempo. El procedimiento puede ser tal como se muestra en la figura 7. Cuando se forman al menos dos estimaciones de canal promedio no específicas de muestra en cada ranura de tiempo, y los símbolos piloto en una ranura de tiempo forman al menos dos grupos de símbolos (por ejemplo, b-1, b y b + 1) que están separados en el tiempo por un número de símbolos diferente de un grupo de símbolos piloto en la misma ranura de tiempo (4 símbolos) y en una ranura de tiempo diferente (6 símbolos), se forma la autocorrelación promedio de dos autocorrelaciones promedio sucesivas con diferentes distancias en el tiempo en los sumadores 776 a 786, y se ajusta el retardo de tiempo de la autocorrelación al momento de procesamiento de la señal a un promedio
[(4 + 6)/2 = 5] de la distancia de los dos grupos piloto mencionados anteriormente desde el momento de procesamiento de la señal. Esto proporciona resultados \rho(k-5), \rho(k-10), \rho(k-15), \rho(k-20), \rho(k-25), \rho(k-30) de correlación promedio, que además requieren la extrapolación (\alpha(b)), el diezmado y posiblemente el ajuste a escala, tal como también se muestra en la figura 3. Los resultados \rho(k-5), \rho(k-10), \rho(k-15), \rho(k-20), \rho(k-25), \rho(k-30) de correlación promedio se usan para formar parámetros \alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4), \alpha(b-3), \alpha(b-2), \alpha(b-1), \alpha(b), \alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3),
\alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) de filtro mediante ajuste a escala. Los parámetros \alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4), \alpha(b-3), \alpha(b-2),
\alpha(b-1) [\alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6)] de filtro pueden usarse para formar parámetros
\alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) [\alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4), \alpha(b-3), \alpha(b-2), \alpha(b-1)] de filtro como conjugadas complejas.
\alpha(b-1), \alpha(b), \alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) de filtro para el filtro mostrado en la figura 6. Esta disposición tampoco requiere que se usen las siete ranuras de tiempo. Se multiplican cuatro símbolos 720 a 734 piloto por las muestras recibidas, por lo que los cuatro productos, que son coeficientes de canal preliminar, se suman en los filtros 736 a 750 más suaves. Los coeficientes de canal relacionados con cada uno de los cuatro símbolos 724, 728, 732 piloto (excluyendo los símbolos 720 piloto) se multiplican en los multiplicadores 752 a 762 superiores por un coeficiente de canal preliminar relacionado con los símbolos 734 piloto con el fin de formar una autocorrelación preliminar. En los multiplicadores 764 a 774 inferiores, los coeficientes de canal preliminar (excluyendo los coeficientes de canal preliminar relacionados con los símbolos 734 piloto) se multiplican por un coeficiente de canal relacionado con los símbolos 732 piloto con el fin de proporcionar una autocorrelación preliminar. Las autocorrelaciones preliminares se suman después en pares en los sumadores 776 a 786, y las autocorrelaciones preliminares que se han sumado se someten a filtrado IIR de la manera descrita en la figura anterior mediante el uso del coeficiente K de ponderación en los multiplicadores 788 a 798, por medio del retardo en los bloques 800, 806, 812, 818, 824 y 830 de retardo, mediante el uso del coeficiente 1 - K de ponderación en los multiplicadores 802, 808, 814, 820, 826 y 832 y mediante el uso de la suma en los sumadores 804, 810, 816, 822, 828 y 834. Posteriormente, cada resultado de autocorrelación promedio se diezma en los diezmadores 846, por lo que los resultados diezmados continúan hasta el bloque 848 para extrapolación (de manera similar a en el bloque 382 en la figura 3) y para la formación de los parámetros \alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4),
\alpha(b-3), \alpha(b-2), \alpha(b-1), \alpha(b), \alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) de filtro. Los grupos de símbolos b-1 720 y b 722 piloto están separados por cuatro símbolos piloto en el tiempo, mientras que los símbolos b + 1 724 y b 722 piloto están separados por seis símbolos piloto en el tiempo. El procedimiento puede ser tal como se muestra en la figura 7. Cuando se forman al menos dos estimaciones de canal promedio no específicas de muestra en cada ranura de tiempo, y los símbolos piloto en una ranura de tiempo forman al menos dos grupos de símbolos (por ejemplo, b-1, b y b + 1) que están separados en el tiempo por un número de símbolos diferente de un grupo de símbolos piloto en la misma ranura de tiempo (4 símbolos) y en una ranura de tiempo diferente (6 símbolos), se forma la autocorrelación promedio de dos autocorrelaciones promedio sucesivas con diferentes distancias en el tiempo en los sumadores 776 a 786, y se ajusta el retardo de tiempo de la autocorrelación al momento de procesamiento de la señal a un promedio
[(4 + 6)/2 = 5] de la distancia de los dos grupos piloto mencionados anteriormente desde el momento de procesamiento de la señal. Esto proporciona resultados \rho(k-5), \rho(k-10), \rho(k-15), \rho(k-20), \rho(k-25), \rho(k-30) de correlación promedio, que además requieren la extrapolación (\alpha(b)), el diezmado y posiblemente el ajuste a escala, tal como también se muestra en la figura 3. Los resultados \rho(k-5), \rho(k-10), \rho(k-15), \rho(k-20), \rho(k-25), \rho(k-30) de correlación promedio se usan para formar parámetros \alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4), \alpha(b-3), \alpha(b-2), \alpha(b-1), \alpha(b), \alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3),
\alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) de filtro mediante ajuste a escala. Los parámetros \alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4), \alpha(b-3), \alpha(b-2),
\alpha(b-1) [\alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6)] de filtro pueden usarse para formar parámetros
\alpha(b + 1), \alpha(b + 2), \alpha(b + 3), \alpha(b + 4), \alpha(b + 5) y \alpha(b + 6) [\alpha(b-6), \alpha(b-5), \alpha(b-4), \alpha(b-3), \alpha(b-2), \alpha(b-1)] de filtro como conjugadas complejas.
El estimador de canal de las figuras 6 y 7 puede
presentarse matemáticamente tal como sigue. Una muestra z_{k,l}
recibida se multiplica por un símbolo 1070
piloto y se integra a lo largo de cuatro símbolos con el fin de
formar una estimación c_{l}(b) de canal preliminar, es
decir, 107 donde k es el índice del símbolo piloto,
b es el índice de la ranura de tiempo y l es el índice de
trayectoria de una señal propagada por trayectorias múltiples.
Pueden formarse dos vectores de correlación preliminar para una
ranura de tiempo por medio de una estimación de canal preliminar.
Si la última ranura de tiempo está indicada mediante el índice b, se
obtiene la siguiente correlación de tiempo para las estimaciones de
canal:
\hat{\vartheta}_{1}(b) =
c_{1}(b)\cdot[c_{1}(b-6)^{\text{*}}
c_{1}(b-5)^{\text{*}}
c_{1}(b-4)^{\text{*}}
c_{1}(b-3)^{\text{*}}
c_{1}(b-2)^{\text{*}}
c_{1}(b-1)^{\text{*}}]
\hat{\vartheta}_{1}(b-1)
=
c_{1}(b-1)\cdot[c_{1}(b-7)^{\text{*}}
c_{1}(b-6)^{\text{*}}
c_{1}(b-5)^{\text{*}}
c_{1}(b-4)^{\text{*}}
c_{1}(b-3)^{\text{*}}
c_{1}(b-2)^{\text{*}}]
Con el fin de simplificar el cálculo de la
correlación, los vectores de correlación se suman antes del filtrado
en un filtro IIR de 1 toma, es decir,
\hat{\rho}_{l,1...6}(t) = (1 - K)\cdot
\hat{\rho}_{l,1...6} (t-1) +
K\cdot(\hat{\vartheta})_{1} (b) +
\hat{\vartheta}_{1} (b-1)), donde K es el
factor de olvido del filtro IIR, \hat{\vartheta}_{1}(b)
es un vector de correlación preliminar de las estimaciones de canal
para el intervalo de tiempo b, y \hat{\rho}_{l,1...6} (t)
es el vector de correlación promedio de las estimaciones de canal
en el momento t. Con el fin de extrapolar la correlación máxima de
las estimaciones de canal (como en el bloque 382 de la figura 3),
se forma el siguiente producto: 108
La figura 8 muestra un receptor de CDMA que
comprende dedos RAKE (RAKE fingers). El receptor comprende
una antena 900 y medios 902 de RF que convierten una señal recibida
por la antena 900 en una banda base. La señal de banda base
analógica se convierte en una señal digital en un convertidor 904
analógico a digital. La señal digital continúa hasta un bloque 914
RAKE, en el que los retardos de los componentes de la señal que se
han propagado a través de trayectorias diferentes se determinan en
primer lugar en un bloque 906. Después, la señal se propaga hasta
los dedos RAKE (que comprende los bloques 9062, 9064, 954 y 956),
siendo cada uno de ellos un receptor independiente. El fin de los
dedos RAKE es componer y desmodular un componente de señal
recibida. Cada dedo RAKE está sincronizado con un componente de
señal que se ha propagado a lo largo de una trayectoria individual,
y en el receptor de CDMA, las señales de las ramas del receptor se
combinan en un combinador 912 para obtener una señal de buena
calidad para la descodificación y otras partes del receptor (no
mostradas en la figura 8). Una señal que llega a un dedo RAKE se
desensancha en el bloque 9062, y la señal desensanchada se integra
a lo largo de la duración de un símbolo en un integrador 9064 para
formar una muestra z_{k}. Se forma una estimación
\hat{c}^{\text{*}}_{k} de canal en un bloque 952 mediante el
método según la invención. En un multiplicador 956, la estimación
\hat{c}^{\text{*}}_{k} de canal se multiplica por la muestra
z_{k} que se retardó en el bloque de retardo (el retardo
corresponde al tiempo requerido para formar la estimación de canal
en el bloque 952) para proporcionar un símbolo recibido. Esto puede
presentarse tal como sigue: 109 donde
110 es la potencia del canal, a_{k} es la
amplitud del símbolo y n_{k} es el ruido.
La disposición según la invención puede
implementarse más ventajosamente por medio de microprocesadores y
de un programa adecuado que ejecute las etapas del proceso
requeridas.
Aun cuando la invención se ha descrito
anteriormente con referencia a un ejemplo según los dibujos
adjuntos, está claro que la invención no se limita a los mismos,
sino que puede modificarse de varias maneras dentro del alcance de
la idea inventiva dada a conocer en las reivindicaciones
adjuntas.
Claims (34)
1. Método de estimación de canal para usar en un
sistema de radio, comprendiendo el sistema de radio al menos una
estación base y varios equipos de terminal, estando configurada al
menos una estación base para comunicarse con los equipos de
terminal mediante la transmisión y la recepción de señales,
incluyendo las señales una señal piloto que comprende símbolos
piloto, muestreándose una señal recibida, estando el método
caracterizado por
formar una estimación (c_{k}) de canal
preliminar multiplicando (300) una muestra (z_{k}) recibida por
una conjugada compleja conocida de un símbolo piloto;
formar una autocorrelación preliminar de
estimaciones de canal preliminares que son sucesivas en el
tiempo;
filtrar autocorrelaciones preliminares
calculando el promedio en un filtro (364);
formar un parámetro (\alpha_{k} a
\alpha_{k-m}) de filtro en un filtro (401) para
el filtrado de una estimación de canal promedio en función de la
autocorrelación promedio; y
formar una estimación de canal promedio mediante
filtrado de estimación de canal mediante una sección (413) de
filtro, que se controla por parámetros (\alpha_{k} a
\alpha_{k-m}) de filtro.
2. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por formar una estimación de canal promedio por
medio de filtrado de estimación de canal de tipo FIR, en el que las
estimaciones de canal preliminares se retardan y ponderan por
parámetros de filtro.
3. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por formar parámetros de filtro a partir de
autocorrelaciones preliminares por medio de un filtro IIR, que suma
iterativamente resultados sucesivos de autocorrelaciones
preliminares para proporcionar un resultado de autocorrelación
promedio.
4. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por formar parámetros de filtro a partir de
autocorrelaciones preliminares por medio de filtrado FIR, en el que
se promedia un número predeterminado de autocorrelaciones.
5. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por extrapolar la última autocorrelación
promedio a partir de las autocorrelaciones promedio anteriores.
6. Método según la reivindicación 1,
caracterizado porque cada parámetro de filtro es directamente
una autocorrelación promedio.
7. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por formar un parámetro de filtro mediante
ajuste a escala de autocorrelaciones promedio.
8. Método según la reivindicación 7,
caracterizado por realizar el ajuste a escala dividiendo una
autocorrelación promedio entre la suma de las autocorrelaciones
promedio.
9. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por formar parámetros de filtro y estimaciones
de canal promedio con menos frecuencia que a intervalos de una
muestra recibida combinando más de una estimación de canal
específica de muestra preliminar en una única estimación de canal
preliminar, formar un parámetro de filtro y una estimación de canal
promedio que corresponde a la estimación de canal preliminar
combinada, y estimar un parámetro de filtro específico de muestra y
una estimación de canal mediante interpolación.
10. Método según la reivindicación 9,
caracterizado por formar una autocorrelación promedio que
corresponde a la estimación de canal preliminar combinada y diezmar
las autocorrelaciones promedio con el fin de formar un parámetro de
filtro con menos frecuencia que a intervalos de una muestra
recibida.
11. Método según la reivindicación 10,
caracterizado por diezmar las autocorrelaciones promedio y,
tras el diezmado, extrapolar la última autocorrelación promedio a
partir de las autocorrelaciones promedio anteriores.
12. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por formar al menos una estimación de canal por
ranura de tiempo mediante el uso de símbolos (422, 428, 434, 440,
446, 452, 455, 502, 508, 514, 520, 526, 532, 538) piloto
contenidos, contenidos en la ranura de tiempo cuando los símbolos en
la ranura de tiempo de canal de control son sólo parcialmente
símbolos (422, 428, 434, 440, 446, 452, 455, 502, 508, 514, 520,
526, 532, 538) piloto, y por formar estimaciones de canal promedio
específicas de muestra mediante interpolación.
13. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por formar al menos dos estimaciones de canal
promedio no específicas de muestra en cada ranura de tiempo.
14. Método según la reivindicación 13,
caracterizado porque cuando los símbolos piloto en una ranura
de tiempo forman al menos dos grupos de símbolos con diferentes
distancias en el tiempo a partir de grupos de símbolos piloto en la
misma ranura de tiempo y en una adyacente, se forma un resultado de
autocorrelación promedio de dos autocorrelaciones promedio
sucesivas con diferentes distancias de tiempo, y la distancia de
tiempo del resultado de autocorrelación promedio se ajusta a un
promedio de las distancias de tiempo de dichos dos grupos
piloto.
15. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por retardar un tiempo predeterminado el
procesamiento de la señal recibida.
16. Método según la reivindicación 15,
caracterizado por retardar un número predeterminado de
ranuras de tiempo el procesamiento de la señal recibida, y por
formar sólo las estimaciones de canal promedio y los parámetros de
filtro que son posteriores/anteriores al momento de procesamiento de
la señal, y formar los parámetros de filtro que son
anteriores/posteriores al momento de procesamiento de la señal como
conjugadas complejas de los parámetros de filtro que son
posteriores/anteriores al momento de procesamiento de la señal.
17. Método según la reivindicación 1,
caracterizado por recibir con un receptor RAKE, y usándose el
método para formar una estimación de canal promedio por cada señal
propagada por trayectorias múltiples.
18. Receptor para un sistema de radio,
comprendiendo el sistema de radio al menos una estación base y
varios equipos de terminal, estando configurada la al menos una
estación base para comunicarse con los equipos de terminal mediante
un transmisor que transmite y un receptor que recibe señales,
incluyendo las señales una señal piloto que comprende símbolos
piloto, teniendo el receptor medios para muestrear una señal
recibida, estando caracterizado el receptor por
comprender
medios (300) para formar una estimación
(c_{k}) de canal preliminar multiplicando una muestra (z_{k})
recibida por una conjugada compleja conocida de un símbolo
piloto;
medios (300 a 322) para formar una
autocorrelación preliminar de estimaciones de canal preliminares que
son sucesivas en el tiempo;
medios (364) para filtrar autocorrelaciones
preliminares calculando el promedio;
medios (401) para formar un parámetro de filtro
para el filtrado de una estimación de canal en función de la
autocorrelación promedio; y
medios (413) para formar una estimación de canal
promedio mediante filtrado de estimación de canal que están
dispuestos para controlarse por los parámetros (\alpha_{k} a
\alpha_{km}) de filtro.
19. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para formar
una estimación de canal promedio por medio de un filtro (120) de
estimación de canal de tipo FIR, que comprende elementos (102 -
104, 304 - 312) de retardo para retardar estimaciones de canal
preliminares y multiplicadores (106 - 110, 402 - 412) para ponderar
las estimaciones de canal preliminares mediante parámetros de
filtro.
20. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para formar
parámetros de filtro a partir de autocorrelaciones preliminares por
medio de un filtro (238, 364) IIR, que comprende un sumador (224,
230, 236, 338, 344, 350, 356, 362, 572, 578, 584, 804, 816, 822,
828, 834) para sumar iterativamente resultados sucesivos de
autocorrelaciones preliminares con el fin de proporcionar un
resultado de autocorrelación promedio.
21. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para formar
parámetros de filtro a partir de autocorrelaciones preliminares por
medio de un filtro FIR, en el que se calcula el promedio de un
número predeterminado de autocorrelaciones preliminares.
22. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para
extrapolar la última autocorrelación promedio a partir de las
autocorrelaciones promedio anteriores.
23. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para formar
cada parámetro de filtro directamente por medio de las
autocorrelaciones promedio.
24. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para formar
un parámetro de filtro mediante ajuste a escala de las
autocorrelaciones promedio.
25. Receptor según la reivindicación 24,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para realizar
ajuste a escala dividiendo una autocorrelación promedio entre la
suma de las autocorrelaciones promedio.
26. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para formar
parámetros de filtro y estimaciones de canal promedio con menos
frecuencia que a intervalos de una muestra recibida, de manera que
el receptor está dispuesto para combinar más de una estimación de
canal preliminar específica de muestra en una única estimación de
canal preliminar, y el receptor está dispuesto para formar un
parámetro de filtro y una estimación de canal promedio que
corresponde a la estimación de canal preliminar combinada, y el
receptor está dispuesto para estimar un parámetro de filtro
específico de muestra y una estimación de canal mediante
interpolación.
27. Receptor según la reivindicación 26,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para formar
una autocorrelación promedio que corresponde a la estimación de
canal preliminar combinada, y para diezmar las autocorrelaciones
promedio con el fin de formar un parámetro de filtro con menos
frecuencia que a intervalos de una muestra recibida.
28. Receptor según la reivindicación 27,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para diezmar
las autocorrelaciones promedio y, tras el diezmado, para extrapolar
la última autocorrelación promedio a partir de las autocorrelaciones
promedio anteriores.
29. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque cuando los símbolos en una ranura de
tiempo de canal de control son sólo parcialmente símbolos (422,
428, 434, 440, 446, 452, 455, 502, 508, 514, 520, 526, 532, 538)
piloto, el receptor está dispuesto para formar al menos una
estimación de canal por ranura de tiempo mediante el uso de los
símbolos (422, 428, 434, 440, 446, 452, 455, 502, 508, 514, 520,
526, 532, 538) piloto contenidos en la ranura de tiempo, y para
formar estimaciones de canal promedio específicas de muestra
mediante interpolación.
30. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para formar
al menos dos estimaciones de canal promedio no específicas de
muestra en cada ranura de tiempo.
31. Receptor según la reivindicación 30,
caracterizado porque cuando los símbolos piloto en una ranura
de tiempo forman al menos dos grupos (600 - 626, 720 - 734) de
símbolos con diferentes distancias en el tiempo a partir de grupos
(600 - 626, 720 - 734) de símbolos piloto en la misma ranura de
tiempo y en una adyacente, el receptor está dispuesto para formar
un resultado de autocorrelación promedio de dos autocorrelaciones
promedio sucesivas con diferentes distancias de tiempo, y el
receptor está dispuesto para ajustar la distancia de tiempo del
resultado de autocorrelación promedio a un promedio de las
distancias de tiempo de dichos dos grupos piloto.
32. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para retardar
un tiempo predeterminado el procesamiento de la señal piloto
recibida.
33. Receptor según la reivindicación 32,
caracterizado porque el receptor está dispuesto para retardar
un número predeterminado de ranuras de tiempo el procesamiento de
la señal recibida, y el receptor está dispuesto para formar sólo
las estimaciones de canal promedio y los parámetros de filtro que
son posteriores/anteriores al momento de procesamiento de la señal,
y el receptor está dispuesto para formar los parámetros de filtro
que son anteriores/posteriores al momento de procesamiento de la
señal como conjugadas complejas de los parámetros de filtro que son
posteriores/anteriores al momento de procesamiento de la señal.
34. Receptor según la reivindicación 18,
caracterizado porque el receptor es un receptor RAKE, que
está dispuesto para formar una estimación de canal promedio por
cada señal propagada por trayectorias múltiples.
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