CN1221084C - 生成信道估计的方法以及接收机 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于CDMA无线电系统中的信道估计方法，所述CDMA无线电系统包括至少一个基站以及多个终端设备，所述基站和所述终端设备之间通过发送和接收信号互相通信，在所述方法中，对接收信号进行抽样，而且发送一个包括导引符号的导频信号，其特征在于，通过将所接收的抽样乘以导引符号的已知复共轭来生成初步信道估计；生成在时间上连续的初步信道估计的初步自相关；通过求平均来过滤初步自相关，基于求平均后的自相关来生成滤波器参数；以及通过信道估计滤波来生成平均信道估计，其中所述信道估计滤波受滤波器参数的控制。

Description

生成信道估计的方法以及接收机

技术领域

本发明涉及在包括至少一个基站和多个终端设备的无线电系统中生成信道估计。

背景技术

在CDMA系统中，用作接收机的基站或终端设备使用多种信道估计方案。然而，信道估计常被一个简单的低通滤波器过滤掉。滤波器的带宽是根据最大多普勒频率选择的。这种现有技术方案的其中一个问题是，信道估计器在多普勒频率低时性能很差。此外，如果功率谱明显不对称，这种信道估计器的工作将不可靠。

如果信道自相关和噪声功率谱密度已知，那么通过维纳滤波器可实现最佳信道估计器。实际上，信道自相关和噪声功率谱密度未知，而且必须估计。在实际的接收机中，由于维纳滤波器要求复杂的矩阵运算以及参数估计中的误差，使实现最佳维纳滤波器变得更为困难。在已知的自适应信道估计器中，自适应性是通过LMS(最小均方)，RLS(递归最小二乘方)或卡尔曼算法实现的。在下面的刊物中详细公开了LMS和RLS方案：A.Mmmel，V-P.Kaasila，“在自适应分集接收中的预测、滤波和内插”ISSSTA’94，pp 475-478；S.Mclughlin，B.Mulgrew，C.F.N.Cowan，“最小二乘和最小均方算法高频信道估计器的性能比较”ICASSP’87，pp 2105-2108；A.P.Clark，F.McVerry，“用于高频无线电链路的改进的信道估计器”，《信号处理》Vol 5，No 3，1983年5月，pp 241-255；A.P.Clark，F.McVerry，“用于高频无线电链路的信道估计”，《IEEE会刊》Vol 128，Pt.F，No 1，1981年2月，pp 33-42；以及A.P.Clark，S.Harihan，“用于高频无线电链路的自适应信道估计器”，《IEEE通信会刊》Vol 37，No 9，1989年9月，pp 918-926，这些刊物在此作为参考。

下面这些出版物：A.P.Clark，R.Harun，“用于高频无线电链路的卡尔曼滤波器信道估计器的评估”，《IEEE会刊》Vol 133，Pt.F，No 6，1986年10月，pp 513-521；H.H.Clayton，P.Fines，A.H.Aghvami，“利用卡尔曼滤波器用于动态多普勒频移环境中的载波同步”PIMRC’93，B2.7；S.A.Fechtel，H.Meyr，“对于中速衰落高频信道的信道估计和均衡技术的调查”，ICC’91，pp 768-772；以及S.Harihan，A.P.Clark，“利用快速横向滤波器算法的高频信道估计”，《IEEE声、语音和信号处理会刊》，Vol 38，No 8，1990年8月，pp 1353-1362，描述了在信道估计中卡尔曼滤波器的使用，这些刊物在此作为参考。

LMS和RLS算法的性能很差，它们不能设计用于在低或强负的信噪比下工作。因此它们不适合于CDMA接收机。自适应卡尔曼算法存在的问题是太复杂。卡尔曼算法适合于多普勒功率谱而且改变它们的性能度数(performance degree number)，但对于实际应用来说太难实现。

发明内容

本发明的目的在于提供一种方法以及一种实现该方法的接收机，以解决前面提到的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于CDMA无线电系统中的信道估计方法，所述CDMA无线电系统包括至少一个基站以及多个终端设备，所述基站和所述终端设备之间通过发送和接收信号互相通信，在所述方法中，对接收信号进行抽样，而且发送一个包括导引符号的导频信号，其特征在于，

通过将所接收的抽样乘以导引符号的已知复共轭来生成初步信道估计；

生成在时间上连续的初步信道估计的初步自相关；

通过求平均来过滤初步自相关，

基于求平均后的自相关来生成滤波器参数；以及

通过信道估计滤波来生成平均信道估计，其中所述信道估计滤波受滤波器参数的控制。

根据本发明的另一个方面，提供了一种无线电系统中的接收机，所述无线电系统包括至少一个基站和多个终端设备，所述终端设备包括发射机和接收机，所述终端设备之间通过发送和接收包含导频信号的信号互相通信，所述导频信号包含多个导引符号，所述接收机用于抽样所接收的信号，其特征在于，

所述接收机包括：

乘法器200和时延单元202-206，用于通过将接收的抽样乘以导引符号的已知复共轭来生成初步信道估计；

相关器208-212，用于生成在时间上连续的初步信道估计的初步自相关；

平均滤波器238，用于通过求平均来过滤初步自相关，以便根据平均后的自相关来形成用以过滤信道估计的滤波器参数；

加法器484，用于通过由滤波器参数所控制的信道估计过滤来形成平均信道估计。

本发明的基本构思在于，信道滤波器的滤波器参数或加权系数直接从信道估计的自相关函数生成。

根据本发明的方法和系统有几个优点。滤波器参数直接从信道估计的自相关函数生成，只有很小的计算量，而且无需复杂的LMS、RLS或卡尔曼计算运算用于预测估计误差。此外，由于根据本发明的信道估计器电路不使用所估计过程有关的任何现有数据，这种电路具有良好的性能，例如，具有明显非对称的功率谱。根据本发明的电路在低信噪比时也很可靠。

附图说明

下面通过参考附图描述优选实施例来详细描述本发明，其中：

图1为一种预测信道估计滤波器的方框图，

图2为一种用于在信道估计滤波器中计算滤波器参数的滤波器的方框图，

图3为根据本发明的一种预测信道估计滤波器的方框图，

图4示出了一平滑滤波器类型的信道估计滤波器，它在一个时隙从一个控制信道接收8个导引符号，

图5示出了一种用于计算滤波器参数的滤波器，它在一个时隙从一个控制信道接收8个导引符号，

图6示出了一种滤波器型的信道估计滤波器，它在一个时隙两次从一个控制信道接收4个导引符号，

图7示出了一种用于计算滤波器参数的滤波器，它在一个时隙两次从一个控制信道接收4个导引符号，

图8示出了一种瑞克接收机的方框图。

具体实现方式

根据本发明的电路尤其适用于CDMA无线电系统，但不限制为这种系统。

无线电系统至少包括一个基站和多个终端设备，终端设备通常为移动电话。基站和终端设备通过发送和接收例如数据信号和导频信号互相通信。数据信号通常包括话音或其它用户数据。基站在控制信道上发送导频信号用于功率控制和同步。信号包括能以实数或复数形式表示和处理的符号。符号表示比特或比特组合。特别是在CDMA无线电系统中，信号从基站经好几个路径传播到终端设备，而且这些信号分量到达接收机时具有不同的时延。

首先分析图1和图2所示的电路，该电路示意了本发明的原理。图1示出了基于有限冲激响应(FIR)滤波器的信道估计滤波器。输入的接收信号抽样z_k，对应一个数字符号，在乘法器100乘以一个导引符号的复共轭a_k ^*，a_k ^*为一个数字符号，可以表示为一个比特或一个比特组合。导引符号a_k预先就知道。接收的抽样z_k可以z_k＝a_k·c_k+n_k形式给定，而且z_k可乘以该导引符号的复共轭以提供z_k·a_k ^*＝c_k+n_k，在此n_k表示噪声。如果使用实数符号，那么复共轭自然不会改变该符号。该乘法提供了一个初步的信道估计c_k，c_k在每个时延单元102到104延迟的时间对应一个符号(在Z变换中延迟一个抽样/符号可由z^-1表示)。时延单元102到104的数量可以自由选择以便覆盖一个特定的延迟区域。每个初步信道估计c_k到c_k-m在乘法器106到110乘以滤波器参数α_k到α_k-m。滤波器参数α_k到α_k-m加权初步信道估计c_k到c_k-m。加权的信道估计在功能单元112相加以提供一个平均信道估计。

图2示出了用于在信道估计滤波器中计算滤波器参数α_k到α_k-m的滤波器，即滤波器参数滤波器的方框图。类似于图1，在这个电路中，接收抽样z_k在乘法器200乘以导引符号a_k的复共轭，并在时延单元202到206被延迟。得到的初步信道估计c_k到c_k-m在最好为乘法器的功能单元208到212与第一初步信道估计c_k相关。即使不是必要的，但在这个步骤初步相关结果可以被例如按比例缩放或归一化，以便每个初步相关被除以所有初步相关之和(这种缩放或归一化在图2没有示出)。接着每个初步自相关结果在乘法器214到218乘以一个忽略因子K，乘法器214到218为平均滤波器部件238的一部分。下面详细分析初步自相关结果

自相关结果

是通过

得到的，其中i为下标，i＝1，...m，而子下标1指示第一路径l＝1。相关结果 进入到滤波器部分238，在此通过考虑有限或无限个相关结果 求自相关的平均值。利用图2所示的IIR(无限冲激响应)滤波器，求平均是无限的(对应无限积分)，而利用FIR滤波器，求平均将是有限的(对应从某一特定时刻到某一其它时刻的积分)。该相关结果首先乘以忽略因子K，K值小于1，例如在0.001和0.01之间。接着已经被滤波和加权的相关结果 在加法器224与该相关结果相加。前一相关结果是通过在时延单元220延迟该相关结果，并且在乘法器222将延迟的相关结果乘以因子1-K得到的。滤波器参数α_k由此可从平均相关结果

得到。滤波器参数α_k可以与过滤的相关 ${\mathrm{\α}}_k={\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,i}$ 相同，但该滤波器参数通常是过滤的相关 ${\mathrm{\α}}_k=f\left({\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,i}\right)$ 的函数。其它滤波器参数α_k-1到α_k-m可相应地从功能单元226到232得到。在图2的电路中，尤其为每个接收抽样中的每个导引符号生成滤波器参数，因此使用的时延部件102到104，和202到206以及初步信道估计越多，生成滤波器参数α_k到α_k-m就越难。

在根据本发明的电路中，通过组合几个接收抽样z_k以及由此减小计算滤波器参数α_k到α_k-m的频率，简化了滤波器参数α_k到α_k-m的计算。图3示出了这种频繁降低的滤波器参数α_k到α_k-m的生成电路，与图1和图2类似，图3的过程以在乘法器300将接收抽样z_k乘以导引符号的复共轭a_k ^*开始。初步信道估计c_k的数量如图3所示通过例如求平均减小到例如5，这将提高信噪比。接着时延单元304到312以5个符号的间隔(Z变换z^-5)延迟初步信道估计。延迟的信道估计在乘法器314到322被路径l初步自相关，即， 其中m为延迟的初步信道系数的数量，类似于图1和图2。每个初步自相关

在滤波器部分364被有限或无限平均滤波过滤。图3示出了IIR滤波器364。每个初步自相关

在乘法器324到332乘以因子K。例如，在加法器344，初步相关结果 与相关结果

相加， 是已经被过滤和加权，而且通过在时延单元340延迟相关结果和在乘法器342将时延的相关结果乘以因子1-K得到的。已经通过滤波平均的相关结果 ${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-1,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-2,l},...,{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-m,l}$ 之后进入到滤波器单元，在此平均相关结果 ${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-1,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-2,l},...,{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-m,l}$ 在抽样单元376中抽样，在该功能单元中抽样器366到374的数量等于时延单元304到312的数量。通过利用抽样器366到374可减少过多的抽样。由于在前面提到的功能单元中无法为最近的符号(符号k)生成自相关结果，在功能单元382从前面的结果中推知这个自相关结果。可通过例如首先在功能单元378计算两个最近抽样的相关结果之差的绝对值 $|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,1}\left(t\right)-{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,2}\left(t\right)|,$ 之后得到的结果 $|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,1}\left(t\right)-{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,2}\left(t\right)|$ 和最近的抽样相关结果 在功能单元380相加以形成绝对值之和 $|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,1}\left(t\right)+|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,1}\left(t\right)-{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,2}\left(t\right)\left|\right|$ 进行推导。接着，抽样的相关结果相加，而且在加法器单元384生成总和的绝对值。

在IIR滤波器前取代初步相关比例缩放的缩放单元400，已相加结果首先在乘法器386乘以符号累加数(在此情况下为5)。每个抽样的相关结果 ${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-1,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-2,l},...,{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-m,l}$ 在除法单元388到398除以累加结果 $5\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,i}\left(t\right)\right|,$ 在此M为要相加的相关结果数(在此例中为6)，以便得到滤波器参数α_k到α_k-m。这可表示如下： ${\mathrm{\α}}_{k,l}\left(i\right)=\frac{{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,i\left(t\right)}}{5\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,i}\left(t\right)\right|}.$ 然而，在实际应用中，可能在该除法器无法计算所有项 $5\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l,i}\left(t\right)\right|,$ 而且无法做除法，这是因为用抽样的相关结果 ${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-1,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-2,l},...,{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-m,l}$ 直接作为滤波器参数α_k到α_k-m，或滤波器参数 ${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-1,l},{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-2,l},...,{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{k-m,l}$ 被一个适当的数缩放就足够了。缩放单元400因此不是绝对需要的，或者可以用乘以一个常数取代。

当生成了滤波器参数α_k到α_k-m后，这些参数进入到滤波器部分(413)生成信道估计，初步信道系数c_k到c_k-m在乘法器402到412乘以滤波器参数α_k到α_k-m。相乘的结果之后在加法器414相加，如同图1的例子所示，目的是生成自适应信道估计

这可表示如下： ${\hat{c}}_{k,l}=\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{k,l}\left(i\right)\·{\hat{c}}_{k-i,l}.$

图4和图5示出了生成信道估计的速率下降为1/10的电路，即，对于一个时隙中的所有10个符号只计算一个平均信道估计。从生成的特定时隙的平均信道估计中内插特定符号的信道估计。此外，图4和图5示出了根据本发明在一个控制信道时隙中的所有符号不都是导引符号的情况下的电路工作情况。图4和图5举例示出了从7个时隙计算一个信道估计。图4示出了一种信道估计滤波器。在根据本发明的电路中，时隙数可以自由选择。包括10个符号的时隙420有8个导引符号422和其它两个符号424。时隙426包括8个导引符号428和其它两个符号430。时隙432包括8个导引符号434和其它两个符号436。时隙438包括8个导引符号440和其它两个符号442。时隙444包括8个导引符号446和其它两个符号448。时隙450包括8个导引符号452和其它两个符号454。从最后一个时隙455只示出了8个导引符号。在功能单元456、458、460、462、464、466和468，接收的抽样z_k也乘以对应的导引符号的复共轭a_k ^*，类似于图1的功能单元100。在这个电路中，第8个导引符号422、428、434、440、446、452和455和接收抽样的乘积，例如通过在相应的加法器456、458、460、462、464、466和468累加所有乘积被滤波器滤波。这种累加也可通过计算一个平均值实现，在此累加中的每个符号被一个值相同或不同的加权系数加权。所得到的初步信道估计c(s-3)，c(s-2)，c(s-1)，c(s)，c(s+1)，c(s+2)和c(s+3)通过在乘法器470到482乘以滤波器参数α(s-3)，α(s-2)，α(s-1)，α(s)，α(s+1)，α(s+2)和α(s+3)被加权。在这个电路中，数据处理被延迟3个时隙，以便在数据处理时刻的两侧进行滤波。加权的信道估计在加法器484相加以得到在时间上连续的平均信道估计486、488和490。这意味着当图4所示的滤波器电路工作时，每个时隙可连续生成一个平均信道估计。在这些平均信道估计之间，能通过线性内插器492在根据本发明的电路上内插特定符号和特定于抽样的信道估计494。

图4所示的平滑信道估计滤波器的滤波器参数α(s-3)，α(s-2)，α(s-1)，α(s)，α(s+1)，α(s+2)和α(s+3)通过例如图5所示的滤波器参数滤波器生成。与图4类似，图5中包括10个符号的时隙500有8个导引符号502和其它两个符号504。时隙506包括8个导引符号508和其它两个符号510。时隙512包括8个导引符号514和其它两个符号516。时隙518包括8个导引符号520和其它两个符号522。时隙524包括8个导引符号526和其它两个符号528。时隙530包括8个导引符号532和其它两个符号534。最近的时隙536包括8个导引符号538和其它两个符号540。不需要7个时隙，而是只需4个最近时隙518、524、530和536用于计算滤波器参数。平滑滤波器542到554的操作类似于图4的功能单元456到468。初步信道系数c(s-3)，c(s-2)和c(s-1)在乘法器556到560乘以一个初步信道系数c(s)，以得到初步相关结果

该初步相关结果通过在乘法器562到566被因子K加权，在加法器572、578、584将该初步相关结果与相关结果 $(1-K)\·{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{s-3}(t-1),(1-K)\·{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{s-2}(t-1),$ $(1-K)\·{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{s-1}(t-1)$ (已经被滤波和加权，并通过在时延单元568、574、580延迟该相关结果，以及在乘法器570、576、582乘以延迟的相关结果得到)相加被IIR滤波器滤波。这种滤波提供了滤波器参数α(s-3)，α(s-2)，α(s-1)。与图3类似，滤波器参数α(s)是通过绝对值和 $|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{s-1}+|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{s-1}-{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{s-2}\left|\right|$ 从滤波的相关结果

和

生成的。滤波器参数α(s+1)，α(s+2)和α(s+3)最好为滤波器参数α(s-3)，α(s-2)，α(s-1)的复共轭。

图6和图7示出了一种生成信道估计的速率下降为1/5的电路。图6示出的信道估计滤波器与图4类似，除了在每个时隙生成两个信道系数712到714。这对于快速移动的终端设备是很重要的，因为在接近奈奎斯特极限时估计误差大为增加。当每个时隙仅生成一个信道估计时，如果一个时隙的持续时间约为0.625毫秒，则奈奎斯特极限约为800Hz。奈奎斯特极限对应于近似400km/h的速度。4个导引符号600到626和接收抽样的乘积在平滑滤波器628到654每个时隙组合两次。类似于图4所示的电路，这个电路也基于平滑滤波，在此信号处理被延迟3个时隙以便提供位于信号处理时刻两侧(过去-现在)的时间相关。每个时隙的初步信道系数在高层乘法器656到680乘以滤波器参数α(b-6)，α(b-5)，α(b-4)，α(b-3)，α(b-2)，α(b-1)，α(b)，α(b+1)，α(b+2)，α(b+3)，α(b+4)，α(b+5)和α(b+6)，而在低层乘法器684到708乘以相应的滤波器参数α(b-6)，α(b-5)，α(b-4)，α(b-3)，α(b-2)，α(b-1)，α(b)，α(b+1)，α(b+2)，α(b+3)，α(b+4)，α(b+5)和α(b+6)。通过高层乘法器656到680后的乘积在加法器682相加，而通过低层乘法器684到708后的乘积在加法器710相加以在每个时隙得到两个信道估计712(对于时隙包括导引符号612和614的情况)。这两个信道估计712之间的信道估计最好由线性内插器716生成。内插器716也可用于在其它时隙的信道估计714和当前时隙的信道估计712之间插入信道估计。插入的信道估计由辅助标记718表示。

图7示出了为图6所示的滤波器生成滤波器参数α(b-6)，α(b-5)，α(b-4)，α(b-3)，α(b-2)，α(b-1)，α(b)，α(b+1)，α(b+2)，α(b+3)，α(b+4)，α(b+5)和α(b+6)的滤波器参数滤波器。这个电路也不要求使用所有7个时隙。4个导引符号720到734乘以接收抽样，之后所有4个乘积，即初步信道系数，在平滑滤波器736到750相加。与每个导引符号724、728、732(导引符号720除外)相关的信道系数在高层乘法器752到762乘以与导引符号734相关的初步信道系数以便生成一个初步自相关。在低层乘法器764到774，初步信道系数(与导引符号734相关的初步信道系数除外)乘以与导引符号732相关的信道系数以便提供初步自相关。之后在加法器776到786这些初步自相关成对相加，而且相加的初步自相关以前一个图描述的方式通过在乘法器788到798使用加权系数K，在时延单元800、806、812、818、824和830被延迟，在乘法器802、808、814、820、826和832使用加权系数1-K，以及在加法器804、810、816、822、828和834累加被IIR滤波。接着，每个平均自相关结果在抽样器836被抽样，之后抽样结果进入到功能单元838用于外推(类似于图3的功能单元382)以及用于生成滤波器参数α(b-6)，α(b-5)，α(b-4)，α(b-3)，α(b-2)，α(b-1)，α(b)，α(b+1)，α(b+2)，α(b+3)，α(b+4)，α(b+5)和α(b+6)。导引符号组b-1720和b 722被4个导引符号时间分隔，而导引符号b+1724和b 722被6个导引符号时间分隔。该过程可如图7所示。当在每个时隙至少生成两个非特定于抽样的平均信道估计，而且导引符号在一个时隙生成的至少两个符号组(例如，b-1，b和b+1)被来自相同时隙(4个符号)和不同时隙(6个符号)的一个导引符号组的不同数量的符号时间分隔时，在加法器776到786生成具有不同时间距离的两个连续平均自相关的平均自相关，而且该自相关对信号处理时刻的时延从信号处理时刻调整为前面提到的两个导引组的平均距离[(4+6)/2＝5]。这提供了平均相关结果ρ(k-5)，ρ(k-10)，ρ(k-15)，ρ(k-20)，ρ(k-25)，ρ(k-30)，还要求外推(a(b))，抽样和可能按比例缩放，如同图3所示。平均相关结果ρ(k-5)，ρ(k-10)，ρ(k-15)，ρ(k-20)，ρ(k-25)，ρ(k-30)用于通过比例缩放生成滤波器参数α(b-6)，α(b-5)，α(b-4)，α(b-3)，α(b-2)，α(b-1)，α(b)，α(b+1)，α(b+2)，α(b+3)，α(b+4)，α(b+5)和α(b+6)。滤波器参数α(b-6)，α(b-5)，α(b-4)，α(b-3)，α(b-2)，α(b-1)[α(b+1)，α(b+2)，α(b+3)，α(b+4)，α(b+5)和α(b+6)]可用于生成滤波器参数α(b+1)，α(b+2)，α(b+3)，α(b+4)，α(b+5)和α(b+6)[α(b-6)，α(b-5)，α(b-4)，α(b-3)，α(b-2)，α(b-1)]作为复共轭。

图6和图7的信道估计器可用数学公式表示如下。接收的抽样z_k，1乘以导引符号a_k-1 ^*，并积分4个符号以生成初步信道估计c_l(b)，即， $c_l\left(b\right)=\frac{1}{4}\underset{k-3}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k,l}\·a_{k,l}^{*},$ 其中k为该导引符号的下标，b为时隙索引，而l为多路径传播信号的路径索引。通过初步信道估计可在一个时隙生成两个初步相关向量。如果最新的时隙由索引b表示，那么可为信道估计获得下面的时间相关：

为简化相关计算，在1个抽头的IIR滤波器滤波之前相关向量相加，即，

其中K为IIR滤波器的忽略因子， 为时隙b的信道估计的初步相关向量，而

为在时刻t的信道估计的平均相关向量。为推知信道估计的最大相关(如图3的功能单元382)，得到下面的结果：

${\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{l,7}\left(t\right)=\left|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{l,6}\left(t\right)\right|+\left|\right|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{l,6}\left(t\right)|-|{\widehat{\mathrm{\ρ}}}_{l,5}\left(t\right)\left|\right|.$

图8示出了包括瑞克指状部件的CDMA接收机。该接收机包括天线900和RF装置902，RF装置902将天线900接收的信号转换为基带。模拟基带信号在模数转换器904转换为数字信号。数字信号进入到瑞克功能单元914，在此通过不同路径传播的信号分量的时延首先在功能单元906被确定。信号接着传播到瑞克指状部件(包括功能单元9062、9064、954和956)，每个部件为一个独立的接收机设备。瑞克部件的目的是构成和解调一个接收的信号分量。每个瑞克部件与沿一个独立路径传播的信号分量同步，而且在CDMA接收机中，来自各接收机分支的信号在合路器912组合以得到一个高质量的信号用于解码和该接收机的其它部分(没有在图8示出)。到达瑞克指状部件的信号在功能单元9062去扩展，而且这个去扩展的信号在积分器9064积分一个符号的持续时间以形成抽样z_k。通过根据本发明的方法在功能单元952生成信道估计 在乘法器956，信道估计

乘以在时延单元被延迟的抽样z_k(该时延对应于在功能单元952生成信道估计所需的时间)，以提供一个接收符号。这可表示如下： $z_k\·{\hat{c}}_k^{*}=(a_k\·c_k+n_k)\·{\hat{c}}_k^{*}={\left|c_k\right|}^2\·a_k+n_k,$ 在此 为信道功率，a_k为符号幅度，而n_k为噪声。

通过微处理器和一个执行所要求的过程步骤的适当程序可更好地实现根据本发明的电路。

即使上面是根据附图参考一个例子描述本发明的，但显然，本发明并不限制于此，而是可在所附权利要求书公开的发明构思的范围内进行多种方式的改进。

Claims (30)

1.一种用于CDMA无线电系统中的信道估计方法，所述CDMA无线电系统包括至少一个基站以及多个终端设备，所述基站和所述终端设备之间通过发送和接收信号互相通信，在所述方法中，对接收信号进行抽样，而且发送一个包括导引符号的导频信号，其特征在于，

通过将所接收的抽样乘以导引符号的已知复共轭来生成初步信道估计；

生成在时间上连续的初步信道估计的初步自相关；

通过求平均来过滤初步自相关，

基于求平均后的自相关来生成滤波器参数；以及

通过信道估计滤波来生成平均信道估计，其中所述信道估计滤波受滤波器参数的控制。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，通过FIR类型的信道估计滤波来生成平均信道估计，其中初步信道估计被延迟而且被滤波器参数加权。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于，通过IIR滤波器从初步自相关中生成滤波器参数，所述IIR滤波器迭代地相加连续的初步自相关结果，以提供平均的自相关结果。

4.根据权利要求1的方法，其特征在于，通过FIR滤波从初步自相关中形成滤波器参数，其中预定数量的自相关被平均。

5.根据权利要求1的方法，其特征在于，从前面平均的自相关推知最新的平均自相关。

6.根据权利要求1的方法，其特征在于，每个滤波器参数直接就是平均后的自相关。

7.根据权利要求1的方法，其特征在于，通过按比例缩放平均自相关来生成滤波器参数。

8.根据权利要求7的方法，其特征在于，通过将平均后的自相关除以平均后的自相关之和来进行缩放。

9.根据权利要求1的方法，其特征在于，通过将一个以上的特定于初步抽样的信道估计组合为单个初步信道估计，以低于间隔一个接收抽样的频率来生成滤波器参数和平均信道估计，生成对应于组合后的初步信道估计的滤波器参数和平均信道估计，并且通过内插来估计特定于抽样的滤波器参数和信道估计。

10.根据权利要求9的方法，其特征在于，生成对应于组合后的初步信道估计的平均自相关，并且抽样所述平均后的自相关，以便以低于间隔一个接收抽样的频率生成一个滤波器参数。

11.根据权利要求10的方法，其特征在于，抽样所述平均后的自相关，而且在抽样后，从前面的平均自相关推知最新的平均自相关。

12.根据权利要求1的方法，其特征在于，当控制信道时隙中的符号仅为部分导引符号(422、428、434、440、446、452、455、502、508、514、520、526、532、538)时，通过利用该时隙中包含的导引符号(422、428、434、440、446、452、455、502、508、514、520、526、532、538)在每个时隙生成至少一个信道估计，并且通过内插生成特定于抽样的平均信道估计。

13.根据权利要求1的方法，其特征在于，在每个时隙生成至少两个非特定于抽样的平均信道估计。

14.根据权利要求1的方法，其特征在于，延迟接收信号的处理一个预定时间。

15.根据权利要求1的方法，其特征在于，利用瑞克接收机接收，而且该方法用于为每个多路径传播的信号生成平均信道估计。

16.一种无线电系统中的接收机，所述无线电系统包括至少一个基站和多个终端设备，所述终端设备包括发射机和接收机，所述终端设备之间通过发送和接收包含导频信号的信号互相通信，所述导频信号包含多个导引符号，所述接收机用于抽样所接收的信号，其特征在于，

所述接收机包括：

乘法器(200)和时延单元(202-206)，用于通过将接收的抽样乘以导引符号的已知复共轭来生成初步信道估计；

相关器(208-212)，用于生成在时间上连续的初步信道估计的初步自相关；

平均滤波器(238)，用于通过求平均来过滤初步自相关，以便根据平均后的自相关来形成用以过滤信道估计的滤波器参数；

加法器(484)，用于通过由滤波器参数所控制的信道估计过滤来形成平均信道估计。

17.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机通过FIR类型的信道估计滤波器(120)生成平均信道估计，所述滤波器(120)包括时延部件(102-104、304-312)，用于延迟初步信道估计；以及乘法器(106-110、402-412)，用于利用滤波器参数来加权所述初步信道估计。

18.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机通过IIR滤波器(238、364)从初步自相关中生成滤波器参数，所述IIR滤波器包括加法器(224、230、236、338、344、350、356、362、572、578、584、804、816、822、828、834)，用于迭代地相加连续的初步自相关结果，以便提供一个平均后的自相关结果。

19.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机通过FIR滤波器从初步自相关中生成滤波器参数，其中预定数量的初步自相关被平均。

20.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机从前面的平均自相关来推知最新的平均自相关。

21.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机直接通过平均后的自相关来生成每个滤波器参数。

22.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机通过按比例缩放平均自相关来生成滤波器参数。

23.根据权利要求22的接收机，其特征在于，所述接收机通过将平均后的自相关除以平均后的自相关之和进行缩放。

24.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机以低于间隔一个接收抽样的频率生成滤波器参数和平均信道估计，以便所述接收机通过将一个以上的特定于抽样的初步信道估计组合为单个初步信道估计，并且所述接收机生成一个对应于组合后的初步信道估计的滤波器参数和平均信道估计，以及通过内插来估计一个特定于抽样的滤波器参数和信道估计。

25.根据权利要求24的接收机，其特征在于，所述接收机生成一个对应于组合后的初步信道估计的平均自相关，并且抽样所述平均后的自相关，以便以低于间隔一个接收抽样的频率来生成一个滤波器参数。

26.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机抽样所述平均后的自相关，而且在抽样后，从前面的平均自相关推知最新的平均自相关。

27.根据权利要求16的接收机，其特征在于，当控制信道时隙中的符号仅为部分导引符号(422、428、434、440、446、452、455、502、508、514、520、526、532、538)时，所述接收机通过利用该时隙中包含的导引符号(422、428、434、440、446、452、455、502、508、514、520、526、532、538)，在每个时隙生成至少一个信道估计，并且通过内插生成特定于抽样的平均信道估计。

28.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机在每个时隙生成至少两个非特定于抽样的平均信道估计。

29.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机延迟接收导频信号的处理一个预定时间。

30.根据权利要求16的接收机，其特征在于，所述接收机为瑞克接收机，用于为每个多路径传播的信号生成平均信道估计。

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