ES2266012T3 - Circuito comparador adaptativo y sensor de distancia acustico con un circuito de este tipo. - Google Patents
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Abstract
Circuito comparador adaptativo para un sensor de distancia acústico con un primer comparador (1), que presenta -una primera entrada de valor umbral (1a), a la que está conectada una primera tensión umbral (Uref1), y -una primera entrada de señal (1b), a la que está conectada una señal de tensión (USignal), y que cuando hay una señal de tensión (USignal) que es mayor que la primera tensión umbral (Uref1) entrega una primera señal de conmutación (S1), caracterizado por -un emisor de señales (2), en particular un microcontrolador o un microprocesador, que entrega periódicamente una señal de control (Sst) -un primer conmutador (3, 103) que presenta un dispositivo de control (3a, 103a), una entrada del conmutador (3b, 103b), así como una salida del conmutador (3c, 103c), y porque se puede controlar o activar por medio del efecto de la señal de control (SSt) sobre el dispositivo de control (3a, 103a), de tal manera que se encuentra en estado cerrado cuando el emisor de señales (2) entrega una señal de control (SSt), y en otro caso se encuentra en estado abierto, o viceversa, en el que la entrada del conmutador (3b, 103b) está unida con el primer polo (4a) positivo de una primera fuente de tensión continua, y la salida del conmutador (3c, 103c) está unida con una primera entrada de valor umbral (1a), de manera que la primera tensión umbral (Uref1) es igual que la tensión que se conecta con la salida del conmutador (3c, 103c), -un condensador (6) a través del cual la salida del conmutador (3c, 103c) está unida con el segundo polo (4b) negativo de la primera fuente de tensión continua, y -un diodo (5), por medio del que la salida del conmutador (3c, 103c) está unida con la primera entrada de señal (1b) de tal manera que el ánodo (5a) del diodo (5) está unido con la salida del conmutador (3c, 103c).
Description
Circuito comparador adaptativo y sensor de
distancia acústico con un circuito de este tipo.
La invención se refiere a un circuito comparador
adaptativo que se puede emplear, en particular, para la reducción
de la zona de acción inmediata de un sensor de distancia acústico,
así como a un sensor de distancia acústico con un circuito de este
tipo.
Los sensores de distancia acústicos se emplean
para medir distancias según el procedimiento del tiempo de
propagación de impulsos. En este procedimiento, un convertidor
acústico envía un breve impulso acústico que se propaga en un medio
(gas, líquido o cuerpo sólido). Este impulso se refleja, por
ejemplo, en un objeto, y vuelve como eco. La distancia al objeto se
puede determinar a partir del tiempo de propagación del impulso
acústico y de la velocidad del sonido en el medio.
Por regla general, la frecuencia del sonido
usado para este tipo de mediciones se encuentra en el intervalo de
ultrasonidos, típicamente en el intervalo entre 20 kHz y 500 kHz,
por ejemplo a 400 kHz. El convertidor acústico, que puede ser, por
ejemplo, una cerámica piezoeléctrica se usa en la mayoría de las
ocasiones tanto para la emisión del impulso acústico como para la
recepción del eco. Típicamente se envían impulsos acústicos de
aproximadamente 3 a 5 periodos de oscilación, respectivamente. A
partir de ellos se producen para los impulsos acústicos irradiados
duraciones, típicamente, de aprox. 6 ... 2050 \mus. Durante este
tiempo, fase de emisión, el convertidor acústico oscila con una
gran amplitud de oscilación. Después de esta duración sigue un
tiempo de relajación en el que se reduce la amplitud de la
oscilación en la mayoría de los casos de modo exponencial. El
tiempo de relajación tiene un valor, típicamente, que va de 300
\mus a 3 ms, por ejemplo.
El periodo entre el final del tiempo de
relajación y la irradiación del siguiente impulso acústico se
denomina a continuación "fase de descanso". Como consecuencia
de ruidos y otras inducciones parásitas, la amplitud de las
oscilaciones, sin embargo, tampoco se reduce durante la fase de
descanso completamente a cero, sino que permanece en un determinado
nivel de ruido medio constante. La amplitud de oscilación que se
reduce durante el tiempo de relajación, y el nivel de ruido medio,
debido a ello, conforman durante la fase de recepción que sigue a
la fase de emisión, también en ausencia de un eco útil, en todo
momento, una señal de fondo finita, que justo después del final de
la fase de emisión es muy grande, cae dentro del tiempo de
relajación, por regla general de modo exponencial, y a continuación
permanece en el nivel de ruido.
Una señal de eco útil se solapa con este ruido
de fondo, y se registra, por regla general, con la ayuda de un
comparador que entrega una señal de conmutación cuando la señal de
recepción es mayor que un valor de referencia determinado que en lo
sucesivo se designa como "tensión umbral". La tensión umbral,
por un lado, ha de ser lo más reducida posible, para que también se
puedan registrar señales de eco útil débiles, por ejemplo de
objetos pequeños, lo que significa una sensibilidad elevada. Por
otro lado, la tensión umbral ha de estar con una cierta distancia
de seguridad por encima del nivel de ruido para evitar disparos
fallidos del comparador durante la fase de descanso.
En el caso de una tensión umbral constante se
pueden registrar señales de eco útiles tan pronto como la señal de
ruido de fondo, como consecuencia de la relajación del convertidor
acústico, ha caído por debajo de la tensión umbral. Antes de este
instante, sin embargo, es decir, durante la fase de emisión y una
parte del tiempo de relajación, la señal de ruido de fondo es mayor
que la tensión umbral, de manera que el comparador -
independientemente de la presencia de un eco - durante este tiempo
está disparado en cualquier caso. Con ello, el sistema, durante
este tiempo, llamado tiempo muerto, es fundamentalmente insensible
para la recepción de ecos. Debido a ello no es posible la medición
de distancias por debajo de una distancia determinada mínima. Esta
distancia mínima se denomina "zona de acción inmediata", y
típicamente tiene un valor de algunos cm. La existencia de la zona
de acción inmediata tiene habitualmente un efecto desventajoso, por
ejemplo allí donde el sensor, por razones de espacio, se ha de
disponer lo más cerca posible al objeto que se ha de detectar.
Se conocen diferentes procedimientos para la
reducción de la zona de acción inmediata. El procedimiento más
sencillo reside en el hecho de aumentar la tensión umbral. Gracias a
ello se consigue que la señal de ruido de fondo que se reduce
después de la fase de emisión caiga dentro del tiempo de relajación
en un instante anterior por debajo de la tensión umbral. Este
procedimiento, sin embargo, va unido con la importante desventaja
de que un incremento de la tensión umbral significa lo mismo que una
reducción de la sensibilidad del sistema, de manera que los ecos
débiles ya no se registran.
Otro procedimiento viene dado por el hecho de
hacer pasar la señal de recepción a través de un amplificador, cuyo
factor de amplificación se pueda variar temporalmente. El factor de
amplificación es mínimo justo después del impulso de emisión, y se
incrementa a continuación, por ejemplo, con la ayuda de un circuito
electrónico apropiado dependiendo del tiempo. De este modo, a pesar
de una tensión umbral constante temporalmente se puede combinar una
reducción de la zona de acción inmediata con una elevada
sensibilidad durante la fase de descanso. Sin embargo, para ello ha
de estar adaptada la evolución temporal del factor de amplificación
al tiempo de relajación. Representa una desventaja el hecho de que
una adaptación óptima única en este caso no sea suficiente, puesto
que el tiempo de relajación del convertidor acústico no es
constante, sino que depende del medio, de la temperatura, de la
antigüedad del convertidor acústico y de otras influencias. Debido a
ello, en la práctica se han de tomar complejas medidas de
compensación o se han de llevar a cabo nuevas adaptaciones
continuas, o bien desde el comienzo se ha de mantener una gran
reserva de seguridad para la adaptación óptima, lo cual reduce la
sensibilidad del sistema, al menos durante el tiempo de
relajación.
Otro procedimiento viene dado por el hecho de
disponer una tensión umbral que pueda variar temporalmente. Esta
cae, en este caso, idealmente, con una pendiente similar a la de la
señal de ruido de fondo que se reduce, y al comienzo de la fase de
descanso pasa a un valor constante, permaneciendo, sin embargo, la
tensión umbral siempre suficientemente mayor que la señal de ruido
de fondo. Una mejora adicional de este procedimiento se puede
conseguir haciendo que la señal de ruido de fondo se vea sometida a
una amplificación logarítmica, de modo que en lugar de una
disminución exponencial se realice una disminución lineal. En este
caso, sin embargo, también representa una desventaja el hecho de
que una adaptación única del comportamiento temporal de la tensión
umbral, en este caso, no sea suficiente para garantizar a largo
plazo un funcionamiento óptimo, ya que también en este caso el
comportamiento de reducción del convertidor acústico no se tiene en
cuenta dependiendo del caso concreto.
Del documento DE3713758A1 se conoce un circuito
receptor para un aparato acústico de medición de distancia que
trabaja según el procedimiento del tiempo de propagación de impulsos
- eco, y que usa tanto una amplificación variable temporalmente
como una tensión umbral variable temporalmente. La señal de eco pasa
por varias etapas de amplificación conectadas en serie, presentando
al menos una de ellas una característica aproximadamente
logarítmica. Esta etapa de amplificación está conformada como
amplificador operacional, y está conectada con una realimentación
negativa que contiene un componente con una característica de
tensión/corriente no lineal. La señal de eco es remodulada después
de haber pasado por las etapas de amplificación, y es suministrada a
la entrada de señal de un comparador. Esta señal de tensión,
adicionalmente, está puesta a masa a través de un circuito serie
formado por una primera resistencia y un condensador. En este caso,
la conexión del condensador que está unida con la primera
resistencia está unida por medio de una segunda resistencia con la
entrada de referencia del comparador. La conexión mencionada del
condensador está unida adicionalmente por medio de una tercera
resistencia con una fuente de tensión.
El documento D4
(=US-A-4.785.664) es un sistema de
ultrasonidos para la detección del nivel de líquido de un líquido
en un tanque, en el que el sistema tiene la capacidad de constatar
niveles de líquido, en particular cuando el tanque está
prácticamente lleno. Una señal de ultrasonidos resultante de un
convertidor de ultrasonidos es reflejada por la superficie en el
tanque. Cuando la señal de eco alcanza el convertidor de
ultrasonidos, es generada por éste una señal de salida. La
distancia o el nivel de líquido se determinan por medio de la
constatación del tiempo de propagación entre la emisión de la señal
de ultrasonidos y la señal de eco. Un comparador compara la señal
del convertidor de ultrasonidos con una señal de referencia y genera
una señal de salida cuando se recibe una señal de ultrasonidos de
un mayor valor o amplitud que la señal de referencia. Para evitar
problemas con señales de salida elevadas, que son causadas por medio
de la vibración del convertidor de ultrasonidos después de recibir
el impulso de emisión, antes de que el convertidor de ultrasonidos
haya oscilado con amplitud decreciente a su posición de descanso
(denominado tiempo de relajación o tiempo de amortiguamiento), la
señal de referencia se ajusta en una base temporal. Para ello, la
señal de referencia se encuentra, al comienzo, por encima del nivel
esperado de una señal de tiempo de relajación, si bien se reconoce
una señal de eco válida cuando el tanque está prácticamente lleno,
ya que la señal de eco, igualmente, tiene una amplitud elevada. La
señal de referencia se reduce temporalmente hasta un nivel deseado,
con el que se pueden identificar sin problemas las señales de eco
con menor amplitud correspondientes al menor nivel de líquido en el
tanque.
Otro procedimiento para la reducción de la zona
de acción inmediata reside en el control en función del tiempo de
propagación de la longitud de los impulsos acústicos emitidos. En
caso de un tiempo de propagación corto, es decir, en caso de un
objeto cercano, se usan impulsos acústicos muy cortos, de manera que
la amplitud de la oscilación del convertidor acústico no oscila
completamente, y con ello se reduce la zona de acción inmediata.
Otro procedimiento reside en el uso de una
tensión umbral modificada de modo dinámico por medio de un
microprocesador y de un convertidor D/A. El microprocesador
controla en este caso el convertidor D/A, de manera que se origina
un umbral dinámico que está siempre por encima de la señal de
amortiguamiento. Un convertidor A/D mide en este caso la señal de
emisión que se extingue.
Estos procedimientos, sin embargo, van unidos
con un coste considerable de hardware y software.
La invención se basa en el objetivo de
proporcionar con un esfuerzo reducido y de modo económico un
circuito comparador en el que la evolución temporal de la tensión
umbral en cada caso individual se adapte de nuevo de modo
automático al comportamiento individual de extinción del convertidor
acústico, y a la magnitud del nivel de ruido.
Este objetivo se consigue según la invención por
medio de un circuito comparador adaptativo, en particular para un
sensor de distancia acústico, con un primer comparador, que
presenta
- -
- una primera entrada de valor umbral, en la que está conectada una primera tensión umbral, y
- -
- una primera entrada de señal, en la que está conectada una señal de tensión (U_{Signal}),
y en caso de que haya una señal de tensión que
es mayor que la primera tensión umbral, entrega una primera señal
de conmutación, caracterizado por
- -
- un emisor de señales, en particular un microcontrolador o un microprocesador que entrega periódicamente una señal de control,
- -
- un primer conmutador que presenta un dispositivo de control, una entrada del conmutador, así como una salida del conmutador, y que por medio de la acción de la señal de control en el dispositivo de control se puede controlar o activar de tal manera que se encuentra en el estado cerrado cuando el emisor de señales entrega una señal de control, y en otro caso se encuentra en estado abierto, o viceversa, estando conectada la entrada del conmutador con el primer polo positivo de una fuente de tensión continua, y la salida del conmutación con la primera entrada del valor umbral, de tal manera que la primera tensión umbral es la misma que la tensión que se encuentra en la salida del conmutador,
- -
- un condensador a través del cual la salida del conmutador está unida con el segundo polo negativo de la primera fuente de tensión continua, y
- -
- un diodo por medio del que la salida del conmutador está unido con la primera entrada de señal de tal manera que el ánodo del diodo está conectado con la salida del conmutador.
Ésta es la forma básica de un circuito
comparador adaptativo conforme a la invención. Según la invención,
en lugar del diodo se puede usar una segunda fuente de tensión
continua, cuyo polo positivo aparezca en lugar del ánodo del diodo,
y cuyo polo negativo aparezca en lugar del cátodo del diodo. Ésta es
la segunda forma básica de un circuito comparador adaptativo
conforme a la invención.
Estas dos formas básicas se pueden ampliar
ventajosamente, tal y como se explica más abajo.
Un sensor de distancia acústico conforme a la
invención comprende una unidad de mando que entrega periódicamente
impulsos de señal a un oscilador, que durante la existencia de un
impulso de señal entrega una tensión alterna a un convertidor
acústico, que por medio de ésta se excita para la irradiación de
ondas acústicas y es capaz de recibir como eco las ondas acústicas
que vuelven como consecuencia de la reflexión hacia el convertidor
acústico, y convertirlas en una señal de recepción eléctrica, así
como un generador de envolvente al que se le suministra la señal de
recepción y que conforma la envolvente de la señal de recepción y
entrega ésta como tensión de la señal, y está caracterizado porque
la tensión de la señal es suministrada a un circuito comparador,
que compren-
de
de
- -
- un primer comparador que presenta una primera entrada de valor umbral, en la que está conectada una primera tensión umbral, y una primera entrada de señal, en la que está conectada una señal de tensión, y que en caso de que haya una señal de tensión que sea mayor que la primera tensión umbral entrega una primera señal de conmutación,
- -
- un emisor de señales, en particular microcontrolador o microprocesador, que entrega periódicamente una señal de control,
- -
- un primer interruptor que presenta un dispositivo de control, una entrada del conmutador, así como una salida del conmutador, y que por medio del efecto de la señal de control sobre el dispositivo de control se puede controlar o activar de tal manera que se encuentra en estado cerrado cuando el emisor de señales entrega una señal de control, y en otro caso se encuentra en estado abierto, o viceversa, estando conectada la entrada del conmutador con el primer polo positivo de una fuente de tensión continua, y la salida del conmutador con la primera entrada de valor umbral, de manera que la primera tensión umbral es igual que la tensión que está en la salida del conmutador,
- -
- un condensador a través del que la salida del conmutador está conectada con el segundo polo negativo de la primera fuente de tensión continua, y
- -
- un diodo por medio del que la salida del conmutador está conectada con la primera entrada de señal de tal manera que el ánodo del diodo está conectado con la salida del conmutador.
Con ello, un sensor de distancia acústico
conforme a la invención comprende el circuito comparador adaptativo
conforme a la invención.
Preferentemente, la señal de control entregada
por el emisor de señales es una señal de control, y el primer
conmutador es un conmutador controlable eléctrica o
electrónicamente, por ejemplo un transistor, cuya conexión de base
o de compuerta hacen las veces de conexión de control, o por ejemplo
un relé. En otra forma de realización de la invención, la señal de
control entregada por el emisor de señales es una señal de control
óptica que es irradiada, por ejemplo, por medio de un diodo emisor
de luz, y el primer conmutador es un conmutador controlable
ópticamente, por ejemplo una fotorresistencia.
Tan pronto con el emisor de señales entrega una
señal, el primer conmutador se encuentra en estado cerrado, de
manera que el condensador se carga con la tensión entregada por la
primera fuente de tensión. Después de la finalización de la señal
de control, el conmutador se encuentra en estado abierto. La tensión
del condensador, y con ello la primera tensión umbral que se
encuentra en la primera entrada del valor umbral toma un valor que
se corresponde con la suma de la señal de tensión y la tensión de
paso del diodo, o bien con la suma de la señal de tensión y la
tensión de la segunda fuente de tensión continua.
La tensión de paso del diodo o la tensión de la
segunda fuente de tensión continua se designan a continuación como
"distancia de tensión básica" dU.
El objetivo del diodo o de la segunda fuente de
tensión continua es permitir una descarga del condensador, y con
ello una caída de la tensión umbral durante el tiempo necesario
hasta que la diferencia de la tensión umbral menos la señal de
tensión haya caído a la distancia de tensión básica dU, evitando,
sin embargo, una nueva carga del condensador, y con ello una subida
de la tensión umbral, en caso de que la señal de tensión suba.
El comportamiento temporal de la tensión umbral
discurre, con ello, desplazado de modo paralelo una distancia de
tensión básica dU respecto al de la señal de tensión, en tanto que
la señal de tensión no suba. En caso de que la señal de tensión,
por el contrario, suba, entonces la tensión umbral permanece
constante. Un máximo, es decir, un pico, de la señal de tensión
lleva a un disparo del comparador tan pronto como la señal de
tensión sobrepasa la tensión umbral. En caso de que la señal de
tensión vuelva a caer después de una subida, entonces la tensión
umbral vuelve a seguir la señal de tensión desplazada de modo
paralelo tan pronto como se ha vuelto a alcanzar la distancia de
tensión básica dU.
Por tanto, según la invención, la tensión umbral
está fijada en cada instante de la fase de recepción por medio de
la magnitud de la señal de tensión. En caso de una evolución
temporal modificada de la señal de tensión tiene lugar
automáticamente una evolución temporal modificada de modo
correspondiente de la tensión umbral. La evolución de la tensión
umbral se adapta, con ello, de modo automático a la de la señal de
tensión.
La tensión de paso del diodo está en función de
la temperatura. Se reduce a medida que aumenta la temperatura. Un
sensor de distancia acústico conforme a la invención se hace más
sensible a medida que aumenta la temperatura. Por otro lado, por
regla general, la amortiguación de las ondas ultrasónicas aumenta
con la temperatura. Con ello, la pérdida de sensibilidad que se
produce con ello se neutraliza parcialmente de modo ventajoso al
usar un diodo para la fabricación de la distancia de tensión básica
dU.
Tal y como ya se ha indicado anteriormente,
según la invención, en lugar del diodo se puede usar una segunda
fuente de tensión continua, cuyo polo positivo aparezca en lugar del
ánodo del diodo y cuyo polo negativo aparezca en lugar del cátodo
del diodo. La distancia de tensión básica dU viene dada en este caso
por medio de la tensión proporcionada por la segunda fuente de
tensión continua.
Las formas básicas descritas anteriormente de
circuitos comparadores adaptativos conformes a la invención se
pueden ampliar de modo ventajoso, tal y como se explica a
continuación.
En una forma de realización preferida de la
invención se amplía una de las formas básicas descritas
anteriormente por medio de una primera resistencia que está
conectada entre la primera entrada de valor umbral y el segundo
polo, de manera que la primera y la segunda resistencia conforman un
primer divisor de tensión. La magnitud de la primera tensión umbral
U_{ref1} se opone, debido a ello, a la tensión que está prefijada
por medio del primer divisor de
tensión.
tensión.
Con la ayuda del primer divisor de tensión,
debido a ello, se puede modificar la distancia de tensión con la
que está desplazada en paralelo la tensión umbral después de la
extinción de la señal de tensión U_{Signal} respecto a la señal
de tensión, preferentemente desde la distancia de tensión básica dU
a un valor dU_{a}. En caso de que esta forma de realización de un
circuito comparador adaptativo conforme a la invención se emplee en
un sensor de distancia acústico, de este modo se puede modificar la
sensibilidad del sensor de distancia que se alcanza durante la fase
de descanso, y en particular, se puede incrementar.
El primer divisor de tensión puede ser un
potenciómetro ajustable, cuya toma esté unida con la salida del
conmutador.
Otra forma de realización preferida de un
circuito comparador adaptativo conforme a la invención comprende
adicionalmente a las formas básicas descritas anteriormente:
- -
- un segundo comparador que presenta una segunda entrada de valor umbral y una segunda entrada de señal, y entrega una segunda señal de conmutación cuando en la segunda entrada de señal está conectada una tensión mayor que en la segunda entrada de valor umbral,
- -
- una tercera resistencia a través de la que el primer polo de la primera fuente de tensión continua está conectado a la segunda entrada de valor umbral,
- -
- una cuarta resistencia que por un lado está unida con la segunda entrada de valor umbral, y por otro lado con el segundo polo de la primera fuente de tensión, de manera que la tercera y la cuarta resistencia conforman un divisor de tensión, y
- -
- un segundo conmutador que está conectado con el diodo en serie, y por medio del que la segunda señal de conmutación se puede controlar o activar de tal manera que se encuentra en estado cerrado cuando el segundo comparador entrega la segunda señal de conmutación, y se encuentra en estado abierto en cualquier otro caso.
Por medio del segundo divisor de tensión, en la
segunda entrada de valor umbral está conectada una tensión que se
denomina "segunda tensión de umbral" U_{ref2} en lo sucesivo.
En tanto que el segundo conmutador esté cerrado, la primera tensión
umbral sigue la señal de tensión U_{Signal} que cae con la
distancia de tensión básica dU, como se ha explicado anteriormente.
Según la invención, sin embargo, se abre el segundo conmutador tan
pronto como la señal de tensión U_{Signal} se sitúa por debajo de
la segunda tensión de umbral U_{ref2}. Gracias a ello se finaliza
la descarga del condensador, y con ello la caída de la primera
tensión umbral.
Con ello, en esta forma de realización el
condensador sólo se puede descargar hasta que la primera tensión
umbral U_{ref1} haya caído a la magnitud de la segunda tensión
umbral U_{ref2}.
Con la ayuda del segundo divisor de tensión,
debido a ello, se puede aumentar la distancia de tensión con la que
está desplazada en paralelo la primera tensión umbral después de la
extinción de la señal de tensión U_{Signal} respecto a la señal
de tensión U_{Signal}, preferentemente desde la distancia de
tensión básica dU a un valor dU_{b}. En caso de que esta forma de
realización de un circuito comparador adaptativo conforme a la
invención se emplee en un sensor de distancia acústico, de este modo
se puede reducir la sensibilidad del sensor de distancia que se
alcanza durante la fase de descanso.
El segundo divisor de tensión puede ser un
potenciómetro ajustable, cuya toma esté unida con la segunda entrada
de valor umbral.
En otra configuración de esta forma de
realización de la invención, entre la salida del conmutador y la
segunda salida del valor umbral está conectada una quinta
resistencia. La magnitud de la primera tensión umbral U_{ref1} se
opone a la tensión que está prefijada por medio del segundo divisor
de tensión. En particular, con la ayuda de la quinta resistencia se
puede alcanzar, adicionalmente, que la distancia de tensión con la
que está separada en paralelo la tensión umbral respecto a la señal
de tensión, tienda a un valor dU_{b}, que de un modo ventajoso,
dependiendo de la tensión prefijada por el segundo divisor de
tensión no sólo pueda ser mayor que la distancia de tensión básica
dU, sino también menor.
Cuando esta configuración de un circuito
comparador adaptativo conforme a la invención se emplea en un sensor
de distancia acústico conforme a la invención, de esta manera se
puede aumentar o reducir, opcionalmente, la sensibilidad del sensor
de distancia que se consigue durante la fase de descanso.
En otra configuración ventajosa de la invención,
la señal de tensión, antes de alcanzar la primera entrada de señal,
pasa por un seguidor de tensión o un convertidor de impedancia.
En otra forma de realización de la invención,
para la limitación del flujo de corriente, entre la salida de
control y la conexión de control está conectada una sexta
resistencia. En otra forma de realización de la invención, el
primer conmutador es un transistor, cuya base hace las veces de
conexión de control, estando conectada entre la base y el primer
polo de la primera fuente de tensión continua una séptima
resistencia.
En otra forma de realización de la invención, el
diodo o la segunda fuente de tensión continua está conectada con
una octava resistencia en serie. Éste ocasiona una disminución de la
velocidad de la descarga del condensador, así como un aplanamiento
de la tensión umbral, lo cual representa una ventaja para muchas
aplicaciones.
La tensión entregada por la primera fuente de
tensión está elegida preferentemente de tal manera que es mayor en
su valor que el valor del máximo de la señal de tensión. De este
modo se evita que el primer comparador se disparo mientras que el
primer conmutador todavía esté cerrado, es decir, mientras la
tensión umbral todavía no se haya adaptado a la señal de tensión.
Adicionalmente, de este modo se consigue, ventajosamente, que la
adaptación de la tensión umbral a la señal de tensión en cualquier
caso pueda comenzar inmediatamente después de la abertura del
primer conmutador.
Un circuito comparador adaptativo según la
invención se puede emplear de un modo especialmente ventajoso en un
sensor de distancia acústico. En este caso, la señal de tensión se
conforma de un modo adecuado por medio de la envolvente de la señal
de recepción entregada por el convertidor acústico. Ésta está
formada por un solape de la señal de ruido de fondo con la señal de
eco útil. La conformación de la envolvente, por ejemplo, con la
ayuda de un circuito rectificador, se conoce del estado de la
técnica, y debido a ello no se explica aquí con más
detalle.
detalle.
En caso de ausencia de un eco, la envolvente se
extingue exponencialmente durante la fase de relajación, y al
comienzo de la fase de descanso pasa a ser una recta que discurre
horizontalmente. Una envolvente de este tipo se designa en lo
sucesivo como "envolvente de ruido de fondo": La tensión umbral
se adapta según la invención a la evolución individual de la
envolvente de ruido de fondo, siguiendo para ello a ésta, desplazada
en paralelo una distancia de tensión de dU o de dU_{a} o
dU_{b}.
Un eco ocasiona que a la envolvente de ruido de
fondo se le sobreponga un pico, de manera que la señal de tensión
aumente. Según la invención, la tensión umbral no sigue a este
aumento, de manera que el comparador se dispara, y el eco, de esta
manera, se puede registrar.
Tal y como ya se ha mencionado anteriormente, la
tensión entregada por la primera fuente de tensión está escogida
preferentemente de tal manera que, en valor, es mayor que el valor
del máximo de la señal de tensión. Puesto que en este caso la
tensión umbral sigue ya la envolvente de ruido de fondo,
inmediatamente al comienzo de la fase de relajación, con la
distancia de tensión dU, la señal de tensión, en caso de ausencia de
un eco, no es mayor en ningún instante que la tensión umbral, en
particular tampoco durante toda la fase de relajación en su
conjunto. El comparador, debido a ello, sólo puede ser disparado a
lo largo de toda la fase de recepción por medio de un eco, sin
embargo no puede ser disparado por el comportamiento de oscilación
del convertidor acústico. Con ello, un sensor de distancia acústico
conforme a la invención es capaz, principalmente, de registrar un
eco tanto durante la fase de descanso como, en particular, también
durante toda la fase de relajación. La zona de acción inmediata
indeseada del sensor, con ello, está reducida de un modo
considerable según la invención.
Breve descripción del dibujo, en la que se
muestra:
Fig. 1 un diagrama de bloques
esquemático de una variante de un sensor de distancia acústico según
el estado de la técnica,
Fig. 2 una representación esquemática de
una evolución temporal típica de a) impulso de señal, b) factor de
amplificación, c) envolvente y d) señal de salida del comparador,
que se pueden ajustar en el funcionamiento del sensor de distancia
de la Fig. 1,
Fig. 3 un diagrama de bloques
esquemático de otra variante de un sensor de distancia acústico
según el estado de la técnica,
Fig. 4 una representación esquemática de
una evolución temporal típica de a) impulso de reloj, b) envolvente
y c) señal de salida del comparador, que se pueden producir durante
el funcionamiento del sensor de distancia de la Fig. 3,
Fig. 5 un esquema de conexiones de una
forma de realización de un circuito comparador conforme a la
invención,
Fig. 6 un esquema de conexiones de una
forma de realización alternativa de un circuito comparador conforme
a la invención,
Fig. 7 y Fig. 8 un diagrama de bloques
esquemático de formas de realización de un sensor de distancia
acústico conforme a la invención,
Fig. 9 una representación esquemática de
una evolución temporal típica de a) impulso de señal, b) señal de
control, c) envolvente y tensión umbral, así como d) señal de
conmutación del comparador, que se pueden ajustar durante el
funcionamiento del sensor de distancia conforme a la invención de la
Fig. 8, apareciendo durante la fase de descanso un eco,
Fig. 10 una representación esquemática de
una evolución temporal típica de a) envolvente y tensión umbral,
así como b) señal de conmutación del comparador, que se pueden
ajustar durante el funcionamiento del sensor de distancia conforme
a la invención de la Fig. 8, apareciendo adicionalmente durante la
fase de relajación un eco, y
Fig. 11 a 13 esquemas de conexiones de otras
formas de realización de circuitos comparadores conformes a la
invención.
Las Fig. 1 a 4 sirven para la explicación con
detalle del estado de la técnica. La Fig. 1 muestra un diagrama de
bloques esquemático de una variante de un sensor de distancia 30a
acústico, en el que se ha tomado una medida correspondiente al
estado de la técnica para la reducción de la zona de acción
inmediata. El sensor de distancia 30a de la Fig. 1 comprende una
unidad de mando 31, un oscilador 32, un excitador 33, un convertidor
acústico 34, un limitador de tensión 35, un amplificador 36a con
factor de amplificación controlable,
un conformador de envolvente 37, un comparador 1
así como una etapa de control del factor de amplificación 38a.
La unidad de mando 31 envía breves impulsos de
señal 41 al oscilador 32. Éste oscila al conectar un impulso de
señal, y entrega en este caso una tensión alterna de por ejemplo 400
kHz, que en primer lugar se amplifica por medio del excitador 33 y
a continuación se usa para la excitación del convertidor acústico
34, de manera que éste se excita para conformar oscilaciones, es
decir, para la entrega de ondas acústicas. De modo correspondiente
a los breves impulsos de señal cortos, el convertidor acústico 34
irradia paquetes de ondas acústicas cortos que representan los
impulsos de emisión del sensor de distancia 30a.
Durante la fase de emisión, el convertidor
acústico 34 oscila con una amplitud de oscilación mayor. Después de
este periodo temporal sigue un tiempo de relajación en el que la
amplitud de oscilación se extingue, la mayoría de las ocasiones de
modo exponencial. En la fase de descanso que sigue a continuación,
la amplitud de la oscilación permanece por regla general en un
nivel de ruido medio constante.
La señal entregada por el convertidor acústico,
y con ella también el eco que vuelve después del tiempo de
propagación proporcional a la distancia, son suministrados al
amplificador 36a a través del limitador de tensión 35 con un factor
de amplificación controlable. El limitador de tensión aleja la
tensión elevada usada para la excitación del convertidor acústico
del amplificador 36a. El conformador de envolvente 37 conforma, por
ejemplo, con la ayuda de un circuito rectificador interno, a partir
de la señal de tensión alterna entregada por el limitador de
tensión 35, su envolvente, y entrega una señal de tensión envolvente
cuya evolución temporal se corresponde con la de la envolvente, al
comparador 1.
El comparador 1 entrega una señal de conmutación
para evaluación a la unidad de mando 31 cuando la señal de tensión
envolvente es mayor que la primera tensión umbral prefijada de modo
fijo. En particular, el comparador entrega una señal cuando se
recibe una señal de eco cuya magnitud sobrepase a la de la tensión
umbral.
El factor de amplificación del amplificador 36a
se controla por medio de la etapa de control del factor de
amplificación 38a en función del tiempo de tal manera que durante y
justo después del impulso de emisión es mínimo, y crece tan pronto
como la amplitud de oscilación del convertidor acústico 34 se ha
extinguido hasta tal punto que la magnitud de la señal de recepción
ya no está limitada por medio del limitador de tensión 35. El
aumento del factor de amplificación no comienza, debido a ello,
completamente al mismo tiempo con el final del impulso de señal,
sino retrasado respecto a éste un tiempo de retardo determinado dt
(Fig. 2). La información temporal necesaria para la sincronización
del comportamiento temporal del factor de amplificación con el
ritmo de los impulsos de emisión es recibida por la etapa de control
del factor de amplificación 38a desde la unidad de mando 31. De
este modo se puede conseguir una reducción de la zona de acción
inmediata. La evolución temporal del factor de amplificación se
puede elegir, temporalmente, de tal manera que actúe contra la
amortiguación en función de la distancia del eco, y se mantenga
constante la sensibilidad del sistema.
La Fig. 2 muestra una representación esquemática
de una evolución temporal de a) impulso de señal, b) factor de
amplificación del amplificador 36a, c) envolvente y valor umbral,
así como d) señal de salida del comparador, que se pueden ajustar
típicamente durante el funcionamiento del sensor de distancia de la
Fig. 1. Los ejes temporales de las curvas a) a d) se han escogido
idénticos para la ilustración de las evoluciones temporales. Tal y
como se ha explicado ya haciendo referencia a la Fig. 1, el factor
de amplificación 42 alcanza durante el impulso de señal 41 un
mínimo 42a que dura un tiempo de retardo dt determinado más que el
impulso de señal 41, y a continuación crece con el tiempo de manera
monótona.
La tensión de la envolvente 43 alcanza durante
el impulso de señal 41 un máximo (sección de la envolvente 43a), en
el que, después del final del impulso de señal 41 todavía queda para
el tiempo de retardo dt. A continuación cae la tensión de la
envolvente 43 durante la fase de relajación (sección de envolvente
43b), estando dada la evolución de la curva de la sección de la
envolvente 43b por medio de la multiplicación de la extinción, por
ejemplo exponencial, de la amplitud del convertidor acústico con el
factor de amplificación que aumenta. La reducción provisional del
factor de amplificación durante y después el impulso de señal
ocasiona que la tensión de la envolvente 43 pase por debajo de la
tensión umbral 44 antes de lo que ocurriría en el caso de un factor
de amplificación no reducido. La consecuencia ventajosa de esto es
una reducción de la zona de acción inmediata. En la ase de
descanso, la tensión de la envolvente 43 alcanza finalmente un nivel
constante reducido (sección de la envolvente 43c). La tensión
umbral 44 es constante en el tiempo.
Puesto que el comparador 1 entrega una señal de
conmutación tan pronto como la tensión de la envolvente 43
sobrepasa la tensión umbral 44, al comienzo del impulso de señal 41,
de un modo desventajoso, se dispara siempre una señal de
conmutación 45 ciega que dura hasta que la tensión de la envolvente
43 ha caído por debajo del valor umbral 44. Una señal de eco
(sección de la envolvente 43d) ocasiona una señal de conmutación
útil 46, de manera que la unidad de mando ha de ser capaz de
diferencial una señal de conmutación útil 46 de una señal de
conmutación ciega 45 que haya sido ocasionada sin la presencia de
una señal de eco únicamente por medio del impulso de señal 41. Una
capacidad de diferenciación de este tipo va unida con un coste en
hardware o software, y debido a ello, conlleva desventajas. Otras
desventajas que van unidas con un sensor de distancia del tipo
ilustrado en la Fig. 1 ya han sido descritas anteriormente.
Tal y como ya ha sido explicado anteriormente,
otro procedimiento para la reducción de la zona de acción inmediata
reside en el hecho de proporcionar una tensión de umbral que se
pueda modificar temporalmente. La Fig. 3 muestra, para una
explicación más detallada del estado de la técnica, un diagrama de
bloques esquemático de una variante correspondiente de un sensor de
distancia 30b acústico. El sensor de distancia 30b de la Fig. 3
comprende una unidad de mando 31, un oscilador 32, un excitador 33,
un convertidor acústico 34, un limitador de tensión 35, un
amplificador 36b preferentemente logarítmico, un conformador de
envolvente 37, un comparador 1 así como una etapa de control de
valor umbral 38b que genera una tensión umbral que se puede
modificar y la entrega al comparador 1.
La diferencia fundamental respecto al sensor de
distancia 30a ilustrado en la Fig. 1 reside en el hecho de que la
reducción de la zona de acción inmediata no se alcanza por medio de
un factor de amplificación que se puede modificar temporalmente,
sino por medio de una tensión umbral que se puede modificar
temporalmente.
La Fig. 4 muestra una representación esquemática
de una evolución temporal de a) impulso de señal, b) envolvente y
valor umbral, así como c) señal de salida del comparador, que se
pueden ajustar típicamente durante el funcionamiento del sensor de
distancia 30b de la Fig. 3. Los ejes temporales de las curvas a) a
c) se han escogido idénticos para ilustrar las evoluciones
temporales.
La tensión de la envolvente 53 alcanza durante
un impulso de señal 41 un máximo (sección de la envolvente 53a), en
el que permanece después de la finalización del impulso de señal 41
todavía durante el tiempo de retardo dt. A continuación, la tensión
de la envolvente 53 cae durante la fase de relajación de modo lineal
(sección de la envolvente 53b), ya que el amplificador 36b es un
amplificador logarítmico. En la fase de relajación, la tensión de
la envolvente 53 alcanza finalmente un nivel constante reducido
(sección de la envolvente 53c).
La tensión umbral 54 no es constante
temporalmente, sino que está controlada por medio de una etapa de
control del valor umbral 38b de tal manera que antes de cada
impulso de señal 41 aumenta, permanece durante un tiempo
determinado en un valor máximo (sección de la curva 54a), a
continuación cae (sección de la curva 54 b), y finalmente alcanza
durante la fase de descanso un nivel constante (sección de la curva
54c), permaneciendo la tensión umbral 54 siempre mayor que la
tensión de la envolvente 53 en tanto que no se reciba ningún eco.
La información temporal necesaria para la sincronización del
comportamiento temporal de la tensión umbral 54 con el ritmo de los
impulsos de señal 41 es recibida por la etapa de control del valor
umbral 38b procedente de la unidad de mando
31.
31.
La consecuencia ventajosa es una reducción de la
zona de acción inmediata. Adicionalmente, por medio del impulso de
señal 41 no se dispara ninguna señal de conmutación ciega. Por el
contrario, sólo por medio del aumento de la envoltura 53 (sección
de la envoltura 53d) unido con un eco se dispara una señal de
conmutación 56, de manera que la señal de conmutación 56 es una
señal de conmutación útil 56. Las desventajas que van unida con un
sensor de distancia del tipo ilustrado en la Fig. 3 ya se han
explicado anteriormente.
Ahora se hace referencia a la Fig. 5, que
ilustra un esquema de conexiones esquemático de una forma de
realización 10a de un circuito comparador adaptativo conforme a la
invención. Éste comprende un emisor de señales 2, un primer
conmutador 3 controlable, un condensador 6, un diodo 5 y un primer
comparador 1, que presenta una primera entrada de valor umbral 1a y
una primera entrada de señal 1b.
En la primera entrada de valor umbral 1a está
conectada una tensión umbral U_{ref1} que se genera internamente
en el circuito comparador adaptativo conforme a la invención. En la
entrada de señal 1b está conectada una señal de tensión
U_{Signal} que puede ser, por ejemplo, una envolvente de la señal
de recepción de un convertidor acústico y que se suministra al
circuito comparador adaptativo conforme a la invención por medio de
un primer borne 8.
El primer comparador 1 entrega una primera señal
de conmutación S_{1} cuando la señal de tensión U_{Signal} es
mayor que la primera tensión umbral U_{ref1}. La primera señal de
conmutación S_{1} se puede tomar, por ejemplo, a través de un
segundo borne 9, y se puede suministrar a una evaluación.
El emisor de señales 2 entrega a través de una
salida de control 2a periódicamente, por ejemplo en intervalos
temporales regulares, una señal de control S_{St} eléctrica. El
emisor de señales 2 puede ser, en el caso más sencillo, por
ejemplo, un botón de mando accionado manualmente. Adicionalmente, el
emisor de señales puede ser, por ejemplo, un circuito generador de
reloj rectangular electrónico con una relación
duración-periodo adecuada. Preferentemente, el
emisor de señales 2 es un microcontrolador o un microprocesador que
está programado de tal manera que entrega en intervalos temporales
regulares una señal de control S_{St} eléctrica con una duración
de típicamente, por ejemplo, 20 microsegundos.
El primer conmutador 3 presenta un dispositivo
de control 3a, una entrada del conmutador 3b, así como una salida
del conmutador 3c. El dispositivo de control 3a está unido con la
salida de control 2a, y se puede controlar por medio de la señal de
control S_{St} de tal manera que se encuentra en estado cerrado
cuando el emisor de señales 2 entrega una señal de control
S_{St}, y en otro caso se encuentra en estado abierto. El primer
conmutador 3 puede ser, por ejemplo, un transistor.
La entrada del conmutador 3b está unida con el
primer polo 4a positivo de una fuente de tensión continua 4a, 4b
(no mostrada). La salida del conmutador 3c está unida con la primera
entrada de valor umbral 1a del comparador 1, de manera que la
primera tensión umbral U_{ref1} es igual a la tensión que está en
la salida del conmutador 3c. Con ello, con el conmutador 3 cerrado,
el potencial del primer polo 4a positivo está puesto en la primera
entrada de valor umbral 1a del comparador 1.
La salida del conmutador 3c está conectada,
además, por medio de un condensador 6, con el segundo polo 4b
negativo de la primera fuente de tensión continua, de manera que el
condensador 6, con el conmutador 3 cerrado se carga con la tensión
de la primera fuente de tensión continua.
La salida del conmutador 3c está unida además
con el ánodo 5a de un diodo 5. El cátodo 5b del diodo 5 está unido
con la primera entrada de señal 1b del comparador 1.
Tan pronto como el emisor de señales 2 entrega
una señal de control S_{St}, el primer conmutador 3 se encuentra
en estado cerrad. El condensador 6, debido a ello, se carga con la
tensión entregada por la primera fuente de tensión. Esta tensión
también está conectada con la entrada de valor umbral 1a con el
conmutador 3 cerrado.
Después de la finalización de la señal de
control S_{St}, el conmutador 3 se encuentra en estado abierto.
El condensador 6 se puede descargar ahora según la invención a
través del diodo 5 hasta que la primera tensión umbral U_{ref1}
alcance un valor que se corresponda con la suma de la señal de
tensión U_{Signal} y la tensión de paso del diodo dU. Esto
significa que la tensión que se ajusta en el condensador 6 depende
de la magnitud de la señal de tensión U_{Signal}: cuando menor es
la señal de tensión U_{Signal}, más cae, según la invención, la
tensión en el condensador 6, y con ello, la tensión umbral
U_{ref1}.
Con ello, se ajusta una tensión umbral
U_{ref1} que es mayor que la señal de tensión U_{Signal} en la
distancia de tensión básica.
El objetivo del diodo 5, según la invención, es
permitir una descarga del condensador 6, y con ello una caída de la
tensión umbral U_{ref1} tan sólo hasta que la diferencia
U_{ref1} - U_{Signal} haya caído a la distancia de tensión
básica dU, si bien evitar una carga de nuevo del condensador, y con
ello un aumento de la tensión umbral, en caso de que la señal de
tensión U_{Signal} aumente. En caso de que la señal de tensión
U_{Signal} caiga, entonces se suministra la tensión umbral
U_{ref1} a la señal de tensión U_{Signal} en la distancia dU.
En caso de que, por el contrario, la señal de tensión U_{Signal}
aumente, entonces la tensión umbral U_{ref1} permanece constante
como consecuencia del efecto de bloqueo del diodo 5.
Naturalmente, la polaridad de la primera fuente
de tensión continua también puede estar invertida respecto a la
Fig. 1, de manera que el primer polo 4a sea negativo y el segundo
polo 4b sea positivo. En este caso, el diodo 5 ha de estar
dispuesto en el circuito de la Fig. 1 en dirección opuesta, de
manera que su cátodo esté unido con la salida del conmutador 3c, y
su ánodo con el segundo polo 4b.
En otra forma de realización de la invención, la
distancia de tensión básica dU está aumentada por medio de la
conexión en serie en el mismo sentido de un gran número de diodos 5
o de segundas fuentes de tensión continua 7.
Según la invención, alternativamente, la función
del diodo 5 puede ser realizada por medio de una segunda fuente de
tensión continua, cuyo polo positivo aparezca en el lugar del ánodo
5a del diodo 5, y cuyo polo negativo aparezca en el lugar del
cátodo 5b del diodo 5. La Fig. 6 muestra una forma de realización
10b de un circuito comparador adaptativo conforme a la invención,
que se puede usar alternativamente al de la Fig. 1. El diodo de la
Fig. 5 está reemplazado por medio de una segunda fuente de tensión
7, en la que su polo 7a positivo aparece en el lugar del ánodo 5a,
y el polo 7b negativo en el lugar del cátodo 5b. La distancia de
tensión básica dU de la Fig. 1 está reemplazada ahora por medio de
la tensión de la fuente de tensión 7, es decir, la distancia de
tensión básica dU entre U_{ref1} y U_{Signal} está dada ahora
por medio de la tensión proporcionada por la segunda fuente de
tensión.
En caso de que la tensión entregada por la
segunda fuente de tensión 7 se pueda regular o ajustar, entonces se
puede variar la distancia de tensión básica dU según sea
necesario.
La Fig. 7 muestra un diagrama de bloques
esquemático de una forma de realización de un sensor de distancia
acústico conforme a la invención, en el que se emplea el circuito
comparador 10a adaptativo de la Fig. 5. Una unidad de mando 31
entrega periódicamente, preferentemente en intervalos de tiempo
regulares, impulsos de señal cortos de una duración de, por
ejemplo, 25 microsegundos cada uno, a un oscilador 32. Cuando se da
un impulso de señal, el oscilador 32 entrega una tensión alterna a
un convertidor acústico 34, que por medio de ésta es excitado para
la irradiación de ondas acústicas. El convertidor acústico 34 es
capaz de recibir las ondas acústicas reflejadas en un objeto y que
vuelven al convertidor acústico 34 como eco, y de convertirlas en
una señal de recepción eléctrica, representando el tiempo de
propagación de las ondas acústicas una medida para la distancia del
objeto.
La señal de recepción se suministra a un
conformador de envolvente 37, que conforma la envolvente de la señal
de recepción, y entrega ésta como señal de tensión U_{Signal} a
través del borne 8 al circuito comparador 10a adaptativo de la Fig.
5.
En una forma de realización preferida de la
invención, los impulsos de señal 41 que entrega la unidad de mando
31 al oscilador 32 están sincronizados con las señales de control
S_{St} que la unidad de mando 2 entrega al conmutador 3 que las
señales de control S_{St} comienzan, respectivamente poco antes de
los impulsos de señal 41, tal y como se explica más abajo haciendo
referencia a las Fig. 9a y 9b. De este modo se garantiza que la
tensión umbral U_{ref1} sea ya al comienzo de la fase de emisión
mayor que la señal de tensión U_{Signal}, de manera que no se
dispare ninguna señal de conmutación ciega.
En otra forma de realización preferida de la
invención, los impulsos de señal 41 están sincronizados
ventajosamente con las señales de control S_{St} de tal manera
que las señales de control S_{St} finalizan respectivamente antes
o al mismo tiempo que la finalización de los impulsos de señal 41.
De este modo se garantiza que la tensión umbral U_{ref1} se
suministra sin retardo temporal ya al comienzo de la fase de
relajación a la señal de tensión U_{Signal} que cae con la
distancia de tensión dU.
La sensibilidad del sensor de distancia viene
dada por la distancia de tensión básica dU.
La Fig. 8 muestra un diagrama de bloques
esquemático de otra forma de realización de un sensor de distancia
acústico conforme a la invención en el que se emplea igualmente el
circuito comparador 10a adaptativo de la Fig. 5. El sensor de
distancia de la Fig. 8 presenta respecto al de la Fig. 7
adicionalmente un excitador 33 que amplifica la tensión alterna
entregada por el oscilador 32, y la entrega al convertidor acústico
34. Adicionalmente, la señal de recepción se conduce antes de su
alimentación al conformador de envolvente 37 a través de un
limitador de tensión 35 y a través de un amplificador 36c
logarítmico.
El limitador de tensión, 35, actúa, entre otras
cosas, contraponiéndose a una saturación del amplificador. El
amplificador 36c sirve para adaptar el nivel de entrada reducido de
algunos microvoltios al nivel de entrada mayor del circuito de
evaluación posterior.
En la Fig. 8, adicionalmente, para simplificar
la sincronización, el emisor de señales 2 está alojado en la unidad
de mando 31. Por ejemplo, el emisor de señales 2 y la unidad de
mando 31 pueden estar agrupados en una única unidad, por ejemplo en
un microprocesador, que lleve a cabo al mismo tiempo tanto la
función del emisor de señales 2 como la de la unidad de mando
31.
En la Fig. 8 se alimenta adicionalmente la
primera señal de conmutación S_{1} a la unidad de mando 31 para
evaluación, en particular para la determinación del tiempo de
propagación y para el cálculo de la distancia.
Las Figuras 9 y 10 sirven para la explicación
más detallada de los efectos ventajosos de la invención, en las que
los ejes temporales de todas las evoluciones de las curvas han sido
elegidos idénticos para la ilustración de las evoluciones
temporales.
La Fig. 9 muestra una representación esquemática
de una evolución temporal típica de a) impulso de señal, b) señal
de control, c) señal de tensión y tensión umbral, así como d) señal
de conmutación del comparador, que se pueden ajustar durante el
funcionamiento del sensor de distancia conforme a la invención de la
Fig. 8, apareciendo durante la fase de descanso un eco.
La unidad de mando 31 envía impulsos de señal 41
breves al oscilador 32, gracias a lo cual el convertidor acústico
34 se excita para la irradiación de un paquete de ondas acústicas
(Fig. 9 curva a). Adicionalmente, el emisor de señales 2 entrega
una señal de control S_{St} al conmutador 3, que está sincronizado
con el impulso de señal 41 de tal manera que la señal de control
S_{St} comienza poco antes del impulso de señal 41, y finaliza
todavía durante su duración o al mismo tiempo que ésta (Fig. 9,
curva b).
La Fig. 9, curva c, muestra la evolución de la
señal de tensión U_{Signal} (curva de trazo continuo) que es
idéntico a la envolvente, y la evolución de la tensión umbral
U_{ref1} (curva a puntos). La evolución de la señal de tensión
U_{Signal} durante la fase de emisión y la fase de relajación y al
comienzo de la fase de reposo se corresponde fundamentalmente con
la de la envolvente 53 que se ha explicado haciendo referencia a la
Fig. 4. Mientras que la señal de control S_{St} está conectada con
el conmutador 3, éste está abierto, de manera que se ajusta una
tensión umbral U_{ref1} que es idéntica a la tensión entregada por
la primera fuente de tensión continua 4a, 4b (Fig. 9, curva c).
Ésta está seleccionada ventajosamente de manera que es mayor que el
máximo de la señal de tensión, de modo que la adaptación de la
tensión umbral a la señal de tensión comienza inmediatamente
después de la abertura del conmutador 3. En el presente ejemplo, el
tamaño máximo posible de la señal de tensión está prefijado por
medio del limitador de tensión 35 o por medio del límite de
saturación del amplificador 36c (Fig. 8).
Después de la finalización de la señal de
control S_{St} según la invención una tensión umbral U_{ref1}
que es mayor que la señal de tensión U_{Signal} en la distancia de
tensión básica dU. Debido a ello, la tensión umbral U_{ref1} cae
inmediatamente después del final de la señal de control un valor
determinado. Desde este instante, la tensión umbral discurre según
la invención desplazada en paralelo a la distancia de tensión dU
respecto a la de la señal de tensión U_{Signal}, siempre y cuando
ésta no suba. No se dispara una señal de conmutación ciega. En caso
de que la señal de conmutación U_{Signal}, por el contrario, suba,
entonces la tensión umbral permanece constante, de manera que un
primer pico de eco 60 de la señal de tensión U_{Signal} lleva a
un disparo del comparador 1 tan pronto como la señal de tensión
U_{Signal} sobrepase la tensión umbral Uref1. En este caso, el
comparador 1 entrega una primera señal de conmutación S_{1} (Fig.
9, curva d).
La Fig. 10 muestra una representación
esquemática de una evolución temporal típica de a) señal de tensión
y tensión umbral, así como b) señal de conmutación del comparador,
que se pueden ajustar durante el funcionamiento del sensor de
distancia conforme a la invención de la Fig. 8, apareciendo durante
la fase de relajación un eco y durante la fase de descanso otro
eco. Las evoluciones temporales del impulso de señal 41 y de la
señal de control S_{St} son idénticas a las de la Fig. 9.
Durante el tiempo de relajación aparece una
señal de eco que se hace notar por medio de un segundo pico de eco
61 de la señal de tensión U_{Signal} (Fig. 10, curva a). Hasta el
comienzo del segundo pico del eco 61, las evoluciones de las curvas
se corresponden con las de la Fig. 9, curva c. Según la invención,
sin embargo, el retroceso de la tensión umbral U_{ref1} se llega
a detener tan pronto como la señal de tensión U_{Signal} deja de
caer, y por medio del segundo pico de eco 61 se dispara una primera
señal de conmutación S_{1a}. Después del segundo pico de eco 61
que se produce durante el tiempo de relajación, se vuelve a ajustar
la distancia de tensión, dU, entre la tensión umbral U_{ref1} y
la señal de tensión U_{Signal}. Durante la fase de descanso se
produce otro tercer pico de eco 62 de la señal de tensión
U_{Signal}, por medio del cual se dispara otra señal de
conmutación S_{1b}.
Ahora se hace referencia a las Fig. 11 a 13, que
muestran otras formas de realización ventajosas de un circuito
comparador adaptativo conforme a la invención.
La Fig. 11 muestra una forma de realización 10c
preferida de la invención que se diferencia del circuito comparador
10a adaptativo de la Fig. 6 de la siguiente manera:
- a)
- El primer conmutador es un transistor 103. La base 103a del transistor 103 sirve como conexión de control, el emisor 103b como entrada del conmutador, y el colector 103c como salida del conmutador.
- b)
- Entre el primer polo 4a y la primera entrada de valor umbral 1a está conectada una primera resistencia 11, y entre la primera entrada de valor umbral 1a y el segundo polo 4b está conectada una segunda resistencia 12, de manera que la primera resistencia 11 y la segunda resistencia 12 conforman un primer divisor de tensión 11, 12. La magnitud de la primera tensión umbral U_{ref1} se contrapone a la tensión que está prefijada por medio del primer divisor de tensión. Con la ayuda del primer divisor de tensión 11, 12 se puede modificar la distancia de tensión con la que la tensión umbral está desplazada en paralelo después de la extinción de la señal de tensión U_{Signal} respecto a la señal de tensión, preferentemente desde la distancia de tensión básica dU a un valor dU_{a}. Cuando se emplea esta forma de realización 10c de un circuito comparador adaptativo conforme a la invención en un sensor de distancia acústico conforme a la invención, de este modo se puede modificar, y en particular incrementar, la sensibilidad del sensor de distancia que se alcanza durante la fase de descanso. Esto representa una ventaja para muchas aplicaciones, por ejemplo para la detección de objetos pequeños.
El primer divisor de tensión puede ser un
potenciómetro ajustable, cuya toma esté unida con la salida del
conmutador.
- c)
- Entre la salida de control 2a del emisor de señales 2 y la base 103a está conectada una sexta resistencia 16, y entre la base 103a y el primer polo 4a, que en el ejemplo mostrado es un polo positivo, está conectada una séptima resistencia 17. La finalidad de estas resistencias ya se ha explicado anterior- mente.
- d)
- El diodo 5 está conectado con una octava resistencia 18 en serie, que sirve para ralentizar la descarga del condensador 6, y con ello reducir la velocidad con la que se lleva a cabo la adaptación de la tensión umbral U_{ref1} a la señal de tensión U_{Signal}. La octava resistencia 18 sirve, adicionalmente, para alisar la evolución de la tensión umbral U_{ref1} respecto a oscilaciones muy rápidas de la señal de tensión U_{Signal}.
La Fig. 12 muestra otra forma de realización 10d
preferida de la invención que se diferencia del circuito comparador
10c adaptativo de la Fig. 11 por medio de que la señal de tensión
U_{Signal} antes de alcanzar la primera entrada de señal 1b pase
por un convertidor de impedancia 21. Esta forma de realización es
especialmente ventajosa cuando la señal de tensión que entra en el
borne 8, que puede ser, por ejemplo, la tensión de una envolvente
entregada por un conformador de envolvente, es de alta
impedancia.
La Fig. 13 muestra otra forma de realización 10e
preferida de la invención, que se diferencia del circuito
comparador adaptativo 10a de la Fig. 6 de la siguiente manera:
- a)
- El primer conmutador es un transistor 103. La base 103a del transistor 103 sirve como conexión de control, el emisor 103b como entrada del conmutador, y el colector 103c como salida del conmutador.
- b)
- Se emplea un segundo comparador 20 que presenta una segunda entrada de valor umbral 20a y una segunda entrada de señal 20b, y entrega una segunda señal de conmutación S_{2} cuando en la segunda entrada de señal 20b está conectada una tensión mayor que en la segunda entrada de valor umbral 20a.
- c)
- El primer polo 4a de la primera fuente de tensión 4a, 4b está conectado por medio de una tercera resistencia 13 a la segunda entrada de valor umbral 20a. Por medio de una cuarta resistencia 14, la segunda entrada de valor umbral 20a está conectada con el polo 4b, de manera que la tercera y la cuarta resistencia 13, 14 conforman un segundo divisor de tensión que puede estar conformado como potenciómetro.
- d)
- El colector 103c que sirve como salida del conmutador, y la segunda entrada de valor umbral 20a están unidas a través de una quina resistencia 15.
- e)
- Con el diodo 5 está conectado un segundo conmutador 23 en serie, que se puede controlar o activar por medio de la segunda señal de conmutación S_{2} de tal manera que se encuentra en estado cerrado cuando el segundo comparador 20 entrega la segunda señal de conmutación S_{2}, y en otro caso se encuentra en estado abierto. El segundo conmutador 23 puede ser un transistor.
- f)
- Entre la salida de control 2a del emisor de señales 2 y la base 103a está conectada una sexta resistencia 16, y entre la base 103a y el primer polo 4a, que en el ejemplo mostrado es un polo positivo, está conectada una séptima resistencia 17. La finalidad de estas resistencias ya se ha explicado anteriormente.
- g)
- El diodo 5 está conectado en serie con una octava resistencia 18. La finalidad de esta resistencia ya se ha explicado tomando como referencia la Fig. 11.
- h)
- La señal de tensión, antes de alcanzar la primera entrada de señal 1b, pasa por un convertidor de impedancias 21, cuya finalidad ya se ha explicado tomando como referencia la Fig. 12.
Por medio del segundo divisor de tensión 13, 14,
en la segunda entrada de valor umbral 20a está conectada una
tensión U_{ref2}. En tanto que el segundo conmutador 23 esté
cerrado, la primera tensión umbral U_{ref1} sigue la señal de
tensión U_{Signal} que cae desplazada en paralelo la distancia de
tensión básica dU, tal y como se ha explicado anteriormente. Según
la invención, sin embargo, el segundo conmutador 23 se abre tan
pronto como la señal de tensión U_{Signal} se sitúa por debajo de
la segunda tensión umbral U_{ref2}. Gracias a ello se finaliza la
descarga el condensador 6, y con ello la caída de la primera tensión
umbral U_{ref1}.
Con ello, en esta forma de realización de la
invención, el condensador 6 sólo se puede descargar hasta que la
primera tensión umbral U_{ref1} haya caído a la magnitud de la
tensión prefijada por el segundo potenciómetro 13, 14 de la segunda
tensión umbral U_{ref2}.
Con la ayuda del segundo divisor de tensión 13,
14 se puede aumentar la distancia de tensión con la que la primera
tensión umbral está desplazada en paralelo después de la extinción
de la señal de tensión U_{Signal} respecto a la señal de tensión
U_{Signal}, ventajosamente, desde la distancia de tensión básica
dU a un valor dU_{b}. El segundo divisor de tensión 13, 14 puede
ser un potenciómetro ajustable cuya toma esté unida con la segunda
entrada de valor umbral 20a.
Entre la salida del conmutador 103c y la segunda
entrada del valor umbral 20a está conectada una quinta resistencia
15. La magnitud de la primera tensión umbral U_{ref1}, debido a
ello, se contrapone con la tensión que está prefijada por medio del
segundo divisor de tensión 13, 14. En particular, con la ayuda de la
quinta resistencia 15 se puede alcanzar adicionalmente que la
distancia de tensión con la que la primera tensión umbral U_{ref1}
está desplazada en paralelo respecto a la señal de tensión
U_{Signal}, tienda a un valor dU_{b} que, ventajosamente,
dependiendo de la tensión U_{ref2} prefijada por el segundo
divisor de tensión 13, 14, no sólo pueda ser mayor, sino también
menor que la distancia de tensión básica dU.
Cuando esta configuración 10e de un circuito
comparador adaptativo conforme a la invención se emplea en un
sensor de distancia acústico conforme a la invención, de esta manera
se puede aumentar o reducir opcionalmente la sensibilidad del
sensor de distancia que se consigue durante la fase de descanso con
la ayuda del segundo divisor de tensión 13, 14.
Todas las formas de realización de un circuito
comparador adaptativo conforme a la invención, y debido a ello,
también las formas de realización 10b, 10c, 10d, 10e ilustradas en
las Fig. 6 y Figs. 11 a 13 se pueden emplear según la invención en
el sensor de distancia acústico de la Fig. 8 en lugar del circuito
comparador 10a adaptativo mostrado allí a modo de ejemplo.
La invención se puede usar industrialmente, por
ejemplo en la técnica de medición de distancia, en la técnica de
medición de nivel de relleno, y en la técnica de automatización.
La figura principal es la Fig. 5.
| 1 | primer comparador |
| 1a | primera entrada de valor umbral |
| 1b | primera entrada de señal |
| 2 | emisor de señales |
| 2a | salida de control de 2 |
| 2b | entrada de 2 |
| 3 | primer conmutador |
| 3a | conexión de control de 3 |
| 3b | entrada del conmutador de 3 |
| 3c | salida del conmutador de 3 |
| 4a, 4b | primer, segundo polo de la primera fuente de tensión continua |
| 5 | diodo |
| 5a, 5b | ánodo, cátodo de 5 |
| 6 | condensador |
| 7 | segunda fuente de tensión continua |
| 7a, 7b | polo positivo, negativo de 7 |
| 8, 9 | primer, segundo borne |
| 10a, b, c, d, e | circuitos comparadores adaptativos |
| 11-18 | primera a octava resistencia |
| 20 | segundo comparador |
| 20a | segunda entrada de valor umbral |
| 20b | segunda entrada de señal |
| 21 | seguidor de tensión |
| 23 | segundo conmutador |
| 30a | sensor de distancia con tensión umbral constante |
| 30b | sensor de distancia con tensión umbral variable |
| 31 | unidad de mando |
| 32 | oscilador |
| 33 | excitador |
| 34 | convertidor acústico |
| 35 | limitador de tensión |
| 36a | amplificador con factor de amplificación controlable |
| 37 | conformador de envolvente |
| 38a | etapa de control del factor de amplificación |
| 38b | etapa de control del valor umbral |
| 41 | impulso de señal |
| 42 | evolución temporal del factor de amplificación de 36a |
| 42a | mínimo de 42 |
| 43, 53 | evoluciones temporales de la tensión de la envolvente |
| 43a, 53a | secciones de 43, 53 durante los impulsos de señal 41, 51 |
| 43b, 53b | secciones de 43, 53 durante el tiempo de relajación de 34 |
| 43c, 53 | secciones de 43, 53 durante la fase de descanso |
| 43d, 53d | secciones de 43, 53 durante un eco |
| 44, 54 | valores umbral de 30a, 30b |
| 45 | señal de conmutación ciega |
| 46, 56 | señales de conmutación útiles |
| 60 | primer pico de eco |
| 61 | segundo pico de eco |
| 62 | tercer pico de eco |
| 103 | transistor |
| 103a | base de 103 |
| 103b | emisor de 103 |
| 103c | colector de 103 |
| S_{1}, S_{1a}, S_{1b} | señales del conmutador de 1 |
| S2 | señal del conmutador de 20 |
| dU | distancia de tensión básica |
| Uref1 | primera tensión umbral |
| U_{Signal} | señal de tensión |
Claims (27)
1. Circuito comparador adaptativo
para un sensor de distancia acústico con un primer comparador (1),
que presenta
- -
- una primera entrada de valor umbral (1a), a la que está conectada una primera tensión umbral (U_{ref1}), y
- -
- una primera entrada de señal (1b), a la que está conectada una señal de tensión (U_{Signal}),
- y que cuando hay una señal de tensión (U_{Signal}) que es mayor que la primera tensión umbral (U_{ref1}) entrega una primera señal de conmutación (S_{1}), caracterizado por
- -
- un emisor de señales (2), en particular un microcontrolador o un microprocesador, que entrega periódicamente una señal de control (S_{st})
- -
- un primer conmutador (3, 103) que presenta un dispositivo de control (3a, 103a), una entrada del conmutador (3b, 103b), así como una salida del conmutador (3c, 103c), y porque se puede controlar o activar por medio del efecto de la señal de control (S_{St}) sobre el dispositivo de control (3a, 103a), de tal manera que se encuentra en estado cerrado cuando el emisor de señales (2) entrega una señal de control (S_{St}), y en otro caso se encuentra en estado abierto, o viceversa, en el que la entrada del conmutador (3b, 103b) está unida con el primer polo (4a) positivo de una primera fuente de tensión continua, y la salida del conmutador (3c, 103c) está unida con una primera entrada de valor umbral (1a), de manera que la primera tensión umbral (U_{ref1}) es igual que la tensión que se conecta con la salida del conmutador (3c, 103c),
- -
- un condensador (6) a través del cual la salida del conmutador (3c, 103c) está unida con el segundo polo (4b) negativo de la primera fuente de tensión continua, y
- -
- un diodo (5), por medio del que la salida del conmutador (3c, 103c) está unida con la primera entrada de señal (1b) de tal manera que el ánodo (5a) del diodo (5) está unido con la salida del conmutador (3c, 103c),
- -
- de manera que la tensión umbral (U_{ref1}) discurre desplazada en paralelo a lo largo del tiempo respecto a la señal de tensión (U_{Signal}) con una distancia de tensión básica (dU) que se corresponde con la caída de tensión a través del diodo (5), en tanto que la señal de tensión (U_{Signal}) no suba y la tensión umbral (U_{ref1}) permanezca constante en caso de que la señal de tensión (U_{Signal}) suba.
2. Circuito comparador adaptativo
según la reivindicación 1, caracterizado porque en lugar del
diodo (5) se usa una segunda fuente de tensión continua (7), cuyo
polo (7a) positivo aparece en el lugar del ánodo (5a) del diodo
(5), y cuyo polo (7b) negativo aparece en el lugar del cátodo (5b)
del diodo (5).
3. Circuito comparador adaptativo
según la reivindicación 2, caracterizado porque la tensión
entregada por la segunda fuente de tensión (7) se puede regular o
ajustar.
4. Circuito comparador adaptativo
según una de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque
el emisor de señales (2) emite en intervalos periódicos una señal
de control (S_{St}).
5. Circuito comparador adaptativo
según la reivindicación 1, caracterizado porque el primer
conmutador (3, 103) es un conmutador controlable eléctrica o
electrónicamente por medio del dispositivo de control (3a, 103a), y
la señal de control (S_{St}) es una señal eléctrica que es
entregada por el emisor de señales (2) a través de una salida de
control (2a) y que es suministrada a la entrada de control (3a,
103a).
6. Circuito comparador adaptativo
según la reivindicación 5, caracterizado porque el primer
conmutador (3, 103) es un transistor (103) y la conexión de control
(3a, 103a) es la base (103) o la conexión de puerta del transistor
(103).
7. Circuito comparador adaptativo
según una de las reivindicaciones 1 a 6, caracterizado porque
entre el primer polo (4a) y la primera entrada de valor umbral (1a)
está conectada una primera resistencia (11) y entre la primera
entrada de valor umbral (1a) y el segundo polo (4b) está conectada
una segunda resistencia (12), de manera que la primera resistencia
(11) y la segunda resistencia (12) conforman un primer divisor de
tensión (11, 12).
8. Circuito comparador adaptativo
según la reivindicación 7, caracterizado porque el primer
divisor de tensión (11, 12) es un potenciómetro ajustable, cuya
toma está unida con la salida del conmutador (3c, 103c).
9. Circuito comparador adaptativo
según una de las reivindicaciones 1 a 6, caracterizado
por
- -
- un segundo comparador (20) que presenta una segunda entrada de valor umbral (20a) y una segunda entrada de señal (20b) y entrega una segunda señal de conmutación S_{2} cuando en la segunda entrada de señal (20b) hay una tensión mayor que en la segunda entrada de valor umbral (20a),
- -
- una tercera resistencia (13) a través de la cual el primer polo (4a) está conectado a la segunda entrada de valor umbral (20a),
- -
- una cuarta resistencia (14), que por un lado está unida con la segunda entrada de valor umbral (20a), y por otro lado está unida con el segundo polo (4b) de la primera fuente de tensión, de manera que la tercera resistencia (13) y la cuarta resistencia (14) conforman un divisor de tensión (13, 14),
- -
- un segundo conmutador (23) que está conectado con el diodo (5) en serie y por la segunda señal de conmutación S_{2} se puede controlar o activar de tal manera que se encuentra en estado cerrado cuando el segundo comparador (20) entrega la señal de conmutación S_{2}, y en otro caso se encuentra en estado abierto.
10. Circuito comparador adaptativo según
la reivindicación 9, caracterizado porque entre la salida
del conmutador (3c, 103c) y la segunda entrada del valor umbral
(20a) está conectada una quinta resistencia (15) entre la salida
del conmutador (3c, 103c) y la segunda entrada del valor umbral
(20a).
11. Circuito comparador adaptativo según
la reivindicación 9 ó 10, caracterizado porque el segundo
divisor de tensión (13, 14) es un potenciómetro.
12. Circuito comparador adaptativo según
una de las reivindicaciones 1 a 11, caracterizado porque
entre la salida de control (2a) y la conexión de control (3a, 103a)
está conectada una sexta resistencia (16).
13. Circuito comparador adaptativo según
la reivindicación 6, caracterizado porque entre la conexión
de control (3a, 103a) y el primer polo (4a) está conectada una
séptima resistencia (17).
14. Circuito comparador adaptativo según
una de las reivindicaciones 1 a 13, caracterizado porque el
diodo (5) o la segunda fuente de tensión (7) está conectado en serie
con una octava resistencia (18).
15. Circuito comparador adaptativo según
una de las reivindicaciones 1 a 14, caracterizado porque la
señal de tensión (U_{Signal}) antes de alcanzar la primera salida
de señal (1b) pasa por un seguidor de tensión o un convertidor de
impedancias (21).
16. Circuito comparador adaptativo según
una de las reivindicaciones 1 a 15, caracterizado porque la
tensión entregada por la primera fuente de tensión (4a, 4b) es mayor
en su valor que el valor del máximo de la señal de tensión
(U_{Signal}).
17. Circuito comparador adaptativo según
la reivindicación 1, caracterizado porque el diodo (5) está
conectado con al menos otro diodo en serie en el mismo sentido.
18. Sensor de distancia acústico, que
comprende una unidad de mando (31), que entrega periódicamente
impulsos de señal (41) a un oscilador (32) que durante la existencia
de un impulso de señal (41) entrega una tensión alterna a un
convertidor acústico (34), que por medio de ésta se excita para la
irradiación de ondas acústicas y es capaz de recibir como eco las
ondas acústicas que vuelven como consecuencia de la reflexión hacia
el convertidor acústico (34), y convertirlas en una señal de
recepción eléctrica, así como un generador de envolvente (37) al
que se le suministra la señal de recepción y que conforma la
envolvente de la señal de recepción y entrega ésta como tensión de
la señal U_{Signal}, caracterizado porque la tensión de la
señal es suministrada a un circuito comparador, que
comprende
comprende
- -
- un primer comparador (1) que presenta una primera entrada de valor umbral (1a), en la que está conectada una primera tensión umbral (U_{ref1}), y una primera entrada de señal (1b), en la que está conectada una señal de tensión (U_{Signal}), y que en caso de que haya una señal de tensión (U_{Signal}) que sea mayor que la primera tensión umbral (U_{ref1}) entrega una primera señal de conmutación (S_{1}),
- -
- un emisor de señales (2), en particular microcontrolador o microprocesador, que entrega periódicamente una señal de control (S_{St}),
- -
- un primer interruptor (3, 103) que presenta un dispositivo de control (3a, 103a), una entrada del conmutador (3b, 103b), así como una salida del conmutador (3c, 103c), y que por medio del efecto de la señal de control (S_{St}) sobre el dispositivo de control (3a, 103a) se puede controlar o activar de tal manera que se encuentra en estado cerrado cuando el emisor de señales (2) entrega una señal de control (S_{St}), y en otro caso se encuentra en estado abierto, o viceversa, estando conectada la entrada del conmutador (3b, 103b) con el primer polo (4a) positivo de una fuente de tensión continua, y la salida del conmutador (3c, 103c) con la primera entrada de valor umbral (1a), de manera que la primera tensión umbral (U_{ref1}) es igual que la tensión que está en la salida del conmutador (3c, 103c),
- -
- un condensador (6) a través del que la salida del conmutador (3c, 103c) está conectada con el segundo polo (4b) negativo de la primera fuente de tensión continua, y
- -
- un diodo (5) por medio del que la salida del conmutador (3c, 103c) está conectada con la primera entrada de señal (1b) de tal manera que el ánodo (5a) del diodo (5) está conectado con la salida del conmutador (3c, 103c),
- -
- de manera que la tensión umbral (U_{ref1}) discurre a lo largo del tiempo desplazada en paralelo respecto a la señal de tensión (U_{Signal}) con una distancia de tensión básica (dU) que se corresponde con la caída de tensión a través del diodo (5), en tanto que la señal de tensión (U_{Signal}) no suba, y que la tensión umbral (U_{ref1}) permanezca constante en caso de que la señal de tensión (U_{Signal}) suba.
19. Sensor de distancia acústico según
la reivindicación 18, caracterizado porque en lugar del diodo
(5) se usa una segunda fuente de tensión continua (7), cuyo polo
(7a) positivo aparece en el lugar del ánodo (5a) del diodo (5) y
cuyo polo (7b) negativo aparece en el lugar del cátodo (5b) del
diodo (5).
20. Sensor de distancia acústico según
la reivindicación 18 ó 19, caracterizado porque la tensión
alterna entregada por el oscilador (32) alcanza el convertidor
acústico (34) después de pasar por una etapa de excitación
(33).
21. Sensor de distancia acústico según
una de las reivindicaciones 18 a 20, caracterizado porque la
señal de recepción, antes de la entrada en el conformador de
envolvente (37), pasa por un amplificador (36c).
22. Sensor de distancia acústico según
la reivindicación 21, caracterizado porque el amplificador
(36c) es un amplificador logarítmico.
23. Sensor de distancia acústico según
una de las reivindicaciones 18 a 22, caracterizado porque la
señal de recepción, antes de la entrada en el conformador de
envolventes (37) pasa a través de un limitador de tensión (35) que
limita la amplitud de la señal de recepción a un valor máximo.
24. Sensor de distancia acústico según
una de las reivindicaciones 18-23,
caracterizado porque el emisor de señales (2) está integrado
en la unidad de mando (31), o es parte constituyente de la unidad de
mando (31).
25. Sensor de distancia acústico según
una de las reivindicaciones 18-24,
caracterizado porque la primera señal de conmutación
(S_{1}) es suministrada a la unidad de mando (31) para su
evaluación.
26. Sensor de distancia acústico según
una de las reivindicaciones 18-25,
caracterizado porque los impulsos de señal (41) están
sincronizados con las señales de control (S_{St}) de tal manera
que las señales de control (S_{St}) comienzan, cada una de ellas,
antes de los impulsos de señal (41).
27. Sensor de distancia acústico según
una de las reivindicaciones 18-26,
caracterizado porque los impulsos de señal 41 están
sincronizados con las señales de control S_{St} de tal manera que
las señales de control S_{St} finalizan respectivamente antes o
al mismo tiempo que el final de los impulsos de señal 41.
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|---|---|---|---|
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