ES2232183T3 - Sensor mejorado para aceptador de monedas. - Google Patents

Abstract

Un sensor (S1) para un aceptador de monedas, que comprende una inductor (L1) para formar un acoplamiento inductivo con una moneda que ha de ser probada, conectada en serie entre condensadores primero y segundo (C1, C2) en un circuito autooscilante (RL1, L1, C1, C2, A1), y un detector para detectar cambios en las características oscilatorias del circuito cuando pasa la moneda por el inductor.

Description

Sensor mejorado para aceptador de monedas.

Campo de la invención

Esta invención se refiere a un sensor para un aceptador de monedas y tiene una aplicación particular pero no exclusiva a un aceptador de monedas de múltiples valores.

Antecedentes

Aceptadores de monedas que discriminan entre monedas de diferentes valores son bien conocidos, y se describe un ejemplo en nuestro documento GB-A-2 169 429. El aceptador incluye un trayecto de bajada de monedas, a lo largo del cual pasan monedas a través de un puesto sensor de monedas, en el que bobinas de sensor realizan una serie de pruebas inductivas sobre las monedas a fin de desarrollar señales de parámetros de monedas que son indicativas del material y el contenido metálico de la moneda sometida a prueba. Las señales de los parámetros de monedas son digitalizadas a fin de proporcionar datos de parámetros digitales de monedas que son comparados luego con datos almacenados de monedas por medio de un microcontrolador para determinar la aceptabilidad o no de la moneda sometida a prueba. Si se encuentra que la moneda es aceptable, el microcontrolador acciona una puerta de aceptación de manera que la moneda es dirigida a un trayecto de aceptación. En caso contrario, la puerta de aceptación permanece inoperante y la moneda es dirigida a un trayecto de rechazo.

El puesto sensor de monedas incluye un número de diferentes bobinas que pueden ser excitadas a frecuencias diferentes, que forman acoplamientos inductivos individuales con la moneda sometida a prueba cuando pasa a través del puesto sensor de monedas. Hasta ahora, las bobinas inductivas de sensor han sido conectadas en circuitos oscilatorios paralelos, en el trayecto de realimentación de un amplificador que mantiene los circuitos en oscilación. Los circuitos oscilatorios individuales están conectados en el trayecto de realimentación del amplificador en secuencia por medio de un multiplexor, y muestras sucesivas de la desviación de amplitud que se produce son digitalizadas y alimentadas al microcontrolador. Un problema que se plantea con esta disposición anterior es que tarda un tiempo finito para que cada circuito de bobina de sensor se establezca en una condición oscilatoria constante cuando es conmutado en secuencia en el trayecto de realimentación del amplificador. Esto, a su vez, limita la velocidad a que el multiplexor puede explorar a través de diversas salidas de bobina de sensor. Asimismo, el ruido eléctrico puede degradar la exactitud de las salidas de las bobinas de sensor.

El documento EP 0 704 825 describe un validador de monedas que incluye una bobina en un circuito resonante en serie. Un extremo de la bobina está conectado a masa, mientras que el otro extremo está conectado a la entrada de inversión de un amplificador diferencial a través de un condensador.

Sumario de la invención

La presente invención trata de proporcionar un sensor para un validador de monedas que puede ser explorado a una velocidad mucho más rápida que hasta ahora, y que es menos susceptible a los efectos del ruido.

De acuerdo con la invención se proporciona un sensor para un aceptador de monedas, que comprende un inductor para formar un acoplamiento inductivo con una moneda que haya de ser comprobada, conectado en serie entre condensadores primero y segundo en un circuito autooscilante, y un detector para detectar cambios en las características oscilatorias del circuito cuando la moneda pasa por la inductancia.

Los condensadores primero y segundo pueden tener sustancialmente los mismos valores.

Se ha visto de acuerdo con la invención que el circuito conectado en serie puede ser puesto en funcionamiento mucho más rápidamente que los circuitos anteriores en paralelo utilizados hasta ahora, con una resistencia más alta a los efectos del ruido.

El sensor de acuerdo con la invención puede incluir una pluralidad de circuitos autooscilantes y una configuración de multiplexor para conectar los circuitos en secuencia al detector.

El sensor puede incluir medios para aplicar una polarización predeterminada al circuito o a cada circuito autooscilante en la conexión para reducir los transitorios de conexión.

El detector puede detectar la amplitud y/o la frecuencia de las características oscilatorias del circuito.

Breve descripción de los dibujos

A fin de que la invención pueda ser entendida de manera más completa se describirá ahora una realización de la misma a título de ejemplo con referencia a los dibujos que se acompañan, en los que:

\newpage

La figura 1 es un diagrama de bloques esquemático de un aceptador de monedas que incluye un sensor de acuerdo con la invención:

La figura 2 es un diagrama de bloques esquemático de los circuitos del sensor mostrado en la figura 1;

La figura 3 es un diagrama de circuito más detallado del sensor;

La figura 4 es un diagrama vectorial para señales mostradas en la figura 3;

La figura 5 es un diagrama esquemático del circuito de bobina de sensor 16 mostrado en la figura 3, con la finalidad de explicar la supresión de ruido; y

La figura 6 es un diagrama esquemático que ilustra las corrientes de ruido que fluyen en la entrada al amplificador A1 de la figura 3.

Descripción detallada Perspectiva general del aceptador de monedas

La figura 1 ilustra la configuración general de un aceptador de monedas que incluye sensores de monedas de acuerdo con la invención. El aceptador de monedas es capaz de validar una pluralidad de monedas de diferentes valores, incluidas monedas bimetálicas, por ejemplo, el nuevo conjunto de monedas Euro y el nuevo conjunto de monedas del Reino Unido que incluye la nueva moneda bimetálica de 2,00£. El aceptador incluye un cuerpo 1 con un trayecto de bajada de monedas 2 a lo largo del cual las monedas sometidas a prueba pasan de canto desde una entrada 3 a través de un puesto sensor de monedas 4 y luego caen hacia una puerta 5. Se realiza una prueba sobre cada moneda cuando pasa a través del puesto sensor 4. Si el resultado de la prueba indica la presencia de una moneda verdadera, la puerta 5 se abre de manera que la moneda puede pasar a un trayecto de aceptación 6, pero de otro modo la puerta permanece cerrada y la moneda es desviada a un trayecto de rechazo 7. El trayecto de las monedas a través del aceptador para una moneda 8 se muestra esquemáticamente mediante una línea de trazos 9.

El puesto sensor de monedas 4 incluye cuatro unidades de bobina de sensor de monedas S1, S2, S3 y S4 mostradas en perfil de línea de trazos, que son excitadas para producir un acoplamiento inductivo con la moneda. Asimismo, está prevista una unidad de bobina PS en el trayecto de aceptación 6, aguas abajo de la puerta 5, para actuar de sensor de crédito a fin de detectar si una moneda que se determinó que era aceptable ha pasado de hecho al trayecto de aceptación 6.

Las bobinas son excitadas a diferentes frecuencias por un circuito de excitación e interfaz 10 mostrado esquemáticamente en la figura 2. En la moneda sometida a prueba son inducidas corrientes turbulentas por las unidades de bobina. Los diferentes acoplamientos inductivos entre las cuatro bobinas y la moneda caracterizan la moneda sustancialmente de manera peculiar. El circuito de excitación e interfaz 10 produce señales de datos de parámetros de monedas correspondientes en función de los diferentes acoplamientos inductivos entre la moneda y las unidades de bobina S1, S2, S3 y S4. Se produce una señal correspondiente para la unidad de bobina PS. Las bobinas S tienen un diámetro pequeño en relación con el diámetro de las monedas sometidas a prueba para detectar las características inductivas de regiones cordales individuales de la moneda. Puede conseguirse una discriminación mejorada haciendo el área A de la unidad de bobina S que mira hacia la moneda, tal como la bobina S1, menor que 72 mm^{2}, lo que permite que sean percibidas las características inductivas de regiones individuales de la cara de la moneda.

A fin de determinar la autenticidad de las monedas, las señales de parámetros de monedas producidas por una moneda sometida a prueba son alimentadas a un microcontrolador 11 que está acoplado a una memoria en forma de una EEPROM 12. El microcontrolador 11 procesa las señales de parámetros de monedas derivadas de la moneda sometida a prueba y compara el resultado con los valores almacenados correspondientes mantenidos en la EEPROM 12. Los valores almacenados son mantenidos en términos de ventanas que tienen límites de valor superior e inferior. Por tanto, si los datos procesados caen dentro de las ventanas correspondientes asociadas con una moneda verdadera de un valor particular, se indica que la moneda es aceptable, pero si no, es rechazada. Si es aceptable, es proporcionada una señal en la línea 13 a un circuito de excitación 14 que excita la puerta 5 mostrada en la figura 1 para permitir que la moneda pase al trayecto de aceptación 6. De lo contrario, la puerta 5 no se abre y la moneda pasa al trayecto de rechazo 7.

El microcontrolador 11 compara los datos procesados con una pluralidad de conjuntos diferentes de datos de ventana operativos apropiados para monedas de diferentes valores de manera que el aceptador de monedas puede aceptar o rechazar más de una moneda de un conjunto particular de monedas de curso legal. Si la moneda es aceptada, su paso a lo largo del trayecto de aceptación 6 es detectado por la unidad de bobina de sensor de crédito de aceptación de terminal PS, y la unidad 10 pasa los datos correspondientes al microcontrolador 11 que, a su vez, proporciona una salida en la línea 15 que indica la cantidad de crédito monetario atribuido a la moneda aceptada.

Las unidades de bobina de sensor S incluyen cada una o más bobinas de inductor conectadas en un circuito oscilatorio individual, y el circuito de excitación e interfaz de bobina 10 incluye un multiplexor para explorar las salidas desde las unidades de bobina en secuencia, a fin de proporcionar datos al microcontrolador 11. Cada circuito oscila a una frecuencia en el margen de 50-150 kHz, y los componentes del circuito son seleccionados de manera que cada bobina de sensor A-S4 tiene una frecuencia resonante natural diferente para evitar acoplamiento cruzado entre ellas.

Cuando la moneda pasa por la unidad de bobina de sensor S1, su impedancia es alterada por la presencia de la moneda durante un período de 100 milisegundos. Como resultado, la amplitud de las oscilaciones a través de la bobina es modificada durante el período en que la moneda pasa y también es alterada la frecuencia de oscilación. La variación en la amplitud y frecuencia resultante de la modulación producida por la moneda es utilizada para producir señales de parámetros de monedas representativas de características de la moneda. En la figura 3 se muestra un diagrama de bloques más detallado de la unidad de bobina S1 y sus circuitos asociados de excitación y detección. Solamente se muestra el circuito para la unidad de bobina de sensor S1, con la referencia 16, entendiéndose que los otros sensores
S2-4 tienen idénticos circuitos que son explorados en secuencia, es decir, son puestos en uso y fuera de uso, utilizando conmutadores de multiplexor acoplados en tándem M1-4 bajo circuitos de control comunes (no mostrados).

Sección de oscilador

La unidad de bobina de sensor S1 incluye una bobina de inductor con una inductancia L1 y una resistencia RL1, que forma un acoplamiento inductivo con la moneda cuando pasa a lo largo del trayecto de bajada, en un circuito resonante en serie con condensadores C1 y C2 para formar una red de sensor que está conectada como la impedancia de entrada a un amplificador A1. Como se explica con más detalle después, los condensadores C1 y C2 son preferiblemente de igual valor para facilitar la supresión de ruido. En unión de una resistencia de realimentación R3, el circuito de sensor hace que la ganancia y la fase de salida de la frecuencia A1 sean dependientes. El amplificador A1 tiene un trayecto de realimentación desde su salida a su entrada positiva a través de la resistencia R1 y forma un circuito autooscilante. A resonancia, el circuito de sensor tiene una impedancia mínima igual a la resistencia de sensor RL1 (formada por devanado más resistencia de pérdida) y desfase cero. Por consiguiente, el amplificador tiene una ganancia máxima y un desfase cero a la frecuencia resonante. Una proporción limitada de la salida es realimentada así a la entrada positiva haciendo que A1 oscile a la frecuencia resonante. Si se permitiera que la oscilación se acumulara de manera natural cuando se conecta a un nuevo sensor, tardaría uno o dos milisegundos en alcanzar una amplitud estable, lo que es bastante lento. Para conseguir un arranque virtualmente instantáneo, se aplica una tensión escalonada VBIAS a través del sensor a la resistencia R2.

Si una moneda está en el campo magnético del sensor S1, aumenta la resistencia de pérdida RL1, reduciendo la ganancia del amplificador A y su amplitud de tensión de salida VOSC. La inductancia de sensor L1 puede también aumentar o disminuir, lo que altera la frecuencia resonante.

Cada sensor S1-4 está conectado en su propio circuito de oscilador tal como 16, está habilitado por una tensión de polarización VBIAS y tiene su realimentación conectada a través de multiplexores M1. Se utiliza multiplexado de manera que todos los circuitos de sensor pueden compartir circuitos de detección comunes para producir una entrada al microcontrolador 11 en una sola línea de entrada, como se explicará ahora con mayor detalle.

La salida desde cada oscilador está conectada a través del conmutador de multiplexor M1 a alimentación (señal VOSC) tanto a un comparador de alta velocidad CP1 como a un circuito de muestreo y retención SH1. El comparador de alta velocidad CP1 actúa de limitador de ganancia produciendo de este modo una salida de carril a carril de onda cuadrada VOSCSQ, permitiendo que se aplique una cantidad controlada de realimentación para mantener el oscilador funcionando en una región lineal, es decir, dando una salida de onda sinusoidal y no llevando a la saturación. La VOSCSQ pasa a través del segundo conmutador de multiplexor M2 de manera que puede ajustarse una cantidad diferente de realimentación para cada sensor utilizando cada resistencia de realimentación individual R1. Un tercer conmutador de multiplexor M3 conecta la tensión de desfase de corriente continua VBIAS al circuito de oscilador seleccionado y la resistencia R2 forma un divisor potencial con R1 para ajustar la tensión de señal de realimentación superpuesta en VBIAS. Como se ha mencionado previamente, la VBIAS inicializa rápidamente las oscilaciones cuando el circuito es seleccionado por los conmutadores de multiplexor M.

Cuando un sensor deja de ser seleccionado, la entrada positiva del amplificador de oscilador A1 es llevada a GND por la resistencia R4, de manera que la salida del A1 está también puesta a GND. La tensión en el extremo común de C1 y C2 (conectados por L1) es puesta a masa por una resistencia de alto valor R5 y de este modo ambos extremos de C1 y C2 están a potencial de GND. Todos los multiplexores son inhabilitados durante aproximadamente 5 \muS mientras cambia la dirección del sensor para impedir transitorios y transferencia de carga desde un condensador resonante del sensor al siguiente, que afectaría a la amplitud de la señal de arranque. A las velocidades de exploración requeridas, no hay tiempo suficiente para esperar a que se estabilicen los niveles de salida equivocados. Por tanto, cuando se selecciona el sensor S (es decir, S1 y el circuito 16 en la figura 3) y se habilitan de nuevo los multiplexores, VBIAS es conectada sobre la entrada positiva de A1 y la entrada negativa es excitada al mismo nivel por el amplificador. Esto coloca a VBIAS en el extremo superior de C1 como se muestra en la figura 3 y, por consiguiente, a través del sensor S1 también, que comienza una oscilación natural con una tensión de cresta a cresta de VBIAS y un nivel de corriente continua de VBIAS/2. La resistencia de realimentación R1 en unión de R2 es ajustada para mantener la oscilación exactamente a esta tensión cuando no estén presentes monedas, de manera que el oscilador consigue un arranque instantáneo a la amplitud requerida. Si hay presentes monedas, la resistencia eficaz adicional del sensor S1 hace que la amplitud de salida disminuya con rapidez (típicamente en aproximadamente 200 \muS) hasta su nuevo nivel. Esto es la fuente principal de retardo que se produce cuando se conecta entre los sensores y para contrarrestar esto un contador (no mostrado) en el microcontrolador 11 cuenta un número predeterminado de ciclos de la salida de oscilador a fin de producir un período de reposo para cada sensor, antes de que pueda tomarse una lectura estable. Se utiliza el mismo contador para mediciones de frecuencia como se describirá con mayor detalle en lo que sigue y los valores de cómputo pueden optimizarse para la máxima velocidad de exploración o exactitud de medición de frecuencia.

A causa de que el circuito de sensor C-L-C (es decir C1, S1, C2) tiene una baja impedancia a resonancia, sólo ha de aplicarse una pequeña tensión a través de él a fin de mantener la oscilación - típicamente menos de 0,2 V. Se elige la resistencia R3 para amplificar esta tensión para la máxima oscilación de salida A1 posible sin que el amplificador se sature, para dar una relación máxima de señal a ruido. A la frecuencia resonante, el amplificador tiene alta ganancia pero a corriente continua y frecuencias fuera de resonancia, la red de sensor tiene una alta impedancia y de este modo tiene una ganancia unitaria. Por consiguiente, la VOSC consiste principalmente en una onda sinusoidal cuya amplitud depende de la resistencia de sensor que, a su vez, es función de la presencia de monedas y del valor de las monedas, junto con una pequeña onda cuadrada de amplitud fija igual a la tensión de realimentación y también el equilibrio de corriente continua de VBIAS.

Sección de desmodulador

Como se ha mencionado previamente, está previsto un circuito común de muestreo y retención SH1 para desmodular en amplitud la salida del amplificador VOSC a fin de detectar muestras sucesivas de la envolvente del cambio de amplitud producido por el paso de una moneda más allá de cada una de las unidades de bobina S.

El desmodulador utiliza muestreo con un conmutador análogo de bajo coste SN para producir una salida de corriente continua instantánea igual al valor mínimo de la salida de oscilador VOSC y un amplificador A2 almacena esta tensión y aumenta la ganancia para hacer un uso completo del margen de entrada A/D de 0 V a 5 V del microcontrolador. El amplificador A2 actúa también de filtro de paso bajo para eliminar el ruido de la banda. El muestreo da una desmodulación muy rápida y puede seguir la tensión de salida a cada ciclo de oscilación del amplificador A1, a diferencia de los desmoduladores de tipo de detector de diodo que solamente pueden dar una respuesta rápida en una dirección.

El circuito de muestreo y retención SH1 es activado a una fase predeterminada durante cada ciclo de oscilación de A1, por una señal de disparo derivada de la red de sensor, como se explicará ahora. Cuando A1 oscila a resonancia, la corriente IR a R3 estará en fase con la tensión de salida VOSC y la tensión de realimentación (una parte de VOSCSQ). Esta corriente fluye también a través del circuito resonante C-L-C a GND. Los dos condensadores resonantes C1 y C2 son tipos COG de alta calidad que tienen un ángulo de pérdida muy bajo (y alta estabilidad) de manera que la tensión desarrollada a través de C2 retardará siempre la corriente IR y, por tanto, VOSC en 90º. La tensión en C2 es alimentada a través del multiplexor M4 (como VCAP) a otro comparador de inversión de alta velocidad CP2 para generar una onda cuadrada VCAPSQ que tendrá siempre su borde ascendente coincidente con el mínimo de VOSC (cuando VCAP cruza VBIAS). Un monoestable MN reduce la anchura de impulso positiva a aproximadamente 150nS y el impulso resultante (SAMPLE) cierra momentáneamente el conmutador SW para almacenar la tensión mínima VOSC en el condensador CS. La resistencia RS en serie con CS reduce los efectos de las puntas de inyección de carga de alta frecuencia desde la entrada análoga del control del conmutador.

La anchura del impulso de muestreo es calculada por la necesidad de capturar la VOSC mínima con una exactitud razonable sin que se requiera una corriente muy alta para cargar CS ni un conmutador análogo de baja resistencia y muy rápido. Una onda sinusoidal cae dentro del 0,25% de su cresta para \pm 4º (= cos^{-1} (0,9975)) o aproximadamente \pm110nS a 100 kHz. Se añade una pequeña cantidad de avance a la señal de muestreo de manera que su borde descendente, que cierra el conmutador, coincida con el mínimo de VOSC en lugar de su borde ascendente. Esto se consigue utilizando R5 y R6 que mantienen también el nivel de corriente continua del sensor a Vbias/2 mientras se selecciona el sensor.

La corriente de sensor IR se divide entre el condensador C2 (IC2) y las resistencias de polarización R5 y R6, que aparecen en paralelo (IR5-6). IC2 guía a VC2 e IR5-6 en 90º como se muestra en la figura 4. Por consiguiente, VC2 retarda IR y VOSC en ligeramente menos de 90º, avanzando el impulso SAMPLE.

La señal resultante desarrollada en CS es amplificada por el amplificador A2 y alimentada en la línea 17 al microcontrolador 11 mostrado en la figura 2 para tratamiento adicional. Se comprenderá que la salida en la línea 17 incluye una secuencia multiplexada de muestras análogas de la amplitud de la envolvente de oscilaciones de las unidades de bobina de sensor S1-4. Estas muestras son digitalizadas por el microcontrolador para tratamiento adicional y comparación con datos de ventana almacenados en la EEPROM 12, como se explicó previamente.

El circuito descrito tiene la ventaja de que el multiplexor puede ser hecho funcionar a una velocidad mucho más rápida que hasta ahora. Típicamente con circuitos paralelos de la técnica anterior como se describe en el documento GB-A-2 169 429, supra, era necesario un período de 2 milisegundos por circuito de sensor para que la bobina de sensor se estabilizara y produjera una salida útil. En contraposición, con el circuito descrito de acuerdo con la invención, pueden obtenerse datos útiles en 200 \muS, de manera que puede aumentarse la frecuencia de exploración en un factor de diez de acuerdo con la invención.

Medición de frecuencia

Adicionalmente, pueden hacerse mediciones de la desviación de la frecuencia que se produce cuando una moneda pasa por las bobinas de sensor. Las mediciones de la frecuencia de VCAPCSQ se hacen utilizando dos contadores (no mostrados) dentro del microcontrolador 11. Un contador registra el número de ciclos de VCAPCSQ, y el otro es un contador de alta velocidad (5MHz) que mide el tiempo que se emplea para que se produzca un número dado de ciclos. La señal VCAPSQ es alimentada en la línea 18 (figura 3) al minicontrolador 11.

Cuando un sensor S es seleccionado por el multiplexor M en la figura 2, los contadores ignoran un pequeño número de ciclos para permitir una interacción entre el campo magnético del sensor y la moneda a fin de producir una salida estable, y luego se toma una lectura del contador de alta velocidad. Después del número requerida de ciclos VOSCSQ se toma una segunda lectura y se toma la diferencia entre estas dos lecturas. Se compara el resultado con los resultados correspondientes cuando no hay presente ninguna moneda, que se almacena como referencia, para verificar cualquier cambio en la frecuencia.

Temporizando sobre un mayor número de ciclos, puede obtenerse una mayor exactitud a expensas de una velocidad de exploración más lenta. Preferiblemente, se utiliza un solo sensor para mediciones de frecuencia y se asigna más tiempo (ciclos) que los otros sensores. El final del cómputo de los ciclos se utiliza también como el tiempo en que se toma la lectura de amplitud desde la entrada A/D (para la línea 17) antes de moverse sobre el siguiente sensor. De esto puede deducirse que a cada sensor le es asignado un número de ciclos en lugar de un período de tiempo fijo, y sensores de frecuencia más alto con respuesta más rápida pueden ser explorados en menos tiempo.

Circuito resonante en serie

La configuración resonante en serie de la bobina de sensor S1 y los condensadores C1, C2 reduce los efectos sobre las lecturas de sensor del ruido de modo común en el suministro de potencia a los circuitos mostrados en la figura 3. El ruido diferencial, cuando el ruido es solamente una de las tensiones de rail para el circuito, puede filtrarse con normalidad. Sin embargo, el ruido de modo común que aparece en ambos carriles de suministro con respecto a masa es mucho más difícil de suprimir. Los circuitos de aceptador no tienen carril de masa y, por tanto, no hay ninguna referencia adecuada exenta de ruido que pueda ser utilizada como base para filtrar el ruido.

El ruido de modo común plantea un problema en los circuitos de sensor inductivo de un aceptador de monedas a causa de que pueden fluir corrientes de ruido desde el suministro de potencia a través de los circuitos, los sensores y conexiones a través de capacidad parásita a masa. Estas corrientes de ruido generan tensiones que se combinan con tensiones de sensor verdaderas para producir errores en los parámetros percibidos de las monedas.

Asimismo, el ruido pude combinarse con la salida del oscilador para producir modulaciones de amplitud suma y deferencia. Las señales suma tienen una frecuencia relativamente alta y pueden filtrarse usualmente mediante el filtro de paso bajo asociado con el amplificador A2. Sin embargo, las señales diferencia pueden ser más problemáticas a causa de que pueden ser de una frecuencia correspondiente a la envolvente de la modulación producida por una moneda que está pasando, lo que puede dar lugar a salidas de sensor erróneas.

Sin embargo, la configuración resonante en serie de acuerdo con la invención suprime el efecto de las corrientes de ruido que fluyen a través de la capacidad parásita como se explicará ahora. Considerando la conexión en serie de la bobina de sensor S1 y los dos condensadores idénticos C1 y C2, la frecuencia resonante de este circuito de sensor es:

\omega_{r} = 1/ \sqrt{(L1*C1/2))}

Las tensiones de ruido típicas que son lo suficientemente altas como para plantear problemas son del orden de una amplitud de cresta a cresta de 20 V. La tensión de excitación para el circuito resonante en serie desarrollada en la entrada negativa del amplificador A1 es mucho menor en comparación - del orden de 0,2 V de cresta a cresta, es decir, 100 veces menor. En lo que concierne a la tensión de ruido, esta punta de entrada negativa es una GND virtual.

La capacidad parásita C_{parásita} del circuito puede considerarse como un condensador del orden de 50pF conectado al punto medio de la bobina de sensor, como se muestra en la figura 5. La corriente de ruido que pasa a través del centro eléctrico de la bobina a través de la capacidad parásita a masa da lugar a una frecuencia resonante

\omega_{rn} = 1/ \sqrt{(C1*L1/2))}

Esta es evidentemente la misma frecuencia resonante que las propias señales de sensor, que ha de ser detectada por el circuito. Como las dos mitades de la red resonante mostradas en la figura 5 tienen impedancias idénticas (C1+L1/2 y C2+L2/2), las dos corrientes de ruido In1 e In2 que circulan en las dos mitades del circuito serán iguales y opuestas, dando por resultado una tensión de ruido cero en la entrada negativa al amplificador A1.

La ganancia del amplificador A1 a la frecuencia resonante se fija de manera que sea aproximadamente 20, en este ejemplo, para producir una tensión de salida de 4 V de cresta a cresta desde la entrada de sensor de 0,2 V. Fuera de resonancia, la impedancia de la red de sensor C-L-C aumenta rápidamente y la ganancia tiende hacia la unidad.

Por tanto, cuando In1 e In2 son iguales, no se desarrollará ninguna tensión de ruido en la entrada a A1 y no se producirá así ningún ruido amplificado. La única tensión de ruido restante será la producida por la corriente de ruido que fluye a través de la resistencia R3, es decir, In1 x R3 como se muestra en la figura 6. Sin embargo, a causa de que R3 e In1 son ambas relativamente bajas, la tensión de ruido resultante es muy pequeña.

Este análisis supone que la capacidad parásita está conectada centralmente respecto del sensor S1. Para corrientes de ruido a la frecuencia resonante de sensor acopladas a través de lugares distintos del centro de la bobina, la inductancia observada no será L1/2 y el ruido no encontrará una red de baja impedancia sino en lugar de ello un circuito fuera de resonancia de alta impedancia. Por tanto, se suprimen tales corrientes de ruido. Habrá alguna otra frecuencia a la cual se producirá resonancia entre \deltaL1 y C1 o C2, pero las tensiones de ruido inducidas sólo experimentarán baja ganancia desde el amplificador A1. De este modo, de acuerdo con la invención, el circuito resonante en serie da lugar a una mejora sustancial en la supresión de ruido.

Dentro del alcance de la invención reivindicada caen muchas modificaciones y variaciones. Por ejemplo en la realización descrita, cada bobina de sensor S comprende un solo inductor. Sin embargo, puede utilizarse más de una bobina de inductor conectada en fase o en oposición de fase, y las dos bobinas pueden disponerse en lados opuestos del trayecto de bajada de monedas mostrado en la figura 1 en lugar de en un solo lado. Asimismo, pueden utilizarse más de cuatro unidades de bobina de sensor. Se comprenderá también que las señales procedentes del sensor de aceptación de terminal PS mostrado en la figura 1 pueden ser también tratadas por los circuitos mostrados en la figura 3, utilizando entradas adicionales a los conmutadores de multiplexor M. Además, en el ejemplo descrito, las bobinas de sensor son exploradas en un diseño secuencial regular. Sin embargo, puede resultar deseable en ciertas circunstancias cambiar el diseño de exploración de manera que se tomen más muestras desde algunas de las bobinas de sensor que desde las otras.

Además, el sensor puede utilizarse para detectar no solamente monedas sino también fichas, tal como se utiliza aquí, el término moneda incluye una ficha y otro artículo similar a una moneda.

Claims (15)

1. Un sensor (S1) para un aceptador de monedas, que comprende una inductor (L1) para formar un acoplamiento inductivo con una moneda que ha de ser probada, conectada en serie entre condensadores primero y segundo (C1, C2) en un circuito autooscilante (RL1, L1, C1, C2, A1), y un detector para detectar cambios en las características oscilatorias del circuito cuando pasa la moneda por el inductor.

2. Un sensor según la reivindicación 1, en el que el circuito autooscilante incluye un amplificador (A1) y el inductor conectada en serie y los condensadores comprenden una red de sensor que está conectado al amplificador para alterar las características oscilatorias de su salida cuando pasa la moneda por la inductancia.

3. Un sensor según la reivindicación 2, en el que el amplificador tiene una primera entrada (+) conectada en un bucle de realimentación a su salida y una segunda entrada (-) a la cual está conectado la red de sensor.

4. Un sensor según la reivindicación 2 ó 3, en el que el inductor comprende una bobina que tiene una inductancia (L1) y una resistencia (RL1).

5. Un sensor según cualquier reivindicación precedente, en el que dichos condensadores primero y segundo son de sustancialmente del mismo valor.

6. Un sensor según cualquier reivindicación precedente, en el que el detector está configurado para muestrear repetidas veces la amplitud de las características oscilatorias del circuito autooscilante.

7. Un sensor según una cualquiera de las reivindicaciones 2 a 5, en el que el detector incluye un circuito de muestreo y retención configurado para muestrear la amplitud de la salida del amplificador en una relación de fase predeterminada a ciclos de la misma.

8. Un sensor según la reivindicación 7, que incluye un circuito de activación para activar el funcionamiento del circuito de muestreo y retención, respondiendo el circuito de activación a una señal de la red de sensor que tiene un retardo de fase con relación a la salida del amplificador.

9. Un sensor según cualquier reivindicación precedente, que incluye medios para identificar un criterio de amplitud predeterminado en las características oscilatorias del circuito cuando la moneda pasa por el inductor.

10. Un sensor según cualquier reivindicación precedente, en el que el detector incluye un detector de frecuencia para detectar la frecuencia de las características oscilatorias del circuito.

11. Un sensor según la reivindicación 10, que incluye un contador para contar el número de ciclos de la salida oscilatoria del circuito que se producen dentro de un tiempo dado.

12. Un sensor según la reivindicación 10 u 11, que incluye un regulador de tiempo para vigilar el tiempo empleado para que se produzca un número dado de los ciclos de la salida oscilatoria del circuito.

13. Un circuito de sensor según cualquier reivindicación precedente, que incluye medios para aplicar una polarización predeterminada al circuito en la conexión para reducir los transitorios de conexión.

14. Un sensor según cualquier reivindicación precedente, que incluye una pluralidad de dichos circuitos autooscilantes y una configuración de multiplexor para conectar los circuitos en secuencia al detector.

15. Un aceptador de monedas, que incluye un sensor como se reivindica en cualquier reivindicación precedente.