CN1328674A - 一种改进的用于硬币接收器的检测器 - Google Patents

Abstract

一种用于硬币接收器的检测器(S1),包括和串联谐振电路连接的感应器(L1),检测器线圈被设置在具有由两个相同电容器(C1,C2)构成的谐振电容的串联谐振结构中,每个电容器在检测器的一侧。所述串联谐振结构减少硬币接收器电源上的共模噪声对检测器读数的影响。

Description

一种改进的用于硬币接收器的检测器

发明领域

本发明涉及一种用于硬币接收器的检测器，尤其涉及但不局限用于多种币值的接收器的检测器。

技术背景

能够识别不同币值的硬币接收器是熟知的，其中的一个例子在英国专利GB-A-2169429中描述了。所述接收器包括硬币下滑通路，硬币沿着所述通路通过硬币检测位置，在硬币检测位置检测器线圈对硬币进行一系列感应测试，以便产生表示被测试硬币的材料和金属含量的硬币参数信号。该硬币参数信号被数字化，从而提供数字硬币参数数据，该数据然后借助于微控制器和存储的硬币数据比较，从而确定被测试硬币是否可被接收。如果发现硬币可以接收，则微控制器使接收门工作，使得硬币被引导进入接收通路。否则，接收门便不动作，并把硬币引向排出通路。

硬币检测位置包括多个可以用不同的频率激励的不同的线圈，当被试硬币通过硬币检测位置时，它们和被试硬币形成各个感应耦合。迄今，感应检测器线圈一直是和在放大器的反馈通路中的振荡电路并联连接，所述放大器用于维持振荡电路的振荡。各个振荡电路通过多路转换器按照顺序被连接在放大器的反馈通路中，并把所发生的幅值偏移的连续的采样进行数字化，并送到微控制器。这种现有技术的结构的一个问题是，当其按照顺序转换到放大器的反馈通路中时，每个检测器线圈电路为了建立稳定的振荡状态需要占用一个有限的时间。这又限制了多路转换器通过各个检测器线圈输出进行扫描的速度。此外，电噪声可以使检测器线圈的输出精度劣化。

EP0704825披露了一种硬币确认器，其包括一个在串联谐振电路中的线圈。所述线圈的一端和地相连，而线圈的另一端通过电容器和差分放大器的反相输入端相连。

发明概述

本发明旨在提供一种用于硬币确认器的检测器，其可以以比现有的检测器快得多的速度进行扫描，并且不易受到噪声的影响。

按照本发明，提供一种用于硬币接收器的检测器，包括用于和被测试硬币形成感应耦合的感应器，其被串联连接在自振荡电路中的第一和第二电容器之间，以及用于检测当硬币通过所述感应器时电路的振荡特征改变的检测器。

第一和第二电容器可以具有基本相同的值。

按照本发明，已经发现，串联连接的电路比迄今使用的现有技术的并联电路能够更快地工作，并且能够较好地抑制噪声。

按照本发明的检测器可以包括多个自振荡电路和用于把该电路按顺序和检测器连接的多路转换器结构。

检测器可以包括用于在自振荡电路接通时对每个自振荡电路施加预定的偏置，以便减少接通瞬变的装置。

检测器可以检测电路的振荡特性的幅值与/或频率。

附图简述

为了更充分地理解本发明，下面结合附图说明本发明的实施例，其中：

图1是包括按照本发明的检测器的硬币接收器的示意方块图；

图2是图1所示的检测器的电路的示意方块图；

图3是检测器的更详细的电路图；

图4是图3所示的信号的矢量图；

图5是图3所示的检测器线圈电路16的示意图，用于说明噪声抑制；

图6是说明在图3所示的放大器A1的输入端流动的噪声电流的示意图。

详细说明

硬币接收器概况

图1说明其中包括按照本发明的检测器的硬币接收器的总体结构。该硬币接收器能够验证若干种不同币值的硬币，其中包括双金属(bimet)硬币，例如新欧元硬币组和包括新双金属f2.00硬币的新UK硬币组。接收器包括本体1，其具有硬币下滑通路2，被试硬币沿着下滑通路边缘朝外地从入口3通过硬币检测位置4，然后向下落到门5处。当硬币通过检测位置4时，完成对每个硬币的检测。如果检测结果表示是真的硬币，门5则打开，从而使硬币通过而到达接收通路6，否则，门仍关闭，从而使硬币偏转到拒绝通路7。硬币8的穿过接收器的硬币通路由虚线9示意地表示。

硬币检测位置4包括4个硬币检测线圈单元S1，S2，S3和S4，如点图中圆的外形所示。这些线圈单元被激励，从而产生和硬币的感应耦合。此外，在接收通路6中，在门5的下游，提供线圈单元ps，用作贷记检测器，用于检测已被确定为可接收的硬币实际上是否已经通过接收通路6。

线圈由图2示意地表示的驱动和接口电路10以不同的频率来激励。由线圈单元在被试硬币中感应涡流。在4个线圈和硬币之间的不同的感应耦合基本上唯一地表征所述的硬币。驱动和接口电路10根据在硬币和线圈单元S1，S2，S3和S4之间的不同的感应耦合产生相应的硬币参数数据信号。线圈单元PS产生相应的信号。线圈S的直径比被试硬币的直径小，以便检测硬币的各个弦齿区域的感应特征。通过使面向硬币的诸如线圈S1的线圈单元S的面积A小于72mm²，能够实现改进的识别，这就能够检测硬币表面的各个感应区域的感应特征。

为了确定硬币的真实性，由被试硬币产生的硬币参数信号被送到和呈EEPROM12形式的存储器相连的微控制器11。微控制器11处理由被测试硬币上得到的硬币参数信号，并把处理结果和在EEPROM12中存储在相应的值比较。存储的值被保存在具有上限值和下限值的窗口中。因而，如果处理后的数据落在和特定币值的真币相关的相应的窗口内，则表示硬币是可接收的，否则便被拒绝。如果是可接收的，则在线13上对驱动电路14提供信号，使图1所示的门5打开，从而使硬币通过接收通路6。否则，门5便不打开，因而硬币就被送到拒绝通路7。

微控制器11将处理后的数据与适合于不同币值的硬币的多个不同组的操作窗口相比较，使得硬币接收器可以接收或者拒绝特定货币组的一个以上的货币。如果硬币是可接收的，则在其通过接收通路6时，由接收后贷记检测线圈单元PS检测，并且单元10把相应的数据送到微控制器11，接着，微控制器11在线15上提供一个表示属于被接收的硬币的货币贷记数量。

每个检测器线圈单元S包括被连接在各个振荡电路中的一个或多个电感线圈，线圈驱动和接口电路10包括多路转换器，用于按照顺序扫描线圈单元的输出，从而对微控制器11提供数据。每个电路在50-150kHz的频率范围内振荡，并且电路元件被这样选择，使得每个检测器线圈S1-S4具有不同的固有谐振频率，以便避免它们之间的交叉耦合。

当硬币通过检测器线圈单元S1时，其阻抗在100毫秒的时间间隔内因有了硬币而改变。结果，通过线圈的振荡的幅值在硬币通过的时间间隔内被改变，并且振荡的频率也被改变。由硬币产生的调制而引起的幅值和频率的改变被用于产生代表硬币特征的硬币参数信号。图3中示出了线圈单元S1和其相关的驱动与检测电路的更详细的方块图。其中只示出了用于检测器线圈单元S1的电路，其标号是16，应当理解，其它的检测器S2-S4具有相同的电路，这些电路被按照顺序扫描，即使用一组多路转换器开关M1-4在共同的控制电路(未示出)的控制下被接通和断开。

振荡器部分

检测器线圈单元S1包括具有电感L1和欧姆电阻RL1的线圈，在硬币沿着下滑通路通过时，线圈和硬币之间形成感应耦合；具有电容器C1和C2的串联谐振电路，从而形成检测器网络，所述检测器网络被连接作为放大器A1的输入阻抗。如后所述，电容器C1和C2最好具有相等的值，以便抑制噪声。在和反馈电阻R3的连接处，检测器网络使得A1的增益和输出相位在频率上有依从关系。放大器A1从其输出到其+ve的输入具有由电阻R1构成的反馈通路，并形成自振荡电路。在谐振时，检测器网络具有等于检测器电阻RL1的最小的阻抗(由绕组电阻加上损耗电阻构成)和为0的相移。因此，在谐振频率下，放大器具有最大的增益和0相移。因而输出中的一个有限的部分被反馈到+ve输入端，使A1在谐振频率下振荡。如果在被转换到一个新的检测器时能够自然地建立振荡，则需要1或2毫秒达到稳定的幅值，这个速度太慢。为了实现瞬间启动，通过电阻R2对检测器加上一个阶跃电压VBIAS。

如果硬币在检测器S1的磁场中，则电阻RL1的损耗增加，使得放大器A的增益减少，因而减少其输出电压的幅值VOSC。检测器电感L1也可能上下漂移，这也使谐振频率改变。

每个检测器S1-4和诸如为16的其自身的振荡器电路相连，该振荡电路在偏压VBIAS下工作并通过多路转换器M1使其反馈通路接通。多路转换器被这样使用，使得所有的检测器电路可以共用检测器电路，从而只在单一输入线上产生微控制器11的输入信号，下面对此详细说明。

来自每个振荡器的输出通过多路转换器开关M1被转换，从而馈到(信号VOSC)高速比较器CP1和采样保持电路SH1。高速比较器CP1作为增益限制器，借以产生方波线间输出VOSCSQ，提供一个受控制的反馈量，借以使振荡器在线性区域内工作，即产生正弦波输出而不进入饱和区域。VOSCSQ通过第二多路转换器开关M2，使得使用每个单独的反馈电阻R1可以为每个检测器设置一个不同的反馈量。第三多路转换器开关M3把DC偏移电压VBIAS转换到选定的振荡器电路，并且电阻R2和R1形成分压器用于设置被叠加到VBIAS上的反馈信号电压。如前所述，当由多路转换器开关M选择所述的电路时，VBIAS快速地启动振荡。

当检测器被解除选择时，振荡器放大器A1的输入+ve输入被电阻R4拉到地，因而A1的输出也处于地电位。在C1、C2(由L1连接)的公共端上的电压利用高值电阻R5接地，因而C1、C2的两端处于地电位。当检测器地址改变时，所有的多路转换器都被停止工作5微秒，以便阻止瞬变和电荷从一个检测器的谐振电容转移到下一个电容，这将影响启动信号的幅值。在所需的扫描速度下，没有足够的时间等待错误的输出电平稳定。因而，当检测器S(即图3中的S1和电路16)被选定时，多路转换器重新被选通。VBIAS被在A1上转换，+ve输入和-ve输入被放大器驱动到相同的电平。这把VBIA加到C1的顶端，如图3所示，因此也加到检测器S1上，其开始固有振荡，具有VBIAS的峰-峰电压和VBIAS/2的DC电平。设置在和R2连接处中的反馈电阻R1，以便在没有硬币存在时在这个电压下精确地维持振荡，使得振荡器在所需的幅值下实现瞬时启动。如果硬币存在，则检测器S1的额外的有效电阻使输出幅值快速(一般大约200微秒)减小到其新的电平。这是当在检测器之间转换时发生的延迟的主要原因，为了克服这个延迟，在微控制器11中的计数器(未示出)计数振荡器输出的预定的周期数，以便在可以得到稳定的读数之前为每个检测器提供停止间隔。使用同一个计数器用于进行频率测量，如后所述，并且可以对计数值对于最大扫描速度和频率测量精度进行优化。

因为C-L-C检测器网络(即C1，S1，C2)在谐振时具有低的阻抗，所以只需加上小的电压便能维持振荡，所加电压一般小于0.2V。选择电阻R3用于放大这个电压，以便得到最高的A1输出幅值而不使放大器进入饱和，从而产生最大的信噪比。在谐振频率上，放大器具有较高的增益，但是在直流和非谐振频率下，检测器网络具有高的阻抗，因而其具有统一的增益。因此，VOSC主要由正弦波构成，其幅值取决于检测器电阻，所述电阻又取决于硬币的存在和硬币的币值，以及等于反馈电压的固定幅值的小的方波，还有VBIAS的DC偏移。

解调器部分

如前所述，提供公共的采样保持电路SH1，用于对放大器VOSC的输出进行幅值解调，以便检测硬币通过每个线圈单元S而引起的幅值改变的包络的连续采样。

解调器利用低成本的模拟开关SN进行采样，从而产生等于振荡器输出VOSC的最小值的瞬时DC输出，并且放大器A2缓冲这个电压并增加增益，使得在由0V到5V的A/D输入范围内充分利用微控制器。放大器A2还作为低通滤波器，用于去除带噪声。采样产生非常快速的解调，并且可以在振荡的每个周期跟踪用于放大器A1的输出电压，和二极管检测器型的解调器不同，其只能在一个方向产生快速响应。

采样保持电路SH1在A1的每个振荡周期在预定的相位被触发，其触发信号由检测器网络得到，如现在要说明的那样。当A1在谐振下振荡时，通过R3的电流IR将和输出电压VOSC以及反馈电压(VOSCSO的一部分)同相。该电流也通过C-L-C谐振电路流到地。两个谐振电容C1、C2是高质量的COG电容，其具有非常低的损耗角(和高的稳定性)，因而在C2上产生的电压总是滞后于电流IR，因此滞后于VOSC以90度。在C2上的电压通过多路转换器M4(如VCAP)被送到另一个高速反相比较器CP2，从而产生一个方波VCAPSQ，其总是具有和VOSC的最小值一致的上升沿(当VCAP跨接到VBIAS时)。单稳的MN减少正的脉冲宽度大约到150纳秒，结果的脉冲(采样)使开关SW瞬时闭合，从而在电容器CS上存储VOSC最小电压。和CS串联的电阻RS减少来自模拟开关控制输入的高频电荷注入尖峰的影响。

采样脉冲的宽度根据以合理的精度捕捉VOSC的最小值的要求进行计算，不需要非常高的电流以及非常快的低电阻的模拟开关对CS充电。在100kHz下对于±4度(＝cos^-1(0.9975))或大约±110纳秒，正弦波在其峰值的0.25％以内。一个小量的提前被加到采样信号上，使得用于闭合开关的所述信号的下降沿而不是上升沿和VOSC的最小值一致。这通过使用R5和R6来实现，这些电阻还用于在检测器被选定时保持检测器的DC电平在VBIAS/2。

检测器电流IR在电容器C2(IC2)和偏置电阻R5、R6之间分流，所述电容和电阻是并联的(IR5-6)。IC2超前于VC2和IR5-6以90度，如图4所示。因此VC2滞后于IR和VOSC略小于90度，从而使采样脉冲提前。

在CS上产生的结果信号被放大器A2放大，并在线17上被送到微控制器11进一步处理，如图2所示。应当理解，在线17上的输出包括检测器线圈单元S1-4的振荡包络的幅值的模拟采样的多重序列。这些采样被微控制器数字化，以便进一步处理，并和在EEPROM12中存储的窗口数据比较，如前所述。

所述的电路的优点在于，多路转换器可以在比以前的多路转换器快得多的速度下操作。如在上述supra的GB-A-2169429中所述的现有技术的并联电路，每个检测器电路需要2毫秒的时间间隔才能使检测器线圈稳定并产生有用的输出。与此相反，利用按照本发明所述的电路，可以在200微秒内获得有用的数据，从而按照本发明扫描频率可以增加10倍。

测率测量

此外，可以进行当硬币通过检测器线圈时发生的频率漂移的测量。使用微控制器11内的两个计数器(未示出)进行VCAPCSQ的频率的测量。一个计数器记录VCAPCSQ的周期数，而另一个是高速计数器(5MHz)，用于测量发生给定的周期数所用的时间。信号VCAPSQ在线18上被送到微控制器11(图3)。当检测器S被图2中的多路转换器M选择时，计数器忽略少量的周期数，使得检测器磁场和硬币之间的相互作用能够产生稳定的输出，然后从高速计数器进行读数。在经过所需的VOSCSQ周期数之后，进行第二读数，然后取这两个读数之间的差。其结果和作为参考存储的没有硬币存在时的相应结果比较，以便检查频率的任何改变。

借助于在大量的周期数范围内的定时，可以在较慢的扫描速度下获得较高的精度。最好是，只使用一个检测器进行频率测量，并且和另一个检测器相比，对用于频率测量的检测器分配更多的时间(周期)。也使用周期计数的结束作为在移动到下一个检测器之前从A/D输入(对线17)读出幅值的时间。由此可以看出，每个检测器被分配和固定的时间间隔不同的若干个周期，并且具有较快的响应的较高频率的检测器可以用较少的时间被扫描。

串联谐振电路

检测器线圈S1和电容器C1、C2的串联谐振结构能减少图3所示的电路的电源上的共模噪声对检测器读数的影响。当噪声只是电路的轨电压之一时，不同的噪声一般可以被滤除。不过，相对于地的出现在两个电源轨上的共模噪声更难于抑制。接收器电路没有地轨(线)，因而没有合适的用作滤除噪声的基础的无噪声基准。

共模噪声在硬币接收器的检测器电路中会引起问题，这是因为噪声电流可以从电源通过电路、检测器以及通过对地的杂散电容的连接而返回。这些噪声电流产生和真正的检测器电压组合的电压，从而产生在检测的硬币参数中的误差。

此外，噪声可以和振荡器的输出组合而产生和与差幅值调制。和信号具有相当高的频率，通常可以用与放大器A2相关的低通滤波器滤除。不过，不同的信号可能更成问题，因为它们可能由相应于由通过硬币而产生的调制的包络的频率构成，这可能产生错误的检测器输出。

按照本发明的串联谐振结构，能够抑制通过杂散电容流过的电流而产生的噪声效果，对此下面进行说明。考虑到检测器线圈S1和两个相同的电容器C1、C2的串联连接，这个检测器网络的谐振频率是：

            ω_r＝1/√(L1^*C1/2))

一般足够高的引起问题的噪声电压具有20V的峰-峰幅值。在放大器A1的-ve输入上产生的谐振电路的激励电压和此相比小得多，其数量级只有0.2V峰-峰值，即小100倍。只要涉及噪声电压，所述-ve输入点便是虚拟的地。

电路的杂散电容CSTRAY可以认为是数量级为50pF的和检测线圈的中点相连的电容器，如图5所示。通过杂散电容经线圈的电中心流到地的噪声电流产生谐振频率

           ω_rn＝1/√(C1^*L1/2))

显然，要由电路检测到和检测器信号本身相同的谐振频率。因为图5中的谐振网络的两个半个具有相同的阻抗(C1＋L1/2和C2＋L2/2)，流过两个半个电路的两个噪声电流In1和In2大小相等方向相反，因而在放大器A1的-ve输入产生0噪声电压。

在本例中，在谐振频率下的放大器A1的增益被设置为大约20，使得由0.2V的检测器输入产生4V的峰-峰输出电压。在不谐振时，C-L-C检测器网络的阻抗快速增加，并且增益趋于相同。

因而，当In1和In2相等时，在A1的输入端不产生噪声电压，因而不产生放大的噪声。唯一的剩余噪声电压是由通过电阻R3的电流产生的噪声电压，即In1×R3，如图6所示。不过，因为R3和In1都相当小，所以导致的噪声电压非常小。

上面的分析假定杂散电容和检测器S1的中心相连。对于在通过线圈中心之外的其它位置耦合的检测器谐振频率下的噪声电流，电感则不是L1/2，并且噪声将不通过低阻抗网络，而通过高阻抗网络，即非谐振网络。因而，这种噪声电流被抑制。可能存在一些在δL1和C1或C2之间发生谐振的其它的频率，但是感应的噪声电压只能被低增益的放大器A1放大。因而，按照本发明，所述串联谐振电路大大改进了噪声抑制性能。

在本发明的权利要求的范围内具有许多改变和改型。例如，在所述的实施例中，每个检测器线圈S包括一个感应器。不过，可以使用一个以上的感应器线圈，它们或者同相连接，或者反相连接，并且两个线圈可以设置在图1所示的硬币下滑通路的相对侧，而不只被设置在一侧。此外，可以使用4个以上的检测器线圈单元。还应当理解，来自图1所示的后接收检测器PS的信号可以使用对多路转换器开关M的附加的输入由图3所示的电路进行处理。此外，在上述的例子中，检测器线圈按照规则的顺序图形被扫描。不过，在某些情况下，需要改变扫描图形，使得从某个检测器线圈比另外的检测器线圈得到更多的采样。

此外，所述检测器可不仅用于检测硬币，而且可用于检测金属代币，因而硬币这个术语包括代币或其它硬币状的物品。

Claims (15)

1.一种用于硬币接收器的检测器(S1)，包括用于和被测试硬币形成感应耦合的感应器(L1)，其被串联连接在自振荡电路(RL1，L1，C1，C2，A1)中的第一和第二电容器(C1，C2)之间，以及用于检测当硬币通过所述感应器时电路的振荡特性的改变的检测器。

2.按照权利要求1所述的检测器，其中自振荡电路包括放大器(A1)，以及由串联连接的感应器和电容器构成的和放大器相连的检测器网络，用于当硬币通过感应器时改变其输出的振荡特性。

3.按照权利要求2所述的检测器，其中放大器具有在反馈环中和其输出相连的第一输入(+)以及和检测器网络相连的第二输入(-)。

4.按照权利要求2或3所述的检测器，其中感应器包括具有电感(L1)和电阻(RL1)的线圈。

5.按照前面任何一个照权利要求所述的检测器，其中第一和第二电容器具有实质上相同的值。

6.按照前面任何一个权利要求所述的检测器，其中检测器被构成用于重复地采样自振荡电路的振荡特性的幅值。

7.按照权利要求2到5任何一个所述的检测器，其中检测器包括采样和保持电路，其被构成用于以相对于其周期的预定的相位关系采样放大器的输出幅值。

8.按照权利要求7所述的检测器，包括用于触发采样和保持电路的操作的触发电路，所述触发电路响应在检测网络中的相对于放大器的输出具有相位滞后的信号。

9.按照前面任何一个权利要求所述的检测器，包括当硬币通过感应器时用于识别电路的振荡特性中的预定的幅值准则的装置。

10.按照前面任何一个权利要求所述的检测器，其中检测器包括频率检测器，用于检测电路的振荡特性的频率。

11.按照权利要求10所述的检测器，包括计数器，用于计数在给定的时间内发生的电路的振荡输出的周期数。

12.按照权利要求10或11所述的检测器，包括定时器，用于监视电路的振荡输出达到给定数量的周期时所用的时间。

13.按照前面任何一个权利要求所述的检测器，包括用于在电路接通时对其施加预定的偏置，以便减少接通瞬变的装置。

14.按照前面任何一个权利要求所述的检测器，包括多个所述自振荡电路和将所述电路按顺序与检测器相连接的多路转换器结构。

15.一种硬币接收器，包括按照前面任何一个权利要求所述的检测器。

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