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Gebiet der
Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich auf einen Sensor für eine Münzprüfeinrichtung und hat eine spezielle,
aber nicht ausschließliche
Anwendung in einer Münzprüfeinrichtung
für mehrere
Nennwerte.
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Hintergrund
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Münzprüfeinrichtungen,
die zwischen Münzen
verschiedener Nennwerte unterscheiden, sind wohlbekannt, wobei ein
Beispiel in GB-A-2 169 429 beschrieben ist. Die Prüfeinrichtung
enthält
einen Münzanalyseweg,
längs dessen
die Münzen
durch eine Münzabtaststation
gehen, in der Sensorspulen eine Folge von induktiven Prüfungen an
den Münzen ausführen, um
Münzparametersignale
zu entwickeln, die das Material und die metallischen Inhalte der
geprüften
Münze anzeigen.
Die Münzparametersignale werden
digitalisiert, um digitale Münzparameterdaten bereitzustellen,
die dann mittels eines Mikrocontrollers mit gespeicherten Münzdaten
verglichen werden, um die Annehmbarkeit oder Nichtannehmbarkeit
der Prüfmünze zu bestimmen.
Falls die Münze als
annehmbar festgestellt wird, betätigt
der Mikrocontroller ein Annahmetor, sodass die Münze in einen Annahmeweg gelenkt
wird. Ansonsten verbleibt das Annahmetor unwirksam, wobei die Münze in einen
Abweisungsweg gelenkt wird.
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Die
Münzabtaststation
enthält
eine Anzahl verschiedener Spulen, die mit verschiedenen Frequenzen
erregt werden können
und die einzelne induktive Kopplungen mit der geprüften Münze bilden, wie
sie durch die Münzabtaststation
hindurchgeht. Bisher sind die induktiven Sensorspulen in Parallelschwingkreisen
im Rückkopplungsweg
eines Verstärkers
angeschlossen gewesen, der die Schwingungen der Schaltungen aufrechterhält. Die
einzelnen Schwingkreise werden mittels eines Multiplexers sequentiell
in den Rückkopplungsweg
des Verstärkers
geschaltet, wobei aufeinanderfolgende Abtastwerte der auftretenden
Amplitudenabweichung digitalisiert und in den Mikrocontroller eingespeist
werden. Ein Problem bei dieser früheren Anordnung ist, dass für jede Sensorspulenschaltung
eine endliche Zeit vergeht, damit sie einen stabilen Schwingungszustand
aufbaut, wenn sie sequentiell in den Rückkopplungsweg des Verstärkers geschaltet
wird. Dies begrenzt wiederum die Geschwindigkeit, mit der der Multiplexer
die verschiedenen Ausgänge
der Sensorspulen abtasten kann. Außerdem kann das elektrische Rauschen
die Genauigkeit der Ausgaben der Sensorspulen verschlechtern.
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EP 0 704 825 offenbart eine
Münzenvalidierungseinrichtung,
die eine Spule in einer Reihenresonanzschaltung enthält. Ein
Ende der Spule ist mit der Masse verbunden, während das andere Ende über einen
Kondensator mit dem invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers verbunden
ist.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung versucht, einen Sensor für eine Münzenvalidierungseinrichtung
zu schaffen, der mit einer viel schnelleren Rate als bisher abgetastet
werden kann und der gegen die Wirkungen des Rauschens weniger empfindlich
ist.
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Gemäß der Erfindung
wird ein Sensor für eine
Münzprüfeinrichtung
geschaffen, umfassend einen Induktor zum Bilden einer induktiven
Kopplung mit einer zu prüfenden
Münze,
der zwischen einen ersten und einen zweiten Kondensator in einer
selbstoszillierenden Schaltung in Reihe geschaltet ist, und einen
Detektor zum Erfassen von Änderungen
der Oszillationseigenschaften der Schaltung, wenn sich die Münze an dem
Induktor vorbeibewegt.
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Der
erste und der zweite Kondensator können im Wesentlichen die gleichen
Werte haben.
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Es
ist gemäß der Erfindung
festgestellt worden, dass die in Reihe geschaltete Schaltung viel schneller
als frühere,
bisher verwendete Parallelschaltungen mit einer höheren Widerstandsfähigkeit gegen
die Wirkungen des Rauschens in Betrieb gebracht werden kann.
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Der
Sensor gemäß der Erfindung
kann mehrere selbstoszillierende Schaltungen sowie eine Multiplexerkonfiguration,
die die Schaltungen sequentiell mit dem Detektor verbindet, umfassen.
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Der
Sensor kann eine Einrichtung zum Anlegen einer vorgegebenen Vorspannung
an die oder jede selbstoszillierende Schaltung beim Einschalten umfassen,
um die Einschalt-Einschwingvorgänge
zu reduzieren.
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Der
Detektor kann die Amplitude und/oder die Frequenz der Oszillationseigenschaften
der Schaltung erfassen.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnung
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Damit
die Erfindung vollständiger
verstanden wird, wird nun eine Ausführungsform beispielhaft unter
der Bezugnahme auf die beigefügte
Zeichnung beschrieben, worin:
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1 ein
schematischer Blockschaltplan einer Münzprüfeinrichtung ist, die einen
Sensor gemäß der Erfindung
enthält;
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2 ein
schematischer Blockschaltplan der Schaltungen des in 1 gezeigten
Sensors ist;
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3 ein
ausführlicherer
Stromlaufplan des Sensors ist;
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4 eine
graphische Vektordarstellung für die
in 3 gezeigten Signale ist;
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5 ein
Stromlaufplan der in 3 gezeigten Sensorspulenschaltung 16 für den Zweck
der Erklärung
der Rauschunterdrückung
ist; und
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6 ein
Stromlaufplan ist, der die in den Eingang des Verstärkers A1
nach 3 fließenden Rauschströme veranschaulicht.
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Ausführliche
Beschreibung
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Überblick über die Münzprüfeinrichtung
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1 veranschaulicht
die allgemeine Konfiguration einer Münzprüfeinrichtung, die Münzsensoren
gemäß der Erfindung
enthält.
Die Münzprüfeinrichtung
kann eine Anzahl von Münzen
mit verschiedenen Nennwerten, einschließlich Bimetallmünzen, validieren,
z. B. den neuen Euromünzensatz
und den neuen GB-Münzensatz,
der die neue £ 2,00-Bimetallmünze enthält. Die
Prüfeinrichtung
enthält
einen Körper 1 mit
einem Münzanalyseweg 2,
längs dessen
die geprüften
Münzen
hochkant von einem Einlass 3 durch eine Münzabtaststation 4 gehen
und dann zu einem Tor 5 fallen. An jeder Münze wird
eine Prüfung ausgeführt, wie
sie durch die Ab taststation 4 geht. Falls das Ergebnis
der Prüfung
das Vorhandensein einer zulässigen
Münze anzeigt,
wird das Tor 5 geöffnet,
sodass die Münze
zu einem Annahmeweg 6 gehen kann, wobei andernfalls das
Tor geschlossen bleibt und die Münze
zu einem Abweisungsweg 7 abgelenkt wird. Der Münzweg durch
die Prüfeinrichtung für eine Münze 8 ist
durch eine gestrichelte Linie 9 schematisch gezeigt.
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Die
Münzabtaststation 4 enthält vier
Münzabtastspuleneinheiten
S1, S2, S3 und S4, die in einem gepunkteten Umriss gezeigt sind,
die erregt werden, um eine induktive Kopplung mit der Münze zu erzeugen.
Außerdem
ist eine Spuleneinheit ps im Annahmeweg 6 stromabwärts des
Tors 5 vorgesehen, um als ein Guthabensensor zu wirken,
um zu erfassen, ob eine Münze,
die als annehmbar bestimmt worden ist, tatsächlich in den Annahmeweg 6 geführt worden
ist.
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Die
Spulen werden durch eine Ansteuerungs- und Schnittstellenschaltung 10,
die in 2 schematisch gezeigt ist, bei verschiedenen Frequenzen
erregt. Durch die Spuleneinheiten werden in den geprüften Münzen Wirbelströme induziert.
Die verschiedenen induktiven Kopplungen zwischen den vier Spulen
und der Münze
charakterisieren die Münze
im Wesentlichen eindeutig. Die Ansteuerungs- und Schnittstellenschaltung 10 erzeugt
entsprechende Münzparameterdatensignale
als eine Funktion der verschiedenen induktiven Kopplungen zwischen der
Münze und
den Spuleneinheiten S1, S2, S3 und S4. Ein entsprechendes Signal
wird für
die Spuleneinheit PS erzeugt. Die Spulen S besitzen einen kleinen
Durchmesser in Bezug auf den Durchmesser der geprüften Münzen, um
die induktiven Eigenschaften der einzelnen Sehnenbereiche der Münze zu erfassen.
Eine verbesserte Unterscheidung kann erreicht werden, indem der
Bereich A der Spuleneinheit S, der der Münze gegenüberliegt, wie z. B. die Spule S1,
kleiner als 72 mm2 gemacht wird, was erlaubt, dass
die induktiven Eigenschaften einzelner Bereiche der Stirnfläche der
Münze abgetastet
werden.
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Um
die Echtheit der Münze
zu bestimmen, werden die durch eine geprüfte Münze erzeugten Münzparametersignale
in einen Mikrocontroller 11 eingespeist, der mit einem
Speicher in der Form eines EEPROM 12 gekoppelt ist. Der
Mikrocontroller 11 verarbeitet die von der geprüften Münze abgeleiteten
Münzparametersignale
und vergleicht das Ergebnis mit den entsprechenden gespeicherten
Werten, die im EEPROM 12 gehalten werden. Die gespeicherten
Werte werden in Form von Fenstern gehalten, die obere und untere
Wertgrenzen besitzen. Folglich wird, falls die verarbeiteten Daten
in die entsprechenden Fenster fallen, die einer echten Münze eines
speziellen Nennwerts zugeordnet sind, die Münze als annehmbar angezeigt,
wobei sie aber ansonsten abgewiesen wird. Falls sie annehmbar ist, wird
ein Signal auf der Leitung 13 für eine Ansteuerungsschaltung 14 bereitgestellt,
die das in 1 gezeigte Tor 5 betätigt, um
der Münze
zu erlauben, in den Annahmeweg 6 zu gehen. Andernfalls
wird das Tor 5 nicht geöffnet,
wobei die Münze
zum Abweisungsweg 7 geführt
wird.
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Der
Mikrocontroller 11 vergleicht die verarbeiteten Daten mit
einer Anzahl verschiedener Sätze von
Betriebsfensterdaten, die für
die Münzen
mit verschiedenen Nennwerten passend sind, sodass die Münzprüfeinrichtung
mehr als eine Münze
eines Satzes einer speziellen Währung
annehmen oder abweisen kann. Falls die Münze angenommen wird, wird ihr
Durchgang längs
des Annahmewegs 6 durch die Nachannahme-Guthabensensor-Spuleneinheit
PS erfasst, wobei die Einheit 10 entsprechende Daten zum
Mikrocontroller 11 weiterleitet, der wiederum eine Ausgabe
auf der Leitung 15 bereitstellt, die den Betrag des finanziellen
Guthabens anzeigt, der der angenommenen Münze zugeschrieben ist.
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Die
Sensorspuleneinheiten S enthalten jede eine oder mehrere Induktorspulen,
die in einen einzelnen Schwingkreis geschaltet sind, wobei die Spulenansteuerungs-
und Schnittstellenschaltung 10 einen Multiplexer enthält, um die
Ausgaben von den Spuleneinheiten sequentiell abzutasten, um die
Daten dem Mikrocontroller 11 bereitzustellen. Jede Schaltung
schwingt mit einer Frequenz im Bereich von 50-150 kHz, wobei die
Bauelemente der Schaltung so ausgewählt sind, dass jede Sensorspule S1-S4
eine andere Eigenresonanzfrequenz besitzt, um die Kreuzkopplung
zwischen ihnen zu vermeiden.
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Wenn
sich die Münze
an der Sensorspuleneinheit S1 vorbeibewegt, wird ihre Impedanz durch das
Vorhandensein der Münze
während
einer Periode von 100 Millisekunden geändert. Im Ergebnis wird die
Amplitude der Schwingungen durch die Spule während der Periode, in der sich
die Münze
vorbeibewegt, modifiziert, wobei außerdem die Schwingungsfrequenz
geändert
wird. Die Variation der Amplitude und der Frequenz, die sich aus
der durch die Münze erzeugten
Modulation ergibt, wird verwendet, um Münzparametersignale zu erzeugen,
die für
die Eigenschaften der Münze
repräsentativ
sind. In 3 ist ein ausführlicherer
Blockschaltplan der Spuleneinheit S1 und ihrer zugeordneten Ansteuerungs-
und Erfassungs-Schaltungsanordnung gezeigt. Es ist nur die mit dem
Bezugszeichen 16 bezeichnete Schaltung für die Sensorspuleneinheit
S1 gezeigt, wobei es selbstverständlich
ist, dass die anderen Sensoren S2-4 völlig gleiche Schaltungen besitzen,
die unter Verwendung von gleichlaufenden Multiplexerschaltern M1-4
unter einer (nicht gezeigten) gemeinsamen Steuerschaltungsanordnung
sequentiell abgetastet werden, d. h., für den Gebrauch ein- und ausgeschaltet
werden.
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Der Oszillatorabschnit
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Die
Sensorspuleneinheit S1 enthält
eine Induktorspule mit einer Induktivität L1 und dem ohmschen Widerstand
RL1, die eine induktive Kopplung mit der Münze bildet, wenn sie sich längs des
Analysewegs vorbeibewegt, in einer Reihenresonanzschaltung mit den
Kondensatoren C1 und C2, um einen Sensornetzwerk zu bilden, das
als die Eingangsimpedanz mit einem Verstärker A1 verbunden ist. Wie
später
ausführlicherer
erklärt
wird, besitzen die Kondensatoren C1 und C2 vorzugsweise einen gleichen
Wert, um die Rauschunterdrückung
zu unterstützen.
Im Zusammenhang mit dem Rückkopplungswiderstand
R3 macht das Sensornetzwerk die Verstärkung und die Ausgangsphase
von A1 frequenzabhängig.
Der Verstärker
A1 besitzt durch den Widerstand R1 einen Rückkopplungsweg von seinem Ausgang
zu seinem +ve-Eingang und bildet eine selbstoszillierende Schaltung.
Bei der Resonanz besitzt das Sensornetzwerk eine minimale Impedanz, die
gleich dem Sensorwiderstand RL1 (der aus der Wicklung plus dem Verlustwiderstand
gebildet wird) ist, und eine Nullphasenverschiebung. Deshalb besitzt
der Verstärker
bei der Resonanzfrequenz eine maximale Verstärkung und eine Nullphasenverschiebung.
Ein begrenzter Teil der Ausgabe wird folglich zum +ve-Eingang zurückgekoppelt,
wodurch verursacht wird, dass A1 bei der Resonanzfrequenz schwingt.
Falls sich die Schwingung natürlich
aufbauen kann, wenn zu einem neuen Sensor geschaltet wird, würde es eine
oder zwei Millisekunden dauern, um eine stabile Amplitude zu erreichen,
was bei weitem zu langsam ist. Um ein praktisch sofortiges Anlaufen
zu erreichen, wird durch den Widerstand R2 eine Stufenspannung VBIAS über den
Sensor angelegt.
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Wenn
sich eine Münze
im Magnetfeld des Sensors S1 befindet, nimmt der Verlustwiderstand RL1
zu, wobei die Verstärkung
des Verstärkers
A und seine Amplitude der Ausgangsspannung VOSC verringert werden.
Die Sensorinduktivität
L1 kann außerdem
nach oben oder nach unten verschoben sein, was die Resonanzfrequenz ändert.
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Jeder
Sensor S1-4 ist mit seiner eigenen Oszillatorschaltung, wie z. B.
16, verbunden und wird durch eine Vorspannung VBIAS freigegeben,
wobei seine Rückkopplung über die
Multiplexer M1 eingeschaltet wird. Die Multiplexierung wird so verwendet, dass
sich alle Sensorschaltungen eine gemeinsame Erfassungsschaltungsanordnung
teilen können,
um die Eingabe in den Mikrocontroller 11 auf einer einzelnen
Eingangsleitung zu erzeugen, wie nun ausführlicher erklärt wird.
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Die
Ausgabe aus jedem Oszillator wird durch den Multiplexerschalter
M1 geschaltet, um (das Signal VOSC) sowohl in einen Hochgeschwindigkeits-Komparator
CP1 als auch eine Abtast-/Halte-Schaltung SH1 einzuspeisen. Der
Hochgeschwindigkeits-Komparator CP1 wirkt als ein Verstärkungsbegrenzer,
wodurch eine Rechteckwellen-Schiene-zu-Schiene-Ausgabe VOSCSQ erzeugt
wird, die erlaubt, dass eine gesteuerte Menge der Rückkopplung
verwendet wird, um den Oszillator in einem linearen Bereich arbeitend
zu halten, d. h., dass er eine Sinuswellen-Ausgabe liefert und nicht
in die Sättigung
geht. VOSCSQ geht durch den zweiten Multiplexerschalter M2, sodass
für jeden
Sensor unter Verwendung jedes einzelnen Rückkopplungswiderstands R1 eine
andere Menge der Rückkopplung
eingestellt werden kann. Ein dritter Multiplexerschalter M3 schaltet
die Offset-Gleichspannung VBIAS zur ausgewählten Oszillatorschaltung,
wobei der Widerstand R2 einen Potentialteiler mit R1 bildet, um
die der VBIAS überlagerte
Rückkopplungs-Signalspannung
einzustellen. Wie vorher erwähnt
worden ist, initialisiert VBIAS die Oszillationen schnell, wenn
die Schaltung durch die Multiplexerschalter M ausgewählt wird.
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Wenn
die Auswahl eines Sensors aufgehoben wird, wird der +ve-Eingang
des Oszillatorverstärkers
A1 durch den Widerstand R4 auf GND gezogen, deshalb befindet sich
der Ausgang von A1 ebenfalls auf GND. Die Spannung am gemeinsamen
Ende von C1 und C2 (die durch L1 verbunden sind) ist durch einen
Widerstand R5 mit hohem Wert geerdet, sodass sich beide Enden von
C1 und C2 auf dem GND-Potential befinden. Für etwa 5 μs sind alle Multiplexer gesperrt,
während
sich die Sensoradresse ändert, um
Einschwingvorgänge
und eine Ladungsübertragung
von den Resonanzkondensatoren eines Sensors zum nächsten zu
verhindern, die die Anlauf-Signalamplitude beeinflussen würden. Bei
den erforderlichen Abtastgeschwindigkeiten gibt es nicht genug Zeit,
um zu warten, dass sich falsche Ausgangspegel stabilisieren. Folglich
wird, wenn der Sensor S ausgewählt
wird (d. h. S1 und die Schaltung 16 in 3) und
die Multiplexer erneut freigegeben werden, VBIAS auf den +ve-Eingang
von A1 geschaltet, während
der –ve-Eingang
durch den Verstärker
auf denselben Pegel angesteuert wird. Dies legt VBIAS an das obere
Ende von C1, wie in 3 gezeigt ist, und deshalb ebenso über den
Sensor S1, der eine Eigenschwingung mit einer Spitze-Spitze-Spannung
von VBIAS und einem Gleichspannungspegel von VBIAS/2 beginnt. Der
Rückkopplungswiderstand
R1 ist zusammen mit R2 eingestellt, um die Oszillation auf genau
dieser Spannung aufrechtzuerhalten, wenn keine Münzen vorhanden sind, deshalb
erreicht der Oszillator ein sofortiges Anlaufen mit der erforderlichen
Amplitude. Falls Münzen
vorhanden sind, verursacht der zusätzliche effektive Widerstand des
Sensors S1, dass die Ausgangsamplitude schnell (typischerweise in
etwa 200 μs)
auf ihren neuen Pegel abnimmt. Dies ist die Hauptquelle der Verzögerung,
die auftritt, wenn zwischen den Sensoren umgeschaltet wird, wobei,
um dieser entgegenzuwirken, ein (nicht gezeigter) Zähler im
Mikrocontroller 11 eine vorgegebene Anzahl von Zyklen der
Oszillatorausgabe zählt,
um für
jeden Sensor eine Verweilperiode zu schaffen, bevor eine stabile
Ablesung genommen werden kann. Derselbe Zähler wird für Frequenzmessungen verwendet,
wie im Folgenden ausführlicher
beschrieben wird, wobei die Zählwerte
für die
maximale Abtastgeschwindigkeit oder die maximale Genauigkeit der
Frequenzmessungen optimiert werden können.
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Weil
das C-L-C-Sensornetzwerk (d. h. C1, S1, C2) bei der Resonanz eine
niedrige Impedanz besitzt, muss nur eine kleine Spannung über ihm
angelegt werden, um die Oszillation aufrechtzuerhalten – typischerweise
kleiner als 0,2 V. Der Widerstand R3 wird gewählt, um diese Spannung für den höchsten Ausgangshub
von A1 zu verstärken,
der möglich
ist, ohne dass der Verstärker
in die Sättigung
geht, um den maximalen Rauschabstand zu liefern. Bei der Resonanzfrequenz
besitzt der Verstärker
eine hohe Verstärkung,
aber bei Gleichstrom und Frequenzen außerhalb der Resonanz besitzt
das Sensornetzwerk eine hohe Impedanz, wobei der Verstärker folglich eine
Einheitsverstärkung
besitzt. Deshalb besteht VOSC hauptsächlich aus einer Sinuswelle,
deren Amplitude vom Sensorwiderstand abhängt, der wiederum eine Funktion
des Vorhandenseins einer Münze
und des Nennwerts der Münze
ist, zusammen mit einer kleinen Rechteckwelle mit fester Amplitude,
die gleich der Rückkopplungsspannung
ist, und außerdem
dem Gleichspannungs-Offset von VBIAS.
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Der Demodulatorabschnitt
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Wie
vorher erwähnt
worden ist, ist eine gemeinsame Abtast-/Halte-Schaltung SH1 vorgesehen, um
die Amplitudendemodulation der Ausgabe des Verstärkers VOSC auszuführen, um
aufeinanderfolgende Abtastwerte der Enveloppe der Amplitudenänderung
zu erfassen, die durch den Vorübergang
einer Münze
an jeder der Spuleneinheiten S vorbei erzeugt werden.
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Der
Demodulator verwendet das Abtasten mit einem preisgünstigen
analogen Schalter SN, um eine momentane Gleichstromausgabe zu erzeugen, die
gleich dem minimalen Wert der Oszillatorausgabe VOSC ist, wobei
ein Verstärker
A2 diese Spannung puffert und eine Verstärkung hinzufügt, um vom A/D-Eingangsbereich
von 0 V bis 5 V des Mikrocontrollers vollen Gebrauch zu machen.
Der Verstärker A2
wirkt außerdem
als ein Tiefpassfilter, um das Rauschen außerhalb des Bandes zu entfernen.
Die Abtastung ergibt eine sehr schnelle Demodulation, wobei sie
die Ausgangsspannung bei jedem Zyklus der Oszillation für den Verstärker A1
verfolgen kann, anders als die Demodulatoren des Typs eines Diodendetektots,
die nur in einer Richtung eine schnelle Antwort liefern können.
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Die
Abtast-/Halte-Schaltung SH1 wird bei einer vorgegebenen Phase für jeden
Zyklus der Oszillation von A1 durch ein vom Sensornetzwerk abgeleitetes
Trigger-Signal getriggert,
wie nun erklärt
wird. Wenn A1 in Resonanz schwingt, ist der Strom IR durch R3 mit
der Ausgangsspannung VOSC und der Rückkopplungsspannung (ein Anteil
von VOSCSQ) gleichphasig. Dieser Strom fließt außerdem durch die C-L-C-Resonanzschaltung
nach GND. Die zwei Resonanzkondensatoren C1 und C2 sind hochwertige COG-Typen,
die einen sehr niedrigen Verlustwinkel (und eine hohe Stabilität) besitzen,
deshalb eilt die über
C2 entwickelte Spannung immer dem Strom IR und deshalb VOSC um 90° nach. Die
Spannung über C2
wird über
den Multiplexer M4 (als VCAP) in einen weiteren invertierenden Hochgeschwindigkeits-Komparator
CP2 eingespeist, um eine Rechteckwelle VCAPSQ zu erzeugen, deren
Anstiegsflanke immer mit dem Minimum von VOSC (wenn VCAP VBIAS kreuzt) übereinstimmt.
Ein monostabiler MN verringert die positive Impulsbreite auf etwa
150 ns, wobei der resultierende Impuls (SAMPLE) den Schalter SW momentan
schließt,
um die minimale VOSC-Spannung im Kondensator CS zu speichern. Der
mit CS in Reihe geschaltete Widerstand RS verringert die Wirkungen
der Hochfrequenz-Ladungsinjektionsspitzen vom Steuereingang des
analogen Schalters.
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Die
Breite des Abtastimpulses wird aus der Notwendigkeit berechnet,
das VOSC-Minimum
mit einer angemessenen Genauigkeit zu erfassen, ohne einen sehr hohen
Strom, um CS zu laden, und einen sehr schnellen analogen Schalter
mit niedrigem Widerstand zu erfordern. Eine Sinuswelle befindet
sich innerhalb 0,25 % ihrer Spitze für ±4° (cos–1(0,9975)) oder
etwa ±110
ns bei 100 kHz. Zum Abtastsignal wird ein kleiner Betrag Voreilung
hinzugefügt,
sodass anstatt seine Anstiegsflanke seine Abfallflanke, die den
Schalter schließt,
mit dem VOSC-Minimum übereinstimmt.
Dies wird unter Verwendung von R5 und R6 erreicht, die außerdem den
Gleichspannungspegel des Sensors auf Vbias/2 halten, während der Sensor
ausgewählt
ist.
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Der
Sensorstrom IR wird zwischen dem Kondensator C2 (IC2) und den Vorspannungswiderständen R5
und R6, die parallel erscheinen (IR5-6), aufgespalten. IC2 eilt
VC2 und IR5-6 um 90° voran,
wie in 4 gezeigt ist. Deshalb eilt VC2 IR und VOSC um
etwas weniger als 90° nach,
die dem SAMPLE-Impuls voreilen.
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Das
an CS entwickelte resultierende Signal wird durch den Verstärker A2
verstärkt
und auf der Leitung 17 in den Mikrocontroller 17,
der in 2 gezeigt ist, für die weitere Verarbeitung
eingespeist. Es ist selbstverständlich,
dass die Ausgabe auf der Leitung 17 die multiplexierte
Folge der analogen Abtastwerte der Amplitude der Enveloppe der Oszillationen der
Sensorspuleneinheiten S1-4 umfasst. Diese Abtastwerte werden durch
den Mikrocontroller für
die weitere Verarbeitung und den Vergleich mit den im EEPROM 12 gespeicherten
Fensterdaten, wie die vorher erklärt worden ist, digitalisiert.
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Die
beschriebene Schaltung besitzt den Vorteil, dass der Multiplexer
mit einer viel schnelleren Rate als bisher betrieben werden kann.
Typischerweise war mit den Parallelschaltungen des Standes der Technik,
wie sie in GB-A-2 169 429, oben, beschrieben worden sind, eine Periode
von 2 Millisekunden pro Sensorschaltung notwendig, damit sich die
Sensorspule stabilisiert und eine nutzbare Ausgabe erzeugt. Im Gegensatz
können
mit der beschriebenen Schaltung gemäß der Erfindung nutzbare Daten
in 200 μs
erhalten werden, sodass die Abtastfrequenz gemäß der Erfindung um einen Faktor
zehn vergrößert werden
kann.
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Die Frequenzmessung
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Außerdem können Messungen
des Frequenzhubs ausgeführt
werden, der auftritt, wenn sich eine Münze an den Sensorspulen vorbeibewegt.
Die Messungen der Frequenz von VCAPCSQ werden unter Verwendung von
zwei (nicht gezeigten) Zählern innerhalb
des Mikrocontrollers 11 ausgeführt. Ein Zähler zeichnet die Anzahl der
Zyklen von VCAPCSQ auf, während
der andere ein Hochgeschwindigkeitszähler (5 MHz) ist, der misst,
wie lange es dauert, damit eine gegebene Anzahl von Zyklen auftritt.
Das Signal VCAPSQ wird auf der Leitung 18 (3)
in den Mikrocontroller 11 eingespeist.
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Wenn
ein Sensor S durch den Multiplexer M in 2 ausgewählt ist,
wird eine kleine Anzahl von Zyklen durch die Zähler ignoriert, um zu ermöglichen, dass
die Wechselwirkung zwischen dem Magnetfeld des Sensors und der Münze eine
stabile Ausgabe erzeugt, wobei dann vom Hochgeschwindigkeitszähler eine
Ablesung genommen wird. Nach der erforderlichen Anzahl von VOSCSQ-Zyklen
wird eine zweite Ablesung genommen, wobei der Unterschied zwischen
diesen zwei Ablesungen ermittelt wird. Das Ergebnis wird mit den
entsprechenden Ergebnissen, wenn keine Münze vorhanden ist, verglichen,
die als eine Referenz gespeichert sind, um auf irgendeine Änderung
der Frequenz zu prüfen.
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Durch
eine Zeitmessung über
eine größere Anzahl
von Zyklen kann eine höhere
Genauigkeit auf Kosten einer langsameren Abtastgeschwindigkeit erhalten
werden. Vorzugsweise wird nur ein Sensor für die Frequenzmessungen verwendet,
wobei ihm mehr Zeit (mehr Zyklen) als den anderen Sensoren zugeteilt
wird. Das Ende der Zählung
der Zyklen wird außerdem
als der Zeitpunkt verwendet, zu dem die Amplitudenablesung vom A/D-Eingang
(für die
Leitung 17) genommen wird, bevor zum nächsten Sensor weitergegangen
wird. Daraus ist ersichtlich, dass jedem Sensor anstatt einer festen
Zeitperiode eine Anzahl von Zyklen zugeteilt wird, wobei Sensoren
mit einer höheren
Frequenz mit einer schnelleren Antwort in weniger Zeit abgetastet
werden können.
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Die Reihenresonanzschaltung
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Die
Reihenresonanzkonfiguration der Sensorspule S1 und der Kondensatoren
C1, C2 verringert die Wirkungen des Gleichtaktrauschens in der Leistungsversorgung
für die
in 3 gezeigten Schaltungen auf die Sensorablesungen.
Das Differenzrauschen, wo das Rauschen nur von einer der Versorgungsspannungen
für die
Schaltung kommt, kann normalerweise herausgefiltert werden. Das Gleichtaktrauschen,
das auf beiden Versorgungsschienen in Bezug auf Masse erscheint,
ist viel schwieriger zu unterdrücken.
Die Schaltungen der Prüfeinrichtung
besitzen keine Masseschiene, wobei es folglich keine geeignete rauschfreie
Referenz gibt, die als eine Grundlage verwendet werden kann, um das
Rauschen herauszufiltern.
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Das
Gleichtaktrauschen verursacht ein Problem in den induktiven Sensorschaltungen
einer Münzprüfeinrichtung,
weil Rauschströme
von der Leistungsversorgung über
eine Streukapazität
durch die Schaltungen, Sensoren und Verbindungen zurück zur Masse
fließen
können.
Diese Rauschströme erzeugen
Spannungen, die sich mit den echten Sensorspannungen vereinigen,
wobei Fehler in den abgetasteten Münzparametern erzeugt werden.
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Außerdem kann
sich das Rauschen mit der Ausgabe des Oszillators vereinigen, wobei
Summen- und Differenz-Amplitudenmodulationen erzeugt werden. Die
Summensignale besitzen eine relativ hohe Frequenz, wobei sie normalerweise
durch das dem Verstärker
A2 zugeordnete Tiefpassfilter herausgefiltert werden können. Die
Differenzsignale können
jedoch problematischer sein, weil sie eine Frequenz besitzen können, die
der Enveloppe der Modulation entspricht, die durch die sich vorbeibewegende
Münze erzeugt
wird, was falsche Sensorausgaben verursachen kann.
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Die
Reihenresonanzkonfiguration gemäß der Erfindung
unterdrückt
jedoch die Wirkungen der Rauschströme, die durch die Streukapazität fließen, wie
nun erklärt
wird. In Anbetracht der Reihenschaltung der Sensorspule S1 und der
zwei völlig
gleichen Kondensatoren C1 und C2 beträgt die Resonanzfrequenz dieses
Sensornetzwerks: ωr =
1/√L1·C1/2.
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Typische
Rauschspannungen, die hoch genug sind, um Probleme zu verursachen,
sind in der Größenordnung
von 20 V Spitze-Spitze-Amplitude. Die am –ve-Eingang des Verstärkers A1
entwickelte Erregerspannung für
die Reihenresonanzschaltung ist im Vergleich viel kleiner – von der
Größenordnung von
0,2 V Spitze-Spitze, d. h., 100-mal kleiner. Soweit wie die Rauschspannung
betroffen ist, ist der –ve-Eingangspunkt eine
virtuelle GND.
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Die
Streukapazität
CSTRAY der Schaltung kann als ein Kondensator der Größenordnung
50 pF betrachtet werden, der mit dem Mittelpunkt der Sensorspule
verbunden ist, wie in 5 gezeigt ist. Der durch die
elektrische Mitte der Spule durch die Streukapazität zur Masse
fließende
Rauschstrom verursacht eine Resonanzfrequenz ωrn = 1/√C1·L1/2.
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Dies
ist offensichtlich die gleiche Resonanzfrequenz wie die der Sensorsignale
selbst, die durch die Schaltung zu erfassen sind. Da die zwei Hälften des
in 5 gezeigten Resonanznetzwerks völlig gleiche
Impedanzen (C1 + L1/2 und C2 + L2/2) besitzen, sind die in den zwei
Hälften
der Schaltung fließenden
Rauschströme
In1 und In2 gleich und entgegengesetzt, was zu einer Rauschspannung
von null am –ve-Eingang
des Verstärkers
A1 führt.
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Die
Verstärkung
des Verstärkers
A1 bei der Resonanzfrequenz ist in diesem Beispiel so eingestellt,
dass sie etwa 20 beträgt,
um aus der 0,2-V-Sensoreingabe eine Ausgangsspannung von 4 V Spitze-Spitze
zu erzeugen. Außerhalb
der Resonanz nimmt die Impedanz des C-L-C-Sensornetzwerks schnell
zu, wobei die Verstärkung
gegen eins strebt.
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Folglich
wird, wenn In1 und In2 gleich sind, keine Rauschspannung am Eingang
in A1 entwickelt, wobei deshalb kein verstärktes Rauschen auftritt. Die einzige
verbleibende Rauschspannung ist die, die durch den durch den Widerstand
R3 fließenden Rauschstrom
erzeugt wird, d. h. In1 X R3, wie in 6 gezeigt
ist. Weil jedoch R3 und In1 beide relativ niedrig sind, ist die
resultierende Rauschspannung sehr klein.
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Diese
Analyse nimmt an, dass die Streukapazität zentral am Sensor S1 angeschlossen
ist. Für die
Rauschströme
bei der Resonanzfrequenz des Sensors, die durch andere Stellen als
die Mitte der Spule gekoppelt sind, beträgt die gesehene Inaktivität nicht
L1/2, wobei das Rauschen kein Netzwerk mit niedriger Impedanz sieht,
sondern stattdessen ein Netzwerk mit hoher Impedanz außerhalb
der Resonanz. Folglich werden derartige Rauschströme unterdrückt. Es
gibt irgendeine andere Frequenz, bei der eine Resonanz zwischen δL1 und C1
oder C2 auftritt, aber die induzierten Rauschspannungen erleben
nur eine niedrige Verstärkung
vom Verstärker
A1. Folglich verursacht die Reihenresonanzschaltung gemäß der Erfindung
eine wesentliche Verbesserung der Rauschunterdrückung.
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Viele
Modifikationen und Variationen fallen in den Umfang der beanspruchten
Erfindung. In der beschriebenen Ausführungsform umfasst z. B. jede Sensorspule
S einen einzelnen Induktor. Es kann jedoch mehr als eine Induktorspule
verwendet werden, die entweder gleichphasig oder gegenphasig angeschlossen
ist, wo bei die zwei Spulen anstatt nur auf einer Seite auf entgegengesetzten
Seiten des in 1 gezeigten Münzanalysewegs
angeordnet sein können.
Außerdem
können
mehr als vier Sensorspuleneinheiten verwendet werden. Es ist außerdem selbstverständlich,
dass die Signale vom in 1 gezeigten Nachannahmesensor
PS außerdem
durch die in 3 gezeigte Schaltungsanordnung
unter Verwendung zusätzlicher
Eingänge
in die Multiplexerschalter M verarbeitet werden können. Außerdem werden
im beschriebenen Beispiel die Sensorspulen in einem regelmäßigen sequentiellen
Muster abgetastet. Es kann jedoch unter bestimmten Umständen erwünscht sein,
das Abtastmuster zu ändern,
sodass von bestimmten Sensorspulen mehr Abtastwerte als von anderen
Sensorspulen genommen werden.
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Außerdem kann
der Sensor verwendet werden, um nicht nur Münzen zu erfassen, sondern außerdem Automatenmünzen, wobei
der Begriff Münze,
wie er hierin verwendet wird, außerdem eine Automatenmünze oder
ein anderes münzenähnliches Element
umfasst.