EP1132794B1 - Verfahren zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz sowie Schaltungsanordnung zur Gewinnung einer derartigen Spannungsreferenz - Google Patents

Verfahren zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz sowie Schaltungsanordnung zur Gewinnung einer derartigen Spannungsreferenz Download PDF

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EP1132794B1
EP1132794B1 EP01890066A EP01890066A EP1132794B1 EP 1132794 B1 EP1132794 B1 EP 1132794B1 EP 01890066 A EP01890066 A EP 01890066A EP 01890066 A EP01890066 A EP 01890066A EP 1132794 B1 EP1132794 B1 EP 1132794B1
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    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Definitions

  • the invention relates to a method for obtaining a temperature-independent voltage reference with a bandgap reference circuit using at least one bipolar transistor and a voltage source and on a circuit arrangement to obtain a temperature-independent voltage reference.
  • the invention now aims to provide a method of the beginning to create the type mentioned, in which only a bipolar transistor is used and therefore the selection of one the characteristic of this transistor tuned second transistor is unnecessary.
  • the invention further aims to to further reduce the temperature dependence of the measured values and temperature compensation with much higher accuracy to achieve.
  • the invention Process essentially in that only one Bipolar transistor with its emitter in series with one Resistor is switched that different voltages be applied to the series connection that the voltages before and tapped after the series resistance and an analog-to-digital converter (ADC) and that the gain factor of the analog-digital converter from the digitized Measured values are calculated and used to correct the measured values becomes.
  • ADC analog-to-digital converter
  • the amplification factor is always recalculated from a plurality of measured values by the algorithm which will be explained in more detail below, it is possible within the scope of the method according to the invention, as is in accordance with a preferred development, that the value for S is updated continuously or at regular time intervals and is used to calculate the actual reference voltage and, if necessary, for the exact determination of test voltages.
  • the circuit arrangement according to the invention for obtaining a temperature-independent voltage reference can be particularly simple be trained and comes with a small number of components out.
  • the circuit arrangement is essentially as a result characterized in that they have a bipolar transistor and a has the resistor R connected in series, that on taps on both sides of the resistor R over Switch to achieve an analog-to-digital converter (ADC) digitized voltage measurements is connected and that the digital signals from the ADC to a computer to determine the gain factor are supplied, from which the corrected Voltage signal can be read out digitally.
  • ADC analog-to-digital converter
  • the switch can be used as a multiplexer component in a particularly simple manner be formed, the inputs of a control signal of the computer and have connections on which voltages to measure by operating the associated Switch.
  • the multiplexer thus transmits each after setting the switch, the analog signals to the analog input of the ADC.
  • the circuit arrangement can be found under Can be built using PNP or NPN transistors. in the The case of PNP transistors is the emitter with the resistor connected, and the collector connected to the base to ground placed with the adjustable voltage source on the other Connection of the resistor is connected.
  • a preferred use of the circuit arrangement according to the invention represents use in a digital voltmeter, the basic procedure as well as the circuit arrangement in no way on such digital voltmeters is limited.
  • the invention is based on the calculation of the Gain factor selected algorithm and based a circuit example for a digital voltmeter closer explained.
  • lnI x - 1 + S + dlnI x U G S - (-1 + S) x + ln A + xln q DLNI x k + ln R results.
  • S - 1 - lnI x + x + ln A + xln q DLNI x k + lnR - 1 - dlnI x U G + x
  • x, A and R can be individually calibrated for each circuit arrangement, and particularly suitable values can be calculated in advance by means of a simulation.
  • the value for the gain factor S is continuous in each case or updated at regular intervals so that increasingly precise values are obtained iteratively. Because of a such an iteration process is also straightforward allowed, only a first order Taylor expansion in the above Use calculation.
  • 1 denotes a variable voltage source with which different voltages can be generated.
  • the voltage is applied to terminal 2 of a resistor R, a PNP transistor being used in the circuit arrangement shown, the emitter E of which is connected to the tap 3 of the resistor.
  • the base and collector of the bipolar transistor 4 are in turn connected to ground or zero potential, the voltage values which can be tapped at 2 and 3 being alternatively fed to the analog-digital converter as analog signals via switches S 2 and S 3 .
  • the signal digitized in the ADC 5 passes via the signal line 6 to a computer 7, in which the corresponding corrections are carried out in accordance with the computing algorithm mentioned above.
  • a further switch S 1 is provided for use as a digital voltmeter, via which a test voltage can be applied to the ADC 5 via the connection 8 and measured.
  • the switches S 1 , S 2 and S 3 are now each closed alternatively, it being possible for these switches S 1 , S 2 and S 3 to be contained in a multiplexer and the switch positions themselves to be controlled by the computer 7.

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Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz mit einer Bandabstands-Referenzschaltung unter Verwendung wenigstens eines Bipolartransistors und einer Spannungsquelle sowie auf eine Schaltungsanordnung zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz.
Beim Einsatz von Bipolartransistoren sowie elektronischen Bauteilen, wie beispielsweise Analog-Digital-Wandlern, sind bekannte Temperaturabhängigkeiten der Transistorparameter bzw. der Schaltung zu berücksichtigen, wenn eine temperaturunabhängige Spannungsreferenz geschaffen werden soll. Insbesondere sind die Kennlinien eines Bipolartransistors stark temperaturabhängig, wobei der temperaturabhängige Zusammenhang zwischen dem Kollektorstrom IC und der Basisemitterspannung UBE von besonderer Wichtigkeit ist. Die Abhängigkeit von UBE von der Temperatur T ergibt sich aus der nachfolgenden Gleichung: IC = IS e q UBE kT
Ursache für diese Temperaturabhängigkeit von IC ist die Temperaturabhängigkeit des Sperrstroms IS und der Temperaturspannung UT = kT / q , wobei unter Berücksichtigung der Temperaturabhängigkeit des Sperrstromes IS = A e -qUG kT Tx die nachfolgende Beziehung IC = A e -UGqkT + UBEqkT Tx in welcher k die Boltzmannkonstante (1,38 x 10-23 VAs/K), q die Elementarladung = 1,602 x 10-19 As, UG ≈ 1,12 V die Bandabstandsspannung (gap voltage) von Silizium, T die Temperatur, x eine empirische Konstante und A einen Proportionalitätsfaktor bedeuten, gilt. Die Temperaturabhängigkeit von UG wird bei den bekannten Schaltungsanordnungen in der Regel vernachlässigt.
Aus diesen Beziehungen ergibt sich bei den meisten Bipolartransistoren bei einer Temperaturerhöhung um 11° K ein Anstieg von IC auf den doppelten Wert. In Schaltungen zur Erzielung von Spannungsreferenzen ist es bereits bekannt, im Prinzip die Basisemitterspannung eines Bipolartransistors als Spannungsreferenz einzusetzen. Zur Kompensation der bekannten hohen Temperaturabhängigkeit wird bei derartigen bekannten, analogen Schaltungen eine Spannung mit einem symmetrisch gleichen positiven Temperaturkoeffizienten addiert, wobei diese Spannung mit einem zweiten Transistor erzeugt wird. Die bekannten Bandabstands-Referenzschaltungen zur Erzielung einer Spannungsreferenz setzen daher in aller Regel zwei in ihrer Charakteristik ausgesuchte Transistoren voraus, wobei die Auswahl mit geringeren Toleranzen erfolgen muß. Derartige Bandabstands-Referenzschaltungen sind beispielsweise aus der US 4,990,846 und der US 5,936,391 bekannt geworden. Weitere Schaltungen zur Erzeugung einer Spannungsreferenz sind beispielsweise der US 5,351,010 und der JP 02112007 A zu entnehmen.
Die Erfindung zielt nun darauf ab, ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, bei welchem lediglich ein Bipolartransistor zum Einsatz gelangt und daher die Auswahl eines auf die Charakteristik dieses Transistors abgestimmten zweiten Transistors entbehrlich ist. Weiters zielt die Erfindung darauf ab, die Temperaturabhängigkeit der Meßwerte weiter zu verringern und eine Temperaturkompensation mit wesentlich höherer Genauigkeit zu erzielen. Zur Lösung dieser Aufgabe besteht das erfindungsgemäße Verfahren im wesentlichen darin, daß lediglich ein Bipolartransistor mit seinem Emitter in Serie mit einem Widerstand geschaltet ist, daß wahlweise verschiedene Spannungen an die Serienschaltung angelegt werden, daß die Spannungen vor und nach dem Serienwiderstand abgegriffen und einem Analog-Digital-Wandler (ADC) zugeführt werden und daß der Verstärkungsfaktor des Analog-Digital-Wandlers aus den digitalisierten Meßwerten errechnet und zur Korrektur der Meßwerte eingesetzt wird. Dadurch, daß im Rahmen des erfindungsgemäßen Verfahrens ein Analog-Digital-Wandler zusätzlich zum Einsatz gelangt und in der Folge die Signale in digitaler Form verarbeitet werden, kommt die Temperaturabhängigkeit derartiger ADC-Schaltungen hinzu, welche kompensiert werden muss. Im Rahmen des erfindungsgemäßen Verfahrens wird daher aus einer Mehrzahl von Meßwerten der Verstärkungsfaktor des Analog-Digital-Wandlers für die jeweils herrschende Temperatur ermittelt und kann in entsprechender Form jeweils aktualisiert werden, sodaß tatsächlich korrigierte Meßwerte zur Verfügung stehen, welche sich durch eine höhere Präzision auszeichnen, als dies bei analogen Schaltungen möglich ist.
Gemäß einer bevorzugten Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird so vorgegangen, daß zur Korrektur des Verstärkungsfaktors des ADC ein Meßwert für die Basis-Emitterspannung des Bipolartransistors und ein Meßwert für den Sperrstrom des Bipolartransistors aus dem Spannungsabfall am Widerstand erfaßt wird und daß durch Anwendung eines Rechenverfahrens die temperaturabhängigen Anteile der beiden Meßwerte eliminiert und ein für die jeweilige zum Meßzeitpunkt herrschende Temperatur gültiger Verstärkungsfaktor ermittelt wird.
Im Rahmen des erfindungsgemäßen Verfahrens wird zur Bestimmung des Verstärkungsfaktors so vorgegangen, daß der Verstärkungsfaktor mit S = - 1 - lnIx + x + ln A + xln qdlnIxk + ln R - 1 - dlnIx UG + x errechnet wird, worin lnIx den natürlichen Logarithmus des Meßwertes für den Kollektorstrom, x und A Konstante, R den Widerstandswert und UG die Bandabstandsspannung (für Si ≈ 1,12 v) bedeuten. Da der Verstärkungsfaktor jeweils aus einer Mehrzahl von Meßwerten durch den nachfolgend noch näher erläuterten Algorithmus immer wieder neu errechnet wird, gelingt es im Rahmen des erfindungsgemäßen Verfahrens, wie es einer bevorzugten Weiterbildung entspricht, daß der Wert für S kontinuierlich oder in regelmäßigen Zeitabständen aktualisiert wird und zur Berechnung der tatsächlichen Referenzspannung sowie ggf. zur exakten Bestimmung von Prüfspannungen herangezogen wird.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz kann besonders einfach ausgebildet sein und kommt mit einer geringen Anzahl von Bauteilen aus. Die Schaltungsanordnung ist im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Bipolartransistor und einen mit dem Transistor verbundenen Widerstand R in Serie geschaltet aufweist, daß an Abgriffen zu beiden Seiten des Widerstandes R über Schalter ein Analog-Digital-Wandler (ADC) zur Erzielung von digitalisierten Spannungsmeßwerten angeschlossen ist und daß die digitalen Signale des ADC einem Rechner zur Ermittlung des Verstärkungsfaktors zugeführt sind, aus welchem das korrigierte Spannungssignal digital auslesbar ist.
Der Schalter kann in besonders einfacher Weise als Multiplexer-Bauteil ausgebildet sein, dessen Eingänge von einem Steuersignal des Rechners geschaltet werden und Anschlüsse aufweisen, an welche zu messende Spannungen durch Betätigung des zugeordneten Schalters angelegt werden. Der Multiplexer überträgt somit je nach Schalterstellung die analogen Signale an den analogen Eingang des ADC. Prinzipiell kann die Schaltungsanordnung unter Verwendung von PNP- oder NPN-Transistoren aufgebaut werden. Im Falle von PNP-Transistoren ist der Emitter mit dem Widerstand verbunden, und der mit der Basis verbundene Kollektor an Masse gelegt, wobei die einstellbare Spannungsquelle am anderen Anschluß des Widerstandes angeschlossen ist.
Eine bevorzugte Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung stellt die Verwendung in einem Digital-Voltmeter dar, wobei die prinzipielle Verfahrensweise ebenso wie die Schaltungsanordnung in keiner Weise auf derartige Digital-Voltmeter beschränkt ist.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand des für die Berechnung des Verstärkungsfaktors ausgewählten Rechenalgorithmus und anhand eines Schaltungsbeispieles für ein Digital-Voltmeter näher erläutert.
Ausgehend von der grundsätzlichen Beziehung, welche die Abhängigkeit von UBE von der Temperatur T in einem Bipolartransistor wiedergibt, IC = IS e q UBE kT wird nun weiters berücksichtigt, daß nicht nur der Kollektorstrom sondern auch der Sperrstrom IS temperaturabhängig ist. Die Temperaturabhängigkeit des Sperrstroms folgt der Beziehung IS = A e -qUG kT Tx wobei in diesen Beziehungen die bereits eingangs angeführten Bedeutungen gelten.
Durch Einsetzen der Bedeutung IS gemäß der Gleichung (2) in die Gleichung (1) läßt sich die Beziehung IC = A e -UGq kT + UBEqkT Tx erhalten.
Bei Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers erfahren die analogen Meßwerte im ADC eine temperaturabhängige Verstärkung S, wodurch sich entsprechende Fehler ergeben würden, wenn eine Temperaturkompensation nicht erfolgt. Für die rechnerische Elimination derartiger Fehler wird zunächst UBE durch Ux ersetzt, wodurch sich die Beziehung UBE = Ux / S ergibt und Ux die gemessene Spannung bedeutet, die es durch Anwendung des richtigen Verstärkungsfaktors zu korrigieren gilt. Ebenso kann IC durch den tatsächlichen Meßwert Ix ersetzt werden, welcher als Spannungsabfall am Widerstand R gemessen wird und den gleichen Verstärkungsfaktor S aufweisen muß. Durch entsprechende Substitution ergibt sich die Beziehung IC = e lnIx R S wobei in der Folge nach der Beziehung lnIx = ln [A e -UGqkT + UXqkT R S Tx] der natürliche Logarithmus dieses Strommeßwertes ausgedrückt wird. In dieser Beziehung wird somit die Abhängigkeit von Ix und Ux graphisch darstellbar, wobei auf der y-Achse lnIx und auf der x-Achse Ux aufgetragen werden. Man erhält eine Gerade mit dem Anstieg dlnIx, welche an der Stelle Ux = 0 die y-Achse bei dem entsprechenden Wert dlnIx schneidet. Die Steigung dieser Geraden beträgt somit dlnIx = qkST
Durch Auflösung dieser Beziehung nach T erhält man T = qdlnIx k S
An der Stelle Ux = 0 kann nunmehr durch Einsetzen in lnIx = ln [A e -UGqkT + UxqkT R S Tx] die Beziehung lnIx = ln [A e -UGqkT R S Tx] abgeleitet werden. Durch entsprechende Umformungen dieser Gleichung gelangt man zur Beziehung lnIx = -UGqkT + ln A + ln R + ln S + xln T und weiters zu lnIx = - dlnIx UG S + ln A + ln R + xln qdlnIx k S + ln S und schließlich lnIx = - dlnIx UG S + ln A + xln qdlnIx k + ln R + ln S - xln S.
Aus dieser Beziehung ist nun klar erkennbar, daß für die Ermittlung des wahren Wertes des Verstärkungsfaktors S die absolute Temperatur T nicht mehr aufscheint, da diese Beziehung lediglich universelle Konstanten UG, q, k, sowie die bekannten Werte sowie temperaturunabhängige Ausdrücke x, A und den nur gering temperaturabhängigen Wert R enthält. Wenn zusätzlich die Temperaturabhängigkeit von R Berücksichtigung finden soll, kann dies beispielsweise durch entsprechende Modifikation des Wertes x erfolgen.
Um nun diese Gleichung zu lösen, kann eine Taylor-Expansion erster Ordnung für ln S um den Wert 1.0 vorgenommen werden, woraus sich lnIx = - 1 + S + dlnIx UG S - (-1 + S) x + ln A + xln qdlnIx k + ln R ergibt. Die Lösung dieser Gleichung ergibt S = - 1 - lnIx + x + ln A + xln qdlnIxk + lnR - 1 - dlnIx UG + x Insgesamt können x, A und R für jede Schaltungsanordnung individuell kalibriert werden, wobei besonders geeignete Werte durch eine Simulation vorausberechnet werden können.
In einem kontinuierlich sich selbst kalibrierenden System kann der Wert für den Verstärkungsfaktor S jeweils kontinuierlich oder in regelmäßigen Zeitabständen aktualisiert werden, sodaß iterativ immer genauere Werte erhalten werden. Aufgrund eines derartigen Iterationsverfahrens ist es auch ohne weiteres zulässig, nur eine Taylor-Expansion erster Ordnung in der obigen Berechnung einzusetzen.
Ohne besondere Kalibrierung kann mit derartigen Berechnungen eine Genauigkeit von etwa 1 % erreicht werden. Wenn die Werte für x, A und R entsprechend optimiert werden, läßt sich die Genauigkeit auf unter 0,1 % bei einem Arbeitstemperaturbereich von etwa 100° K verbessern.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels eines Digital-Voltmeters näher erläutert.
In der Zeichnung ist mit 1 eine variable Spannungsquelle bezeichnet, mit welcher unterschiedliche Spannungen generiert werden können. Die Spannung wird an den Anschluß 2 eines Widerstandes R angelegt, wobei bei der gezeigten Schaltungsanordnung ein PNP-Transistor zum Einsatz gelangt, dessen Emitter E mit dem Abgriff 3 des Widerstandes verbunden ist. Basis und Kollektor des Bipolartransistors 4 liegen wiederum an Masse bzw. Nullpotential, wobei die jeweils abgreifbaren Spannungswerte bei 2 und 3 über Schalter S2 und S3 alternativ dem Analog-Digital-Wandler als analoge Signale zugeführt werden. Das im ADC 5 digitalisierte Signal gelangt über die Signalleitung 6 zu einem Rechner 7, in welchen die entsprechenden Korrekturen in Übereinstimmung mit dem oben angeführten Rechenalgorithmus vorgenommen werden. Für die Verwendung als Digital-Voltmeter ist noch ein weiterer Schalter S1 vorgesehen, über welchen eine Prüfspannung über den Anschluß 8 an den ADC 5 angelegt werden und gemessen werden kann.
Die Schalter S1, S2 und S3 werden nun jeweils alternativ geschlossen, wobei diese Schalter S1, S2 und S3 in einem Multiplexer enthalten sein können und die Schalterstellungen selbst vom Rechner 7 gesteuert werden können. Prinzipiell müssen für den Meßwert Vx = Ix·R die Spannungen an den Abgriffen 2 und 3 ermittelt werden und voneinander subtrahiert werden, wobei über den Schalter S3 bei geöffneten Schaltern S1 und S2 die Meßgröße Vx ermittelt werden kann. Da die Spannungsquelle 1 auf unterschiedliche Spannungen einstellbar ist, können verschiedene Meßpunkte für die oben angegebene Auswertung gebildet werden, aus welchen sich der jeweils aktuelle Wert für S errechnen läßt.
Insgesamt wird somit eine digitale Referenzspannungstechnik angewandt, welche eine kontinuierliche Rekalibrierung des ADC erlaubt, wobei durch entsprechende Häufigkeit dieser Kalibrierung nicht nur Temperatureffekte sondern auch andere, von der Betriebszeit abhängige Effekte weitestgehend kompensiert werden können.

Claims (5)

  1. Verfahren zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz mit einer Bandabstands-Referenzschaltung unter Verwendung eines Bipolartransistors (4) und einer Spannungsquelle (1),
    dadurch gekennzeichnet, dass lediglich ein Bipolartransistor (4) mit seinem Emitter (E)in Serie mit einem Widerstand (R) geschaltet ist,
    dass wahlweise verschiedene Spannungen an diese Serienschaltung angelegt werden,
    dass die Spannungen vor und nach dem Serienwiderstand abgegriffen und einem Analog-Digital-Wandler (ADC) zugeführt werden und
    dass aus einer Mehrzahl von digitalisierten Messwerten der Verstärkungsfaktor des Analog-Digital-Wandlers für die jeweils herrschende Temperatur ermittelt und zur Korrektur der Messwerte eingesetzt wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des Verstärkungsfaktors des ADC ein Messwert für die Basis-Emitter-Spannung des Bipolartransistors und ein Messwert für den Sperrstrom des Bipolartransistors aus dem Spannungsabfall am Widerstand erfasst wird und
    dass durch Anwendung eines Rechenverfahrens die temperaturabhängigen Anteile der beiden Messwerte eliminiert und ein für die jeweilige zum Messzeitpunkt herrschende Temperatur gültiger Verstärkungsfaktor ermittelt wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärkungsfaktor mit S = -1 - lnIx + x + ln A + xln qdlnIxk + ln R - 1 - dlnIx UG + x errechnet wird, worin lnIx den natürlichen Logarithmus des Messwertes für den Kollektorstrom, x und A Konstante, R den Widerstandswert und UG die Bandgapspannung bedeuten.
  4. Verfahren nach Anspruch 3,
    dadurch gekennzeichnet, dass der Wert für S kontinuierlich oder in regelmäßigen Zeitabständen aktualisiert wird und zur Berechnung der tatsächlichen Referenzspannung sowie ggf. von Prüfspannungen herangezogen wird.
  5. Schaltungsanordnung zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz mit einer Bandabstands-Referenzschaltung,
    dadurch gekennzeichnet, dass sie lediglich einen Bipolartransistor (4) und einen mit dem Emitter des Transistors (4) verbundenen Widerstand R in Serie geschaltet aufweist,
    dass an Abgriffen (2, 3) zu beiden Seiten des Widerstandes (R) über Schalter (S2, S3) ein Analog-Digital-Wandler (ADC) (5) zur Erzielung einer Mehrzahl von digitalisierten Messwerten angeschlossen ist und
    dass die digitalisierten Signale des ADC (5) einem Rechner (7) zur Ermittlung des Verstärkungsfaktors des ADC für die jeweils herrschende Temperatur zugeführt sind, aus welchem korrigierte Messwerte digital auslesbar sind.
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