DE102016113283A1

DE102016113283A1 - Verfahren zum Bestimmen einer Widerstandsauslenkung einer Wheatstone-Brücke in einer Hochtemperaturumgebung

Info

Publication number: DE102016113283A1
Application number: DE102016113283.7A
Authority: DE
Inventors: Georg Gläser; André RICHTER; Dagmar Kirsten; Dirk Nuernbergk
Original assignee: Inst fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh; Institut fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh
Current assignee: Inst fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh; Institut fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh
Priority date: 2016-07-19
Filing date: 2016-07-19
Publication date: 2018-01-25

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bestimmen einer Widerstandsauslenkung einer Wheatstone-Brücke in einer Hochtemperaturumgebung, wobei die von der Wheatstonebrücke abgeleitete Ausgangsspannung als ein Eingangsspannungssignal (VIN) an einen ASIC-Signalpfad übergeben und in einem ersten Schritt in ein Stromsignal überführt wird, wobei das Stromsignal in einem zweiten Schritt in ein Zeitsignal und das Zeitsignal anschließend in ein pulsweitenmoduliertes Signal (PWM) überführt wird, wobei aus den zeitlichen Längen innerhalb der Phasenfolge des pulsweitenmodulierten Signals der Wert einer relativen Widerstandsauslenkung (∆R/R) der Wheatstone-Brücke bestimmt wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bestimmen einer Widerstandsauslenkung einer Wheatstone-Brücke in einer Hochtemperaturumgebung nach Anspruch 1 sowie eine Anordnung zum Erfassen eines Druckes mit einer Druckmembran nach Anspruch 12.
Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Sensorauswerteschaltungen für Wheatstonebrücken bekannt. Hierbei werden sowohl analoge als auch digitale Auswerteschaltungen eingesetzt.
Bekannt ist der Einsatz von Verstärkerschaltungen, um das analoge Ausgangssignal der Wheatstonebrücke zu verstärken und aufzubereiten. Der so gewonnene Sensorwert wird über eine Verbindung zu einer Kontrolleinheit übermittelt. Im Temperaturbereich zwischen –40 bis 225°C sind derartige Systeme verfügbar, die jedoch kostspielig sind. Für den Einsatz in Hochtemperaturumgebungen ergeben sich jedoch zusätzliche Anforderungen, die von den bestehenden Konzepten nicht oder nur unzureichend abgedeckt werden. Keine der verfügbaren Schaltungen ist dafür geeignet, Sensor und ASIC in verschiedenen, unabhängigen Temperaturbereichen zu betreiben.
Die Kompensation der auftretenden Temperaturdrifts der Messbrücke und ihrer Auswerteschaltung werden gegenwärtig durch zusätzliche Schaltungskomponenten auf Basis der ASIC-Temperatur durchgeführt, welche die Komplexität des Schaltkreises immens erhöhen. Jedoch wird dadurch nur eine Kompensation linearer Effekte durch eine Kalibrierung erreicht, wobei außerdem zusätzliche Arbeitsschritte vor der Inbetriebnahme notwendig sind. Die Alterung von notwendigen Trimmwiderständen, welche für eine solche Kalibrierung essentiell sind, wird bisher nicht berücksichtigt, obwohl diese gerade in Hochtemperaturumgebungen signifikanten Einfluss auf die Genauigkeit des Messergebnisses haben.
Digitale Korrekturen werden nach einer A/D-Wandlung, durch zusätzliche Messungen und Kalibrierungen durchgeführt, wobei ein Hochtemperatur-ADC und die digitalen Schaltungen die Komplexität des Systems im Hochtemperaturbereich signifikant erhöhen. Die Kalibrierung eines solchen Systems setzt außerdem einen Speicher für die ermittelten Kalibrierdaten voraus, die bei der Inbetriebnahme ermittelt werden müssen. Auch hier werden Alterungseffekte bisher nicht berücksichtigt und die Korrektur des Messwertes erfolgt über interpolierte, meist lineare Näherungen.
Es besteht daher die Aufgabe, ein Verfahren anzugeben, mit denen die Auswertung des von einer Wheatstonebrücke gegebenen Messsignals in einer Hochtemperaturumgebung ausgeführt werden kann, wobei die komplexen Einflüsse der Alterung sowie der Temperatur mit einem schaltungstechnisch minimalen Aufwand praktisch beseitigt werden können.
Die Aufgabe wird mit einem Verfahren zum Bestimmen einer Widerstandsauslenkung einer Wheatstone-Brücke in einer Hochtemperaturumgebung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte und/oder zweckmäßige Ausführungsformen des Verfahrens. Das Verfahren zum Bestimmen einer relativen Widerstandsauslenkung ∆R/R einer Wheatstone-Brücke in einer Hochtemperaturumgebung beinhaltet folgende Verfahrensschritte:
Die von der Wheatstonebrücke abgeleitete Ausgangsspannung wird als ein Eingangsspannungssignal an einen ASIC-Signalpfad übergeben und in einem ersten Schritt in ein Stromsignal überführt, wobei das Stromsignal in einem zweiten Schritt in ein Zeitsignal und das Zeitsignal in ein pulsweitenmoduliertes Signal überführt wird. wobei aus den zeitlichen Längen innerhalb der Phasenfolge des pulsweitenmodulierten Signals wird der Wert einer relativen Widerstandsauslenkung der Wheatstone-Brücke bestimmt.
Bei einer Ausgestaltung wird die Eingangsspannung über einen Instrumentationsverstärker in ein Stromsignal überführt. Das Stromsignal wird mit einem Offsetstrom zu einem Gesamtstromsignal summiert. Anschließend wird das Gesamtstromsignal mittels einer Kapazität in ein Zeitsignal überführt, wobei das Zeitsignal über einen Komparator an ein Digitalteil zum Erzeugen eines pulsweitenmodulierten Signals übermittelt wird.
Bei einer Ausführungsform wird die Eingangsspannung vor dem Übergeben an den Instrumentationsverstärker an eine erste Schaltmatrix übergeben, wobei durch die erste Schaltmatrix ein zeitlich getaktetes Umschalten zwischen dem Eingangsspannungssignal, einem invertierten Eingangsspannungssignal, einem Zero-Spannungssignal und einem Span-Spannungssignal erfolgt.
Bei einer Ausführungsform ist der Instrumentationsverstärker als ein Spannungs/Stromwandler mit einem Widerstand und dem Eingangsstromsignal als Ausgabewert ausgebildet, wobei über einem ersten und einem zweiten Verstärkereingang ein Differenzsignal zwischen einem positiven Knoten des Eingangsspannungssignals und einem negativen Knoten des Eingangsspannungssignals angelegt wird und eine anschließende Summation des Eingangsstromsignals mit dem Offsetstromsignal über eine Transistorschaltung erfolgt.
Bei einer weiteren Ausführungsform wird das Offsetstromsignal über eine Schaltung aus einer Bandgap-Quelle, einem (weitgehend) temperaturunabhängigen Widerstand und einem Verstärker im Zusammenwirken mit einem Stromspiegel erzeugt, wobei der Stromspiegel zeitgleich Ströme für die Auf- und Entladezyklen der Kapazität erzeugt und die von der Schaltung erzeugten Ströme proportional zur Temperatur sind.
Bei einer Ausgestaltung wird der Komparator als Teil eines Präzisions-Schmitt-Triggers betrieben, wobei ein RS-Flip-Flop des Präzisions-Schmitt-Triggers als Teil des Digitalteils betrieben wird.
Der Digitalteil ist als eine Finite-State-Machine ausgebildet, wobei der Digitalteil dann, wenn durch die Komparatoren ein unteres oder ein oberes Spannungslimit detektiert wird, ein Schalten in einen nächsten Zustand ausführt, wobei die Zustände zyklisch geschalten werden.
Die Zustände sind in dieser Ausführungsform in eine Reihe von Phasen gruppiert, wobei jede Phase einen Aufladevorgang der Kapazität und einen PWM-Zustand high sowie einen Entladevorgang mit einem PWM-Zustand low beinhaltet, wobei durch der Digitalteil DIG die Zustände seriell durchgeschaltet werden.
Bei einer Ausführungsform des Verfahrens ist im Bereich der Wheatstone-Brücke ein Brückentemperatur-Sensor vorgesehen, wobei eine durch den Brückentemperatur-Sensor erzeugte Spannung mittels einer Verstärkerschaltung auf einen Referenzwiderstand zur Erzeugung eines Temperatursensorstromes projiziert wird, wobei der Temperatursensorstrom die Kapazität in einer der Phasen entlädt, wobei die Entladezeit einer Dauer einer der Phasen innerhalb der Phasenfolge im PWM-Signal entspricht.
Die Widerstandsauslenkung wird insbesondere durch eine Auswertung der zeitlichen Längen der Phasen innerhalb der Phasenfolge des PWM-Signal ermittelt, wobei durch eine Verhältnisbildung messtechnische Offsets und Störeinflüsse eliminiert werden.
Eine Anwendung eines Verfahrens ist insbesondere das Erfassen eines Druckes unter Verwendung einer Wheatstone-Brücke und einer Erfassung der relativen Widerstandsauslenkung der Wheatstone-Brücke. Dabei ist die Wheatstone-Brücke auf einer Druckmembran mittels einer Dünnfilmbeschichtung aufgebracht, wobei die durch die Druckänderung bewirkte Ausdehnung der Druckmembran eine Widerstandsänderung der Wheatstone-Brücke hervorruft.
Eine Anordnung zum Erfassen eines Druckes mit einer Druckmembran und einer auf die Druckmembran mittels einer Dünnfilmbeschichtung aufgebrachten Schaltung einer Wheatstone-Brücke ist so aufgebaut, das die Schaltung der Wheatstone-Brücke eine infolge einer Verformung der Druckmembran bewirkte relative Widerstandsauslenkung aufweist. In Verbindung damit ist ein Bauteil, welches Druckmembran und ASIC miteinander vereint und ein PWM-Signalausgang für einen Anschluss an eine nachgeschaltete Auswerteeinheit vorgesehen.
Bei einer Ausführungsform ist im Bereich der Wheatstone-Brücke auf der Druckmembran zusätzlich ein Temperatursensor angeordnet.
Das Verfahren und die Anordnung zum Erfassen eines Druckes sollen nachfolgend anhand beispielhafter Ausführungsformen näher erläutert werden. Zur Verdeutlichung dienen die 1 bis 11. Es werden für gleiche bzw. gleichwirkende Bestandteile dieselben Bezugszeichen verwendet.
Es zeigt:
1 ein beispielhaftes Ersatzschaltbild einer Wheatstone-Brücke,
2 ein beispielhaftes Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen ASIC-Signalpfads,
3 ein beispielhaftes Ersatzschaltbild eines Instrumentationsverstärkers,
4 ein beispielhaftes Ersatzschaltbild einer Eingangsstufe,
5 ein beispielhaftes Ersatzschaltbild zur Generierung des Offsetstroms I₀,
6 ein beispielhaftes Ersatzschaltbild eines Generators zum Erzeugen der Referenzsspannung V_REF,
7 ein beispielhaftes Ersatzschaltbild eines Temperatursensors,
8 ein Diagramm zur Darstellung des Zusammenhangs zwischen Zeitdauer und Spannungsdifferenz,
8a eine beispielhafte Phasenfolge des PWM-Signals mit einer darunter angeordneten Darstellung eines beispielhaften Delaygenerators zur Erzeugung des PWM-Signals,
9 eine beispielhafte Darstellung einer Verarbeitung des PWM-Signals zur Messbrückenkalibrierung und zum Auslesen des Messwertes,
10 eine beispielhafte Anordnung der Schaltungskomponenten auf einer Platine,
11 eine beispielhafte Darstellung eines Druckmesssensors.
Die nachfolgende Beschreibung beispielhafter Ausführungsformen des Verfahrens erfolgt anhand beispielhafter Komponenten, die zusammen ein Drucksensor-Frontend bilden. Dieses besteht aus einer Druckmembran mit einer Wheatstone-Brücke, einem Versorgungs-ASIC, der gegebenenfalls auch zweifach für getrennte Analog- und Digital-Versorgung ausgelegt sein kann, und einem Signal-ASIC mit externen Abgleichwiderständen, der als Sensor-Interface-ASIC dient.
Der Grundgedanke des nachfolgend beschriebenen Verfahrens ist es, mittels einer analogen Schaltung, d.h. ohne eine A/D-Wandlung, die relative Widerstandsauslenkung einer Wheatstone-Brücke zu bestimmen. Dies erfolgt dadurch, indem zunächst die Ausgangsspannung der Wheatstone-Brücke abgegriffen und anschließend in einen Strom überführt wird. Dieser Strom dient im Wesentlichen als Ladestrom für eine in der analogen Schaltung vorhandene Kapazität. Die Schaltung realisiert hierzu eine Reihe getakteter Lade- und Entladevorgänge an der Kapazität. Die Längen dieser Lade- und Entladevorgänge hängen von dem jeweiligen Stromfluss ab. Die Schaltung registriert, wann die entsprechenden Lade- bzw. Entladezyklen abgeschlossen sind und überführt somit eine Strommessung letztlich in die Messung einzelner Zeitabschnitte. Diese gemessenen zeitlichen Längen werden nun durch die Schaltung in ein pulsweitenmoduliertes Signal umgesetzt, wobei die zeitlichen Längen der einzelnen Phasen, insbesondere deren Verhältnisse und Differenzen, durch eine nachgeschaltete Verarbeitungseinheit ausgewertet werden.
Es zeigt sich, dass über die nachfolgend erläuterte Zeiterfassung und die damit verbundene Auswertung der Zeitsignale sämtliche Temperaturabhängigkeiten sowie Alterungseffekte der Wheatstone-Brücke sowie der Schaltungskomponenten im Signalpfad eliminiert werden können.
In der nachfolgenden Beschreibung wird vor allem auf den Signal-ASIC und dessen Zusammenwirken mit der Wheatstone-Brücke eingegangen.
Das von der Wheatstone-Brücke abgeleitete Messsignal wird aufbereitet in Form eines Zeitsignals, d.h. eines pulsweitenmodulierten Signals ausgegeben. Die Spannungsversorgung und die Signalübertragung erfolgen in dem hier gezeigten Beispiel über getrennte Leitungen. Eine Implementierung mit zwei miteinander kombinierten Leitungen kann jedoch ebenfalls realisiert werden. In einem solchen Fall wird die Versorgung sowohl der verwendeten ASICs als auch der Wheatstone-Brücke werden über einen Offset-Ausgangsstrom von beispielsweise 4 mA ausgeführt.
Der Betriebstemperaturbereich sowohl der Wheatstone-Brücke als auch der ASIC liegt zwischen 0 °C und 300 °C und umfasst somit auch den Hochtemperaturbereich.
1 zeigt ein beispielhaftes Ersatzschaltbild einer Wheatstone-Brücke. Diese besteht im hier vorliegenden Beispiel aus vier Widerständen R₁, R₂, R₃ und R₄. Sofern die Wheatstone-Brücke als elektrische Komponente eines Drucksensors dienen soll, kann diese beispielsweise auf eine Druckmembran in Dünnfilmtechnik aufgebracht sein. In einem derartigen Fall ändert sich mit einer äußeren Druckänderung die Ausdehnung der Membran und damit auch der Widerstand der Wheatstone-Brücke, der sich in einer Widerstandsänderung ΔR bemerkbar macht.
Zur Versorgung der Wheatstone-Brücke wird hier ein einfacher Linearregler verwendet. Dieser erzeugt, wie weiter unten erläutert wird, eine Brückenreferenzspannung V_REF auf Basis einer Bandgap-Spannung und eines angeschlossenen Referenzspannungsteilers.
Für das in 1 gezeigte Ersatzschaltbild gelten folgende Beziehungen: V_IN = V_R2 – V_R4; V_R2/V_REF = R₂/(R₁ + R₂) und V_R4/V_REF = R₄/(R_R3 + R₄).
Im ideal abgeglichenen Zustand gilt außerdem unter dem Abgleichdruck, dass alle Widerstände R₁ bis R₄ identisch und gleich einem Widerstand R sind. Somit ist in dem in 1 gezeigten Schaltbild V_IN = 0. Durch eine zweckmäßige Anordnung der Widerstände gilt unter einem anliegenden Mess-Druck: R₁ = R₄ = R – ∆R und R₂ = R₃ = R + ∆R
Zusammen mit den oben genannten Beziehungen folgt daraus: V_IN = ∆R/R∙V_REF. V_IN ist dabei die Ausgangsspannung an der Wheatstone-Brücke und gleichzeitig die Eingangsspannung, die im nachfolgenden Signalweg, insbesondere im Signal-ASIC verarbeitet wird.
V_REF ist hierbei die Versorgungsspannung der Brücke. R ist der Nominal-Widerstand sowie Gesamtwiderstand der Brücke – dieser kann beispielsweise mit 5 bis 10 kΩ spezifiziert sein.
Die Wirkung des Drucks auf den Widerstand kann wie folgt beschrieben werden: ∆R/R = f (p, T, t) = S(T, t)·∆p/p + Z(T, t). Der Zusammenhang beinhaltet eine starke Abhängigkeit von Material und Struktur der Druckmembran (sind beide in der Formel nur indirekt berücksichtigt), der Temperatur sowie der Zeit, d.h. der Alterung und ist sehr komplex. Der für die Messung dieser Größe verwendete ASIC soll daher die Komplexität der Auswertung nicht erhöhen, indem er das Messsignal nicht zusätzlich verfälscht.
2 zeigt einen beispielhaften Signalpfad, der bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zu Anwendung kommen kann.
Ein Differenz-Signal zwischen V_INP (positiver V_IN-Knoten) und V_INN (negativer VIN-Knoten) liegt an einer ersten Schaltmatrix SW1 an und wird in einem Instrumentationsverstärker INA über einem externen Widerstand R_G in einen Strom I_G gewandelt, wobei die beiden Eingangssignale dem Brückenausgang entsprechen. Das dabei generierte Stromsignal I_G wird mit einen Offset-Strom I₀ summiert. Danach wird das Signal über eine Kapazität C in ein Zeitsignal gewandelt. Über ein Digitalteil DIG wird dabei zwischen Auflade- und Entlade-Zyklus der Kapazität bzw. zwischen dem externen und weiteren internen Signalen umgeschaltet. Diese Zyklen werden durch eine zweite Schaltmatrix SW2 initiiert. Über eine Komparatorschaltung COMP und der Digitalteil DIG wird sodann ein pulsweitenmoduliertes Signal PWM ausgegeben, dessen zeitliche Pulslängen nachgeschaltet verarbeitet werden und aus denen die relative Widerstandsauslenkung ∆R/R bestimmt wird. In den folgenden Unterpunkten wird auf die Details der hier gezeigten Blöcke eingegangen.
In der ersten Schaltmatrix SW1 erfolgt ein Umschalten zwischen dem Eingangssignal, dem invertierten Eingangssignal, einem Zero-Signal (V_REF/2 an beiden Eingängen des Instrumentationsverstärkers INA) und einem Span-Signal (V_INP – V_INN = V_REF/K). K ist dabei ein geräteabhängiger Faktor. Die drei zusätzlichen Schaltungen ermöglichen es, etwaige Fehler, insbesondere Verstärker-Offsets, Stromspiegel-Fehler, Hilfsstrome, des ASIC herauszurechnen und werden in der genannten Reihenfolge den einzelnen Phasen im PWM-Signal zugeordnet.
3 zeigt ein beispielhaftes Ersatzschaltbild des Instrumentationsverstärkers INA. Der Instrumentationsverstärker ist in diesem Beispiel eine Verstärkerschaltung, bestehend aus einem Verstärker A1 und einem Verstärker A2 in Verbindung mit einem Widerstand R_G zum Generieren des Stromsignals I_G.
Der Verstärker A1 arbeitet als Stromquelle für I_G (wenn V_GP > V_GN; andernfalls als Stromsenke) und hält die Spannung V_GP gleich zu V_INP. Es gilt somit V_GP = V_INP + V_A1. Der Verstärker A2 hält seinerseits V_GN gleich zu V_INN. Es gilt somit: V_GN = V_INN + V_A2.
V_A1 und V_A2 sind so genannte Verstärker-Offsets. Über eine sich einstellende Spannungsdifferenz an R_G wird der Strom I_G generiert. Bei einem negativem I_G dient I₀ als Quelle, solange I₀ + I_G > 0 ist. Das bedeutet, dass durch den Transistor, dessen Gate von A2 gesteuert wird, stets ein Strom fließen sollte. Anderenfalls sinkt die Genauigkeit erheblich. Für das gesamte Schaltbild gilt: I_G = [(V_INP – V_INN) + (V_A1 – V_A2)]/R_G. Dabei ist V_A1 – V_A2 = V_INA die resultierende Offset-Spannung beider Verstärker.
4 zeigt ein beispielhaftes Ersatzschaltbild einer Eingangsstufe, die im Wesentlichen der Ausführungsform gemäß 3 entspricht. Bei der hier vorliegenden Ausführungsform ist außerdem ein Stromspiegel CM vorgesehen. Dieser erzeugt einen Offsetstrom I₀.
5 zeigt ein beispielhaftes Ersatzschaltbild zur Generierung des Offsetstroms I₀. Die Generierung von I₀ wird in zwei Blöcken realisiert. Der erste Block ist eine Bandgap-Quelle, welche neben den Betriebsströmen ursächlich IPTAT-Ströme, d.h. sich zur Temperatur proportional verhaltende Ströme und daraus eine interne Bandgap-Spannung V_BGI generiert. Diese Spannung dient zwei Blöcken als Referenz. Dies ist zum einen die Brücken-Betriebsspannungsgenerierung V_REF und zum anderen die Generierung des Offsetstromes I₀ sowie aller davon abgeleiteter Ströme.
Die I_PTAT- und V_BGI-Generierung kann über die verwendeten Dioden dimensioniert werden. Allgemein wird mit R_{BG_PTAT_ADJ} der absolute Wert von IPTAT1 eingestellt und mit R_{BG_TDRIFT_ADJ} das Temperaturverhalten von V_BGI. IPTAT2 wird dabei von IPTAT1 abgeleitet. Der Verstärker A4 regelt V_BG gleich zu V_BGI und über den Widerstand R_BG wird V_BG in den „ur-I₀“ gewandelt. Die Ströme I₀, I_BP1, I_BP2 und I_BN1 werden über einen Stromspiegel wiederum vom „ur-I₀“ abgeleitet. Die letzten drei Ströme werden für die Auf- und Entladezyklen der Kapazität C verwendet.
Die Gleichung für I₀ lautet entsprechend wie folgt:
Dabei gilt V_BG = V_BGI + V_A4. Analog zu den Blöcken zuvor ist V_A4 der Verstärker-Offset von A4, G_M1 ist das Stromspiegel-Übersetzungsverhältnis. Dieses beträgt beispielsweise 4:2 – also 0.5. I_M1 ist der Spiegel-Offset-Strom. Dieser liegt normal im pA- bis nA-Bereich. Er kann vernachlässigt werden, da er im Verhältnis zu den übrigen Strömen, die im Bereich von einigen μA liegen, sehr klein ist.
Die in 2 erkennbaren zwei Komparatoren COMP sind Teil eines Präzision-Schmitt-Triggers, dessen RS-Flip-Flop sich im Digitalteil DIG befindet. Es wird mit dem Komparator das Erreichen des oberen und unteren Ladezustands der Kapazität C detektiert und an den Digitalteil gemeldet.
Der Digitalteil DIG ist als ein endlicher Zustands-Automat (Finite state machine) ausgeführt. Immer dann, wenn das obere bzw. untere Spannungslimit durch die Komparatoren detektiert wird, schaltet sich der Digitalteil von einem jeweils ersten Zustand in einen jeweils nächsten Zustand, wobei nach dem Durchlaufen des letzten Zustandes wieder der erste folgt.
Die Zustände sind im hier vorliegenden Beispiel in sieben Phasen 0 bis 6 gruppiert. Zu jeder Phase gehört ein Aufladevorgang der Kapazität aus 2 mit jeweils einem Zustand des PWM-Signals High und ein Entladevorgang mit jeweils einem Zustand des PWM-Signals Low.
Entsprechend gibt es somit insgesamt 14 Zustände, die der Digitalteil DIG der Reihe nach durchschaltet. Je nach Phase werden die Schaltmatrix SW1 sowie die Schaltmatrix SW2 so in einen definierten Zustand gebracht, dass jeder Phase ein Signal zugeordnet ist.
Die Zuordnung lautet beispielsweise wie folgt:
Phase 0: Synchronisierung (die High-Zeit ist doppelt so lang, wie bei den übrigen Phasen),
Phase 1: Brücken-Signal,
Phase 2: invertiertes Brücken-Signal,
Phase 3: Zero-Signal,
Phase 4: Span-Signal,
Phase 5: externer Temperatur-Sensor,
Phase 6: interner Temperatur-Sensor (IPTAT).
Die Signal-Information ist hier dabei stets in den Entlade-Zeiten, d.h. den low-Zeiten im PWM-Signalverlauf, enthalten. Die Auflade-Zeiten dienen ausschließlich der Synchronisation. Die Gleichungen für die Entladeströme in den einzelnen Phasen lauten wie folgt:
In den genannten Gleichungen ist C die Kapazität gemäß 2, ΔU der Spannungsbereich der Komparatoren, G_M2 ein Stromspiegel-Faktor, der im Idealfall gleich 1 ist, und I_M2 der Offset des gleichen Stromspiegels. Für G_M3 und I_M3 gilt das Gleiche wie für die Größen G_M2 und I_M2.
Nachfolgend soll auf die Generierung der Referenzspannung V_REF eingegangen werden. Wie bereits erwähnt wird in den hier gezeigten Beispielen die interne Bandgap-Spannung V_BGI als Referenz verwendet, um daraus die Brückenbetriebsspannung V_REF zu generieren. Die Ersatzschaltung hierzu ist in 6 beispielhaft gezeigt. Der Verstärker A3 hält eine Spannung V_loop, die gleich der Spannung V_BGI ist. Durch einen Spannungsteiler aus den Widerständen R_REF1 und R_REF2 wird die Ausgangsspannung V_REF höher gestellt. Die Gleichung hierfür lautet:
Die Spannung V_A3 repräsentiert hierbei die Offset-Spannung des Verstärkers A3.
Basierend auf dem Strom I_ZT3 = I_ur0/2 wird über einen auf der Sensormembran befindlichen temperaturabhängigen Widerstand eine Spannung erzeugt. Diese wird mittels einer in 7 gezeigten Verstärkerschaltung A7 auf einen Referenzwiderstand R_{REF_PT5000} projiziert. So wird dort ein Strom I_PT1 generiert, welcher die Kapazität in Phase 6 entlädt.
Die zugehörigen Gleichungen lauten:
Bei der ersten Gleichung kann der Strom I_M4 vernachlässigt werden. V_A7 ist die Offset-Spannung des Verstärkers A7. Dieser von der Brückentemperatur abhängige Strom kann zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit der Brücke verwendet werden.
Das Brückensignal kann aus den vorgenannten Gleichungen berechnet werden. Benötigt werden hierzu die oben genannten Phasen 1, 3 und 4. Deren zeitliche Phasenlängen werden von den Entladezeiten bestimmt. Die reziproken Entladezeiten können wie folgt bestimmt werden:
Nach Subtraktionen und Quotientenbildung erhält man aus diesen Gleichungen folgenden Ausdruck, aus dem sich die relative Widerstandauslenkung ∆R/R allein aus den Entladezeiten und damit aus den entsprechenden Phasendauern im PWM-Signal bestimmen lässt, wobei sämtliche Offsets und andere unbekannte Größen eliminiert sind:
K ist dabei eine Konstante, die durch die Konstruktion vorgegeben und durch eine Kalibrierung leicht zu bestimmen ist. Unter Verwendung der Phase 2 des PWM-Signals können die thermoelektrischen Einflüsse verschiedener Materialien, die zu dem so genannten Seebeck-Effekt führen, zumindest teilweise eliminiert werden. Hierzu wird folgende Gleichung verwendet und entsprechend nach der reziproken Zeit 1/t_L2 aufgelöst:
Durch Subtraktion erhält man schließlich:
Analog zu der oben genannten Gleichung kann nun folgende Beziehung aufgestellt werden:
In diesem Ausdruck sind sämtliche Temperatur- und Alterungseffekte des ASICs kompensiert: Sowohl interne Effekte, wie z.B. Verstärkeroffsets, als auch der Einfluss externer Widerstände ist eliminiert.
Parasitäre Anteile können über eine Kalibrierung gemeinsam mit der Brücke kompensiert werden. Die Brückentemperatur wird über die reziproke Zeitdauer der Phase 5 bestimmt:
und man erhält:
Für die IC-Temperatur gilt analog zur Brückentemperatur:
8 zeigt ergänzend ein Diagramm zur Abhängigkeit einer Potentialdifferenz ∆U von einer Lade- bzw.- Entladezeit ∆t an einer Kapazität unter der Voraussetzung eines konstanten Stromes. Spannungsdifferenzen lassen sich hierdurch unmittelbar in Zeitintervalle umsetzen. Bei dem hier vorliegenden Verfahren wird ein Aufladevorgang durch ein High-Signal, einer logischen 1 und ein Entladevorgang durch ein Low-Signal, einer logischen 0, signalisiert. Dieses Prinzip kann temperaturstabil realisiert werden, weil ein Spannungsteiler zur Erzeugung der Spannungsdifferenz ∆U auf eine integrierten Schaltung so ausgelegt werden kann, dass sich die Temperaturabhängigkeiten gegenseitig kompensieren. Auch die Kapazität weist keine Temperaturabhängigkeit auf. Somit ist auch die zeitliche Länge der Phasen im PWM-Signal keiner Temperaturabhängigkeit unterworfen.
8a zeigt eine beispielhafte Phasenfolge des PWM-Signals mit einer darunter angeordneten Darstellung eines beispielhaften Delaygenerators zur Erzeugung des PWM-Signals.
Wie aus der Signalfolge zu entnehmen ist, besteht das PWM-Signal aus einzelnen Phasen, die jeweils getrennt ausgewertet werden. Die einzelnen Phasen weisen eine charakteristische Zeitlänge auf, die durch das Entladungsverhalten der Kapazität bestimmt sind. In jeder einzelnen Phase werden jeweils die zeitlichen Längen der Low-Zustände wie oben erwähnt ausgewertet, die in charakteristische Weise von den jeweils anliegenden Strömen abhängen.
Die jeweilige Zuordnung zwischen den einzelnen Strömen und der Kapazität erfolgt über die getaktete Schaltmatrix, die zusammen mit einer hier als Decider bezeichneten zweiten Schaltmatrix zusammenwirkt, wobei schließlich das PWM-Signal ausgegeben wird.
9 zeigt eine beispielhafte Darstellung einer Verarbeitung des PWM-Signals zur Messbrückenkalibrierung und zum Auslesen des Messwertes. Das PWM-Signal wird an eine Schaltung SYNC zur Synchronisation und Zeitmessung übergeben, der die Länge der High- und der Low-Abschnitte innerhalb der einzelnen Phasen o bis 6 misst. Im hier vorliegenden Fall werden ausschließlich die Low-Zustände der einzelnen Phasen und deren jeweilige zeitliche Länge t_L erfasst.
Ein nachfolgender Korrekturalgorithmus errechnet danach aus den t_L-Werten der Phasen 1, 3 und 4 den entsprechenden Messwert für die Widerstandsauslenkung ∆R/R. Die einzelnen Rechenschritte des Korrekturalgorithmus sind durch entsprechende Schaltungen hardwareimplementiert. Zusätzlich wird über Phase 6 des PWM-Signals ein Wert für die Brückentemperatur übermittelt, der als ein weiterer Wert in die Kalibrierung der Wheatstone-Brücke eingeht.
10 zeigt ein beispielhaftes Blockschaltbild der Gesamtanordnung zur Ausführung des Verfahrens. Die Anordnung wird durch ein integriertes Sensor-Frontend 1 gebildet, das jeweils als Ganzes eingebaut und ausgetauscht werden kann. Das Frontend weist in hier vorliegenden Fall eine Reihe von Keramikplatinen 2 auf, auf die die entsprechenden elektronischen Bauelemente zusammen mit ihren Leiterbahnen angeordnet sind.
Auf einer ersten Keramikplatine befinden sich die Bauteile der Wheatstone-Brücke 3 zusammen mit einem Temperatursensor, der vorhergehend durch den Widerstand R_PT5000 realisiert ist.
Auf einer zweiten Keramikplatine befindet sich ein erster ASIC-Schaltkreis 4, einen Temperatursensor 5 und den Bandgap-Generator 6 enthält. Neben dem ASIC sind eine Reihe von verstellbaren Widerständen zum Einstellen eines Offsets 7 sowie der Bandgapreferenzspannung 8 vorgesehen.
Die zweite Keramikplatine enthält außerdem einen zweiten ASIC 9, der einer Spannungsregulierung dient. Weiterhin ist den genannten Komponenten eine Spannungsversorgung 10 zugeordnet.
11 zeigt einen beispielhaften Drucksensor 11, bei dem das erläuterte Verfahren eingesetzt werden kann. Der Drucksensor weist eine Druckmembran 12 auf, die auf ihrer Oberfläche eine Wheatstone-Brücke 13 in Form einer mittels Dünnschichttechnik aufgebrachter Schaltung aufweist. In unmittelbarer Nähe zur aufgedruckten Wheatstone-Brücke befindet sich ein Temperatursensor 14. Dieser kann auch in dem Bereich der Wheatstone-Brücke 13 angeordnet sein.
Unmittelbar neben der Druckmembran 12 befinden sich die elektronischen Komponenten 15, d.h. insbesondere die genannten ASIC-Bausteine zur Erzeugung des PWM-Signals. Die gesamte Anordnung aus 11 ist einem einzigen Gehäuse untergebracht, sodass sich die elektronischen in unmittelbarer Nähe der Drucksensorik befinden und den gleichen physikalischen Bedingungen, insbesondere den gleichen Druck- und Temperatureinflüssen, ausgesetzt sind.
Der Gegenstand der Erfindung wurde anhand beispielhafter Ausführungsformen erläutert. Im Rahmen fachmännischen Handelns sind weitere Ausgestaltungen möglich. Diese ergeben sich auch aus den Unteransprüchen.
Bezugszeichenliste

A1, A2, A3, A4: Verstärker
A5, A6, A7: Verstärker
C: Kapazität
CM: Stromspiegel
COMP: Komparatorschaltung
DIG: Digitalteil
INA: Instrumentationsverstärker
PWM: Pulsweitenmoduliertes Signal
R₁, R₂, R₃, R₄: Widerstände in Wheatstone-Brücke
∆R: Widerstandsänderung
SW1: erste Schaltmatrix
SW2: zweite Schaltmatrix
SYNC: Synchronisationsschaltung
V_REF: Brückenreferenzspannung
1: Sensor-Frontend
2: Keramikplatine
3: Wheatstone-Brücke
4: ASIC-Schaltkreis
5: Temperatursensor
6: Bandgap-Generator
7: Widerstand für Offset-Einstellung
8: Widerstand für Bandgap-Einstellung
9: zweiter ASIC-Schaltkreis
10: Spannungsversorgung
11: Drucksensor
12: Druckmembran
13: Wheatstone-Brücke als Dünnschichtbeschichtung
14: Temperatursensor bei Wheatstone-Brücke
15: Elektrische Komponenten

Claims

Verfahren zum Bestimmen einer Widerstandsauslenkung einer Wheatstone-Brücke in einer Hochtemperaturumgebung, wobei die Spannungsversorgung der Wheatstone-Brücke durch eine ASIC-Schaltung erfolgt und die von der Wheatstonebrücke abgeleitete Ausgangsspannung als ein Eingangsspannungssignal (V_IN) an einen ASIC-Signalpfad übergeben und in einem ersten Schritt in ein Stromsignal überführt wird, wobei das Stromsignal in einem zweiten Schritt in ein Zeitsignal und das Zeitsignal in ein pulsweitenmoduliertes Signal (PWM) überführt wird, wobei aus den zeitlichen Längen innerhalb der Phasenfolge des pulsweitenmodulierten Signals der Wert einer relativen Widerstandsauslenkung (∆R/R) der Wheatstone-Brücke bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsspannung über einen Instrumentationsverstärker (INA) in ein Eingangsstromsignal (I_G) überführt wird und das Eingangsstromsignal (I_G) mit einem Offsetstromsignal (I₀) zu einem Gesamtstromsignal (I_SUM) summiert wird, wobei das Gesamtstromsignal mittels einer Kapazität (C) in ein Zeitsignal überführt wird, wobei das Zeitsignal über einen Komparator (COMP) an ein Digitalteil (DIG) zum Erzeugen eines pulsweitenmodulierten Signals (PWM) übermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsspannung (V_IN) vor dem Übergeben an den Instrumentationsverstärker (INA) an eine erste Schaltmatrix (SW1) übergeben wird, wobei durch die erste Schaltmatrix ein zeitlich getaktetes Umschalten zwischen dem Eingangsspannungssignal (V_IN), einem invertierten Eingangsspannungssignal (V_INV), einem Zero-Spannungssignal V_IN = 0, V_inp = V_inn = V_REF/2 und einem Span-Spannungssignal V_IN = V_REF/K erfolgt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Instrumentationsverstärker (INA) als ein Spannungs/Stromwandler mit einem Widerstand (R_G) und dem Eingangsstromsignal (I_G) als Ausgabewert ausgebildet ist, wobei über einem ersten und einem zweiten Verstärkereingang ein Differenzsignal zwischen einem positiven Knoten (V_INP) des Eingangsspannungssignal (V_IN) und einem negativen Knoten (V_INN) des Eingangsspannungssignals (V_IN) angelegt wird und eine anschließende Summation des Eingangsstromsignals (I_G) mit dem Offsetstromsignal (I₀) über eine Transistorschaltung erfolgt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Offsetstromsignal (I₀) über eine Schaltung aus einer Bandgap-Quelle und einem Verstärker (A4) im Zusammenwirken mit einem Stromspiegel erzeugt wird, wobei der Stromspiegel zeitgleich Ströme (I_BP1 und I_BP2) für die Auf- und Entladezyklen der Kapazität (C) erzeugt und die von der Schaltung erzeugten Ströme proportional zur Temperatur sind.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (COMP) als Teil eines Präzisions-Schmitt-Triggers betrieben werden, wobei ein RS-Flip-Flop des Präzisions-Schmitt-Triggers als Teil des Digitalteils (DIG) betrieben wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Digitalteil (DIG) als eine Finite-State-Machine ausgebildet ist, wobei der Digitalteil dann, wenn durch die Komparatoren ein unteres und/oder ein oberes Spannungslimit detektiert wird, ein Schalten in einen nächsten Zustand ausführt, wobei die Zustände zyklisch geschaltet werden.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Zustände in eine Reihe von Phasen gruppiert sind, wobei jede Phase einen Aufladevorgang der Kapazität (C) und einen PWM-Zustand High sowie einen Entladevorgang mit einem PWM-Zustand Low beinhaltet, wobei durch den Digitalteil (DIG) die Zustände seriell durchgeschaltet werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Bereich der Wheatstone-Brücke ein Brückentemperatur-Sensor vorgesehen ist, wobei eine durch den Brückentemperatur-Sensor erzeugte Spannung mittels einer Verstärkerschaltung (A7) auf einen Referenzwiderstand zur Erzeugung eines Temperatursensorstromes projiziert wird, wobei der Temperatursensorstrom die Kapazität in einer der Phasen entlädt, wobei die Entladezeit einer Dauer einer der Phasen innerhalb der Phasenfolge im PWM-Signal entspricht.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die relative Widerstandsauslenkung ∆R/R durch eine Auswertung der zeitlichen Längen der Phasen innerhalb der Phasenfolge des PWM-Signal ermittelt wird, wobei durch eine Verhältnisbildung messtechnische Offsets und Störeinflüsse eliminiert werden.
Anwendung eines Verfahrens nach Anspruch 1 bis 10 zum Erfassen eines Druckes unter Verwendung einer Wheatstone-Brücke und einer Erfassung der relativen Widerstandsauslenkung ∆R/R der Wheatstone-Brücke, wobei die Wheatstone-Brücke (13) auf einer Druckmembran (12) mittels einer Dünnfilmbeschichtung aufgebracht ist, wobei die durch die Druckänderung bewirkte Ausdehnung der Druckmembran eine Widerstandsänderung ∆R der Wheatstone-Brücke hervorruft.
Anordnung zum Erfassen eines Druckes mit einer Druckmembran (12) und einer auf die Druckmembran mittels einer Dünnfilmbeschichtung aufgebrachten Schaltung einer Wheatstone-Brücke (13), wobei die Schaltung der Wheatstone-Brücke eine infolge einer Verformung der Druckmembran bewirkte relative Widerstandsauslenkung ∆R/R aufweist, in Verbindung mit einem baulich mit der Druckmembran vereinigten ASIC-Bauteil und einem PWM-Signalausgang für einen Anschluss an eine nachgeschaltete Auswerteeinheit.
Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass im Bereich der Wheatstone-Brücke (12) auf der Druckmembran (12) zusätzlich ein Temperatursensor (14) angeordnet ist.