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Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz mit einer Bandabstands- Referenzschaltung unter Verwendung wenigstens eines Bipolartransistors und einer Spannungsquelle sowie auf eine Schaltungsanordnung zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz.
Beim Einsatz von Bipolartransistoren sowie elektronischen Bauteilen, wie beispielsweise Ana- log-Digital-Wandlern, sind bekannte Temperaturabhängigkeiten der Transistorparameter bzw. der Schaltung zu berücksichtigen, wenn eine temperaturunabhängige Spannungsreferenz geschaffen werden soll. Insbesondere sind die Kennlinien eines Bipolartransistors stark temperaturabhängig, wobei der temperaturabhängige Zusammenhang zwischen dem Kollektorstrom und der Basis- emitterspannung UBE von besonderer Wichtigkeit ist.
Die Abhängigkeit von UBE von der Temperatur T ergibt sich aus der nachfolgenden Gleichung:
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Ursache für diese Temperaturabhängigkeit von b ist die Temperaturabhängigkeit des Sperr- kT stroms Is und der Temperaturspannung UT - KT, wobei unter Berücksichtigung der Temperatur- abhängigkeit des Sperrstromes q
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die nachfolgende Beziehung
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in welcher k die Boltzmannkonstante (1,38 x 10-23 VAs/K), q die Elementarladung = 1,602 x
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eine empirische Konstante und A einen Proportionalitätsfaktor bedeuten, gilt. Die Temperaturab- hängigkeit von UG wird bei den bekannten Schaltungsanordnungen in der Regel vernachlässigt.
Aus diesen Beziehungen ergibt sich bei den meisten Bipolartransistoren bei einer Temperatur- erhöhung um 11 K ein Anstieg von b auf den doppelten Wert. In Schaltungen zur Erzielung von Spannungsreferenzen ist es bereits bekannt, im Prinzip die Basisemitterspannung eines Bipolar- transistors als Spannungsreferenz einzusetzen. Zur Kompensation der bekannten hohen Tempera- turabhängigkeit wird bei derartigen bekannten, analogen Schaltungen eine Spannung mit einem symmetrisch gleichen positiven Temperaturkoeffizienten addiert, wobei diese Spannung mit einem zweiten Transistor erzeugt wird. Bandabstandsreferenzschaltungen mit wenigstens zwei Transisto- ren bzw. mit einer aus einer Vielzahl an Transistoren bestehenden Transistorstruktur sind bei- spielsweise aus der US 4 797 577 A, US 5 936 392 A und US 5 619 163 A bekannt geworden.
Die bekannten Bandabstandsreferenzschaltungen zur Erzielung einer Spannungsreferenz setzen daher in aller Regel zwei in ihrer Charakteristik ausgesuchte Transistoren voraus, wobei die Aus- wahl mit geringeren Toleranzen erfolgen muss. Ausserdem ist es mit den bekannten Bandabstands- referenzschaltungen nicht möglich, eine exakte Kompensation der Nichtlinearität der Temperatur- abhängigkeit der Basisemitterspannung zu erzielen. Um eine korrekte Funktion der bekannten Bandabstandsreferenzschaltungen zu gewährleisten, ist es notwendig exakte Verhältnisse (Fläche, Geometrie) von Bauteilen (Bipolartransistoren, MOS-Transistoren, Widerstände) einzuhalten, wobei darüberhinaus ein exaktes Matching von Bauteilen erforderlich ist. Die bekannten Schaltun- gen basieren nicht auf einer digitalen Berechnung des Korrekturwertes.
Die Erfindung zielt nun darauf ab, ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, bei welchem lediglich ein Bipolartransistor zum Einsatz gelangt und daher die Auswahl eines auf die Charakteristik dieses Transistors abgestimmten zweiten Transistors entbehrlich ist. Weiters zielt die Erfindung darauf ab, die Temperaturabhängigkeit der Messwerte weiter zu verringern und eine Temperaturkompensation mit wesentlich höherer Genauigkeit zu erzielen.
Zur Lösung dieser
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Aufgabe besteht das erfindungsgemässe Verfahren im wesentlichen darin, dass lediglich ein Bipo- lartransistor in Serie mit einem Widerstand geschaltet ist, dass wahlweise verschiedene Spannun- gen angelegt werden, dass die Spannungen vor und nach dem Serienwiderstand abgegriffen und einem Analog-Digital-Wandler (ADC) zugeführt werden und dass der Verstärkungsfaktor des Ana- log-Digital-Wandlers aus den digitalisierten Messwerten errechnet und zur Korrektur der Messwerte eingesetzt wird. Dadurch, dass im Rahmen des erfindungsgemässen Verfahrens ein Analog-Digital- Wandler zusätzlich zum Einsatz gelangt und in der Folge die Signale in digitaler Form verarbeitet werden, kommt die Temperaturabhängigkeit derartiger ADC-Schaltungen hinzu, welche kompen- siert werden muss.
Im Rahmen des erfindungsgemässen Verfahrens wird daher aus einer Mehrzahl von Messwerten der Verstärkungsfaktor des Analog-Digital-Wandlers für die jeweils herrschende Temperatur ermittelt und kann in entsprechender Form jeweils aktualisiert werden, sodass tatsäch- lich korrigierte Messwerte zur Verfügung stehen, welche sich durch eine höhere Präzision aus- zeichnen, als dies bei analogen Schaltungen möglich ist.
Gemäss einer bevorzugten Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens wird so vorge- gangen, dass zur Korrektur des Verstärkungsfaktors des ADC ein Messwert für die Basis-Emitter- spannung des Bipolartransistors und ein Messwert für den Sperrstrom des Bipolartransistors aus dem Spannungsabfall am Widerstand erfasst wird und dass durch Anwendung eines Rechenverfah- rens die temperaturabhängigen Anteile der beiden Messwerte eliminiert und ein für die jeweilige zum Messzeitpunkt herrschende Temperatur gültiger Verstärkungsfaktor ermittelt wird.
Im Rahmen des erfindungsgemässen Verfahrens wird zur Bestimmung des Verstärkungsfaktors so vorgegangen, dass der Verstärkungsfaktor mit
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von lc bzw. UBE, ergibt, mit der (Ordinate LbE=0 ) dieser Aufzeichnung, dlnlx die Steigung dieser Gerade, x und A Konstante, R den Widerstandswert und UG die Bandabstands Spannung (für Si 1,12 V) bedeuten. Da der Verstärkungsfaktor jeweils aus einer Mehrzahl von Messwerten durch den nachfolgend noch näher erläuterten Algorithmus immer wieder neu errechnet wird, gelingt es im Rahmen des erfindungsgemässen Verfahrens, wie es einer bevorzugten Weiterbildung entspricht, dass der Wert für S kontinuierlich oder in regelmässigen Zeitabständen aktualisiert wird und zur Berechnung der tatsächlichen Referenzspannung sowie ggf. zur exakten Bestimmung von Prüf- spannungen herangezogen wird.
Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung zur Gewinnung einer temperaturunabhängigen Spannungsreferenz kann besonders einfach ausgebildet sein und kommt mit einer geringen An- zahl von Bauteilen aus. Die Schaltungsanordnung ist im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Bipolartransistor und einen mit dem Transistor verbundenen Widerstand R in Serie geschaltet aufweist, dass an Abgriffen zu beiden Seiten des Widerstandes R über Schalter ein Analog-Digital-Wandler (ADC) zur Erzielung von digitalisierten Spannungsmesswerten angeschlos- sen ist und dass die digitalen Signale des ADC einem Rechner zur Ermittlung des Verstärkungsfak- tors zugeführt sind, aus welchem das korrigierte Spannungssignal digital auslesbar ist.
Der Schalter kann in besonders einfacher Weise als Multiplexer-Bauteil ausgebildet sein, des- sen Eingänge von einem Steuersignal des Rechners geschaltet werden und Anschlüsse aufwei- sen, an welche zu messende Spannungen durch Betätigung des zugeordneten Schalters angelegt werden. Der Multiplexer überträgt somit je nach Schalterstellung die analogen Signale an den analogen Eingang des ADC. Prinzipiell kann die Schaltungsanordnung unter Verwendung von PNP- oder NPN-Transistoren aufgebaut werden. Im Falle von PNP-Transistoren ist der Emitter mit dem Widerstand verbunden, und der mit der Basis verbundene Kollektor an Masse gelegt, wobei die einstellbare Spannungsquelle am anderen Anschluss des Widerstandes angeschlossen ist.
Eine bevorzugte Verwendung der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung stellt die Verwen- dung in einem Digital-Voltmeter dar, wobei die prinzipielle Verfahrensweise ebenso wie die
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Schaltungsanordnung in keiner Weise auf derartige Digital-Voltmeter beschränkt ist.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand des für die Berechnung des Verstärkungsfaktors aus- gewählten Rechenalgorithmus und anhand eines Schaltungsbeispieles für ein Digital-Voltmeter näher erläutert.
Ausgehend von der grundsätzlichen Beziehung, welche die Abhängigkeit von UBE von der Temperatur T in einem Bipolartransistor wiedergibt,
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wird nun weiters berücksichtigt, dass nicht nur der Kollektorstrom sondern auch der Sperrstrom temperaturabhängig ist. Die Temperaturabhängigkeit des Sperrstroms folgt der Beziehung
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wobei in diesen Beziehungen die bereits eingangs angeführten Bedeutungen gelten.
Durch Einsetzen der Bedeutunggemäss der Gleichung (2) in die Gleichung (1) lässt sich die Beziehung
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erhalten.
Bei Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers erfahren die analogen Messwerte im ADC eine temperaturabhängige Verstärkung S, wodurch sich entsprechende Fehler ergeben würden, wenn eine Temperaturkompensation nicht erfolgt. Für die rechnerische Elimination derartiger Fehler wird
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sene Spannung bedeutet, die es durch Anwendung des richtigen Verstärkungsfaktors zu korrigie- ren gilt. Ebenso kann durch den tatsächlichen Messwert 1 ersetzt werden, welcher als Span- nungsabfall am Widerstand R gemessen wird und den gleichen Verstärkungsfaktor S aufweisen muss. Durch entsprechende Substitution ergibt sich die Beziehung
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wobei in der Folge nach der Beziehung
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der natürliche Logarithmus dieses Strommesswertes ausgedrückt wird.
In dieser Beziehung wird somit die Abhängigkeit vonund Ux graphisch darstellbar, wobei auf der y-Achse In(1,) und auf der x-Achse Ux aufgetragen werden, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Man erhält eine Gerade mit dem Anstieg dlnlx, welche an der Stelle Ux = 0 die y-Achse bei dem entsprechenden Wert dlnlx schnei- det. Die Steigung dieser Geraden beträgt somit
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Durch Auflösung dieser Beziehung nach T erhält man
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An der Stelle Ux= 0 kann nunmehr durch Einsetzen in
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die Beziehung
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abgeleitet werden.
Durch entsprechende Umformungen dieser Gleichung gelangt man zur Beziehung
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und weiters zu
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und schliesslich
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Aus dieser Beziehung ist nun klar erkennbar, dass für die Ermittlung des wahren Wertes des Verstärkungsfaktors S die absolute Temperatur T nicht mehr aufscheint, da diese Beziehung lediglich universelle Konstanten UG, q, k, sowie die bekannten Werte sowie temperaturunabhängi- ge Ausdrücke x, A und den nur gering temperaturabhängigen Wert R enthält. Wenn zusätzlich die Temperaturabhängigkeit von R Berücksichtigung finden soll, kann dies beispielsweise durch ent- sprechende Modifikation des Wertes x erfolgen.
Um nun diese Gleichung zu lösen, kann eine Taylor-Expansion erster Ordnung für In S um den Wert 1. 0 vorgenommen werden, woraus sich
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ergibt. Die Lösung dieser Gleichung ergibt
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Insgesamt können x, A und R für jede Schaltungsanordnung individuell kalibriert werden, wobei besonders geeignete Werte durch eine Simulation vorausberechnet werden können.
In einem kontinuierlich sich selbst kalibrierenden System kann der Wert für den Verstärkungs- faktor S jeweils kontinuierlich oder in regelmässigen Zeitabständen aktualisiert werden, sodass iterativ immer genauere Werte erhalten werden. Aufgrund eines derartigen Iterationsverfahrens ist es auch ohne weiteres zulässig, nur eine Taylor-Expansion erster Ordnung in der obigen Berech- nung einzusetzen.
Ohne besondere Kalibrierung kann mit derartigen Berechnungen eine Genauigkeit von etwa
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1 % erreicht werden. Wenn die Werte für x, A und R entsprechend optimiert werden, lässt sich die Genauigkeit auf unter 0,1 % bei einem Arbeitstemperaturbereich von etwa 100 K verbessern.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbei- spiels eines Digital-Voltmeters näher erläutert.
In Fig. 1 ist mit 1 eine variable Spannungsquelle bezeichnet, mit welcher unterschiedliche Spannungen generiert werden können. Die Spannung wird an den Anschluss 2 eines Widerstandes R angelegt, wobei bei der gezeigten Schaltungsanordnung ein PNP-Transistor zum Einsatz ge- langt, dessen Emitter E mit dem Abgriff 3 des Widerstandes verbunden ist. Basis und Kollektor des Bipolartransistors 4 liegen wiederum an Masse bzw. Nullpotential, wobei die jeweils abgreifbaren Spannungswerte bei 2 und 3 über Schalter S2 und S3 alternativ dem Analog-Digital-Wandler als analoge Signale zugeführt werden. Das im ADC 5 digitalisierte Signal gelangt über die Signallei- tung 6 zu einem Rechner 7, in welchen die entsprechenden Korrekturen in Übereinstimmung mit dem oben angeführten Rechenalgorithmus vorgenommen werden.
Für die Verwendung als Digital- Voltmeter ist noch ein weiterer Schalter S1 vorgesehen, über welchen eine Prüfspannung über den Anschluss 8 an den ADC 5 angelegt werden und gemessen werden kann.
Die Schalter S1, S2 und S3 werden nun jeweils alternativ geschlossen, wobei diese Schalter S1, S2 und S3 in einem Multiplexer enthalten sein können und die Schalterstellungen selbst vom Rech- ner 7 gesteuert werden können. Prinzipiell müssen für den Messwert Vx= lxR die Spannungen an den Abgriffen 2 und 3 ermittelt werden und voneinander subtrahiert werden, wobei über den Schal- ter S3 bei geöffneten Schaltern S1 und S2 die Messgrösse Vx ermittelt werden kann. Da die Span- nungsquelle 1 auf unterschiedliche Spannungen einstellbar ist, können verschiedene Messpunkte für die oben angegebene Auswertung gebildet werden, aus welchen sich der jeweils aktuelle Wert für S errechnen lässt.
Insgesamt wird somit eine digitale Referenzspannungstechnik angewandt, welche eine konti- nuierliche Rekalibrierung des ADC erlaubt, wobei durch entsprechende Häufigkeit dieser Kalibrie- rung nicht nur Temperatureffekte sondern auch andere, von der Betriebszeit abhängige Effekte weitestgehend kompensiert werden können.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Verfahren zur Gewinnung einer termperaturunabhängigen Spannungsreferenz mit einer
Bandabstands- Referenzschaltung unter Verwendung wenigstens eines Bipolartransistors und einer Spannungsguelle, dadurch gekennzeichnet, dass lediglich ein Bipolartransistor in
Serie mit einem Widerstand geschaltet ist, dass wahlweise verschiedene Spannungen an- gelegt werden, dass die Spannungen vor und nach dem Serienwiderstand abgegriffen und einem Analog-Digital-Wandler (ADC) zugeführt werden und dass der Verstärkungsfaktor des Analog-Digital-Wandlers aus den digitalisierten Messwerten errechnet und zur Korrek- tur der Messwerte eingesetzt wird.