EP1116076A2 - Schaltungsanordnung und verfahren zum einstellen von schaltpunkten eines entscheiders - Google Patents

Schaltungsanordnung und verfahren zum einstellen von schaltpunkten eines entscheiders

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EP1116076A2
EP1116076A2 EP99969802A EP99969802A EP1116076A2 EP 1116076 A2 EP1116076 A2 EP 1116076A2 EP 99969802 A EP99969802 A EP 99969802A EP 99969802 A EP99969802 A EP 99969802A EP 1116076 A2 EP1116076 A2 EP 1116076A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
value
deviation
input signal
continuously
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP99969802A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Dieter Draxelmayr
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP1116076A2 publication Critical patent/EP1116076A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/153—Arrangements in which a pulse is delivered at the instant when a predetermined characteristic of an input signal is present or at a fixed time interval after this instant
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
    • G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
    • G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
    • G01P3/48—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage
    • G01P3/481—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage of pulse signals
    • G01P3/488—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage of pulse signals delivered by variable reluctance detectors
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
    • G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
    • G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
    • G01P3/48—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage
    • G01P3/481—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage of pulse signals
    • G01P3/489—Digital circuits therefor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/01—Shaping pulses
    • H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
    • H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
    • H03K5/086—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold generated by feedback

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement and a method for setting switching points of a decision-maker controlled by an analog input signal.
  • sensors are used to detect the movement or the positional state of rotating parts. Examples include crankshaft, camshaft, transmission and ABS sensors in automobiles.
  • Hall sensors are preferably used as sensors which sense the change in a magnetic field.
  • a permanent magnet is attached to a stationary part in order to generate a magnetic field. This magnetic field is then modulated by a gear wheel attached to the rotating part or another ferromagnetic sensor depending on the position.
  • the Hall sensor is preferably located between the permanent magnet and the gear or encoder and can thus detect fluctuations in the magnetic field. For example, if a tooth of the gearwheel lies in the magnetic field, a "high" output signal is provided, while a gap between the teeth results in a "low” output signal. In this way, the current position or position of a rotating part can be inferred from the signal emitted by the Hall sensor.
  • the signal supplied by a sensor is significantly influenced by the operating conditions under which the sensor is used. These operating conditions include unavoidable obstacles, such as working temperature or size of the air gap, etc. Despite the fluctuations caused by the operating conditions, the sensor should provide an output signal that is as well defined as possible. That is, the output signal should be independent of that by the
  • Fluctuations caused by operating conditions have a well-defined course.
  • the reason for this is as follows: For example, a sensor arrangement supplies a sinusoidal one
  • Sensor arrangement controlled system can be obtained when switching operations in the system by the output signal of the
  • the zero crossings are independent of the respective signal amplitude and also have a large slope.
  • a switch point other than zero crossing or signal center may also be advantageous for other signal forms of the output signal of the sensor.
  • a circuit arrangement for setting switching points of a decision-maker controlled by an analog input signal independently of a direct component, which is contained in the input signal as well as upper and lower signal peaks, comprises a control device with peak detectors controlled by the input signal for determining the upper and lower signal peaks of the input signal.
  • the control device includes a controllable reference unit for providing a reference value, an arithmetic unit downstream of the reference unit and the peak detectors for determining the center value from at least one upper and a lower signal peak, and a comparison unit for determining the signal position of the input signal by comparing the reference value with that by Computing unit provided certain mean value.
  • a first control unit downstream of the comparison unit on the input side and linked to the decision maker on the output side is provided for compensating for the DC component of the input signal by a compensation signal if a DC component is determined by the comparison unit.
  • a reference unit connected downstream on the input side and with the reference input on the output side. connected second control unit to the opposite
  • the direct component contained in an analog input signal independently of an alternating component can be determined with relatively little effort and with high accuracy and this is then used to set the switching threshold of a decision maker.
  • the signal path on which the input signal is routed practically only includes the decision-maker himself, so that the signal path is designed as simply as possible and therefore has essentially no impairment of the input signal.
  • the control device preferably has means for digital signal processing.
  • An analog-digital converter is connected upstream of the control device and a digital-analog converter is connected downstream.
  • Digital signal processing offers very precise signal processing with little effort.
  • control device is preceded by a controllable amplifier.
  • the control input of the amplifier is connected to a control output of the control device for controlling the gain of the amplifier as a function of the instantaneous value of the signal fed into the control device.
  • the controllable amplifier in connection with the analog-digital converter creates an analog-digital converter with logarithmic behavior, which enables a very fine resolution in the area of the switchover point of the decision maker. This means that analog-to-digital converters can also be used which have only a low resolution but only require a small amount of circuitry. Thus, with low switching technical effort nevertheless achieved high accuracy.
  • the amplification of the amplifier is preferably graduated in binary form and can be controlled by binary words.
  • a binary gradation has the advantage that logarithmic gain changes can be achieved simply by shifting a binary number.
  • control device can have a monitoring device for the decision maker and a timer, the output of the decision maker being connected to the control device and the control device monitoring the output of the decision maker for signal changes and, in the absence of a signal change, for one determined by the timer Time initiates a determination of the DC component. This prevents very slow changes in the DC component from not being detected by the arrangement.
  • the decision-maker regardless of a direct component contained in the input signal in addition to an alternating component, provides that a current signal curve of the input signal, preferably the temporal curve of the amplitude of the input signal, is determined, that the lower and upper signal peaks in the signal curve are determined so that the mean value is determined at least one lower and upper signal peak is calculated, that a deviation of the mean value from a predetermined reference value, which reflects the DC component, is calculated and that the deviation is subtractively linked to the input signal. Provision can also be made to continuously set the switching point without special external influences or signals triggering an adjustment process.
  • the instantaneous signal curve of the input signal is determined, at least the lower and upper signal peaks in the signal curve are determined, the mean value is calculated from the signal peaks, the deviation of the mean value is calculated from a predetermined reference value, the deviation is compared to a tolerance threshold value and the deviation is subtractively linked to the input signal when the tolerance threshold is exceeded.
  • the current signal curve of the input signal can be determined, at least the lower and upper signal peaks in the signal curve can be determined, the mean value can be calculated from these signal peaks, the deviation of the mean value from a predetermined reference value can be calculated, the deviation can be compared with zero and in the event of a deviation greater than zero, a certain constant value is subtractively linked to the input signal and, in the case of a deviation less than zero, are linked additively to the input signal. This ensures that the switching point is only changed in fixed steps.
  • the instantaneous signal curve of the input signal can also be determined, at least one lower and upper signal peak can be determined in the signal curve, the mean value can be calculated from these signal peaks, the deviation of the mean value can be calculated from a predetermined reference value, the deviation can be compared with zero , the deviation of their size is assigned to one of three areas for large, medium and small deviations and depending on which area the deviation is assigned was assigned, either the deviation, a constant value or nothing is subtractively linked.
  • the instantaneous signal curve of the input signal can be continuously determined, at least one lower and upper signal peak can be determined in the respective signal curve, the mean value can be calculated from these signal peaks, the deviation of the mean value from a predetermined reference value can be calculated, the deviation with zero are compared, the deviation is compared with a large and a small threshold value and the input signal remains unchanged when the value falls below the small threshold value, a constant value is continuously added to the input signal when the small threshold value is exceeded if the deviation is less than zero or linked subtractively if the deviation is greater than zero, and if the large threshold value is exceeded, the deviation is continuously subtractively linked to the input signal until the value falls below the small threshold value again.
  • the output signal of the decision maker can be monitored for signal changes and, if there is no signal change for a certain time, a new determination of the direct component can be initiated. This can prevent a slowly changing DC component from not being recognized.
  • the decision-maker output can be blocked during the setting process. Furthermore, it can be provided that relative extremas in the signal curve are only accepted as peak values if the signal curve on the extremas changes by a certain value. This prevents, for example smaller relative extremes caused by disturbances than
  • first signal peaks are not evaluated and only the subsequent signal peak (s) is / are evaluated. This measure also increases interference immunity.
  • the signal curve can be amplified before determining the signal peaks in such a way that a high amplification is initially provided and, if the amplification is overdriven, none is reduced Override is present.
  • the signal amplitude is determined and compared with an amplitude threshold value and that the signal is amplified at a higher amplification if the signal amplitude falls below a certain value.
  • the correction with a weighted average is particularly useful for encoder wheels with an asymmetrical course of the output signal (input of the decision maker). The invention is based on the in the figures of the
  • FIG. 1 shows the circuit diagram of an embodiment of a circuit arrangement according to the invention and
  • FIG. 2 shows the signal flow chart for a first embodiment of a method according to the invention.
  • FIG. 3 shows a flow chart for a second embodiment of a method according to the invention and
  • Figure 4 is a flow chart for a third embodiment of a method according to the invention.
  • the speed of a gear wheel 1 is detected by means of a Hall sensor 2, then amplified by means of an amplifier 3 and then converted with the aid of a comparator 4 into a pulse train, the frequency of which corresponds to the speed of the number wheel 1.
  • the pulse train can be removed at an output 5, which is connected to the output of the comparator 4.
  • DC magnetic fields and / or offset voltages acting on the sensor 2 in the amplifier 3 can lead to an alternating signal caused by the movement of the gear wheel 1 in the Hall sensor 2 being superimposed by a DC signal, which leads to the switching points changing of the comparator 4 shift and thus the pulse train at the output 5 receives a different duty cycle.
  • the direct component should now be eliminated in such a way that a correction signal determined in a special way in the comparator 4, which acts as a decision maker, with the output signal of the amplifier 3. is tractively linked. This can be done, for example, by correspondingly changing the switching threshold of the comparator 4 or - as shown in the exemplary embodiment according to FIG. 1 - by subtracting the correction signal from the output signal of the amplifier 3 by means of a subtractor 6 connected between the amplifier 3 and the comparator 4.
  • the correction signal is generated by means of a digital control device 7, to which the output signal of the subtractor 6 is fed with the interposition of a digitally controlled analog amplifier 8 and an analog-digital converter 9.
  • the analog-to-digital converter 9 works according to the tracking principle in the exemplary embodiment. For this purpose, it has a subtractor 10, one input of which is connected to the output of the amplifier 8. The output of the subtractor 10 is coupled to an input of a comparator 12, the other input of which is connected to the reference potential 11. The output of the comparator 12 is connected to the control input of a counter 13, as a result of which the counting direction of the counter 13 is controlled. The counter 13 is also connected to a clock source 14.
  • the count result can be taken off at an output of the counter 13 and is supplied as a binary word to a digital-to-analog converter 15, which generates a corresponding analog signal therefrom.
  • This analog signal is passed to the subtractor 10, where it is subtracted from the output signal of the controllable amplifier 8.
  • the sub-emitter 10, the comparator 12, the counter 13, the clock generator 14 and the digital-to-analog converter 15 form an analog-to-digital converter 9 which works according to the tracking principle.
  • the binary word at the output of the counter 13 always follows the output signal of the amplifier 8, in which the comparator 12 depends on whether the analog signal resulting from the binary word at the output of the counter 13 by the digital-to-analog converter 15 is larger or is smaller than the signal at the output of the amplifier 8, the counting direction of the counter 13 changes and thus the binary word tracks the signal at the output of the amplifier 8.
  • the binary word at the output of the counter 13 is also fed to two peak value detectors 16 and 17, one 16 of which determines the relative minima and the other 17 the relative maxima.
  • the lower and upper signal peaks determined by means of the relative minima and maxima are passed on to a computing unit for calculating the mean value, which, for example, forms the zero position of the
  • Input signal determined. This zero position is compared with a reference value by a subtractor 19, which is connected downstream of the computing unit 18.
  • the reference value is provided by a reference unit 20, which is also connected to the subtractor 19.
  • the reference value is changed by a reference control unit 21, which is connected upstream of the reference unit 20 and downstream of the subtractor 19, in such a way that the reference value is changed when the amount of the value of the computing unit for the mean value lies outside a certain predetermined range.
  • the output of the subtractor 19 is also routed to a control unit 22 which, depending on the output signal at the subtractor 19, generates a control signal for the digital-to-analog converter 23 connected downstream of it.
  • the control unit 22 generates a digital correction value, which is converted into an analog correction signal by the digital-to-analog converter 23. This is then subtracted from the output signal of the amplifier 3 by means of the subtractor 6.
  • the control device 7 also contains a control unit 24 which is connected on the output side to the control input of the controllable amplifier 8 and on the input side to the output of the counter 13.
  • the control unit 24 can for example contain a shift register, the content of which is formed by the binary word at the output of the counter 13 and is controlled by this, so that overall a logarithmization of the binary word at the output of the counter 13 results.
  • control device 7 All functions of the control device 7 are controlled by a sequence control 25.
  • the sequence control 25 is also connected to a timer 26 and a monitoring device 27.
  • the monitoring device 27 is connected on the input side to the output of the comparator 4 in order to monitor the output 5 to determine whether a signal change has occurred within a specific period of time specified by the timer 26. If no change is found for this period, a new measurement of the direct component in the output signal of the amplifier 3 is carried out.
  • the gain for example of a measurement signal to be evaluated, is first regulated in the gain.
  • the highest gain is initially assumed and, in the event of overdrive, is regulated back until overdrive no longer occurs.
  • the gain can be increased in the gain control in the event that the measurement signal falls below a certain value.
  • the instantaneous signal curve over a certain time window is then determined from the correspondingly amplified measurement signal, and the relative extremes are then determined from this signal curve.
  • the upper and lower signal peaks are then determined from the relative extremas, for example by ignoring the first relative extremes and only using the second and continuous extremes for the evaluation.
  • the mean value i.e. H. the value that lies exactly in the middle between the lower and upper tip is determined.
  • the averaging can also be carried out, for example, by forming the arith eti mean by adding the amplitude of the lower and upper signal peaks and dividing the resulting sum by 2.
  • the deviation between the mean value and a predetermined reference value is then determined, for example, by subtraction. If the deviation is greater than a tolerance threshold value, the deviation is then subtracted from the input signal.
  • the reference signal can also be tracked, whereby this can be made dependent, for example, on whether the deviation lies outside a certain predetermined range. If the deviation is not greater than the tolerance threshold value, the reference signal is neither tracked nor is the deviation subtracted from the input signal.
  • the steps shown above are carried out continuously or at certain times.
  • the decision-maker output is monitored for signal changes. This prevents, for example, the deviation from being erroneously large enough that the input signal assumes extreme values despite the subtraction of the deviation. As a result, the decision maker would be “clamped” in this direction and the output signal of the decision maker would no longer change despite the changing measurement signal.
  • the instantaneous signal curve is first determined, the upper and lower signal peaks are then determined therefrom and the mean value is then calculated from the lower and upper signal peaks. The difference between the center and reference values is then determined by subtracting the center value from the reference value. The deviation is then assigned to one of three areas.
  • One area includes small deviations
  • a second area includes medium deviations
  • the third area finally includes larger deviations.
  • a correction value is set to 0. If the deviation does not fall within this range, it is checked whether it falls within the range with medium deviations. If this is not the case, the correction value is set equal to the deviation. If, on the other hand, it is checked whether the deviation is positive, ie whether the deviation is greater than 0. If it is greater than 0, the correction value is set equal to a positive constant and if the deviation is less than or equal to 0, then the correction value is set equal to a negative constant. Finally, the correction value set in this way is then subtracted from the input signal.
  • the individual steps can be processed continuously or one after the other, with the latter starting again after the subtraction of the correction value from the input signal with the determination of the current signal curve.
  • the instantaneous signal curve is first determined again, then the upper and lower signal peaks are determined, and the mean value from lower and upper signal peaks calculated and then subtracted the center value from the reference value for the purpose of calculating the deviation from the center and reference value. Then it is checked whether the deviation is greater than a threshold value. If this is the case, a flag is set and a correction value is set equal to the deviation. If, on the other hand, the deviation is less than or equal to the threshold value, the next step is to check whether the deviation is less than a small threshold value. If this is the case, a flag that may have been set is reset and the correction value is set to 0.
  • the correction value is immediately set to the deviation. If the flag is not set, it is checked whether the deviation is positive or negative. This is done by querying whether the deviation is greater than 0. If this is the case, the correction value is set equal to a positive constant. If this is not the case, the correction value is set equal to a negative constant. The positive and negative constants can be the same or different in certain cases. Finally, the correction value set is then subtracted from the input signal. The individual steps are either processed continuously or in turn, with the processing being started again after a certain time or immediately.
  • An essential aspect of the present invention is that the signal path between the sensor and the switching output is kept as simple as possible.
  • a controllable amplifier is preferably provided in a parallel branch, the output of which is led to a comparator input for the purpose of comparison with the output signal of an output of a digital-to-analog converter connected to the other comparator input.
  • the digital-to-analog converter is a logic controlled in a control circuit so that the resultant
  • the tracking analog-digital converter has the advantage that it has a high level of accuracy with little circuit complexity, in particular in that no filters and / or sample-and-hold elements are required. If one assumes a fixed amplification of the controllable amplifier, the result is an analog-to-digital converter with a linear transmission curve. Taking into account a variable gain of the controllable amplifier, an analog-to-digital converter with logarithmic behavior is obtained.
  • controllable amplifier can be controlled by binary words and the individual amplification factors are graduated in binary (1, 2, 4, 8, 16, ). Although this is not necessary, it is very advantageous for further calculations and for the implementation, since changes in gain by a factor of 2 can be mapped and implemented simply by shifting the binary number. Furthermore, the controllable amplifier is designed in such a way that the minimum input signal of interest can still be observed with sufficient accuracy at maximum amplification. Conversely, the maximum input signal (with minimal amplification then) must not overdrive the subsequent circuit parts.
  • the signal generated by the sensor is an alternating signal with any DC component.
  • the DC component can also be significantly larger than the amplitude of the alternating signal itself.
  • the signal supplied by the sensor is digitized with sufficient accuracy by means of the analog-digital converter already described above in connection with the controllable amplifier. It is also assumed that the relationship between the digital-to-analog converter, which is connected upstream of the control device, and the digital-to-analog converter, which is connected downstream of the control device, is known and that the codes can be converted at least approximately into one another. The basic steps listed below are then followed:
  • the system output (for example output of the comparator 4 in FIG. 1) is blocked, then the current signal value is searched for. This is done by having the digital-to-analog converter connected to the control device and the comparator 4 (or the digital-to-analog converter connected to the control device and the comparator connected in front of the control device switched off when initial value of the analog-digital converter connected upstream of the control device from 0 and expediently high amplification of the controllable amplifier) as an analog-digital converter. This can be done as with a tracking analog-to-digital converter or to save time in the form of an analog-to-digital converter with successive approximation.
  • the value which corresponds to the instantaneous signal value is stored in the digital-to-analog converter downstream of the control device.
  • This value is initially regarded as the first DC component of the signal. This ensures that, regardless of the actual DC component, the controllable amplifier can be set to a sufficiently high gain and the signal can thus be well digitized.
  • the digital signal values acquired in this way are analyzed and examined for minima and maxima. Extreme values are only accepted as such if they are sufficiently strong, ie a maximum is only accepted as such if the signal then becomes significantly smaller again. The same applies to minima.
  • This condition prevents a signal from being simulated by noise or other system disturbances.
  • the first extremum is suppressed because it is usually not a real extremum, but only the beginning of the curve at the start of the observation. The process starts with the greatest gain so as not to miss small signals. If the digital-to-analog converter upstream of the control device stops, the amplification is gradually reduced until there are no more overflows. Any extrema already found will be deleted. This process of shifting up the range with simultaneous deletion of the extremes is preferably carried out automatically in all subsequent process steps, if it is necessary. If at least a minimum and at least a maximum have been found, the method step 3 is followed.
  • step 3 will now be repeated or otherwise the next edge will be waited for.
  • the associated comparator is temporarily "disabled” to prevent uncontrolled results. If it is determined in the course of the minimum-maximum determination that the signal amplitude falls below a certain threshold value, the controllable amplifier can also be switched to a more sensitive range the next time the correction value is changed.
  • the switchover criterion is expediently chosen so that there is still a certain safety margin to overflow in the more sensitive area.
  • step 3 By repeating step 3 again, any changes in the DC component can be determined and compensated for. It should be noted that any change in the DC share in step 3 a jump in at the same time
  • Switching threshold means. The following procedural steps can therefore also be used for systems that are sensitive to permanently sudden changes.
  • step 3 is suspended.
  • the correction of the DC component is only resumed when the DC component exceeds an upper limit.
  • the DC component can also be corrected minimally. The DC component is then not corrected by the calculated value but only by the binary value 1 (incremented or decremented).
  • steps 3, 4 and 5 can be combined in such a way that, depending on the size of the DC component, either Step 3 (large DC component), Step 5 (medium DC component) or nothing (small DC component) is carried out.
  • steps 3, 4 and 5 can also be combined in such a way that, after falling below a minimum DC component, the corrections are suspended, step 5 is carried out when a certain threshold is exceeded, and step 3 is carried out when a further threshold is exceeded, until again Exposure threshold is reached.
  • step 1 it can also be provided in systems with a lower cutoff frequency that if no measurement signal is detected for a certain predetermined time (the output signal of the comparator 4 does not change), step 1 is started again. It may not be necessary to reset the controllable amplifier.
  • the purpose of this procedure is that at rough System error controls, the circuit still operates independently. Such gross system disturbances occur, for example, when there is no useful signal, but at the same time there is a strong DC component drift, so that, as a result, a recurring useful signal no longer generates output edges. Overall, this measure thus increases operational safety.

Abstract

Beschrieben ist eine Schaltungsanordnung zum Kalibrieren von Schaltpunkten eines von einem analogen Eingangssignal angesteuerten Entscheiders unabhängig von einem in dem Eingangssignal neben einen Wechselanteil enthaltenen Gleichanteils mit: Spitzendetektoren zum Bestimmen der oberen und unteren Signalspitzen des Eingangssignals; einer steuerbaren Referenzeinheit zum Bereitstellen eines Referenzwertes; einer Recheneinheit zum Bestimmen des Mittelwertes; eine Vergleichseinheit; eine Regeleinheit zum Kompensieren des Gleichanteils des Eingangssignals und eine eingangsseitig der Vergleichseinheit nachgeschalteten und ausgangsseitig mit der Referenzeinheit verbundenen zweiten Regeleinheit zum entgegengesetzten Nachführen des Referenzwertes.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung und Verfahren zum Einstellen von Schaltpunkten eines Entscheiders
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Einstellen von Schaltpunkten eines von einem analogen Eingangssignal angesteuerten Entscheiders.
Zur Erfassung der Bewegung bzw. des Lagezustandes von rotierenden Teilen werden bekanntlich Sensoren verwendet. Beispiele hierfür sind Kurbelwellen-, Nockenwellen-, Getriebe- und ABS-Sensoren in Automobilen. Als Sensoren werden vorzugsweise Hall-Sensoren eingesetzt, die die Veränderung eines Magnet- feldes abtasten. Hierzu wird beispielsweise ein Permanentmagnet an einem ortsfesten Teil angebracht, um ein magnetisches Feld zu erzeugen. Dieses magnetische Feld wird dann von einem an dem rotierenden Teil befestigten Zahnrad oder einem anderen ferromagnetischem Geber je nach Lage moduliert. Der Hall- Sensor befindet sich dabei vorzugsweise zwischen dem Permanentmagneten und dem Zahnrad bzw. Geber und kann so Schwankungen des magnetischen Feldes detektieren. Liegt beispielsweise ein Zahn des Zahnrades im Magnetfeld, so wird ein "hohes" Ausgangssignal geliefert, während eine Lücke zwischen den Zähnen ein "niedriges" Ausgangssignal bedingt. Auf diese Weise kann aus den von dem Hall-Sensor abgegebenen Signal auf die momentane Lage bzw. Stellung eines rotierenden Teiles geschlossen werden.
Das von einem Sensor gelieferte Signal wird wesentlich durch die Betriebsbedingungen beeinflußt, unter denen der Sensor eingesetzt wird. Diese Betriebsbedingungen umfassen unvermeidbare Unwegbarkeiten, wie beispielsweise Arbeitstemperatur oder Größe des Luftspalts usw.. Trotz der durch die Betriebs- bedingungen hervorgerufenen Schwankungen sollte der Sensor ein möglichst gut definiertes Ausgangssignal liefern. Das heißt, das Ausgangssignal sollte unabhängig von den durch die
Betriebsbedingungen hervorgerufenen Schwankungen einen wohl definierten Verlauf haben. Ursache hierfür ist folgendes: Liefert eine Sensoranordnung beispielsweise ein sinusförmiges
Signal, so kann ein gut definiertes Verhalten eines durch die
Sensoranordnung gesteuerten Systems dann erhalten werden, wenn Schaltvorgänge im System, die vom Ausgangssignal des
Sensors abhängen, in den Nulldurchgängen in den Signales vor- genommen werden. Die Nulldurchgänge sind nämlich unabhängig von der jeweiligen Signalamplitude und besitzen außerdem eine große Flankensteilheit.
Selbstverständlich kann bei anderen Signalformen des Aus- gangssignals des Sensors eventuell auch ein anderer Schaltpunkt als Nulldurchgang bzw. Signalmitte von Vorteil sein.
Bei der Auswertung des Ausgangssignales eines Sensors zum Schalten eines durch diesen Sensor gesteuerten Systems sollte also ein Schaltpunkt unabhängig von der Signalamplitude des Ausgangssignals des Sensors eingehalten werden, was selbst für sehr langsame Signale gilt. Im einzelnen ist in VDI- Berichte 1287, 1996, Seiten 583 bis 611, "Eine neue Generation von "Hall-Effekt"-Zahnradsensoren: Vorteile durch die Ver- bindung BIMOS-Technologie und neuen Verpackungsrezepten" eine Sensoranordnung beschrieben, bei der zunächst die Amplitude des Ausgangssignals eines Sensors gegebenenfalls mit Hilfe eines Analog-Digital-Umsetzers normiert wird. Mit Hilfe von zwei weiteren Analog-Digital-Umsetzern sowie mit Digital- Analog-Umsetzern werden die Signalspitzenwerte erfaßt. Hieraus wird eine Schaltschwelle abgeleitet und festgelegt. Auf diese Weise kann schließlich ein Syste verhalten erreicht werden, daß im wesentlichen unabhängig von TemperaturSchwankungen und der Breite des Luftspaltes ist. Der für diese Sen- soranordnung erforderliche Aufwand ist jedoch relativ groß, da eine Verstärkungsanpassung und zahlreiche Analog-Digital- Umsetzer benötigt werden.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Einstellen von Schaltpunkten eines von einem analogen Eingangssignal angesteuerten Entscheiders anzugeben, bei denen mit geringem Aufwand Schaltvorgänge in ausgewählten Punkten eines Eingangssignals zuverlässig und mit hoher Genauigkeit eingestellt werden können.
Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Einstellen von Schaltpunkten eines von einem analogen Eingangssignal angesteuerten Entscheiders unabhängig von einem Gleichanteil, der in dem Eingangssignal ebenso wie obere und untere Signalspit- zen enthalten ist, umfaßt eine Steuereinrichtung mit durch das Eingangssignal angesteuerte Spitzendetektoren zum Bestimmen der oberen und unteren Signalspitzen des Eingangssignals. Weiterhin sind bei der Steuereinrichtung eine steuerbare Referenzeinheit zum Bereitstellen eines Referenzwertes, eine der Referenzeinheit und den Spitzendetektoren nachgeschaltete Recheneinheit zum Bestimmen des Mittenwertes aus mindestens einer oberen und einer unteren Signalspitze und eine Vergleichseinheit zum Bestimmen der Signallage des Eingangssignals durch Vergleichen des Referenzwertes mit dem durch die Recheneinheit bestimmten Mittenwert vorgesehen. Schließlich ist eine eingangsseitig der Vergleichseinheit nachgeschaltete und ausgangsseitig mit dem Entscheider verknüpfte erste Regeleinheit zum Kompensieren des Gleichanteils des Eingangssignals durch ein Kompensationssignal vorgesehen, wenn ein Gleichanteil durch die Vergleichseinheit festgestellt wird.
Bevorzugt wird zudem eine eingangsseitig der Vergleichseinheit nachgeschaltete und ausgangsseitig mit der Referenzein- heit verbundene zweite Regeleinheit zum entgegengesetzten
Nachführen des Referenzwertes vorgesehen.
Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung läßt sich mit verhältnismäßig geringem Aufwand bei hoher Genauigkeit der in einem analogen Eingangssignal unabhängig von einem Wechselanteil enthaltenen Gleichanteil bestimmen und dieser wird dann zur Einstellung der Schaltschwelle eines Entscheiders verwendet. Insbesondere ist vorteilhaft, daß der Signalpfad, auf dem das Eingangssignal geführt wird, praktisch nur den Entscheider selbst umfaßt, so daß der Signalpfad so einfach wie möglich ausgestaltet ist und daher im wesentlichen keine Beeinträchtigung des Eingangssignals nach sich zieht.
Bevorzugt weist die Steuereinrichtung Mittel zur digitalen Signalverarbeitung auf. Dabei sind der Steuereinrichtung ein Analog-Digital-Umsetzer vorgeschaltet sowie ein Digital- Analog-Umsetzer nachgeschaltet. Die digitale Signalverarbeitung bietet eine sehr exakte Signalverarbeitung bei geringem Aufwand.
Bei einer Weiterbildung der Erfindung ist der Steuereinrichtung ein steuerbarer Verstärker vorgeschaltet. Der Steuereingang des Verstärkers ist dabei mit einem Steuerausgang der Steuereinrichtung verbunden zur Steuerung der Verstärkung des Verstärkers in Abhängigkeit von dem Augenblickswert des in die Steuereinrichtung eingespeisten Signals. Durch den steuerbaren Verstärker in Verbindung mit dem Analog-Digital- Umsetzer wird ein Analog-Digital-Umsetzer mit logarithmischen Verhalten geschaffen, der eine sehr feine Auflösung im Bereich des Umschaltpunktes des Entscheiders ermöglicht. Damit können auch Analog-Digital-Umsetzer verwendet werden, die nur eine geringe Auflösung haben, jedoch nur geringen schaltungs- technischen Aufwand erfordern. Somit wird mit geringem schal- tungstechnischen Aufwand dennoch eine hohe Genauigkeit erzielt .
Bevorzugt ist die Verstärkung des Verstärkers binär abgestuft und durch Binärworte steuerbar. Eine binäre Abstufung hat den Vorteil, daß logarithmische Verstärkungsänderungen einfach durch Schieben einer Binärzahl erreicht werden können.
Schließlich kann die Steuereinrichtung eine Überwachungsein- richtung für den Entscheider und einen Zeitgeber aufweisen, wobei der Ausgang des Entscheiders mit der Steuereinrichtung verbunden ist und die Steuereinrichtung den Ausgang des Entscheiders auf Signaländerungen hin überwacht und bei Ausbleiben einer Signaländerung für eine durch den Zeitgeber be- stimmte Zeit eine Bestimmung des Gleichanteils einleitet. Damit wird verhindert, daß sehr langsame Änderungen des Gleichanteils von der Anordnung nicht erfaßt werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren zum Einstellen von Schaltpunk- ten eines von einem analogen Eingangssignal angesteuerten
Entscheiders unabhängig von einem in dem Eingangssignal neben einem Wechselanteil enthaltenen Gleichanteils sieht vor, daß ein momentaner Signalverlauf des Eingangssignals, vorzugsweise der zeitliche Verlauf der Amplitude des Eingangssignals, ermittelt wird, daß die unteren und oberen Signalspitzen in dem Signalverlauf ermittelt werden, daß der Mittelwert aus mindestens einer unteren und oberen Signalspitze berechnet wird, daß eine dem Gleichanteil wiedergebende Abweichung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Referenzwert berechnet wird und daß die Abweichung mit dem Eingangssignal subtraktiv verknüpft wird. Es kann dabei zudem vorgesehen werden, kontinuierlich den Schaltpunkt einzustellen, ohne daß spezielle äußere Einflüsse oder Signale einen Einstellvorgang auslösen. Bei einer Weiterbildung der Erfindung wird der momentane Signalverlauf des Eingangssignals ermittelt, mindestens die untere und obere Signalspitze in dem Signalverlauf ermittelt, der Mittelwert aus den Signalspitzen berechnet, die Abwei- chung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Referenzwert berechnet, die Abweichung mit einem Toleranzschwellwert verglichen und die Abweichung bei betragsmäßigen Überschreiten des Toleranzschwellwertes mit dem Eingangssignal subtraktiv verknüpft. Damit wird erreicht, daß kleinere Änderungen des Gleichanteils unberücksichtigt bleiben, wodurch beispielsweise kleinere Störungen oder Rauschen keinen Einfluß auf die Einstellung des Schaltpunktes haben.
Weiterhin kann der momentane Signalverlauf des Eingangs- signals ermittelt werden, mindestens die untere und obere Signalspitze in dem Signalverlauf ermittelt werden, der Mittelwert aus diesen Signalspitzen berechnet werden, die Abweichung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Referenzwert berechnet werden, die Abweichung mit Null verglichen werden und bei einer Abweichung größer Null ein bestimmter Konstantwert mit dem Eingangssignal subtraktiv verknüpft und bei einer Abweichung kleiner Null mit dem Eingangssignal additiv verknüpft werden. Damit wird erreicht, daß der Schaltpunkt nur in festen Schritten verändert wird.
Alternativ kann auch der momentane Signalverlauf des Eingangssignals ermittelt werden, mindestens eine untere und obere Signalspitze in dem Signalverlauf ermittelt werden, der Mittelwert aus diesen Signalspitzen berechnet werden, die Ab- weichung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Referenzwert berechnet werden, die Abweichung mit Null verglichen werden, die Abweichung ihrer Größe entsprechend einem von drei Bereichen für große, mittlere und kleine Abweichungen zugeordnet werden und je nach dem welchem Bereich die Abweichung zuge- ordnet wurde, entweder die Abweichung, ein Konstantwert oder nichts substraktiv verknüpft wird.
Weiterhin kann fortlaufend jeweils der momentane Signalver- lauf des Eingangssignals ermittelt werden, mindestens eine untere und obere Signalspitze in dem jeweiligen Signalverlauf ermittelt werden, der Mittelwert aus diesen Signalspitzen berechnet werden, die Abweichung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Referenzwert berechnet werden, die Abweichung mit Null verglichen werden, die Abweichung mit einem großen und einem kleinen Schwellenwert verglichen werden und bei Unterschreiten des kleinen Schwellenwertes das Eingangssignal unverändert bleiben, bei Überschreiten des kleinen Schwellenwertes fortlaufend ein Konstantwert mit dem Eingangssignal additiv verknüpft werden, wenn die Abweichung kleiner Null ist oder subtraktiv verknüpft werden wenn die Abweichung größer Null ist, und bei Überschreiten des großen Schwellenwertes die Abweichung mit dem Eingangssignal fortlaufend subtraktiv verknüpft werden bis der kleine Schwellenwert wieder unterschritten wird.
Des Weiteren kann das Ausgangssignal des Entscheiders auf Signaländerungen hin überwacht werden und bei Ausbleiben einer Signaländerung für eine bestimmte Zeit eine erneute Bestim- mung des Gleichanteils eingeleitet werden. Damit kann verhindert werden, daß ein sich langsam ändernder Gleichanteil nicht erkannt wird.
Weiterhin kann zur Erhöhung der Störsicherheit der Ausgang des Entscheiders während des Einstellvorgangs gesperrt werden. Weiterhin kann vorgesehen werden, daß relative Extremas im Signalverlauf nur dann als Spitzenwerte angenommen werden, wenn sich der Signalverlauf an den Extremas um einen bestimmten Wert ändert. Dadurch wird verhindert, daß beispielsweise durch Störungen hervorgerufene kleinere relative Extrema als
Signalspitzen erkannt werden.
Außerdem kann vorgesehen werden, daß erste Signalspitzen nicht ausgewertet werden und erst die nachfolgende (n) Signalspitze (n) zur Auswertung gelangt/gelangen. Durch diese Maßnahme wird ebenfalls die Störsicherheit erhöht.
Um eine bessere Auflösung insbesondere in Verbindung mit Ana- log-Digital-Umsetzern geringer Auflösung zu erzielen, kann der Signalverlauf vor dem Bestimmen der Signalspitzen verstärkt werden derart, daß zunächst eine hohe Verstärkung vorgesehen wird und im Falle einer Übersteuerung der Verstärkung zurückgenommen wird bis keine Übersteuerung mehr vorliegt.
Weiterhin kann vorgesehen werden, daß die Signalamplitude bestimmt und mit einem Amplitudenschwellwert verglichen wird und daß das Signal bei einer höheren Verstärkung verstärkt wird, wenn die Signalamplitude unter einem bestimmten Wert absinkt.
Schließlich kann in einer Weiterbildung der Erfindung der Mittelwert aus den Signalspitzen ein "gewichtetes Mittel" x x Λ *τ- v x /? sein, welches sich nach der Formel M = , wobei A x + y das Signalmaximum, B das Signalminimum ist und x,y Anteilsfaktoren sind, berechnet. Ist z.B. x = y = 1, so handelt es sich um das arithmetische Mittel. In diesem Fall ist der Maximalwert zum Minimalwert von gleichem Einfluß auf den Korrekturwert. Die Korrektur mit gewichtetem Mittel ist insbe- sondere bei Geberrädern mit asymmetrischem Verlauf des Ausgangssignals (Eingang des Entscheiders) sinnvoll. Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der
Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Es zeigt:
Figur 1 das Schaltbild einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und Figur 2 den Signalablaufplan für eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßes Verfahrens. Figur 3 ein Ablaufdiagramm' für eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens und
Figur 4 einen Ablaufplan für eine dritte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach Figur 1 wird beispielsweise die Drehzahl eines Zahnrades 1 mittels eines Hall-Sensors 2 erfaßt, anschließend mittels eines Verstärkers 3 verstärkt und dann mit Hilfe eines Komparators 4 in eine Impulsfolge umgewandelt, deren Frequenz der Drehzahl des Zahlrades 1 entspricht. Die Impulsfolge ist an einem Aus- gang 5, der mit dem Ausgang des Komparators 4 verbunden ist, abnehmbar. Beispielsweise durch auf den Sensor 2 einwirkende magnetische Gleichfelder und/oder Offset-Spannungen beim Verstärker 3 können dazu führen, daß ein durch die Bewegung des Zahnrades 1 in dem Hallsensor 2 hervorgerufenes Wechselsignal von einem Gleichsignal überlagert wird, was dazu führt, daß sich die Schaltpunkte des Komparators 4 verschieben und somit die Impulsfolge am Ausgang 5 ein anderes Tastverhältnis erhält. Damit wird jedoch der Zusammenhang zwischen der Impulsfolge am Ausgang 5 und der Bewegung des Zahnrades 1 ver- fälscht.
Um dies zu vermeiden, soll nun erfindungsgemäß der Gleichanteil derart eliminiert werden, daß ein auf besondere Weise ermitteltes Korrektursignal bei dem als Entscheider wirkenden Komparator 4 mit dem Ausgangssignal des Verstärkers 3 sub- traktiv verknüpft wird. Dies kann beispielsweise durch entsprechendes Verändern der Schaltschwelle des Komparators 4 oder aber - wie im Ausführungsbeispiel nach Figur 1 gezeigt - durch Subtraktion des Korrektursignals vom Ausgangssignal des Verstärkers 3 mittels eines zwischen Verstärker 3 und Kompa- rator 4 geschalteten Subtrahierers 6 erfolgen.
Die Erzeugung des Korrektursignals erfolgt mittels einer digitalen Steuereinrichtung 7, der unter Zwischenschaltung ei- nes digital gesteuerten analogen Verstärkers 8 und eines Analog-Digital-Umsetzers 9 das Ausgangssignal des Subtrahierers 6 zugeführt wird. Der Analog-Digital-Umsetzer 9 arbeitet beim Ausführungsbeispiel nach dem Tracking-Prinzip. Er weist dazu einen Subtrahierer 10 auf, dessen einer Eingang mit dem Aus- gang des Verstärkers 8 verbunden ist. Der Ausgang des Subtrahierers 10 ist mit einem Eingang eines Komparators 12 gekoppelt, dessen anderer Eingang an dem Bezugspotential 11 angeschlossen ist. Der Ausgang des Komparators 12 ist mit dem Steuereingang eines Zählers 13 verbunden, wodurch die Zähl- richtung des Zählers 13 gesteuert wird. Der Zähler 13 ist zudem mit einer Taktquelle 14 verschaltet. Das Zählergebnis ist an einem Ausgang des Zählers 13 abnehmbar und wird als Binärwort einem Digital-Analog-Umsetzer 15 zugeführt, der daraus ein entsprechendes analoges Signal erzeugt. Dieses analoge Signal wird zu dem Subtrahierer 10 geleitet und dort von dem Ausgangssignal des steuerbaren Verstärkers 8 abgezogen. Insgesamt bilden der Substrahierer 10, der Komparator 12, der Zähler 13, der Taktgenerator 14 und der Digital-Analog- Umsetzer 15 einen Analog-Digital-Umsetzer 9, der nach dem Tracking-Prinzip arbeitet. Das heißt, daß das Binärwort am Ausgang des Zählers 13 immer dem Ausgangssignal des Verstärkers 8 folgt, in dem der Komparator 12 abhängig davon, ob das durch den Digital-Analog-Umsetzer 15 aus dem Binärwort am Ausgang des Zählers 13 hervorgehende analoge Signal größer oder kleiner ist als das Signal am Ausgang des Verstärkers 8, die Zählrichtung des Zählers 13 ändert und somit das Binärwort dem Signal am Ausgang des Verstärkers 8 nachführt.
Das Binärwort am Ausgang des Zählers 13 wird zudem zwei Spit- zenwertdetektoren 16 und 17 zugeführt, von denen der eine 16 die relativen Minima und der andere 17 die relativen Maxima bestimmen. Die über die relativen Minima und Maxima bestimmten unteren und oberen Signalspitzen werden einer Recheneinheit zum Berechnen des Mittenwertes weitergeleitet, die dar- aus beispielsweise durch Mittelwertbildung die Nullage des
Eingangssignals bestimmt. Diese Nullage wird durch einen Subtrahierer 19, der der Recheneinheit 18 nachgeschaltet ist, mit einem Referenzwert verglichen. Der Referenzwert wird durch eine Referenzeinheit 20, die ebenfalls mit dem Subtra- hierer 19 verbunden ist, bereitgestellt. Der Referenzwert ist dabei durch eine Referenzsteuereinheit 21, die der Referenzeinheit 20 vorgeschaltet und dem Subtrahierer 19 nachgeschaltet ist, in Abhängigkeit derart verändert, daß der Referenzwert dann verändert wird, wenn der Betrag des Wertes der Recheneinheit für den Mittelwert außerhalb eines bestimmten vorgegebenen Bereiches liegt.
Der Ausgang des Subtrahierers 19 ist zudem auf eine Regeleinheit 22 geführt, welche in Abhängigkeit vom Ausgangssignal am Subtrahierer 19 ein Ansteuersignal für den ihr nachgeschalteten Digital-Analog-Umsetzer 23 erzeugt. Die Regeleinheit 22 erzeugt dabei einen digitalen Korrekturwert, der durch den Digital-Analog-Umsetzer 23 in ein analoges Korrektursignal umgewandelt wird. Dieses wird dann mittels des Subtrahierers 6 vom Ausgangssignal des Verstärkers 3 abgezogen.
Die Steuereinrichtung 7 enthält zudem eine Ansteuereinheit 24, die ausgangsseitig mit dem Steuereingang des steuerbaren Verstärkers 8 und eingangsseitig mit dem Ausgang des Zählers 13 verbunden ist. Die Ansteuereinheit 24 kann beispielsweise ein Schieberegister enthalten, dessen Inhalt durch das Binärwort am Ausgang des Zählers 13 gebildet wird und durch dieses gesteuert wird, so daß sich insgesamt eine Logarithmierung des Binärwortes am Ausgang des Zählers 13 ergibt.
Sämtliche Funktionen der Steuereinrichtung 7 werden durch eine Ablaufsteuerung 25 gesteuert. Die Ablaufsteuerung 25 ist zudem mit einem Zeitgeber 26 sowie einer Überwachungseinrichtung 27 verbunden. Die Uberwachungseinrichtung 27 ist ein- gangsseitig mit dem Ausgang des Komparators 4 verbunden, um den Ausgang 5 dahingehend zu überwachen, ob innerhalb einer bestimmten, durch den Zeitgeber 26 vorgegebenen Zeitraum eine Signaländerung stattgefunden hat. Wird für diesen Zeitraum keine Veränderung festgestellt, so wird eine neue Messung des Gleichanteils im Ausgangssignal des Verstärkers 3 durchgeführt.
Bei dem in Figur 2 dargestellten Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Verfahrens wird zunächst die Verstärkung beispielsweise eines auszuwertenden Meßsignals in der Verstärkung geregelt. Dabei wird zunächst von der höchsten Verstärkung ausgegangen und bei Übersteuerung solange zurückgeregelt, bis keine Übersteuerung mehr auftritt. Weiterhin kann bei der Verstärkungsregelung vorgesehen werden für den Fall, daß das Meßsignal unter einem bestimmten Wert abfällt, die Verstärkung angehoben wird. Aus dem entsprechend verstärkten Meßsignal wird dann der momentane Signalverlauf über ein bestimmtes Zeitfenster ermittelt und anschließend aus diesem Signalverlauf die relativen Extrema festgestellt. Aus dem re- lativen Extremas werden dann die oberen und unteren Signalspitzen ermittelt, beispielsweise indem die ersten relativen Extrema unberücksichtigt bleiben und erst die zweiten und fortlaufenden Extrema für die Auswertung herangezogen werden. Darüber hinaus werden nur solche relativen Extrema berück- sichtigt, die deutlich von den Umgebungswerten abweichen. Ei- ne solche Auswertung kann beispielsweise über die Auswertung der Flankensteilheit oder der Amplitudendifferenz innerhalb eines bestimmten Zeitfensters ermittelt werden. Nach Ermitteln der oberen und unteren Signalspitzen werden die erste obere oder die erste untere Signalspitze unterdrückt zum
Zwecke der Erhöhung der Störsicherheit. Anschließend wird der Mittenwert, d. h. der Wert der genau in der Mitte zwischen unterer und oberer Spitze liegt, ermittelt. Die Mittenwert- bildung kann auch beispielsweise durch Bildung des arith eti- sehen Mittelwertes erfolgen, indem die Amplitude von unterer und oberer Signalspitze addiert und die sich daraus ergebende Summe durch 2 geteilt wird. Danach wird beispielsweise durch Subtraktion die Abweichung von Mittelwert und einem vorgegebenen Referenzwert ermittelt. Ist die Abweichung größer als ein Toleranzschwellwert dann erfolgt anschließend die Subtraktion der Abweichung vom Eingangssignal. Darüber hinaus kann wie in Figur 2 gezeigt auch das Referenzsignal nachgeführt werden, wobei dies beispielsweise davon abhängig gemacht werden kann, ob die Abweichung außerhalb eines bestimm- ten vorgegebenen Bereiches liegt. Ist die Abweichung nicht größer als der Toleranzschwellwert, so wird weder das Referenzsignal nachgeführt noch die Abweichung vom Eingangssignal subtrahiert.
Es kann nun vorgesehen werden, daß die vorstehend gezeigten Schritte fortlaufend durchgeführt werden oder zu bestimmtem Zeitpunkten vorgenommen werden. Darüber hinaus kann vorgesehen werden, daß der Ausgang des Entscheiders auf Signaländerungen hin überwacht wird. Damit wird verhindert, daß bei- spielsweise die Abweichung fehlerhafterweise so groß ist, daß das Eingangssignal trotz Subtraktion der Abweichung extreme Werte annimmt. Dadurch würde der Entscheider in dieser Richtung "geklemmt" werden und daß Ausgangssignal des Entscheiders würde sich trotz wechselnden Meßsignals nicht mehr än- dern. Bei dem in Figur 3 schematisch dargestellten Verfahren wird zunächst der momentane Signalverlauf ermittelt, daraus dann die oberen und unteren Signalspitzen ermittelt und schließ- lieh aus den unteren und oberen Signalspitzen der Mittenwert errechnet. Danach wird durch Subtrahieren des Mittenwertes vom Referenzwert die Abweichung von Mitten- und Referenzwert festgestellt. Nachfolgend wird die Abweichung einem von drei Bereichen zugeordnet. Ein Bereich umfaßt dabei kleine Abwei- chungen, ein zweiter Bereich umfaßt mittlere Abweichungen und der dritte Bereich umfaßt schließlich größere Abweichungen. Somit wird zunächst geprüft, ob die Abweichung in den ersten Bereich mit kleinen Abweichungen fällt. Ist dies der Fall, dann wird ein Korrekturwert gleich 0 gesetzt. Fällt die Ab- weichung nicht in diesen Bereich, dann wird geprüft ob sie in den Bereich mit mittleren Abweichungen fällt. Trifft dies auch nicht zu, dann wird der Korrekturwert gleich der Abweichung gesetzt. Wird dagegen festgestellt, daß die Abweichung in den Bereich mit mittlerer Abweichung fällt, dann wird ge- prüft ob die Abweichung positiv ist, d. h. ob die Abweichung größer als 0 ist. Ist sie größer als 0, dann wird der Korrekturwert gleich einer positiven Konstanten gesetzt und ist die Abweichung kleiner oder gleich 0, dann wird der Korrekturwert gleich einer negativen Konstanten gesetzt. Zuletzt wird dann der so gesetzte Korrekturwert vom Eingangssignal subtrahiert. Die einzelnen Schritte können dabei fortlaufend oder aber nacheinander abgearbeitet werden, wobei bei letzterem nach der Subtraktion des Korrekturwertes vom Eingangssignal wieder mit dem Ermitteln des momentanen Signalverlaufs begonnen wird.
Bei dem in Figur 4 schematisch dargestellten, erfindungsgemäßen Verfahren wird zunächst wiederum der momentane Signalverlauf ermittelt, dann die oberen und unteren Signalspitzen er- mittelt, aus unteren und oberen Signalspitzen der Mittenwert berechnet und anschließend der Mittenwert vom Referenzwert subtrahiert zum Zwecke der Berechnung der Abweichung von Mitten- und Referenzwert. Danach wird geprüft, ob die Abweichung größer als ein Schwellenwert ist. Ist dies der Fall, dann wird ein Flag gesetzt und ein Korrekturwert gleich der Abweichung gesetzt. Ist die Abweichung dagegen kleiner oder gleich dem Schwellenwert, dann wird als nächstes geprüft, ob die Abweichung kleiner als ein kleiner Schwellenwert ist. Ist dies der Fall, dann wird ein eventuell gesetztes Flag zurückge- setzt und der Korrekturwert gleich 0 gesetzt. Ist die Abweichung nicht kleiner als der kleinere Schwellenwert, wird anschließend geprüft, ob das Flag gesetzt ist oder nicht. Ist das Flag gesetzt, dann wird der Korrekturwert gleich die Abweichung gesetzt. Ist das Flag nicht gesetzt, dann wird ge- prüft, ob die Abweichung positiv oder negativ ist. Dies geschieht durch eine Abfrage, ob die Abweichung größer 0 ist. Trifft dies zu, dann wird der Korrekturwert gleich einer positiven Konstanten gesetzt. Trifft dies nicht zu dann wird der Korrekturwert gleich einer negativen Konstanten gesetzt. Positive und negative Konstante können dabei betragsmäßig gleich sein oder in bestimmten Fällen auch unterschiedlich. Schließlich wird dann der jeweils gesetzte Korrekturwert vom Eingangssignal subtrahiert. Die einzelnen Schritte werden dabei wiederum entweder fortlaufend oder aber der Reihe nach abgearbeitet, wobei nach einer bestimmten Zeit oder sofort erneut mit der Abarbeitung begonnen wird.
Ein wesentlicher Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, daß der Signalpfad zwischen Meßwertaufnehmer und Schaltausgang so einfach wie möglich gehalten wird. Vorzugsweise wird in einem Parallelzweig ein steuerbarer Verstärker vorgesehen, dessen Ausgang an einen Komparatoreingang geführt wird zum Zwecke des Vergleichs mit dem Ausgangssignal eines an den anderen Komparatoreingang gelegten Ausgangs eines Digital-Analog- Umsetzers. Der Digital-Analog-Umsetzer wird von einer Logik in einer Steuerschaltung so gesteuert, daß das sich ergebende
Differenzsignal in der Nähe des Komparator-Umschaltpunktes bleibt. Auf diese Weise wird ein sogenannter Tracking-Analog- Digital-Umsetzer gebildet. Es kann jedoch auch jeder beliebi- ge andere Analog-Digital-Umsetzer verwendet werden. Der Trac- cking-Analog-Digital-U setzer hat jedoch den Vorteil, daß er eine hohe Genauigkeit bei geringem schaltungstechnischem Aufwand aufweist, insbesondere dadurch, daß keine Filter und/oder Abtast-Halte-Glieder benötigt werden. Geht man von einer festen Verstärkung des steuerbaren Verstärkers aus, so ergibt sich in Analog-Digital-Umsetzer mit linearer Übertragungskurve. Unter Berücksichtigung einer variablen Verstärkung des steuerbaren Verstärkers erhält man einen Analog- Digital-Umsetzer mit logarithmischem Verhalten. Für die wei- teren Überlegungen wird vorausgesetzt, daß der steuerbare Verstärker durch Binärworte steuerbar ist und die einzelnen Verstärkungsfaktoren binär abgestuft sind (1, 2, 4, 8, 16, ... ) . Dies ist zwar nicht notwendig, aber sehr vorteilhaft für die weiteren Rechnungen sowie für die Realisierung, da man Verstärkungsänderungen um den Faktor 2 einfach durch Schieben der Binärzahl abbilden und realisieren kann. Des Weiteren legt man den steuerbaren Verstärker so aus, daß das minimale interessierende Eingangssignal bei maximaler Verstärkung noch hinreichend genau beobachtet werden kann. Umge- kehrt darf auch das maximale Eingangssignal (bei dann minimaler Verstärkung) die nachfolgenden Schaltungsteile nicht übersteuern.
Der dem steuerbaren Verstärker nachgeschaltete Digital- Analog-Umsetzer ist dabei zur Digitalisierung des auszuwertenden Signals vorgesehen. Beispielsweise bei einem Digital- Analog-Umsetzer mit 6-Bit-Breite ergeben sich also 64 äquidi- stante Werte. Vergrößert man die Verstärkung, dann ergeben sich wieder 64 äquidistante Werte, nun allerdings in einem kleineren Bereich in Bezug auf das Eingangssignal. Insgesamt führt das zu einem Verhalten, bei dem bei sehr kleinen Signalen (= hohe Verstärkung) die Binärcodes sehr dicht liegen, während bei größeren Signalen (= kleine Verstärkung) die Codeabstände größer sind. Bezogen auf die jeweilige Signalam- plitude ist bei angepaßter Verstärkung die Auflösung also immer ungefähr gleich. Dabei wird davon ausgegangen, daß das Signal bereits einigermaßen von Gleichanteilen befreit ist. Somit kann man mit relativ niedrig auflösenden Wandlern auch kleine Signale hinreichend genau beobachten. Dies ist sehr vorteilhaft, da der Bau von niedrig auflösenden Wandlern viel einfacher und kostengünstiger ist und außerdem die Konversionszeit wesentlich geringer ist.
Im Weiteren wird angenommen, daß das vom Sensor erzeugte Si- gnal ein Wechselsignal mit beliebigem Gleichanteil ist. Dabei kann der Gleichanteil auch wesentlich größer sein als die Amplitude des Wechselsignals selbst. Das vom Sensor gelieferte Signal wird mittels des oben bereits beschriebenen Analog- Digital-Umsetzers in Verbindung mit dem steuerbaren Verstär- ker hinreichend genau digitalisiert. Dabei wird auch davon ausgegangen, daß das Verhältnis zwischen dem Digital-Analog- Umsetzer, der der Steuereinrichtung vorgeschaltet ist, und dem Digital-Analog-Umsetzer, der der Steuereinrichtung nachgeschaltet ist, bekannt ist und sich so die Codes zumindest näherungsweise ineinander umrechnen lassen. Sodann werden die im folgenden aufgeführten, grundlegenden Schritte durchlaufen:
1. Falls erforderlich, wird der Systemausgang (beispielsweise Ausgang des Komparators 4 in Figur 1) gesperrt, danach nach dem momentanen Signalwert gesucht. Dies geschieht dadurch, daß man den der Steuereinrichtung nachgeschalteten Digital- Analog-Umsetzer und den Komparator 4 (oder den der Steuereinrichtung nachgeschalteten Digital-Analog-Umsetzer und den der Steuereinrichtung vorgeschalteten Komparator bei einem Aus- gangswert des der Steuereinrichtung vorgeschalteten Analog- Digital-Umsetzers von 0 und zweckmäßig hoher Verstärkung des steuerbaren Verstärkers) als Analog-Digital-Umsetzer schaltet. Das kann wie bei einem Tracking-Analog-Digital-Umsetzer geschehen oder zwecks Zeitersparnis in Form eines Analog- Digital-Umsetzers mit sukzesiver Approximation. Am Ende des Wandlungsvorganges ist in dem der Steuereinrichtung nachgeschalteten Digital-Analog-Umsetzer der Wert, der dem momentanen Signalwert entspricht, gespeichert. Dieser Wert wird zu- nächst als erster Gleichanteil des Signals betrachtet. Damit ist gewährleistet, daß unabhängig vom tatsächlichen Gleichanteil der steuerbare Verstärker auf eine hinreichend hohe Verstärkung gestellt werden kann und damit das Signal gut digitalisiert werden kann.
2. Im weiteren Verlauf werden die so erfaßten digitalen Signalwerte analysiert und nach Minima und Maxima untersucht. Dabei werden Extremwerte nur dann als solche akzeptiert, wenn sie hinreichend stark ausgeprägt sind, d. h., ein Maximum wird nur dann als solches akzeptiert, wenn das Signal danach wieder deutlich kleiner wird. Entsprechendes gilt für Minima. Diese Bedingung schützt davor, daß durch Rauschen oder sonstige Systemstörungen ein Signal vorgetäuscht wird. Dabei wird das erste Extremum unterdrückt, weil es üblicherweise kein echtes Extremum ist, sondern lediglich der Kurvenanfang zu Beobachtungsbeginn. Das Verfahren beginnt mit der größten Verstärkung, um kleine Signale nicht zu übersehen. Falls der der Steuereinrichtung vorgeschaltete Digital-Analog-Umsetzer in Anschlag geht, wird die Verstärkung schrittweise zurückge- nommen, bis keine Überläufe mehr stattfinden. Eventuell bereits gefundene Extrema werden gelöscht. Dieser Vorgang der Bereichshochschaltung mit gleichzeitiger Löschung der Extrema erfolgt vorzugsweise automatisch in allen folgenden Verfah- rensschritten, falls es erforderlich ist. Wenn nun mindestens ein Minimum und mindestens ein Maximum gefunden worden sind, wird zum nachfolgenden Verfahrensschritt 3 übergegangen.
3. Diese aufgefundenen Minima und Maxima werden als untere und obere Signalspitzen gewertet und daraus der Mittenwert berechnet. Daraufhin wird die Abweichung dieses Mittenwertes von einem Referenzwert, der den gewünschten Schaltpunkt darstellt, ermittelt. Das Ausgangswort für den der Steuereinrichtung nachgeschalteten Digital-Analog-Umsetzer wird um diese Abweichung korrigiert. Der Ausgang des Komparators 4 wird nun freigegeben. Idealerweise ist der der Steuereinrichtung nachgeschaltete Digital-Analog-Umsetzer nun exakt eingestellt und das Gesamtsystem somit nach nur einer Schwingung kalibriert. Tatsächlich ist aber damit zu rechnen, daß auf- grund nicht idealer Schaltungstechnik der Offset nicht exakt getroffen wurde. Es wird also innerhalb der nächsten Periode zumindest ein weiteres Paar von Minima und Maxima bestimmt. Falls der daraus resultierende Korrekturwert in die Richtung geht, daß er nicht Ursache für eine Flanke des Komparators 4 sein kann, wird nun Schritt 3 wiederholt oder anderenfalls die nächste Flanke abgewartet werden. Wann immer Schaltstörungen angenommen werden, wird der zugehörige Komparator kurzfristig "disabled", um unkontrollierte Ergebnisse zu verhindern. Falls im Zuge der Minimum-Maximum-Ermittlung festge- stellt wird, daß die Signalamplitude unter einen bestimmten Schwellwert sinkt, kann bei der nächsten Änderung des Korrekturwertes auch der steuerbare Verstärker in einen empfindlicheren Bereich geschaltet werden. Das Umschaltkriterium wird dabei zweckmäßigerweise so gewählt, daß im empfindlicheren Bereich noch ein gewisser Sicherheitsabstand zu Bereichsüberlauf gegeben ist.
Durch fortgesetztes Wiederholen von Schritt 3 können so eventuelle Änderungen des Gleichanteils ermittelt und kompensiert werden. Dabei ist zu berücksichtigen, daß jede Änderung des Gleichanteils bei Schritt 3 gleichzeitig einen Sprung in der
Schaltschwelle bedeutet. Für Systeme, die empfindlich gegenüber permanent sprunghaften Änderungen reagieren, können daher noch folgende Verfahrensschritte herangezogen werden.
4. Wenn der Gleichanteil unter einen bestimmten, akzeptablen Wert sinkt, wird Schritt 3 ausgesetzt. Die Korrektur des Gleichanteils wird erst wieder aufgenommen, wenn der Gleichanteil eine obere Schranke übersteigt.
5. Der Gleichanteil kann auch minimal korrigiert werden. Der Gleichanteil wird dann nicht um den errechneten Wert sondern lediglich um den binären Wert 1 korrigiert (inkrementiert oder dekrementiert) .
6. Alternativ können die Schritte 3, 4 und 5 kombiniert werden, derart, daß je nach Größe des Gleichanteils entweder Schritt 3 (großer Gleichanteil) , Schritt 5 (mittlerer Gleichanteil) oder nichts (kleiner Gleichanteil) durchgeführt wird.
7. Alternativ können auch die Schritte 3, 4 und 5 kombiniert werden derart, daß nach Unterschreiten eines minimalen Gleichanteils die Korrekturen ausgesetzt werden, bei Überschreiten einer bestimmten Schwelle Schritt 5 durchgeführt wird und bei Überschreiten einer weiteren Schwelle Schritt 3 durchgeführt wird, bis wieder die Aussetzschwelle erreicht ist.
Weiterhin kann zusätzlich bei Bedarf vorgesehen werden, bei Systemen mit einer unteren Grenzfrequenz, daß dann, wenn für eine bestimmte vorgegebenen Zeit kein Meßsignal erkannt wird (das Ausgangssignal des Komparators 4 ändert sich nicht) , wird wieder mit Schritt 1 begonnen. Unter Umständen ist es dabei nicht erforderlich, den steuerbaren Verstärker wieder zurückzusetzen. Zweck dieses Vorgehens ist es, daß bei groben Systemfehlsteuerungen sich die Schaltung trotzdem wieder selbständig in Betrieb setzt. Derartig grobe Systemstörungen sind beispielsweise dann gegeben, wenn kein Nutzsignal, aber gleichzeitig eine starke Gleichanteilsdrift auftritt, so daß infolge auch ein wiederkehrendes Nutzsignal keine Ausgangsflanken mehr erzeugt. Insgesamt wird somit also durch diese Maßnahme die Betriebssicherheit erhöht.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Kalibrieren von Schaltpunkten eines von einem analogen Eingangssignal angesteuerten Entschei- ders unabhängig von einem in dem Eingangssignal neben einem Wechselanteil enthaltenen Gleichanteils, wobei das Eingangssignal obere und untere Signalspitzen aufweist, die in einem wählbaren festen Verhältnis zueinander stehen, mit einer Kalibriereinrichtung mit: durch das Eingangssignal angesteuerten Spitzendetektoren zum Bestimmen der oberen und unteren Signalspitzen des Eingangssignals; einer steuerbaren Referenzeinheit zum Bereitstellen eines Referenzwertes; einer der Referenzeinheit und den Spitzendetektoren nachgeschalteten Recheneinheit zum Bestimmen des Mittelwertes aus mindestens einem Signalminimum und mindestens einem Signalmaximum; , wobei der bestimmte Mittelwert entweder das arithmetische Mittel der oberen und unteren Signalspitze oder ein mit dem besagten wählbar festen Verhältnis gewichtetes Mittel ist, eine Vergleichseinheit zum Bestimmen der Signallage des Eingangssignals durch Vergleichen des Referenzwertes mit dem durch die Recheneinheit bestimmten Mittelwert; einer eingangsseitig der Vergleichseinheit nachgeschalteten und ausgangsseitig mit dem Entscheider verknüpften ersten Regeleinheit zum Kompensieren des Gleichanteils des Eingangssignals eines Kompensationssignals, wenn eine unsymmetrische Signallage durch die Vergleichseinheit festgestellt wird; und einer eingangsseitig der Vergleichseinheit nachgeschalteten und ausgangsseitig mit der Referenzeinheit verbundenen zweiten Regeleinheit zum entgegengesetzten Nachführen des Re- frenzwertes, wobei die Differenz zwischen dem bestimmten Mittelwert und dem Referenzwert zur Bildung des den neuen Refe- renzwertes herangezogen wird und wobei zwischen der Rechen- einheit für den Mittelwert und der Vergleichseinheit oder ausgangsseitig der Vergleichseinheit ein Mittel zum Skalieren des errechneten Mittelwertes angeordnet sein kann.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die eingangsseitig der Vergleichseinheit nachgeschaltete und ausgangsseitig mit der Referenzeinheit verbundenen zweite Regeleinheit zum entgegengesetzten Nachführen des Referenzwertes den Referenzwert dann und nur dann nachführt, wenn der Betrag des Wertes in der Recheneinheit für den Mittelwert außerhalb eines bestimmten vorgegebenen Bereichs liegt.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Kalibriereinrichtung ein steuerbarer Verstärker vor- geschaltet ist und ein Steuereingang des Verstärkers mit einem Steuerausgang der Kalibriereinrichtung verbunden ist zur Steuerung der Verstärkung des Verstärkers in Abhängigkeit von dem Augenblickswert des in die Kalibriereinrichtung eingespeisten Signals.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Kalibriereinrichtung Mittel zur digitalen Signalverarbeitung aufweist; und der Kalibriereinrichtung ein Analog-Digital-Umsetzer vorgeschaltet sowie ein Digital-Analog-Umsetzer nachgeschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, bei der die Verstärkung des Verstärkers durch Binärworte steuerbar ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der das Eingangssignal eine untere Grenzfrequenz aufweist, der Ausgang des Entscheiders mit der Kalibriereinrichtung verbunden ist und die Kalibriereinrichtung und eine Überwachungseinrichtung für den Entscheider und einen Zeitgeber aufweist, wobei die Kalibriereinrichtung den Ausgang des Entscheiders auf Signaländerungen hin überwacht und bei Ausbleiben einer Signaländerung für eine durch den Zeitgeber bestimmte Zeit eine Bestimmung des Gleichanteils einleitet.
7. Verfahren zum Kalibrieren von Schaltpunkten eines von einem analogen Eingangssignal angesteuerten Entscheiders unabhängig von einem in dem Eingangssignal neben einem Wechselanteil enthaltenen Gleichanteils, wobei das Eingangssignal obere und untere Signalspitzen aufweist, die in einem wählbaren festen Verhältnis zueinander stehen, bei dem a) ein momentaner Signalverlauf des Eingangssignals ermittelt wird; b) die Signalminima und Signalmaxima in dem Signalverlauf ermittelt werden; c) der Mittelwert aus mindestens einem Signalminimum und mindestens einem Signalmaximum berechnet wird; wobei der bestimmte Mittelwert entweder das arithmetische Mittel der oberen und unteren Signalspitze oder ein mit dem besagten wählbar festen Verhältnis gewichtetes Mittel ist; d) eine den Gleichanteil wiedergebende Abweichung des
Mittelwertes von einem vorgegebenen Sollwert berechnet wird; und e) die Abweichung vom Eingangssignal subtrahiert wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem fortlaufend a) jeweils der momentane Signalverlauf des Eingangssignals ermittelt wird; b) dann das Signalminimum und das Signalmaximum in dem jeweiligen Signalverlauf ermittelt werden; c) dann der Mittelwert gemäß Anspruch 7 aus diesem Signalminimum und diesem Signalmaximum berechnet wird; d) dann die Abweichung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Sollwert berechnet wird; und e) dann die Abweichung vom Eingangssignal subtrahiert wird.
9. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem a) fortlaufend jeweils der momentane Signalverlauf des Eingangssignals ermittelt wird; b) fortlaufend dann das Signalminimum und das Signalmaximum in dem jeweiligen Signalverlauf ermittelt werden; c) fortlaufend dann der Mittelwert gemäß Anspruch 7 aus diesem Signalminimum und diesem Signalmaximum berechnet wird; d) fortlaufend dann die Abweichung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Sollwert berechnet wird; e) fortlaufend dann die Abweichung mit einem Toleranzschwellwert verglichen wird; und f) die Abweichung bei betragsmäßigem Überschreiten des Toleranzschwellwertes vom Eingangssignal subtrahiert wird.
10. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem a) fortlaufend jeweils der momentane Signalverlauf des Eingangssignals ermittelt wird; b) fortlaufend dann das Signalminimum und das Signalmaximum in dem jeweiligen Signalverlauf ermittelt werden; c) fortlaufend dann der Mittelwert gemäß Anspruch 7 aus diesem Signalminimum und diesem Signalmaximum berechnet wird; d) fortlaufend dann die Abweichung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Sollwert berechnet wird; e) fortlaufend dann die Abweichung mit Null verglichen wird; und f) ein bestirnter Konstantwert bei einer Abweichung größer Null vom Eingangssignal subtrahiert und bei einer Abweichung kleiner Null zum Eingangssignal addiert wird.
11. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem a) fortlaufend jeweils der momentane Signalverlauf des Eingangssignals ermittelt wird; b) fortlaufend dann das Signalminimum und das Signalmaximum in dem jeweiligen Signalverlauf ermittelt werden; c) fortlaufend dann der Mittelwert gemäß Anspruch 7 aus diesem Signalminimum und diesem Signalmaximum berechnet wird; d) fortlaufend dann die Abweichung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Sollwert berechnet wird; e) fortlaufend dann die Abweichung mit Null verglichen wird; f) fortlaufend dann die Abweichung ihrer Größe entsprechend einem von drei Bereichen für große, mittlere und kleine Abweichungen zugeordnet wird, und g) je nach dem welchem Bereich die Abweichung zugeordnet wurde, entweder die Abweichung, ein Konstantwert oder nichts subtrahiert wird.
12. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem a) fortlaufend jeweils der momentane Signalverlauf des Eingangssignals ermittelt wird; b) fortlaufend dann das Signalminimum und das Signalmaximum in dem jeweiligen Signalverlauf ermittelt werden; c) fortlaufend dann der Mittelwert gemäß Anspruch 6 aus diesem Signalminimum und diesem Signalmaximum berechnet wird; d) fortlaufend dann die Abweichung des Mittelwertes von einem vorgegebenen Sollwert berechnet wird; e) fortlaufend dann die Abweichung mit Null verglichen wird; f) fortlaufend dann die Abweichung mit einem großen und einen kleinen Schwellenwertwert verglichen wird, und g) bei Unterschreiten des kleinen Schwellenwertes das Eingangssignal unverädert bleibt, bei Überschreiten des kleinen Schwellenwertes fortlaufend ein Konstantwert zum Eingangssignal addiert wird, wenn die Abweichung kleiner Null ist, oder subtrahiert wird, wenn die Abweichung größer Null ist, und bei Überschreiten des großen Schwellenwertes die Abweichung vom Eingangssignal fortlaufend subtrahiert bis der kleine Schwellenwert wieder unterschritten wird.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 12, bei dem das Eingangssignal eine untere Grenzfrequenz aufweist, das Ausgangssignal des Entscheiders auf Signaländerungen hin überwacht wird und bei Ausbleiben einer Signaländerung für eine bestimmte Zeit eine erneute Bestimmung des Gleichanteils einleitet.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 13, bei dem der Ausgang des Entscheiders während des Kalibrierens gesperrt wird.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 14, bei dem relative Extrema im Signalverlauf nur dann als Spitzenwerte angenommen werden, wenn sich der Signalverlauf an den Extremas um einen bestimmten Wert ändert.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 15, bei dem die erste Signalspitze nicht ausgewertet wird und erst die nachfolgende (n) Signalspitze (n) zur Auswertung gelangen.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 16, bei dem der Signalverlauf vor dem Bestimmen der Maxima und Minima verstärkt wird derart, daß zunächst eine hohe Verstärkung vorgesehen ist und im
Falle einer Übersteuerung die Verstärkung zurückgenommen wird bis keine Übersteuerung mehr vorliegt.
18. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 17, bei dem die Signalamplitude bestimmt und mit einem Amplituden- schwellwert verglichen wird und bei dem das Signal bei einer höheren Verstärkung verstärkt wird, wenn die Signalamplitude unter einen bestimmten Wert absinkt.
19. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 18, bei dem der Mittelwert aus diesem Signalminimum und diesem Signalmaxiraum durch Bildung des gewichteten Mittelwertes nach der Formel x x A. ~" v x B M = , wobei A das Signalmaximum, B das Signalmini- x + y mum ist und x,y Gewichtungsfaktoren sind, erfolgt.
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