JP3638520B2 - 判定器の切換点を調整する回路装置および方法 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、アナログの入力信号によって制御される判定器の切換点を調整する回路装置および方法に関する。
【０００２】
回転部の動きないしは位置状態を検出するためには公知のようにセンサが使用される。これに対する例は、自動車のクランク軸センサ、カム軸センサ、トランスミッションセンサおよびＡＢＳセンサである。センサとして有利には、磁界の変化をサンプリングするホールセンサが使用される。このために例えば永久磁石が位置固定部に取り付けられ、これによって磁界が形成される。つぎにこの磁界は、回転部に固定された歯車または別の強磁性体検出器により位置に応じて変調される。ここでこのホールセンサは有利には永久磁石と歯車ないしは検出器との間にあり、これによって磁界の変動を検出することができる。例えば歯車の歯が磁界にある場合には「大きな」出力信号が供給され、これに対して歯と歯の間の欠落部分では「小さな」出力信号が発生する。このようにしてホールセンサから出力された信号から、回転部の目下の位置ないしはポジションが推定される。
【０００３】
センサから供給される信号は実質的に、センサが使用されている動作条件の影響を受ける。これらの動作条件には、回避できない計量不能値、例えば動作温度またはエアーギャップの大きさなどが含まれる。これらの動作条件によって発生した変動があっても、センサはできる限り明確な出力信号を供給すべきである。すなわち出力信号は、動作条件によって発生した変動に依存しないで、明確な経過を有するべきである。これに対する理由はとして：センサ装置が例えば正弦波状の信号を供給する場合、システムにおける、センサの出力信号に依存する切換過程が、信号のゼロ点通過において行われれば、センサ装置によって制御されるシステムの明確な特性を得ることができる。すなわちゼロ点通過は、その都度の信号振幅に依存せず、さらにエッジの傾きは大きい。
【０００４】
当然のことながら、センサの出力信号の信号形状が異なれば、場合によってはゼロ点通過ないしは信号中心点とは異なる切換点が有利であり得る。
【０００５】
したがってセンサの出力信号を評価して、センサによって制御されるシステムを切り換える際には、切換点をセンサの出力信号の振幅に依存しないで保たなければならず、これは極めて緩慢な信号に対しても当てはまる。詳細にはVDI Berichte 1287、１９９６年、第５８３〜６１１頁、"Eine neue Generation von "Hall-Effekt"-Zahnradsensoren: Vorteile durch die Verbindung BIMOS-Technologie und neuen Verpackungsrezepten"にセンサ装置が記載されており、ここではまずセンサの出力信号の振幅を場合に応じてアナログ−デジタル変換器によって正規化する。別の２つのアナログ−デジタル変換器を用いてならびにデジタル−アナログ変換器によって信号ピーク値が検出される。これらの信号ピーク値から切換閾値が導出されて決定される。このようにして最終的にシステム特性が得られ、これは実質的に温度変動およびエアーギャップの幅に依存しない。しかしながらこのセンサ装置に必要なコストは比較的高い。それは増幅の適合部および多数のアナログ−デジタル変換器が必要であるからである。
【０００６】
本発明の課題は、アナログの入力信号によって制御される判定器の切換点を調整する回路装置および方法を提供して、わずかなコストで、入力信号の選択した点における切換過程を高い信頼性かつ高い精度で調整できるようにすることである。
【０００７】
アナログの入力信号によって制御される判定器の切換点を、直流成分に依存しないで調整する本発明の回路装置は制御装置を含んでおり、この制御装置は、入力信号によって制御される、入力信号の上および下の信号ピークを決定するピーク検出器を有する。ここで直流成分は、上および下の信号ピークと同様に入力信号に含まれている。さらにこの制御装置では、基準値を供給する、制御可能な基準ユニットと、この基準ユニットとピーク検出器とに後置接続された計算ユニットと、比較ユニットとが設けられており、ここで計算ユニットによって、少なくとも１つの上および下の信号ピークから中央値が決定され、比較ユニットによって入力信号の信号位置が、基準値と計算ユニットによって決定した中央値とを比較することにより決定される。最後に、入力側が比較ユニットに後置接続されかつ出力側が判定器に結合された第１コントロールユニットが設けられており、直流成分が比較ユニットによって決定される場合、このコントロールユニットにより、入力信号の直流成分が補償信号によって補償される。
【０００８】
有利にはさらに、入力側において比較ユニットに後置接続されかつ出力側において基準ユニットに接続された第２コントロールユニットが設けられており、このコントロールユニットによって、基準値の逆の追従が行われる。
【０００９】
本発明の回路装置によって、比較的わずかなコストかつ高い精度で、アナログの入力信号において交流成分とは無関係に含まれる直流成分を決定することができ、つぎにこの直流成分が判定器の切換閾値の調整に使用される。殊に有利であるのは、入力信号を導く信号路が実践的に判定器それ自体だけを含んでおり、これによってこの信号路ができる限り簡単に構成され、したがって実質的に入力信号が損なわれることがない。
【００１０】
有利にはこの制御装置は、デジタル信号処理の手段を有している。ここではこの制御装置に、アナログ−デジタル変換器が前置接続されており、かつデジタル−アナログ変換器が後置接続されている。このデジタル信号処理部によって、極めて精確な信号処理がわずかなコストで提供される。
【００１１】
本発明の発展形態では制御装置に、制御可能な増幅器が前置接続されている。ここでこの増幅器の制御入力側は、制御装置の制御出力側に接続されており、これによってこの増幅器の増幅度が、制御装置に供給される信号の瞬時値に依存して制御される。この制御可能な増幅器とアナログ−デジタル変換器とを関連づけることによって、対数的な特性を有するアナログ−デジタル変換器が得られ、この変換器によって、判定器の切換点の領域において極めて細かな分解能が可能になる。したがってわずかな分解能しか有しないが、わずかな回路技術コストしか必要としないアナログ−デジタル変換器も使用することができる。これによってわずかな回路技術コストでしかも高い精度が達成される。
【００１２】
有利には増幅器の増幅度をバイナリで段階付けてバイナリの語によって制御する。バイナリによる段階付けは、対数的な増幅度変化をバイナリ数のシフトによって簡単に達成できるという利点を有する。
【００１３】
最後にこの制御装置は、判定器およびタイマに対する監視装置を有しており、ここでこの判定器の出力側は制御装置に接続されており、制御装置は判定器の出力側を信号変化について監視し、タイマによって決定された時間だけ信号変化が停止すると直流成分の決定が開始される。これによって回避されるのは、直流成分の極めて緩慢な変化がこの装置によって検出されないことである。
【００１４】
アナログの入力信号によって制御される判定器の切換点を、入力信号に交流成分と共に含まれる直流成分に依存しないで調整する本発明の方法では、入力信号の目下の信号経過、有利には入力信号の振幅の時間的な経過を求め、この信号経過において上および下の信号ピークを求め、平均値を少なくとも１つの下および上の信号ピークから計算し、直流成分を表す、平均値と所定の基準値との偏差を計算し、この偏差を入力信号に減算的に結合する。ここではさらに連続的に切換点を調整することができ、その際に固有の外部の影響または信号によって調整過程が起動されることはない。
【００１５】
本発明の発展形態では、入力信号の目下の信号経過を求め、この信号経過において少なくとも上および下の信号ピークを求め、平均値をこれらの信号ピークから計算し、この平均値と所定の基準値との偏差を計算し、この偏差と許容閾値とを比較し、偏差を、絶対値が許容閾値を上回った場合に入力信号と減算的に結合する。これによって直流成分の小さな変化が考慮されないままになり、したがって例えば小さな障害またはノイズによって、切換点の調整が影響を受けないようにすることができる。
【００１６】
さらに入力信号の目下の信号経過を求め、この信号経過において少なくとも上および下の信号ピークを求め、平均値をこれらの信号ピークから計算し、この平均値と所定の基準値との偏差を計算し、この偏差とゼロとを比較し、偏差がゼロよりも大きい場合には所定の一定値を入力信号に減算的に結合し、偏差がゼロよりも小さい以下の場合には入力信号に加算的に結合することができる。これによって、切換点を固定のステップだけで変化させることができる。
【００１７】
択一的には入力信号の目下の信号経過を求め、この信号経過において少なくとも上および下の信号ピークを求め、平均値をこれらの信号ピークから計算し、この平均値と所定の基準値との偏差を計算し、この偏差とゼロとを比較し、この偏差を、その大きさに応じて、大きな偏差、中間の偏差および小さな偏差に対する３つの範囲に配属することも可能であり、どの範囲に偏差が配属されたかに応じてそれぞれ、偏差を減算的に結合するか、または一定値を減算的に結合するか、または何も結合しない。
【００１８】
さらに連続的にその都度入力信号の目下の信号経過を求め、その都度の信号経過において少なくとも１つの上および下の信号ピークを求め、平均値をこれらの信号ピークから計算し、この平均値と所定の基準値との偏差を計算し、この偏差とゼロとを比較し、この偏差を大きな閾値および小さな閾値と比較し、小さな閾値を下回った場合には入力信号は変化しないままにし、小さな閾値を上回った場合には連続的に一定値を、偏差が０よりも小さければ入力信号に加算的に結合し、または偏差が０よりも大きければ減算的に結合し、大きな閾値を上回った場合には小さな閾値を再び下回るまで、偏差と入力信号とを連続的に減算的に結合することが可能である。
【００１９】
さらに判定器の出力信号を信号変化について監視して、所定の時間だけ信号変化が停止すると直流成分の新たな決定が開始される。これによって緩慢に変化する直流成分が識別されないことが阻止される。
【００２０】
さらに障害安定性を向上させるために判定器の出力側を調整過程中に遮断することができる。さらに、信号経過における相対的な極値を、この信号経過がこれらの極値において所定の値だけ変化した場合にだけ、ピーク値として採用することができる。これによって、例えば障害によって発生した、比較的小さな相対的な極値が信号ピークとして識別されてしまうことが阻止される。
【００２１】
さらに第１信号ピークを評価せず、後続の１つまたは複数の信号ピークになってはじめて評価が行われるようにすることができる。この手段により同様に障害安定性が向上する。
【００２２】
比較的良好な分解能を、殊に分解能の低いアナログ−デジタル変換器に関連して得るために、信号ピークを決定する前に信号経過を増幅することができる。これはまず増幅度を大きくし、増幅が過制御された場合には過制御がなくなるまで増幅度を小さくすることによって行われる。
【００２３】
さらに、信号振幅を決定してこれを振幅閾値と比較し、信号振幅が所定値を下回る場合には信号を高い増幅度で増幅することができる。
【００２４】
最後に本発明の発展形態では、信号ピークの中央値を「重み付けされた中央値」とすることができ、これは式Ｍ＝（ｘ×Ａ＋ｙ×Ｂ）／（ｘ＋ｙ）によって計算され、ここでＡは信号最大値、Ｂは信号最小値、ｘ，ｙは比の係数である。例えばｘ＝ｙ＝１であれば、これは算術平均である。この場合に最大値と最小値とは、補正値に同じように影響する。重み付けされた平均値による補正は、例えば出力信号（判定器の入力側）が非対称に経過する検出器歯車において有利である。
【００２５】
本発明を以下、図面の図に示した実施例に基づいて詳しく説明する。ここで：
図１は、本発明による回路装置の１実施形態の回路図を示しており、
図２は、本発明の方法の第１実施形態に対する信号流れ図を示しており、
図３は、本発明の方法の第２実施形態に対する流れ図を示しており、
図４は、本発明の方法の第３実施形態に対する流れ図を示している。
【００２６】
図１に示した本発明の回路装置では歯車１の回転数が、ホールセンサ２によって検出され、引き続いて増幅器３によって増幅され、つぎに比較器４によってパルス列に変換される。このパルス列の周波数は歯車１の回転数に相応する。このパルス列は、比較器４の出力側に接続されている出力側５で取り出すことができる。例えばセンサ２に作用する定常磁界および／または増幅器３におけるオフセット電圧によって、歯車１の動きによりホールセンサ２において発生する交流信号に直流信号が重畳されることがあり、これによって比較器４の切換点がシフトされ、したがって出力側５のパルス列は別のデューティ比を有することになる。しかしこれによって出力側５のパルス列と歯車１の動きとの関係が変わってしまう。
【００２７】
これを回避するために本発明では直流成分をつぎのように消去する。すなわち特別な手法で求めた補正信号を、判定器として動作する比較器４において増幅器３の出力信号に減算的に結合することによって消去する。これは例えば比較器４の切換閾値を相応に変更することによって、または（図１の実施例に示したように）増幅器３と比較器４との間に接続された減算器６によって、補正信号を増幅器３の出力信号から減算することによって行うことができる。
【００２８】
補正信号の形成はデジタル制御装置７によって行われ、この制御装置に、デジタル制御されるアナログ増幅器８と、アナログ−デジタル変換器９との相互接続によって減算器６の出力信号が供給される。アナログ−デジタル変換器９は、この実施例ではトラッキング原理によって動作する。この変換器はこのために減算器１０を有しており、この減算器の一方の入力側は増幅器８の出力側に接続されている。減算器１０の出力側は比較器１２の入力側に結合されており、この比較器の別の入力側は基準電位１１に接続されている。比較器１２の出力側はカウンタ１３の制御入力側に接続されており、これによってカウンタ１３の計数方向が制御される。カウンタ１３はさらにクロック源４に接続されている。カウント結果は、カウンタ１３の出力側において取り出すことができ、バイナリ語としてデジタル−アナログ変換器１５に供給される。このデジタル−アナログ変換器はこのバイナリ語から相応するアナログ信号を形成する。このアナログ信号は減算器１０に導かれ、そこで制御可能な増幅器８の出力信号から減算される。減算器１０、比較器１２、カウンタ１３、クロック発生器１４およびデジタル−アナログ変換器１５は全体として、トラッキング原理にしたがって動作するアナログ−デジタル変換器９を形成する。つまりカウンタ１３の出力側のバイナリ語は、増幅器８の出力信号につねに追従する。これは、デジタル−アナログ変換器１５によってカウンタ１３の出力側のバイナリ語から発生した信号が増幅器８の出力側の信号よりも大きいかまたは小さいかに応じて、比較器１２がカウンタ１３の計数方向を変更し、これによりバイナリ語が増幅器８の出力側の信号に追従することによって行われる。
【００２９】
カウンタ１３の出力側のバイナリ語はさらに２つのピーク値検出器１６および１７に供給され、これらのうちの１つの検出器１６は相対的な最大値を、また別の検出器１７は相対的な最小値を決定する。相対的な最小値および最大値を介して決定された上および下の信号ピークは、中央値を計算する計算ユニットに供給され、これはこれらの信号ピーク値から例えば平均値を形成することによって入力信号のゼロ位置を決定する。このゼロ位置は、計算ユニット１８に後置接続された減算器１９によって基準値と比較される。この基準値は、同様に減算器１９に接続されている基準ユニット２０によって供給される。ここでこの基準値は、基準ユニット２０に前置接続されておりかつ減算器１９に後置接続されている基準制御ユニット２１によって変更される。ここでこの変更は、計算ユニットの値の絶対値が平均値に対して所定のあらかじめ設定した範囲外にある場合に基準値が変更されるのに応じて行われる。
【００３０】
減算器１９の出力側はさらにコントロールユニット２２に導かれており、このコントロールユニットは減算器１９の出力信号に依存して、これに後置接続されたデジタル−アナログ変換器２３に対する制御信号を形成する。ここでコントロールユニット２２は、デジタルの補正値を形成し、これはデジタル−アナログ変換器２３によってアナログの補正信号に変換される。つぎにこの信号は減算器６によって増幅器３の出力信号から減算される。
【００３１】
制御装置７はさらに制御ユニット２４を含んでおり、このユニットは出力側が制御可能な増幅器８の制御入力側に、また入力側がカウンタ１３の出力側に接続されている。制御ユニット２４は例えばシフトレジスタを含むことができ、その内容はカウンタ１３の出力側のバイナリ語によって形成され、このバイナリ語によって制御される。これによって全体としてバイナリ語の対数がカウンタ１３の出力側において得られる。
【００３２】
制御装置７の全体的な機能は実行制御部２５によって制御される。実行制御部２５はさらにタイマ２６ならびに監視装置２６に接続されている。監視装置２７は入力側が比較器４の出力側に接続されており、これによって出力側５を、タイマ２６によって設定された所定の時間内に信号変化が発生したか否かについて監視する。この時間に変化が検出されなかった場合には、増幅器３の出力信号において直流成分の新たな測定が行われる。
【００３３】
図２に示した本発明の方法の実施例ではまず、例えば評価すべき測定信号の増幅度を増幅部において閉ループ制御する。ここではまず最大の増幅度から出発して過制御時には過制御が発生しなくなるまで閉ループ制御する。さらにこの増幅度閉ループ制御では、測定信号が所定の値以下に低下した場合に、増幅度を上げるようにすることができる。つぎに相応して増幅されたこの測定信号から目下の信号経過を所定の時間窓にわたって求め、引き続いてこの信号経過から相対的な極値を決定する。つぎにこの相対的な極値から上および下の信号ピークを求める。これは例えば第１の相対的に極値を考慮せず、第２および後続の相対的な極値をはじめて評価することによって行われる。さらに周りの値から明らかに偏差する相対的な極値だけをする。このような評価値は例えば所定の時間窓内でエッジの傾きまたは振幅差分を評価することによって求められる。上および下の信号ピークを求めた後、第１の上または下の信号ピークを、障害安定性を高めるために抑圧する。引き続いて中央値、すなわち下および上のピーク間の精確に中央に位置する値を求める。中央値形成は、例えば算術平均の形成によって行うこともでき、これは下および上の信号ピークの振幅を加算して、これによって得られた和を２で除算することによって行われる。この後、例えば減算によって平均値と所定の基準値との偏差を求める。偏差が許容閾値寄りも大きい場合、引き続いて偏差を入力信号から減算する。さらに図２に示したように基準信号を追従することもできる。これは例えば、この偏差があらかじめ設定した所定の範囲外にあるか否かに依存して行うことができる。この偏差が許容閾値よりも大きくない場合、基準信号は追従されず、また偏差も入力信号から減算されない。
【００３４】
上記のステップを連続的に実行したり、所定の時間に行われるようにすることができる。さらに判定器の出力側を信号変化について監視することができる。これによって阻止されるのは、例えば偏差がエラーによって大きく、このために偏差を減算しても入力信号が極端な値を取ることである。これによって判定器はこの方向で「クリップ」されてしまうことになり、判定器の出力信号は測定信号が変わっても変更されないことになる。
【００３５】
図３に概略的に示した方法では、まず目下の信号経過を求め、つぎにこの信号経過から上および下の信号ピークを求め、最終的にこの上および下の信号ピークから中央値を計算する。この後、この中央値を基準値から減算することによって、中央値と基準値との偏差を決定する。続いてこの偏差を３つの範囲の１つに配属する。ここで第１の範囲には小さな偏差が含まれ、第２の範囲には中程度の偏差が含まれ、最後の第３の範囲には大きな偏差が含まれる。したがってまず検査されるのは、偏差が、小さな偏差を有する第１範囲に入るか否かである。入る場合には、補正値を０に等しく設定する。偏差がこの範囲に入らない場合には、これが中程度の偏差を有する範囲に入るか否かを検査する。これにも入らない場合には、補正値を偏差に等しく設定する。これに対して偏差が中程度の偏差の範囲に入ることが決定された場合には、偏差が正であるか否か、すなわち偏差が０よりも大きいか否かを検査する。偏差が０よりも大きい場合には補正値を正の一定値に等しく設定し、偏差が０よりも小さいか０に等しい場合には補正値を負の一定値に等しく設定する。最後にこのように設定した補正値を入力信号から減算する。ここで個々のステップは連続的もしくは順次に処理することができ、順次に処理する場合、補正値を入力信号から減算した後、目下の信号経過の検出が再び開始される。
【００３６】
図４に概略的に示した本発明の方法では、まず同様に目下の信号経過を求め、つぎに上および下の信号ピークを求める。これらの下および上の信号ピークから中央値を計算し、引き続いてこの中央値を基準値から減算して中央値と基準値との偏差を計算する。この後、この偏差が閾値よりも大きいか否かを検査する。大きい場合には、フラグをセットしかつ補正値を閾値に等しく設定する。これに対して偏差が閾値よりも小さいか等しい場合には、つぎのステップとして、偏差が、小さな閾値よりも小さいか否かを検査する。小さい場合、場合によってはセットされたフラグをリセットしかつ補正値を０に等しく設定する。偏差が小さな閾値よりも小さくない場合、引き続いてフラグがセットされているか否かを検査する。フラグがセットされている場合、補正値を偏差に等しく設定する。フラグがセットされていない場合、偏差が正であるか負であるかが検査される。これは偏差が０よりも大きいか否かを判定することによって行われる。０よりも大きい場合、補正値を正の一定値に等しく設定する。０よりも大きくない場合、補正値を負の一定値に等しく設定する。ここで正および負の一定値は絶対値が等しくてもよく、または所定の場合には異なっていてもよい。最後に、それぞれ設定した補正値を入力信号から減算する。個々のステップは上記と同様に連続的もしくは順次に処理され、所定の時間の後または直ちに新たに処理が開始される。
【００３７】
本発明の重要な様相は、測定値検出器と切換出力側との間の信号路ができるかぎり単純に維持されることである。有利には並列分岐路に制御可能な増幅器が設けられており、ここでその出力側は比較器の入力側に導かれており、これによって、比較器の別の入力側に接続されている、デジタル−アナログ変換器の出力側の出力信号との比較が行われる。このデジタル−アナログ変換器は、制御回路のロジックによって制御されて、発生する差分信号が比較器切換点の近くにとどまるようにする。このようにしていわゆるトラッキングアナログ−デジタル変換器が形成される。しかしながら任意の別のアナログ−デジタル変換器を使用することも可能である。しかしながらトラッキングアナログ−デジタル変換器には、これがわずかな回路技術的コストにおいても高い精度を有するという利点がある。回路技術的コストが少ないのは、例えば、フィルタおよび／またはサンプリング−ホールド素子を必要としないことによる。制御可能な増幅器の固定の増幅度から出発すると、アナログ−デジタル変換器において線形の伝達曲線が得られる。制御可能な増幅器の可変の増幅度を考慮すると、対数的な特性を有するアナログ−デジタル変換器が得られる。さらなる考察のために、この制御可能な増幅器がバイナリ値によって制御可能でありかつ個々の増幅係数がバイナリに段階付けられる（１，２，４，８，１６，…）ことを前提にする。これは必須ではないが、後続の計算に対してならびに実施に対して極めて有利である。それはファクタ２だけの増幅度の変化はバイナリ数をシフトすることにより簡単に対応付けかつ実施することができるからである。さらに制御可能な増幅器は、関心のある最小の入力信号が最大の増幅度で十分に精確に観察できるように設計する。また逆に最大の入力信号によって（この場合は最小の増幅度で）後続の回路部分が過制御されてはならない。
【００３８】
ここでこの制御可能な増幅器に後置接続されるデジタル−アナログ変換器は、評価すべき信号のデジタル化のために設けられている。したがって例えば６ビット幅のデジタル−アナログ変換器では６４の等間隔の値が得られる。増幅度を大きくしても同様に６４の等間隔の値が得られるが、ここでは入力信号のより小さい領域において等間隔の値が得られる。まとめるとこのことにより、極めて小さな信号（＝高い増幅度）ではバイナリコードが極めて密にあり、これに対して大きな信号（＝低い増幅度）ではコード間隔がより大きいという特性が得られる。したがってその都度の信号振幅に関して増幅度を適合させれば、分解能はつねにほぼ同一である。ここで前提としているのは、この信号はすでに直流成分をいくらか除かれていることである。したがって比較的分解能の低い変換器でも、小さな信号を十分に精確に観察することができる。このことは極めて有利である。それは低分解能の変換器の構造は、格段に簡単かつコスト的に有利であるからであり、さらに変換時間が格段に少ないからである。
【００３９】
以下ではセンサによって形成される信号が、任意の直流成分を有する交流信号であることを前提にする。ここでこの直流成分は交流信号それ自体の振幅よりも格段に大きいとすることができる。センサによって供給される信号は、上に説明したアナログ−デジタル変換器と制御可能な増幅器とにより十分に精確にデジタル化される。ここでは、制御装置に前置接続されているデジタル−アナログ変換器と、制御装置に後置接続されているデジタル−アナログ変換器との間の関係が既知であり、したがってコードを少なくとも近似的に相互に変換できることを前提にする。それから以下に説明する、基本的なステップを実行する：
１． 必要な場合には、システム出力側（例えば図１の比較器４の出力側）を遮断し、その後、目下の信号値をサーチする。これは、制御装置に後置接続されたデジタル−アナログ変換器と、比較器４とを（または制御装置に前置接続されたアナログ−デジタル変換器の出力値が０でありかつ有利には制御可能な増幅器の増幅度が高い場合に、制御装置に後置接続されたデジタル−アナログ変換器と、制御装置に前置接続された比較器とを）アナログ−デジタル変換器として切り換えることによって行われる。これはトラッキングアナログ−デジタル変換器の場合と同様に、または時間を節約するために漸近的な近似を有するアナログ−デジタル変換器の形態で行うことができる。変換過程の終わりには制御装置に後置接続されたデジタル−アナログ変換器に、目下の信号値に相応する値が記憶される。この値をまずこの信号の第１の直流成分としてみなす。これによって保証されるのは、実際の直流成分に依存せずに制御可能な増幅器を十分に高い増幅度に調整することができ、したがって信号を良好にデジタル化できることである。
【００４０】
２． つぎの過程ではこのようにして検出したデジタル信号値を解析し、最小値と最大値をサーチする。ここでは極値は、これが十分に強く際立っている場合に極値として採用する、すなわち最大値は、信号がその後明らかに小さくなる場合に最大値として採用する。相応のことが最小値に対しても当てはまる。この条件によって保護されるのは、ノイズまたはその他のシステム障害によって信号が誤ってしまうことである。ここでは第１の極値は抑圧される。それはこの極値は通例、真の極値ではなく、観察を開始する単なる曲線始点であるからである。この方法では小さな信号を見逃さないために最大の増幅度で開始される。制御装置に前置接続されたデジタル−アナログ変換器が頭打ちになると、オーバーフローが発生しなくなるまで増幅度を段階的に低下させる。場合によってはすでに見つけた極値を消去する。極値を同時に消去する領域遅延スイッチングのこの過程は、有利には自動的に以下の全方法ステップにおいて必要な場合に行われる。少なくとも１つの最小値と少なくとも１つの最大値が見つかった場合には、以下の方法ステップ３に移行する。
【００４１】
３． 見つかったこれらの最小値および最大値は、下および上の信号ピークとして評価され、これらから中央値を計算する。これに基づいてこの中央値と、所望の切換点を表す基準値との偏差を求める。制御装置に後置接続されたデジタル−アナログ変換器に対する出力語はこの偏差の分だけ補正される。つぎに比較器４の出力側をイネーブルする。理想的には、制御装置に後置接続されたデジタル−アナログ変換器は精確に調整され、したがって全体システムはただ１つの振動の後、較正される。しかし実際には、理想的でない回路技術に起因してオフセットは精確には行われなかったことを考慮に入れなければならない。したがってつぎに周期内に最小値と最大値からなる別の少なくとも１つの対を決定する。これによって得られた補正値が比較器４のエッジのきっかけになることができない場合、ステップ３を繰り返すかまたは別の場合にはつぎのエッジの到来を待つ。切換障害が予想される場合にはいつでも、所属の比較器を一時的に「ディスエーブル」して、制御の行われず得られる結果を阻止する。最小値と最大値を求める間に、信号振幅が所定の閾値を下回ることが決定される場合、補正値のつぎの変更時に制御可能な増幅器を、感度領域に切り換えることができる。ここでこの切換判断基準は有利には、感度領域において、領域オーバーフローに対して所定の安全なマージンが得られるように選択される。
【００４２】
ステップ３を連続して繰り返すことにより、場合によっては発生する直流成分の変化を求めて補償することができる。ここで考慮しなければならないのは、直流成分の各変化はステップ３において同時に切換閾値の跳躍を意味することである。したがって永続する跳躍的な変化に対して鋭敏に応動するシステムに対しては、以下の方法ステップをさらに行うことができる。
【００４３】
４． 直流成分が許容される所定の値を下回った場合、ステップ３を停止させる。直流成分の補正は、直流成分が上の境界を上回った場合に再度開始する。
【００４４】
５． 直流成分は最小限度に補正することもできる。この場合、直流成分を計算した値だけ補正するのではなく、バイナリ値１だけ補正する（インクリメントまたはデクリメントする）。
【００４５】
６． 択一的にはステップ３，４および５を組み合わせることができ、直流成分の大きさに応じて、ステップ３（直流成分が大きい）、ステップ５（直流成分は中程度）またはなにもしない（直流成分がない）のいずれかを実行するようにする。
【００４６】
７． 択一的にはステップ３，４および５を組み合わせることができ、最小の直流成分を下回った後、補正を停止し、所定の閾値を上回った場合にはステップ５を実行し、別の閾値を上回った場合にはステップ３を、停止閾値に再び到達するまで実行するようにする。
【００４７】
さらに付加的には必要に応じてつぎのようにすることができる。すなわち下の限界周波数を有するシステムでは、あらかじめ設定した所定の時間に測定信号が識別されない（比較器４の出力信号が変化しない）場合に、再度ステップ１を開始することができる。この場合に状況によっては、制御可能な増幅器を再度リセットする必要はない。このようにすることの目的は、重大なシステムエラー制御時にも回路を自動的に再び動作させることである。このような重大なシステム障害とは、有効信号がなくかつ同時に大きな直流成分ドリフトが発生し、この結果、復帰した有効信号が出力エッジも形成されない場合に発生する。したがって全体としてこの手段によって動作の安全性が向上される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による回路装置の１実施形態の回路図である。
【図２】 本発明の方法の第１実施形態に対する流れ図である。
【図３】 本発明の方法の第２実施形態に対する流れ図である。
【図４】 本発明の方法の第３実施形態に対する流れ図である。

Claims (19)

1. 入力信号に交流成分と共に含まれる直流信号を補償することにより、判定器の入力側に供給されるアナログの入力信号を補正する回路装置において、
   前記入力信号は、上および下の信号ピークを有しており、
   該信号ピーク間には、選択可能な固定の比があり、
   前記回路装置は、
   補償された入力信号によって制御されるアナログ−デジタル変換器および
   較正装置を有しており、該較正装置は、
   該アナログ−デジタル変換器に後置接続された、前記入力信号の上および下の信号ピークを決定するピーク検出器と、
   基準値を供給する、制御可能な基準ユニットと、
   ピーク検出器に後置接続された計算ユニットと、
   比較ユニットと、
   入力側が比較ユニットに後置接続されておりかつ出力側が判定器に結合されている第１コントロールユニットと、
   入力側が比較ユニットに後置接続されておりかつ出力側が基準ユニットに接続されている第２コントロールユニットとを有しており、
   前記計算ユニットによって、平均値が少なくとも１つの信号最小値と、少なくとも１つの信号最大値とから求められ、
   求められる当該平均値は、上および下の信号ピークの算術平均または前記の選択可能な固定の比によって重み付けした平均であり、
   前記比較ユニットによって、基準値と計算機とによって決定した平均値とが比較されることにより入力信号の信号位置が決定され、
   非対称の信号位置が比較ユニットによって検出された場合に、前記第１コントロールユニットによって補償信号の入力信号の直流成分が補償され、
   当該補償は、比較ユニットの出力側から決定された値が入力信号から減算されることによって行われ、
   前記第２コントロールユニットによって、比較ユニットの出力信号とは逆に基準値が追従され、決定した平均値と基準値との差分が新たな基準値の形成に使用され、平均値に対する計算ユニットと、比較ユニットまたは比較ユニットの出力側との間に、計算した平均値をスケーリングする手段が設けられていることを特徴とする、
   判定器の切換点を較正する回路装置。
2. 入力側が比較ユニットの後置接続されておりかつ出力側が基準ユニットに接続されている、基準値を逆に追従する前記の第２コントロールユニットは、平均値に対する計算ユニットにおける値の絶対値が、あらかじめ設定した所定の範囲外にある場合かつ当該場合にだけ、基準値に追従する
   請求項１に記載の回路装置。
3. アナログの制御可能な増幅器が、補償された入力信号に後置接続されておりかつ前記較正装置に前置接続されており、
   該増幅器の制御入力側は、較正装置の制御出力側に接続されており、これによって前記増幅器の増幅度の制御が、アナログ−デジタル変換器の出力側における瞬時値に依存して行われる
   請求項１または２に記載の回路装置。
4. 前記較正装置は、デジタル信号処理の手段を有しており、
   較正装置にアナログ−デジタル変換器が前置接続されており、かつデジタル−アナログ変換器が後置接続されている
   請求項１から３までのいずれか１項に記載の回路装置。
5. 前記増幅器の増幅度がバイナリ語によって制御される
   請求項３または４に記載の回路装置。
6. 前記入力信号は下の限界周波数を有しており、
   判定器の出力側は較正装置に接続されており、
   較正装置は、判定器に対する監視装置と、タイマとを有しており、
   較正装置は、判定器の出力側を信号変化について監視し、
   タイマによって決定された時間だけ信号変化が停止すると、直流成分の決定が開始される
   請求項１から５までのいずれか１項に記載の回路装置。
7. 判定器の入力側に供給されるアナログの入力信号を補正する方法であって、
   前記の補正を、入力信号に交流成分と共に含まれる直流信号を補償することによって行い、
   前記入力信号は、上および下の信号ピークを有しており、
   該信号ピーク間には、選択可能な固定の比がある形式の、判定器の入力側に供給されるアナログの入力信号を補正する方法において、
   ａ） 補償された入力信号の目下の信号経過をデジタル化によって求め、
   ｂ） 当該信号経過における信号最小値と信号最大値を求め、
   ｃ） 平均値を少なくとも１つの信号最小値と少なくとも１つの信号最大値とから計算し、決定された平均値は、上または下の信号ピークの算術平均または前記の選択可能な固定の比によって重み付けした平均であり、
   ｄ） 入力信号の直流成分を表す、前記平均値と所定の目標値との偏差を計算し、
   ｅ） 当該偏差を第１コントロールユニットによって入力信号から減算し、
   ｆ） 基準値を、第２コントロールユニットによって、比較ユニットの出力信号とは逆に追従することを特徴とする
   判定器の入力側に供給されるアナログの入力信号を補正する方法。
8. 連続的に、
   ａ） 入力信号の目下の信号経過をその都度求め、
   ｂ） つぎにその都度の信号経過における信号最小値および信号最大値を求め、
   ｃ） つぎに請求項７の平均値を、前記の信号最小値および信号最大値から計算し、
   ｄ） つぎに平均値と所定の目標値との偏差を計算し、
   ｅ） つぎに当該偏差を入力信号から減算する
   請求項７に記載の方法。
9. ａ） 連続的に入力信号の目下の信号経過をその都度求め、
   ｂ） つぎに連続的にその都度の信号経過における信号最小値および信号最大値を求め、
   ｃ） つぎに連続的に請求項７の平均値を、前記の信号最小値および信号最大値から計算し、
   ｄ） つぎに連続的に平均値と所定の目標値との偏差を計算し、
   ｅ） つぎに連続的に当該偏差と許容閾値とを比較し、
   ｆ） 前記偏差を、絶対値が前記許容閾値を上回った場合に入力信号から減算する
   請求項７に記載の方法。
10. ａ） 連続的に入力信号の目下の信号経過をその都度求め、
    ｂ） つぎに連続的にその都度の信号経過における信号最小値および信号最大値を求め、
    ｃ） つぎに連続的に請求項７の平均値を、前記の信号最小値および信号最大値から計算し、
    ｄ） つぎに連続的に平均値と所定の目標値との偏差を計算し、
    ｅ） つぎに連続的に当該偏差とゼロとを比較し、
    ｆ） 所定の一定値を、偏差がゼロよりも大きい場合には入力信号から減算し、偏差がゼロよりも小さい場合には入力信号に加算する
    請求項７に記載の方法。
11. ａ） 連続的に入力信号の目下の信号経過をその都度求め、
    ｂ） つぎに連続的にその都度の信号経過における信号最小値および信号最大値を求め、
    ｃ） つぎに連続的に請求項７の平均値を、前記の信号最小値および信号最大値から計算し、
    ｄ） つぎに連続的に平均値と所定の目標値との偏差を計算し、
    ｅ） つぎに連続的に当該偏差とゼロとを比較し、
    ｆ） つぎに連続的に前記偏差を、当該偏差の値に応じて大きな偏差、中程度の偏差および小さな偏差に対する３つの範囲のうちの１つに配属し、
    ｇ） 前記偏差がいずれの範囲に配属されたかに応じてそれぞれ、偏差を減算するか、一定値を減算するかまたは何も減算しない
    請求項７に記載の方法。
12. ａ） 連続的に入力信号の目下の信号経過をその都度求め、
    ｂ） つぎに連続的にその都度の信号経過における信号最小値および信号最大値を求め、
    ｃ） つぎに連続的に請求項７の平均値を、前記の信号最小値および信号最大値から計算し、
    ｄ） つぎに連続的に平均値と所定の目標値との偏差を計算し、
    ｅ） つぎに連続的に当該偏差とゼロとを比較し、
    ｆ） つぎに連続的に前記偏差を、大きな閾値および小さな閾値と比較し、
    ｇ） 前記の小さな閾値を下回った場合には入力信号を変更しないままにし、
    前記の小さな閾値を上回った場合には連続的に一定値を、偏差がゼロよりも小さければ入力信号に加算し、または偏差がゼロよりも大きければ減算し、
    前記の大きな閾値を上回った場合には、前記の小さな閾値を再び下回るまで、偏差を入力信号から連続的に減算する
    請求項７に記載の方法。
13. 前記入力信号は、下の限界周波数を有しており、
    判定器の出力信号を信号変化について監視し、
    所定の時間だけ信号変化が停止されると、直流信号の新たな決定を開始する
    請求項７から１２までのいずれか１項に記載の方法。
14. 判定器の出力側を較正中に遮断する
    請求項７から１３までのいずれか１項に記載の方法。
15. 信号経過における相対的な極値を、信号経過が極値にて所定の値だけ変化した場合にだけピーク値として採用する
    請求項７から１４までのいずれか１項の方法。
16. 第１信号ピークを評価せず、
    後続する１つまたは複数の信号ピークだけを評価する
    請求項７から１５までのいずれか１項に記載の方法。
17. 前記信号経過を、最大値および最小値を決定する前に増幅し、ここで当該増幅は、まず増幅度を大きくし、過制御の場合には過制御がなくなるまで増幅度を小さくするように行われる
    請求項７から１６までのいずれか１項に記載の方法。
18. 信号振幅を決定して振幅閾値と比較し、
    信号振幅が所定の値を下回る場合に信号を比較的高い増幅度で増幅する
    請求項７から１７までのいずれか１項に記載の方法。
19. 前記の信号最小値と信号最大値との平均値を、式Ｍ＝（ｘ×Ａ＋ｙ×Ｂ）／（ｘ＋ｙ）にしたがって、重み付けされた平均値を形成することによって決定し、ここでＡは信号最大値であり、Ｂは信号最小値であり、ｘ，ｙは重み付け係数である
    請求項７から１８までのいずれか１項に記載の方法。

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