EP0563770B1 - Elektronisches Vorschaltgerät - Google Patents

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Publication number
EP0563770B1
EP0563770B1 EP93104834A EP93104834A EP0563770B1 EP 0563770 B1 EP0563770 B1 EP 0563770B1 EP 93104834 A EP93104834 A EP 93104834A EP 93104834 A EP93104834 A EP 93104834A EP 0563770 B1 EP0563770 B1 EP 0563770B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
capacitor
resistor
inductance
fuse
fluorescent lamp
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP93104834A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0563770A1 (de
Inventor
Johannes Frücht
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cooper Crouse Hinds GmbH
Original Assignee
CEAG Sicherheitstechnik GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by CEAG Sicherheitstechnik GmbH filed Critical CEAG Sicherheitstechnik GmbH
Publication of EP0563770A1 publication Critical patent/EP0563770A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0563770B1 publication Critical patent/EP0563770B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2855—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against abnormal lamp operating conditions

Definitions

  • the invention relates to an electronic ballast (EVG) according to the preamble of claim 1.
  • ballast is from the EP 0 257 600 B1 has become known; this ballast is specially designed for protection type "m" according to the European standard EN 50028 been.
  • the one realized and described there Circuit can be used with a single ballast for a fluorescent lamp as well as for a double ballast can be used for two fluorescent lamps.
  • This device is as follows: The mains voltage passes through a passive harmonic filter, after that rectified and sieved with a condenser. This DC voltage either becomes self-oscillating Half-bridge resonant circuit converter, as in EP 0 257 600 B1, or two independent, self-oscillating half-bridge resonant circuit converter provided, whose oscillation frequency is greater than or equal to 20 kHz and supplies the fluorescent lamp or lamps or supply.
  • the devices for use in hazardous areas in a certain type of protection e.g. B. in a sand encapsulation or encapsulation.
  • a certain type of protection e.g. B. in a sand encapsulation or encapsulation.
  • a single-pin fluorescent lamp with only a single pin as well as with a two-pin fluorescent lamp a special rotary socket, which these two pins Shorting in the socket is preheating the electrodes not allowed and also not technically possible.
  • preheatable electrodes are an ignition source for flammable gases that would cause explosions of the surrounding atmosphere when the vitreous breaks Fluorescent lamp could lead.
  • the safe ignition will in such lights because of the lack of preheating compensated by a higher starting voltage.
  • the resonant circuit according to EP 0 257 600 B1 a capacitor parallel to the fluorescent lamp, and the Parallel connection of the capacitor with the fluorescent lamp is a choke and a coupling capacitor (in the patent with L1 or C11) connected upstream; in the execution according to EP 0 257 600 B1 must a lamp fuse should be provided for the lamp.
  • the object of the invention is an electronic ballast of the type mentioned at the beginning, which complies with and complies with explosion protection regulations the familiar in the function and mode of action and significantly improved in particular with regard to security has been.
  • the winding be used to increase the line resistance, so the maximum current through the input fuses can be reduced.
  • the line resistance can also be done with a resistor in series with the fuse is switched and according to EN 50028 as safe component is designed, or by another limit safe component.
  • EN 50028 as safe component is designed, or by another limit safe component.
  • the passive harmonic filter lies in the circuits of the fuses part of the so-called harmonic choke. This sets consist of an inductive and an ohmic component together.
  • the ohmic part of the windings can be used when the harmonic choke is considered safe Component is executed. Accordingly, the harmonic choke trained in "increased safety" according to EN 50019 and the ohmic part of the windings is like this rated that the fuses instead of 4000 amps and only have to switch off only 35 amps.
  • each controllable Switch there is a resistor, the current limit of the current flowing to the base.
  • a resistor the current limit of the current flowing to the base.
  • these resistors warmed. Accordingly, according to claim 3 one of these resistors a temperature sensitive fuse in the form of a PTC thermistor or a temperature fuse assigned.
  • this resistance carries too high a current, it leads that to a heating of the resistance, and with one Inadmissibly high heating increases the resistance value the PTC thermistor or releases the temperature fuse and interrupts the control to the controllable Switches so that the lamp current is switched off. If a double ballast is provided, only one Branch broken and the other branch can be normal continue working. If a PTC thermistor is provided, can after replacing the defective fluorescent lamp, the defective one Continue branching normally.
  • ballast If the ballast is potted, then it is on make sure, for example, in the event of a defective shutdown no unacceptable warming may occur. This will do so avoided that according to claim 4 electrically in Row of input fuses between these and the Inductors and thermally-spatially the controllable A temperature-sensitive fuse element is assigned to each switch is provided, which is mechanical with the cooling lugs of the controllable switches is connected.
  • the only figure shows a circuit arrangement, in which the invention is implemented.
  • the network input is shown on the left with the network terminals L and N, to each of which a fuse F1 and F2 is connected, to which a passive harmonic filter, generally designated by the reference number 20, connects that consists of an inductor L 4 and a capacitor C. 1 exists.
  • a temperature-sensitive fuse F 3 is located between the fuse F 1 and the inductance L 4 of the harmonic filter 20 and in series therewith.
  • In parallel with this capacitor C 1 there is a resistor R 23 and in parallel with the resistor R 23 there is a rectifier circuit V 1 , which is designed as a two-way rectifier and shows a bridge circuit of four diodes.
  • capacitors C 2 and C 3 are capacitors between the network terminal L and earth (identified by the usual earth symbol) behind the resistor R 23 , and between that of the network terminal N and earth, before the resistor R 23 .
  • Parallel to the rectifier circuit V1 is an electrolytic capacitor C 12 and, in turn, a series circuit of two resistors R 21 and R 1 and a capacitor C 5 ; for this purpose, a series circuit comprising a resistor R 2 and a capacitor C 4 is in turn connected in parallel.
  • a line 12 is connected between the resistor R 1 and the capacitor C 5 , which contains a first limiting resistor R 4 and a diode V 6 and which is connected to a resonant circuit 13 (see below). Between the first limiting resistor R 4 and the anode of the diode V 6 is connected one leg of a threshold switch V 7 designed as a diac, the other leg of which is connected to the base of a first controllable switch V 26 .
  • a line 11 connects between the resistor R 2 and the capacitor C 4 , in which a series connection of a resistor R 3 and a diode V 5 is connected and which is connected to the base of a second controllable switch V 25 .
  • the cathode of the diode V 5 connects to the resistor R 3 .
  • a line 14 which, with the interposition of a second limiting resistor R 10 , a temperature fuse F 4 and a Zener diode V 14, is likewise connected to the base thereof of the second controllable switch V 25 with its array.
  • this line 14 there is an auxiliary winding L 12 of a limiting choke L 1 (see below) and an inductor L 2 , which is connected in series with the auxiliary winding L 12 .
  • a resistor R 7 is located parallel to the series connection of the inductor L 2 and the auxiliary winding L 12 and the second limiting resistor R 10 is connected in series with the inductor L 12 .
  • a diode V 9 and a Zener diode V 10 are connected between the connection point of the resistor R 7 to the line section 14 and the resistor R 10 .
  • a resistor R 61 is connected and a series connection of two resistors R 11 and R 62 , the resistor R 11 being connected to the line 14.
  • the common connection point of the Zener diode V 10 and the resistors R 61 and R 62 is connected via a Zener diode V 30 and a resistor R 8 and a further Zener diode V 4 with its cathode to the positive pole of the rectifier circuit V 1 .
  • the common connection point of the resistors R 61 and R 62 and the Zener diode V 10 is connected to the base of a transistor V 24 , the collector of which is connected between the temperature-sensitive fuse element F 4 and the cathode of the Zener diode V 14 on line 14 and whose emitter is on the line 12 connects.
  • a diode V 11 In parallel to the collector-emitter path of transistor V 24 there is a diode V 11 with its cathode on the collector.
  • An electrolytic capacitor C 13 and a resistor R 9 are connected in parallel with the Zener diode V 14 .
  • a capacitor C 7 is located between the base of transistor V 24 and the emitter of controllable switch V 25 .
  • a diode V 13 is located parallel to the collector of transistor V 25 and the positive pole of rectifier V 1 .
  • a diode V 12 is connected between the positive pole of the rectifier circuit V 1 and the collector of the controllable switch V 25 .
  • the cathode of the diode V 12 closes at the collector of the switch V 25 and that of the diode V 13 at its emitter.
  • the cathode of a diode V 18 and the first controllable switch V 26 whose emitter is connected to the negative pole of the rectifier circuit V 1, are connected to the emitter of the controllable switch V 25 or to the line 12.
  • the base of the controllable switch V 26 also connects via a line 15 to the negative pole of the rectifier V 1 , in which line 15 a Zener diode V 17 with its anode at the base of the switch V 26 , a resistor R 15 , a further inductance L 3 and a second auxiliary winding of the limiting choke L 1 connects.
  • a resistor R 13 is located in parallel with the series connection of the inductance L 3 and the second auxiliary winding L 11 .
  • the series connection of two resistors R 14 and R 65 is also parallel to the resistor R 64 , R 14 being connected to the cable 15; the common connection point of the resistor R 14 and the cathode of the diode V 16 is connected to the base of a transistor V 27 ;
  • a diode V 20 is located parallel to its collector-emitter path, the collector being connected between the resistor R 15 and the Zener diode V 17 on the line 15 and the emitter of the transistor V 27 at the negative pole of the rectifier V 1 .
  • a capacitor C 8 is connected between the base of transistor V 27 and the emitter of controllable switch V 26 .
  • the threshold switch or the diac V 7 is connected between the Zener diode V 17 and the base of the controllable switch V 26 and in parallel with the Zener diode V 17 there is an electrolytic capacitor C 14 and in parallel with a resistor R 16 .
  • the resonant circuit 13 is formed from a capacitance C 10 , which is connected in parallel to the fluorescent lamp 10, and the limiting choke L 1, which is in series therewith and is located in the line 12;
  • a capacitor C 9 is connected in parallel with the collector-emitter path of the controllable switch V 26 or the diode V 19 , and a capacitor C 11 is located between the capacitor C 10 and the limiting inductor L 1 .
  • a series connection of a diode V 21 , a Zener diode V 22 and a resistor R 18 connects, the other leg of which is divided into three lines 16, 17, 18, of which the line 16 a threshold switch V 23 and a resistor R 19 , the line 17 have a resistor R 20 and the line 18 have an electrolytic capacitor C 15 ; whose other legs are again connected to the negative pole of the rectifier circuit V 1 .
  • the gate of a thyristor V 8 is connected to the free leg of the resistor R 19 via a line 19; There is a resistor R 5 between the gate and the cathode and a capacitor C 6 in parallel therewith and the anode is connected between the resistor R 2 and the capacitor C 4 .
  • Resistor R 10 is assigned a temperature-sensitive fuse F 4 in the form of a PTC thermistor or a thermal fuse.
  • the fuse F 3 is thermally and spatially assigned to the controllable switches V 25 and V 26 , as indicated by the broken line 23 and the edges 21 and 22.
  • the fuse F 3 is assigned to the cooling vanes of the controllable Schlater V 25 , V 26 .
  • Mains voltage is present at the network terminals L, N.
  • the mains voltage is filtered in the harmonic filter formed from the inductor L 4 and the capacitor C 1 , rectified in the rectifier circuit V 1 and sieved through the capacitor C 12 , which is designed as an electrolytic capacitor.
  • the capacitor C 5 charges via the resistors R 1 and R 21 .
  • the diac V 7 switches through and outputs a current pulse limited by the resistor R 4 on the basis of the controllable switch V 26 , which is designed as a transistor, so that it becomes briefly conductive.
  • the capacitor C 9 had previously been charged to the rectified mains voltage via the resistors R 17 and R 12 . Due to the short-term conduction of the transistor V 26 , the resonant circuit 13, which contains the inductance or the limiting inductor L 1 and the capacitance C 10 , is triggered from the capacitor C 9 with the aid of the capacitor charging.
  • the limiting inductor L 1 has the control windings L 11 and L 12 , which are switched when the resonant circuit vibrations begin so that the transistors V 26 , V 25 alternately become conductive. As a result, the circuit continues to oscillate independently and, owing to the high resonance voltage at the capacitor C 10 , the fluorescent lamp 10 is ignited. The lamp current is limited by the limiting choke L 1 .
  • the reactive current from the limiting choke L 1 flows back to the capacitor C 12 via the diodes V 13 , V 19 .
  • the diodes V 12 and V 18 prevent the inverse operation of the transistors V 25 and V 26, respectively. If the resonant circuit vibrates, then further control signals are suppressed since the capacitor C 5 is continuously discharged via the diode V 6 in time with the oscillation frequency.
  • the voltage coming from the limiting choke L 1 results in a current through the inductance L 3 , the resistors R 15 and R 16 into the base of the transistor V 26 .
  • the voltage drop across resistor R 16 charges capacitor C 14 , which is limited by Zener diode V 17 to a voltage value which is approximately 5.6 volts.
  • the capacitor C 8 charges via the resistors R 64 , R 15 , R 14 and R 65 .
  • the transistor V 27 becomes conductive and, with the aid of the capacitor charge of the capacitor C 14 , switches a negative voltage to the base of the transistor V 26 , which changes into the blocking state, as a result of which the voltage direction at the Inductor L 1 reverses, so that the winding of the limiting inductor switches a positive voltage, which then controls the other transistor V 25 in the conductive state.
  • the resistors R 11 and R 14 are wire jumpers and are used to adjust the power of the electronic ballast. If the output power is too low, the wire bridges are severed, as a result of which the charging time of the capacitor C 8 is increased and the frequency is reduced. This results in a higher output current or a higher output power of the electronic ballast.
  • the capacitor C 15 charges via the diode V 21 , the diode V 22 and the resistor R 18 . After about three seconds, a voltage of 32 volts is reached, so that the diac breaks through V 23 and a current pulse flows, which flows through the resistor R 19 into the gate of the thyristor V 8 , which is turned on and through the resistor R 3 and the diode V 5 switches the transistor V 25 into the blocking state. As a result, the converter is switched off, thereby avoiding an impermissibly long voltage load on the lines coming from the ballast.
  • the holding current for the thyristor V 8 supplies the rectified mains voltage via the resistor R 2 . After briefly interrupting the terminals L, N, the device is ready to start again.
  • the voltage time area of the bre limiting choke L 1 on the control windings L 11 and L 12 is measured with the aid of an integration element which consists of the two components, the resistor R 64 and the capacitor C 8 , is composed, measured.
  • the result is that when the DC voltage increases due to the higher mains voltage, the transistor V 26 is switched off earlier. A relatively stable oscillation frequency of the transducer is thus achieved.
  • the Zener diodes V 2 , V 3 and the resistor R 6 serve as a further measure for stabilizing the lamp and thus also the luminous flux. If the Zener voltage is exceeded, an additional current flows into the capacitor C 8 . As a result, transistor V 27 becomes more conductive and switches transistor V 26 off earlier. In the control circuit of the transistor V 25 , the diode V 4 , V 30 and the resistor R 8 do this. As a result, the oscillation frequency changes as the input voltage increases, which means that the lamp current remains relatively stable.
  • the switched between the fuse F 1 and the inductance L 4 fuse F 3 is connected in accordance with thermally-spatially the line of action 23 to the controllable switches V 25 and V 26, so that heating of the two control switches V 25 and V 26 leads to the fuse responding.
  • a temperature-limiting element F 4 which can also be either a fuse or a PTC thermistor, so that the controllable switch V 25 is switched off.
  • the capacitor C 11 which is designed according to the invention as a safe capacitor and thus as a film capacitor, helps to make the resonance circuit 13 safe, so that a fuse, such as is present in the ballast according to EP 0 257 600 A1, can be omitted .

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät (EVG) nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Ein derartiges elektronisches Vorschaltgerät ist aus der EP 0 257 600 B1 bekannt geworden; dieses Vorschaltgerät ist speziell für die Schutzart "m" nach der europäischen Norm EN 50028 konzipiert worden. Die dort realisierte und beschriebene Schaltung kann sowohl bei einem Einfach-Vorschaltgerät für eine Leuchtstofflampe als auch bei einem Doppel-Vorschaltgerät für zwei Leuchtstofflampen eingesetzt werden.
Die Funktion dieses Gerätes ist wie folgt: Die Netzspannung durchläuft ein passives Oberwellenfilter, wird danach gleichgerichtet und mit einem Kondensator gesiebt. An dieser Gleichspannung wird entweder ein selbstschwingender Halbbrücken-Resonanzkreiswandler, wie in der EP 0 257 600 B1 beschrieben, oder es werden zwei unabhängige, selbstschwingende Halbbrücken-Resonanzkreiswandler vorgesehen, deren Schwingfrequenz größer oder gleich 20 kHz ist und die Leuchtstofflampe bzw. -lampen versorgt bzw. versorgen.
Gemäß den geltenden Explosionsschutzvorschriften müssen die Geräte zum Einsatz in explosionsgefährdeten Bereichen in einer bestimmten Zündschutzart, z. B. in einer Sandkapselung oder Vergußkapselung, ausgeführt sein. Sowohl bei einer Einstift-Leuchtstofflampe mit nur einem Einzelstift, als auch bei einer Zweistift-Leuchtstofflampe mit einer speziellen Drehfassung, welche diese beiden Stifte in der Fassung kurzschließt, ist ein Vorheizen der Elektroden nicht erlaubt und auch technisch nicht möglich. Dies liegt daran, daß vorheizbare Elektroden eine Zündquelle für entzündbare Gase wären, die zu Explosionen der umgebenden Atmosphäre beim Bruch des Glaskörpers der Leuchtstofflampe führen könnten. Das sichere Zünden wird bei derartigen Leuchten wegen der fehlenden Vorheizung durch eine höhere Startspannung ausgeglichen.
Der Resonanzschwingkreis nach der EP 0 257 600 B1 besitzt parallel zur Leuchtstofflampe einen Kondensator, und der Parallelschaltung des Kondensators mit der Leuchtstofflampe ist eine Drossel und ein Koppelkondensator (in der Patentschrift mit L1 bzw. C11 bezeichnet) vorgeschaltet; bei der Ausführung nach der EP 0 257 600 B1 muß vor der Lampe eine Lampensicherung vorgesehen sein.
Wenn nun das elektronische Vorschaltgerät vergossen werden soll, dann ist es bei einer Vergußkapselung nach EN 50028 notwendig, daß die Eingangssicherungen ein Schaltvermögen von größer oder gleich 4000 Ampere aufweisen.
Darüberhinaus ist auch notwendig, daß beispielsweise bei einer defekten Abschaltung eine unzulässige Erwärmung nicht auftreten darf.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein elektronisches Vorschaltgerät der eingangs genannten Art zu schaffen, welches den Explosionsschutz-Vorschriften genügt und gegenüber dem Bekannten in der Funktion und Wirkungsweise und insbesondere bezüglich der Sicherheit erheblich verbessert worden ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches 1.
Wenn der Koppelkondensator als sog. sicheres Bauteil gemäß EN 50028 ausgeführt ist, kann die in Reihe zur Leuchtstofflampe befindliche Lampensicherung entfallen. Damit wird eine Vereinfachung des Vorschaltgerätes erzielt.
Dabei ist der Koppelkondensator in Form eines sicheren Folienkondensators ausgebildet.
Eingangs ist erwähnt, daß die Eingangssicherungen ein Schaltvermögen von größer oder gleich 4000 Ampere aufweisen müssen.
Wenn nun die im Eingangsschaltkreis in Reihe zu den Eingangssicherungen befindliche Induktivität so ausgebildet ist, wie in Anspruch 2 dargestellt, dann kann die Wicklung zur Erhöhung des Leitungswiderstandes benutzt werden, so daß der maximale Strom durch die Eingangssicherungen herabgesetzt werden kann. Den Leitungswiderstand kann man auch durch einen Widerstand, der in Reihe mit der Sicherung geschaltet ist und nach der EN 50028 als sicheres Bauelement ausgelegt ist, oder durch ein anderes sicheres Bauelement begrenzen. Durch das passive Oberwellenfilter liegt in den Stromkreisen der Sicherungen jeweils ein Teil der sog. Oberwellendrossel. Diese setzt sich aus einer induktiven und einer ohmschen Komponente zusammen. Der ohmsche Anteil der Wicklungen kann ausgenutzt werden, wenn die Oberwellendrossel als sicheres Bauelement ausgeführt ist. Demgemäß wird die Oberwellendrossel in "erhöhter Sicherheit" nach EN 50019 ausgebildet und dabei ist der ohmsche Anteil der Wicklungen so bemessen worden, daß die Sicherungen anstatt 4000 Ampere und mehr lediglich nur noch 35 Ampere abzuschalten haben.
In der Steuerschaltung für die Basis jedes steuerbaren Schalters befindet sich je ein Widerstand, der der Strombegrenzung des zur Basis fließenden Stromes dient. In einem Fehlerfall, wenn z. B. die Lampe defekt ist, werden wegen zu hohen Stromes zur Basis der steuerbaren Schalter diese Widerstände erwärmt. Demgemäß ist nach Anspruch 3 einem dieser Widerstände eine temperaturempfindliche Sicherung in Form eines Kaltleiters oder einer Temperatursicherung zugeordnet.
Führt dieser Widerstand einen zu hohen Strom, so führt das zu einer Erwärmung des Widerstandes, und bei einer unzulässig hohen Erwärmung erhöht sich der Widerstandswert des Kaltleiters bzw. löst die Temperatursicherung aus und unterbricht die Ansteuerung zu den steuerbaren Schaltern, so daß der Lampenstrom abgeschaltet wird. Wenn ein Doppel-Vorschaltgerät vorgesehen ist, wird nur ein Zweig unterbrochen und der andere Zweig kann normal weiterarbeiten. Wenn ein Kaltleiter vorgesehen ist, kann nach Erneuerung der defekten Leuchtstofflampe der defekte Zweig wieder normal weiterarbeiten.
Wenn das Vorschaltgerät vergossen ist, dann ist darauf zu achten, daß beispielsweise bei einer defekten Abschaltung keine unzulässige Erwärmung auftreten darf. Dies wird dadurch vermieden, daß gemäß Patentanspruch 4 elektrisch in Reihe zu den Eingangssicherungen zwischen diesen und den Induktivitäten und thermisch-räumlich den steuerbaren Schaltern zugeordnet je ein temperaturempfindliches Sicherungselement vorgesehen ist, welches mechanisch mit den Kühlfahnen der steuerbaren Schalter verbunden ist.
Wenn nun die z. B. als Transistoren ausgebildeten steuerbaren Schalter durch einen Fehlerfall, der nicht durch die Kaltleiter/Temperatursicherungen an den Basiswiderständen geschützt ist, zu stark erwärmt werden, so löst die entsprechende, den Kühlfahnen der steuerbaren Schalter zugeordnete Temperatursicherung aus und unterbricht die Stromversorgung für das Vorschaltgerät irreversibel.
Anhand der Zeichnung, in der ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt ist, soll die Erfindung näher erläutert und beschrieben werden.
Es zeigt die einzige Figur eine Schaltungsanordnung, bei der die Erfindung verwirklicht ist.
Mit dem elektronischen Vorschaltgerät wird eine Einstiftsockel-Leuchtstofflampe 10 betrieben.
In der Figur 1 ist links der Netzeingang mit den Netzklemmen L und N dargestellt, an denen jeweils eine Schmelzsicherung F1 und F2 angeschlossen ist, an die ein insgesamt mit der Bezugsziffer 20 bezeichnetes passives Oberwellenfilter anschließt, daß aus einer Induktivität L4 und einem Kondensator C1 besteht. Zwischen der Schmelzsicherung F1 und der Induktivität L4 des Oberwellenfilters 20 und in Reihe mit diesem befindet sich eine temperaturempfindliche Sicherung F3. Parallel zu diesem Kondensator C1 befindet sich ein Widerstand R23 und parallel zu dem Widerstand R23 eine Gleichrichterschaltung V1, die als Zweiwege-Gleichrichter ausgebildet ist und eine Brückenschaltung von vier Dioden zeigt. Zwischen der Netzklemme L und Erde (gekennzeichnet durch das übliche Erdungssymbol) hinter dem Widerstand R23, und zwischen dem der Netzklemme N und Erde, vor dem Widerstand R23, befinden sich je ein Kondensator C2 und C3.
Parallel zu der Gleichrichterschaltung V1 ist ein Elektrolytkondensator C12 und hierzu wiederum parallel eine Reihenschaltung aus zwei Widerständen R21 und R1 und einem Kondensator C5; hierzu ist wiederum parallel eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R2 und einem Kondensator C4 geschaltet.
Zwischen dem Widerstand R1 und dem Kondensator C5 ist eine Leitung 12 angeschlossen, die einen ersten Begrenzungswiderstand R4 und eine Diode V6 enthält und die mit einem Resonanzschwingkreis 13 (siehe weiter unten) verbunden ist. Zwischen dem ersten Begrenzungswiderstand R4 und der Anode der Diode V6 schließt ein Bein eines als Diac ausgebildeten Schwellwertschalters V7 an, dessen anderes Bein an die Basis eines ersten steuerbaren Schalters V26 angeschaltet ist. Zwischem dem Widerstand R2 und dem Kondensator C4 schließt eine Leitung 11 an, in der eine Reihenschaltung eines Widerstandes R3 und einer Diode V5 geschaltet und die an der Basis eines zweiten steuerbaren Schalters V25 angeschlossen ist. Die Kathode der Diode V5 schließt am Widerstand R3 an. Hinter der Diode V6, also kathodenseitig schließt ein Leitungszug 14 an, der unter Zwischenfügung eines zweiten Begrenzungswiderstandes R10, einer Temperatursicherung F4 und einer Zenerdiode V14 ebenfalls mit deren Anorde mit der Basis des zweiten steuerbaren Schalters V25 verbunden ist. In dieser Leitung 14 befindet sich eine Hilfswicklung L12 einer Begrenzungsdrossel L1 (siehe weiter unten) und eine Induktivität L2, die mit der Hilfswicklung L12 in Reihe geschaltet ist. Parallel zu der Reihenschaltung der Induktivität L2 und der Hilfswicklung L12 befindet sich ein Widerstand R7 und in Reihe mit der Induktivität L12 der zweite Begrenzungswiderstand R10. Zwischen dem Anschlußpunkt des Widerstandes R7 an dem Leitungszug 14 und dem Widerstand R10 befinden sich eine Diode V9 und eine Zenerdiode V10, wobei die Anode der Diode V9 am Leitungszug 14 und deren Kathode mit der Kathode der Zenerdiode V10 verbunden sind. Parallel hierzu ist ein Widerstand R61 geschaltet sowie eine Reihenschaltung zweier Widerstände R11 und R62, wobei der Widerstand R11 an dem Leitungszug 14 angeschlossen ist. Der gemeinsame Anschlußpunkt der Zenerdiode V10 und der Widerstände R61 und R62 ist über eine Zenerdiode V30 und einen Widerstand R8 sowie einer weiteren Zenerdiode V4 mit deren Kathode an den Pluspol der Gleichrichterschaltung V1 angeschlossen ist. Der gemeinsame Anschlußpunkt der Widerständes R61 und R62 sowie der Zenerdiode V10 ist an der Basis eines Transistors V24 angeschlossen, dessen Kollektor zwischen dem temperaturempfindlichen Sicherungselement F4 und der Kathode der Zenerdiode V14 an der Leitung 14 angeschlossen ist und dessen Emitter an der Leitung 12 anschließt. Parallel zu der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors V24 befindet sich eine Diode V11 mit deren Kathode am Kollektor. Parallel zu der Zenerdiode V14 ist ein Elektrolytkondensator C13 und parallel hierzu ein Widerstand R9 geschaltet. Zwischen der Basis des Transistors V24 und dem Emitter des steuerbaren Schalters V25 befindet sich ein Kondensator C7. Parallel zu dem Kollektor des Transistors V25 und dem Pluspol des Gleichrichters V1 befindet sich eine Diode V13. Zwischen dem Pluspol der Gleichrichterschaltung V1 und dem Kollektor des steuerbaren Schalters V25 ist eine Diode V12 geschaltet. Die Kathode der Diode V12 schließt am Kollektor des Schalters V25 und die der Diode V13 an dessen Emitter.
An den Emitter des steuerbaren Schalters V25 bzw. an die Leitung 12 schließt die Kathode einer Diode V18 und der erste steuerbare Schalter V26 an, dessen Emitter mit dem Minuspol der Gleichrichterschaltung V1 verbunden ist. Die Basis des steuerbaren Schalters V26 schließt über einen Leitungszug 15 ebenfalls an den Minuspol des Gleichrichters V1 an, wobei in diesem Leitungszug 15 eine Zenerdiode V17 mit ihrer Anode an der Basis des Schalters V26, ein Widerstand R15, eine weitere Induktivität L3 und eine zweite Hilfswicklung der Begrenzungsdrossel L1 anschließt. Parallel zur Reihenschaltung der Induktivität L3 und der zweiten Hilfswicklung L11 befindet sich ein Widerstand R13. An dem gemeinsamen Verbindungspunkt der Induktivität L3 und dem Widerstand R13 schließt ein Bein eines Widerstandes R64 an, dessen anderes Bein über einen Widerstand R6 und zwei Zenerdioden V2 und V3 mit deren Kathode zum Pluspol des Gleichrichters V1 verbunden sind. Parallel zum Widerstand R64, vor dem Widerstand R15 ist eine Diode V15 und eine Zenerdiode V16, deren Kathoden miteinander verbunden sind, angeschlossen. Ebenfalls parallel zum Widerstand R64 liegt die Reihenschaltung zweier Widerstände R14 und R65, wobei R14 am Leitungszug 15 angeschlossen ist; der gemeinsame Anschlußpunkt des Widerstandes R14 und der Kathode der Diode V16 ist auf die Basis eines Transistors V27 geschaltet; parallel zu dessen Kollektor-Emitterstrecke befindet sich eine Diode V20, wobei der Kollektor zwischen dem Widerstand R15 und der Zenerdiode V17 an der Leitung 15 und der Emitter des Transistors V27 an dem Minuspol des Gleichrichters V1 angeschaltet ist. Zwischen der Basis des Transistors V27 und dem Emitter des steuerbaren Schalters V26 ist ein Kondensator C8 geschaltet. Der Schwellwertschalter bzw. der Diac V7 ist zwischen der Zenerdiode V17 und der Basis des steuerbaren Schalters V26 geschaltet und parallel zu der Zenerdiode V17 befindet sich ein Elektrolytkondensator C14 und parallel dazu ein Widerstand R16.
Der Resonanzkreis 13 ist gebildet aus einer Kapazität C10, die parallel zur Leuchtstofflampe 10 geschaltet ist, sowie der damit in Reihe liegenden Begrenzungsdrossel L1 die in der Leitung 12 liegt; parallel zu der Kollektor-Emitterstrecke des steuerbaren Schalters V26 bzw. der Diode V19 ist ein Kondensator C9 geschaltet und zwischen der Kapazität C10 und der Begrenzungsdrossel L1 befindet sich ein Kondensator C11. An der Verbindungsstelle der Begrenzungsdrossel L1 und des Kondensators C11 schließt eine Reihenschaltung einer Diode V21, einer Zenerdiode V22 und eines Widerstandes R18 an, dessen anderes Bein sich aufteilt in drei Leitungszüge 16, 17, 18, von denen der Leitungszug 16 einen Schwellwertschalter V23 und einen Widerstand R19, der Leitungszug 17 einen Widerstand R20 und der Leitungszug 18 einen Elektrolytkondensator C15 aufweisen; deren andere Beine sind wieder mit dem Minuspol der Gleichrichterschaltung V1 zusammengeschaltet. An das freie Bein des Widerstandes R19 ist über eine Leitung 19 das Gate eines Thyristors V8 geschaltet; zwischen dem Gate und der Kathode befindet sich ein Widerstand R5 und parallel dazu ein Kondensator C6 und die Anode ist zwischen dem Widerstand R2 und dem Kondensator C4 angeschaltet.
Dem Widerstand R10 ist eine temperaturempfindliche Sicherung F4 in Form eines Kaltleiters oder eine Thermosicherung zugeordnet. Die Sicherung F3 ist thermisch-räumlich den steuerbaren Schaltern V25 und V26 zugeordnet, wie durch die strichlierte Linie 23 und die Kanten 21 und 22 angedeutet ist. Dabei ist die Sicherung F3 den Kühlfahnen der steuerbaren Schlater V25, V26 zugeordnet.
Die Wirkungsweise der beschriebenen Anordnung ist wie folgt:
An den Netzklemmen L, N liegt Netzspannung an. In dem aus der Induktivität L4 und dem Kondensator C1 gebildeten Oberwellenfilter wird die Netzspannung gefiltert, in der Gleichrichterschaltung V1 gleichgerichtet und durch den Kondensator C12, der als Elektrolytkondensator ausgebildet ist, gesiebt. Über die Widerstände R1 und R21 lädt sich der Kondensator C5 auf. Wenn dieser etwa 32 Volt erreicht, schaltet der Diac V7 durch und gibt einen durch den Widerstand R4 begrenzten Stromimpuls auf die Basis des als Transistor ausgebildeten steuerbaren Schalters V26, so daß dieser kurzzeitig leitend wird. Über die Widerstände R17 und R12 war der Kondensator C9 vorher auf die gleichgerichtete Netzspannung aufgeladen worden. Durch das kurzzeitige Leitendwerden des Transistors V26 wird mit Hilfe der Kondensatoraufladung aus dem Kondensator C9 der Schwingkreis 13, der die Induktivität bzw. die Begrenzungsdrossel L1 und die Kapazität C10 enthält, angestoßen.
Die Begrenzungsdrossel L1 besitzt die Steuerwicklungen L11 und L12, die beim Einsetzen der Resonanzkreisschwingungen so geschaltet sind, daß die Transistoren V26, V25 abwechselnd leitend werden. Dadurch schwingt die Schaltung selbständig weiter und aufgrund der hohen Resonanzspannung an der Kapazität C10 wird die Leuchtstofflampe 10 gezündet. Der Lampenstrom wird von der Begrenzungsdrossel L1 begrenzt.
Der Blindstrom aus der Begrenzungsdrossel L1 fließt über die Dioden V13, V19 an den Kondensator C12 zurück. Die Dioden V12 und V18 verhindern dabei den Inversbetrieb jeweils der Transistoren V25 und V26. Schwingt der Resonanzkreis, dann werden weiteren Ansteuersignale unterdrückt, da der Kondensator C5 über die Diode V6 ständig im Takt der Schwingfrequenz entladen wird.
Im folgenden wird die Wirkungsweise der Ansteuerschaltung des Transistors V26 beschrieben; die Ansteuerschaltung des Transistors V25 ist die gleiche, so daß die hier dargestellten Wirkungen auch bei der Ansteuerschaltung des Transistors V26 auftreten.
Die von der Begrenzungsdrossel L1 kommende Spannung hat einen Strom durch die Induktivität L3, den Widerstand R15 und R16 in die Basis des Transistors V26 zur Folge. Der Spannungsabfall am Widerstand R16 lädt den Kondensator C14 auf, der mit der Zenerdiode V17 auf einen Spannungswert begrenzt wird, der ca. bei 5,6 Volt liegt. Gleichzeitig lädt sich der Kondensator C8 über die Widerstände R64, R15, R14 und R65 auf. Bei Erreichen einer ausreichenden Spannungshöhe (0,7 volt) wird der Transistor V27 leitend und schaltet mit Hilfe der Kondensatorladung des Kondensators C14 eine negative Spannung an die Basis des Transistors V26, der in den Sperrzustand übergeht, wodurch sich die Spannungsrichtung an der Drossel L1 umkehrt, so daß die Wicklung der Begrenzungsdrossel eine positive Spannung schaltet, die in der Folge dann den anderen Transistor V25 in leitenden Zustand steuert. Die Widerstände R11 und R14 sind Drahtbrücken und dienen zur Leistungsanpassung des EVG's. Bei einer zu geringen Ausgangsleistung werden die Drahtbrücken durchtrennt, wodurch sich die Aufladezeit des Kondensators C8 vergrößert und die Frequenz herabgesetzt wird. Somit ergibt sich ein höherer Ausgangsstrom bzw. eine höhere Ausgangsleistung des EVG's.
Bei erstmaligem Start oder bei fehlender Leuchtstofflampe 10 steht am Kondensator C10 (Resonanzkondensator) und damit auch an den Lampenanschlüssen theoretisch eine lediglich durch die Güte des Kreises gedämpfte, sehr hohe Resonanzspannung an. Aus diesem Grund wird der Steuerstrom für die Transistoren V26 und V25 aus den Hilfswicklungen L11 und L12 der Resonanzkreisdrossel bzw. Begrenzungsdrossel L1 entnommen, um die Güte des Kreises zu bedämpfen. Weiterhin wird über die Diode V15 und die Diode V16 bei Überschreiten eines dadurch gegebenen Grenzwertes der Transistor V27 leitend und damit der Transistor V26 abgeschaltet. Dadurch wird die Zündspannung für die Leuchtstofflampe sicher auf 660 Volt effektiv begrenzt.
Bei fehlender Leuchtstofflampe lädt sich der Kondensator C15 über die Diode V21, die Diode V22 und den Widerstand R18 auf. Nach ungefähr drei Sekunden ist eine Spannung von 32 Volt erreicht, so daß der Diac V23 durchbricht und einen Stromimpuls fließt, der über den Widerstand R19 in das Gate des Thyristors V8 fließt, der dadurch durchgeschaltet wird und über den Widerstand R3 und die Diode V5 den Transistor V25 in den Sperrzustand schaltet. Hierdurch wird der Wandler abgeschaltet, wodurch eine unzulässig lange Spannungsbelastung der vom Vorschaltgerät abgehenden Leitungen vermieden wird. Der Haltestrom für den Thyristor V8 liefert über den Widerstand R2 die gleichgerichtete Netzspannung. Nach kurzzeitigem Unterbrechen der Klemmen L, N ist das Gerät wieder startbereit.
Beim Betrieb des Gerätes, d. h. mit brennender Leuchtstofflampe 10, wird wie beschrieben, die Spannungszeitfläche der Bregrenzungsdrossel L1 an den Steuerwicklungen L11 und L12 mit Hilfe eines Integrationsgliedes gemessen, das aus den beiden Komponenten, dem Widerstand R64 und dem Kondensator C8, zusammengesetzt ist, gemessen. Die Folge ist, daß bei höher werdender Gleichspannung aufgrund höherer Netzspannung in Folge der Transistor V26 früher ausgeschaltet wird. Damit wird eine relativ stabile Schwingfrequenz des Wandlers erreicht.
Als weitere Maßnahme zur Stabilisierung des Lampen- und damit auch des Lichtstromes dienen die Zenerdioden V2, V3 und der Widerstand R6. Bei Überschreiten der Zenerspannung fließt ein zusätzlicher Strom in den Kondensator C8. Dadurch wird der Transistor V27 eher leitend und schaltet den Transistor V26 frühzeitiger ab. In der Ansteuerschaltung des Transistors V25 übernehmen dies die Diode V4, V30 und der Widerstand R8. Damit ändert sich bei steigender Eingangsspannung die Schwingfrequenz, wodurch der Lampenstrom relativ stabil bleibt.
Wie eingangs erwähnt, ist die zwischen der Sicherung F1 und der Induktivität L4 eingeschaltete Sicherung F3 thermisch-räumlich entsprechend der Wirklinie 23 mit den steuerbaren Schaltern V25 und V26 verbunden, so daß eine Erwärmung eines der beiden Steuerschalter V25 und V26 zum Ansprechen der Sicherung führt.
Wenn in ähnlicher Weise auch der Widerstand R10 sich unzulässig erwärmt, wird über ein temperaturbegrenzendes Element F4, welches ebenfalls entweder eine Sicherung oder ein Kaltleiter sein kann, der Basissteuerstrom reduziert bzw. abgeschaltet, damit der steuerbare Schalter V25 ausgeschaltet wird.
Der Kondensator C11, der erfindungsgemäß als sicherer Kondensator und somit als Folienkondensator ausgebildet ist, hilft mit, den Resonanzschaltkreis 13 sicher auszubilden, so daß dort eine Sicherung, wie sie beispielsweise in dem Vorschaltgerät nach der EP 0 257 600 Al vorhanden ist, wegfallen kann.

Claims (4)

  1. Elektronisches Vorschaltgerät für den Betrieb mindestens einer Leuchtstofflampe (10), einer TLX- oder einer Zweistiftsockel-Leuchtstofflampe mit einer speziellen Drehfassung, in explosions- oder schlagwettergeschützten Leuchten, mit einem Resonanzkreis (13), der aus einer als Begrenzungsdrossel ausgebildeten Induktivität (L1) und einer parallel zur Leuchtstofflampe liegende Kapazität (C10) gebildet ist, der abwechselnd zwei steuerbare Schalter (V25, V26) ansteuert, so daß nach Anstoßen der Schwingung des Resonzanzkreises dieser selbsttätig weiterschwingt, wodurch die an der Kapazität (C10) anstehende Resonanzspannung die Lampe (10) zündet, mit einer im Resonanzkreis (13) angeordneten, in Reihe zur Leuchtstofflampe (10) und zur Kapazität (C10) geschalteten weiteren Kapazität (C11) und mit einem als passives Oberwellenfilter ausgebildeten Eingangsschaltkreis (20), welcher je eine Eingangssicherung (F1, F2) und je eine in Reihe dazu befindliche Induktivität (L4) aufweist,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die weitere Kapazität (C11) als sicherer Kondensator in Form eines Folienkondensators ausgebildet ist, und die Induktivität (L4) eine Wicklung aufweist, deren Wicklungsdraht ein Doppellackdraht ist und deren Windungen so bemessen sind, daß der durch die Windungen bestimmte ohmsche Widerstand den Eingangsstrom auf Werte unter ca. 35 Ampere begrenzt, wobei das Vorschaltgerät in seiner Gesamtheit mit Giesharz vergossen ist.
  2. Elektronisches Vorschaltgerät, nach Anspruch 1 mit einem als passives Oberwellenfilter ausgebildeten Eingangsschaltkreis, mit je einer Eingangssicherung und je einer in Reihe dazu befindlichen Induktivität, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität eine Wicklung aufweist, deren Wicklungsdraht ein Doppellackdraht ist und deren Windungen so bemessen sind, daß der durch die Windungen bestimmte ohmsche Widerstand den Eingangsstrom auf Werte unter ca. 35 Ampere begrenzt.
  3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, mit je einem in der Zuleitung zur Basis der steuerbaren Schalter befindlichen Widerstand, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zu einem der Widerstände ein temperaturempfindliches Sicherungselement geschaltet und ihm thermisch-räumlich zugeordnet ist.
  4. Vorschaltgerät nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß elektrisch in Reihe zu den Eingangssicherungen zwischen diesen und den Induktivitäten und thermisch-räumlich den steuerbaren Schaltern zugeordnet je eine thermische Sicherung angeordnet ist.
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