EP0411292A2 - Zündverfahren, anordnung und anlage für Brennkraftmaschinen mit Magnetgenerator - Google Patents

Zündverfahren, anordnung und anlage für Brennkraftmaschinen mit Magnetgenerator Download PDF

Info

Publication number
EP0411292A2
EP0411292A2 EP90111603A EP90111603A EP0411292A2 EP 0411292 A2 EP0411292 A2 EP 0411292A2 EP 90111603 A EP90111603 A EP 90111603A EP 90111603 A EP90111603 A EP 90111603A EP 0411292 A2 EP0411292 A2 EP 0411292A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
ignition
iii
wave
switch
timer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP90111603A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0411292A3 (en
Inventor
Werner Erhard
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Pruefrex Elektro Apparatebau GmbH
Original Assignee
Pruefrex Elektro Apparatebau GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from DE3925224A external-priority patent/DE3925224A1/de
Priority claimed from DE4017478A external-priority patent/DE4017478C2/de
Application filed by Pruefrex Elektro Apparatebau GmbH filed Critical Pruefrex Elektro Apparatebau GmbH
Priority to EP94106742A priority Critical patent/EP0618359A3/de
Publication of EP0411292A2 publication Critical patent/EP0411292A2/de
Publication of EP0411292A3 publication Critical patent/EP0411292A3/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P1/00—Installations having electric ignition energy generated by magneto- or dynamo- electric generators without subsequent storage
    • F02P1/08—Layout of circuits
    • F02P1/086—Layout of circuits for generating sparks by discharging a capacitor into a coil circuit
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P11/00—Safety means for electric spark ignition, not otherwise provided for
    • F02P11/02—Preventing damage to engines or engine-driven gearing
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P5/00—Advancing or retarding ignition; Control therefor
    • F02P5/04—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions
    • F02P5/145—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions using electrical means
    • F02P5/15—Digital data processing
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P5/00—Advancing or retarding ignition; Control therefor
    • F02P5/04—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions
    • F02P5/145—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions using electrical means
    • F02P5/15—Digital data processing
    • F02P5/1502—Digital data processing using one central computing unit
    • F02P5/1504—Digital data processing using one central computing unit with particular means during a transient phase, e.g. acceleration, deceleration, gear change
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P5/00—Advancing or retarding ignition; Control therefor
    • F02P5/04—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions
    • F02P5/145—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions using electrical means
    • F02P5/15—Digital data processing
    • F02P5/1502—Digital data processing using one central computing unit
    • F02P5/1508—Digital data processing using one central computing unit with particular means during idling
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P5/00—Advancing or retarding ignition; Control therefor
    • F02P5/04—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions
    • F02P5/145—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions using electrical means
    • F02P5/155—Analogue data processing
    • F02P5/1553—Analogue data processing by determination of elapsed angle with reference to a particular point on the motor axle, dependent on specific conditions
    • F02P5/1555—Analogue data processing by determination of elapsed angle with reference to a particular point on the motor axle, dependent on specific conditions using a continuous control, dependent on speed
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P5/00—Advancing or retarding ignition; Control therefor
    • F02P5/04—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions
    • F02P5/145—Advancing or retarding ignition; Control therefor automatically, as a function of the working conditions of the engine or vehicle or of the atmospheric conditions using electrical means
    • F02P5/155—Analogue data processing
    • F02P5/1553—Analogue data processing by determination of elapsed angle with reference to a particular point on the motor axle, dependent on specific conditions
    • F02P5/1556—Analogue data processing by determination of elapsed angle with reference to a particular point on the motor axle, dependent on specific conditions using a stepped control, dependent on speed
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P9/00—Electric spark ignition control, not otherwise provided for
    • F02P9/002—Control of spark intensity, intensifying, lengthening, suppression
    • F02P9/005—Control of spark intensity, intensifying, lengthening, suppression by weakening or suppression of sparks to limit the engine speed
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P11/00—Safety means for electric spark ignition, not otherwise provided for
    • F02P11/02—Preventing damage to engines or engine-driven gearing
    • F02P11/025—Shortening the ignition when the engine is stopped
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/10—Internal combustion engine [ICE] based vehicles
    • Y02T10/40—Engine management systems

Definitions

  • the invention relates to an ignition method for internal combustion engines, especially in lawnmowers or chainsaws, in which a magnet generator induces a plurality of continuously connected and alternately polarized voltage half-waves for each machine revolution, by means of which an energy storage element is charged and discharged from a switching element via the primary coil of an ignition transformer becomes. Furthermore, the invention relates to a capacitor ignition system for internal combustion engines, with a speed-dependent alternating voltage-inducing magnetic generator and a trigger device scanning the alternating voltages for actuating a switch discharging the capacitor via the primary coil of an ignition transformer; this arrangement is designed in particular to carry out the aforementioned method.
  • the invention has for its object to achieve an early adjustment of the ignition with minimal effort, which increases with increasing speeds.
  • the switching element is actuated (always) when the first half-wave induced within each revolution reaches a trigger threshold.
  • the unorthodox approach is taken to use the first half-wave for ignition triggering with every revolution, regardless of the state of charge of the ignition capacitor.
  • no ignition is triggered at the first machine revolution due to a lack of energy in the capacitor.
  • the switching element for discharging the energy storage element is activated, which was previously charged by the half-waves of the first revolution. This process is repeated accordingly with the further revolutions.
  • the rising part or the rising edge of the first half-wave is expediently used for actuating the switching element and for ignition.
  • at least one of the half-waves following the first half-wave is blocked with respect to the actuation of the switching element. This ensures that the ignition is not triggered more than once within one machine revolution.
  • the flag is advantageously reset at least with the second half-wave of each revolution, which means that the ignition is blocked. This ensures that no ignition is triggered at the wrong time, if the electromagnetic field of an ignition spark has inadvertently changed the electronically implemented flag in the (microprocessor) circuit.
  • a capacitor ignition arrangement with the features mentioned at the outset, which is particularly suitable for carrying out the method described, is provided according to the invention with a bistable toggle switch which, due to the last alternating voltage half-wave within each machine revolution, is in a state for releasing the actuation of the discharge switch during the first half-wave of the next revolution.
  • the last part of the last half-wave, that is to say the end thereof, is expediently used to set the toggle switch to the release state.
  • This periodic resetting of the toggle switch is particularly advantageous if - according to a further embodiment of the invention - it is designed as a single-flank-triggered toggle flip-flop that occurs within each revolution due to the second and possibly the following Half waves of the same polarity is reset, and act on the dynamic clock input of the first and possibly subsequent half waves of the same opposite polarity.
  • Toggle flip-flops are known to invert their initial state with every z. B. positive clock edge (cf. Tietze-Schenk "semiconductor circuit technology", 8th edition, Springer-Verlag, p. 237). If an external disturbance causes the flip-flop to tip over, this cannot have a false ignition due to the precautionary reset mentioned, especially if this occurs before the last half-wave of a revolution.
  • the toggle switch is advantageously connected to a short-circuit switch in such a way that, in the tilted-out initial state, it correspondingly controls the short-circuit switch to suppress induced trigger half-waves.
  • a delay element for. B. interpose in the form of an RC low pass.
  • the closing or opening of the short-circuit switch is lagged in order to compensate for undesirable effects caused by delayed, induced half-waves.
  • the aim should be that the magnet generator induces the smallest possible number of voltage half-waves, since only the first voltage half-wave is used for ignition triggering and the subsequent half-waves serve to set and / or reset the flag or . Toggle switch must be used. This is useful if the system according to the invention is combined with a magnet generator known per se (cf. DE-OS 36 08 740), which has a magnet pole wheel coupled with the machine revolution with tangentially offset poles and a cooperating, arranged, arranged coil arrangement with ferromagnetic Has iron core.
  • the iron core has two legs directed toward the magnet wheel, of which only one is surrounded by the coil arrangement, which primarily comprises a charging coil for the ignition capacitor and a trigger coil for deriving pulses triggering the ignition.
  • the coil arrangement which primarily comprises a charging coil for the ignition capacitor and a trigger coil for deriving pulses triggering the ignition.
  • the surprisingly advantageous effect in connection with the invention system outlined above is based on the beginning and the end of each half-wave cycle, each with a positive half-wave: from the second machine revolution, the first half-wave can always build on the residual magnetization still present in the iron core, which follows the last half-wave of the same polarity is still left; this results in a particularly steep starting edge for the first half-wave, since no magnetic reversal in the iron core is necessary anymore. Practical tests have shown that it is possible to adjust the ignition early between 400 rpm and 1200 rpm up to 30 °.
  • the already mentioned safety function can be assigned to the middle, second half-wave of opposite polarity, namely to compensate for faults in the flag or toggle switch by resetting it.
  • a further embodiment of the invention which is advantageous in connection with the minimal number of induced half-waves is that the power supply of the toggle switch depends on the first and possibly following half-waves. With three half-waves per revolution according to the example explained above, this means that the toggle switch is deactivated for most of the engine revolution and, as a result, cannot cause false ignitions.
  • the invention relates to an ignition system for internal combustion engines, with a magnet generator which, depending on the machine rotational position, induces an alternating charging voltage for an energy storage element, which is discharged from an ignition switch actuated in synchronization with the alternating voltage, preferably via the primary coil of an ignition transformer.
  • an ignition system with the aforementioned features to provide a timer module that reacts to the AC voltage by generating an actuation inhibit signal to the ignition switch, keeping the inhibit signal active during a time interval that is in the With regard to an upper speed limit for the internal combustion engine is selected.
  • a sequence of alternating voltage half-waves is triggered at a certain rotational position (as described, for example, in the older finding mentioned above), which serve to charge the energy storage element and / or trigger the ignition via the ignition switch discharging the energy storage element.
  • the timer module Due to the occurrence of the alternating voltage, the timer module is set up or started at the same time to generate a preset constant time period. As the speed increases, the period with which the AC voltage occurs regularly becomes shorter, but the period of time generated by the timer remains constant. If the period for the regular occurrence of the alternating voltage falls below the generated time span, ignition is prevented on the basis of the blocking signal output by the timer to the ignition switch, so that a further increase in speed is no longer possible.
  • the timer only deactivates the blocking signal after a generated period of time has elapsed, as a result of which further ignitions are released again. These occur when the induced alternating voltage appears again and, at the same time, the timer is started to regenerate the preset time period or duration while simultaneously setting the blocking signal.
  • suitable components for realizing the timer are components which are known per se and are available on the market at low cost, such as preset counters, time switches or monoflops, each of which is connected in such a way that it can be reset to its initial or starting state by means of the AC voltage.
  • timer in software, namely to implement it in a microcomputer as a software routine, which is preferably done using a program known per se mable counter module can take place;
  • sensor means threshold comparators, AD converters
  • AD converters AD converters
  • a matching module or network is proposed to solve this problem, by means of which one or more alternating voltage half-waves are selected per machine revolution, rectified and / or inverted, if necessary, and fed to the timer in its reset input.
  • each half-wave on its way to the start or reset input of the timer passes through at least one delay element, which realizes a time delay corresponding to the minimum actuation time of the ignition switch.
  • At least one half-wave preferably the first half-wave of the AC voltage
  • the timer is additionally fed to the timer with a logical AND combination with its blocking signal output per machine revolution. If the timer has withdrawn the blocking signal due to the expiry of the period of time generated by it, the information resulting from the alternating voltage half-wave is weighted or evaluated with logic "zero" in the course of the AND linkage, so that the timer does not restart or the blocking signal is not reset for the ignition switch. If the internal combustion engine is running in the range of the upper speed limit, information resulting from half-waves is weighted or evaluated with a logical "one", so that the start or reset input of the timer and thus the blocking signal are immediately reactivated.
  • a memory element for example a flip-flop, which stores a warning signal supplied to the timer for resetting it, wherein it is loaded by a half-wave and by another - either preceding or subsequent - half-wave is deleted.
  • the reset information resulting from the second and possibly subsequent half-waves is recorded for the timer until the immediately adjacent half-wave arrives; the. during the time interval between the two successive half-waves
  • the timer is always held in the reset or start state, so that the blocking signal remains suppressed and the ignition can develop freely.
  • the adapter module - possibly including the delay elements, AND gate and / or the memory element - is structurally combined with the timer to form an integrated circuit is.
  • a further energy storage element is arranged for the power supply of the timer and / or, if necessary, adaptation module or integrated circuit, which is provided by the Magnet generator induced AC voltage is charged. Since the machine's rotary power is used indirectly to generate electricity, a special battery element is no longer necessary.
  • an embodiment of the invention is that the adapter module is supplied with AC half-waves which are tapped from both the one pole and the opposite pole of an induction coil. In this way, the voltages induced in the induction coil with opposite signs with respect to the matching module or its reference potential receive corresponding directions.
  • you can the negative alternating voltage half-wave are fed to the adapter module via an inverter, for example in the form of a pnp transistor in an emitter circuit.
  • a blocking switching element is arranged downstream of the timer, which short-circuits the actuating input of the ignition switch to ground when actuated or actuated by the blocking signal. If AC voltage then reaches the actuation input, this is also short-circuited and cannot trigger an ignition.
  • the ignition is retarded compared to a reference rotational position of the machine (e.g. top dead center)
  • a delay module is immediately connected upstream, for example in the form of an RC low-pass filter; the time constant realizing the delay is selected with regard to the desired retarding of the ignition timing and has an immediate effect in the area of the upper speed limit of the machine.
  • the delay element delays the input of a reset or start signal into the timer beyond the remaining time, so that the ignition can be retarded.
  • a pulse or clock generator is advantageously provided as a time reference for the timer module, the clock or pulse output of which after a logical AND operation with the blocking signal of the timer module is supplied to an associated counting device.
  • the blocking signal generated thereby can also prevent the input of the pulses to be counted from the clock generator by blocking the AND gate serving as a gate circuit to the counter input.
  • a further development according to the invention is that the timer module reacts to the AC voltage by generating another separate delay signal for delayed actuation of the ignition switch; this delay signal is generated for the duration of a second longer time interval which corresponds to a lower speed limit, preferably the idling speed, of the machine.
  • a drop is produced at the lower speed limit, in particular idling speed for the ignition timing curve of the internal combustion engine, which has an advantageous effect on the stability during idling.
  • the delayed actuation of the ignition switch can advantageously be implemented by a delay element which is activated by the delay signal from the timer.
  • the induced alternating voltage is then supplied via the delay element, for example an RC low-pass filter, to the actuating input of the ignition switch with a delay in order to trigger it.
  • the preselection number upon reaching which the delay signal is generated, must be higher than the preselection number for the blocking signal.
  • the timer module especially the counter module, must not be stopped when counting when the pre-selection number for the blocking signal has been reached.
  • a further development of the invention takes this into account in that the clock or pulse output of the clock or pulse generator mentioned is AND-linked exclusively with the delay signal.
  • the magnet generator shown in FIG. 1 has a magnet wheel 1, which is rotated counterclockwise by the machine (not shown) in the direction of rotation 2.
  • a permanent magnet 3 with tangentially offset poles N, S is arranged on its outer circumference, which magnetize correspondingly arranged pole pieces.
  • this magnet arrangement 3, 4 is moved past a ferromagnetic iron core 5 with a U-profile, the first leg 6 of which is surrounded by a coil arrangement L1, L2, L3, L4 and the second leg 7 has no coils.
  • the coil arrangement consists of four coils L1 to L4 arranged concentrically to the first leg 6. Their function is evident from the explanations on the basis of the other figures with circuit arrangements and signal / time diagrams.
  • the first charging coil L1 charges an ignition capacitor C1 via a full-wave rectifier G1 in, for example, a Graetz circuit.
  • the second coil L2 or third coil L3 together form the primary or secondary winding of an ignition transformer 8.
  • the primary coil L2 is in series with the ignition capacitor C1, when it is discharged via a switch Thy, which is designed as a thyristor, at the output of the ignition transformer 8 High voltage ignition signal 9 arises.
  • the control or actuation input 10 of the switch Thy is connected to the output of a trigger device 11 (indicated by dashed lines), which is assigned a fourth coil L4 as a trigger coil is.
  • a protective resistor R10 and a protective diode D5 are each connected in parallel to ground with the control input 10 of the switch Thy.
  • the trigger coil L4 is an off switch 12 connected in parallel to ground, which short-circuits the trigger coil L4 when actuated.
  • a diode D2 Arranged in series between the trigger coil L4 and the control input 10 of the switch Thy are a diode D2 which only allows positive half-waves and a current limiting resistor R1.
  • a parallel circuit consisting of the resistor R9, the polarized capacitor C2 and the Zener diode D3 is connected to ground between this diode D2 and the current limiting resistor R1.
  • This network connected in parallel, serves on the one hand to smooth pulses originating from the trigger coil L4 and on the other hand to stabilize the voltage.
  • the trigger coil L4 there are - connected in parallel to the input 13 of the trigger device 11 - two inputs 14, 15 of a toggle switch 16.
  • Its core is formed by an integrated circuit data flip-flop 17 with a positive edge-triggered clock input C1, which due to the feedback its inverting output Q to its data input D is operated as a toggle element.
  • the voltage supply at the input U B of the flip-flop 17 is derived from the first input 14 of the toggle switch 16 as follows: a polarized capacitor C3 is charged to ground via a diode D4 which only allows the positive voltage half-waves from the trigger coil L4; this then provides the supply voltage U B for the flip-flop 17.
  • the output of an inverting switching element is located at its clock input C1 formed from an npn transistor T2 in an emitter circuit, the collector of which is connected to the power supply potential of the flip-flop 17 or the power supply capacitor C3 via the collector resistor R5.
  • the control or base signal of the transistor T2 is supplied to the trigger device 11 via a voltage divider R3, R4 connected between the ground and the Zener diode D3.
  • the reset input R of the flip-flop 17 is connected to the output of a further inverting switching element from the pnp transistor T1 in an emitter circuit with a collector resistor R7 connected to ground.
  • the control or base input of this pnp transistor T1 is controlled via a voltage divider R2, R6, which is connected at one end to the output of the trigger coil L4 and at the other end to the power supply from the power supply capacitor C3. Its power supply potential is supplied to the emitter of the pnp transistor T1.
  • the inverting output Q of the flip-flop 17 controls via a delaying RC low-pass filter R8, C4 a short-circuit switch realized by a transistor T3 in emitter circuit, which then short-circuits the output or control input 10 of the switch Thy to ground.
  • the dynamic characteristic of the ignition system leads to a broadening of the second half-wave II and the third half-wave III, which manifests itself in a late passage through the trigger threshold U Tr with the delay s through the starting edge of the third half-wave III.
  • the trigger coil L4 delivers an ignition pulse via the diode D2 and the output resistor R1 to the control input 10 of the switch Thy with the rising edge of the first half-wave I when the trigger threshold U Tr is passed . If it is the first rotation of the magnet wheel 1, the ignition capacitor C1 is not yet charged, and thus when the magnet wheel 1 passes the coil arrangement for the first time there is no spark triggered, but only the ignition capacitor C1 and the power supply capacitor C3 are charged (see diagram b). The subsequent second half-wave II of negative polarity from the trigger coil L4 switches on the pnp transistor T1 through the resistor R2 of the voltage divider R2, R6, so that the flip-flop 17 is reset (cf. diagram c in FIG. 3).
  • the inverting output Q of the flip-flop 17 reaches a positive potential, so that the short-circuit switch with the transistor T3 is turned on (see diagram e) due to the second half-wave II.
  • activation of the switch Thy for ignition 9 is excluded , in particular the subsequent third half-wave III cannot trigger an ignition from the trigger coil L4.
  • the third half-wave III actuates the inverting switching element with the npn transistor T2 via the pass-through diode D2 and the input voltage divider R3, R4, the clock input Cl of the flip-flop 17, which previously rose to positive potential with the second voltage half-wave II, being connected to ground potential becomes.
  • the drive voltage for the switching element T2 which is set by the voltage divider R3, R4, falls below, which then blocks.
  • positive potential is applied to the clock input Cl of the flip-flop 17 via the collector resistor R5 of the switching element or transistor T2, and therefore a rising edge is generated (cf. diagram d) for the signal curve at the clock input Cl).
  • the inverting output Q of the flip-flop 17 changes its level, which was previously at a positive potential, to a low potential.
  • the short-circuit switch T3 is interrupted with respect to ground, and the first half-wave I within the next revolution is not short-circuited, but reaches the control input 10 of the switch Thy.
  • the spark that arises on the spark plug could undesirably tip the flip-flop 17 into another state. As already described, this is countered by the reset pulse at the input R of the flip-flop 17 due to the half-wave II immediately before the ignition release (cf. in particular diagrams a and c).
  • the voltage supply for the toggle switch 16 is coupled to the occurrence of the three voltage half-waves I, II and III, it drops during the period of the last half-wave III and the first half-wave I following within the next revolution; this deactivates the toggle switch and cannot cause ignition for times outside of voltage waves I to III.
  • the inventive concept goes beyond the special embodiment just described.
  • the functions of the above trigger device 11 and / or the toggle switch 16 can thus be implemented with appropriate software which runs in a microcomputer, in particular with flag registers or corresponding, reserved memory cells.
  • the half-waves from the trigger coil could be detected by the microcomputer using an analog / digital converter.
  • the magnet generator can be provided with a stationary one instead of a rotating permanent magnet, while a yoke wheel for magnetic yoke with projecting tooth segments is used instead of the magnet wheel.
  • the switch Thy is actuated via its actuating input 10 only in the case of half-waves in the trigger coil L4 which are positively induced with respect to the reference potential.
  • a supply voltage + U for the downstream integrated circuit IC is also derived from these half-waves via a further, positive half-wave passing diode D22 in connection with the subsequent parallel connection of polarized supply capacitor C22 and voltage-stabilizing Zener diode D23.
  • this is at the same reference potential as the trigger coil L4 and has an input POS1 or POSN for positive or negative alternating voltage half-waves from the trigger coil L4.
  • the input POS1 is connected via the ohmic resistor R25 to the cathode of the first-mentioned positive half-wave diode D21.
  • the inverting circuit 211 is formed from the pnp transistor T21 arranged in the emitter circuit, which is driven by the signal pole terminal of the trigger coil L4 via a resistor R23 when negative half-waves occur at its base and forwards them on the collector side to the input POSN; The resistor R24 between the collector and ground is used to generate the corresponding voltage drop.
  • the essential functional units of the integrated circuit IC are the adaptation module 212 and the preselection counter Z1 serving in the example as a timer 214.
  • the positive half-wave input POS1 is fed within the adaptation module 212 to the reset input of an RS flip-flop FF1 and to the inputs of an OR gate OR1 and an AND gate UND1.
  • the input POSN for (originally) negative half-waves leads via a delay element t1 to the setting input S of the RS flip-flop FF1.
  • Its output Q is connected to the second input of the OR gate OR1 already mentioned.
  • Its output is connected via a further delay element t2 to the first input of a further OR gate OR2.
  • the second input of this gate OR2 is connected directly to the output of the AND gate AND1 mentioned, which links the output Qx of the preselection counter Z1 with the signal of the input POS1.
  • the second-mentioned OR gate OR2 forms an output A for the integrated circuit IC, which has an additional input B of the integrated via an external delay element 213 - in the example an RC low-pass filter with the resistor R21 arranged in series and the capacitor Cx connected downstream to ground Circuit IC is connected.
  • the input B is used to generate a start or reset signal ("Reset") for the timer module 214 or preset counter Z1.
  • the timer module 214 also comprises a second AND gate UND2, by means of which the pulse sequence corresponding to a counting frequency f z of an external clock generator 215 is AND-linked to the output Qx of the preselection counter Z1 and fed to its counting input CNT.
  • the counting process is stopped when the preselection counter Z1 determines a positive comparison result with its externally set preselection number VWZ via its input CMP and then its output signal Qx inactive fourth or reset.
  • the preselection number VWZ allows the preselection counter Z1 to be roughly set by specifying its counter stages; the fine adjustment is possible by changing the number frequency f z from the clock generator.
  • the output signal Qx also forms the blocking signal output Out of the integrated circuit IC, which drives the blocking switching element T22 - formed from an npn transistor in an emitter circuit.
  • the blocking switching element T22 sets the actuation input 10 of the ignition switch Thy to ground or reference potential for the purpose of preventing ignition.
  • the circuit variant shown in FIG. 5 is modified as follows compared to that in FIG. 4:
  • negative voltage half-waves are positive as a result of direct tapping at a pole terminal 216 of the charging coil L1 and subsequent feeding in a direction of current positive relative to the reference potential Signals for the downstream adaptation module 212 obtained. If voltage half-waves of reversed polarity occur at the tap point or pole terminal 216 of the charging coil L1, these are short-circuited to ground by the diode D24.
  • the transistor T21 and the resistor R24 according to FIG. 4 can therefore be omitted.
  • the 4 with AND gate UND2 is replaced in the present case by a monoflop MF for forming the timer module 214.
  • the monoflop MF is externally connected to a resistor R M and a capacitor C M , the dimensioning or adjustment of which allows the duration of the unstable state of the monoflop and thus the time interval generated by the timer for activating the blocking signal output Out to be selected. After all, it is external delay element (see FIG. 213 in FIG. 4) is omitted and instead the output of the OR gate OR2 is fed directly to the start input of the monoflop MF or the timer 214.
  • the respective positive voltage half-waves I 'and III' corresponds to the unipolar pulse sequence at the circuit input POS1, and the negative half-wave II 'corresponds to the same pulse sequence at the circuit input POSN.
  • the blocking signal Out was already reset when the first POS1 pulse occurred due to the expiration of the timer time interval, that is to say logic "0".
  • the first POS1 pulse - after it has passed through the OR gate OR1, the delay element t2 and the second OR gate OR2 - leads to the resetting and starting of the timer 14 (cf. FIG. 4).
  • this first POS1 pulse with a corresponding time delay leads to the setting of the blocking signal Out. This immediately prevents the ignition that was triggered with the first POS1 pulse.
  • the speed of the internal combustion engine has increased, so that the AC half-waves I ', II' and III 'occur with a shortened period T' compared to diagram 6a.
  • the preselection counter Z1 has not yet reached the preselected number VWZ (cf. FIG. 4) set for the speed limitation when the first POS1 pulse occurs when counting the counting pulses fz on which the counting frequency f z is based, i.e. is still running .
  • the preset counter Z1 After the third half-wave III, the preset counter Z1 begins to count again. As a result, the preselection counter Z1 when the period T 'is exceeded for the AC voltage cycle I'-II'-III' constantly counting operation before, so that the blocking signal Out continuously prevents the ignition.
  • the internal combustion engine is in a speed range which lies between that according to diagram 6a and that according to diagram 6b; the following therefore applies: T ′ ⁇ T ⁇ ⁇ T.
  • the time interval generated by the timer exceeds the corresponding period T ⁇ by such a small number of counting stages that the blocking signal Out is withdrawn while the first POS1 pulse of a period T ⁇ continues. Due to the delay element 213 from FIG. 4, this first POS1 pulse is looped through with a time delay to the start or reset input of the preselection counter Z1 or timer 214. The first POS11 pulse cannot reset the timer 214 or preselection counter Z1 immediately via the AND gate UND1 because it is delayed via the delay element 213. If the preselection counter then reaches its end value (preselection number VWZ) while the first POS1 pulse is still ongoing, the blocking signal Out becomes inactive and the ignition switch Thy can be actuated.
  • the ignition took place a certain time after the arrival of the first POS1 pulse. Since this has a fixed relationship to the crankshaft position of the internal combustion engine, and here the ignition timing is also expedient, there is a retarded ignition according to diagram 6c.
  • the time delay by the delay element 213 is sufficient to allow the ignition 9, which started when the first POS1 pulse occurs, to fully develop until it is then ended by the (renewed) occurrence of the blocking signal Out after the time delay has expired.
  • the circuit variant according to FIG. 7 differs from that according to FIG. 4 in that the functions of the timer module 214 are expanded: the preselection counter Z1 used in the example for implementation is via its comparison input CMP with a further externally set preselection number VWZy in operative connection. If the pulses or counting frequency f z from the clock generator 215 comes to a positive comparison result with regard to the second preset number VWZy, this is indicated by setting a second signal output Qy of the counter module Z1; this takes place analogously to the setting of the first signal output Qx with respect to the first preselection number VWZ.
  • the second output signal Qy forms the delay signal Out2 generated by the timer module 214, which in the set or active state controls or activates a further delay element 218 consisting of the resistors R2, R s , the capacitor C S and the switching transistor T S.
  • the delay signal output Out2 is connected to the base of the switching transistor T S. If this is driven by the delay signal Out2, it switches the parallel connection of the resistor R S and the capacitor C S to ground.
  • the capacitor C S then forms, together with the resistor R22, an RC low-pass filter, via which the trigger coil L4 and the positive AC half-waves coming through the diode D21 arrive at the actuation input 10 of the ignition switch or thyristor Thy with a delay.
  • the discharge of the storage capacitor C1 and the ignition 9 triggered thereby are delayed in accordance with the time constant of the RC low-pass filter or delay element 218.
  • FIG. 8 shows the advance ignition angle ⁇ in degrees over the speed in revolutions per minute.
  • the preset number VWZy is set so that the delay signal Out2 up to a machine speed of about 2000 rpm. is "low", ie is inactive.
  • the second output of the counter Z1 is "active high”, ie set, and the further delay element 218 is switched on by means of the switched-on switching transistor T s .
  • the reduced early adjustment of the ignition increases with increasing engine speed, up to 12,000 rpm. are reached.
  • the second preset number VWZy can also be implemented by using internal divider levels within the counter module Z1. This means that there is no need for a separate input for the second area code.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Ignition Installations For Internal Combustion Engines (AREA)

Abstract

Zündverfahren für Brennkraftmaschinen, insbesondere in Rasenmähern oder Kettensägen, bei dem ein Magnetgenerator für jede Maschinen-Umdrehung eine Mehrzahl Wechselspannungs-Halbwellen induziert, mittels welcher ein Energiespeicherelement aufgeladen und von einem Schaltglied über die Primärspule eines Zündtransformators entladen wird, wobei das Schaltglied betätigt wird, wenn die innerhalb jeder Umdrehung erste Halbwelle eine Triggerschwelle erreicht, sowie Zündanlage für Brennkraftmaschinen, mit einem Magnetgenerator, der abhängig von der Maschinen-Drehstellung eine Lade-Wechselspannung für ein Energiespeicherelement induziert, das von einem synchron zu der Wechselspannung betätigten Zündschalter zum Auslösen der Zündung entladen wird, mit einem Zeitgeber-Modul, das auf die Wechselspannung mit der Erzeugung eines Betätigungs-Sperrsignals für den Zündschalter für die Dauer eines Zeitintervalls anspricht, welches einer Drehzahl-Obergrenze für die Brennkraftmaschine entspricht.

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Zündverfahren für Brennkraftma­schinen, insbesondere in Rasenmähern oder Kettensägen, bei dem ein Magnetgenerator für jede Maschinen-Umdrehung eine Mehrzahl stetig zusammenhängender und abwechselnd polari­sierter Spannungs-Halbwellen induziert, mittels welcher ein Energiespeicherelement aufgeladen und von einem Schaltglied über die Primärspule eines Zündtransformators entladen wird. Ferner betrifft die Erfindung eine Kondensator-Zünd­anlage für Brennkraftmaschinen, mit einem drehzahlabhängig Wechselspannungen induzierenden Magnetgenerator und einer die Wechselspannungen abtastenden Triggereinrichtung zum Betätigen eines den Kondensator über die Primärspule eines Zündtransformators entladenden Schalters; diese Anordnung ist insbesondere zur Durchführung des vorgenannten Verfah­rens ausgelegt.
  • Bei bekannten Zündsystemen etwa der eingangs genannten Art (vgl. US-PS Re. 31 837) ist der innere Schenkel eines drei­schenkligen, ferromagnetischen Eisenkerns von einer Spulen­anordnung umgeben. Darin erzeugt ein mit der rotierenden Maschinenwelle gekuppeltes Polrad, welches in peripherer Lage einen tangential ausgerichteten Dauermagneten auf­weist, eine Folge von alternierenden Spannungshalbwellen. Die ersteren werden zum Auflagen eines Energiespeicherkon­densators verwendet und erst die letzte Halbwelle dient zur Ansteuerung eines den Kondensator über den Zündtrafo entla­denden Thyristors. In der Praxis stellt man allerdings fest, daß bei dieser Vorgehensweise mit zunehmender Dreh­zahl die Zündung immer später bezüglich der Absolut-Winkel­stellung des Magnetpolrades ausgelöst wird. Erklärungen für diese Erscheinung könnten in den Wirbelstrom- und Hystereseverlusten beim der Zündtriggerung vorausgehenden Ummagnetisieren des Eisenkerns sowie in der Belastung des gesamten Zündsystems durch Kapazitäten und Tiefpaßcharakte­ristik liegen.
  • Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, mit minimalem Aufwand eine Frühverstellung der Zündung zu er­reichen, die mit steigenden Drehzahlen zunimmt. Zur Lösung wird bei einem Zündverfahren mit den eingangs genannten Merkmalen erfindungsgemäß vorgeschlagen, daß das Schalt­glied (stets dann) betätigt wird, wenn die innerhalb jeder Umdrehung erste induzierte Halbwelle eine Triggerschwelle erreicht.
  • Grundsätzlich werden mit zunehmender Maschinendrehzahl bzw. Magnetgenerator-Winkelgeschwindigkeit die Steigungen der induzierten Spannungshalbwellen immer größer. Während der jeweils zweiten, dritten, vierten usw. Halbwelle jedoch ma­chen sich Trägheit und sonstige dynamische Unzulänglichkei­ten des Gesamtsystems, u.a. bedingt durch die obengenannten Umstände (Hysterese-, Wirbelstromverluste, Kapazitäten, Tiefpaßverhalten), bemerkbar; jedenfalls läßt sich eine zu­nehmende Verbreiterung der genannten Halbwellen gegenüber der innerhalb einer Umdrehung auftretenden ersten Halbwelle beobachten. Dennoch wurde bisher immer auf diese zeitlich gedehnten Halbwellen hin die Zündung getriggert, weil zuvor die erste Halbwelle zur Aufladung des Zündkondensators ab­gewartet und ausgenutzt wurde. Demgegenüber wird nach der Erfindung der unorthodoxe Weg beschritten, gleich die mit jeder Umdrehung erste Halbwelle zur Zünd-Triggerung zu ver­wenden, ungeachtet des Aufladezustandes des Zündkondensa­tors. Infolgedessen wird bei der ersten Maschinenumdrehung mangels Energie im Kondensator keine Zündung ausgelöst. Erst mit der ersten Halbwelleninduktion innerhalb der zwei­ ten Umdrehung der Maschine wird das Schaltglied zur Entla­dung des Energiespeicherelements angesteuert, welches zuvor von den Halbwellen der ersten Umdrehung aufgeladen wurde. Dieser Vorgang wiederholt sich bei den weiteren Umdrehungen entsprechend.
  • Zweckmäßigerweise wird der ansteigende Teil bzw. die an­steigende Flanke der ersten Halbwelle zur Betätigung des Schaltglieds und zur Zündung verwendet. In Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird wenigstens eine der der ersten Halbwelle nachfolgenden Halbwellen in Bezug auf die Betätigung des Schaltglieds gesperrt. Dadurch läßt sich sicherstellen, daß eine Triggerung der Zündung nicht mehr­mals innerhalb einer Maschinenumdrehung erfolgt.
  • Da an sich bekannte Magnetgeneratoren in der Regel eine Folge mehrerer Spannungshalbwellen induzieren, wird das steuerungstechnische Problem aufgeworfen, die Triggerung der Zündung gerade auf die innerhalb einer Umdrehung erste Halbwelle hin ansprechen zu lassen. Dem wird erfindungsge­mäß dadurch begegnet, daß ein Flag vorgesehen wird, welches mit der letzten Halbwelle jeder Umdrehung derart gesetzt wird, daß es die Freigabe der Zündung signalisiert. Das Flag stellt ein spezielles Zeichen dar, das das Auftreten eines bestimmten Ereignisses signalisiert, hier nämlich Beendigung der letzten Halbwelle der laufenden Umdrehung bzw. die kommende erste Halbwelle der nächsten Umdrehung. Diese Erfindungsausbildung läßt sich besonders leicht auf Mikroprozessoren implementieren, da diese meist interne Re­gister für Merker- oder Zustandsbits aufweisen. Mit Vorteil wird das Flag nach der Zündungsauslösung wenigstens mit der zweiten Halbwelle jeder Umdrehung zurückgesetzt, was ein Sperren der Zündung bedeutet. Damit wird erreicht, daß auch dann keine Zündung zum falschen Zeitpunkt ausgelöst wird, wenn das elektromagnetische Feld eines Zündfunkens das elektronisch realisierte Flag in der (Mikroprozessor­)Schaltung ungewollt verändert hat.
  • Eine Kondensator-Zündanordnung mit den eingangs genannten Merkmalen, welche insbesondere zur Durchführung des erläu­teren Verfahrens geeignet ist, ist erfindungsgemäß mit ei­nem bistabilen Kippschaltwerk versehen, welches aufgrund der letzten Wechselspannungs-Halbwelle innerhalb jeder Ma­schinen-Umdrehung in einen Zustand zur Freigabe der Betäti­gung des Entladeschalters während der ersten Halbwelle der nächsten Umdrehung gekippt wird. Zweckmäßigerweise wird der letzte Teil der letzten Halbwelle, also deren Ablauf bzw. Ende dazu benutzt, das Kippschaltwerk in den Freigabezu­stand zu setzen.
  • Digitale Schaltwerke wie Kippstufen sind empfindlich gegen elektromagnetische Einstreuungen, welche zur Verfälschung des Schaltzustands führen können. Diesem Problem wird mit einer Ausbildung der Erfindung begegnet, nach der das Kipp­schaltwerk innerhalb jeder Umdrehung aufgrund der zweiten und gegebenenfalls weiteren nachfolgenden Halbwellen glei­cher Polarität in seinen ursprünglichen Ausgangszustand zu­rückgekippt wird und dabei die Betätigung des Schalters sperrt. Erst mit der letzten Halbwelle der laufenden Umdre­hung, welche voraussetzungsgemäß entgegengesetzte Polarität aufweist, wird das Kippschaltwerk zur Zündungsfreigabe wie­der gesetzt. Hierdurch werden Fehlzündungen vermieden.
  • Dieses periodische Rücksetzen des Kippschaltwerkes ist be­sonders dann von Vorteil, wenn - nach einer weiteren Aus­bildung der Erfindung - dieses als ein einflankengetrigger­tes Toggle-Flip-Flop ausgebildet ist, das innerhalb jeder Umdrehung aufgrund der zweiten und gegebenenfalls folgender Halbwellen gleicher Polarität zurückgesetzt wird, und auf dessen dynamischen Takteingang die erste und gegebenenfalls folgende Halbwellen gleicher entgegengesetzter Polarität einwirken. Toggle-Flip-Flops invertieren bekanntlich ihren Ausgangszustand mit jeder z. B. positiven Taktflanke (vgl. Tietze-Schenk "Halbleiterschaltungstechnik", 8. Auflage, Springer-Verlag, S. 237). Wird durch eine externe Störung ein unerwünschtes Umkippen des Flip-Flops verursacht, kann sich dies aufgrund der genannten vorsorglichen Rücksetzung, vor allem wenn diese vor der letzten Halbwelle einer Umdre­hung erfolgt, nicht in eine Falschzündung auswirken.
  • Mit Vorteil ist das Kippschaltwerk mit einem Kurzschluß-­Schalter dergestalt verbunden, daß es im zurückgekippten Ausgangszustand den Kurzschlußschalter zur Unterdrückung von induzierten Trigger-Halbwellen entsprechend ansteuert. Die dadurch erzielte Vermeidung von zusätzlichen, überflüs­sigen Zündungen, vor allem wenn sich die Maschine in einer hierfür ungeeigneten Drehstellung befindet, braucht nicht näher erläutert zu werden. In der Praxis hat es sich als zweckmäßig erwiesen, dem Ausgang des Kippschaltwerks und dem Eingang des Kurzschluß-Schalters ein Verzögerungsglied, z. B. in Form eines RC-Tiefpasses zwischenzuschalten. Da­durch wird ein Nacheilen des Schließens oder Öffnens des Kurzschluß-Schalters erreicht, um unerwünschte Auswirkungen durch zeitlich verzögerte, induzierte Halbwellen zu kompen­sieren.
  • Zur leichteren Realisierung des erfindungsgemäßen Zündsy­stems (Verfahren, Anordnung) ist anzustreben, daß der Ma­gnetgenerator eine möglichst geringe Anzahl von Spannungs­halbwellen induziert, da ohnehin nur die erste Spannungs­halbwelle der Zünd-Triggerung dient und die nachfolgenden Halbwellen zum Setzen und/oder Zurücksetzen des Flags- bzw. Kippschaltwerks verwendet werden müssen. Dem dient es, wenn das erfindungsgemäße System mit einem an sich bekannten Ma­gnetgenerator (vgl. DE-OS 36 08 740) kombiniert wird, der ein mit der Maschinenumdrehung gekoppeltes Magnet-Polrad mit tangential versetzten Polen und eine damit zusammenwir­kende, stationäre angeordnete Spulenanordnung mit ferroma­gnetischem Eisenkern aufweist. Mit besonderem Vorteil ist der Gedanke dadurch konkretisiert, daß der Eisenkern zwei zum Polrad gerichtete Schenkel aufweist, von denen ledig­lich einer von der Spulenanordnung umgeben ist, die vor al­lem eine Ladespule für den Zündkondensator und eine Trig­gerspule zum Ableiten von die Zündung triggernden Impulsen umfaßt. Mit dieser Magnetgeneratorausbildung werden pro Um­drehung eine erste positive, eine zweite negative und eine dritte posititve Trigger-Halbwelle induziert. Die überra­schend vorteilhafte Wirkung im Zusammenhang mit dem zuvor skizzierten Erfindungssystem beruht auf dem Beginn und das Ende jedes Halbwellen-Zykluses jeweils mit einer positiven Halbwelle: die erste Halbwelle kann - ab der zweiten Ma­schinenumdrehung - stets auf die noch im Eisenkern vorhan­dene Restmagnetisierung aufbauen, die nach der letzten Halbwelle gleicher Polarität noch verblieben ist; dies er­gibt eine besonders steile Anfangsflanke für die erste Halbwelle, da keinerlei Ummagnetisierung im Eisenkern mehr notwendig ist. Praktische Versuche haben ergeben, daß hier­bei eine Frühverstellung der Zündung zwischen 400 U/min und 1 2000 U/min bis zu 30° möglich ist. Der mittleren, zweiten Halbwelle entgegengesetzter Polarität läßt sich die bereits erwähnte Sicherheitsfunktion zuordnen, nämlich Störungen des Flags- oder Kippschaltwerks durch dessen Rücksetzung zu kompensieren.
  • Eine weitere Ausbildung der Erfindung, die im Zusammenhang mit der minimalen Anzahl induzierter Halbwellen von Vorteil ist besteht darin, daß die Stromversorgung des Kippschalt­werks von der ersten und gegebenenfalls folgenden Halbwel­len abhängt. Bei drei Halbwellen pro Umdrehung gemäß oben erläutertem Beispiel bedeutet dies, daß das Kippschaltwerk während dem größten Teil der Maschinenumdrehung inaktiviert ist und infolgedessen keine Falsch-Zündungen hervorrufen kann.
  • Schließlich betrifft die Erfindung eine Zündanlage für Brennkraftmaschinen, mit einem Magnetgenerator, der abhän­gig von der Maschinendrehstellung eine Lade-Wechselspannung für ein Energiespeicherelement induziert, das von einem im Gleichlauf zu der Wechselspannung betätigten Zündschalter vorzugsweise über die Primärspule eines Zündtransformators entladen wird.
  • Bei den zuvor erläuterten Zündsystemen (Verfahren und An­ordnung) ist vor allem einer mit steigender Drehzahl zuneh­menden Frühverstellung der Zündung Rechnung getragen. Bei Brennkraftmaschinen, die z.B. in Rasenmähern oder Kettensä­gen eingesetzt sind, besteht darüberhinaus noch das Bedürf­nis, die Überschreitung einer Oberdrehzahlgrenze zu verhin­dern.
  • Zur Lösung des Problems der Drehzahlbegrenzung wird bei ei­ner Zündanlage mit den zuvor genannten Merkmalen erfin­dungsgemäß vorgeschlagen, ein Zeitgebermodul vorzusehen, das auf die Wechselspannung mit der Erzeugung eines Betäti­gungs-Sperrsignals zu den Zündschalter reagiert, wobei es das Sperrsignal während eines Zeitintervalls aktiv hält, welches im Hinblick auf eine Drehzahl-Obergrenze für die Brennkraftmaschine gewählt ist.
  • Periodisch mit jeder Maschinen-Umdrehung wird bei einer be­stimmten Drehstellung eine Folge von Wechselspannungshalb­wellen ausgelöst (wie z.B. in der eingangs genannten älte­ren Fundstelle beschrieben), welche dem Aufladen des Ener­giespeicherelements und/oder dem Triggern der Zündung über den das Energiespeicherelement entladenden Zündschalter dienen. Aufgrund des Auftretens der Wechselspannung wird gleichzeitig das Zeitgebermodul aufgesetzt bzw. gestartet zur Generierung einer voreingestellten konstanten Zeit­spanne. Mit steigender Drehzahl wird die Periode, mit der die Wechselspannung regelmäßig auftritt, kürzer, die vom Zeitgeber generierte Zeitspanne jedoch bleibt konstant. Un­terschreitet die Periode für das regelmäßige Auftreten der Wechselspannung die generierte Zeitspanne, wird eine Zün­dung aufgrund des vom Zeitgeber ausgegebenen Sperrsignals an den Zündschalter unterbunden, so daß eine weitere Dreh­zahlerhöhung nicht mehr möglich ist. Erst nach Ablauf einer generierten Zeitspanne inaktiviert der Zeitgeber das Sperr­signal, wodurch weitere Zündungen wieder freigegeben sind. Diese erfolgen mit erneutem Autreten von induzierter Wech­selspannung und gleichzeitig wird der Zeitgeber zur erneu­ten Generierung der voreingestellten Zeitspanne bzw. -dauer unter zeitgleichem Setzen des Sperrsignals gestartet.
  • In Weiterbildung dieses erfindungsgemäßen Zündsystems eig­nen sich zur Realisierung des Zeitgebers an sich bekannte und auf dem Markt kostengünstig erhältliche Baukomponenten wie Vorwahlzähler, Zeitschalter oder Monoflops, die jeweils so beschaltet sind, daß sie mittels der Wechselspannung in ihren Ausgangs- bzw. Startzustand rücksetzbar sind. Ande­rerseits liegt es auch im Rahmen der Erfindung, den Zeitge­ber softwaremäßig zu realisieren, nämlich in einem Mikro­computer als Software-Routine zu implementieren, was vor­zugsweise unter Einsatz eines an sich bekannten program­ mierbaren Zählerbausteins erfolgen kann; um dabei das mit der Wechselspannung synchronisierte Rücksetzen bzw. Starten des Zeitgebers durch den Mikrocomputer zu ermöglichen, sind für diesen noch an sich bekannte Sensormittel (Schwell­wert-Komperatoren, AD-Wandler) zum Erfassen des Auftretens der Wechselspannung anzuordnen.
  • Beim Synchronisieren des Betriebs des Zeitgebers mit der Wechselspannung stellt sich das Problem, diese dem Zeitge­ber zum Erfassen geeignet aufzubereiten und/oder zur Signalerfassung zu formen. Zur Lösung wird in Weiterbildung der Erfindung ein Anpaßmodul bzw. -netzwerk vorgeschlagen, mittels welchem pro Maschinenumdrehung eine oder mehrere Wechselspannungs-Halbwellen selektiert, gegebenenfalls gleichgerichtet und/oder invertiert und dem Zeitgeber in dessen Rücksetzeingang zugeführt werden.
  • Mit Vorteil durchläuft jede Halbwelle auf ihrem Weg zum Start- bzw. Rücksetzeingang des Zeitgebers wenigstens ein Laufzeitglied, das eine Zeitverzögerung entsprechend der Mindest-Betätigungszeit des Zündschalters realisiert. Der erzielte Vorteil besteht darin, daß nicht betriebsgerechtes Start- bzw. Rücksetzen des Zeitgebers und damit verbunden zu frühes Ausschalten des Zündschalters weitgehend verhin­dert ist: vom Zündvorgang her rührende Störspikes können erst den Zeitgeber neu zum Sperren der Zündung aufsetzen, wenn das Energiespeicherelement für die Zündung ausreichend entladen worden ist, wofür der Zündschalter eine Mindest­zeit benötigt. Mithin dient das Vorsehen von Laufzeitglie­dern der Erhöhung der Zünd- und Betriebssicherheit.
  • Um in Zusammenhang mit Laufzeitgliedern im niedrigen oder mittleren Drehzahlbereich gleichwohl eine schnelle, prak­tisch unverzögerte Zündung zu gewährleisten, ist nach einer Weiterbildung vorgesehen, daß pro Maschinen-Umdrehung we­nigstens eine Halbwelle, vorzugsweise die erste Halbwelle der Wechselspannung, dem Zeitgeber zusätzlich unter logi­scher UND-Verknüpfung mit dessen Sperrsignal-Ausgang zuge­führt wird. Hat der Zeitgeber wegen Ablauf der von ihm ge­nerierten Zeitdauer das Sperrsignal zurückgenommen, wird die von der Wechselspannungs-Halbwelle resultierende Infor­mation im Zuge der UND-Verknüpfung mit logisch "Null" ge­wichtet bzw. bewertet, so daß der Zeitgeber nicht neu ge­startet bzw. das Sperrsignal für den Zündschalter nicht neu gesetzt wird. Läuft die Brennkraftmaschine im Bereich der oberen Drehzahlgrenze, werden von Halbwellen resultierende Informationen mit logisch "Eins" gewichtet bzw. bewertet, so daß der Start- bzw. Rücksetzeingang des Zeitgebers und damit das Sperrsignal umgehend neu aktiviert werden.
  • Erzeugt der Magnetgenerator pro Maschinenumdrehung mehr als zwei Halbwellen, werden insbesondere aufgrund von Hy­sterese-Verlusten die Zeitabstände zwischen der zweiten und den nachfolgenden Halbwellen größer als zwischen der ersten und der zweiten Halbwelle. Diese Erscheinung prägt sich be­sonders im niederen bzw. unteren Drehzahlbereich der Brenn­kraftmaschine aus. Um den genannten größeren Zeitabstand zu überbrücken, ist nach einer vorteilhaften Erfindungsweiter­bildung ein Speicherelement, beispielsweise ein Flipflop, vorgesehen, welches ein den Zeitgeber zu dessen Rücksetzen zugeführtes Merksignal speichert, wobei es von einer Halb­welle geladen und von einer anderen - entweder vorausgehen­den oder nachfolgenden - Halbwelle gelöscht wird. Hierdurch wird die von der zweiten und gegebenenfalls nachfolgenden Halbwellen resultierende Rücksetzinformation für den Zeit­geber solange festgehalten, bis die unmittelbar benachbarte Halbwelle eintrifft; dabei wird während des Zeitabstands zwischen den beiden aufeinanderfolgenden Halbwellen der Zeitgeber stets im Rücksetz- bzw. Startzustand gehalten, so daß das Sperrsignal unterdrückt bleibt und die Zündung sich frei entfalten kann.
  • Zur Erzielung einer kompakten Bauweise im Hinblick auf den Einsatz in kleinen Brennkraftmaschinen ist es von Vorteil, wenn nach einer Weiterbildung der Erfindung das Anpaßmodul - gegebenenfalls einschließlich der Laufzeitglieder, UND-­Gatter und/oder des Speicherelements - mit dem Zeitgeber baulich zu einem integrierten Schaltkreis zusammengefaßt ist. Um auch den Einsatz "vor Ort", wo keine Möglichkeit des Netzanschlusses existiert, zu ermöglichen, besteht eine andere zweckmäßige Weiterbildung darin, daß zur Stromver­sorgung des Zeitgeber- und/oder gegebenenfalls Anpaßmoduls oder integrierten Schaltkreises ein weiteres Energiespei­cherelement angeordnet ist, das über die vom Magnetgenera­tor induzierte Wechselspannung aufgeladen wird. Da hier­durch die Maschinen-Drehleistung indirekt zur Stromerzeu­gung verwendet wird, ist ein besonderes Batterieelement nicht mehr notwendig.
  • Bei der Synchronisation von Zeitgeber-Betrieb und induzier­ter Wechselspannung erhebt sich das Problem, die Wechsel­spannung bzw. deren Halbwellen in für den Zeitgeber aus­wertbare Signale umzuformen, welche zum Einsatz an sich be­kannter Digitaltechnologie gegenüber Bezugspotential uni­polar sind. Unter diesem Gesichtspunkt besteht eine Ausbil­dung der Erfindung darin, daß dem Anpaßmodul Wechselspan­nungs-Halbwellen zugeführt werden, die von sowohl dem einen Pol als auch dem entgegengesetzten Pol einer Induktions­spule abgegriffen werden. Damit erhalten die in der Induk­tionsspule mit entgegengesetzten Vorzeichen induzierten Spannungen gegenüber dem Anpaßmodul bzw. dessen Be­zugspotential übereinstimmende Richtungen. Alternativ kann die negative Wechselspannungs-Halbwelle dem Anpaßmodul über einen Inverter beispielsweise in Form eines pnp-Transistors in Emitterschaltung zugeführt werden.
  • Damit der Zeitgeber über sein Sperrsignal auf den Zünd­schalter einwirken kann, ist nach einer Weiterbildung der Erfindung dem Zeitgeber ein Sperrschaltglied nachgeordnet, das bei Ansteuerung bzw. Betätigung durch das Sperrsignal dem Betätigungseingang des Zündschalters gegen Masse kurz­schließt. Gelangt dann Wechselspannung an den Betätigungs­eingang, so wird auch diese kurzgeschlossen und kann so keine Zündung auslösen.
  • Soll, bevor die Drehzahlbegrenzung durch den Zeitgeber ein­setzt, noch eine Spätverstellung der Zündung gegenüber ei­ner Bezugs-Drehstellung der Maschine (z. B. oberer Tot­punkt) erfolgen, kann dies im Rahmen der Erfindung wie folgt realisiert werden: dem Ansprech-, Start-, gegebe­nenfalls Rücksetzeingang des Zeitgebers wird unmittelbar ein Verzögerungsmodul beispielsweise in Form eines RC-Tief­passes vorgeschaltet; dessen die Verzögerung realisierende Zeitkonstante ist im Hinblick auf die gewünschte Spätver­stellung des Zündzeitpunkts gewählt und wirkt sich unmit­telbar im Bereich der Drehzahl-Obergrenze der Maschine aus. In diesem Bereich ist bei Auftreten von Wechselspannung die vom Zeitgeber generierte Zeitdauer bzw. Wartezeit bis auf eine kleine Restzeit bereits abgelaufen; das Verzö­gerungsglied verzögert den Eingang eines Rücksetz- bzw. Startsignals in den Zeitgeber jedoch über die Restzeit hin­aus, so daß noch eine spätverstellte Zündung erfolgen kann.
  • Mit Vorteil ist für das Zeitgeber-Modul ein Impuls- oder Taktgenerator als Zeitreferenz vorgesehen, dessen Takt-­oder Impulsausgang nach einer logischen UND-Verknüpfung mit dem Sperrsignal des Zeitgebermoduls einer zugehörigen Zähl­einrichtung zugeführt wird. Insbesondere wenn das Zeit­geber-Modul mittels eines Zählerbausteins realisiert ist, kann das davon erzeugte Sperrsignal auch den Eingang der zu zählenden Impulse aus dem Taktgenerator verhindern, indem das als Torschaltung zum Zählereingang dienende UND-Gatter gesperrt wird.
  • Zur Stabilisierung der Leerlaufdrehzahl der Brennkraft­maschine ist eine Verminderung der Frühverstellung des Zündzeitpunkts (vgl. eingangs genannte Fundstelle) vorteil­haft. In dieser Hinsicht besteht eine erfindungsgemäße Wei­terbildung darin, daß das Zeitgeber-Modul auf die Wech­selspannung mit der Erzeugung eines weiteren separaten Ver­zögerungssignals zur verzögerten Betätigung des Zündschal­ters reagiert; dieses Verzögerungssignal wird für die Dauer eines zweiten längeren Zeitintervalls erzeugt, das einer Drehzahl-Untergrenze, vorzugsweise der Leerlaufdrehzahl, der Maschine entspricht. Dadurch wird bei der Drehzahl-Un­tergrenze, insbesondere Leerlaufdrehzahl für die Zündver­stellkurve der Brennkraftmaschine ein Einbruch erzeugt, der sich vorteilhaft auf die Stabilität im Leerlauf auswirkt. Die verzögerte Betätigung des Zündschalters läßt sich vor­teilhaft durch ein Verzögerungsglied realisieren, das vom Verzögerungssignal des Zeitgebers aktiviert wird. Die indu­zierte Wechselspannung wird dann über das Verzögerungs­glied, beispielsweise ein RC-Tiefpaß, dem Betätigungsein­gang des Zündschalters zu dessen Triggerung verzögert zuge­führt.
  • Insbesondere wenn das Zeitgeber-Modul auf der Basis eines Vorwahl-Zählerbausteins realisiert ist, muß die Vorwahl­zahl, bei dessen Erreichen das Verzögerungssignal erzeugt wird, höher sein als die Vorwahlzahl für das Sperrsignal.
  • Deshalb darf das Zeitgeber-Modul, insbesondere der Zählerbaustein, beim Zählen nicht angehalten werden, wenn die Vorwahlzahl für das Sperrsignal erreicht ist. Dem trägt eine Erfindungsweiterbildung dadurch Rechnung, daß der Takt- oder Impulsausgang des genannten Takt- oder Impulsge­bers ausschließlich mit dem Verzögerungssignal UND-ver­knüpft ist.
  • Weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung sowie anhand der Zeich­nung. Darin zeigen:
    • Fig. 1 eine für die Erfindung vorteilhafte Ausführung des Magnetgenerators in axialer Ansicht,
    • Fig. 2 eine schaltungstechnische Realisierung der Er­findung,
    • Fig. 3 Spannungs-Zeit-Diagramme bezüglich vom Magnet­generator induzierter Spannungshalbwellen sowie von Ein- und Ausgangssignalen eines erfindungs­gemäß verwendeten Kippschaltwerks,
    • Fig. 4 eine weitere schaltungstechnische Realisierung der Erfindung,
    • Fig. 5 eine weitere schaltungstechnische Realisie­rung der Erfindung,
    • Fig. 6 anhand der Impulsdiagramme a)-c) die Funktions­weise der Schaltungen nach Figur 4 und/oder Figur 5,
    • Fig. 7 eine weiter abgewandelte schaltungstechnische Realisierung der Erfindung, und
    • Fig. 8 die aus der Schaltungsvariante nach Fig. 7 resultierende Zündeverstellkurve für den Betrieb der Brennkraftmaschine.
  • Der in Fig. 1 dargestellte Magnetgenerator weist ein Polrad 1 auf, welches von der (nicht dargestellten) Maschine in Drehrichtung 2 entgegen dem Uhrzeigersinn rotiert wird. An dessen äußeren Umfang ist ein Dauermagnet 3 mit tangential versetzten Polen N, S angeordnet, welche entsprechend ange­ordnete Polschuhe magnetisieren. Diese Magnetanordnung 3, 4 wird bei Drehung 2 an einen ferromagnetischen Eisenkern 5 mit U-Profil vorbeibewegt, dessen erster Schenkel 6 von ei­ner Spulenanordnung L1, L2, L3, L4 umgeben ist, und dessen zweiter Schenkel 7 keine Spulen aufweist. Die Spulenanord­nung besteht aus vier zum ersten Schenkel 6 konzentrisch angeordneten Spulen L1 bis L4. Deren Funktion wird aus den Erläuterungen anhand der weiteren Figuren mit Schaltungsan­ordnungen und Signal/Zeitdiagrammen ersichtlich.
  • Gemäß Fig. 2 lädt die erste Ladespule L1 über einen Voll­weggleichrichter G1 in beispielsweise Graetz-Schaltung einen Zünd-Kondensator C1 auf. Die zweite Spule L2 bzw. dritte Spule L3 bilden zusammen die Primär- bzw. Sekundär­wicklung eines Zündtransformators 8. Die Primärspule L2 liegt in Serie mit dem Zündkondensator C1, bei dessen Ent­ladung über einen im Beispiel als Thyristor ausgeführten Schalter Thy am Ausgang des Zündtransformators 8 ein Hoch­spannungs-Zündsignal 9 entsteht. Der Steuer- bzw. Betäti­gungseingang 10 des Schalters Thy ist mit dem Ausgang einer (gestrichtelt angedeuteten) Trigger-Einrichtung 11 verbun­den, der eine vierte Spule L4 als Trigger-Spule zugeordnet ist. Ferner sind dem Steuereingang 10 des Schalters Thy ein Schutzwiderstand R10 und eine Schutzdiode D5 jeweils par­allel gegen Masse geschaltet. In der Spulenanordnung L1 bis L4 werden in an sich bekannter weise stetig zusammnenhän­gende und wechselnd polarisierte Spannungshalbwellen, wie in Fig. 3, Diagramm a, dargestellt, erzeugt. Der Trigger­spule L4 ist ein Ausschalter 12 parallel gegen Masse ge­schaltet, der bei Betätigung die Triggerspule L4 kurz­schließt. Zwischen der Triggerspule L4 und dem Steuerein­gang 10 des Schalters Thy sind eine lediglich positive Halbwellen durchlassende Diode D2 sowie ein Strombegren­zungswiderstand R1 seriell angeordnet. Zwischen dieser Di­ode D2 und dem Strombegrenzungswiderstand R1 ist eine Par­allelschaltung bestehend aus dem Widerstand R9, dem gepol­ten Kondensator C2 und der Zener-Diode D3 gegen Masse ge­legt. Dieses parallel geschaltete Netzwerk dient einerseits der Glättung von aus der Triggerspule L4 herrührenden Im­pulsen und andererseits der Spannungsstabilisierung.
  • Am Ausgang der Triggerspule L4 liegen ferner - parallel zum Eingang 13 der Triggereinrichtung 11 geschaltet - zwei Ein­gänge 14, 15 eines Kippschaltwerkes 16. Dessen Kern bildet ein als integrierter Schaltkreis ausgeführtes Daten-Flip-­Flop 17 mit positiv flankengetriggertem Takteingang Cl, welches aufgrund der Rückkopplung seines invertierenden Ausgangs Q zu seinem Dateneingang D als Toggle-Element betrieben wird. Die Spannungsversorgung am Eingang UB des Flip-Flops 17 wird vom ersten Eingang 14 des Kippschalt­werks 16 wie folgt abgeleitet: über eine lediglich die po­sitiven Spannungshalbwellen aus der Triggerspule L4 durch­lassende Diode D4 wird ein gepolter Kondensator C3 gegen Masse aufgeladen; dieser stellt dann die Versorgungsspan­nung UB für das Flip-Flop 17 bereit. An dessen Takteingang Cl liegt der Ausgang eines invertierenden Schaltelementes gebildet aus einem npn-Transistor T2 in Emitterschaltung, dessen Kollektor über den Kollektorwiderstand R5 auf dem Stromversorgungspotential des Flip-Flops 17 bzw. des Stromversorgungskondensators C3 liegt. Das Steuer- bzw. Ba­sissignal des Transistors T2 wird über einen zwischen Masse und der Zener-Diode D3 der Triggereinrichtung 11 geschalte­ten Spannungsteiler R3, R4 zugeführt.
  • Der Reset-Eingang R des Flip-Flops 17 ist mit dem Ausgang eines weiteren invertierenden Schaltelements aus dem pnp-­Transistor T1 in Emitterschaltung mit nach Masse gelegtem Kollektorwiderstand R7 verbunden. Der Steuer- bzw. Ba­siseingang dieses pnp-Transistors T1 wird über einen Span­nungsteiler R2, R6 angesteuert, welcher an seinem einen Ende mit dem Ausgang der Triggerspule L4 und an seinem an­deren Ende mit der Stromversorgung aus dem Stromversor­gungskondensator C3 verbunden ist. Dessen Stromversorgungs­potential ist dem Emitter des pnp-Transistors T1 zugeführt.
  • Der invertierende Ausgang Q des Flip-Flops 17 steuert über einen verzögernden RC-Tiefpaß R8, C4 einen durch einen Transistor T3 in Emitterschaltung realisierten Kurzschluß-­Schalter an, welcher dann den Ausgang bzw. Steuereingang 10 des Schalter Thy nach Masse kurzschließt.
  • Wegen der Wirkungsweise dieses Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Zündsystems wird auf die Signal-Zeitdia­gramme a) bis e) in Fig. 3 verwiesen:
  • Gemäß Diagramm a) wird beim Vorbeibewegen des Nordpols N des Dauermagneten 3 am ersten mit der Spulenanordnung ein­schließlich der Triggerspule L4 bewickelten Schenkel 6 des U-Eisenkerns 5 u. a. in der Triggerspule L 4 eine Span­nungshalbwelle I positiver Polarität induziert. Nach Ver­ lassen des ersten Schenkels 6 bewegt sich der Nordpol N aufgrund der Drehung 2 des Polrads 1 am zweiten nicht be­wickelten Schenkel 7 vorbei, während der Südpol S am ersten Schenkel 6 vorbeibewegt wird. Dies führt zu einer vollstän­digen Ummagnetisierung des Eisenkerns 5, woraufhin die zweite Spannungshalbwelle II entgegengesetzter Polarität und höherer Amplitude entsteht. Verläßt der Nordpol N mit weiterer Drehung 2 den Bereich des zweiten Schenkels 7, den dann der Südpol S des Dauermagneten 3 entsprechend magneti­siert, wird wieder eine Änderung des magnetischen Flusses durch die Spulenanordnung hervorgerufen; es wird also eine weitere Spannungshalbwelle III induziert, deren Polarität der der zweiten Spannungshalbwelle II entgegengesetzt ist. Gerät auch aufgrund der Drehung 2 der Südpol S außerhalb der Bereiche der Schenkel 6, 7 des U-Kerns 5, verbleibt in diesem wegen der Magnetisierungshysterese eine Restmagneti­sierung positiver Polarität. Nach einer vollständigen Um­drehung des Polrads 1 wiederholt sich der beschriebene Spannungshalbwellen-Zyklus I-II-III mit der Periode T von neuem. Wie eingangs dargelegt führt die dynamische Charak­teristik des Zündsystens zu einer Verbreiterung der zweiten Halbwelle II und der dritten Halbwelle III, was sich in ei­nem verspäteten Durchschreiten der Triggerschwelle UTr mit der Verspätung s durch die Anfangsflanke der dritten Halb­welle III äußert.
  • Gemäß vorliegendem Ausführungsbeispiel liefert die Trigger­spule L4 mit der ansteigenden Flanke der ersten Halbwelle I bei Durchschreiten der Triggerschwelle UTr einen Zündimpuls über die Diode D2 und den Ausgangswiderstand R1 an den Steuereingang 10 des Schalters Thy. Handelt es sich um den erstmaligen Umlauf des Polrades 1, ist der Zündkondensator C1 noch nicht aufgeladen, und somit wird beim erstmaligen Vorbeilauf des Polrades 1 an der Spulenanordnung kein Funke ausgelöst, sondern es werden lediglich der Zündkondensator C1 und der Stromversorgungskondensator C3 aufgeladen (vgl. Diagramm b). Die nachfolgende zweite Halbwelle II negativer Polarität von der Triggerspule L4 schaltet über den Wider­stand R2 des Spannungsteilers R2, R6 den pnp-Transistor T1 durch, so daß das Flip-Flop 17 zurückgesetzt wird (vgl. Diagramm c in Fig. 3). Dadurch gerät der invertierende Aus­gang Q des Flip-Flops 17 auf positives Potential, so daß der Kurzschlußschalter mit dem Transistor T3 durchgeschal­ten wird (vgl. Diagramm e) aufgrund der zweiten Halbwelle II. Bei diesem Schaltzustand ist eine Ansteuerung des Schalters Thy zur Zündung 9 ausgeschlossen, insbesondere kann die nachfolgende dritte Halbwelle III von der Trigger­spule L4 keine Zündung auslösen. Die dritte Halbwelle III betätigt jedoch das invertierende Schaltelement mit dem npn-Transistor T2 über die Durchlaß-Diode D2 und den Eingangsspannungsteiler R3, R4, wobei der vorher mit der zweiten Spannungshalbwelle II auf positives Potential ange­stiegende Takteingang Cl des Flip-Flops 17 auf Massepoten­tial gelegt wird. Mit der abfallenden Flanke der dritten Halbwelle III wird die durch den Spannungsteiler R3, R4 eingestellte Ansteuer-Spannung für das Schaltelement T2 un­terschritten, welches daraufhin sperrt. Dadurch wird über den Kollektorwiderstand R5 des Schaltelements bzw. Transi­stors T2 positives Potential an den Takt-Eingang Cl des Flip-Flops 17 gelegt, mithin eine ansteigende Flanke er­zeugt (vgl. Diagramm d) für den Signalverlauf am Taktein­gang Cl). Aufgrund der ansteigenden Taktflanke ändert der invertierende Ausgang Q des Flip-Flops 17 seinen vorher auf positivem Potential liegenden Pegel nach niedrigem Poten­tial. Infolgedessen ist der Kurzschluß-Schalter T3 gegen­über Masse unterbrochen, und die innerhalb der nächsten Um­drehung erste Halbwelle I wird nicht kurzgeschlossen, son­dern gelangt an den Steuereingang 10 des Schalters Thy. Das bedeutet, daß mit der ansteigenden Flanke der ersten Halb­welle I die Zündung 9 ausgelöst wird, und der Zünd­kondensator Cl über die Primärspule L2 des Zündtrans­formators 8 entladen wird. Der dabei an der (nicht gezeich­neten) Zündkerze entstehende Zündfunken könnte das Flip-­Flop 17 unerwünscht in einen anderen Zustand kippen. Dem wird - wie bereits beschrieben - durch den Rücksetzimpuls am Eingang R des Flip-Flops 17 aufgrund der Halbwelle II unmittelbar vor dem Setzen zur Zündungsfreigabe begegnet (vgl. insbesondere Diagramme a und c). Indem die Spannungs­versorgung für das Kipp-Schaltwerk 16 mit dem Auftreten der drei Spannungshalbwellen I, II und III gekoppelt ist, sinkt diese während des Zeitraums der letzten Halbwelle III und der innerhalb der nächsten Umdrehung folgenden ersten Halb­welle I ab; dadurch wird das Kippschaltwerk inaktiviert und kann für Zeiten außerhalb der Spannungswellen I bis III keine Zündung verursachen.
  • Das Erfindungskonzept geht über das soeben beschriebene, spezielle Ausführungsbeispiel hinaus. So können die Funk­tionen der obigen Triggereinrichtung 11 und/oder des Kipp­schaltwerks 16 mit entsprechender Software realisiert wer­den, welche in einem Mikrorechner, insbesondere mit Flag-­Register oder entsprechenden, reservierten Speicherzellen abläuft. Die Halbwellen aus der Triggerspule könnten dabei durch einen Analog-/Digital-Wandler vom Mikrorechner erfaßt werden. Zudem kann beim Magnetgenerator anstelle eines ro­tierenden Dauermagneten ein stationär angeordneter vorgese­hen sein, während anstelle des Polrads ein Jochrad für ma­gnetischen Rückschluß mit vorspringenden Zahnsegmenten ver­wendet ist.
  • Gemäß der Schaltungsvariante nach Fig. 4 ist der Steuer-­bzw. Betätigungseingang 10 des Zündschalters Thy mittelbar über den ohmschen Widerstand R22 und der dahinter geschal­teten Diode D21 mit der einen Polklemme der vierten - der Triggerung der Zündung 9 dienenden - Triggerspule L4 ver­bunden, deren entgegengesetzte Polklemme auf Bezugspoten­tial bzw. Masse gelegt ist. Aufgrund der nur positive Wech­selspannungs-Halbwellen durchlassenden Diode D21 wird der Schalter Thy über seinen Betätigungseingang 10 nur bei ge­genüber Bezugspotential positiv induzierten Halbwellen in der Triggerspule L4 angesteuert. Aus diesen Halbwellen wird ferner über eine weitere, positive Halbwellen durchlassende Diode D22 in Verbindung mit der nachgeordneten Parallel­schaltung aus gepoltem Versorgungskondensator C22 und span­nungsstabilisierender Zener-Diode D23 eine Versorgungsspan­nung +U für den nachgeschalteten integrierten Schaltkreis IC abgeleitet. Dieser liegt mit seinem weiteren Versor­gungseingang -U auf gleichem Bezugspotential wie die Triggerspule L4 und weist für positive bzw. negative Wech­selspannungs-Halbwellen aus der Triggerspule L4 jeweils einen Eingang POS1 bzw. POSN auf. Der Eingang POS1 ist über den ohmschen Widerstand R25 mit der Kathode der erstgenann­ten, positive Halbwellen durchlassenden Diode D21 verbun­den. Gegenüber Bezugspotential bzw. Masse negativ indu­zierte Wechselspannungs-Halbwellen in der Triggerspule L4 werden mittels einer Invertierschaltung 211 invertiert bzw. umgepolt dem zweitgenannten Schaltkreis-Eingang POSN zuge­führt. Die Invertierschaltung 211 wird im gezeichneten Bei­spiel aus dem im Emitterschaltung angeordneten pnp-Transi­stor T21 gebildet, der von der Signal-Polklemme der Trig­gerspule L4 über einen Widerstand R23 bei Auftreten negati­ver Halbwellen an seiner Basis angesteuert wird und diese kollektorseitig an den Eingang POSN weiterleitet; zur Er­zeugung des entsprechenden Spannungsabfalls dient der Wi­derstand R24 zwischen Kollektor und Masse.
  • Wesentliche Funktionseinheiten es integrierten Schaltkrei­ses IC sind das Anpassmodul 212 und der im Beispiel als Zeitgeber 214 dienende Vorwahlzähler Z1. Der positive Halbwellen-Eingang POS1 ist innerhalb des Anpassmoduls 212 dem Rücksetzeingang eines RS-Flipflops FF1 sowie den Ein­gängen eines ODER-Gatters OR1 und eines UND-Gatters UND1 zugeführt. Der Eingang POSN für (ursprünglich) negative Halbwellen führt über ein Laufzeitglied t1 zum Setz-Eingang S des RS-Flipflop FF1. Dessen Ausgang Q ist mit dem zweiten Eingang des bereits genannten ODER-Gatters OR1 verbunden. Sein Ausgang ist über ein weiteres Laufzeitglied t2 mit dem ersten Eingang eines weiteren ODER-Gatters OR2 verbunden. Der zweite Eingang dieses Gatters OR2 ist direkt mit dem Ausgang des genannten UND-Gatters UND1 verbunden, welches den Ausgang Qx des Vorwahlzählers Z1 mit dem Signal des Eingangs POS1 verknüpft.
  • Das zweitgenannte ODER-Gatter OR2 bildet für den integrier­ten Schaltkreis IC einen Ausgang A, der über ein externes Verzögerungsglied 213 - im Beispiel ein RC-Tiefpaß mit dem seriell angeordneten Widerstand R21 und dem gegen Masse nachgeschalteten Kondensator Cx - mit einem weiteren Ein­gang B des integrierten Schaltkreises IC verbunden ist. Der Eingang B dient der Erzeugung eines Start- bzw. Rücksetzsi­gnals ("Reset") für den Zeitgebermodul 214 bzw. Vorwahlzäh­ler Z1. Das Zeitgebermodul 214 umfaßt neben dem Vorwahlzäh­ler Z1 noch ein zweites UND-Gatter UND2, mittels welchem die Impulsfolge entsprechend einer Zählfrequenz fz eines externen Taktgenerators 215 mit dem Ausgang Qx des Vorwahl­zählers Z1 UND-verknüpft, und seinem Zähleingang CNT zuge­führt wird. Dadurch wird der Zählvorgang gestoppt, wenn der Vorwahlzähler Z1 über seinen Eingang CMP ein positives Ver­gleichsergebnis mit einer extern eingestellten Vorwahlzahl VWZ feststellt und daraufhin sein Ausgangssignal Qx inakti­ viert bzw. zurücksetzt. Durch die Vorwahlzahl VWZ kann eine Grobeinstellung des Vorwahlzählers Z1 erfolgen, indem des­sen Zählerstufen festgelegt werden; die Feineinstellung ist durch Veränderung der Zahlfrequenz fz aus dem Taktgenerator möglich.
  • Das Ausgangssignal Qx bildet auch den Sperrsignalausgang Out des integrierten Schaltkreises IC, welcher das Sperr­schaltglied T22 - gebildet aus einem npn-Transistor in Emitterschaltung - ansteuert. Das Sperrschaltglied T22 legt bei Ansteuerung durch den aktivierten Sperrsignalausgang Out den Betätigungseingang 10 des Zündschalters Thy auf Masse bzw. Bezugspotential zwecks Zündverhinderung.
  • Die aus Figur 5 ersichtliche Schaltungsvariante ist gegen­über der nach Figur 4 wie folgt abgewandelt: Zum einen wer­den negative Spannungs-Halbwellen durch direkten Abgriff an einer Polklemme 216 der Ladespule L1 und nachfolgender Zuführung in gegenüber Bezugspotential positiver Stromrich­tung an den entsprechenden Schaltkreis-Eingang POSN als po­sitive Signale für das nachgeordnete Anpassmodul 212 gewon­nen. Treten an der Abgriffstelle bzw. Polklemme 216 der La­despule L1 Spannungshalbwellen umgekehrter Polarität auf, werden diese von der Diode D24 gegen Masse kurzgeschlossen. Mithin können der Transistor T21 und der Widerstand R24 ge­mäß Figur 4 weggelassen werden. Zum anderen ist der nach Figur 4 eingesetzte Vorwahlzähler Z1 mit UND-Gatter UND2 vorliegend durch ein Monoflop MF zur Bildung des Zeitgeber­moduls 214 ersetzt. Das Monoflop MF ist extern mit einem Widerstand RM und einem Kondensator CM beschaltet, über de­ren Dimensionierung bzw. Verstellung die Dauer des nichtstabilen Zustands des Monoflops und mithin das vom Zeitgeber generierte Zeitintervall für die Aktivierung des Sperrsignalausgangs Out wählbar ist. Schließlich ist das externe Verzögerungsglied (vgl. Ziff. 213 in Figur 4) weg­gelassen und stattdessen der Ausgang des ODER-Gatters OR2 direkt dem Starteingang des Monoflops MF bzw. des Zeitge­bers 214 zugeführt.
  • Nachfolgend wird die Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemäß Figur 4 anhand der Signal/Zeit-Diagramme in Figur 6 näher erläutert.
  • Gemäß Diagramm 6a wird beim Vorbeibewegen des Nordpols N des Dauermagneten 3 am ersten mit der Spulenanordnung ein­schließlich der Triggerspule L4 bewickelten Schenkel 6 des U-Eisenkerns 5 (vgl. Fig. 1) unter anderem in der Ladespule L1 und der Triggerspule L4 eine Spannungshalbwelle I′ po­sitiver Polarität induziert. Bewegt sich der Nordpol N nach Verlassen des Bereichs des ersten Schenkels 6 aufgrund der Drehung 2 am zweiten nicht bewickelten Schenkel 7 vorbei, gelangt zeitgleich der Südpol S in dem Bereich des ersten Schenkels 6. Dies führt zu einer vollständigen Ummagneti­sierung des Eisenkerns 5, woraufhin die zweite Spannungs­halbwelle II′ entgegengesetzter Polarität und höherer Am­plitude entsteht. Verläßt der Nordpol N mit weiterer Dre­hung 2 den Bereich des zweiten Schenkels 7, den dann der Südpol S entsprechend magnetisiert, wird wieder eine Än­derung des magnetischen Flusses durch die Spulenanordnung hervorgerufen; dies führt zur Induktion einer weiteren Spannungshalbwelle III′, deren Polarität der zweiten Span­nungshalbwelle II′ entgegengesetzt ist. Aufgrund der not­wendigen Ummagnetisierungen liegen die Spannungshalbwellen II′ und III′ in zeitlich weiteren Abständen auseinander als die Spannungshalbwellen I′ und II′ (nicht gezeichnet). Nach einer vollständigen Umdrehung des Polrads wiederholt sich der beschriebene Spannungshalbwellen-Zyklus I′-II′-III′ mit der Periode T von neuem.
  • Den jeweils positiven Spannungshalbwellen I′ und III′ ent­spricht die unipolare Pulsfolge am Schaltkreis-Eingang POS1, und der negativen Halbwelle II′ die gleichartige Pulsfolge am Schaltkreiseingang POSN. Beim Beispiel nach Diagramm a war beim Auftreten des ersten POS1-Impulses das Sperrsignal Out aufgrund des Ablaufs des Zeitgeber-Zeitin­tervalls bereits zurückgesetzt, das heißt logisch "0". Nun führt der erste POS1-Impuls - nachdem er das ODER-Gatter OR1, das Laufzeitglied t2 und das zweite ODER-Gatter OR2 durchlaufen hat - zum Rücksetzen und Starten des Zeitgebers 14 (vgl. Figur 4). Gemäß Diagramm 6a führt also dieser er­ste POS1-Impuls mit entsprechender Zeitverzögerung zum Set­zen des Sperrsignals Out. Dadurch wird die vorher mit dem ersten POS1-Impuls ausgelöste Zündung unmittelbar unterbun­den.
  • Gemäß Diagramm 6b hat sich die Drehzahl der Brennkraftma­schine erhöht, so daß die Wechselspannungshalbwellen I′, II′ und III′ mit gegenüber Diagramm 6a verkürzter Peri­odendauer T′ auftreten. Diese ist dabei so kurz, daß der Vorwahlzähler Z1 beim Abzählen der der Zählfrequenz fz zugrundeliegenden Zählimpulse aus dem Taktgenerator 215 die zur Drehzahlbegrenzung eingestellte Vorwahlzahl VWZ (vgl. Figur 4) beim Auftreten des ersten POS1-Impulses noch nicht erreicht hat, also noch läuft. Er wird dabei von den drei Halbwellen I′, II′, III′ über die Eingänge POS1 bzw. POSN, das Speicherglied FF1 gegebenenfalls mit Zeitglied tl und die Gatter OR1, OR2 mit Zeitglied t2 zurückgesetzt bzw. gestartet. Nach der dritten Halbwelle III beginnt der Vorwahlzähler Z1 wieder zu zählen. Infolgedessen herrscht für den Vorwahlzähler Z1 bei Überschreiten der Peri­odendauer T′ für den Wechslspannungszyklus I′-II′-III′ ständig Zählbetrieb vor, so daß das Sperrsignal Out die Zündung kontinuierlich verhindert.
  • Gemäß Diagramm 6c befindet sich die Brennkraftmaschine in einem Drehzahlbereich, der zwischen dem nach Diagramm 6a und dem nach Diagramm 6b liegt; es gilt also:
    T′ < T˝ < T.
  • Dabei überschreitet das vom Zeitgeber erzeugte Zeitinter­vall die entsprechende Periode T˝ um derart wenige Zählstu­fen, daß das Sperrsignal Out noch während des Andauerns des ersten POS1-Impulses einer Periode T˝ zurückgenommen wird. Aufgrund des Verzögerungsglieds 213 aus Figur 4 wird dieser erste POS1-Impuls mit einer Zeitverzögerung zum Start- bzw. Reseteingang des Vorwahlzählers Z1 bzw. Zeitgebers 214 durchgeschleift. Der erste POSl1-Impuls kann den Zeitgeber 214 bzw. Vorwahlzähler Z1 über das UND-Gatter UND1 nicht sofort zurücksetzen, weil er über das Verzögerungsglied 213 verzögert wird. Erreicht der Vorwahlzähler dann seinen End­wert (Vorwahlzahl VWZ), während der erste POS1-Impuls noch andauert, wird das Sperrsignal Out inaktiv, und der Zünd­schalter Thy kann betätigt werden. Die Zündung erfolgte also eine bestimmte Zeit nach Eintreffen des ersten POS1-­Impulses. Da dieses einen festen Bezug zur Kurbelwellen­stellung der Brennkraftmaschine hat, und hier auch zweck­mäßig der Zündzeitpunkt liegt, liegt gemäß Diagramm 6c eine spätverstellte Zündung vor. Die Zeitverzögerung durch das Verzögerungsglied 213 ist ausreichend, um die beim Auftre­ten des ersten POS1-Impulses begonnene Zündung 9 zur vollen Entfaltung kommen zu lassen, bis diese dann nach Ablauf der Zeitverzögerung durch (erneutes) Auftreten des Sperrsi­gnals Out beendet wird.
  • Die Schaltungsvariante nach Fig. 7 unterscheidet sich von der nach Fig. 4 dadurch, daß das Zeitgeber-Modul 214 in seinen Funktionen erweitert ist: Der im Beispiel zur Reali­sierung verwendete Vorwahlzäher Z1 steht über seinen Ver­gleichs-Eingang CMP mit einer weiteren extern eingestellten Vorwahlzahl VWZy in Wirkungsverbindung. Kommt es beim Ab­zählen der Impulse bzw. Zählfrequenz fz aus dem Taktgene­rator 215 zu einem positiven Vergleichsergebnis bezüglich der zweiten Vorwahlzahl VWZy, wird dies durch Setzen eines zweiten Signalausgangs Qy des Zählerbausteins Z1 angezeigt; dies erfolgt analog dem Setzen des ersten Signalausgangs Qx bezüglich der ersten Vorwahlzahl VWZ. Das zweite Ausgangs­signal Qy bildet das vom Zeitgeber-Modul 214 erzeugte Verzögerungssignal Out2, welches in gesetztem bzw. aktiven Zustand ein weiteres Verzögerungsglied 218 bestehend aus den Widerständen R₂, Rs, dem Kondensator CS und dem Schalttransistor TS ansteuert bzw. aktiviert. Zu diesem Zweck ist der Verzögerungssignal-Ausgang Out2 mit der Basis des Schalttransistors TS verbunden. Wird dieser vom Verzögerungssignal Out2 angesteuert, schaltet er die Parallelschaltung aus dem Widerstand RS und dem Kondensator CS nach Masse. Der Kondensator CS bildet dann zusammen mit dem Widerstand R₂₂ einen RC-Tiefpaß, über welchen von der Triggerspule L4 ausgehende und durch die Diode D21 gelan­gende, positive Wechselspannungshalbwellen verzögert zum Betätigungseingang 10 des Zündschalters bzw. Thyristors Thy gelangen. Dadurch wird die Entladung des Speicherkonden­sators C1 und die dadurch ausgelöste Zündung 9 entsprechend der Zeitkonstante des RC-Tiefpasses bzw. Verzögerungs­gliedes 218 verspätet bewirkt.
  • Dies kann vorteilhaft für Stabilisierung der Leerlaufdreh­zahl der Brennkraftmaschine ausgenutzt werden, wenn die Vorwahlzahl VWZy bezüglich des zweiten Zählerausgangs Qy größer ist als die Vorwahlzahl VWZ bezüglich des ersten Zählerausgangs Qx. Es gilt also
    VWZy > VWZ.
  • Damit aber aufgrund dieses Verhältnisses der Zählerbaustein Z1 beim Erreichen der kleineren Vorwahlzahl VWZ nicht, wie nach Fig. 4, angehalten wird, sondern die spezifizierte Er­zeugung des Verzögerungssignals Out2 durch den zweiten Zäh­lerausgangs Qy gewährleistet bleibt, ist dieser mit der Zählfrequenz fz aus dem Taktgenerator 215 über das Gatter UND2 logisch UND-verknüpft.
  • Die Wirkungsweise der Schaltungsvariante nach Fig. 7 wird weiter anhand von Fig. 8, die die Zündwinkel-Frühverstel­lung ß in Grad über die Drehzahl in Umdrehungen pro Minute zeigt. Hier ist die Vorwahlzahl VWZy so eingestellt, daß das Verzögerungssignal Out2 bis zu einer Maschinendrehzahl von etwa 2000 U/min. auf "low" liegt, d. h. inaktiv ist. Bei etwa 2000 U/min. wird der zweite Ausgang des Zählers Z1 "active high", also gesetzt, und das weitere Verzögerungs­glied 218 mittels des durchgeschalteten Schalttransistors Ts eingeschaltet. Dies erzeugt einen Einbruch der Zündver­stellkurve bei 2000 U/min., der der Stabilisierung der Leerlaufdrehzahl dient. Die so verminderte Frühverstellung der Zündung steigt mit zunehmender Drehzahl weiter an, bis 12 000 U/min. erreicht sind. Diese Drehzahl entspricht dem Wert der ersten Vorwahlzahl VWZ, bei dessen Erreichen die Zündung 9, wie oben erläutert, gesperrt wird. Die zweite Vorwahlzahl VWZy kann auch durch Einsatz interner Teiler­stufen innerhalb des Zählerbausteins Z1 realisiert werden. Dadurch kann ein gesonderter Eingang für die zweite Vor­wahlzahl entfallen.

Claims (29)

1. Zündverfahren für Brennkraftmaschinen, insbesondere in Rasenmähern oder Kettensägen, bei dem ein Magnet­generator für jede Maschinen-Umdrehung (T) eine Mehr­zahl Wechselspannungs-Halbwellen (I, II, III) indu­ziert, mittels welcher ein Energiespeicherelement (C1) aufgeladen und von einem Schaltglied (Thy) über die Primärspule (L2) eines Zündtransformators (L2, L3) entladen wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltglied (Thy) betätigt wird, wenn die innerhalb jeder Umdrehung (T) ansteigende Flanke der ersten Halbwelle (I) eine Triggerschwelle (UTr) errreicht.
2. Zündverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn­zeichnet, daß wenigstens eine der der ersten Halb­welle (I) nachfolgenden Halbwellen (II, III) in Bezug auf die Betätigung des Schaltglieds (Thy) gesperrt wird.
3. Zündverfahren nach einem der vorhergehenden An­sprüche, gekennzeichnet durch ein Flag, welches mit der letzten Halbwelle (III) innerhalb jeder Umdrehung (T) derart gesetzt wird, daß es die Freigabe der Zün­dung (9) signalisiert.
4. Zündverfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich­net, daß das Flag mit wenigstensder zweiten Halbwelle (II) jeder Umdrehung (T) zwecks Sperren der Zündung (9) zurückgesetzt wird.
5. Kondensator-Zündanordnung für Brennkraftmaschinen, mit einem drehzahlabhängig Wechselspannungen induzie­renden Magnetgenerator und einer die Wechselspan­ nungen (I, II, III) abtastenden Triggervorrichtung (11) zum Betätigen eines den Zündkondensator (C1) über die Primärspule (L2) eines Zündtransformators (L2, L3) entladenden Schalters (Thy), insbesondere zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vor­herigen Ansprüche, gekennzeichnet durch ein bistabi­les Kippschaltwerk (16), welches aufgrund der letzten Wechselspannungs- Halbwelle (III) innerhalb jeder Maschinen-Umdrehung (T) in einen Zustand zur Freigabe der Betätigung des Schalters (Thy) während der ersten Halbwelle (I) der nächsten Umdrehung gekippt wird.
6. Zündanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeich­net, daß das Kippschaltwerk (16) mit Ablauf bzw. der Endflanke der letzten Halbwelle (III) in den Frei­gabezustand gesetzt wird.
7. Zündanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekenn­zeichnet, daß das Kippschaltwerk (16) aufgrund der innerhalb jeder Umdrehung (T) zweiten (II) und gege­benenfalls folgenden Halbwellen gleicher Polarität in seinen ursprünglichen Ausgangszustand zurückgekippt wird und dabei die Betätigung des Schalters (Thy) sperrt.
8. Zündanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, da­durch gekennzeichnet, daß das Kippschaltwerk (16) ein einflankengetriggertes Toggle-Flip-Flop (17) auf­weist, das innerhalb jeder Umdrehung (T) aufgrund der zweiten (II) und gegebenenfalls folgender Halbwellen gleicher Polarität zurückgesetzt wird, und auf dessen Takteingang (Cl) die letzte (III) und gegebenenfalls vorausgehende Halbwellen (i) gleicher Polarität ein­wirken.
9. Zündanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, da­durch gekennzeichnet, daß die Stromversorgung (UB) des Kippschaltwerks (16) von der ersten und gegebe­nenfalls folgenden Halbwellen (I, II, III) abhängt.
10. Zündanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, da­durch gekennzeichnet, daß das Kippschaltwerk (16) im zurückgekippten Ausgangszustand einen Kurzschluß­schalter (T3) zur Unterdrückung von induzierten Trig­ger-Halbwellen gegenüber dem Schalter (Thy) ansteu­ert.
11. Zündanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeich­net, daß dem Kippschaltwerk (16) und dem Kurzschluß-­Schalter ein Verzögerungsglied (R8, C4) zwischen­geschaltet ist.
12. Zündanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 11, da­durch gekennzeichnet, daß der Magnetgenerator ein mit der Maschinenumdrehung gekoppeltes Magnet-Polrad (1) mit tangential versetzten Polen (N, S) und eine damit zusammenwirkende, stationäre Spulenanordnung (L1 bis L4) mit ferromagnetischem Eisenkern (5) aufweist.
13. Zündanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeich­net, daß der Eisenkern (5) zwei zum Polrad gerichtete Schenkel (6, 7) aufweist, von denen einer (6) von der Spulenanordnung (L1 bis L4) einschließlich einer Lade- und einer Triggerspule (L1, L4) umgeben ist.
14. Zündanlage für Brennkraftmaschinen, insbesondere um­fassend ein Zündverfahren und/oder eine Zündanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem Magnetgenerator (Fig. 1), der abhängig von der Ma­schinen-Drehstellung eine Lade-Wechselspannung (I′ - III′) für ein Energiespeicherelement (C1) induziert, das von einem synchron zu der Wechselspannung (I′ - III′) betätigten Zündschalter (Thy) zum Auslösen der Zündung (9) entladen wird, gekennzeichnet durch ein Zeitgeber-Modul (214), das auf die Wechselspannung (I′ - III′) mit der Erzeugung eines Betätigungs-­Sperrsignals (Out) für den Zündschalter (Thy) für die Dauer eines Zeitintervalls (fz, VWZ) anspricht, wel­ches einer Drehzahl-Obergrenze für die Brenn­kraftmaschine entspricht.
15. Zündanlage nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitgeber (214) als Vorwahlzähler (Z1), Zeit­schalter oder Monoflop (MF), die jeweils mittels der Wechselspannung (I′ - III′) in ihren Ausgangszustand rücksetzbar sind, oder als programmierbarer Zähler und/oder Software-Routine eines die Wechselspannung- sensierenden Mikrocomputers realisiert ist.
16. Zündanlage nach Anspruch 14 oder 15, gekennzeichnet durch ein Anpaßmodul (212), mittels welchem pro Ma­schinenumdrehung eine oder mehrere Wechselspannungs­Halbwellen (I′, II′, III′) - gegebenenfalls nach de­ren Gleichrichtung oder Invertierung (211), - dem Zeitgeber (214) zu dessen Rücksetzen (Reset) se­lektiert zugeführt werden.
17. Zündanlage nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch ein oder mehrere, jeweils einer Halbwelle (I′, II′, III′) zugeordnete Laufzeitglieder (t₁, t₂) die eine Zeit­verzögerung entsprechend der Mindest-Betätigungszeit des Zündschalters (Thy) realisieren.
18. Zündanlage nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß pro Maschinen-Umdrehung (T) wenigstens eine Halb­welle (I′, II′, III′), vorzugsweise die erste (I′), dem Zeitgeber (214) zusätzlich unter logischer UND-­Verknüpfung (UND1) mit dessen Sperrsignal-Ausgang (Out) zugeführt wird.
19. Zündanlage nach einem der Ansprüche 16 - 18, mit mehr als zwei induzierten Halbwellen (I′, II′, III′) pro Maschinen-Umdrehung (T), gekennzeichnet durch ein Speicherelement, beispielsweise Flipflop (FF1), für ein dem Zeitgeber (214) zum Rücksetzen (Reset) zuge­führtes Merksignal derart, daß es von einer Halbwelle (II′) geladen und einer anderen vorausgehenden und/oder nachfolgenden Halbwelle (I′, III′) gelöscht wird.
20. Zündanlage nach einem der Ansprüche 16 - 19, dadurch gekennzeichnet, daß das Anpaßmodul (12) - gegebenen­falls einschließlich der Laufzeitglieder (t₁, t₂) des UND-Gatters (UND1) und/oder des Speicherelements (FF1) - mit dem Zeitgeber (214) baulich zu einem integrierten Schaltkreis (IC) zusammengefaßt ist.
21. Zündanlage nach einem der Ansprüche 16 - 20, dadurch gekennzeichnet, daß dem Anpaßmodul (212) Wechselspan­nungs-Halbwellen (I′, II′, III′) zugeführt werden, die von sowohl dem einen Pol (217) als auch dem entgegengesetzten Pol (216) einer Induktionsspule (L1) abgegriffen sind.
22. Zündanlage nach einem der Ansprüche 16 - 20, dadurch gekennzeichnet, daß dem Anpaßmodul (212) gegenüber Bezugspotential negative Wechselspannungs-Halbwellen (II′) über einen pnp-Transistor in Emitterschaltung (211, T21) zugeführt werden.
23. Zündanlage nach einem der Ansprüche 14 - 22, dadurch gekennzeichnet, daß zur Stromversorgung des Zeitgeber - und/oder gegebenenfalls Anpaßmoduls (214, 212) oder integrierten Schaltkreises (IC) ein weiteres Energie­speicherelement (C2₂) angeordnet ist, das über die induzierte Wechselspannung (I′-III′) aufgeladen wird.
24. Zündanlage nach einem der Ansprüche 14 - 23, ge­kennzeichnet durch ein dem Zeitgeber (214) nachge­schaltetes Sperrschaltglied (T22), das bei Ansteue­rung durch das Sperrsignal (Out) den Betätigungsein­gang (10) des Zündschalters (Thy) gegen Masse kurz­schließt.
25. Zündanlage nach einem der Ansprüche 14 - 24, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ansprech-, gegebenenfalls Rücksetzeingang (Reset, Start) des Zeitgebers (214) ein Verzögerungsmodul (213), beispielsweise RC-Tief­paß, unmittelbar vorgelagert bzw. vorgeschaltet ist, dessen realisierte Verzögerungszeit einer Spätver­stellung des Zündzeitpunkts (Fig. 6c) entspricht, wenn die Maschine nahe unterhalb ihrer Drehzahl-­Obergrenze betrieben wird.
26. Zündanlage nach einem der Ansprüche 14 - 25, gekenn­zeichnet durch einen Impuls- oder Taktgenerator (215) als Zeitreferenz für das Zeitgeber-Modul (214), des­sen Takt- oder Impulsausgang (fz) mit dem Sperrsignal (Out, Out2) logisch UND-verknüpft (UND2) einer Zähl­ einrichtung (Z1, CNT) des Zeitgeber-Moduls (214) zu­geführt wird.
27. Zündanlage nach einem der Ansprüche 14 - 26, dadurch gekennzeichnet, daß das Zeitgeber-Modul (214) auf die Wechselspannung (I′-III′) mit der Erzeugung eines se­paraten Verzögerungssignals (Out2, Qy) zur verzöger­ten Betätigung des Zündschalters (Thy) für die Dauer eines zweiten längeren Zeitintervalls (VWZy, fz) an­spricht, das einer Drehzahl-Untergrenze, vorzugsweise der Leerlaufdrehzahl (Fig. 8), der Maschine ent­spricht.
28. Zündanlage nach Anspruch 27, gekennzeichnet durch ein vom Verzögerungssignal aktivierbares Verzögerungs­glied (217), vorzugsweise RC-Tiefpaß, über das die induzierte Wechselspannung (′I-III′) dem Betätigungs­eingang (10) des Zündschalters (Thy) zu dessen Trig­gerung zugeführt wird.
29. Zündanlage nach Anspruch 26 und einem der Ansprüche 27 oder 28, dadurch gekennzeichnet, daß der Takt-­oder Impulsausgang (fz) einzig mit dem Verzögerungs­signal (Out2) UND-verknüpft ist.
EP19900111603 1989-07-29 1990-06-20 Ignition system with magnetogenerator for combustion engines Withdrawn EP0411292A3 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP94106742A EP0618359A3 (de) 1990-05-31 1990-06-20 Zündanlage mit Vorrichtung zur Drehzahlbegrenzung und Leerlaufstabilisierung einer Brennkraftmaschine.

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE3925224A DE3925224A1 (de) 1989-07-29 1989-07-29 Zuendverfahren und -anordnung fuer brennkraftmaschinen mit magnetgenerator
DE3925224 1989-07-29
DE4017478 1990-05-31
DE4017478A DE4017478C2 (de) 1990-05-31 1990-05-31 Zündanlage für Brennkraftmaschinen

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP94106742.3 Division-Into 1990-06-20

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP0411292A2 true EP0411292A2 (de) 1991-02-06
EP0411292A3 EP0411292A3 (en) 1991-08-07

Family

ID=25883544

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP19900111603 Withdrawn EP0411292A3 (en) 1989-07-29 1990-06-20 Ignition system with magnetogenerator for combustion engines

Country Status (2)

Country Link
US (1) US5069193A (de)
EP (1) EP0411292A3 (de)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1995034755A1 (fr) * 1994-06-16 1995-12-21 Armel Le Gourrierec Dispositif limiteur de vitesse pour vehicule automobile a moteur a combustion interne et a systeme d'allumage du moteur
DE102006040982A1 (de) * 2006-08-31 2008-03-20 Michael Reimann Ein-Energiespeicher-Hochstrom-Zündung
EP2402970A1 (de) 2010-07-01 2012-01-04 Alstom Grid SAS Unterbrechungskammer eines Schutzschalters für Hoch- und Mittelspannung mit reduzierter Bedienungsenergie und kleineren Abmessungen

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4226100A1 (de) * 1992-08-07 1994-02-10 Stihl Maschf Andreas Schaltung zur Spannungsversorgung eines Mikroprozessors in einer Zündschaltung für einen Zweitaktmotor
IT1270142B (it) * 1994-05-26 1997-04-29 Ducati Energia Spa Dispositivo per l'alimentazione di carichi elettrici e del circuito di accensione di motori a scoppio di veicoli a motore
US6388445B1 (en) * 2000-04-13 2002-05-14 Walbro Corporation Capacitor discharge engine ignition system with automatic ignition advance/retard timing control
US6581584B2 (en) * 2000-05-18 2003-06-24 Kokusan Denki Co., Ltd. Ignition control system for internal combustion engine
DE10057870A1 (de) * 2000-07-20 2002-01-31 Pruefrex Elektro Appbau Inh He Drehzahlbegrenzungs-Zündanordnung für eine Brennkraftmaschine
US6761148B2 (en) * 2001-09-03 2004-07-13 Prufrex-Electro-Apparateubau, Inh. Helga Muller, Geb Dutschke Electronic rotation speed-dependent control and/or diagnosis process for combustion engines
US6701896B2 (en) * 2001-11-13 2004-03-09 Prufrex-Elektro-Apparatebau, Inh. Helga Müller, geb. Dutschke Microelectronic ignition method and ignition module with ignition spark burn-time prolonging for an internal combustion engine
KR100535998B1 (ko) * 2002-04-12 2005-12-12 이이다 덴키 고교 가부시키가이샤 내연기관용 점화장치의 점화시점 제어방법과 점화시점제어장치
JP2007253792A (ja) * 2006-03-23 2007-10-04 Denso Corp 車両用電子制御装置のソフトウェアシステムおよびその設計方法
EP2042727A1 (de) * 2007-09-27 2009-04-01 Prüfrex-Elektro-Apparatebau Zündsystem für Verbrennungsmotoren
CA2690505A1 (en) * 2009-01-20 2010-07-20 Ansul Canada Limited Digital over speed circuit
WO2011041038A2 (en) * 2009-08-19 2011-04-07 Synthes Usa, Llc Method and apparatus for augmenting bone
JP5496297B2 (ja) * 2012-10-02 2014-05-21 三菱電機株式会社 内燃機関の点火装置
US10359020B2 (en) * 2013-03-25 2019-07-23 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. Ignition control apparatus and ignition control method

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3003237A1 (de) * 1979-04-13 1980-10-16 Phelon Co Inc Unterbrecherlose zuendvorrichtung fuer brennkraftmaschinen
USRE31837E (en) * 1975-04-29 1985-02-26 R. E. Phelon Company, Inc. Single core condenser discharge ignition system
US4538586A (en) * 1983-12-21 1985-09-03 Textron, Inc. Capacitive discharge ignition with long spark duration
US4566425A (en) * 1984-07-02 1986-01-28 Kokusan Denki Co., Ltd. Ignition system of the condensor-discharge type for internal combustion engine
DE3608740A1 (de) * 1986-03-15 1987-10-08 Prufrex Elektro App Kondensator-zuendanlage
US4924831A (en) * 1989-07-10 1990-05-15 R. E. Phelon Company, Inc. Capacitor discharge ignition system with microprocessor timing control

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3367314A (en) * 1964-09-16 1968-02-06 Honda Gijutsu Kenkyusho Kk Non-contact ignition device
US3960129A (en) * 1972-03-10 1976-06-01 Robert Bosch G.M.B.H. Compensated semiconductor ignition system for internal combustion engines
US3941111A (en) * 1973-09-10 1976-03-02 Syncro Corporation Ignition system
JPS56113051A (en) * 1980-02-08 1981-09-05 Mitsubishi Electric Corp Ignition timing control device

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
USRE31837E (en) * 1975-04-29 1985-02-26 R. E. Phelon Company, Inc. Single core condenser discharge ignition system
DE3003237A1 (de) * 1979-04-13 1980-10-16 Phelon Co Inc Unterbrecherlose zuendvorrichtung fuer brennkraftmaschinen
US4538586A (en) * 1983-12-21 1985-09-03 Textron, Inc. Capacitive discharge ignition with long spark duration
US4566425A (en) * 1984-07-02 1986-01-28 Kokusan Denki Co., Ltd. Ignition system of the condensor-discharge type for internal combustion engine
DE3608740A1 (de) * 1986-03-15 1987-10-08 Prufrex Elektro App Kondensator-zuendanlage
US4924831A (en) * 1989-07-10 1990-05-15 R. E. Phelon Company, Inc. Capacitor discharge ignition system with microprocessor timing control

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1995034755A1 (fr) * 1994-06-16 1995-12-21 Armel Le Gourrierec Dispositif limiteur de vitesse pour vehicule automobile a moteur a combustion interne et a systeme d'allumage du moteur
FR2721355A1 (fr) * 1994-06-16 1995-12-22 Gourrierec Armel Le Dispositif limiteur de régime pour moteur à combustion interne à système d'allumage commandé.
DE102006040982A1 (de) * 2006-08-31 2008-03-20 Michael Reimann Ein-Energiespeicher-Hochstrom-Zündung
EP2402970A1 (de) 2010-07-01 2012-01-04 Alstom Grid SAS Unterbrechungskammer eines Schutzschalters für Hoch- und Mittelspannung mit reduzierter Bedienungsenergie und kleineren Abmessungen

Also Published As

Publication number Publication date
EP0411292A3 (en) 1991-08-07
US5069193A (en) 1991-12-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0411292A2 (de) Zündverfahren, anordnung und anlage für Brennkraftmaschinen mit Magnetgenerator
DE1954874C3 (de) Zündeinrichtung fur eine Brennkraftmaschine
DE2242325C3 (de) Zündanlage für Brennkraftmaschinen mit einem Magnetzünder
EP0411285B1 (de) Verfahren und Anordnung mit induktivem Drehgeber zur Steuerung, insbesondere des Zündzeitpunkts von Brennkraftmaschinen
DE2256174C2 (de) Zündanlage für Brennkraftmaschinen mit einem elektronischen Schaltelement
DE3003237A1 (de) Unterbrecherlose zuendvorrichtung fuer brennkraftmaschinen
DE69019323T2 (de) Drehzahlbegrenzer für Innenbrennkraftmaschinen.
DE2711432A1 (de) Zuendanlage, insbesondere fuer brennkraftmaschinen
DE3925224C2 (de)
DE4017478C2 (de) Zündanlage für Brennkraftmaschinen
DE2242326A1 (de) Zuendanlage fuer brennkraftmaschinen mit einem magnetzuender
DE2205722C2 (de) Kondensator-Zündanlage für Brennkraftmaschinen
DE2255396C3 (de) Zündeinrichtung für Brennkraftmaschinen
DE2429431A1 (de) Zuendanlage fuer brennkraftmaschinen
EP0041102B1 (de) Zündanlage für Brennkraftmaschinen
DE10232756B4 (de) Mikroelektronisches Zündverfahren und Zündmodul mit Zündfunken-Brenndauerverlängerung für eine Brennkraftmaschine
DE2405382C2 (de) Einrichtung zur Drehzahlbegrenzung von Brennkraftmaschinen
DE69211353T2 (de) Methode zur Steuerung einer Auslösesignalfolge in einem Schwungradmagnetzündesystem
DE3321768C2 (de)
DE2221389C2 (de) Zündanlage für Brennkraftmaschinen
DE3343853A1 (de) Zuendanlage fuer brennkraftmaschinen mit einem magnetgenerator
DE2334610A1 (de) Zuendanlage fuer brennkraftmaschinen
DE3880858T2 (de) Zündanlage.
DE2832512A1 (de) Schaltungsanordnung zur ausloesung von drehzahlabhaengigen schaltvorgaengen an brennkraftmaschinen
DE2555167B2 (de) Magnetzündanlage für eine Brennkraftmaschine

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): DE ES FR GB IT SE

PUAL Search report despatched

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009013

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A3

Designated state(s): DE ES FR GB IT SE

17P Request for examination filed

Effective date: 19910923

17Q First examination report despatched

Effective date: 19931014

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 19950126