DK153438B - Fremgangsmaade og apparat til bestemmelse af stroemningshastigheder og anvendelse heraf i et ultralyd-diagnoseapparat - Google Patents

Description

DK 153438B

o

Opfindelsen angår en fremgangsmåde af den i indledningen til krav 1 nævnte art. En sådan fremgangsmåde er omtalt i DE patentskrift 2703879, som modsvarer FR patentskrift 2375764.

5 Ved en anden kendt fremgangsmåde af ovennævnte art (US-patentskrift nr. 3.914.999) bestemmes øjebliksværdien af punkthastighedens projektion på en på forhånd udpeget retning X ved hjælp af relationen νχ = kAf/Δ tf hvor k = proportionalitetskonstant , Af- faseforskellen mellem doppler-10 signalerne, og t = et heltalligt multiplum af impulsgentagelses frekvensen.

Med henblik på at forbedre signal/støj-forholdet tages middelværdi af måleresultatet over en vis tid. Så gælder 15 \ “S · ^4 hvor A4k - <fk+1 - 20 cf er dopplersignalets fase efter den k-te sendeimpuls, når At = pjj^· , med PFR = impulsgentagelsesfrekvensen (pulse repetition frequenzy).

Ved transcutan måling af en blodstrøms hastighedsprofil ved hjælp af den ovennævnte fremgangsmåde opstår det 25 problem at bestemme middelværdien af faseforskellen S? mellem dopplersignalerne ved et dårligt signal/støjforhold med størst mulig nøjagtighed og i et på forhånd bestemt tidsrum.

(At signal/støjforholdet herved er dårligt, er let forståeligt, idet ekkoerne fra blodpartiklerne naturligvis er væsent-30 lig svagere end ekkoerne fra de omgivende strukturer). Til løsning af dette problem er det tidligere foreslået (M. Bran-destini, "Topoflow - A Digital Full Range Doppler Velocity Meter", IEEE Transactions on Sonics and Ultrasonics, september 1978, VI. SU-25, nr. 5, p. 287-293) at anvende en dis-35 kriminator, som består af en nulgennemgangsdetektor og en efter denne tilsluttet sweep-integrator.

O

2

DK 153438B

Denne kendte diskriminator har følgende ulemper: 1. Den ønskede lineære sammenhæng mellem faseforskellen og diskriminatorens udgangsværdi består ikke over hele det teoretisk mulige område på 277! 5 2. Et aftagende signal/støjforhold medfører en systematisk krumning af karakteristikken, hvilket i praksis forårsager ukontrollerbare målefejl.

3. Der frembringes kun skalare værdier for faseforskellen, således at værdien hf = *7Ter ubestemt med hensyn til for-10 tegn.

Det er formålet med opfindelsen at tilvejebringe en fremgangsmåde og et apparat til udøvelse af fremgangsmåden, hvorved disse ulemper afhjælpes, idet fremgangsmåden ifølge opfindelsen skal kunne udøves i et ultralyd-diag-15 noseapparat, som virker til bestemmelse af en strømningshastighedsprofil, især for blodstrømningen i et blodkar.

Det angivne formål opnås med en fremgngsmåde af den indledningsvist omhandlede art, som ifølge opfindelsen er ejendommelig ved de i krav l's kendetegnende del angivne 20 foranstaltninger, og et apparat, som ifølge opfindelsen er· ejendommeligt ved den i krav 2's kendetegnende del angivne udformning.

De væsentlige fordele, som opnås med fremgangsmåden ifølge opfindelsen, ligger i, at måleresultatet i 25 stor udstrækning er fri for påvirkning fra systematiske fejl, og at det teoretisk maksimale måleområde bliver fuldstændigt udnyttet.

I det følgende skal opfindelsen forklares nærmere ved hjælp af udførelseseksempler under henvisning til teg-30 ningen, hvor fig. 1 viser blokdiagrammet for et ultralyd-dop-plerapparat til bestemmelse af en strømningshastighedsprofil, fig. 2-6 typiske signalforløb på flere steder 35 ifølge fig. 1, 3

DK 153438B

O

fig. 7 blokdiagrammet for fasttegnsdæmperen 43 og signalbearbejdningsenheden 44 i apparatet ifølge fig. 1, fig. 8-11 en skematisk fremstilling af signalforløbet på flere steder i fig. 7, 5 fig. 12 den principielle opbygning af diskrimina- toren 73 ifølge fig. 7, fig. 13 fire mulige faseforskelsvektorer, fig. 14 blokdiagram for et skifteregister, fig. 15 opbygningen af skifteregisteret ifølge 10 fig. 14, fig. 16 de kredsløb, som er tilsluttet diskrimina-toren 73's indgange umiddelbart før og efter denne, fig. 17 sandhedstabellen for sammenknytningen af binært kodede indgangssignier i faseforskelsdetektoren 11, 15 fig. 18, 19 udførelsen af sammenknytningen ifølge sandhedstabellen i fig. 17 ved hjælp af porte, fig. 20, 21 udførelsen af sammenknytningen ifølge sandhedstabellen i fig. 17 ved hjælp af et programmerbart læselager (PROM), 20 fig. 22 blokdiagrammet for lavpasfilteret 12 (eller 13) ifølge fig.. 12, fig. 23 udformningen af regneenheden 14 ifølge fig. 12 ved hjælp af et læselager (ROM), fig. 24 udførelsen af sammenknytningen ifølge 25 sandhedstabellen i fig. 25 ved hjælp af et PROM, fig. 25 sandhedstabellen for sammenknytningen af ternært kodede indgangssignaler i faseforskelsdetektoren 11, fig. 26 en indretning til måling af en dopplerfrek-30 vensdetektors amplitude-frekvens-karakteristik, fig. 27 en nulgennemgangstællers målte hastigheds- -frekvens-karakte ristikke r, fig. 28 målte hastigheds-frekvens-kaxakteristik- ker for anordningen ifølge fig. 7, 35

O

4

DK 153438 B

fig. 29 en udformning af regneenheden 14 til frembringelse af en turbulensindikation, fig. 30 en skematisk fremstilling af en ved hjælp af apparatet ifølge opfindelsen frembragt indikation, 5 ' fig. 31 udformningen af faseforskelsdetektoren 11 ifølge fig. 12 ved hjælp af et PROM eller en PROM-ind-retning, fig. 32 en forenklet indretning til udformning af faseforskelsdetektoren 11 ved hjælp af PROM-enheder.

10 Fig. 1 viser et blokdiagram for et ultralyds- -doppler-apparat til bestemmelse af et strømmende fluidums hastighedsprodil (f.eks. en væske såsom blod eller en gas såsom luft). Princippet for dette apparat er beskrevet i det tyske fremlæggelsesskrift nr. 2.406.630 15 og i det tilsvarende amerikanske patentskrift nr. 3.914.999.

Ifølge dette kendte princip bliver et f.eks. gennem et rør 48 strømmende fluidum 49 bestrålet med to efter hinanden følgende og fra en omsætter 47 afgivne ultralydimpulser, de i overensstemmelse med doppler-frekvensen forskud-20 te ekkoer fra reflektorer i fluidet langs ultralydstrålen opfanges af den samme omsætter 47, og ud fra faseforskellen mellem ekkoer med samme løbetid fra første og anden udsendte ultralydimpuls afledes ved passende signalbearbejdning et signal 59, hvis tidsforløb udtrykker fluidets 25 hastighedsprofil i det undersøgte tværsnit. Den netop omtalte signalbearbejdning gennemføres ved hjælp af den i fig. 1 viste anordning af en modtager 42, en fasttegnsdæmper 43 og en signalbearbejdningsenhed 44, som er anbragt i serie og afgiver det til hastighedsprofilet svar-30 ende signal 59 til en passende fremvisningsenhed 45, f.eks. en katodestråleoscillograf. En central styreenhed 46 styrer funktionen af enhederne i anordningen ifølge fig. 1.

I drift aktiveres senderen 41 ved hjælp af styre-35 impulser 51 fra styreenheden til at afgive sendeimpulser 52 til omsætteren 47. Styreimpulserne 51 (se fig. 2) har

DK 153438 B

5

O

f.eks. en varighed ^ = 1 ^ og en impulsgentagelsesperi-ode T = 100 yUs. De tilsvarende sendeimpulser 52 (se fig.

A

3) er bølgeimpulser med en sendespænding U = 20V og en senderfrekvens fo = 2MHz, sådan at antallet af udsendte 5 svingninger pr. impuls i dette eksempel er fo xY‘ = 2.

Fig. 4 viser et typisk indgangssignal 54 til modtageren 42, hvilket indgangssignal består af sendeimpulser 52 og forskellige dopplerfrekvente ekkosignaler.

Da amplituden af de fra omsætteren 47 til mod-10 tageren 42 afgivne ekkosignaler afhænger af afstanden mellem omsætteren og den øjeblikkelige reflektor og dermed af løbetiden, dvs. af det tidsinterval, som er forløbet fra udsendelsen af en sendeimpuls til modtagelsen af en reflektors ekko, justeres signalet 54's forstærk-15 ning i modtageren tilsvarende med henblik på at ophæve den af afstanden mellem omsætteren og den øjeblikkelige reflektor afhængige dæmpning. Som vist i fig. 5a og 5b bliver forløbet af den justerende forstærkning A£ i modtageren 42 synkroniseret med sendeimpulserne ved hjælp 20 af styreimpulser 53. I modtageren 42 begrænses endvidere amplituden af den i modtagersignalet 54 indeholdte sendeimpuls. Fig. 6 viser en skematisk afbildning af forløbet af et typisk, ved ovennævnte foranstaltninger (justeret forstærkning og begrænsning) frembragt udgangssignal 25 55 fra modtageren.

Udgangssignalet 55 består af dopplerfrekvens-for-skudte ekkosignaler, som indeholder hastighedsinformation, og af ekkosignaler, som frembringes af den forholdsvis ubevægelige legemsstruktur, f.eks. af et blodkars væg, 30 når en blodstrøms hastighedsprofil måles. Det sidstnævnte ekkosignal, det såkaldte stationære ekkosignal eller fastekkoet, er for det meste stærke støjsignaler, hvorpå de forholdsvis svage dopplerfrekvensforskudte ekkosignaler er overlejret. Til frembringelse af has-35 tighedsprofilet ved hjælp af den fra DE-A nr. 2.406.630 eller US-PS nr. 3.914.999 kendte fremgangsmåde er det

O

6

DK 153438 B

derefter nødvendigt at anvende et periodisk filter i form af en fasttegnsdæmper 43 (som anvendes inden for radarteknikken), som er i stand til at udskille de svage dopplerfrekvensforskudte ekkosignaler fra de meg-5 et stærkere, overlejrede stationære ekkosignaler. Her til anvendes fortrinsvis den i DE-A nr. 2.703.879 beskrevne filteranordning som fasttegnsdæmper. Denne fasttegnsdæmper dæmper for hvert punkt i fluidet langs ultralyd-strålen de stationære ekkodele meget kraftigt og lader 10 alligevel ekkosignaler med små dopplerfrekvenser slip pe igennem praktisk talt uden dæmpning, sådan at det er muligt at måle små strømningshastigheder og dermed hastighedsprofilet for en strømning med stor følsomhed og nøjagtighed.

15 I fig. 7 er fasttegnsdæmperen 43 og signalbe arbejdningsenheden 44 i anordningen ifølge fig. 4 vist mere detaljeret.

Fasttegnsdæmperen 43 indeholder to synkron-de-modulatorer 62 og 63 og to periodiske højpassfiltre 66, 67 ifølge De-A nr. 2.703.879. Som det fremoår af fig. 7, bliver f as t'tegns dæmpe ren 43's indgangssignal 55 demodul-eret i kvadratur ved hjælp af demodulatorerne 62, 63, dvs., at indgangssignalet 55 multipliceres med to i forhold til hinanden 90° faseforskudte referencesignaler 25 fo (0°) og fo (90°), med henblik på at frembringe to lavfrekvenssignaler 64, 65. Da der også frembringes højere frekvenser ved demodulationen, indeholder demodulatorerne lavpassfiltre, som kun lader lavfrekvenssignalerne 64, 65 slippe igennem. Denne kvadratur-demodulation er 30 beskrevet af følgende grunde. Den er nødvendig i et dopplerapparat til bestemmelse af en strømnings hastig-hedsprodil, når man vil udlede strømretningen af det de-modulerede signal. Kvadratur-demodulation er også hensigtsmæssig, når fasttegnsdæmpningen, som i det foreliggende 35 tilfælde, gennemføres ved anvendelse af et afsøgt filter,

O

DK 153438B

7 idet man ved kvadratur-demodulationen kan holde såvel dette filters afsøgningsfrekvens som antallet af de nødvendige lagerpladser så lavt som muligt.

Fasttegnsdæmperen 43's virkemåde er følgende: 5 Fig. 8 viser en skematisk fremstilling af det ! demodulerede signal 64 på filtret 67’s indgang. Det de-modulerede signal 65 på filteret 66's indgang ser ud ligesom signalet 64 med den forskel/ at dopplersvingningen alt efter strømretning er faseforskudt +90° eller -90°.

10 I fig. 8 er under hinanden vist ekkotog fra flere efter hinanden følgende impulser. Fig. 9 viser disse ekkoer lagt over hinanden. For oversigtens skyld er i fig. 9 kun vist to steder, hvor der optræder en dopplersving-ning, mens resten af ekkosignalforløbet forbliver statio-15 nært.

Signalbearbejdningen i de periodiske højpassfil-tre 66, 67 er udførligt beskrevet i DE-A nr. 2.703.879.

Disse filtres udgangssignaler 68, 69 vil nu blive forklaret under henvisning til fig. 10 og 11.

20 Da udgangssignalerne praktisk talt har samme for løb og kun er forskellige med hensyn til fase, viser fig. 10 som eksempel udgangssignalet 68 fra filtret 67 ifølge fig. 7. Disse affølte værdier svarer til fortegnet for de i fig. 9 viste dopplersvingninger. Som det frem-26 går af fig. 10 for den første af dopplersvingningerne, ind træder affølingen af værdien for et bestemt punkt af hastighedsprofilet med den udsendte ultralydimpuls's periode T. Hver affølt værdi er f.eks. et 1-bit-signal med en affølingsimpuls1 s varighed. Ved hjælp af fasttegnsdæmper-30 ens virkning er det muligt at detektere begge dopplersvingningerne ifølge fig. 9. I fig. 10 er de skraverede områder ubestemte, idet udgangssignalet 68's fortegn ikke er entydigt defineret, når der ikke forekommer nogen dop- plersvingning, mens værdierne af udgangssignalerne 68, 69 35 ligger nær nul og er overlejret af støjsignaler.

DK 153438B

0 s

Pig. 11 viser et skematisk forløb af filtrene 66, 67's (i fig. 7) udgangssignaler 68, 69, idet det antages, at der afføles en dopplerfrekvens for kun ét punkt. Denne antagelse gør det muligt at fremstille udgangssig-5 nalerne 68, 69 overskueligt. Retningen af faseforskydnin-gen mellem signalerne, som ellers har samme forløb, udtrykker fortegnet, dvs. punkthastighedens retning i det undersøgte punkt. På grund af den gennemførte kvadratur--demodulation er signalerne 68, 69 ortogonale vektorkom-10 posanter af dopplersvingnings-vektoren.

Som vist i fig. 7 bearbejdes fasttegnsdæmperen 43's udgangssignaler 68, 69 i enheden 44. I denne enhed forsinkes udgangssignalerne 68, 69 en hel impulsgentagelsesperiode ved hjælp af forsinkelsesorganer f.eks.

15 skifteregistre 71, 72 og bearbejdes i en diskriminator 73 med uforsinkede udgangssignaler 68, 69 efter den nedenfor beskrevne fremgangsmåde med henblik på at frembringe et analogt udgangssignal 59, der svarer til middelværdien Af af fasedifferensen mellem indgangssignalerne 55, 20 svarende til ekkoer med samme løbetid fra to forskellige sendeimpulse.r. Forløbet af det således frembragte udgangssignal 59 svarer til strømningens hastighedsprofil i den med ultralydimpulser affølte plan.

Ved diskriminatoren 73*s indgang i fig. 7 er de 25 ikke forsinkede signaler (68, 69)· betegnet A og B og de forsinkede signaler A* og B1.

Som vist i fig. 1 bliver fremvisningsapparatet 45*s horisontalafbøjning synkroniseret med impulsgentag-elsesfrekvénsen ved hjælp af styreimpulserne 53 (de sam-30 me som anvendes til styring af modtageren 42).

Fig. 12 viser den principielle opbygning af diskriminatoren 73 ifølge fig. 7. I denne diskriminator bliver indgangssignalerne A, B og A1, B* bearbejdet i tre trin.

35

O

9

DK 153438 B

På grund af den i fasttegnsdæmperen 43 (se fig.

7) gennemførte kvadratur-modulation er signalerne A, B henholdsvis A' , B' ortogonale vektorkomposanter af de tilsvarende dopplersvingningsvektorer, dvs. at de hver 5 fremstiller en dopplersvingning. A og B henholdsvis A' og B' definerer altså hver en signalvektor.

Ved hjælp af en faseforskelsdetektor 11 frembringes to udgangssignaler Re og Im, som definerer en faseforskelsvektor /\ $ , hvis størrelse er lig 1, og 10 hvis fase er lig med faseforskellen mellem de signalvektorer, som er defineret ved A, B og A', B'.

Formuleret alment og udtrykt matematisk tjener faseforskelsdetektoren til at danne et komplekst tal med hvert af indgangssignalerne A, B henholdsvis A1, B*

15 Ζχ = A + jB

Z2 = A' + jB' til ved dannelse af kvotienten Zj/Z2 mellem disse to tal at danne et komplekst tal, hvis komposanter Re og 20 Im er identiske med faseforskelsvektoren Ap> komposanter, og til at frembringe udgangssignaler, som svarer til komposanterne Re og Im. En sådan faseforskelsdetektor kan udformes med forskellige kredsløb. De simplest mulige udførelsesformer er beskrevet nedenfor under 25 henvisning til fig. 17-21. Almindelige udførelsesformer er beskrevet nedenfor under henvisning til fig. 31 og 32.

Når man arbejder med begrænsede og affølte signalvektorer (A, B og A*, B') er der mange mulige faseforskelsvektorer. Disse er vist i fig. 13, hvor hver 30 af disse fire vektorer er defineret ved to komposanter

Re <δΙ> og Im (/^ψ ) . I modsætning til den kendte fremgangsmåde (M. Brandestini, "Topoflow - A Digital Full Range Doppler Velocity Meter", IEEE Transactions Sonics and Ultrasonics, september 1978, vol. SU-25, nr. 5, side nc 287-293), hvor der kun frembringes en skalar værdi af faseforskellen, så værdien /\Φ på grund af det ubestemte o 10

DK 153438 B

fortegn kun er til ringe nytte, er alle faseforskelsvektorer i den her beskrevne fremgangsmåde defineret entydigt.

I den anden del i indretningen ifølge fig. 12 dan-5 nes middelværdien af hver af faseforskelsdetektorens udgangssignaler Re og Im, f.eks. ved hjælp af to identiske, periodiske lavpassfiltre 12 og 13 (såkaldte "sweep integrators") . Disse filtres udgangssignaler Re og ϊϊα svarer til ltd ddel vær dien af henholdsvis Re og Im. Re og Xm de-10 finerer middel-faseforskelsvektoren.

Ved hjælp af regneenheden 14, der udgør den tredje del af indretningen ifølge fig. 12, frembringes diskriminatorens udgangssignal 59. I regneenheden 14 bliver der for hvert punkt af det hastighedsprofil, som 15 skal måles, frembragt et signal, som svarer til middel- -faseforskelsvektorens fase, og ud fra dette signal udledes udgangssignalet 59, hvis forløb svarer til hastighedsprofilet, dvs. den rumlige fordeling af de målte punkthas tigheder.

20 Middel-faseforskelsvektorens fase er defineret mere nøjagtigt ud fra middelværditagningstiden, end det er tilfældet på faseforskelsdetektorens udgang, så at der nu kun er et tilsvarende mindre område omkring værdien'#''tilbage, hvor fortegnet er usikkert.

25 En forværring af indgangssignalets signal/støj-‘ forhold forringer målingens nøjagtighed. Dette kommer til udtryk i en reduktion af størrelsen af "xniddel-fase-forskelsvektoren" og i en statistisk variation i dens fase. Der optræder dog ingen systematisk fasefejl, idet 30 fasen ved ren støj er helt tilfældig og ikke har nogen foretrukken værdi, mod hvilken den kan konvergere.

Den væsentlige forskel mellem den kendte og den nye, her beskrevne fremgangsmåde kan sammenfattes til følgende: 35 o 11

DK 153438 B

Da hver punkthastighed svarer til de fra et punkt kommende ekkoværdiers dopplerfrekvens fD er det også sådan, at der med den i denne beskrivelses begyndelse beskrevne fremgangsmåde frembringes et signal, som i et 5 bestemt område svarer til ekkosignalernes dopplerfrekvens.

Det væsentlige problem ved bestemmelsen af dop-plerfrekvensen ved hjælp af den kendte fremgangsmåde ligger i tilordningen af frekvensen, som er en monoton stør-1° relse, til faseforskellen, som er en periodisk størrelse.

Ved den kendte fremgangsmåde afledes for hver faseforskel den tilsvarende dopplerfrekvens *D - Af k/Δ t, og middelværdien af et antal (f.eks.

100) afledede værdier af dopplerfrekvensen beregnes. Der-15 ved skaber beregningen af fD = /\, fy//\ t vanskeligheder, når /\ψ bliver af størrelsesordenen^". Har som følge af støj en stor statistisk variationsbredde, så kan frekvensen i et område svarende til den maksimale variationsbredde omkring /\$ ikke mere tilordnes en-20 tydigt. Dette fører til en støjafhængig indskrænkning af den tilladelige og indskrænker dermed måleområdet betragteligt.

I den nye, her beskrevne fremgangsmåde tages middelværdien af faseforskelsvektorens komposanter (og der-25 med af faseforskelsvektoren), før dopplerfrekvensen (som er proportional med punkthastigheden) afledes heraf. Derved bliver variationsbredden reduceret betragteligt, og indskrænkningen af måleområdet kan i praksis næsten fuldstændigt undgås.

30

Eksempelvis udførelsesform af diskriminatoren 73.

I det følgende beskrives to udførelseseksempler på diskriminatoren 73, som udleder indgangssignalerne A, B og A" , B' med binær og ternær begrænsning (med to henholdsvis tre værdier).

35

DK 153438 B

12

O

Som det fremgår af fig. 1 og 7, er et ultralyd--impulsekkoapparat kilde for signalerne A og B. Dette udsender ultralydimpulser med impulsgentagelsesfrekvensen fR (typisk 10 kHz). Tiden mellem sendeimpulserne op-5 deles ved hjælp af taktfrekvensen i N lige store tids intervaller. f er afsøgningsfrekvensen og vælges svarende til den ønskede rumlige opløsning (typisk 1,28 MHz).

N er det antal lagerpladser, som bruges i alle de digitale forsinkelseslinier, som skal forsinke signalet en 10 hel impulsge'ntagelsesperiode (typisk er N = 128) .

Den nedenfor beskrevne signalforsinkelse kan udføres ved hjælp af et skifteregister eller ved hjælp af et digitallager (halvlederlager, kernelager).

Fig. 14 viser et blokdiagram for et skiftere-15 gister 21 for 4-bit-ind- og udgangssignaler og med en lagerkapacitet på 4 x N bit. Fig. 15 viser et eksempel på udformningen af skifteregisteret 21, når det udgøres af det integrerede kredsløb TMS 3114 fra Texas. Instruments, som indeholder to skifteregistre 22, 23 med hver 128 lag-20 erpladser. Et skifteregister med denne opbygning anvendes i den nedenfor beskrevne indretning som digital forsinkelseslinie. For at forsinke et digitalt ord, som består af mbit, med én impulsgentagelsesperiode, behøver man m skifteregistre for hver N bit, som alle drives med 25 taktfrekvensen f .

c I det ovenfor beskrevne udførelseseksempel foreligger diskriminatoren 73's indgangssignaler A, B og A', B' i digital form. Ved en anden udformning af ultralyd- -impulsekkoapparatet kunne disse signaler også foreligge 30 i analog form. I begge tilfælde kan indgangssignalerne A, B og A1, B1, f.eks. kodet binært eller ternært, udledes af de foreliggende signaler på følgende i og for sig kendte måde:

Binære signaler A henholdsvis B kan frembringes 35 ud fra tilsvarende analogsignaler, f.eks. ved hjælp af spændingskomparatorer som LM 311 fra National Semicon- o 13

DK 153438 B

ductors Ltd.; fra et i toerkomplement kodet digitalsignal tager man simpelthen fortegnsbitten. Som vist i fig. 16 bliver de således frembragte, binært kodede signaler A og B hver forsinket en impulsgentagelsesperiode 5 ved hjælp af et passende skifteregister-organ 24 (som indeholder skifteregisterne 71, 72 ifølge fig. 7), som har en lagerkapacitet på 2 x N bit, med henblik på at frembringe de forsinkede, binært kodede signaler A' henholdsvis B' .

10 Ternære signaler A og B kan ligeledes udledes fra tilsvarende analogsignaler ved hjælp af to spændings-komparatorer for hvert. Til frembringelse af ternært kodede signaler A og B ud fra et digitalt signal kan man anvende to digitale komparatorer (opbygget med kreds-15 løbet SN 7485 fra Texas Instruments). De ternært kodede signaler A og B bliver forsinket ved hjælp af skifteregister-organet 24, som derfor har en lagerkapacitet på 4 x N bit, med henblik på at frembringe de forsinkede, binært kodede signaler A' og B'.

20 I det følgende antages det, at indgangssignaler ne A, B og A', B' i den for deres bearbejdning i dis-kriminatoren 73 passende form, dvs. binært eller ternært kodet, føres til dennes indgange. Almindeligvis er den i diskriminatoren 73 udførte signalbehandling også mu-25 lig med indgangssignaler med større opløsning og ved mange anvendelser muligvis også hensigtsmæssig, men det nødvendige kredsløb bliver tilsvarende dyrere.

Diskriminator for binært kodede indgangssignaler.

Indgangssignalerne A, B og A1, B1 er hvert et 30 digitalt 1-bit signal, som bærer det signals fortegnsinformation, hvoraf de blev afledet. Disse signaler ledes til faseforskelsdetektoren 11, som i det foreliggende tilfælde består af et kombinatorisk kredsløb, som sammenknytter signalerne A, B, A', B' med henblik på at frem-35 bringe to udgangssignaler Re og Im, som tilsammen bærer informationen om faseforskellen mellem de vektorer, som dannes af A, B henholdsvis A', B', idet Re og Im definerer

DK 153438 B

14

O

en vektor, hvis fase (i forhold til Re-aksen) svarer til ovennævnte faseforskel. Ifølge den grove kvantisering af henholdsvis A, B og A', B' er der nu fire mulige talpar for Re, Im.

5 Fig. 17 viser sandhedstabellen for den med det ovennævnte kombinatoriske kredsløb dannede sammenknytning. I denne tabel er de binært-toerkomplement-kodede ækvivalenter angivet i parentes.

Fig. 18 viser udførelsen af sammenknytningen i-10 følge sandhedstabellen i fig. 17 ved hjælp af porte. Fig.

19 viser de i fig. 18 anvendte symboler: en ENTEN/ELLER--port (exclusive OR gate) 31 (det integrerede kredsløb SN 7486 fra Texas Instruments indeholder fire sådanne porte), en OG-port 32 (det integrerede kredsløb SN 7408 15 fra Texas Instruments indeholder fire sådanne porte) og en inverter 33 (det integrerede kredsløb SN 7404 fra Texas Instruments indeholder seks sådanne invertere).

Som vist i fig. 20 kan sammenknytningen ifølge sandhedstabellen ifølge fig. 17 også udføres ved hjælp 20 af et programmerbart læselager (PROM) 34 f.eks. det integrerede kredsløb SN 74 S288 fra Texas Instruments. Den dertil krævede programmering af læselageret fremgår af fig. 21.

Der tages middelværdi af de med faseforskelsdetek-25 toren 11 frembragte signaler Re og Im. Denne middelværdi-tagning kan udføres kontinuert ved hjælp af et periodisk lavpassfilter eller ved integration af et vist antal, på hinanden følgende impulser med tilsluttende sletning af alle de til integrationen anvendte lagre. Fig. 22 viser 30 som eksempel på middelværditagningskredsen en afkling ende sweep integrator, som svarer til et lavpassfilter af første orden med n kanaler. Denne sweep integrator indeholder en 6-bit-adder 81 (f.eks. fremstillet af to integrerede kredsløb SN 74 283 fra Texas Instruments), 35 en 12-bit-adder 82 (f.eks. fremstillet af tre integrerede kredsløb SN 74283 fra Texas Instruments), et 12 x N bit

O

DK 153438B

is skifteregister 83, som taktstyret ved hjælp af taktfrekvensen fc arbejder som forsinkelseslinie (se ovenstående beskrivelse i forbindelse med fig. 14 og 15) og et tilbagekoblingstrin 84.

5 Indgangssignalet (Re eller Im) med 2 bit ledes til adderen 81. Skifteregisteret 83's udgangssignal 85 med 12 bit multipliceres i tilbagekoblingstrinet med en konstant K, og produktet føres tilbage til adderen 81.

Det i fig. 22 viste lavpassfilters tidskonstant udgør 10 Ώκ impulsgentagelsesperioden. Da der i det foreliggende tilfælde kræves en tidskonstant på 64 impulsgentagelsesperioder, må der vælges K = 63/64. Udførelsen af multiplikationen af 12-bit-udgangssignalet 85 med denne værdi af K forenkles, hvis man istedet for produktet (63/64)x 1 1 15 danner differensen x - k, idet (63/64)x = x - gjx. Mul tiplikationen med faktoren -1/64 gennemføres ved hjælp af trinet 84 og adderen 81 ved en bitforskydning på 6 cifre efterfulgt af dannelsen af toerkomplementet ved hjælp af bitmæssig inversion og addition af 1 på adder-20 en 81's nederste "carry"-indgang. Ved et udgangssignal på 6-bit-opløsning må forsinkelseslinien arbejde med 12 bit, så en afklingen på 0 er mulig.

De fra sweep-integratorerne 12, 13 afgivne middelværdi-signaler Re og Im udnyttes i regneenheden 14. Regne-25 enheden 14 kan mest enkelt udformes ved anvendelse af læselagre (ROM).

30 35

O

16

DK 153438 B

Den beregning, der skal udføres for hastigheden, er følgende: 5 V = At= < "jitei + |Im| for Re > 0 _ . v Im for Re < 0 L 2 · signum(lm) - |Si| -~[Ϊ5|-

Beregningen af |Atl sker ve<^ 10 ^ ~ VjRel 2 + |lm| 2‘

Mens beregningen af hastigheden skulle udføres med 8-bit--opløsning, er en opløsning med 4 bit tilstrækkelig for 15 dens størrelse.

Som udførelseseksempel bliver nedenfor beskrevet det tilfælde, hvor hastighedens størrelse skal overskride en bestemt grænseværdi, for at beregningen skal være gyldig. Ellers bliver udgangsværdien tillagt værdien nul.

20 Den samlede vurdering af Re og Im bliver altså følgende: indgangssignal: Re : 6 bit toerkomplement kode svarende til talmængden —32... + 31 Im : som Re 25 udgangssignal: V : 8 bit toerkomplement-kode svarende til talmængden -127...+127.

Udgangssignalet V må kalibreres. For 4MHz ultra-lydfrekvens og fR = lOKHz bliver området + 127 ækviva-30 lent med + m/s.

Med henblik på at frembringe et strømprofil på et betragtningsapparat til overvågning må signalet V omsættes til udgangssignalet 59 (fig. 7) ved hjælp af en digital-analog-omsætter.

35 Fig. 23 viser, hvordan et ROM (læselager) 91 ind sættes som regneenheden 14 (se fig. 12). ROM 91, som kan

O

17

DK 153438 B

indeholde 4096 ord å 8 bit, er f.eks. sammensat af fire integrerede kredsløb 4 x 2708 fra Intel. Ledningerne med LSB ("least significant bit") (mindst betydende bit) og MSB ("most significant bit") (mest betydende bit) er i 5 fig. 23 markeret med disse forkortelser.

Programmeringen af ROM 91 sker efter nedenstående formel: hvis Vlm^ +Re^ <15 så er V = 0/ 10 127 ' Ri-f°r Ee >° ellers V =< i-

12 7 * 2.signum(Im) —jRep^;—for Re < O

15 Kodningen af V sker ved hjælp af 8 bit toerkomple- ment-kode.

Diskriminator for ternært kodede indgangssignaler.

A, B henholdsvis A', B' er hvert et digitalt 2-bit--signal, som kan indtage tre tilstande i de tilfælde, at 20 indgangssignalet ligger i et lille område omkring 0, over en øvre grænse for dette område eller under den nedre grænse. Disse tre tilfælde kodes med de tre tal henholdsvis 0 (binært 00), +1 (binært 01) og -1 (binært 11).

I dette tilfælde har skifteregisteret 24 i fig. 16 25 en kapacitet på 4 x N bit, og faseforskelsdetektoren 11's udgangssignaler Re og Im har hver 3 bit. Kredsløbet til sammenknytningen af A, B og A·, B' udformes mest hensigtsmæssigt ved hjælp af et læselager 92. Der kræves 8 adresseindgange og 6 dataudgange. F.eks. anvendes PROM SN 74 30 S470 fra Texas Instruments. Fig. 24 viser den tilsvarende tilslutning. Fig. 25 viser den funktionstabel, hvoraf programmeringen af PROM'et let kan udledes. I denne tabel er den binære toerkomplement-kodede ækvivalent angivet i parentes.

35 Middelværditagningen af Re og henholdsvis Im ud føres ved hjælp af kredsløbet ifølge fig. 22 med den forskel, at indgangssignalet har en 3 bit opløsning.

O

18

DK 153438 B

Regneenheden 14 er identisk med diskriminatorens for binært kodede indgangssignal (se fig. 23).

Fordelen af den lige beskrevne fremgangsmåde med ternært kodede indgangssignaler A, B henholdsvis A*, B' ^ ligger i, at i det tilfælde, hvor der ikke forekommer noget dopplersignal, stræber størrelsen 2 + —2' sikkert i mod 0, idet de tilbageblevne små støjsignaler ofte ligger i det smalle nulpunkt-område. I dette tilfælde bliver A og B lig 0 ligesom Re og Im efter sammenknytningen. Med -1-0 kraftige dopplersignaler giver denne fremgangsmåde der imod praktisk talt ingen fordele i forhold til fremgangsmåden med binært kodede indgangssignaler.

Forbedring af lineariteten.

Den med den ovenfor beskrevne diskriminator 73 for 15 binært kodede indgangssignaler opnåede forbedring af må lingens linearitet kan fastslås ved sammenligning af de i fig. 27 og 28 viste måleresultater. Disse resultater er frembragt ved hjælp af måleanordningen ifølge fig. 26 under ens betingelser. Som vist skematisk i denne frem-20 bringes et indgangssignal 131, som svarer til signalet 55 ifølge fig. 7, ved overlejring af udgangssignalerne fra en signalgenerator 132 med variabel frekvens og en støjkilde 133. Herved kan signal/støjforholdet indstilles ved hjælp af et variabelt dæmpningsled 134. Indgangssig-25 nalet 131 ledes til den anvendte dopplerfrekvensdetek- tor 135.

Fig. 27 viser hastigheds-frekvens-karakteristikken 141 for udgangssignalet 59 med et støj/signalforhold på 26 dB og det målte forløb af denne karakteristik med 30 et signal/støj-forhold på 6 dB, når der som dopplerfrek- vensdetektor anvendes en nulgennemgangstæller, som er bygget ifølge McLeod, "A Multiple Gate Pulse Doppler Flowmeter", 1971 IEEE Ultrasonics Symposium, Beach,

Florida.

35 Fig. 28 viser de målte karakteristikker med de samme værdier (26 dB og 6 dB) for signal/støj-forholdet,

DK 153438 B

19

O

når indretningen ifølge fig. 7 anvendes med den ovenfor beskrevne diskriminator 73 som dopplerfrekvensdetektor.

Den med denne sidste indretning opnåede relative uafhængighed af signal/støj-forholdet er tydelig.

5 Udformning af diskriminatoren/73♦

Fig. 29 viser en udformning af diskriminatoren 73's regneenhed 14 (se fig. 12), Det er med denne udformning muligt at frembringe en indikation, hvoraf der kan sluttes noget om den målte strømningsturbulens.

10 Som allerede nævnt ovenfor tilføres regneenheden 14's indgange signalerne Re og ϊϊη, som svarer til middelværdien af de enkelte, ved hjælp af Re og Im definerede faseforskelsvektorer.

Ved fejlfri signalkvalitet og stationær strømning 15 er resultaterne Re og Im af sammenknytningen af indgangs signalerne A, B, A', B’ konstant, således at størrelsen af middel-faseforskelsvektoren er lig med summen af størrelsen af de enkelte faseforskelsvektorer.

Det gælder da, at 20 n Σ1 (Re^, Irru) = n.Re, n.Im i-o og Vi? + = n. Vi? + lir?

Udviser de enkelte faseforskelsvektorer Re, Im imidlertid 25 en statistisk variation, så er V^e2 +< n. Vi? + lin2"

Den statistiske variation kan have to årsageri 30 1) at signalet udviser dårlig støjspændingsafstand, 2) turbulent strømning.

Hvis årsagen 1) kan udelukkes (f.eks. ved hjælp af stor sendeeffekt og/eller stor modtagefølsomhed for modtageren) , er der kun strømningens turbulens tilbage som mulig 35 årsag til den statistiske variation.

20

O

DK 153438B

I tilfældet med binært kodede indgangssignaler A, B, A', B* gælder s\JRe2 ~ Im2 _ ^ for alle Re, Im kom binationer. (Ved ternær kodning gælder dette kun tilnærmet) .

5 Derfor er \l Re2 + Xm2 -- <.1 n

Som vist i fig. 29 indeholder den lige beskrevne 10 udformning af regneenheden 14 det allerede i fig. 23 viste læselager 91, ved hjælp af hvilket udgangssignalet V frembringes, og et læselager 111, ved hjælp af hvilket der frembringes et udgangssignal 112, som er proportionalt med 15 a/—2 . -=-2 n hvor proportionalfaktoren f.eks. er 15.

Antallet af måleværdier (Re, Im), hvoraf der er taget middelværdi, må være kendt og lig med n.

20 Når signalerne Re og Im frembringes ved hjælp af det i fig. 22 viste lavpassfilter, kan der beregnes et tal n = , som udtrykker det antal af måleværdier af Re henholdsvis Im, hvoraf der er taget middelværdi, hvor K er multiplikatoren i lavpassfiltrets (middelværdi- 25 tagningskredsens) tilbagekobling. I eksemplet ifølge 6 3 fig. 22 er K = og følgelig n = 64.

Fig. 30 viser en skematisk fremstilling af den nævnte indikation, som kan frembringes ved anvendelse af den i fig. 29 viste fremstilling af regneenheden 14 30 og en billedskærm 121. På dette fremvisningsapparat ses et hastighedsprofil 122 for den målte strømning og en indikation 123 for denne strømnings turbulens. Profilet 122 svarer til forløbet af diskriminatoren 73's udgangssignal 59 og vises på kalibrerede akser V - X, hvor V 35 angiver punkthastigheden, og X angiver afstanden mellem ultralydomsætteren og det punkt, hvori punkthastigheden måles. Indikationen 123 svarer til forløbet af signalet

DK 153438 B

21

O

112 (fig. 29) og har to forskellige betydninger, alt efter om man betragter indikationens punkter uden for eller inden for den målte strømning. For punkter uden for den målte strømning, dvs. punkter for de områder af pro-5 filet 122, hvor V = 0, betyder en synlig værdi af indi kationen 123 alt efter dens størrelse, at indgangssignalerne A, B, A',: B' udviser et godt (indikationen 123 tenderer mod 1) eller mer eller mindre dårligt (indikationen 123 tenderer mod nul) signal/støj-forhold. Ved an-10 vendelse af en fasttegnsdæmper, som beskrevet ovenfor, vil indikationen 123 for punkterne uden for strømningen altid tendere mod 0, da signalerne A, B og A1, B' praktisk talt kun består af støj. For punkter inden for den målte strømning er indikatoren 123 en indikation på gra-15 den af turbulens i strømningen i det undersøgte tværsnit af denne. Som vist i fig. 30 er der ved siden af indikationen 123 anbragt en lodret akse, hvoraf de for tolkningen af indikationen 123 interessante punkter 0 og 1 kan aflæses. Ligger indikationen 123 nær 1, kan strøm-20 ningen betegnes som laminær. Elleres vil man betegne den som turbulent.

Almen udførelsesform af faseforskelsdetektoren 11.

Som allerede nævnt ovenfor tjener diskriminator-en 73's faseforskelsdetektor 11 (fig. 12) til at danne 25 et komplekst tal af hver af indgangssignalerne A, B og A' , B’:

Ζχ = A + jB

Z2 = A' + jB' og ved dannelsen af kvotienten Z^/Z2 mellem disse to tal 30 at danne et komplekst tal

« , · T A + j B

Re + 3 Im = a. + j "B

hvis komposanter Re og Im er identiske med faseforskels-35 vektoren /\f 1 s komposanter, samt at frembringe udgangs signaler, som svarer til komposanterne Re og Im.

DK 153438B

O

22

Som vist i fig. 31 kan en sådan faseforskelsdetek-"'”' tor - i det tilfælde, hvor A, B, A1 , B1 er binærtal med i- bit - udformes ved hjælp af et programmerbart læselager (PROM) 141, hvori værdierne af Re og Im er lagret for 5 alle mulige kombinationer af A, B, A1 , B1 . Har hver af disse indgangssignaler i bit og hver af udgangssignaler- ne (Re og Im) p bit, så findes der 2 løsningsværdier for Im henholdsvis Re og det nødvendige PROM-format el- 4i ler -kapacitet er 2 x 2p.

10 Udformningen af faseforskelsdetektoren med et PROM

for binært og ternært kodede indgangssignaler A, B, A', B' er beskrevet ovenfor i forbindelse med henholdsvis fig.

20, 21 og 24, 25.

For binært kodede indgangssignaler er i = 1, 15 p = 2 og den nødvendige PROM-kapacitet 16 x 4 bit.

For ternært kodede indgangssignaler er i = 1, p = 3 og den nødvendige PROM-kapacitet 256 x 6 bit.

For i = 4 og p = 5 er den nødvendige PROM-kapacitet 2^ x 10 bit = 64k x 10 bit. Da det største PROM, 20 der kan fås på nuværende tidspunkt, har en kapacitet på 8k x 8 bit, kræves der 10 af disse. Med henblik på at reducere denne udgift er det fordelagtigt at udtrykke det komplekse tal Re + j Im på følgende måde: 0, R_ . iT_ _ A + jB A1 - jB' _ A . A' + B · B' + KBA'-AB') 25 Re + Jim - A.+jB, . A, _ jB' ~ A,2 + βΙ2

_ A · A' + B · B' A , B

2 2 2 *2 A' + B' Ar + B'VA' A,Z+B' + B'

„ B A1 - A · B1 _ B___A

A'2 - B'2 A1 + Β,2/Α· A,2/B' + B' 30

Ved denne omformning er det nu muligt at frembringe udgangssignalerne Re og Im ved hjælp af det i fig.

32 viste faseforskelsdetektor-kredsløb. Dette består af 5 PROM 151 - 155, en inverter 156 og to addere 157, 158.

35 Ved hjælp af PROM 151 frembringes udgangssignaler, som svarer til værdierne 23

O

DK 153438B

Kl = A' + B,2/A' K2 = A,2/B' + B' Når signalerne A1 , B' og K^, K~ har en i-bit opløsning, må PROM 151 have kapaciteten 2^1 x 2i.

5 Med de fire PROM 152 - 155 med hver en kapaci tet på 22^ x i dannes udgangssignaler, som svarer til kvotienterne Q± = A/Kl Q2 = B/K2 10 Q3 = B/Kl Q4 = A/K2

Ved hjælp af inverteren 156 og adderne 157, 158 dannes derefter udgangssignalerne Re = + Q3 15 Im = Q3 - Q4

For eksemplet med i = 4 og p = 5 kræves med kredsløbet ifølge fig. 32: 1 PROM 256 x 8 bit 4 PROM 256 x 4 bit 20 1 inverter-IC, f.eks. SN 7404 (fra Texas Instruments) 2 addere f.eks. Sn 74283 (fra Texas Instruments) dvs. at lagerbehovet i forhold til den direkte beregning af Re og Im med indretningen ifølge fig. 31 er reduceret fra 640 kbit til 6 kbit.

25 30 35

Claims (6)

1. Fremgangsmåde til bestemmelse af strømhastigheder ved måling af faseforskellen mellem dopplersignaler, som er afledet af bølgeimpulser, som i det væsentlige re- 5 flekteres fra én og samme bestanddel i den undersøgte strømning på to forskellige tidspunkter, hvor intervallet mellem tidspunkterne er bestemt på forhånd, ved hvilken fremgangsmåde der af hvert dopplersignal ved kvadraturmodulation afledes et par elektriske signaler, som tilsammen bærer 10 information vedrørende dopplersignalets fase, idet et første og et andet signalpar (A og B henholdsvis A' og B') sammenknyttes med hinanden med henblik på at frembringe et tredje par elektriske signaler (Re, Im), som tilsammen bærer en information, som i et udpeget område entydigt fastlægger 15 faseforskellen mellem dopplersignalerne, kendetegnet ved, at sammenknytningen af det første og det andet signalpar udøves således, at signalerne i det tredie signalpar kan antage værdier, som modsvarer 0, +1 og -1, hvorved den ved det tredie signalpar definerede vektors fasevinkel 20 kan antage værdierne 0°, 45°, 90°, 135°, 180°, 225°, 270° og 315°, og at der ud fra flere af de tredie signalpar frembringes middelværdisignaler (Re,Im), som hver især modsvarer middelværdien af et af det tredie signalpars signaler, og at der fra middelværdisignalerne afledes et udgangssignal, 25 som modsvarer middelværdien (έΧψ ) af faseforskellen mellem dopplersignalerne.

2. Apparat til udøvelse af fremgangsmåden ifølge krav 1, med en indretning (41), hvormed udsendes bølgeimpulser til den strømning, som skal undersøges, med en modtager (42) 30 til modatagelse af de fra bestanddele i strømningen reflekterede dopplersignaler, med en kvadraturdemodulator, hvormed afledes et signalpar fra hvert modtaget dopplersignal, med et kredsløb (11) til sammenknytning af et første sådant og et andet sådant signalpar til frembringelse af et tredie 35 par elektriske signaler (Re,Im), som sammen bærer en infor- 25 O DK 153438 B mation, som entydigt fastlægger faseforskellen mellem dop-plersignalerne i et udpeget område, kendetegnet ved, at kredsløbet (11) er således udformet, at signalerne fra det tredie signalpar kan antage værdier, som modsvarer 5 0,+1,-1, hvorved den ved det tredie signalpar definerede vektors fasevinkel kan antage værdierne 0°, 45°, 90°, 135°, 180°, 225°, 270° og 315°, og at kredsløbet er tilvejebragt med organer (12, 13) til dannelse af middelværdisignaler (Re, Im) ud fra flere tredie signalpar, idet middelværdisig- 10 nalerne hver især modsvarer middelværdien af et af signalerne fra det tredie signalpar, samt en regneenhed (14) til bearbejdning af middelværdisignalerne, med hvilken regneenhed kan tilvejebringes et udgangssignal (59), som modsvarer middelværdien af faseforskellen mellem dopplersig- 15 nalerne.

3. Apparat ifølge krav 2, kendetegnet ved, at regneenheden (14) omfatter organer til beregning af størrelsen af summen af de vektorer, som defineres ved tredie signalpar (Re, Im) for et antal dopplersignaler, og organer 20 til undertrykkelse af regneenhedens udgangssignal i afhængighed af værdien af den beregnede størrelse.

4. Apparat ifølge krav 2, kendetegnet ved, at regneenheden omfatter organer til frembringelse af et udgangssignal, som er proportionalt med Vite2 + ΐΐή2, 25 hvor "Re og ΐΐη er det tredie signalpars middelværdier? og n antallet af tredie signalpar (Re, Im), hvoraf der er taget middelværdi.

5. Anvendelse af fremgangsmåden ifølge krav 1, kendetegnet ved, at den udøves i et ultralyd- 30 -diagnoseapparat, som tjener til bestemmelse af en strømnings hastighedsprofil.

6. Anvendelse ifølge krav 5, kendetegnet ved, at strømningen er blodstrømme i et blodkar. 35