JP2714067B2 - パルスドプラ計測装置 - Google Patents
パルスドプラ計測装置Info
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- JP2714067B2 JP2714067B2 JP28767388A JP28767388A JP2714067B2 JP 2714067 B2 JP2714067 B2 JP 2714067B2 JP 28767388 A JP28767388 A JP 28767388A JP 28767388 A JP28767388 A JP 28767388A JP 2714067 B2 JP2714067 B2 JP 2714067B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase difference
- doppler
- difference vector
- circuit
- vector
- Prior art date
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- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は超音波により物体の速度を検出する装置に係
り、とくに生体内の血流をリアルタイムで計測する装置
に関する。
り、とくに生体内の血流をリアルタイムで計測する装置
に関する。
音波のドツプラー効果により物体の流速を知る装置は
種々のものが知られる。とくに、パルス・ドツプラー法
（例えば日本音響学会誌第29巻第６号、（1973年）第35
1〜352頁を参照）を用いる装置では、超音波パルス（Pu
lsed Continuous Wave）をくりかえし送波し、受波信号
に計測部位までの距離に対応したタイムゲートをかける
ことにより計測部位の特定が可能であることが知られ
る。
種々のものが知られる。とくに、パルス・ドツプラー法
（例えば日本音響学会誌第29巻第６号、（1973年）第35
1〜352頁を参照）を用いる装置では、超音波パルス（Pu
lsed Continuous Wave）をくりかえし送波し、受波信号
に計測部位までの距離に対応したタイムゲートをかける
ことにより計測部位の特定が可能であることが知られ
る。
超音波パルスの送波間隔をＴ（sec）とすると、従来
のパルスドプラ計測法では、測定できるドプラ周波数の
範囲は±1/2T（Hz）となる。たとえばＴ＝250μsecのと
き、±2kHzである。この範囲を越えた、例えば2.5kHzの
ドプラ周波数は、従来法では、−1.5kHzと誤まつて測定
される。血流の方向で考えた場合、プラスのドプラ周波
数の血流の方向を順方向、マイナスのドプラ周波数の血
流の方向を逆方向と呼ぶならば、順方向の血流の速度の
大きいものは逆方向の血流と表示されることになる。
のパルスドプラ計測法では、測定できるドプラ周波数の
範囲は±1/2T（Hz）となる。たとえばＴ＝250μsecのと
き、±2kHzである。この範囲を越えた、例えば2.5kHzの
ドプラ周波数は、従来法では、−1.5kHzと誤まつて測定
される。血流の方向で考えた場合、プラスのドプラ周波
数の血流の方向を順方向、マイナスのドプラ周波数の血
流の方向を逆方向と呼ぶならば、順方向の血流の速度の
大きいものは逆方向の血流と表示されることになる。
本発明の目的は従来方法により測定したドプラ周波数
を補正することにより、血流方向の誤測定を無くすこと
にある。
を補正することにより、血流方向の誤測定を無くすこと
にある。
本発明は、パルスドプラ計測装置において超音波パル
スの送波部に送波間隔Ｔのパルス列の区間と送波間隔Ｔ
＋TSのパルス列の区間を設け、送波間隔ＴとＴ＋TSにつ
いてFFTによるドプラ周波数分析を行う第１の手段、送
波間隔ＴとＴ＋TSに対し両者に共通の特性のフイルタを
通過させたドプラ信号において位相差の差のベクトルを
得てその偏角argZとT/TSを乗じた値を指標として補正値
を得る第２の手段、該送波間隔ＴとＴ＋TSで得たドプラ
周波数を該補正値で補正する第３の手段とからなる折り
返しを防止することを特徴とする。
スの送波部に送波間隔Ｔのパルス列の区間と送波間隔Ｔ
＋TSのパルス列の区間を設け、送波間隔ＴとＴ＋TSにつ
いてFFTによるドプラ周波数分析を行う第１の手段、送
波間隔ＴとＴ＋TSに対し両者に共通の特性のフイルタを
通過させたドプラ信号において位相差の差のベクトルを
得てその偏角argZとT/TSを乗じた値を指標として補正値
を得る第２の手段、該送波間隔ＴとＴ＋TSで得たドプラ
周波数を該補正値で補正する第３の手段とからなる折り
返しを防止することを特徴とする。
超音波パルスの送波間隔は通常Ｔ（sec）で一定であ
る。これらの送波につづいて、Ｔより少し長いＴ＋TSの
送波を行う。
る。これらの送波につづいて、Ｔより少し長いＴ＋TSの
送波を行う。
反射物体がドプラ周波数ωd（rad/sec）で運動してい
る場合、送波間隔Ｔの間に位相角はωdＴの変化があ
り、送波間T/TSにおいては、位相角はωd（Ｔ＋TS）の
変化がある。したがつてＴとＴ＋TSの間の位相角の変化
はωdTSとなる。従来法における計測限界は だが、本発明の方式での計測限界は となり、従来の限界のＴ＋TS倍に拡張される。
る場合、送波間隔Ｔの間に位相角はωdＴの変化があ
り、送波間T/TSにおいては、位相角はωd（Ｔ＋TS）の
変化がある。したがつてＴとＴ＋TSの間の位相角の変化
はωdTSとなる。従来法における計測限界は だが、本発明の方式での計測限界は となり、従来の限界のＴ＋TS倍に拡張される。
（この従来の限界を越える方法は既に先願発明として特
願昭61−10117号で述べている）。そこで限界が従来の
何倍になつたかという指標をη（η：実数）とすれば、
ηは次式で表示できる。
願昭61−10117号で述べている）。そこで限界が従来の
何倍になつたかという指標をη（η：実数）とすれば、
ηは次式で表示できる。
位相比較器の出力（位相ベクトル）をVnとすれば、送波
間隔Ｔについては、位相差ベクトルはVnと一時刻前のベ
クトルVn-1の共役ベクトルV*n-1との複素乗算を行うこ
とにより得られる。その位相差ベクトルをYnで表わせば
Ynは次式で与えられる。
間隔Ｔについては、位相差ベクトルはVnと一時刻前のベ
クトルVn-1の共役ベクトルV*n-1との複素乗算を行うこ
とにより得られる。その位相差ベクトルをYnで表わせば
Ynは次式で与えられる。
Yn＝VnV*n-1 …（４） 雑音抑圧のため位相差ベクトルYnを加算する。
等間隔送波Ｔについては（５）式を用い位相差を求め
る。すなわち、 したがつて、ドプラ周波数は次式で得られる。
る。すなわち、 したがつて、ドプラ周波数は次式で得られる。
一方、送波間隔Ｔ＋TSについては加算した位相差ベク
トルＹ′とすれば つぎにさらにＹとＹ′の位相差の差のベクトルを得るた
めＹの共役ベクトルＹ＊とＹとの複素乗算を行なう。そ
の位相差の差のベクトルをＺとすれば、Ｚは次式で与え
られる。
トルＹ′とすれば つぎにさらにＹとＹ′の位相差の差のベクトルを得るた
めＹの共役ベクトルＹ＊とＹとの複素乗算を行なう。そ
の位相差の差のベクトルをＺとすれば、Ｚは次式で与え
られる。
したがつて、このときドプラ周波数は次式で与えられ
る。
る。
の関係から（７）式で表わされる従来法による偏角argY
と比較すると（10）式の偏角argZとは の関係にある。（11）式を書換えれば argY＝η・argZ …（12） である。
と比較すると（10）式の偏角argZとは の関係にある。（11）式を書換えれば argY＝η・argZ …（12） である。
したがつて、（７）式から の関係を得る。
（７）式におけるargYが±πの範囲を越えると誤まり
となるので、η・argZの値により次のようにargYの補正
を行なう。（｜ωdT|＜−５πのとき） ωdＴ＝argY−４πfor−５π ≦η・argZ＜−３π ＝argY−２πfor−３π ≦η・argZ＜−π ＝argY for−π ≦η・argZ≦π ＝argY＋２πforπ ＜η・argZ≦３π ＝argY＋４π for 3π ＜η・argZ≦５π …（14） 一般的には ωdＴ＝argY＋ｋ・２πfor（2k−１）π η・argZ＜（2k＋１）π， Ｋ＝−1,−２… ＝argYfor−π≦η・argZ≦π ＝argY＋ｋ・２πfor（2k−１）π ＜η・argZ≦（2K＋１）π， Ｋ＝1,2… したがつて、従来法で得た角度argYは、限界を越えて
も、η・argZを用い何πの範囲にあるか断定することに
より、argYの補正を行なえば折り返しが防止できドプラ
周波数の正しい測定が可能である。
となるので、η・argZの値により次のようにargYの補正
を行なう。（｜ωdT|＜−５πのとき） ωdＴ＝argY−４πfor−５π ≦η・argZ＜−３π ＝argY−２πfor−３π ≦η・argZ＜−π ＝argY for−π ≦η・argZ≦π ＝argY＋２πforπ ＜η・argZ≦３π ＝argY＋４π for 3π ＜η・argZ≦５π …（14） 一般的には ωdＴ＝argY＋ｋ・２πfor（2k−１）π η・argZ＜（2k＋１）π， Ｋ＝−1,−２… ＝argYfor−π≦η・argZ≦π ＝argY＋ｋ・２πfor（2k−１）π ＜η・argZ≦（2K＋１）π， Ｋ＝1,2… したがつて、従来法で得た角度argYは、限界を越えて
も、η・argZを用い何πの範囲にあるか断定することに
より、argYの補正を行なえば折り返しが防止できドプラ
周波数の正しい測定が可能である。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第
１図において16の部分が従来のパルスドプラ装置に新し
く追加した主要回路で、補正値検出回路と呼ばれるもの
である。
１図において16の部分が従来のパルスドプラ装置に新し
く追加した主要回路で、補正値検出回路と呼ばれるもの
である。
第１図において従来のパルスドプラ装置では、超音波
トランスデユーサ１には送波回路12、及び受波回路13が
接続されている。送波回路12からは所定周波数ωoで、
かつ短いパルス状にされた送波信号が送信間隔Ｔあるい
はＴ＋TSで繰返し超音波トランデユーサ１に与えられた
反射物体２に向けてωoの中心周波数成分を有するパル
ス状の音波が送信される。反射物体２からの反射波は超
音波トランスデユーサ１で検出される。検出された受信
信号は受波回路13中の受信増幅器を介して位相比較器３
に入力する。
トランスデユーサ１には送波回路12、及び受波回路13が
接続されている。送波回路12からは所定周波数ωoで、
かつ短いパルス状にされた送波信号が送信間隔Ｔあるい
はＴ＋TSで繰返し超音波トランデユーサ１に与えられた
反射物体２に向けてωoの中心周波数成分を有するパル
ス状の音波が送信される。反射物体２からの反射波は超
音波トランスデユーサ１で検出される。検出された受信
信号は受波回路13中の受信増幅器を介して位相比較器３
に入力する。
位相比較器３の構成を第２図に示す。２つの混合器3
1,32はそれぞれα＝Acosωotで表わせる参照波と受信信
号とを、またα′＝Asinωotで表わせる参照波と受信信
号とを混合する。それぞれの混合器の出力は低域濾波器
33、34を介して出力される。つまり出力VR，VIは、互い
に90°位相の異なる２つの参照波α及びα′と受信信号
のそれぞれの混合波のうちの低周波成分である。
1,32はそれぞれα＝Acosωotで表わせる参照波と受信信
号とを、またα′＝Asinωotで表わせる参照波と受信信
号とを混合する。それぞれの混合器の出力は低域濾波器
33、34を介して出力される。つまり出力VR，VIは、互い
に90°位相の異なる２つの参照波α及びα′と受信信号
のそれぞれの混合波のうちの低周波成分である。
第３図は本実施例の上記した部分の各部動作波形を示
す。送波回路12による送波は第３図Ｂに示すタイミング
で行なわれる。第１の送波パルスa1から第２の送波パル
スa2までの間隔はT,a2から第３の送波パルスa3までの間
隔はＴ、以後第８の送波パルスa8まで、各パルスの送波
間隔はＴであるところがa8から第９の送波パルスa9の間
隔はＴ＋TS、a9から第10の送波パルスa10までの間隔は
Ｔ＋TS、以降第17の送波パルスa17まで各パルスの送波
間隔はＴ＋TSである。等間隔Ｔの送波が８回行なわれ、
つぎに等間隔Ｔ＋TSの送波が８回行なわれている。ここ
で、T,T＋TS，TSはいずれも送波パルス、及び参照波の
周期２π／ωo整数倍である。第３図Ａは比較のため従
来のパルスドプラ法における送波波形、全て等間隔Ｔの
送波波形を示す。
す。送波回路12による送波は第３図Ｂに示すタイミング
で行なわれる。第１の送波パルスa1から第２の送波パル
スa2までの間隔はT,a2から第３の送波パルスa3までの間
隔はＴ、以後第８の送波パルスa8まで、各パルスの送波
間隔はＴであるところがa8から第９の送波パルスa9の間
隔はＴ＋TS、a9から第10の送波パルスa10までの間隔は
Ｔ＋TS、以降第17の送波パルスa17まで各パルスの送波
間隔はＴ＋TSである。等間隔Ｔの送波が８回行なわれ、
つぎに等間隔Ｔ＋TSの送波が８回行なわれている。ここ
で、T,T＋TS，TSはいずれも送波パルス、及び参照波の
周期２π／ωo整数倍である。第３図Ａは比較のため従
来のパルスドプラ法における送波波形、全て等間隔Ｔの
送波波形を示す。
さて本実施例で、第３図Ｂの送波を行なつて得る反射
音波の受波信号は第３図ＣのC1，C2，C3…のようにな
り、これらの受波信号はそれぞれ送波パルスa1，a2，a3
…に対してそれぞれトランスデユーサ1,反射物体２の間
の音波の往復時間τoの遅れを有する。この受信信号
c1，c2，c3…第３図Ｄに示した２つの参照波とが位相比
較器でそれぞれ混合され、位相の比較がなされる。c
n（ｎ＝1,2,3…）に対する位相比較器の出力をVRn，VIn
（ｎ＝1,2,3…）で表すと、VRn，VInは次式で示せる。
音波の受波信号は第３図ＣのC1，C2，C3…のようにな
り、これらの受波信号はそれぞれ送波パルスa1，a2，a3
…に対してそれぞれトランスデユーサ1,反射物体２の間
の音波の往復時間τoの遅れを有する。この受信信号
c1，c2，c3…第３図Ｄに示した２つの参照波とが位相比
較器でそれぞれ混合され、位相の比較がなされる。c
n（ｎ＝1,2,3…）に対する位相比較器の出力をVRn，VIn
（ｎ＝1,2,3…）で表すと、VRn，VInは次式で示せる。
VRn＝Ancosθn VIn＝Ansinθn …（16） 簡単のため、これを Vn＝VRn＋ｊVIn＝Anexp（ｊθn） …（17） とまとめて記すことにする。
VRn，VInをそれぞれ実部，虚部として考えて、ベクト
ルVnの位相角θnは、もし反射物体が不動である場合に
は、第３図Ｅに示すように一定値θoを示す。
ルVnの位相角θnは、もし反射物体が不動である場合に
は、第３図Ｅに示すように一定値θoを示す。
一方、反射体２がドプラ角周波数ωdなる速度で運動
しているとすると、受信信号の位相角が第３図Ｄの参照
信号α，α′に対して単位時間あたりωdなる角度だけ
回転すると近似できる。したがつてベクトルVnの位相角
θnは、角周波数ωdで回転するので、送波間隔Ｔに対し
てはVnとVn-1の位相差φBは φB＝ωdＴ …（18） となる。同様に、送波間隔Ｔ＋TSに対してはVnとVn-1の
位相差φCは φC＝ωd（Ｔ＋TS） …（19） となる。従来方式では位相差φBを検出し、すなわちωd
Ｔを求め、これからドプラ角周波数を算出するのが第１
図のFFT分析器７である。
しているとすると、受信信号の位相角が第３図Ｄの参照
信号α，α′に対して単位時間あたりωdなる角度だけ
回転すると近似できる。したがつてベクトルVnの位相角
θnは、角周波数ωdで回転するので、送波間隔Ｔに対し
てはVnとVn-1の位相差φBは φB＝ωdＴ …（18） となる。同様に、送波間隔Ｔ＋TSに対してはVnとVn-1の
位相差φCは φC＝ωd（Ｔ＋TS） …（19） となる。従来方式では位相差φBを検出し、すなわちωd
Ｔを求め、これからドプラ角周波数を算出するのが第１
図のFFT分析器７である。
つぎに、MTIフイルタ及び補正値検出方法について簡
単に説明する。MTIフイルタは人体では、体内の血管壁
あるいは心蔵壁など壁の動きと血流とを分離し血流から
のドプラ信号を検出するため用いられる。ただしMTIフ
イルタは固定物除去フイルタの略称である。
単に説明する。MTIフイルタは人体では、体内の血管壁
あるいは心蔵壁など壁の動きと血流とを分離し血流から
のドプラ信号を検出するため用いられる。ただしMTIフ
イルタは固定物除去フイルタの略称である。
このMTIフイルタの動作を第４図を用い説明する。第
４図において、ｖ′1,v′2…ｖ′133は位相比較器３の
出力信号をA/D変換器４を用い、時系列データ（ドプラ
信号系列）に変換したものである。第１図でMTIフイル
タ５−２の出力をv1n（ｎ＝1,2,…）とおけば（送波間
隔Ｔに対して） v1n＝ｖ′n+q＋b1ｖ′n …（20） で表わせる。送波間隔Ｔ＋TSに対しては、 MTIフイルタ５−２の出力をv2m（ｍ＝1,2,…）とおけ
ば、 v2m＝ｖ′m+p＋ｂ′ｖ′m …（21） で表わせる。ただし、Ｐ＝ηqでありまた、b1，b1′は
フイルタ係数である。第４図において切換器S1を上側に
切換えるとフイルタ出力v1nが得れ、S1を下側に切換え
るとフイルタ出力v2mが得れる。第４図はMTIフイルタ５
−２の内容である。MTIフイルタ５−２の出力は自己相
関器６−２に入力される。
４図において、ｖ′1,v′2…ｖ′133は位相比較器３の
出力信号をA/D変換器４を用い、時系列データ（ドプラ
信号系列）に変換したものである。第１図でMTIフイル
タ５−２の出力をv1n（ｎ＝1,2,…）とおけば（送波間
隔Ｔに対して） v1n＝ｖ′n+q＋b1ｖ′n …（20） で表わせる。送波間隔Ｔ＋TSに対しては、 MTIフイルタ５−２の出力をv2m（ｍ＝1,2,…）とおけ
ば、 v2m＝ｖ′m+p＋ｂ′ｖ′m …（21） で表わせる。ただし、Ｐ＝ηqでありまた、b1，b1′は
フイルタ係数である。第４図において切換器S1を上側に
切換えるとフイルタ出力v1nが得れ、S1を下側に切換え
るとフイルタ出力v2mが得れる。第４図はMTIフイルタ５
−２の内容である。MTIフイルタ５−２の出力は自己相
関器６−２に入力される。
自己相関器６−２ではベクトルv1nについて遅延器11
−２で１時刻遅延されたベクトルv1n-1との位相差を示
すベクトルY1nを検出する。Y1nはv1n-1の複素共役v*
1n-1を用いて Y1n＝v1n・v*1n-1 …（22） と表わせる。このベクトルY1nは雑音の影響により変動
することから、くり返し得る反射信号について、ベクト
ルY1nの検出をくり返し、Y1nをベクトル加算器10−２で
加算する。複数回（例えば４回）加算した結果をY1Bと
すると ただし記号“〜”は平均値を表わす。第４図、ドプラ信
号ｖ′8〜ｖ′14についても同様であり、MTIフイルタ５
−２の出力は自己相関器６−２に入力される。自己相関
器６−２ではベクトルv2nについて、１時刻遅延された
ベクトルv2n-1との位相差を示すベクトルY2nを検出す
る。Y2nはv2n-1の複素共役v*2n-1を用いて Y2n＝v2n・v*2n-1 （24） により表わせる。このベクトルY2nは雑音の影響により
変動することから、同様にくり返し得る反射信号につい
て、ベクトルY2nの検出をくり返し、Y2nをベクトル加算
器10−２で加算する。複数回（例えば４回）加算した結
果をY2とすると ただし記号“〜”は平均値を表わす。
−２で１時刻遅延されたベクトルv1n-1との位相差を示
すベクトルY1nを検出する。Y1nはv1n-1の複素共役v*
1n-1を用いて Y1n＝v1n・v*1n-1 …（22） と表わせる。このベクトルY1nは雑音の影響により変動
することから、くり返し得る反射信号について、ベクト
ルY1nの検出をくり返し、Y1nをベクトル加算器10−２で
加算する。複数回（例えば４回）加算した結果をY1Bと
すると ただし記号“〜”は平均値を表わす。第４図、ドプラ信
号ｖ′8〜ｖ′14についても同様であり、MTIフイルタ５
−２の出力は自己相関器６−２に入力される。自己相関
器６−２ではベクトルv2nについて、１時刻遅延された
ベクトルv2n-1との位相差を示すベクトルY2nを検出す
る。Y2nはv2n-1の複素共役v*2n-1を用いて Y2n＝v2n・v*2n-1 （24） により表わせる。このベクトルY2nは雑音の影響により
変動することから、同様にくり返し得る反射信号につい
て、ベクトルY2nの検出をくり返し、Y2nをベクトル加算
器10−２で加算する。複数回（例えば４回）加算した結
果をY2とすると ただし記号“〜”は平均値を表わす。
ここで位相差 の位相差、すなわち を求めることにする。そのために、位相差検出器（自己
相関器）６−３によりY1とY2の位相差を示すベクトル
（位相差の差のベクトル）Ｚを求める。位相差検出器６
−３の構成は６−２と同一であり、位相差の差のベクト
ルＺは次式で表わせる。
相関器）６−３によりY1とY2の位相差を示すベクトル
（位相差の差のベクトル）Ｚを求める。位相差検出器６
−３の構成は６−２と同一であり、位相差の差のベクト
ルＺは次式で表わせる。
つぎに角度検出器８−２へＺを入力することにより なる角度を得る。角度検出器８−２は を演算する回路である。TSはＴに比べ小さな値である。
ＴとTSの間にはＴ＝ηTSの関係（（３）式）がある。制
御装置14ではηと角度QAとの乗算を行なう回路である。
すなわち、補正値 ηQA＝η・argZ …（28） が補正値検出回路16の出力として得られる。
ＴとTSの間にはＴ＝ηTSの関係（（３）式）がある。制
御装置14ではηと角度QAとの乗算を行なう回路である。
すなわち、補正値 ηQA＝η・argZ …（28） が補正値検出回路16の出力として得られる。
ドプラ信号ｖ′1〜ｖ′67〜v67ｖ′133，…は第６図
上側に示したように、従来方式のドプラ周波数分析演算
が実施される。送波間隔ＴにおいてもＴ＋TSにおいて
も、まず、３次のMTIフイルタ５−３に入力後、周波数
分析が実施される。第１図の実施例でドプラ分析回路
（FFT）７と補正値検出回路16は並列して処理実施され
る。
上側に示したように、従来方式のドプラ周波数分析演算
が実施される。送波間隔ＴにおいてもＴ＋TSにおいて
も、まず、３次のMTIフイルタ５−３に入力後、周波数
分析が実施される。第１図の実施例でドプラ分析回路
（FFT）７と補正値検出回路16は並列して処理実施され
る。
３次MTIフイルタ５−３の出力をv3n（ｎ＝1,2…）と
おけば（送波間隔Ｔに対して） v3n＝ｖ′n+3＋K1ｖ′n+2＋K2ｖ′n+1＋K3ｖ′n …（29） で表わせる。送波間隔Ｔ＋TSに対しては、MTIフイルタ
５−３の出力をv4m（ｍ＝1,2…）とおけば、 v4m＝ｖ′m+3+7＋K1ｖ′m+2+7＋K2ｖ′m+1+7＋K3ｖ′
m+7 …（30） と同様に表わせる。フイルタ係数K1，K2，K3，K1′，
K2′，K3′を変えることにより、Ｔでのフイルタ特性と
Ｔ＋TSでのフイルタ特性を近づける。第５図においてス
イツチS1は制御装置14により切換わる。送波間隔Ｔで得
たドプラ信号はS2を上側に、送波間隔Ｔ＋TSで得たドプ
ラ信号はS2を下側に切換え、フイルタ処理結果を得る。
フイルタ処理後、FFT分析器７に入力され周波数分析さ
れる。ドプラ効果による周波数変動量 が求まり、反射体の速度分布が知られたことになる。
おけば（送波間隔Ｔに対して） v3n＝ｖ′n+3＋K1ｖ′n+2＋K2ｖ′n+1＋K3ｖ′n …（29） で表わせる。送波間隔Ｔ＋TSに対しては、MTIフイルタ
５−３の出力をv4m（ｍ＝1,2…）とおけば、 v4m＝ｖ′m+3+7＋K1ｖ′m+2+7＋K2ｖ′m+1+7＋K3ｖ′
m+7 …（30） と同様に表わせる。フイルタ係数K1，K2，K3，K1′，
K2′，K3′を変えることにより、Ｔでのフイルタ特性と
Ｔ＋TSでのフイルタ特性を近づける。第５図においてス
イツチS1は制御装置14により切換わる。送波間隔Ｔで得
たドプラ信号はS2を上側に、送波間隔Ｔ＋TSで得たドプ
ラ信号はS2を下側に切換え、フイルタ処理結果を得る。
フイルタ処理後、FFT分析器７に入力され周波数分析さ
れる。ドプラ効果による周波数変動量 が求まり、反射体の速度分布が知られたことになる。
しかし、求まるドプラ周波数の範囲に制約がある。そ
の限界は、送波間隔Ｔに関しては、 であり、送波間隔Ｔ＋TSに対しては である。この範囲を越えるドプラ周波数は方向と大きさ
を誤って測定される（折り返し現象による）。
の限界は、送波間隔Ｔに関しては、 であり、送波間隔Ｔ＋TSに対しては である。この範囲を越えるドプラ周波数は方向と大きさ
を誤って測定される（折り返し現象による）。
そこで、上記の範囲を越えたドプラ周波数を補正する
必要がある。補正値は既に述べた補正値検出回路16によ
り得られる。
必要がある。補正値は既に述べた補正値検出回路16によ
り得られる。
補正回路９−２においては制御装置14の指令のもとで
16の出力（補正値）η・argZの値に応じて、補正角θα
が第１表の如く演算される。
16の出力（補正値）η・argZの値に応じて、補正角θα
が第１表の如く演算される。
第１表はηが４、すなわちT/TS＝４について示したもの
である。第１表で、YBはY3n、Y4nを、θはθαをそれぞ
れ意味する。このとき、補正された角度をそれぞれQnT,
QnＴ＋TSとすれば、 となる。補正回路９−２では、更に送波間隔T,T＋TSでQ
nT,QnＴ＋TSを除算し、 が演算出力される。argY3n及びargY4nは従来のドプラ演
算分析器により得られている角度であり、通常の精度が
得られ、SNの劣化はない。補正が必要でない場合には制
御装置14を介し操作パネルの指示によりθαを常時零と
する。この場合、本装置は従来方式による結果が表示さ
れる。デイスプレイには従来方式の結果と本発明の方式
の結果を並列して表示することが制御装置14により容易
に可能である。
である。第１表で、YBはY3n、Y4nを、θはθαをそれぞ
れ意味する。このとき、補正された角度をそれぞれQnT,
QnＴ＋TSとすれば、 となる。補正回路９−２では、更に送波間隔T,T＋TSでQ
nT,QnＴ＋TSを除算し、 が演算出力される。argY3n及びargY4nは従来のドプラ演
算分析器により得られている角度であり、通常の精度が
得られ、SNの劣化はない。補正が必要でない場合には制
御装置14を介し操作パネルの指示によりθαを常時零と
する。この場合、本装置は従来方式による結果が表示さ
れる。デイスプレイには従来方式の結果と本発明の方式
の結果を並列して表示することが制御装置14により容易
に可能である。
本発明によれば、以下の如き効果が得られる。
（１）反射物体のドプラ周波数分析が、従来の測定限界
の範囲内であれば、従来通りの計測ができる。
の範囲内であれば、従来通りの計測ができる。
（２）反射物体のドプラ周波数が従来の測定限界の範囲
外であれば、血流方向と速度を正しく補正することによ
り、血流方向の誤りのないドプラ周波数分析表示が従来
並のSNで可能である。
外であれば、血流方向と速度を正しく補正することによ
り、血流方向の誤りのないドプラ周波数分析表示が従来
並のSNで可能である。
（３）モードの切換により従来モード使用すれば従来装
置として使え、新モードに切り換えれば、補正された血
流表示となるので、従来モードと新モードとの結果の違
いを容易に比較できる。
置として使え、新モードに切り換えれば、補正された血
流表示となるので、従来モードと新モードとの結果の違
いを容易に比較できる。
第１図は本発明の一実施例になる装置の全体構成を示す
ブロツク図、第２図は上記実施例における位相比較器の
ブロツク図、第３図は上記実施例の動作を示すタイムチ
ヤート、第４図は上記実施例の１次MTIフイルタのブロ
ツク図、第５図は３次MTIフイルタのブロツク図、第６
図は上記実施例の信号処理の流れを示す説明図である。 ５−3,5−２…MTIフイルタ、６−2,6−３…相関器（位
相差検出器）、16…補正値検出回路、７…ドプラ角周波
数分析回路（FFT）、14…制御装置。
ブロツク図、第２図は上記実施例における位相比較器の
ブロツク図、第３図は上記実施例の動作を示すタイムチ
ヤート、第４図は上記実施例の１次MTIフイルタのブロ
ツク図、第５図は３次MTIフイルタのブロツク図、第６
図は上記実施例の信号処理の流れを示す説明図である。 ５−3,5−２…MTIフイルタ、６−2,6−３…相関器（位
相差検出器）、16…補正値検出回路、７…ドプラ角周波
数分析回路（FFT）、14…制御装置。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−95358（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−204733（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−139238（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−204734（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】第１の時間区間において第１の時間間隔Ｔ
で、第２の時間区間において第２の時間間隔（Ｔ＋TS）
で、それぞれ複数の超音波パルスを検査対象に送波し
て、前記それぞれ複数の超音波パルスによる前記検査対
象からの反射波を受信信号として得る送受波器と、前記
第１の時間間隔の送波による前記受信信号から第１の複
素信号を、及び前記第２の時間間隔の送波による前記受
信信号から第２の複素信号を得る手段と、前記第１及び
第２の時間間隔の送波による前記受信信号のドプラ周波
数分析を行ないドプラ周波数を求める周波数分析回路
と、該周波数分析回路による前記ドプラ周波数を補正す
る補正回路と、該補正回路において使用する補正値を検
出する補正値検出回路とを有し、該補正値検出回路は、
連続する前記第１の複素信号の位相の差を表わす第１の
位相差ベクトルの平均である第１の平均位相差ベクト
ル、及び連続する前記第２の複素信号の位相の差を表わ
す第２の位相差ベクトルの平均である第２の平均位相差
ベクトルを求める第１の位相差検出手段と、前記第１の
平均位相差ベクトルと前記第２の平均位相差ベクトルと
の位相差である第３の位相差のベクトルを求める第２の
位相差検出手段と、前記第３の位相差のベクトルの偏角
を求める偏角検出手段とを含み、該偏角検出手段によっ
て得る偏角と（T/TS）との積を出力し、前記補正回路
は、前記積を前記補正値として前記積の値に応じてドプ
ラ周波数を補正し、前記周波数分析回路と補正値検出回
路とが並列して動作することを特徴とするパルスドプラ
計測装置。 - 【請求項２】前記のＴ、（Ｔ＋TS）は、送波される前記
超音波パルスの周期の整数倍であることを特徴とする特
許請求の範囲第１項に記載のパルスドプラ計測装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28767388A JP2714067B2 (ja) | 1988-11-16 | 1988-11-16 | パルスドプラ計測装置 |
| US07/413,060 US4995397A (en) | 1988-09-30 | 1989-09-27 | Pulse doppler flow speed meter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28767388A JP2714067B2 (ja) | 1988-11-16 | 1988-11-16 | パルスドプラ計測装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02134144A JPH02134144A (ja) | 1990-05-23 |
| JP2714067B2 true JP2714067B2 (ja) | 1998-02-16 |
Family
ID=17720236
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28767388A Expired - Lifetime JP2714067B2 (ja) | 1988-09-30 | 1988-11-16 | パルスドプラ計測装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2714067B2 (ja) |
-
1988
- 1988-11-16 JP JP28767388A patent/JP2714067B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02134144A (ja) | 1990-05-23 |
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