DE975657C - Anordnung zur linearen Demodulation frequenzmodulierter Schwingungen - Google Patents
Anordnung zur linearen Demodulation frequenzmodulierter SchwingungenInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/26—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by means of sloping amplitude/frequency characteristic of tuned or reactive circuit
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Description
AUSGEGEBENAM 30. JANUAR 1964
P ίο Sn IXdI2i α4
Schwingungen
Die Demodulation frequenzmodulierter Schwingungen mittels frequenzabhängiger Widerstände mit
parallel geschalteten Gleichrichtern ist an sich bekannt. Eine derartige grundsätzliche Schaltung zeigt
die Abb. i. Eine Röhre E speist den Strom / konstanter
Amplitude mit modulierter Frequenz in einem frequenzabhängigen Widerstand R, an dem nun eine
amplitudenmodulierte Spannung entsteht, die durch den Gleichrichter Gl gleichgerichtet wird.
ίο Der frequenzabhängige Widerstand R kann aus
einer Kombination von Wirk- und Blindwiderständen bestehen. Es ist bekannt, diese Kombination derart
zusammenzustellen, daß mehrere Resonanzstellen entstehen, und den Arbeitspunkt auf dem Kurvenast
zwischen einer Reihenresonanz auf einer Parallelresonanz zu wählen. Als Kurve ist hier die Auftragung
des absoluten Betrages des Scheinwiderstandes über der Frequenz zu verstehen. Neben dieser
Amplitudenkurve ist die Phasenkurve über der Frequenz von Wichtigkeit, welche sich zwischen den
Werten -J- — und bewegt.
Vor der Gewinnung der Kurve des Widerstandsbetrages geht man zweckmäßig von der Kurve des
reinen Blindwiderstandsanteiles der Kombination über der Frequenz aus. Bei dieser Kurve folgen
Nullstellen und Unendlichkeitsstellen, welche der Reihen- und der Parallelresonanz entsprechen, immer
abwechselnd aufeinander. Diese Kurven zeigen deutlich, daß zwischen einer Nullstelle und einer der beiden
309 804/3
benachbarten Unendlichkeitsstellen ein Wendepunkt liegt, der auch beim Auftragen der absoluten Beträge
über der Frequenz als solcher erhalten bleibt. Es ist also bekannt, diesen Wendepunkt als Arbeitspunkt
für die Demodulation von frequenzmodulierten Schwingungen zu nehmen.
Gemäß der Erfindung wird in der Nähe eines solchen
Wendepunktes durch Bedämpfung der benachbarten Unendlichkeitsstelle oder Nullstelle ein zweiter Wendepunkt
gewonnen. Diese beiden Wendepunkte, zu denen unter Umständen weitere kommen können,
lassen sich durch geeignete Wahl der Dämpfungen erfindungsgemäß so legen, daß ein möglichst großes,
zur linearen Demodulation geeignetes Kurvenstück entsteht.
Es ist bereits bekannt, Resonanzkurven durch geeignete Bemessung von Dämpfungswiderständen zu
beeinflussen, die Möglichkeit der Linearisierung durch Erzeugung eines benachbarten zweiten Wendepunktes
der Resonanzkurve ist jedoch nicht bekannt.
Die einfachsten Kombinationen von Wirk- und Blindwiderständen, die sich für den vorliegenden
Zweck eignen, und einige Kurven sind in den Abb. 2 bis 7 dargestellt. Zu ihrer Erläuterung sei ausgeführt:
Grundsätzlich besteht immer die Möglichkeit, den Gleichrichter Gl nicht an den ganzen Widerstand R,
wie in Abb. 1, sondern an einen Teil des Widerstandes R anzuschließen, beispielsweise an einen Teil
der Widerstände der Kombination, aus denen R aufgebaut wird. Bei geeigneter Wahl der Teilschaltung
ergeben sich ähnliche Eigenschaften der Schaltung, wie sie im folgenden für das ganze R beschrieben sind.
Die Kurve der Absolutwerte \R | ist die Demodulationskurve der Schaltung, die möglichst linear sein
soll. Da beim Wendepunkt der zweite Differentialquotient [2?|" = 0 wird, werden die Töne doppelter
Frequenz hierdurch im wesentlichen verhindert. Bei sehr hohen Modulationsfrequenzen erfolgt daneben
noch eine Obertonbildung auf »dynamischer« Basis. Diese dynamischen Effekte verschwinden, wenn die
Phase des R extrem frequenzunabhängig ist. Es ist eine Reihe von Schaltungen bekannt, welche die
geforderten Eigenschaften besitzen, also einen Wendepunkt und extrem konstante Phase des R aufweisen
und somit auch für hohe Modulationsfrequenzen mit guter Linearität arbeiten. Diese Schaltungen sind
Kombinationen extrem verlustarmer Blindwiderstände, wobei der Wendepunkt der Widerstandskurve
in einem Bereich verlegt ist, der weit von den Eigenresonanzen der Schaltung entfernt ist. In diesem
Bereich ist der Widerstand R der Kombination praktisch ein reiner Blindwiderstand, dessen Phase
fast genau gleich 900 ist.
Es lassen sich nur zwei Schaltungen aus nur drei Blindwiderständen aufbauen, die einen solchen Wendepunkt
besitzen. Diese sind in Abb. 2 und 3 dargestellt. Abb. 4 zeigt die dazugehörige Kurve X des entstehenden
Blindwiderstandes jX mit dem Wendepunkt W in Abhängigkeit von der Frequenz /. Die
Lage des Wendepunktes einer gegebenen Schaltung läßt sich durch Nullsetzen des zweiten Differentialquotienten
leicht bestimmen. Eine einfache Berechnungsform dafür gibt es nicht.
Weitere Schaltungen mit den erforderlichen Eigenschaften lassen sich aus vier verlustarmen Blindwiderständen
aufbauen. Auch diese haben einen Wendepunkt, der allerdings eine andere Lage einnehmen
kann. Unter diesen Schaltungen kann man zwei Gruppen unterscheiden, von denen die eine für
Gleichstrom durchlässig ist, die andere nicht. In Abb. 5 a bis 5f ist eine Anzahl von möglichen Widerstandskombinationen
dargestellt, die keinen Gleichstromdurchgang aufweisen. Die entstehende X-Kurve
zeigt Abb. 6. Man sieht, daß bei diesen Schaltungen der Wendepunkt wie bei den aus nur drei Blindwiderständen
aufgebauten Kombinationen zwischen der Frequenz Null und der Parallelresonanzfrequenz liegt.
In den Abb. 7 a bis 7d ist eine Anzahl von Widerstandskombinationen
aus vier Blindwiderständen dargestellt, die Gleichstromdurchgang aufweisen. Wie Abb. 8 zeigt, liegt bei diesen Schaltungen der Wendepunkt
W zwischen den beiden Parallelresonanzpunkten. Es lassen sich auch Schaltungen mit mehr
als vier Blindwiderständen aufbauen. Diese besitzen Wendepunkte wie in Abb. 6 oder solche wie in Abb. 8,
können aber auch beide gleichzeitig enthalten.
Besonders vorteilhaft sind die Schaltungen der Abb. 7, und zwar aus folgenden Gründen: Da sie für
Gleichstrom durchlässig sind, kann man die erforderlichen Gleichspannungen für die Röhre und den
Gleichrichter ohne besondere Maßnahmen anlegen. Weiter kann die X-Kurve zwischen den beiden
Parallelresonanzen durch Annäherung der Unendlichkeitsstellen aneinander sehr steil gemacht werden.
Dies ergibt eine besonders hohe Demodulationssteilheit. Außerdem ist der Wert von X für Frequenzen,
die einem Vielfachen der Modulationsfrequenz entsprechen — also weit oberhalb der
zweiten Parallelresonanz — sehr klein, so daß keine störende Demodulation der im Amplitudenbegrenzer
entstehenden Oberwellen eintritt.
Als besonders vorteilhaft hat sich die Schaltung nach Abb. 7 c erwiesen, weil sie auch bei sehr hohen
Frequenzen verwendbar ist. Betrachtet man die Abb. i, so ergibt sich, daß die Eigenkapazitäten der
Röhre E und des Gleichrichters Gl parallel zu R liegen. Die Widerstandskombination nach Abb. 7 c besitzt
eine Kapazität C2 zwischen den Klemmen 1 und 2.
Die genannten Eigenkapazitäten gehen in dieses C2 ein und werden dadurch unschädlich. Haben ferner
der aus C1 und L1 gebildete Kreis und der aus C2
und Z2 bei Abwesenheit von C1 und L1 gebildete Kreis
die gleiche Resonanzfrequenz, so ist X im Wendepunkt klein, und es treten keine Störungen durch
unvollkommene Begrenzung im Amplitudenbegrenzer ein.
Die bisher beschriebenen Netzwerke bilden nicht Gegenstände der vorliegenden Erfindung.
Man kann nun die Linearität der Demodulation dadurch noch weiter steigern, daß man dafür sorgt,
daß auch der dritte Differentialquotient \R\'" des >R'
sehr klein wird. Dies kann man gemäß vorliegender Erfindung dadurch erreichen, daß man eine Schaltung
benutzt, die zwei dicht nebeneinanderliegende Wendepunkte besitzt. Zwischen diesen Wendepunkten liegt
dann stets eine Frequenz mit Ii?!'" = 0; in der Um-
gebung dieser Frequenz sind dann R '" und R " sehr klein. Diese Eigenschaften einer Blindwiderstandskombination
kann man dadurch erreichen, daß man in den bereits angeführten Schaltungen einen
der Blindwiderstände durch einen passenden Wirkwiderstand bedämpft. In Abb. 9 ist die Wirkung einer
solchen Maßnahme dargestellt, die den Verlauf der Kurven mit und ohne zusätzliche Bedämpfung im
Bereich zwischen der ersten und zweiten Parallelresonanz — entsprechend Abb. 8 — zeigt. Gestrichelt
ist die Kurve des R für den verlustfreien Fall, die gleich der Kurve des X aus Abb. 8, jedoch
ohne die Vorzeichen der negativen Bereiche ist. Die Dämpfung verhindert das Ansteigen der X-Werte
ins Unendliche und biegt die Kurve in der Umgebung der Parallelresonanzen zu einer Kuppe um, wie es bei
Resonanzkurven üblich ist (ausgezogene Kurve in Abb. 9).
Dabei entsteht ein zusätzlicher Wendepunkt Wi,
dessen Abstand von W durch passende Wahl des zusätzlichen Wirkwiderstandes eingestellt werden
kann. Dieser Wirkwiderstand könnte zum Beispiel bei einer Schaltung nach Abb. yc zwischen den
Klemmen 1 und 2 liegen, wodurch auch die Berechnung der Schaltung relativ einfach wird. Der Wirkwiderstand
kann jedoch auch parallel oder in Serie zu jedem anderen Blindwiderstand der erwähnten
Schaltungen liegen. Durch die Bedämpfung entsteht zwar ein gewisser dynamischer Klirrfaktor, weil
der Phasenwinkel des R frequenzabhängig wird. Diese Frequenzabhängigkeit hat jedoch in der Umgebung
des Punktes W ein Minimum, so daß das dynamische Klirren sehr klein bleibt und bei nicht
extrem hohen Modulationsfrequenzen zu vernachlässigen ist.
Infolge der Zusatzdämpfung erreicht das X im Serienresonanzpunkt auch nicht mehr den Wert Null,
sondern die Kurve R kehrt wieder um, wie es die ausgezogene Kurve in Abb. 9 zeigt. Dadurch entsteht
ein weiterer Wendepunkt Wu, der die Linearität der Kurve weiter verbessert. Wenn man in die Schaltung
zwei passend gewählte Wirkwiderstände einsetzt, kann man die Abstände der Wendepunkte Wi und
Wu von W in gewissem Umfang einstellen und erreichen,
daß in der Nähe des Punktes W auch noch der vierte Differentialquotient der Kurve zu Null
wird. Man erhält dann eine Demodulationsschaltung, deren Linearität in der Praxis allen Anforderungen
gerecht wird.
Es kann nun auch noch der Fall eintreten, daß der Gleichrichter Gl in der Abb. 1 nicht genau linear
gleichgerichtet, sondern seinerseits einen kleinen Klirrfaktor erzeugt. Diesen Klirrfaktor kann man
dadurch ausgleichen, daß man einen der in der Wider-Standskombination befindlichen Kondensatoren als
Trimmer ausbildet. Durch geringfügige Veränderung dieses Kondensators kann man dann der [R1 -Kurve
eine kleine Gegenkrümmung geben, welche die Nichtlinearität des Gleichrichters annähernd kompensiert.
Innerhalb des Rahmens der Erfindung sind eine ganze Reihe von Widerstandskombinationen möglich,
wobei die Lösung der jeweiligen Aufgabenstellung angepaßt werden kann. Am einfachsten können die
entsprechenden Gleichungen auf graphischem Wege gelöst werden.
Die bevorzugte Schaltung (Abb. 7c) wird zweckmäßig
mit kleinem Frequenzabstand der Unendlichkeitsstellen benutzt. Die beste Dimensionierung erfolgt
mit Hilfe einer Zahl K, die folgende Gleichungen bestimmt (in der Abb. 10 ist K = 25 als Beispiel
gewählt):
L.
Si
= K.
Bei der mittleren Betriebsfrequenz f0 ist
T-
T -
Ohne Bedämpfungswiderstand R gibt der Absolutwert Z die Kurve I der Abb. 10. Die Frequenzdifferenz
Δ f wird definiert durch
der Serienresonanzpunkt liegt dann etwa bei
Af ι
zk '
der Parallelresonanzpunkt etwa bei
AL = _ -L
■ h 2 fx '
der Wendepunkt W etwa bei
AL = .J.. . /Ό 5 κ
Als Dämpfungswiderstand wählt man zweckmäßig
= XR· {/Κ.
Die Kurve II der Abb. 10 gibt den Absolutwert jZ,
mit diesem Dämpfungswiderstand. Der Wendepunkte rückt dann nach W1 etwa bei
Ferner entsteht ein zweiter Wendepunkt FF2.
Zwischen den Wendepunkten ist das Kurvenstück II wesentlich weniger gekrümmt als Kurve I und nahezu
linear. Je kleiner K, desto größer der Abstand der Unendlichkeitsstellen, desto kleiner die Demodulationssteilheit,
desto kleiner der Klirrfaktor.
Claims (20)
- PATENTANSPRÜCHE:i. Anordnung zur linearen Demodulation frequenzmodulierter Schwingungen, bestehend aus einer Blindwiderstandskombination aus mehr als zwei Blindwiderständen mit parallel geschaltetem Gleichrichter, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände so gewählt werden, daß die Widerstandskurve in dem zur Demodulation ausgenutzten Bereich mindestens zwei Wendepunkte besitzt, von denen der eine bereits in der verlustfreien Schaltung zwischen zwei benachbarten Unendlichkeitsstellen liegt und der andere durch Bedämpfung derjenigen Unendlichkeitsstelle entsteht, die dem ersten Wendepunkt benachbart ist.
- 2. Anordnung nach Anspruch ι, dadurch gekennzeichnet, daß die Wendepunkte zwischen der Frequenz Null und der Resonanzfrequenz der ersten Parallelresonanz liegen.
- 3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wendepunkte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Parallelresonanzen liegen.
- 4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulationskurve in an sich bekannter Weise durch Ausbildung eines der in der Widerstandskombination befindlichen Kondensatoren als Trimmer eine Gegenkrümmung gegeben wird, welche die Nichtlinearität des Gleichrichters annähernd kompensiert.
- 5. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Blindwiderstandskombination einen odermehrerezusätzlicheBedämpfungswiderstände aufweist.
- 6. Anordnung nach Anspruch 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zusätzliche Dämpfungswiderstand der gesamten Widerstandskombination parallel gelegt ist.
- 7. Anordnung nach Anspruch 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der oder die zusätzlichen Dämpfungswiderstände einem Teil der gesamten Widerstandskombination parallel gelegt sind.
- 8. Anordnung nach Anspruch 1 oder folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Kapazitäten der Widerstandskombination veränderbar ist.
- 9. Anordnung nach Anspruch 1 oder folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Serienschaltung einer Kapazität und eines Parallelresonanzkreises besteht (Abb. 2).
- 10. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Parallelschaltung einer Kapazität und eines Serienresonanzkreises besteht (Abb. 3).
- 11. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Serienschaltung eines Serien- und eines Parallelresonanzkreises besteht (Abb. 5 a).
- 12. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Serienschaltung einer Induktivität mit der Parallelschaltung einer Kapazität und eines Serienresonanzkreises besteht (Abb. 5b).
- 13. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Parallelschaltung zweier Serienresonanzkreise besteht (Abb. 5 c).
- 14. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Serienschaltung einer Kapazität mit der Parallelschaltung einer Induktivität und eines Serienresonanzkreises besteht (Abb. 5d).
- 15. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Serienschaltung einer Kapazität mit der Parallelschaltung einer Kapazität und eines Serienresonanzkreises besteht (Abb.5e).
- 16. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Parallelschaltung einer Kapazität mit der Serienschaltung einer Kapazität und eines Parallelkreises besteht (Abb. 5f).
- 17. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Serienschaltung zweier Parallelresonanzkreise besteht.
- 18. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Parallelschaltung eines Serien- und eines Parallelresonanzkreises besteht (Abb. 7b).
- 19. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Parallelschaltung einer Kapazität mit der Serienschaltung einer Induktivität und eines Parallelresonanzkreises besteht (Abb. 7 c).
- 20. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandskombination aus der Parallelschaltung einer Induktivität mit der Serienschaltung einer Kapazität und eines Parallelresonanzkreises besteht (Abb. 7d).In Betracht gezogene Druckschriften:Deutsche Patentschriften Nr. 681530, 684 802, 871909, 874615;
USA.-Patentschrift Nr. 2561149;
französische Patentschrift Nr. 947 946;
Auszüge deutscher Patentanmeldungen 1948, Bd. 2, S. 723.Hierzu 2 Blatt Zeichnungen© 509 696/347 2.56 (309 804/3 1.64)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1953P0010511 DE975657C (de) | 1953-09-24 | 1953-09-24 | Anordnung zur linearen Demodulation frequenzmodulierter Schwingungen |
Applications Claiming Priority (1)
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---|---|---|---|
DE1953P0010511 DE975657C (de) | 1953-09-24 | 1953-09-24 | Anordnung zur linearen Demodulation frequenzmodulierter Schwingungen |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE975657C true DE975657C (de) | 1964-11-30 |
Family
ID=582814
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1953P0010511 Expired DE975657C (de) | 1953-09-24 | 1953-09-24 | Anordnung zur linearen Demodulation frequenzmodulierter Schwingungen |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE975657C (de) |
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- 1953-09-24 DE DE1953P0010511 patent/DE975657C/de not_active Expired
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