DE9205522U1

DE9205522U1 - Impulswandlerschaltung

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Publication number: DE9205522U1
Application number: DE9205522U
Authority: DE
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1992-04-23
Filing date: 1992-04-23
Publication date: 1993-08-26
Anticipated expiration: 2002-04-24
Also published as: DE4312300A1; DE4312300B4

Description

Impulswandlerschaltunq Beschreibung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Impulswandlerschaltung der im Oberbegriff des.-Peterr^fnspruchs 1 genannten Art.

Eine solche, aus der MOTOROLA Publikation : "TMOS Power FET Design Ideas" Issue : A / 1985 / Seite : 11 unter der Bezeichnung : "High Performance Isolated Gate Drive" bekannte Schaltung wird zum galvanisch isoliertem Ansteuern eines Leistung-Feldeffekt-Transistors (Power-MOSFET) angewandt.

Eine solche Schaltung formt als Zwischenstadium jeden Eingangsimpuls mit Hilfe einer Flip-Flop-Schaltung in Rechteck impulse mit einer konstanten Frequenz (= ZF) von 2 MHz um. Diese ZF sollte gegenüber der Eingangsfrequenz immer ausreichend groß sein, weil die Breite jedes Ausgangs impulses nur ein ganzzahl iges Vielfaches einer ZF-Periode sein kann. Zum Unterteilen des Eingangsimpulses steuert die Flip-Flop-Schaltung eines zur Hälfte genutzten ICs (¹A) Ul mit seinen Ausgängen Q und Q zwei komplementäre Transistorpaare Ql bis Q4 an. Auf der Sekundärseite des Transformators Tl entsteht aus den ZF-Impulsen an der Gleichrichterbrücke Dl bis D4 am "Lade"-Kondensator Cl eine Gleichspannung, die über die Diode D5 an die Gate-Elektrode eines Power-MOSFET Q5 gelangt und diesen leitend schaltet. Für die Dauer eines Eingangs-Impulses muß die Ladung an der Gate-Elektrode ständig mit ZF-Impulsen aufrecht erhalten werden, weil der Widerstand Rl ständig Ladung vom "Lade "-Kondensator Cl abführt. Der Transistor Q6 folgt ohne Verzug dieser am "Lade"-Kondensator Cl anliegenden Gleichspannung. So wird die Gate-Spannung UGS mit einer Brummspannung überlagert, die sich bei niedriger Versorgungsspannung Vcc störend bemerkbar macht. Sobald das Ende des Eingangs impulses auch die ZF-Impulsfolge unterbricht, wird auch das Potential UGS an der Gate-Elektrode des Power-MOSFET Q5 über die Strecke Emitter/Basis des Transistors Q6 abgeleitet und bringt den MOSFET Q5 in den nichtleitenden Zustand.

-z-

In dem genannten Beispiel kann es wegen der Zeitkonstante Cl * Rl frühestens nach 300 ns zu einer vollständigen Entladung der Gate-Elektrode kommen. Ferner begrenzt die ZF die Eingangsimpuls-Folgefrequenz. Mit zunehmender Folgefrequenz weichen die Ausgangs impulse durch die ZF-Impulse immer mehr von den Eingangsimpulsen ab. Ferner steigt durch diese Umwandlung in eine ZF der Energiebedarf dieser Schaltung. Eine solche Schaltung ist außerdem gegen äußere Einflüsse empfindlich, weil die Diode D3 der Gleichrichterebrücke Dl bis D4 die Sekundärwicklung des Tranformators Tl von der Sourceverbindung in einer Richtung trennt. Dadurch können Wechselspannungs impulse den Power-MOS-FET über die Kapazität Primär-/Sekundärwicklung ungewollt angesteuern, so daß eine entsprechende Abschirmung erforderlich ist. Darüber hinaus wird zum Erzeugen der ZF eine "Clock"-Frequenz von 2 MHz benötigt. Insgesamt besteht diese Schaltung aus einer Vielzahl, insbesondere aktiver Bauelemente mit entsprechendem Platz- und Kostenaufwand.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Impulswandlerschaltung der im Oberbegriff des -Petterrjenspruchs 1 genannten Art so weiterzubilden, daß Impulse mit sehr steilen Flanken, sowie mit einer hohen Folgefrequenz, auch ohne Umwandlung in eine "Zwischenfrequenz" und mit geringstem Aufwand möglichst unverfälscht übertragen werden können. Zudem soll die Schaltung über einen weiten Bereich der Versorgungsspannung (Vcc) einsetzbar und bei einer geringen Verlustleistung auch unempfindlich gegen "falsches Triggern" sein.

Bei einer Impulswandlerschaltung der genannten Art ist diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Pdlenwiispruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die erfindungsgemäße Impulswandlerschaltung zeichnet sich nicht nur durch ein Minimum, insbesondere aktiver Bauelemente, sondern auch durch ihr einfaches Prinzip bei minimalem Energieverbrauch und hoher Übertragungsstreue aus. Es werden Ausgangs impulse nicht nur mit besonders steilen Flanken (ca. 200 ns Anstieg, ca.

100 ns Abfall) erzeugt, sondern es lassen sich auch höhere Folgefrequenzen übertragen. Ferner wird "falsches Triggern" über die sehr geringe Kapazität der primär- zu sekundärseitigen Schaltung schon dadurch vermieden, daß die Sekundärwicklungen beider Transformatoren direkt mit der Source-Elektrode verbunden sind.

Unter Verwendung stromstarker Treibertransistoren, eines Übersetzungsverhältnisses Ül = 2 des Transformators (XFl) und eines "Lade"-Kondensators CL = 27 nF wird ein MOSFET mit einer effektiven Gatekapazität CGS = 4 nF bereits mit einer sehr geringen Versorgungsspannung von nur Vcc = 3 V mit bereits UGS = 5 V angesteuert. Bei Vcc = 5 V werden beachtliche 10 V für UGS erreicht und ab Vcc >= 7,5 V zenerbegrenzte UGS >= 15 V erreicht, so daß die Schaltung schon mit vorzugsweisen Vcc = 9 V voll einsetztbar ist.

Die Schaltung kann auch ohne Änderungen ihrer Komponenten größere Gate-Kapazitäten CGS ansteuern : es genügt, lediglich die Versorgung Vcc zu erhöhen. So reichen bereits Vcc = 12 V aus, um eine Gatekapazität CGS = 8,2 nF auf UGS = 15 V zu bringen.

Die Impulsformerschaltung erfordert nur wenige Billig-Komponenten und läßt sich in eine sehr kompakte Hybrid-Schaltung zusammenfassen, die ohne Einschränkungen für das gesamte Anwendungsfeld der Leistungs-MOSFETs zu verwenden ist. Man kann mit ihr sogar P- durch N-Kanal-MOSFETs ersetzen!

In jedem der in Fig. 1 und Fig. 2 ausgeführten Schaltungsteilen, die auf der Primärseite zweier Transformatoren liegen, werden zwei komplementär geschaltete Transistoren von Eingangs-Impulsen angesteuert und erzeugen folgendes Zwischenstadium :

Ein erster Transistor erzeugt immer synchron zum Anfang eines jeden Eingangs-Impulses einen Strom (H) und über die Primärwicklung eines ersten Transformators einen "Leistungs"-Impuls.
Ein zweiter Transistor erzeugt immer synchron zum Ende eines jeden Eingangs-Impulses einen Strom (12) und über die Primärwicklung eines zweiten Transformators einen "Steuer"-Impuls.

In Fig. 1 und Fig. 2 ist der sekundärseitig beider Transformatoren liegende Schaltungsteil identisch. Hier werden aus beiden nadeiförmigen Impulsen Ausgangs-Impulse synthetisiert : Der "Leistungs"-Impuls induziert immer über die Sekundärwicklung des ersten Transformators und über eine Gleichrichterdiode an einer Lastkapazität eine Spannung, die durch eine Zenerdiode begrenzt ist. Die Spannung bleibt erhalten, weil die Gleichrichterdiode die Entladung der Kapazität über die Sekundärwicklung des ersten Transformators verhindert. Diese "Floating-Gate"-Ausgangsspannung hält nach dem Abklingen des "Leistungs"-Impulses auch ohne weitere Energiezufuhr immer so lange an, bis schließlich parallel geschaltete (isolations-) Widerstände die Lastkapazität entladen haben. Der "Steuer"-Impuls schaltet immer einen dritten Transistor auf der Sekundärseite des zweiten Tranformators unter geringstem Verzug leitend. Der dritte Transistor schließt den Ausgang (G,S) unmittelbar kurz und beendet so mit besonders steil abfallender Flanke einen zeitlich unverfälschten Ausgangs impuls.

In Fig. 1 ist der primärseitige Schaltungsteil den am meisten verwendeten Pulsweitenmodulatoren angepaßt, die an ihrem Ausgang einen nur begrenzten Signal-Steuerstrom "versenken" können.
In diesem Schaltungsteil werden die Impulse (H) durch die Ladungs-Verminderung eines "Lade"-Kondensators (CL) erzeugt. Dieser Kondensator (CL) macht mit seiner Potential-Differenz (UCL) die Ansteuerung des Transistors (XRl) überhaupt erst möglich.
Immer wenn ein Signal den Eingang PWM auf Nullpotential bringt, wird das Potential der Basiselektroden der Transistoren (XRl und XR2) ebenfalls verringert. Jetzt unterbricht aber auch der Transistor (XR2) die Energieversorgung (+Vcc), so daß für die weitere Signalverarbeitung nur noch der Kondensator (CL) mit der Spannung (UCL) als Energiequelle zur Verfügung steht. Gleichzeitig entlädt der Transistor (XRl) mit dem Strom (II) den zuvor aufgeladenen Kondensator (CL) direkt über die Primärwicklung (Wl, 1) und erzeugt auf diese Weise den "Leistungs"-Impuls.

Nun wird der Kondensator (CL) einerseits entladen, anderseits soll er aber auch gleichzeitig den für seine Entladung notwendigen Basis-Steuerstrom liefern.

In Fig. 2 ist der primärseitige Schaltungsteil Pulsweitenmodulatoren angepaßt, die an ihrem Ausgang nur einen durch den Widerstand (Rl) begrenzten Signal-Steuerstrom freigeben können.
In diesem Schaltungsteil werden die Impulse (Il) durch die Ladungs-Vermehrung eines Kondensators (CL) erzeugt. Dieser Kondensator (CL) macht auch hier mit seiner Potential-Differenz (Vcc minus UCL) die Ansteuerung des Transistors (XR2) erst möglich.
Immer wenn ein Signal den Eingang PWM freigibt, wird von dem Anschluß (+Vcc) über die Widerstände (Rl und R2) das Potential der Basiselektroden der Transistoren (XRl und XR2) erhöht. Jetzt wird auch augenblicklich der Ladestrom (Il) vom Anschluß (+Vcc) über den Transistor (XRl) freigegeben, der den entladenen Kondensator (CL) auf dem weiteren Wege über die Primärwicklungen (Wl, 1 und Wl,2) auflädt und auf diese Weise den "Leistungs"-Impuls erzeugt.

Nun soll auch hier der Kondensator (CL) einerseits aufgeladen werden, anderseits aber auch gleichzeitig aus der abnehmenden Potentialdifferenz (Vcc minus UCL) während seiner Aufladung der notwendigen Basis-Steuerstrom abgeleitet werden.

Diese gegenläufigen Prozeße in den dargestellten jeweiligen primärseitigen Schaltungsteilen der Figuren 1 und 2, reduziert mit fortschreitender Ladungsänderung des Kondensators CL gleichzeitig auch den Basis-Steuerstrom des Transistors (XRl). Sehr bald geht die anfängliche Sättigung des Transistors (XRl) in eine nur Teil-Aussteuerung zurück, und ein erheblicher Teil der Ladung wird nicht in den sekundärseitigen Schaltungsteil übertragen, sondern verliert sich wirkungslos. Um als Ausgleich dagegen den Transistor (XRl) langer in der Sättigung zu betreiben, wird aus dem Transformator (XFl) mit Hilfe einer Rückkopplungswicklung mit nur einigen Windungen (W3,l) dem Impuls (Il) ein nur geringer Teil der Energie entnommen und in den Basis-Steuerstromkreis eingespeist. Dieses besonders einfache und effektive Prinzip der Ladungsverschiebungen eines relativ kleinen Kondensators (CL) in Verbindung mit der Rückkopplung stellt nadeiförmige "Leistungs"-Impulse mit hohen Stromstärken zur Verfügung, die für einen steilen Spannungsanstieg der Ausgangsspannung (UGS) sorgen.

Für jeden übertragenen Impuls wird immer nur so viel Energie benötigt, wie es einer Ladungsänderung des Kondensators (CL) entspricht. Zu der Leistungsaufnahme muß man noch die Verluste des Widerstandes (Rl) hinzurechnen.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnungen erläutert. Im einzelnen zeigt :

Fig. 1. ein erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Impulswandlerschaltung als Impuls-invertierende Schaltung für
Eingangs-Impulse mit abfallend-voreilender Flanke.

Fig. 2. ein zweites Ausführungsbeispiel der Impulswandler-Schaltung als Impuls-nicht-invertierende Schaltung für
Eingangs-Impulse mit ansteigend-voreilender Flanke.

Fig. 3. den für die Schaltung nach Fig. 1 zeitlichen Verlauf der
"Lade"-Kondensatorspannung UCL , der kapazitiven
Verschiebeströme Il und 12 , sowie der resultierenden
Ausgangsspannung UGS in Abhängigkeit vom
Eingangssignal PWM.

Fig. 4. den für die Schaltung nach Fig. 2 zeitlichen Verlauf der
"Lade"-Kondensatorspannung UCL , der kapazitiven
Verschiebeströme Il und 12 , sowie der resultierenden
Ausgangsspannung UGS in Abhängigkeit vom
Eingangssignal PWM.

Die in den Figuren 1 und 2 dargestellten, sekundärseitig der Transformatoren XFl und XF2 liegenden Schaltungsteile sind in ihrer Ausführung und Wirkungsweise identisch : Es erzeugen bei beiden Varianten immer die Impulse Il die Ausgangsspannung UGS , wie es die Kurven der Ausgangsspannung UGS der Figuren 3 und 4 zeigen, während immer die Impulse 12 das Ausgangspotential UGS in kürzest möglicher Zeit auf Null bringen.

Jede voreilende Flanke eines Eingangs-Impulses löst einen Impuls Il aus und induziert als "Leistungs"-Impuls über die Sekundärwicklung W2,1 des Transformators XFl und über die Gleichrichterdiode Dl an der am Ausgang G, S angeschlossenen Lastkapazität CGS eine von einer Zenerdiode Z begrenzte Ausgangsspannung UGS, deren Entladung über die Wicklung Wl,2 die Diode Dl verhindert. Die Diode D2 dient zur Entmagnetisierung des Transformators XFl .

Jede nacheilende Flanke des Eingangs-Impulses löst einen Impuls 12 aus und induziert über die Sekundärwicklung W2,2 des Transformators XF2 dagegen nur ein "Steuer"-Signal für einen Transistor XR3, der dann leitend geschaltet wird und die Ausgangskapazität CGS ohne Verzug entlädt. Die Diode D3 dient zur Entmagnetisierung des zweiten Transformators XF2 .

Wie aus den in den Figuren 3 und 4 ersichtlich ist, werden Eingangs-Impulse PWM selbst mit unterschiedlich gemischtem Abstand und Tastverhälnis zeitlich nahezu unverfälscht und daher synchron in Impulse mit der Amplitude UGS am Ausgang G,S umgewandelt.

Nur die minimal mögliche Größe der Ladungsänderungen des "Lade "-Kondensators CL begrenzt die maximal übertragbare Folgefrequenz, nämlich die Abstände von aufeinander folgenden voreilenden, auslösenden Flanken der Eingangs impulse.

Die in Fig. 1 gezeigte Impulswandlerschaltung erhält Impulse von einem hier nicht näher gestellten Pulsweitenmodulator, dessen "open Kollektor "-Ausgang über einen Arbeitswiderstand Rl mit dem Anschluß +Vcc verbunden ist und den Eingang PWM mit Impulsen mit abfallend-voreilender Flanke speist. Ein Kondensator C2 puffert die Stromversorgung +Vcc und -Vcc. Das Signal PWM gelangt über einen Widerstand R2 und eine verstärkende Rückkopplungswicklung W3,l des ersten Transformators XFl an die Basiselektroden zweier komplementär arbeitender Transistoren XRl, XR2.

Immer wenn kein Signal am Eingang PWM anliegt, fließt ein Strom ausgehend vom Anschluß +Vcc über je einen Widerstand Rl und R2, dann über die Rückkopplungswicklung W3,1 eines ersten Transformators XFl, weiterhin über die Strecke Basis/Emitter eines Transistors XR2, ferner durch die Wicklunglung Wl,2 eines zweiten Transformators XF2, sowie durch die Parallelschaltung einer Diode D2 mit der Primärwicklung Wl, 1 des ersten Transformators XFl und letztlich durch einen "Lade"-Kondensator CL zum Anschluß -Vcc, und schaltet dabei den Transistor XR2 leitend. Gleichzeitig wird ein Strom 12 freigegeben, der über einen Widerstand R3, sowie über die Strecke Kollektor/Emitter des Transistors XR2 und durch die Primärwicklungen Wl,2 des Transformators XF2 und durch die genannte Parallelschaltung der Diode D2 mit der Primärwicklung Wl, 1 des ersten Transformators XFl den "Lade"-Kondensator CL auflädt.

Der Strom 12 erzeugt simultan das "Steuer"-Signal für den Transistor XR3. Die Diode D3 dient zur Entmagnetisierung des zweiten Transformators XF2 .

Immer wenn der Eingang PWM auf Nullpotential geführt wird, oder aber ein Signal am Eingang PWM anliegt, fließt ein Strom ausgehend vom "Lade"-Kondensator CL über die Primärwicklung Wl, 1 des ersten Transformators XFl , dann über die Strecke Emiter/Basis des Transistors XRl , weiter über die Rückkopplungswicklung W3,1 und über den Widerstand R2 zum Eingang der Schaltung PWM, und schaltet den Transistor XRl leitend. Damit wird aber auch gleichzeitig ein Strom Il freigegeben, der den "Lade"-Kondensator CL über die Primärwicklung Wl, 1 des Transformators XFl und über die Strecke Emitter/Kollektor des sich im leitenden Zustand befindenden Transistors XRl auf direktem Wege entlädt.

Der Strom Il erzeugt simultan den "Leistungs"-Impuls, und dieser die Gleichspannung UGS in einem Zuge. Die Diode D2 dient zur Entmagnetisierung des ersten Transformators XFl .

Die in Fig. 2 gezeigte Impulswandlerschaltung erhält Impulse von dem hier ebenfalls nicht näher gestellten Pulsweitenmodulator, dessen "open emitter "-Ausgang über den Arbeitswiderstand Rl mit dem

Anschluß +Vcc verbunden ist und den Eingang PWM mit Impulsen mit ansteigend-voreilender Flanke speist. Der Kondensator C2 puffert die Stromversorgung +Vcc und -Vcc. Das Signal PWM gelangt über den Widerstand R2 und die verstärkende Rückkopplungswicklung W3,1 des ersten Transformators XFl an die Basiselektroden zweier komplementär arbeitender Transistoren XRl, XR2.

Immer wenn ein Signal am Eingang PWM anliegt, fließt ein Strom vom Anschluß +Vcc, über die Widerstände Rl und R2, dann über die Rückkopplungswicklung W3,1 des ersten Transformators XFl, weiterhin über die Strecke Basis/Emitter des Transistors XRl, ferner durch die Wicklunglungen Wl, 1 und Wl,2 des ersten und zweiten Transformators XFl und XF2 und letztlich durch den "Lade"-Kondensator CL zum Anschluß -Vcc, und schaltet dabei den Transistor XRl leitend. Gleichzeitig wird der Strom Il freigegeben, der über die Strecke Kollektor/Emitter des Transistors XRl und durch die Primärwicklungen Wl, 1 und Wl,2 der Transformatoren XFl und XF2 den "Lade"-Kondensator CL auflädt.

Immer wenn der Eingang PWM auf Nullpotential geführt wird, oder aber kein Signal am Eingang PWM anliegt, fließt ein Strom vom "Lade"-Kondensator CL über die Primärwicklung Wl,2 des zweiten Transformators XF2 , weiter über die Strecke Emiter/Basis des Transistors XR2 , sowie über die Rückkopplungswicklung W3,1 und den Widerstand R2 zum Eingang der Schaltung PWM, und schaltet den Transistor XR2 leitend. Damit wird auch gleichzeitig der Strom 12 freigegeben, der den "Lade"-Kondensator CL über die Primärwicklung W 1,2 des zweiten Transformators XF2 und über die Strekke Emitter /Kollektor des Transistors XRl auf direktem Wege entlädt.

Claims

Gert Günther Nlggemeyer 22.04.1992 Steinbecker MOhlenweg 95 D - 2110 Buchholz i.d.N. S (Fax) : (04181) 5123 ImpulswandlerschaltunqSchutzansprüche

1) Impulswandlerschaltung zum Übertragen von Impulsen an eine am Ausgang angeschlossene Lastkapazität, insbesondere zum Ansteuern der Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors mit mindestens drei Transistoren, zwei Dioden, einem Kondensator und zwei Transformatoren, die eine primärseitige Schaltung zum Erzeugen von Strom impulsen von einer sekundärseitigen Lade-/Entladeschaltung trennen, dadurch gekennzeichnet, daß

immer der Anfang jedes Eingangs impulses (PWM) einen Stromimpuls

(11) auslöst, der über einen ersten Transformator (XFl) eine Lastkapazität (CGS) in einem Zuge auflädt, und daß

immer das Ende jedes Eingangs impulses (PWM) einen Stromimpuls

(12) auslöst, der über einen zweiten Transformator (XF2) einen Transistor (XR3) leitend steuert, der die Lastkapazität (CGS) entlädt und gleichzeitig einen Ausgangsimpuls (UGS) erzeugt.

2) Impulsformerschaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß immer der Anfang des Eingangs impulses (PWM) einen Transistor (XRl) leitend und ohne Verzug einen Transistor (XR2) sperrend schaltet, so daß ein Kondensator (CL) entladen und der Stromimpuls (H) erzeugt wird

und daß immer das Ende des Eingangsimpulses (PWM) den Transistor (XR2) leitend und ohne Verzug den Transistor (XRl) sperrend schaltet, so daß der Kondensator (CL) aufgeladen und der Stromimpuls (12) erzeugt wird.

3) Impulsformerschaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß immer der Anfang des Eingangs impulses (PWM) den Transistor (XR2) leitend und ohne Verzug den Transistor (XRl) sperrend schaltet, so daß der Kondensator (CL) entladen und der Stromimpuls (H) erzeugt wird

und daß immer das Ende des Eingangs impulses (PWM) den Transistor (XRl) leitend und ohne Verzug den Transistor (XR2) sperrend schaltet, so daß der Kondensator (CL) aufgeladen und der Stromimpuls (12) erzeugt wird.

4) Impulsformerschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 3,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Rückkopplungswicklung (W3, l) des Transformators (XFl) das Signal an der Basis der Transistoren (XRl,XR2) verstärkt.

5) Impulsformerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode (D2) die Wicklung (Wl, 1) überbrückt und den Transformator (XFl) entmagnetisiert.

6) Impulsformerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode (D3) die Wicklung (W2,2) überbrückt und den Transformator (XF2) entmagnetisiert.

7) Impulsformerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Zenerdiode (Z) das Ausgangspotential (UGS) begrenzt.

8) Impulsformerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung (Vcc), der Kondensator (CL), das Übersetzungsverhältnis (W2,1/Wl,l) des Transformators XFl und die Lastkapazität (CGS) das Ausgangspotential (UCG) bestimmen.

9) Impulsformerschaltung nach Anspruch 7,

dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltungsteil auf der Primärseite der Transformatoren (XFl und XF2) mit dem sekundärseitigen Schaltungsteil wahlweise galvanisch verbunden ist.

10) Impulsformerschaltung nach Anspruch 8

dadurch gekennzeichnet, daß die Lastkapazität (CGS) die Gate-Source-Kapazität (CGS) eines Feld-Effekt-Transistors (FET) darstellt und die Impulsformerschaltung als Treiberstufe für Feld-Effekt-Transistoren (FETs) verwendet wird.