DE3610300A1 - Steuerverfahren fuer einen schaltleistungswandler und von diesem verfahren gebrauch machender schaltleistungswandler - Google Patents

Description

Besch re i bung

Die Erfindung betrifft ein Steuerverfahren für einen Schalt-Leistungs«/andler wie einen Gleichstrom/GLeichstrom-wandler und einen von diesem Verfahren Gebrauch machenden Schaltlei stungswand Ie r.

Allgemein fordert man von einem Scha 11Leistungswandler einen hohen Wirkungsgrad, eine hohe Schaltgeschwindigkeit sowie Kompaktheit. Eine Möglichkeit, die letzte dieser

Ί0 Forderungen zu erfüllen, besteht darin, für eine geringe Leistung zur Ansteuerung des Hauptschalters des Wandlers zu sorgen. Ein Weg eine Ansteuerung mit geringer Leistung zu erreichen besteht darin, den Treiberstrom für den Hauptschalter durch Verwendung von Bipolartransistoren in

-ic Darlingtonschaltung im Hauptschalter zu reduzieren. Transistoren in Darlingtonschaltung sind einem Transistor mit einem großen Stromverstärkungsfaktor ChFE) äquivalent. Die zur Ansteuerung solcher Transistoren erforderliche Leistung ist deshalb geringer als die zur Ansteuerung eines

on einzelnen Leistungstransistors mit geringem hFE. Beim tatsächlichen SchaLtungsbetrieb ist jedoch die wirksame Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung VCE(sat) von Transistoren in Darlingtonschaltung zweimal oder mehrfach so groß wie die eines einzelnen Leistungstransistors. Daher

or ist die Verlustleistung bei Transistoren in Darlingtonschaltung während der Einschaltzeit des Hauptschalters das Zweifache oder Mehrfache derjenigen eines einzelnen Leistungstransistors. Dies widerspricht der Forderung nach einem hohen Wirkungsgrad.

Bei Transistoren in Darlingtonschaltung werden zwei oder mehr Transistoren nacheinander (zeitseriell) ein-und ausgeschaltet. Wenn Transistoren in Darlingtonschaltung im Hauptschalter verwendet werden, ist daher die Schaltgeschwindigkeit niedriger als die sich mit einem einzelnen

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Transistor ergebende. Dies widerspricht der Forderung nach hoher SchaLtgeschwindigkeit.

Die Verwendung von Transistoren in DarlingtonschaLtung im Hauptschalter eines Leistungswandlers bringt daher das Problem einer höheren Verlustleistung und einer geringeren Schaltgeschwindigkeit mit sich.

Eine andere Möglichkeit, den Hauptschalter eines Leistungswandlers mit geringer Leistung zu steuern, besteht darin, im Hauptschalter einer, y.QS Le i s t w.ngs-FE~ 2u verwenden. Die Gate-Eingangsimpedanz eines MOSFET ist sehr viel höher als die Basiseingangsimpedanz eines bipolaren Transistors. Daher ist die zur Ansteuerung eines MOSFETs erforderliche Leistung sehr viel kleiner als die zur Ansteuerung eines bipolaren Transistors. Darüber hinaus besitzen MOS Leistungs-FETs im allgemeinen höhere Schaltgeschwindigkeiten als bipolare Leistungstransistoren und erlauoen Schaltfrequenzen von 100 kHz oder mehr.

Wenn ein MOS Leistungs-FET zum Schalten großer Ströme (1OA oder mehr) eingesetzt wird, steigt die Verlustleistung deutlich an. Dies beruht darauf, daß der Draiη-Source-Spannungsabfa 11 während der Einschaltzeit eines MOSFETs, wenn ein Drainstrom fließt, das Drei- oder Mehrfache der Sättigungsspannung VCE(sat) eines bipolaren Transistors wird, bei dem ein Kollektorstrom gleicher Höhe wie der Drainstrom fließt. Dies widerspricht ebenfalls der Forderung nach hohem Wirkungsgrad. Bei Einsatz eines MOSFET im Hauptschalter eines Leistungswandlers zur Reduzierung der Steuerleistung tritt demnach das Problem einer erhöhten Verlustleistung auf.

Die nachfolgende Druckschrift offenbart eine bekannte Lösung der Probleme, die mit der Verwendung von Transistoren

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in Darlingtonschaltung (geringer Wirkungsgrad, niedrige Schaltgeschwindigkeit) oder der Verwendung von MOSFETs (geringer Wirkungsgrad) verbunden sind: "A new improved and simplified proportional oase drive circuit", Rudy Sevens, Intersil, Inc., Proceedings of Powercon 6, May, 1979, Seiten B2-1 bis B2-12. In dem von Rudy beschriebenen Leistungswandler wird von einer Strommitkopplung über einen Stromtransformator durch einen bipolaren Leistungstransistor, der als ein Hauptschalter dient, Gebrauch ge- macht. Dabei verwendet der Stromtransformator eine Sättigungsdrossel. In dem Rudy-Lei stungs war. öler wird keine Schaltvorrichtung mit hoher Verlustleistung wie Transistoren in Darlingtonschaltung oder ein MOSFET verwendet. Statt dessen bildet ein einzelner bipolarer Transistor den Hauptschalter. Daher ist der Wirkungsgrad der Leistungswandlung hoch. Da die Mitkopplung mit einem Ein/Aus-Schaltbetrieb des einzelnen bipolaren Transistors kombiniert ist, ergibt sich auch eine hohe Schaltgeschwindigkeit.

Bei dem Rudy-Leistungswandler wird jedoch der Hauptschalter zwangsweise durch ein Ausgangssignal der Treiberschaltung ausgeschaltet. Daher erfordert der Hauptschalter eine hohe Leistung, um zuverlässig ausgeschaltet zu werden. Der Rudy-Leistungswandler erfüllt daher nicht die Forderung nach geringem Leistungsbedarf für den Hauptschaltertreiber, und der Leistungswandler insgesamt kann nicht kompakt ausgeführt werden.

Die gesamte Offenbarung der erwähnten Rudy-Druckschrift wird in die vorliegende Anmeldung einbez-ogen.

Eine erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Steuerverfahren für einen Scha It Ieistungswandler zu schaffen, mit dem die SteuerLeistung für einen Hauptschalter verringert werden kann, ohne daß die Verlust-

_BAD QFUGSHAL.

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Leistung erhöht wird oder die Schallgeschwindigkeit verringert wird.

Eine zweite Aufgaoe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Sc ha LtLeistungswandler zu schaffen, der von diesem Verfahren Gebrauch macht.

Diese Aufgaben werden durch ein Verfahren nach Anspruch 1 bzw. einen Scha LtLeistungswandL er nach Anspruch 4 geLöst.

Zur Lösung der ersten Aufgabe der Erfindung umfaßt der Hauptschalter eines von dem erfindungsgemäßen Verfahren Gebrauch machenden SchaltLeistungswandLers einen Stromtransformator mit einer Primärwicklung, einer SekundärwickLung und einer TertiärwickLung, die um einen magnetischen Kern gewickelt sind, sowie einen bipolaren Schalttransistor, dessen Basis-Emitter-Strecke oder Basis-Kollektor-Strecke Teil eines MitkoppLungskreises über die Primärwicklung und die Sekundärwicklung des Stromtransformators ^ist-

Beim erfindungsgemäßen Verfahren wird der Sc ha L11ransistör unter Ausnutzung einer Mitkopplung über den Stromtransformator von der Vorderflanke eines als Triggerimpuls an die Tertiärwicklung des Stromtransformators angelegten Stromimpulses eingeschaltet. Da die Treiberschaltung nur einen Triggerimpuls zur Auslösung des Mitkopplungsvorgangs für den Schalttransistor zu Liefern hat, ist die zum Einschalten des Scha 111ransistörs erforderliche Leistung gering.

Aufgrund der Mitkopplungswirkung ist darüber hinaus die Einschaltgeschwindigkeit hoch.

Der SchaLttransistor wird mit Hilfe der im Stromtransformator gespeicherten magnetischen Energie durch den während der Einschaltzeit des SchaLttransistörs fließenden Strom

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■ /ο-

abgeschaltet. Nach Ablauf einer bestimmten Zeitspanne nach dem Einschalten des Schalttransistors wird der Kern des Stromtransformators durch den Stroni i n> eingeschalteten Schalttransistor magnetisch gesättigt. Sobald diese Sättigung eintritt, fällt die magnetische Permeabilität des Kerns abrupt auf einen Wert entsprechend dem von Luft, wodurch die Induktivität der mit der Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors verbundenen Sekundärwicklung des Stromtransformators plötzlich verringert wird. Da zu diesem Zeitpunkt noch eine bestimmte Spannung ander Basis-Emitter-Strecke des Scha I ttransistors anliegt, fließt der Strom, der vorher zur Primärwicklung des Stromtransformators floß, nun statt dessen zu der in ihrer Induktivität verringerten Sekundärwicklung in einer solchen Richtung, daß der Schalttransistor gesperrt wird. Der Strom in der Sekundärwicklung löst einen Mitkopplungsvorgang über den gesättigten Stromtransformator aus, so daß der Schalttransistor schlagartig gesperrt wird. Da die Leistung zum Abschalten des Schalttransistors aus der im Stromtransformator gespeicherten magnetischen Energie stammt, braucht keine SteuerIeistung für dieses Abschalten des Schalttransistors gesondert von der Treiberschaltung geliefert zu werden. Da ferner der Schalttransistor aufgrund einer Mitkopplung mit einer kleinen leitkonstante entsprechend der sich bei Sättigung des Stromtransformators ergebenden Induktivität der Sekundärwicklung abgeschaltet wird, ergibt sich eine hohe Abschaltgeschwindigkeit.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird der SchaIttransistor durch einen Mitkopplungsvorgang an der Vorderflanke eines Spannungsimpulses zur Ansteuerung des Hauptschalters eingeschaltet. Der Schalttransistor wird unter Ausnutzung der im Stromtransformator gespeicherten magnetischen Energie durch einen Mitkopplungsvorgang abgeschaltet, welcher durch die magnetische Sättigung des Stromtransfor-

_5/6 BAD ORIGINAL

μ-

mators ausgelöst wird. Der TreiberspannungsimpuLs wird so eingestellt, daßseine Rückflanke nach dem Abschalten des Schalttransistors auftritt.

Da man bei diesem Verfahren mit einer geringen Steuerleistung auskommt, ohne Transistoren in Darlingtonschaltung oder einen MOS Leistungs-FET mit großer Verlustleistung für einen Hauptschalter zu benötigen, kann man einen hohen Wirkungsgrad für die Leistungswandlung erreichen. Da eine Mitkopplung für den Ein/Aus-SchaItVorgang des Schalttransistors ausgenutzt wird, ergibt sich eine hohe Schaltgeschwindigkeit. Da der Treiberspannungsimpu Is nach dem Ausschalten des Schalttransistors abfällt, tritt praktisch keine Verlustleistung im Hauptschalter an der Rückflanke des SpannungsimpuIses auf. Schließlich wird zum Einschalten des Schalttransistors SteuerIeistung nur zum Auslösen eines Mitkopplungsvorgangs benötigt, so daß die Steuer Leistung für den Hauptschalter reduziert werden kann.

Zur Lösung der zweiten Aufgabe der vorliegenden Erfindung

wird das zur Lösung der ersten Aufgabe dienende Verfahren

als Steuerverfahren für den Hauptschalter eines Schalttransistors eingesetzt.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen unter bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Scha 11 Ieistungswandlers, bei dem

von dem erfindungsgemäßen Verfahren Gebrauch gemacht wird,

Fig.2A bis 2E Signa Iver laufe zur Erläuterung der Arbeitsweise des in Fig. 1 gezeigten Leistungs

wandlers,

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Fig. 3 die Darstellung der B-H Kennlinie zur Erläuterung der Magnetisierung des Magnetkerns des beim Leistungswandler von Fig. verwendeten Stromtransformators (T14),

Fig. 4 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der

Arbeitsweise des Hauptschalters (Q12+T14) des in Fig. 1 gezeigten Leistungswand lers,

Fig. 5 ein Schaltbild einer Modifikation des

Leisungswanclers von Fig. 1 ,

Fig. 6 ein Schaltbild einer weiteren Modifikation

des Leistungswandlers von Fig. 1,

Fig. 7 ein Schaltbild eines Wechselrichters gemäß

einer weiteren Modifikation des in Fig. 1 gezeigten Leistungswandlers, wobei zwei parallele Hauptschalter (Q12A1, Q12A2, T14A, DA; Q12B1, Q12B2, T14B, DB) abwechselnd

arbei ten,

Fig. 8 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines

Scha It Ieistungswandle rs, der von dem erfindungsgemäßen Verfahren Gebrauch macht und

eine Gegenkopplung zur Regelung der Ausgangsspannung CEo) des Leistungswandlers umfaßt,

Fig. 9 eine Modifikation von Fig. 1 betreffend

den Anschluß des Schalttransistors (Q12) an den Stromtransformator (T 1.4.) und

Fig. 10 eine weitere Modifikation von Fig. 1 betreffend den Anschluß des Transistors

(Q12) an den Stromtransformator (T14).

IAD

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Fig. 1 zeigt das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Scha Lt Ieistungswandlers, bei dem von dem erfindungsgemäßen Ve rfahren Gebrauch gemacht wird. In Fig. 11 bezeichnet 11 eine Stromquelle, Q12 einen Schalttransistor in Form eines bipolaren NPN Transistors und 13 eine Last. Der positive Anschluß der Stromquelle 11 ist über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q12 mit einem Ende der Last 13 verbunden. Das andere Ende der Last 13 ist mit dem negativen Anschluß der Stromquelle 11 verbunden, wodurch ein geschlossener Kreis zur Leistungsübertragung geaildet wird.

Im Basis-Emitter-Kreis des Transistors Q12 ist über die Primärwicklung 141 und die Sekundärwicklung 142 eines Stromtransformators T14 eine Mitkopplungsschleife gebildet. Der Stromtransformator T14 besitzt einen Sättigungskern. Ein Emitterstrom Io, der im wesentlichen gleich dem Kollektorstrom Ic des Transistors Q12 ist, fließt durch die Primärwicklung 141, deren Windungszahl N1 beträgt. Eine dem Strom Io entsprechende Strornkomponente wird aufgrund der magnetischen Kopplung im Stromtransformator T14 auf die Sekundärwicklung 142 übertragen und führt zu einer Mitkopplung. Das heißt, aufgrund der magnetischen Kopplung des Stromtransformators T14 wird im Basis-Emitter-Kreis des Transistors Q12 eine Hitkopplungsschleife gebildet.

Von einer Treiberschaltung 15 werden Rechtecktreiberspannungsimpulse zur Steuerung des Transistors Q12 geliefert. Die Schaltung 15 enthält einen NPN Transistor Q151 und einen PNP Transistor Q152, die einen komplementären Emitterfolger bilden, sowie Schutzdioden D153 und D154, die parallel zxir Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q151 bzw, Q152 geschaltet sind. Die Treiberschaltung 15 beaufschlagt die Tertiärwicklung 143 des Stromtransformators T14, die die Windungszahl N3 besitzt. Die Schaltung

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hat eine Ausgangsimpedanz, die ausreichend kleiner als die Erregerimpedanz des Stromtransformators T14 ist.

Die Transistoren Q151 una Q152 werden aowechselnd nach Maßgabe des Signalniveaus eines an einen Anschluß 155 angelegten Steuerpulses PC eingeschaltet und ausgeschaltet. Der Kollektor des Transistors Q151 ist mit einem Anschluß 157 verbunden und der Kollektor des Transistors Q152 mit einem Anschluß 158. Der Rechtecktreiberspannungspu Is VA, dessen Höhe gleich der am Anschluß 157 anliegenden Spannung Vb ist und dessen Wellenform dieselbe wie die des Steuerpulses PC ist, erscheint am Ausgangsanschluß 156 der Treiberschaltung 15.

Der Anschluß 156 ist über einen Kondensator C16 mit einem Ende der Tertiärwicklung 143 des Stromtransformators T14 verbunden. Das andere Ende der Wicklung 143 ist mit dem Masseanschluß 158 der Treiberschaltung 15 verbunden. Der Spannungspuls VA wird als Strompuls vom Anschluß 156 über den Kondensator C16 zur Wicklung 143 geliefert. Die Stromimpulse gelangen dann aufgrund der magnetischen Kopplung zwischen den Wicklungen 143 und 142 an die Basis des Transistors Q12, um diesen einzuschalten.

Die Arbeitsweise der Schaltung mit dem Aufbau von Fig. 1 soll nun unter bezug auf die Signa I ver laufe der Fig. 2A bis 2E beschrieben werden.

Es wird angenommen, daß die Kapazität des Kondensators C16 und die Höhe der Spannung Vb so ausgewählt sind, daß die Spannung vc(tO) über dem Kondensator C16 und die Amplitude Vb des Treiberspannungspulses VA zum Zeitpunkt tO der nachfolgenden Bedingung genügen:

Vb ^vcCtO) + (N3/N2)VBE(sat) ...CD

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wobei N2 die Windungszahl der Wicklung 142, N3 die Windungszahl der Wicklung 143 und VBE(sat) die Basis-Emitter-Spannung in dem Fall ist, daB sich die Kollektor-Emitter-Sirecxe aes Transistors Q12 in der Sättigung befindet.

(1) Es wird angenommen, daß der Transistor Q151 der Treiberschaltung 15 zum Zeitpunkt tO an einer VorderfLanke des Pulses PC eingeschaltet wird. Wenn die Bedingung (1) erfüllt ist oder die Spannung vc(tO) über dem Kondensator C16 IQ kleiner als die Spannung Vb ist, dann fließt ein zur

Wicklung 143 gerichteter Stromimpuls Id vom Anschluß 156
zum Kondensator C16. Der Kondensator C16 wird von dem Strom Id rasch aufgeladen, und die Spannung Vc steigt zum Zeitpunkt tO in Fig. 2C abrupt von vc(tO) auf

Vb - (N3/N2) χ VBE(sat) ...C2)

Der Kondensator C16 differenziert den Stromimpuls Id nach der Zeit und bildet einen scharfen Stromimpuls. Dieser
on Stromimpuls wird über die Wicklungen 143 und 142 an die

Basis des Transistors Q12 angelegt. Der Basisstrom IB des Transistors Q12 wird zu einem Impuls, wie durch P in Fig. 2D wiedergegeben. Der Basisstromimpuls P löst den Einschalt vorgang für den Transistor Q12 aus.

Wenn der Basisstromimpuls P den EinschaItVorgang des Transistors Q12 zum Zeitpunkt tO auslöst und der Emitterstrom Io zur Wicklung 141 zu fließen beginnt, dann setzt sich
in der Zeit zwischen tO und ti in Fig. 2D der Fluß des

2Q Basisstroms IB aufgrund der die Wicklungen 141 und 142 des Stromtransformators T14 enthaltenden Mitkopplungsschleife fort. Die Zeitspanne (t1-tO) hängt von der Induktionsdifferenz ΔΒ (siehe Fig. 3) des unteren Zweigs der Hysteresiskennlinie des für den Stromtransformator T14 verwendeten

Magnetkerns ab. Bezeichnet man die Querschnittsfläche des

BAD

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Kerns mit S, dann ergibt sich die Zeitspanne zu

ti - tO = {(ΔΒ χ S χ N2)/VBE(sat) ; 5

χ 10 ^ö - τ (sec) ...(3)

wobei τ die erforderliche Zeitspanne ist,, um den Transistor Q12 nach dem Beginn des AbschaLtVorgangs vollständig abzuscha Lten.

(2) Wenn der Magnetkern des Stromtransformators T14 zum Zeitpunkt ti aufgrund des durch die Wicklungen 141 und 142 fließenden Stroms in die Sättigung zu kommen beginnt, dann nimmt die Erregungsinduktivitat LmCt) des Stromtransformators T14 vom Zeitpunkt ti zum Zeitpunkt ti+τ allmählich ab (der Zeitpunkt ti fällt in die Zeitspanne, zu der der obere Transistor Q151 der Treiberschaltung 15 eingeschaltet ist). Diese Abnahme der Induktivität entspricht der Sättigung der Magnetisierungskurve des Stromtransformators T14, wie durch die Spanne vom Zeitpunkt ti zum Zeitpunkt ti+τ in Fig. 3 angegeben. Der Erregerstrom Im(t) steigt proportional zur Abnahme der Erregungsinduktivität Lm(t). Selbst wenn demzufolge die Erregungsinduktivität Lm(t) abnimmt, bleibt die im Stromtransformator T14 gespeicherte Erregungsenergie erhalten. Während daher Lm(t) in der Zeitspanne vom Zeitpunkt ti zum leitpunkt ti+τ abnimmt, steigt der Strom ImCt) a I Imäh I ich an, um für t1St^t1+T die Gleichung (4) zu erfüllen

ImCt) = (VBECsat)/Ls)t ...(4)

in der Ls die Induktivität des gesättigten Stromtransformators T14 ist.

Berücksichtigt man den Stromfluß durch die Wicklungen 141 und 142 im Hinblick hierauf, dann fließt der Emitterstrom Io, der im wesentlichen gleich dem Kollektorstrom IC des

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Transistors Q12 ist, zur Wicklung 141. Der Strom IBCt) ist gegeben durch

I5(t) = Chi1/N2:)Io - ImCt) ...C5)

Cdabei entspricht der Emitterst rom Io dem Sc ha Ltausgangsstrom des in Fig. 1 gezeigten LeistungswandLers). Der Strom IBCt) wird von der Wicklung 142 an die Basis des Transistors Q12 geliefert.

Der Wert des Erregerstroms ImCt) in Gleichung C5) nimmt während des Zeitinterva11s Ct1-t1+t), während dessen der Kern des Stromtransformators T14 magnetisch gesättigt wird, unter Erfüllung von Gleichung C4) zu. Der Strom IBCt) beginnt während des Zeitinterva I Is, während dessen sich der Magnetkern der vollständigen Sättigung nähert, abzunehmen. Während dieses Zeitintervalls fließt ein im wesentlichen linear ansteigender Strom ImCt) zur Wicklung 142, und zwar entsprechend der Spannung VBE über der Diffusionskapazität CDE CFig. 4) des Ba sis-Emitter-PN-übergangs des Transistors Q12. Mit Ls als Wicklungsinduktivität nach Sättigung des Kerns des Stromtransformators T14 wird der Strom ImCt) zu

ImXt) = CVBECO)/Ls)t ...C6)

wobei VBECO) VBE zum Zeitpunkt t=t1 ist.

Wenn ein inverser Injektionsstrom IR, der in die in der Basis-Kollektor-Strecke des Transistors Q12 gebildete Diode DR fließt. Null wird, wird der Transistor Q12 sofort aufgrund einer schwachen Mitkopplung über die Wicklungen 141 und 142 Cti+τ in Fig. 2D) ausgeschaltet. Der Grund dafür, daß die Mitkopplung "schwach" ist, liegt darin, daß die magnetische Kopplung durch die Sättigung des Kerns verringert wurde.Wenn der Kern während des ZeitintervaI Is

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C11-t1+τ) gesättigt wird, fließt ein Strom zur Wicklung 143. Dieser Strom lädt den Kondensator C16 so, daß die Spannung ve über dem Kondensator C16 auf VQ ansteigt und damit höher wird als die durch Vb - (N3/N2)VBE(sat) in Gleichung (2) gegebene Spannung (zum Zeitpunkt ti+τ in Fig. 2C). An der Wicklung 143 liegt dann eine inverse Spannung entsprechend der Differenz AVQ C=VGt-Vb) zwischen den beiden Spannungen VQ und Vb an, und der Magnetkern des Stromtransformators T14 kommt im Zeitintervall Ct1+T-t2) aus der Sättigung, wie in Fig. 3 gezeigt. Die der Differenzspannung AVQ entsprechende Ladung fließt über die Diode D153 innerhalb relativ kurzer Zeit ab.

(3) Der untere Transistor Q152 der Treiberschaltung 15 wird zum Zeitpunkt t2 eingeschaltet. Die über dem Kondensator C16 anstehende Spannung ve wird an die Wicklung 143 angelegt, so daß der Magnetkern des Stromtransformators T14 rückgesetzt bleibt. Die Spannung vcCt) des Kondensators T10 fällt dabei mit einem im groben festen Gradienten, wie im Zeitintervall (t2-t3) in Fig. 2C gezeigt. Der Wert von vcCt) kann hierbei angenähert werden durch

vc(t) = Vb - CIm3/C16)t ...(7)

wobei im Hinblick auf Wicklung 143 der Erregerstrom Im3 (der von der Koerzitivkraft des Kerns abhängt) für den Kern verwendet wird, vorausgesetzt t2StSt3.

Der untere Transistor Q152 der Treiberschaltung 15 wird im Zeitintervall (t2-t3) eingeschaltet. Die Spannungszeitfläche S2 (Zeitintervall t2-t3 in Fig. 23) der Spannung vc(t) über dem Kondensator C16, die während des Zeitintervalls (t2-t3) an der Wicklung 143 anliegt, stellt die elektrische Energie dar, die dem Magnetfluß entspricht, der dazu dient, den Kern, der zum Zeitpunkt t1+x gesättigt ist, in den Zustand vor dem Zeitpunkt tO zurückzubrin-

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gen. Die Fläche S2 kann dadurch verändert werden, daß die Dauer des Nullniveaus (t2-t3 in Fig. 2A) des Steuerspannungspulses (PC) geändert wird (das heißt daß das Tastverhältnis des Puises PC verändert wira).

Die grundsätzliche Arbeitsweise des in Fig. 1 gezeigten Wandlers wurde oben beschrieben. Es sollen nun Steuerverfahren beschrieben werden.

C1> Zuerst soll eine Steuerung durch das Ein/Aus-Verhältnis der Treiberschaltung 15 beschrieben werden.

Wie aus Fig. 2A zu entnehmen, ist das Ein/Aus-VerhäItnis der Steuerschaltung 15 definiert als

Ct2 - tO)/(t3 - tO) ...(8)

wohingegen das Ein/Aus-Verhältnis des Transistors Q12 im Hinblick auf Fig. 2E gegeben ist durch

Ct1 + τ - tO)/(t3 - tO) ...(9)

Die beiden Verhältnisse gemäß den Ausdrücken (8) und (9) sind unterschiedlich. Für die Betrachtung der Grenze des Ein/Aus-Verhältnisses des Transistors Q12, der den Hauptschalter darstellt, ist der in Fig. 2B gezeigte Verlauf des an der Wicklung 143 Liegenden Signals wichtig. Die Fläche ST eines positiven Teils des SignaI ver laufes entspricht den magnetischen Flüssen (Teil entsprechend ti + τ in Fig. 3) zum Setzen des Magnetkerns des Stromtransformators T14, während die Fläche S1+S2 eines negativen Teils dieses Signa Iverlaufs den magnetischen Flüssen (Teil entsprechend t3=tO in Fig. 3) zum Rücksetzen des Kerns entspricht. Im stationären Zustand sind die Flüsse zum Setzen und zum Rücksetzen gleich. Es gilt dann

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ST = S1 + S2 ... (10)

wobei ST von der Basis-Emitter-Sättigupgsspannung VBE (sat) aes Transistors Q12 aohangt. Die GLeicr.j-g (10) Kann umgeschrieben werden zu

ST = (N3/N2) χ VBE(sat) χ (ti - tO + τ/2) ...(11)

Die Rück setzfLache S2, die änderbar oder steuerbar ist, wird von der Spannung vc(t) über dem Kondensator C16 und dem Zeitintervall (t3-t2) bestimmt. S2 kann daher ausgedrückt we rden als

S2 = (Vb - (Im3/(2 χ C16))(t3-t2)}(t3-t2)- ...(12)

Die Fläche S1 besitzt einen konstanten Wert, der von den physikalischen Eigenschaften der Schaltungselemente Q12, T14 etc. in Fig. 1 abhängt, und ist tatsächlich unabhängig von den ZeitintervaIlen (tO-t1) und (t2-t3). Den Haximalwert der Fläche ST, die in Fig. 2B gezeigt ist, erhält man, wenn t2=t1+T. Den Minimalwert der Fläche ST erhält man, wenn t2=t3. Wenn die Schaltperiode (tO-t3) in Fig. 1 länger als das Zeitintervall (tO~t3*) in Fig. 2C eingestellt wird und t2 zwischen die Zeitpunkte t3 und t3* fällt, kann die

on Steuerung der Ausgangsleistung des Wandlers nicht mehr mit Hilfe einer Pulsbreitensteuerung des Pulses PC erfolgen.

(2) Es soll nun eine Steuerung der Ausgangsleistung des Wandlers mit Hilfe der Treiberspannung Vb beschrieben wer^den·

Die Rücksetzfläche S2 kann auch durch Änderung der Höhe der Treiberspannung Vb für die Treiberschaltung 15 gesteuert werden, wie sich aus Gleichung (12) ergibt. Auf der anderen Seite besitzt die Setzfläche ST keine von der Trei-

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berspannung Vb abhängende Komponente, wie sich aus Gleichung (11) ergibt. Daraus folgt, daß in erster Linie die Rücksetzfläche S2 durch Änderung der Treibersoannung Vb gesteuert wird. Auf diese Weise Kann die Eiη/Aus-Steuerung des Transistors Q12 durch Änderung von Vb erfolgen.

Im folgenden soll beschrieben werden, warum die Steuerleistung beim beschriebenen Ausführungsbeispiel reduziert werden kann.

Die zur Steuerung des Transistors Q12 erforderliche Leistung kann in vier Komponenten aufgeteilt werden: (1) eine Komponente zum Einschalten des Transistors, (2) eine Komponente zum Halten des Transistors im eingeschalteten Zustand,

(3) eine Komponente zum Abschalten des Transistors und

(4) eine Komponente zum Halten des Transistors im abgeschalteten Zustand.

(1) Zuerst wird die Leistungskomponente zum Einschalten des Transistors Q12 beschrieben.

Der Transistor Q151 in der Treiberschaltung 15 wird eingeschaltet, so daß ein kleiner Stromimpuls P, dessen Höhe etwa 1/5 der zum Sättigen des Transistors Q12 erforderlichen Höhe besitzt, fließt. Diese'r kleine Stromimpuls P löst eine Mitkopplung im Basis-Emitter-Kreis des Transistors Q12 über die Wicklungen 141 und 142 aus, und der Transistor Q12 kommt in die Sättigung. Dieser Stromimpuls P entspricht der Leistung zum Einschalten des Transistors Q12.

(2) Die Leistungskomponente zum Halten des Transistors Q12 im. eingeschalteten lustand wird nun beschrieben.

Die zum Halten des Transistors Q12 im eingeschalteten Zu-

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stand erforderliche Leistung wird der Stromquelle 11 über den Rückkopplungsvorgang durch die Wicklungen 141 und 142 entnommen. Von der Treiberschaltung 15 braucht hierfür daher keine Leistung geliefert zu werden.

(3) Es wird nun die Leistungskomponente zum Abschalten des Transistors Q12 beschrieben.

Da der Überschuß der MinoritatsLadungsträger in der Basis des Transistors Q12 durch den ansteigenden Erregerstrom Im(t),, der nach Sättigung des Kerns des Stromtransformators T14 fließt, aufgehoben wird, braucht von der Treiberschaltung 15 keine Leistung geliefert zu werden.

(4) Es wird nun die Leistungskomponente zum Halten des Transistors Q12 im ausgeschalteten Zustand beschrieben.

Die Leistung zum Anlegen einer Sperrvor spannung zwischen Basis und Emitter des Transistors Ö12 wird vom Kondensator C16 geliefert. Der Entladestrom des Kondensators C16 wird von der Koerzitivkraft Hc des sättigbaren Kerns des Stromtransformators T14 bestimmt und liegt normalerweise in der Größenordnung von etwa 10 mA.

Aus dem Voranstehenden ergibt sich, daß die von der Treiberschaltung 15 zur Steuerung des Transistors Q12 zu liefernde Leistung Lediglich die zum Einschalten des Transistors Q12 erforderliche Leistungskomponente und die zum Halten des Transistors Q12 im AusschaLtzustand erforderliche Leistungskomponente umfaßt.

Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel wird die zum Halten des Transistors Q12 im Einschaltzustand erforderliche Leistungskomponente über die Mitkopplung des Transistors Q12 von der Stromquelle 11 des Leistungswandlers

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. ah·

geLiefert. Die Leistungskomponente zum Abschalten des Transistors Q12 ergibt sich aufgrund eines Anstiegs des Erregerstroms Im, der nach Sättigung des Kerns des Stromtransfor.T.ators T14 erzeugt wird. Wenn aaher die VerLust-Leistung infolge der Hysteresis des Sättigungskerns vei— nachlässigbar ist, braucht die Treiberschaltung 15 an den Transistor Q12 nur die Leistungskomponente des Stromimpulses P (.Fig. 2D) zum Einschalten des Transistors Q12 zu liefern. Diese Komponente braucht nur den Mitkopplungs-Vorgang des Transistors Q12 einzuleiten. Einmal getriggert, wird der Transistor Q12 automatisch vom Kitkopp lungsvorgang durch die Wicklungen 141 und 142 eingeschaltet. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann daher der bipolare Transistor Q12 mit hoher Geschwindigkeit und mit einer so geringen Steuerleistung wie im Fall der Ansteuerung eines MOSFET angesteuert werden. Da bei diesem Ausführungsbeispiel der Hauptschalter von einem einzelnen bipolaren Transistor gebildet wird, kann die Verlustleistung praktisch gering gemacht werden.

Darüber hinaus hebt der erhöhte Erregerstrom ImCt) im Sättigungsprozeß des Kerns des Stromtransformators T14 bei diesem Ausführungsbeispiel den MinoritatsLadungsträger-Überschuß in der Basis des Transistors Q12, wenn dieser eingeschaltet wird, in der Wirkung auf. Wenn sich der Strom Ita(t) seinem Maximum nähert, tritt durch die Wicklungen 141 und 142 ein Mitkopplungsvorgang auf, durch den der Transistor Q12 schlagartig abgeschaltet wird. Demzufolge sind die Einschalt- und AusschaLtzeiten des Transistors Q12 kurz., und es wird eine hohe Schaltgeschwindigkeit errei cht.

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die obigen AusführungsbeispieLe beschränkt, vieLmehr sind verschiedene Änderungen und Abwandlungen im Rahmen der Erfindung möglich.

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Wenn beispielsweise, wie in Fig. 5 gezeigt, ein Widerstand 17 mit dem Kondensator C16 in Reihe geschaltet wird, kann die Entladegeschwindigkeit des Kondensators C16 eingestellt und die LeistungswandIung stabilisiert werden.

Wie ebenfalls in Fig. 5 gezeigt, kann der mittels des Transistors Q12 steuerbare Leistungsbereich fein eingestellt werden, wenn ein Widerstand 18 parallel zur Wicklung 142 geschaltet wird.

In Fig. 6 enthält der Stromtransformator T14 eine vierte Wicklung 144. Von einer externen Triggerschaltung 19 wird ein Synchronpuls an die Wicklung 144 angelegt. Mit dieser Anordnung kann der Scha It Vorgang des Transistors Q12 mit dem Synchronpuls synchronisiert werden, ohne daß die grundsätzliche Arbeitsweise des Leistungswandlers davon betroffen wäre. Es kann ein gesondertes Synchronsignal SYNC als Bezugssignal für die Triggerschaltung 19 zur Erzeugung des Synchronpulses vorgesehen werden. Wenn solch ein Synchronsignal nicht zur Verfugung steht, dann kann der Eingangssteuerpuls PC für die Treiberschaltung 15 als dieses Synchronsignal verwendet werden. Dann können die Schaltvorgänge stabilisiert werden, selbst wenn das Ein/Aus-V.erhältnis des Transistors 12 klein ist.

Fig. 7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, bei dem z-wei Haupt scha I tersätze des in Fig. 1 gezeigten Typs vorhanden sind und abwechselnd arbeiten. Der Steuerpuls PC (Fig. 2A) wird an eine erste und an eine zweite Treiberschaltung 15A bzw. 15B geliefert. Die Schaltungen 15A und 15B sind mit einer jeweiligen Spannung VbA und VbB beaufschlagt. Der interne Schaltungsaufbau der Schaltungen 15A und 15B kann der gleiche wie der der Treiberschaltung 15 in Fig. 1 sein (die Diode D154 in Fig. 1 kann entfallen).

Das Ausgangssignal VAA von der Schaltung 15A steuert die

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Tert iärwick Lung 143A des St romt ransf orir.a t or s T14A über den Kondensator C16A in Phase. Das Ausgangssignal VAB von der Schaltung 15B steuert die Tertiärw ickLung 143B des Strcmtransformators T14B uDer aen Konce'sator T16B in Gegenphase. Der Transformator T14A wird also an der Vorderflanke des Pulses PC gesetzt und der Transformator T14B an der Rückflanke (die Transformatoren T14A und T14B werden automatisch rückgesetzt).

Die Sekundärwicklung 142 des Stromtransformators T14A ist mit der Basis-Emitter-Strecke jedes von paralLeLgeschalteten NPN Transistoren Q12A1 und G12A2 verbunden. Die Sekundärwicklung 142B des Stromtransforrators T14B ist mit der Basis-Emitter-Strecke jedes von paraL Ie Ige schaLteten NPN Transistoren Q12B1 und Q12B2 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 012AI₇ Q12A2, Q12B1 und Q12B2 sind mit dem positiven Anschluß der Stromquelle 11 verbunden. Die Emitter der Transistoren Q12A1 und Q12A2 sind über eine Diode DA und die Primärwicklung 141A des Transformators T14A mit einem Schaltungsknoten X verbunden. Die Emitter der Transistoren Q12B1 und Q12B2 sind über eine Diode DB und die Primärwicklung 141B des Transformators T14B mit dem Schaltungsknoten X verbunden. Der Schaltungsknoten X ist über die Kathoden-Anoden-Strecke einer Diode D mit dem negativen Anschluß der Stromquelle 11 verbunden. Der Schaltungsknoten X ist außerdem über eine Drossel L mit der Last RL verbunden.

Beim Ausführungsbeispiel von Fig. 7 sind die Schalttransistoren Q12A1 und Q12A2 parallelgeschaltet, und die Schalttransistoren Q12B1 und Q12B2 sind ebenfalls par a I le Igescha L-* tet, so daß die Leistungsfähigkeit des Wandlers erhöht wird. Wenn die Frequenz des Steuerpulses PC 5 kHz beträgt,, dann wird an die Last RL eine WechseI stromIeistung der Frequenz 10 kHz geliefert. Fig. 7 zeigt also ein Ausfüh-

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- ac -

rungsbeispie I , bei dem die Erfindung auf einen Gleichst rom/WechseI strom-LeistungswandIer, also einen Wechselrichter angewendet wird.

Fig. 8 zeigt einen 6 Ieichstrom-SchaIt IeistungswandIer zur Spannungsverminderung bei dem die Ausgangsgleichspannung Eo durch eine Gegenkopplung geregelt wird. Der Kollektor des NPN Leistungstransistors Q12 ist über ein Eingangsfilter umfassend eine Drossel L1 und einen Kondensator C1 mit einer Eingangsgleichstromquelle PS1 verbunden. Die Sekundärwicklung 142 des Stromtransformators T1 4 mit einem Sättigungsmagnetkern ist zwischen Basis und Emitter des Transistors Q12 geschaltet. Der Emitter des Transistors Q12 ist mit einem Ende der Primärwicklung 141 des Stromtransformators T14 verbunden. Das andere Ende der Wicklung 141 ist mit der Kathode einer Frei lauf diode D1 verbunden, die daz-u dient, die Last RL mit Leistung zu versorgen, während der Transistor Q12 gesperrt ist. Das andere Ende der Wicklung 141 ist außerdem über ein Ausgangsfilter umfassend eine Drossel L2 und einen Kondensator C2 mit dem Lastwiderstand RL verbunden. Ein Schaltungsknoten Y zwischen dem Lastwiderstand RL und dem Ausgangsfilter L2, C2 ist an die Reihenschaltung von Spannungsteilerwiderstände R3 und R4 angeschlossen. Eine Tertiärwicklung 143 des Stromtransformators T14 ist mit der Anode der Diode D2 und über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R1 und einem. Kondensator C3 mit deren Kathode verbunden. Die Kathode der Diode D2 ist mit dem Emitter eines NPN Transistors Q151 und dem Kollektor eines NPN Transistors Q153 verbunden. Eine Schutzdiode D153 ist parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q151 geschaltet. Eine Schutzdiode D154 ist parallel zur KoLLektor-Emitter-Strecke des Transistors Q153 geschaltet. Die Basen der Transistoren Q151 und Q153 sind mit einem Synchronpulsgenerator U1 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q151 ist mit dem

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Emitter eines NPN Transistors Q22 verbunden. Der Transistor Q22 ist zur Steuerung der Rücksetzspannung Vb für den Stromtransformator T14 vorgesehen. Der Kollektor des Transistors Q22 ist mit der Stromquelle PS2 für die Treiberschaltung 15 verbunden. Die Stromquelle PS2 liefert Strom an den Generator U1 . Ein Widerstand R2 ist in den Kollektor-Basis-Kreis des Transistors Q22 geschaltet, und die Basis des Transistors Q22 ist mit dem Ausgangsanschluß eines Operationsverstärkers U2 verbunden. Der invertierte Eingang des Operationsverstärkers U2 ist mit einem Schaltungsknoten Z zwischen den Widerständen R3 und R4 verbunden. Der nicht-invertierte Eingang des Operationsverstärkers U2 ist mit einer Gleichstromquelle PS3 zur Lieferung eines Bezugspotentials ER verbunden. In Fig. 8 bezeichnet das Bezugszeichen Ei die Eingangsspannung des Scha LtLeistungswandlers, Eo seine Ausgangsspannung und ED die Speisespannung für die Treiberschaltung 15.

Das WindungszahLverhäItnis N1/N2 von Primärwicklung 141 zur Sekundärwicklung 142 des Stromtransformators T14 wird so festgelegt, daß die Bedingung

IB = IC/ßF . ..(13)

erfüllt ist, so daß der Basisstrom IB, der vom KoLlektorstrom Ic abgeleitet wird, zum Einschalten des Transistors Q12 ausreicht. Es sei angemerkt, daß ßF die Beziehung

ßF ύ hFE .. .(14)

erfüllen muß_y wobei hFE der Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q12 ist. Die Schwingungsfrequenz jf des HauptschaLters (Q12, T14) ist gegeben durch

f = (VBE/4N2AB ) χ 10⁸ (HzO ...(15)

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wobei B die Sättigungsinduktion des Kerns des Stromtransm ₂

formators T14, A die QuerschnittsfLäche (cm ) des Kerns, N2 die Windungszahl der Sekundärwickluⁿg 142 und VBE die 3asis-Emitter-Spannung des eingeschalteten Transistors Q12 ist. Der Transformator T14 umfaßt die Tertiärwick lung 143, die die Beziehungen (14) und (15) erfüllt und mit dem TreibersteuersignaI Vb beaufschlagt wird.

Die Arbeitsweise der in Fig. 8 gezeigten Schaltung ist wie folgt:

Die Treiberstromque I Ie PS2 liefert Strom an den Synchronpul sgenera tor U1, den Transistor Q22 und den Operationsverstärker U2. Die Spannungswellenform Vb von den Transistoren Q151 und Q153, die vom Generator U1 gesteuert werden, nimmt den in Fig. 2A gezeigten Verlauf an. In der Einschaltphase des Transistors Q151 wird die Spannung Vb über den Widerstand R1 und den Kondensator C3 an die Tertiärwicklung 143 des Transformators T14 angelegt. Der Widerstand R1 und der Kondensator C3 bilden ein Differenzierglied, das über die Sekundärwicklung 142 des Transformators T14 einen scharfen Impuls (Fig. 2D) an die Basis des Transistors Q12 liefert. Wenn der Transistor Q12 eingeschaltet wird, fließt ein Hitkopplungsstrom von Wicklung 141 zu Wicklung 142, und der Transistor Q12 wird leitend. Da der Transistor Q12 so ausgelegt ist, daß er eine Sperrschwingung mit der durch Gleichung (15) festgelegten Selbsterregerfrequenz ausführt, sperrt er sich selbst. Die Schaltung 15 braucht daher keinerlei Strom zum Abschalten des Transistors Q12 zu liefern. Anders ausgedrückt, zum Abschalten des Haupt scha Iters ist keine Steuer lei stung erforderlich. Da die für den EinschaItsteuervorgang des Transistors Q12 erforderliche Zeitspanne (Impulsbreite des Impulses P in Fig. 2D) weniger als 1 με beträgt, ist die durchschnittliche Leistung für die Scha 11steuerung des

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Transistors Q12 minimal. Die im Transformator T14 in der EinschaLtphase des Transistors Q151 CtO-t2 in Fig. 2A) angesammelte magnetische Energie wird in der Einschaltphase des Transistors Q153 (t2-t3 in Fig. 2A) verbraucht. 5

Da der Stromtransformator T14 die in Fig. 3 gezeigte magnetische Kennlinie besitzt, kann das Ein/Aus-Tastverhä I tnis des Transistors Q12 durch Änderung der Höhe der mittels des Transistors 151 angelegten Rücksetzspannung Vb modifiziert werden (siehe Fig. 2A, 2B, 2E und Gleichung 12). Die Spannung VZ am Schaltungsknoten Z, die sich aus der Teilung der Ausgangsspannung Eo mittels der Widerstände R3 und R4 ergibt, wird mit der Bezugsspannung ER verglichen. Die Differenzspannung (ER-VZ) wird vom Operationsverstärker U2 verstärkt, und die Basisspannung des Transistors Q22 vom Ausgangssignal des Operationsverstärkers U2 gesteuert. Die Ausgangsspannung Vb vom Transistor Q22 kann auf diese Weise gesteuert werden. Mit diesem Steuerverfahren kann die an den Lastwiderstand RL angelegte Ausgangsspannung Eo stabilisiert werden.

In der in Fig. 8 gezeigten Schaltung ist ein Gegenkopplungszweig in der Schaltungsschleife Y ·> Z -> U2 ->-.Q22 -* Q151 -> T14 -> Q12 ■> L2 -»■ Y gebildet. Die Ausgangsspannung Eo konvergiert als Folge dieser Gegenkopplung automatisch auf einen Wert entsprechend der Bezugsspannung ER.

Das obige Ausführungsbeispiel wurde unter Bezug auf einen Abwärtsgleichstromwandler (back type DC/DC converter) beschrieben. Die vorliegende Erfindung kann aber in ähnlicher Weise auf andere Vorrichtungen angewendet werden, in denen Hochleistungstransistoren geschaltet werden müssen,, wie AufwartsgIeichstromwandler (boost type DC/DC converter) Abwärts-Aufwärts-Gleichstromwand ler (buck-boost type DC/DC converter) und Wechselrichter.

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Die Fig. 9 und 10 zeigen Modifikationen der Verbindung zwischen dem Scha L11ransistör Q12 und dem Stromtransformator T14 von Fig. 1. Die Primärwicklung und die SekundärwicKLung (mit den toindungszahlen N1 ozw. N2) im Strömtrans- *5 formator T14 in Fig. 1 sind voneinander unabhängig. In Fig. 9 jedoch sind die Primärwicklung und die Sekundärwicklung zu einer einzigen Wicklung zusammengefaßt, und deren Mittelanzapfung ist mit dem Emitter des Schalttransistors Q12 verbunden. In Fig. 1 ist die Primärwicklung (N1) mit dem Emitterkreis des Schalttransistors Q12 verbunden. In Fig. 10 dagegen ist die Primärwicklung mit dem Ko I Lektorkreis des Transistors Q1 2 verbunden. Wenn die Lage des Wicklungsbeginns von Primärwicklung und Sekundärwicklung so ist, wie durch die Punkte in Fig. 10 gekennzeichnet, dann ergibt sich eine Strommitkopplung für den Transistor Q12 über den Stromtransformator T14 selbst wenn die Primärwicklung (N1) auf der Ko I Lektorsei te Liegt.

— Leen>eite —

Claims (10)

Patentansp rüc he

1.) Steuerverfahren für einen Scha Lt LeistungswandLer, der einen Stromtransformator (T14) mit einer PrimärwickLung (141), einer SekundarwickLung (142) und einer Tertiärwick-Lung auf einem Sättigungsmagnetkern und einen SchaLttranlsistor (Q12) aufweist, dessen Basis-Emitter-Strecke oder Basis-KoLLektor-Strecke über die PrimärwickLung (141) und die SekundärwickLung (142) des Stromtransformators (T14) mitgekoppeLt ist, umfassend die Schritte:

(a) AnLegen eines TreiberimpuLses (VA) an die TertiärwickLung (143) des Stromtransformators (T14) zum EinschaL-ten des SchaLttransistors (Q12) an der VorderfLanke (tO in Fig. 2A) des TreiberimpuLses (VA), so daß ein Emitterstrom (Io) oder KoL Lektorstrom (Ic) des SchaLttransistors (Q12) in der PrimärwickLung (141) des Stromtransformators fLießt (Zeit tO-t1 in Fig. 2A),

(b) Treiben des Kerns des Stromtransformators (T14) durch den Emitterstrom (Io) oder den KoL Lektorstrom (Ic) des SchaLttransistors (Q12) in die magnetische Sättigung, so daß die Induktivität der SekundärwickLung (142) des Stromtransformators (T14) durch die magnetische Sättigung

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des Kerns reduziert wird (Zeit ti in Fig. 2A),

(c) F I ießenLassen eines AbschaLt Stroms (Im) in einer Richtung zum AbschaLten des Scha Lttransistörs (Q12) zwischen der SekunaärwicKiung (142) und der Basis des Schalttransistors (Q12) nach einem AbfaLL der Induktivität der Sekundärwicklung (142) des Stromtransformators (T14) (Zeit t1-t1+T in Fig. 2D), und

(d) Einstellen der Rückflanke des TreiberimpuIses (VA), der an die Tertiärwicklung (143) des Stromtransformators (T14) angelegt wird derart, daß sie zu einem Zeitpunkt auftritt, nachdem der Fluß des AbschaLtstroms (Im) beendet ist (t2 in Fig. 2A).

2. Steuer ve rfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ein/Aus-Tast verhä I tnis des Scha Lttransistörs (Q12) geändert werden kann durch Ändern des Zeitintervalls (t2-t3) von der Rückflanke des Treiberimpulses (VA) (t2 in Fig. 2A) zu seiner nächsten Vorderflanke (t3) .

3. Steuerverfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ein/Aus-TastverhäLtnis des Schalttransistors (Q12) durch Ändern der Amplitude (Vb) des TreiberimpuLses (VA) geändert werden kann.

4. Scha It Leistungswandler gekennzeichnet durch Verwendung des Steuerverfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis

5. Scha 11LeistungswandIer nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch

eine TreiberschaLtungsanordnung (15), die auf einen Steuerpuls (PC) mit gegebenem Tastverhältnis anspricht, um die TreiberimpuI se (VA) mit demselben Tastverhältnis wie der Steuerpuls (PC) und einer gegebenen Amplitude (Vb) zu erzeugen, und

eine zwischen die Treiberschaltungsanordnung (15) und

die TertiärwickLung (143) des Stromtransformators (T14)
geschattete Kondensatoranordnung CC16) zum Differenzieren des TreiberimpuLses nach der Zeit und zu- Umsetzen in
einen TreioersxromimpuLs (P in Fig. 2D).

6. Scha LtLeistungswandLer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die SekundärwickLung (142) des Stromtransformators (T14) in den Basis-Emitter-Kreis des Schatttransistors (Q12) geschattet ist, und daß die gegebene

AmpLitude (Vb) des TreiberimpuLses (VA) die Bedingung erfüllt:

Vb k ve + (N3/N2)VBE(sat)

wobei N2 die Windungszahl der Sekundärwicklung (142), N3 die Windungszahl der TertiärwickLung (143), VBE(sat) die Basis-Emittei—Spannung in der Einschattphase des Schatttransistors (Q12), ve der Spannungsabfall über der Kondensatoranordnung (C16) und Vb die durch den TreiberimpuIs

(VA) an die Kondensatoranordnung (C16) angelegte Spannung ist.

7. Scha 11Leistungswandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberschaltungsanordnung (15)

voⁿ einer komplementären Emitterfotgerschattung (Q151,
Q152) gebildet ist.

8. Scha Lt IeistungswandLer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Strömtransformator (T14) eine Synchronwicklung (144 in Fig. 6) besitzt, die einen gegebenen Synchronpuls (SYNC) empfängt, so daß der Ein/Aus-Betrieb des SchaLttransistörs (Q12) mit dem gegebenen Synchronpuls synchronisiert wird.

9. Scha Itteistungswandter nach Anspruch 5, gekennzeichnet

durch

eine AusgangsschaLtungsanordnung (.01, L2, C2), die an den Stromtransformator (T1 4) angeschlossen ist, um eine Ausgangsspannung (Eo) entsprechend dem Emitterstrom (Io) zu Liefern, und

eine RegeLschaLtungsanordnung (R2-R4, U2, Q22), die an die AusgangsschaLtungsanordnung (C2) und die Treiberschaltungsanordnung (15) angeschlossen ist, um ein gegebenes Bezugspotential (ER) mit einem Vergleichspotential (VZ) entsprechend der Ausgangsspannung (Eo) zu vergleichen und die gegebene Amplitude (Vb) entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs zu ändern derart, daß die Ausgangsspannung (Eo) zu einer dem gegebenen Bezugspotential (ER) entsprechenden Spannung konvergiert.

10. Scha Itleistungswandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromtransformator (T14) einen ersten Stromtransformator (T14A) mit einer Primärwicklung, einer Sekundärwicklung und einer Tertiärwicklung und einen zweiten Stromtransformator (T14B) mit einer Primärwicklung, einer Sekundärwicklung und einer Tertiärwicklung umfaßt,

daß der Scha Lttran si stör (Q12) einen ersten Schalttransistor (Q12A1, Q12A2) und einen zweiten Schalttransistor (Q12B1, Q12B2) umfaßt, von denen der Basis-Emitter- oder Basis-Kollektoi—Kreis des ersten Schalttransistors über die Primärwicklung (141A) und die Sekundärwicklung (142A) des ersten Stromtransformators (T14A) mitgekoppelt ist, während der Basis-Emitter- oder Basis-Kollektor-Kreis des zweiten Schalttransistors über die Primärwicklung (141B) und die Sekundärwicklung (142B) des zweiten Stromtransformators (T14B) mitgekoppelt ist,

daß der Kollektor-Emitter-Kreis des ersten Schalttransistors (Q12A1, Q12A2) mit dem Kollektor-Emitter-Kreis des zweiten Schalttransistors (Q12B1, Q12B2) paralleLgeschaltet ist, und

1 daß die Phase, in der der erste SchaLttransistör (Q12A1, Q12A2) eingeschaltet wird, verschieden ist von derjenigen, in der der zweite Sch a Lttransistör (Q12B1, Q12B2) eingeschaltet wird, vorausgesetzt, daß der Phasenbezug auf einer

5 Phase des TreiberpuLses (VA) beruht.