DE4312300B4

DE4312300B4 - Impulswandlerschaltung

Info

Publication number: DE4312300B4
Application number: DE4312300A
Authority: DE
Inventors: Gert Guenther Niggemeyer
Original assignee: Niggemeyer Gert Guenther Ing(grad)
Current assignee: Niggemeyer Gert Guenther Ing(grad)
Priority date: 1992-04-23
Filing date: 1993-04-15
Publication date: 2004-05-06
Anticipated expiration: 2013-04-16
Also published as: DE9205522U1; DE4312300A1

Abstract

Verfahren zum potentialfreien Übertragen von Impulsen an eine Lastkapazität, insbesondere an die Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors, bei dem:
(a) Eingangsimpulse (PWM) an die Primärkreise eines ersten und zweiten Transformators (XF1, XF2) gegeben werden, um in diesen eine Ladekapazität (C1) bei Auftreten der Vorderflanken der Eingangsimpulse zu entladen und bei Auftreten der Rückflanken der Eingangsimpulse wieder aufzuladen;
(b) der Entladeimpuls über den ersten Transformator (XF1) an dessen Sekundärseite zum Aufladen der Last- bzw. Gate-Kapazität über eine erste Diode (D1) übertragen wird;
(c) der Wiederaufladungsimpuls über den zweiten Transformator (XF2) an die Steuerelektrode eines der Last- bzw. Gate-Kapazität parallel geschalteten Transistors (XR3) zu deren Entladung übertragen wird, und
(d) der erste Transformator (XF1) nach dem Übertragen des Entladungsimpulses entmagnetisiert wird.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren der im Patentanspruch 1 und eine Impulswandlerschaltung der im Oberbegriff der Patentansprüche 2 und 3 genannten Art.

Eine solche, aus der MOTOROLA Publikation: „TMOS Power FET Design Ideas" Issue: A /1985/ Seite: 11 unter der Bezeichnung: „High Performance Isolated Gate Drive" bekannte Schaltung wird zum galvanisch isolierten Ansteuern eines Leistungs-Feldeffekt-Transistors (Power-MOSFET) angewandt.

Eine solche Schaltung formt als Zwischenstadium jeden Eingangsimpuls mit Hilfe einer Flip-Flop-Schaltung in Rechteckimpulse mit einer konstanten Frequenz als Zwischenfrequenz ZF von 2 MHz um. Diese ZF sollte gegenüber der Eingangsfrequenz immer ausreichend groß sein, weil die Breite des Ausgangsimpulses nur ein ganzzahliges Vielfaches einer ZF-Periode sein kann. Zum Unterteilen des Eingangsimpulses steuert die Flip-Flop-Schaltung eines zur Hälfte genutzten Ics mit seinen Ausgängen zwei komplementäre Transistorpaare an. Auf der Sekundärseite des Transformators entsteht aus den ZF-Impulsen an einer Gleichrichterbrücke eine Gleichspannung, die über eine Diode an die Gate-Elektrode eines Power-MOSFET gelangt und diesen leitend schaltet. Für die Dauer eines Eingangsimpulses muss die Ladung an der Gate-Elektrode ständig mit ZF-Impulsen aufrecht erhalten werden, da ein Widerstand ständig Ladung zu einem Lade- und Glättungs-Kondensator parallel geschalteter Widerstand ständig Ladung abführt. Sobald das Ende des Eingangsimpulses auch die ZF-Impulsfolge beendet, wird auch das Potential an der Gate-Elektrode größer als das am Kondensator, und es entsteht ein Steuerstrom, der von der Gate-Elektrode des Power-MOSFET über die Strecke Emitter/Basis ein dem Kondensator parallel geschalteten Transistors zur Source-Elektrode des Power-MOSFET fließt. Dieser entlädt nun dessen Gate-Kapazität und bringt ihn in den nichtleitenden Zustand.

Die Zeitkonstante aus der Kapazität des Kondensators und dem Widerstandswert des Widerstands verzögert den Entladevorgang der Gate-Kapazität durch den Transistor. Dadurch kann es im genannten Beispiel frühestens nach 300 ns zu einer vollständigen Entladung der Gate-Elektrode kommen. Ferner begrenzt die ZF die Eingangsimpuls-Folgefrequenz. Mit zunehmender Folgefrequenz werden nämlich die Ausgangsimpulse immer mehr verfälscht, da das Verhältnis einer Einzel-Impulsperiode zu einer ZF-Periode immer gröber wird. Ferner steigt durch diese Umwandlung in eine ZF der Energiebedarf dieser Schaltung. Eine solche Schaltung ist außerdem gegen äußere Einflüsse empfindlich, weil die eine Diode der Gleichrichterbrücke die Sekundärwicklung des Transformators von der Sourceverbindung in einer Richtung trennt. So können Wechselspannungsimpulse den Power-MOSFET über die Kapazität zwischen Primär- und Sekundärwicklung ungewollt ansteuern, wodurch eine entsprechende Abschirmung erforderlich ist. Darüber hinaus wird zum Erzeugen der ZF eine Taktfrequenz von 2 MHz benötigt. Insgesamt besteht diese Schaltung aus einer Vielzahl insbesondere aktiver Bauelemente mit entsprechendem Platz- und Kostenaufwand.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Impulswandlerschaltung so auszubilden, dass Impulse mit sehr steilen Flanken, sowie mit einer hohen Folgefrequenz auch ohne Umwandlung in eine „Zwischenfrequenz", mit geringstem Aufwand möglichst unverfälscht übertragen werden können. Dabei soll die Impulswandlerschaltung über einen weiten Bereich der Versorgungsspannung (Vcc) einsetzbar und bei einer geringen Verlustleitung auch unempfindlich gegen „falsches Triggern" sein.

Diese Aufgabe wird durch das im Patentanspruch 1 angegebene Verfahren gelöst.

Bei einer Impulswandlerschaltung ist diese Aufgabe durch die in den Patentansprüchen 2 und 3 angegebenen Merkmale gelöst.

Das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Impulswandlerschaltung zeichnen sich nicht nur durch ein Minimum insbesondere aktiver Bauelemente, sondern auch durch ihr einfaches Prinzip bei, minimalem Energieverbrauch und hoher Übertragungstreue aus.

Es werden Ausgangsimpulse nicht nur mit besonders steilen Flanken (ca. 200 ns Anstieg ca. 100 ns Abfall) erzeugt, sondern es lassen sich auch höhere Folgefrequenzen übertragen. ferner wird „falsches Triggern", über die sehr geringe Kapazität der primär- zu sekundärseitigen Schaltung schon dadurch vermieden, dass die Sekundärwicklungen beider Transformatoren direkt mit der Source-Elektrode verbunden sind.

Unter Verwendung stromstarker Treibertransistoren und unter Anwendung eines Übersetzungsverhältnisses Ü1 = 2 des Transformators XF1 und eines „Lade"-Kondensators CL = 27 nF, wird ein MOSFET mit einer effektiven Gate-Kapazität CGS = 4 nF bereits mit UGS = 5 V angesteuert. Bei Vcc = 5 V werden beachtliche UGS = 10 V und ab Vcc >= 7,5 V zenerbegrenzte UGS >= 15 V erreicht, so dass die Schaltung schon mit vorzugsweisen Vcc = 9 V voll einsetzbar ist.

Die Schaltung kann auch ohne Änderungen ihrer Komponenten größere Gate-Kapazitäten CGS ansteuern: es genügt, lediglich die Versorgung Vcc zu erhöhen. So reichen bereits Vcc = 12 V aus, um eine Gate-Kapazität CGS = 8,2 nF auf UGS = 15 V zu bringen.

Die Impulsformerschaltung erfordert nur wenige Billig-Komponenten und läßt sich in eine sehr kompakte Hybrid-Schaltung zusammenfassen, die ohne große Einschränkungen für das gesamte Anwendungsfeld der Leistungs-MOSFETs zu verwenden ist. Man kann mit ihr sogar P- durch N-Kanal-MOSFETs ersetzen!

In jedem der in 1 und 2 ausgeführten Schaltungsteilen, die auf der Primärseite zweier Transformatoren liegen, werden zwei komplementär geschaltete Transistoren von Eingangsimpulsen angesteuert und erzeugen folgendes Zwischenstadium: Ein erster Transistor erzeugt immer synchron zum Anfang eines jeden Eingangsimpulses einen Strom 11 und über die Primärwicklung eines ersten Transformators einen „Leistungs"-Impuls. Ein zweiter Transistor erzeugt immer synchron am Ende eines jeden Eingangsimpulses einen Strom 12 und über die Primärwicklung eines zweiten Transformators einen „Steuer"-Impuls.

In 1 und 2 ist der sekundärseitig beider Transformatoren liegende Schaltungsteil identisch. Hier werden aus beiden nadelförmigen Impulsen Ausgangsimpulse synthetisiert: Der „Leistungs"-Impuls induziert immer über die Sekundärwicklung des ersten Transformators und über eine Gleichrichterdiode an einer Lastkapazität eine Spannung, die durch eine Zenerdiode begrenzt ist. Die Spannung bleibt erhalten, weil die Gleichrichterdiode die Entladung der Kapazität über die Sekundärwicklung des ersten Transformators verhindert. Diese „Floating-Gate"-Ausgangsspannung hält nach dem Abklingen des „Leistungs"-Impulses auch ohne weitere Energiezufuhr immer so lange an, bis schließlich parallel geschaltete (Isolations-)Widerstände die Lastkapazität entladen, haben. Der „Steuer"-Impuls schaltet immer einen dritten Transistor auf der Sekundärseite des zweiten Transformators unter geringstem Verzug leitend. Der dritte Transistor schließt den Ausgang G, S unmittelbar kurz und beendet so mit besonders steil abfallender Flanke einen zeitlich unverfälschten Ausgangsimpuls.

In 1 ist der primärseitige Schaltungsteil den am meisten verwendeten Pulsweitenmodulatoren angepasst, die an ihrem Ausgang einen nur begrenzten Signal-Steuerstrom „versenken" können. In diesem Schaltungsteil werden die Impulse 11 durch die Ladungsverminderung eine „Lade"-Kondensators CL erzeugt. Dieser Kondensator CL macht mit seiner Potentialdifferenz UCL die Ansteuerung des Transistors XR1 überhaupt erst möglich. Immer wenn ein Signal den Eingang PWM auf Nullpotential bringt, wird das Potential der Basiselektroden der Transistoren XR1 und XR2 ebenfalls verringert. Jetzt unterbricht aber auch der Transistor XR2 die Energieversorgung +Vcc, so dass für die weitere Signalverarbeitung nur noch der Kondensator CL mit der Spannung UCL als Energiequelle zur Verfügung steht. Gleichzeitig entlädt der Transistor XR1 mit dem Strom 11 den zuvor aufgeladenen Kondensator CL direkt über die Primärwicklung W1,1 und erzeugt auf diese Weise den „Leistungs"-Impuls.

Nun wird der Kondensator CL einerseits entladen, andererseits soll er aber auch gleichzeitig den für seine Entladung notwendigen Basis-Steuerstrom liefern.

In 2 ist der primärseitige Schaltungsteil Pulsweitenmodulatoren angepasst, die an ihrem Ausgang nur einen durch den Widerstand R3 begrenzten Signal-Steuerstrom freigeben können. In diesem Schaltungsteil werden die Impulse 11 durch die Ladungsvermehrung eines Kondensators CL erzeugt. Dieser Kondensator CL macht auch hier mit seiner Potentialdifferenz Vcc minus UCL die Ansteuerung des Transistors XR2 erst möglich. Immer wenn ein Signal den Eingang PWM freigibt, wird von dem Anschluss +Vcc über die Widerstände R3 und R1 das Potential der Basiselektroden der Transistoren XR1 und XR2 erhöht. Jetzt wird auch augenblicklich der Ladestrom 11 vom Anschluss +Vcc über den Widerstand R2 und den Transistor XR1 freigegeben, der den entladenen Kondensator CL auf dem weiteren Wege über die Primärwicklungen W1,1 und W1,2 auflädt und auf diese Weise den „Leistungs"-Impuls erzeugt. Nun soll auch hier der Kondensator CL einerseits aufgeladen werden, andererseits aber auch gleichzeitig aus der abnehmenden Potentialdifferenz Vcc minus UCL während seiner Aufladung der notwendige Basis-Steuerstrom abgeleitet werden.

Diese gegenläufigen Prozesse in den dargestellten jeweiligen primärseitigen Schaltungsteilen der 1 und 2, reduzieren mit fortschreitender Ladungsänderung des Kondensators CL gleichzeitig auch den Basis-Steuerstrom des Transistors XR1. Sehr bald geht die anfängliche Sättigung des Transistors XR1 in eine nur Teil-Aussteuerung zurück und ein erheblicher Teil der Ladung wird nicht in den sekundärseitigen Schaltungsteil übertragen, sondern verliert sich wirkungslos. Um als Ausgleich dagegen den Transistor XR1 länger in der Sättigung zu betreiben, wird aus dem Transformator XF1 mit Hilfe einer Rückkopplungswicklung mit nur einigen Windungen W3,1, dem Impuls 11 ein nur geringer Teil der Energie entnommen und in den Basis-Steuerstromkreis eingespeist. Dieses besonders einfache und effektive Prinzip der Ladungsverschiebungen, eines relativ kleinen Kondensators CL in Verbindung mit der Rückkopplung, stellt nadelförmige „Leistungs"-Impulse mit hohen Stromstärken zur Verfügung, die für einen steilen Spannungsanstieg der Ausgangsspannung UGS sorgen.

Für jeden übertragenen Impuls wird immer nur so viel Energie benötigt, wie es einer Ladungsänderung des Kondensators CL entspricht. Zu der Leistungsaufnahme muss man noch die Verluste des Widerstandes R3 hinzurechnen.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnungen erläutert. Im einzelnen zeigen:
1 ein erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Impulswandlerschaltung als Impuls-invertierende Schaltung für Eingangsimpulse mit abfallend-voreilender Flanke zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens,
2 ein zweites Ausführungsbeispiel der Impulswandlerschaltung als Impulsnicht-invertierende Schaltung für Eingangsimpulse mit ansteigend-voreilender Flanke zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens,
3 den für die Schaltung nach 1 zeitlichen Verlauf der „Lade"-Kondensatorspannung UCL, der kapazitiven Verschiebeströme 11 und 12, sowie der resultierenden Ausgangsspannung UGS in Abhängigkeit vom Eingangssignal PWM, und
4 den für die Schaltung nach 2 zeitlichen Verlauf der „Lade"-Kondensatorspannung UCL, der kapazitiven Verschiebeströme 11 und 12, sowie der resultierenden Ausgangsspannung UGS in Abhängigkeit vom Eingangssignal PWM.
Die in den i und 2 dargestellten Schaltungsteile sekundärseitig der Transformatoren XF1 und XF2 sind in ihrer Ausführung und Wirkungsweise identisch: Es erzeugen bei beiden Varianten immer die Impulse 11 die Ausgangsspannung UGS, wie es die Kurven der Ausgangsspannung UGS der 3 und 4 zeigen, während immer die Impulse 12 des Ausgangspotential UGS in kürzest möglicher Zeit auf Null bringen.
Jede voreilende Flanke eines Eingangsimpulses löst einen Impuls 11 aus und induziert als „Leistungs"-Impuls über die Sekundärwicklung W2,1 des Transformators XF1 und die Gleichrichterdiode D1 an der am Ausgang G, S angeschlossenen Lastkapazität CGS eine von einer Zenerdiode Z begrenzte Ausgangsspannung UGS, deren Entladung über die Wicklung W1,2 die Diode D1 verhindert. Die Diode D2 dient zur Entmagnetisierung des ersten Transformators XF1.
Jede nacheilende Flanke des Eingangsimpulses löst einen Impuls 12 aus und induziert über die Sekundärwicklung W2,2 des Transformators XF2 dagegen nur ein „Steuer"-Signal für einen Transistor XR3, der dann leitend geschaltet wird und die Ausgangskapazität CGS ohne Verzug entlädt. Die Diode D3 dient zur Entmagnetisierung des zweiten Transformators XF2.
Wie aus den in den 3 und 4 ersichtlich ist, werden Eingangsimpulse PWM selbst mit unterschiedlich gemischtem Abstand und Tastverhältnis zeitlich nahezu unverfälscht und daher synchron in Impulse mit der Amplitude UGS am Ausgang G, S umgewandelt.
Die minimal mögliche Größe der Ladungsänderungen des „Lade"-Kondensators CL begrenzt die maximal übertragbare Folgefrequenz, nämlich die Abstände von aufeinanderfolgenden voreilenden, auslösenden Flanken der Eingangsimpulse.
Die in 1 gezeigte Impulswandlerschaltung erhält Impulse von einem hier nicht näher dargestellten Pulsweitenmodulator, dessen „open Kollektor"-Ausgang über einen Arbeitswiderstand R3 mit dem Anschluss +Vcc verbunden ist und den Eingang PWM mit Impulsen mit abfallend-voreilender Flanke speist. Ein Kondensator C2 puffert die Stromversorgung +Vcc und –Vcc. Das Signal PWM gelangt über einen Widerstand R1 und eine verstärkende Rückkopplungswicklung W3,1 des ersten Transformators XF1 an die Basiselektroden zweier komplementärer arbeitender Transistoren XR1, XR2.
Immer wenn kein Signal am Eingang PWM anliegt, fließt ein Strom ausgehend vom Anschluss c über je einen Widerstand R3 und R1, dann über die Rückkopplungswicklung W3,1 eines ersten Transformators XF1, weiterhin über die Strecke Basis/Emitter eines Transistors XR2, ferner durch die Wicklung W1,2 eines zweiten Transformators XF2, sowie durch die Parallelschaltung einer Diode D2 mit der Primärwicklung W1,1 des ersten Transformators XF1 und letztlich durch einen Ladekondensator CL zum Anschluss –Vcc, und schaltet dabei den Transistor XR2 leitend. Gleichzeitig wird ein Strom 12 freigegeben, der über einen Widerstand R2, sowie über die Strecke Kollektor/Emitter des Transistors XR2 und durch die Primärwicklungen W1,2 des Transformators XF2 und durch die genannte Parallelschaltung der Diode D2 mit der Primärwicklung W1,1 des ersten Transformators XF1 den Ladekondensator CL auflädt.
Der Strom 12 erzeugt simultan das „Steuer"-Signal für den Transistor XR3. Die Diode D3 dient zur Entmagnetisierung des zweiten Transformators XF2.
Immer wenn der Eingang PWM auf Nullpotential geführt wird, oder aber ein Signal am Eingang PWM anliegt, fließt ein Strom ausgehend vom Ladekondensator CL über die Primärwicklung W1,1 des ersten Transformators XF1, dann über die Strecke Emitter/Basis des Transformators XR1, weiter über die Rückkopplungswicklung W3,1 und über den Widerstand R1 zum Eingang der Schaltung PWM, und schaltet den Transistor XR1 leitend. Damit wird aber auch gleichzeitig ein Strom 11 freigegeben, der den Ladekondensator CL über die Primärwicklung W1,1 des Transformators XF1 und über die Strecke Emitter/Kollektor des sich im leitenden Zustand befindenden Transistors XR1, auf direktem Wege entlädt.
Der Strom 11 erzeugt simultan den „Leistungs"-Impuls, und dieser die Gleichspannung UGS in einem Zuge. Die Diode D2 dient zur Entmagnetisierung des ersten Transformators XF1.
Die in 2 gezeigte Impulswandlerschaltung erhält einen Impuls von dem hier ebenfalls nicht näher gestellten Pulsweitenmodulator, dessen „open emitter"-Ausgang über den Arbeitswiderstand R3 mit dem Anschluss +Vcc verbunden ist und den Eingang PWM mit Impulsen mit ansteigend-voreilender Flanke speist. Der Kondensator C2 puffert die Stromversorgung +Vcc und –Vcc. Das Signal PWM gelangt über den Widerstand R1 und die verstärkende Rückkopplungswicklung W3,1 des ersten Transformators XF1 an die Basiselektroden zweier komplementär arbeitender Transistoren XR1, XR2.
Immer wenn ein Signal am Eingang PWM anliegt, fließt ein Strom vom Anschluss +Vcc, über die Widerstände R3 und R1, dann über die Rückkopplungswicklung W3,1 des ersten Transformators XF1, weiterhin über die Strecke Basis/Emitter des Transistors XR1, ferner durch die Wicklungen W1,1 und W1,2 des ersten und zweiten Transformators XF1 und XF2 und letztlich durch den Ladekondensator CL zum Anschluss –Vcc, und schaltet dabei den Transistor XR1 leitend. Gleichzeitig wird der Strom 11 freigegeben, der über den Widerstand R2, sowie über die Strecke Kollektor/Emitter des Transistors XR1 und durch die Primärwicklungen W1,1 und W1,2 der Transformatoren XF1 und XF2 den Ladekondensator CL auflädt.
Der Strom 11 erzeugt simultan den „Leistungs"-Impuls und dieser die Gleichspannung UGS in einem Zuge. Die Diode D2 dient zur Entmagnetisierung des ersten Transformators XF1.
Immer wenn der Eingang PWM auf Nullpotential geführt wird, oder aber kein Signal am Eingang PWM anliegt, fließt ein Strom vom Ladekondensator CL über die Primärwicklung W1,2 des zweiten Transistors XF2, weiter über die Strecke Emitter/Basis des Transistors XF2, weiter über die Strecke Emitter/Basis des Transistors XR2, sowie über die Rückkopplungswicklung W3,1 und den Widerstand R1 zum Eingang der Schaltung PWM und schaltet den Transistor XR2 leitend. Damit wird auch gleichzeitig der Strom 12 freigegeben, der den Ladekondensator CL über die Primärwicklung W1,2 des zweiten Transformators XF2 und über die Strecke Emitter/Kollektor des Transistors XR1 auf direktem Wege entlädt.
Der Strom 12 erzeugt simultan das „Steuer"-Signal für den Transistors XR3. Die Diode D3 dient zur Entmagnetisierung des zweiten Transformators XF2.

Claims

Verfahren zum potentialfreien Übertragen von Impulsen an eine Lastkapazität, insbesondere an die Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors, bei dem: (a) Eingangsimpulse (PWM) an die Primärkreise eines ersten und zweiten Transformators (XF1, XF2) gegeben werden, um in diesen eine Ladekapazität (C1) bei Auftreten der Vorderflanken der Eingangsimpulse zu entladen und bei Auftreten der Rückflanken der Eingangsimpulse wieder aufzuladen; (b) der Entladeimpuls über den ersten Transformator (XF1) an dessen Sekundärseite zum Aufladen der Last- bzw. Gate-Kapazität über eine erste Diode (D1) übertragen wird; (c) der Wiederaufladungsimpuls über den zweiten Transformator (XF2) an die Steuerelektrode eines der Last- bzw. Gate-Kapazität parallel geschalteten Transistors (XR3) zu deren Entladung übertragen wird, und (d) der erste Transformator (XF1) nach dem Übertragen des Entladungsimpulses entmagnetisiert wird.
Impulswandlerschaltung zum Übertragen von Impulsen an eine am Ausgang angeschlossene Lastkapazität (CGS), insbesondere an die Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors, mit zwei Transistoren (XR1, XR2), die im Primärkreis einer Transformatorschaltung (XF1, XF2) liegen und deren Basisanschlüsse Eingangsimpulse (PWM) erhalten, zwei Dioden (D1, D3) und einem dritten Transistor (XR3), die im Sekundärkreis der Transformatorschaltung liegen und an der Lastkapazität (CGS) aufgrund der Eingangsimpulse einen Ansteuerimpuls (UGS) erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass die Transformatorschaltung (XF1, XF2) zwei Transformatoren aufweist, deren erster (XF1) zwei Primärwicklungen (W1,1, W3,1) und eine Sekundärwicklung (W2,1) und deren zweiter (XF2) eine Primärwicklung (W1,2) und eine Sekundärwicklung (W2,2) aufweisen; der erste Transistor (XR1) mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke über einen Kondensator (CL) an die erste Primärwicklung (W1,1) und mit seiner Basis über die zweite Primärwicklung (W3,1) an dem die Eingangsimpulse (PWM) erhaltenden Eingang angeschlossen ist; der zum ersten (XR1) komplementär geschaltete zweite Transistor (XR2) mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke mit der Primärwicklung (W1,2) des zweiten Transformators (XF2) und mit seiner Basis mit der Basis des ersten Transistors (XR1) verbunden ist; die Sekundärwicklung (W2,1) des ersten Transformators (XF1) und die Sekundärwicklung (W2,2) des zweiten Transformators (XF2) mit der Basis des dritten Transistors (XR3) verbunden sind, und eine (D1) der Dioden (D1, D3) als Gleichrichterdiode zwischen der Sekundärwicklung (W2,1) des ersten Transformators (XF1) und der Lastkapazität (CGS) zu deren Aufladung in Reihe sowie die Emitter-Kollektor-Strecke des dritten Transistors (XR3) der Lastkapazität (CGS) zu deren Entladung parallel geschaltet sind.
Impulswandlerschaltung zum Übertragen von Impulsen an eine am Ausgang angeschlossene Lastkapazität (CGS), insbesondere an die Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors, mit zwei Transistoren (XR1, XR2), die im Primärkreis einer Transformatorschaltung (XF1, XF2) liegen und deren Basisanschlüsse Eingangsimpulse (PWM) erhalten, zwei Dioden (D1, D3) und einem dritten Transistor (XR3), die im Sekundärkreis der Transformatorschaltung liegen und an der Lastkapazität (CGS) aufgrund der Eingangsimpulse einen Ansteuerimpuls (UGS) erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass die Transformatorschaltung (XF1, XF2) zwei Transformatoren aufweist, deren erster (XF1) zwei Primärwicklungen (W1,1, W3,1) und eine Sekundärwicklung (W2,1) und deren zweiter (XF2) eine Primärwicklung (W1,2) und eine Sekundärwicklung (W2,2) aufweisen; der erste Transistor (XR1) mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke an die erste Primärwicklung (W1,1) und mit seiner Basis über die zweite Primärwicklung (W3,1) an dem die Eingangsimpulse (PWM) erhaltenden Eingang angeschlossen ist; der zum ersten (XR1) komplementär geschaltete zweite Transistor (XR2) mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke mit der Primärwicklung (W1,2) des zweiten Transformators (XF2) über einen Kondensator (CL) und mit seiner Basis mit der Basis des ersten Transistors (XR1) verbunden ist; die Sekundärwicklung (W2,1) des ersten Transformators (XF1) und die Sekundärwicklung (W2,2) des zweiten Transformators (XF2) mit der Basis des dritten Transistors (XR3) verbunden sind, und eine (D1) der Dioden (D1, D3) als Gleichrichterdiode zwischen der Sekundärwicklung (W2,1) des ersten Transformators (XF1) und der Lastkapazität (CGS) zu deren Aufladung in Reihe sowie die Emitter-Kollektor-Strecke des dritten Transistors (XR3) der Lastkapazität (CGS) zu deren Entladung parallel geschaltet sind.
Impulswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Primärwicklung (W3,1) des ersten Transformators (XF1) als Rückkopplungswicklung die Eingangsimpulse an der Basis des ersten und zweiten Transistors (XR1, XR2) verstärkt.
Impulswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Diode (D2) die erste Primärwicklung (W1,1) des ersten Transformators (XF1) überbrückt und diesen entmagnetisiert.
Impulswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Diode (D3) die Sekundärwicklung (W2,2) des zweiten Transformators (XF2) überbrückt und diesen entmagnetisiert.
Impulswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine Zenerdiode (Z) der Emitter-Kollektor-Strecke des dritten Transistors (XR3) parallel geschaltet ist.
Impulswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Versorgungsspannung (VCC), die Kapazität des Kondensators (CL), das Übersetzungsverhältnis (W2,1/W1,1) des ersten Transformators (XF1) und die Lastkapazität (CGS) das Potential des Ansteuerimpulses (UCG) bestimmen.
Impulswandlerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Primärkreis der Transformatoren (XF1 und XF2} mit dem Sekundärkreis wahlweise galvanisch verbindbar ist.
Impulswandlerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastkapazität (CGS) die Gate-Source-Kapazität (CGS) eines Feld-Effekt-Transistors (FET) darstellt und die Impulsformerschaltung als Treiberstufe für Feld-Effekt-Transistoren verwendet wird.