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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein das Gebiet integrierter
Schaltungen und spezieller einen neuen DC-DC-Wandler mit Synchron-Gleichrichtung,
welcher den Aufbau negativen Stroms verhindert oder minimiert.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die
Versorgungsspannung von in elektronischen Vorrichtungen verwendeten
integrierten Schaltungen, solchen wie Computer und Kommunikationsausrüstung, hat
sich von 5 Volt auf 2,5 Volt oder in einigen Fällen auf 1,5 Volt verringert.
Da die Anzahl von Transistoren in diesen integrierten Schaltungen gewachsen
ist, hat sich die Anforderung nach Ausgangs-Strom der DC-DC-Wandler
entsprechend vergrößert. Die
niedrige Ausgangs-Spannung von DC-DC-Wandlern mit den traditionellen
Schottky-Dioden-Gleichrichtern leidet an geringem Wirkungsgrad und
hohem Leistungsverlust. Synchron-Gleichrichtungs-Technologie
hat den Wirkungsgrad der DC-DC-Wandler
signifikant erhöht,
besonders in Beziehung zu der niedrigen Ausgangs-Spannung. Allerdings
hat die Synchron-Gleichrichtung
die Komplexität
der DC-DC-Wandler erhöht.
Sie hat auch den Systementwurf schwieriger gemacht, weil der DC-DC-Wandler mit Synchron-Gleichrichtung
Strom von der Sekundärseite
zur Primärseite
verlieren kann. Deswegen haben die Synchron-Gleichrichter ein gemeinsames
Problem: sie benötigen
ein Hilfsmittel für
parallele Wandler, solche wie O-Ring-Dioden, um das parallele Arbeiten
der Wandler zu erlauben. Ohne O-Ring-Diode kann ein Wandler den Strom
von einem anderen Wandler ableiten, möglicherweise den zweiten Wandler
zerstörend,
da der Strom auf 20 bis 30 Ampere ansteigen kann. Die O-Ring-Diode
schränkt
die Richtung des Stromes ein. Jedoch verringert die O-Ring-Diode
den Wirkungsgrad des Systems.
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Eine
Technik, um die Synchron-Gleichrichter-DC-DC-Wandler daran zu hindern
Strom von der Sekundärseite
abzuleiten, beinhaltet das Überwachen
des Stroms durch den Synchron-Gleichrichter. Wenn
dieser Strom ein vorgegebenes Niveau erreicht, schaltet der Wandler
seinen Synchron-Gleichrichter ab und verlässt sich auf die eigene (Schalt-) Diode
(body diode) um Strom zu leiten. Diese Technik arbeitet sehr gut,
erhöht
aber die Komplexität
der Schaltung. Entsprechend besteht ein Bedarf für eine einfache Schaltung,
welche das Ableiten/Verlieren von Strom durch den Wandler verhindert
oder minimiert.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine neue Schaltung bereit um den DC-DC-Wandler
mit Synchron-Gleichrichtung vom Brücken-Typ parallel zu betreiben. Diese ist
anwendbar auf verschiedene Typen von DC-DC-Wandlern, einschließend Gegentakt, Ganz-Brücke und
Halb-Brücke.
Die vorliegende Erfindung stellt eine einfache Schaltung bereit,
welche das Ableiten von Strom durch den Wandler verhindert oder
minimiert. Als ein Ergebnis eliminiert die vorliegende Erfindung
unnötigen
Leistungsverlust, verringert eventuelle Beschädigung des Wandlers und erlaubt
den Parallel-Betrieb der Wandler. Obgleich die vorliegende Erfindung
nachstehend mit Bezug zu einem Halb-Brücken-Wandler beschrieben ist,
kann die vorliegende Erfindung für
Ganz-Brücken-
und Gegentakt-Technologien
eingesetzt werden. Weiter ist die vorliegende Erfindung besonders nützlich in
tragbaren elektronischen Geräten,
solchen wie Computern, persönlichen
Daten-Assistenten
und Kommunikationsgeräten.
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Als
ein Beispiel wird die vorliegende Erfindung in Bezug zu einem Halb-Brücken-DC-DC-Wandler
beschrieben. Wenn die Sekundärseite
nicht belastet ist, ist der mittlere Strom durch die Ausgangs-Spule
gleich Null. In dem frei laufenden Zustand sind beide Wandler aktiv
und erlauben dem Spulenstrom in negativer (entgegen gesetzter) Richtung
zu fließen.
Wenn eine Spannungsquelle eine Spannung höher als die geregelte Spannung
des Wandlers aufweist, versucht der Wandler sein Tastverhältnis zu
verringern. Daher wird das primäre
MOSFET abgeschaltet und das sekundäre MOSFET wird eingeschaltet.
Zu diesem Zeitpunkt arbeiten die sekundären Gleichrichter so als wären sie im
frei laufenden Zustand. Das Tastverhältnis des ,Aus'-Zustands ist für die primären MOSFETS
länger als
im normalen Betrieb, was dem Spulenstrom erlaubt in zur normalen
Richtung negativer Richtung zu fließen. Der Strom in dem Transformator
fließt
in zu seiner normalen Arbeitsweise negative Richtung. Wenn das primäre MOSFET
einmal abgeschaltet ist, fließt
der Strom durch dessen eigene (Schalt-) Diode. Zu diesem Zeitpunkt
ist die Polarität
und der Betrag des Transformators der Gleiche wie zuvor. Der Wandler
verliert Strom aus der Sekundärseite
an die Primärseite.
Um zu verhindern, dass der Wandler Strom aus der Sekundärseite verliert,
darf dem Strom nicht erlaubt sein sich in der negativen Richtung
aufzubauen. Dieses kann durch das Hinzufügen eines Paars von Schaltern
erreicht werden.
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Die
zusätzlichen
Schalter schalten die Synchron-Gleichrichter an dem geeigneten Zeitpunkt
ab um den Aufbau des negativen Stroms in der Spule zu verhindern.
Wenn der Strom aus der Sekundärseite zu
der Primärseite
zurück
speist/koppelt, dann ist das wirksame Tastverhältnis des Transformators tatsächlich größer als
das Tastverhältnis
der Wandler-Rückkopplung
von der Primärseite.
Durch das Verwenden dieses Zustands als ein Signal für das Verbinden
mit einem Schalter, welcher die Steuer-Spannung des Synchron-Gleichrichters
nach ,niedrig' zieht,
kann die Strom-Rückkopplung
(Rückführung) von
der Sekundärseite
zur Primärseite
davon abgehalten werden, ein signifikantes Niveau zu erreichen.
Es kann noch etwas Rückkopplung
vorhanden sein. Jedoch sollte diese ein halbes Ampere nicht überschreiten.
Dieses ermöglicht
ohne O-Ring-Diode
parallel zu arbeiten.
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Die
vorliegende Erfindung stellt so ein Verfahren bereit für das Minimieren
oder Verhindern eines Aufbaus eines negativen Stroms in einem DC-DC-Wandler,
aufweisend eine erste Sekundärwicklung,
gekoppelt an einen ersten Synchron-Gleichrichter und eine zweite Sekundärwicklung,
gekoppelt an einen zweiten Synchron-Gleichrichter, durch das Abschalten
des ersten Synchron-Gleichrichters, wenn der negative Strom in der ersten
Sekundärwicklung
vorhanden und der erste Synchron-Gleichrichter eingeschaltet ist,
und durch Abschalten des zweiten Synchron-Gleichrichters, wenn der
negative Strom in der zweiten Sekundärwicklung vorhanden ist und
der zweite Synchron-Gleichrichter eingeschaltet ist.
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Die
vorliegende Erfindung stellt auch einen DC-DC-Wandler bereit, aufweisend
eine DC-Quelle, einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator
in Reihe verbunden über
die DC-Quelle, einen
ersten primärseitigen
Schalter und eine zweiten primärseitigen
Schalter in Serie verbunden über
die DC-Quelle. Eine
Primärwicklung
eines Transformators ist verbunden zwischen den ersten und zweiten Kondensatoren
und den ersten und zweiten primärseitigen
Schaltern. Eine erste und eine zweite sekundärseitige Wicklung des Transformators
sind miteinander verbunden. Ein erster Synchron-Gleichrichter ist
verbunden zwischen der ersten Sekundärwicklung und einer Erde und
ein zweiter Synchron-Gleichrichter ist verbunden zwischen der zweiten
Sekundärwicklung
und der Erde. Ein externer Treiber ist mit dem ersten primärseitigen
Schalter, dem zweiten primärseitigen
Schalter und einem DC-Pegelumsetzer verbunden
und liefert Takt-Signale an diese. Ein erster Gegentakt-Treiber
ist verbunden zwischen dem DC-Pegelumsetzer
und dem ersten Synchron-Gleichrichter und ein zweiter Gegentakt-Treiber
ist verbunden zwischen dem DC-Pegelumsetzer und
dem zweiten Synchron-Gleichrichter. Eine erste Schaltung ist mit
dem externen Treiber, dem ersten Gegentakt-Treiber und der ersten
Sekundärwicklung verbunden,
wobei die erste Schaltung den ersten Synchron-Gleichrichter abschaltet,
wenn ein negativer Strom in der ersten Sekundärwicklung vorhanden ist und
der erste Synchron-Gleichrichter
eingeschaltet ist. Eine zweite Schaltung ist mit dem externen Treiber,
dem zweiten Gegentakt-Treiber und der zweiten Sekundärwicklung
verbunden, wobei die zweite Schaltung den zweiten Synchron-Gleichrichter
abschaltet, wenn ein negativer Strom in der zweiten Sekundärwicklung
vorhanden ist und der zweite Synchron-Gleichrichter eingeschaltet
ist.
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Andere
Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden für die mit
dem Gebiet Vertrauten offensichtlich sein durch Bezugnahme auf die
folgende detaillierte Beschreibung, wenn verwendet in Verbindung
mit den begleitenden Zeichnungen.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
obigen und weitere Vorteile der Erfindung können besser verstanden werden
durch Referenz auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den
begleitenden Zeichnungen, in welchen:
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1 ein
schematisches Diagramm für
einen Halb-Brücken-DC-DC-Wandler mit
Synchron-Gleichrichtung entsprechend dem Stand der Technik darstellt;
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2 ein
schematisches Diagramm für
einen Halb-Brücken-DC-DC-Wandler mit
Synchron-Gleichrichtung entsprechend einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung darstellt;
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3 ein
schematisches Diagramm für
einen Halb-Brücken-DC-DC-Wandler mit
einem alternativen Verfahren der Synchron-Gleichrichtung entsprechend
dem Stand der Technik darstellt;
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4 einen
Graphen der grundlegenden Spannungs-Wellenform für die Betriebsweise des DC-DC-Wandlers
der 3 darstellt; und
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5 ein
schematisches Diagramm für
einen Halb-Brücken-DC-DC-Wandler mit
Synchron-Gleichrichtung entsprechend einer anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Während das
Herstellen und Verwenden von verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung
nachstehend im Detail diskutiert wird, sollte gewürdigt werden,
dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfinderische Konzepte
bereitstellt, welche in einer breiten Vielfalt spezieller Zusammenhänge ausgeführt sein
können.
Die hier diskutierten speziellen Ausführungsformen sind nur illustrativ
für spezielle
Wege die Erfindung zu realisieren und zu verwenden und begrenzen
den Geltungsbereich der Erfindung nicht. Die Diskussion betrifft
hier logische integrierte Schaltungen und spezieller einen neuen DC-DC-Wandler
mit Synchron-Gleichrichtung,
welcher den Aufbau negativen Stroms verhindert oder minimiert. Als
ein Ergebnis eliminiert die vorliegende Erfindung unnötigen Leistungsverlust,
verringert eventuelle Beschädigung
des Wandlers und erlaubt parallelen Betrieb der Wandler. Obgleich
die Erfindung nachfolgend in Bezug auf einen Halb-Brücken-Gleichrichter
beschrieben ist, kann die vorliegende Erfindung für Ganz-Brücken- und
Gegentakt-Topologien eingesetzt werden. Weiter ist die vorliegende
Erfindung besonders nützlich
in tragbaren elektronischen Geräten,
solchen wie Computern, persönlichen
Daten-Assistenten und Kommunikationsgeräten.
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Es
wird auf 1 bezogen, in welcher ein schematisches
Diagramm für
einen Halb-Brücken-DC-DC-Wandler 100 mit
Synchron-Gleichrichtung entsprechend dem Stand der Technik gezeigt ist.
Der Wandler 100 schließt
einen Wandler/Gleichrichter 102, einen externen Treiber 104,
einen DC-Pegelumsetzer 106, einen ersten Gegentakt-Treiber 108 und
einen zweiten Gegentakt-Treiber 110 ein. Der Wandler/Gleichrichter 102 erhält DC-Versorgung
von einer DC-Quelle
(Vin) 112. Die Kondensatoren C5
und C6 sind in Serie verbunden über
die DC-Quelle 112. Erste und zweite Primär-Schalter Q1, Q2 (primärseitige
Schalter) sind ebenso in Serie verbunden über die DC-Quelle 112. Die
Primärwicklung 114 eines
Trenntransformators T1 (welcher auch als erster Transformator bezeichnet
wird) ist verbunden zwischen den Kondensatoren C5 und C6 und den
ersten und zweiten Primär-Schaltern Q1, Q2.
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Erste
und zweite Sekundärwicklungen 116, 118 des
Trenntransformators T1 sind miteinander verbunden. Ein erster Synchron-Gleichrichter
Q3 ist verbunden zwischen der ersten Sekundärwicklung 116 und
Erde. Ein zweiter Synchron-Gleichrichter
Q4 ist verbunden zwischen der zweiten Sekundärwicklung 118 und
Erde. Eine Ausgangs-Spule Lo ist verbunden
mit dem zentralen Anschluss zwischen der ersten und der zweiten
Sekundärwicklung 116, 118. Ein
Ausgangs-Kondensator
Co ist verbunden zwischen der Ausgangs-Spule
Lo und Erde. Die Takt- oder Gate-Signale
für den
ersten und zweiten Synchron-Gleichrichter Q3 und Q4 sind abgeleitet
von dem externen Treiber 104, dem DC-Pegelumsetzer 106 und
dem ersten und zweiten Gegentakt-Treiber 108, 110,
wie nachstehend beschrieben.
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Der
externe Treiber 104 schließt einen Puls-Breiten-Modulator 120,
verbunden über
der Primärwicklung 124 eines
Puls-Transformators
T2 (auch bezeichnet als der zweite Transformator), ein. Die Primärwicklung 124 hat
einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss (der durch einen
Punkt bezeichnete Hochspannungs-Anschluss). Eine Diode D1 und ein
Widerstand R1 sind parallel verbunden zwischen dem ersten Anschluss
der Primärwicklung 124 und
einem ersten Anschluss des ersten Treibers 122. Der Kondensator
C1 ist verbunden zwischen dem ersten Anschluss des ersten Treibers 122 und Erde. Ähnlich sind
die Diode D2 und der Widerstand R2 parallel verbunden zwischen dem
zweiten Anschluss der Primärwicklung 124 und
einem zweiten Anschluss des ersten Treibers 122. Der Kondensator C2
ist verbunden zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Treibers 122 und
Erde. Der erste Treiber 122 ist dann verbunden mit dem
Gate eines jeden Primär-Schalters
Q1, Q2 um deren Betrieb zu steuern (Ein/Aus).
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Im
Betrieb verzögern
die Widerstände
R1 und R2 und die Kondensatoren C1 und C2 die durch den Pulsbreiten-Modulator 120 erzeugten
Takt- oder Gate-Signale. Als ein Ergebnis werden die zugehörigen Synchron-Gleichrichter
Q3 oder Q4 abgeschaltet bevor die Primär-Schalter Q1 oder Q2 eingeschaltet werden.
Der Primär-Schalter
Q1 ist ,Ein', wenn
der Kondensator C1 aufgeladen ist. Entsprechend ist der Primär-Schalter
Q2 ,Ein', wenn der
Kondensator C2 aufgeladen ist.
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Der
Puls-Transformator T2 überträgt die durch
den Pulsbreiten-Modulator 120 erzeugten Takt- oder Gate-Signale
an den DC-Pegelumsetzer 106. Der zentrale Anschluss zwischen
der ersten und der zweiten Sekundärwicklung 126, 128 des Puls-Transformators
T2 ist mit Erde verbunden. Eine Diode D4 und ein Widerstand R4 sind
parallel verbunden zwischen der ersten Sekundärwicklung 126 und
einem ersten Anschluss eines zweiten Treibers 130 und Erde. Ähnlich sind
eine Diode D3 und ein Widerstand R3 parallel verbunden zwischen
der zweiten Sekundärwicklung 128 und
einem zweiten Anschluss eines zweiten Treibers 130. Der
Kondensator C3 ist verbunden zwischen dem zweiten Anschluss des
zweiten Treibers 130 und Erde. Der zweite Treiber 130 ist
dann verbunden mit dem Gate des Synchron-Gleichrichters Q3 über den
ersten Gegentakt-Treiber 108 und
mit dem Gate des Synchron-Gleichrichters Q4 über den zweiten Gegentakt-Treiber 110 um
deren Betrieb zu steuern (Ein/Aus).
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Im
Betrieb verzögern
die Widerstände
R3 und R4 und die Kondensatoren C3 und C4 die durch den Pulsbreiten-Modulator 120 erzeugten
Takt- oder Gate-Signale. Als ein Ergebnis wird der zugehörige Synchron-Gleichrichter
Q3 oder Q4 eingeschaltet, nachdem der Primär-Schalter Q1 oder Q2 abgeschaltet
ist. Der zweite Treiber 130 ist ein invertierter Treiber,
so dass der Synchron-Gleichrichter Q3 abgeschaltet wird, wenn der
Kondensator C3 aufgeladen ist. Ähnlich
wird der Synchron-Gleichrichter Q4 abgeschaltet, wenn der Kondensator
C4 aufgeladen ist.
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In
dem ersten Gegentakt-Treiber 108 ist der Schalter Q6 verbunden
zwischen der primären
Vorspannung Vccs und dem Gate des Synchron-Gleichrichters
Q4 und Erde. Die Gates für
die Schalter Q5 und Q6 sind mit dem zweiten Treiber 130 verbunden. Ähnlich ist
in dem zweiten Gegentakt-Treiber 110 der Schalter Q7 mit
der primären
Vorspannung Vccs und dem Gate des Synchron-Gleichrichters
Q3 verbunden und Schalter Q8 ist verbunden zwischen dem Gate des
Synchron-Gleichrichters Q3 und Erde. Die Gates für die Schalter Q7 und Q8 sind
mit dem zweiten Treiber 130 verbunden. Der Synchron-Gleichrichter
Q4 wird ,Ein' und
,Aus' geschaltet,
wenn die Spannung des ersten Gegentakt-Treibers 108 aufgeladen oder
entladen wird. Synchron-Gleichrichter Q3 wird ein- und aus- geschaltet,
wenn die Spannung des zweiten Gegentakt-Treibers 110 aufgeladen
und entladen wird.
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Der
erste Gegentakt-Treiber 108 kann verwendet werden um hohen
Spitzenstrom an den Synchron-Gleichrichter Q4 zu liefern. Der ,Ein'-Widerstand des n-Kanal
MOSFET Q6 des ersten Gegentakt-Treibers 108 und die Gate-Kapazität des Synchron-Gleichrichters
Q3 sind ausgelegt um dem Synchron- Gleichrichter Q3 zu erlauben sich einzuschalten,
nachdem der Primär-Schalter
Q1 abschaltet. In gleicher Weise sind der ,Ein'-Widerstand des n-Kanal MOSFET Q7 des
zweiten Gegentakt-Treibers 110 und die Gate-Kapazität des Synchron-Gleichrichters Q4
sind ausgelegt um dem Synchron-Gleichrichter Q4
zu erlauben sich einzuschalten, nachdem der Primär-Schalter Q2 abschaltet. Die
Verzögerungszeit von
Q6 und Q7 kann gesteuert werden durch das Wählen eines bestimmten ,Ein'-Widerstands für das n-Kanal-MOSFET
Q7, Q8 oder durch das Anordnen eines Widerstands in Serie mit Q7
und Q8. Die Schalter Q5, Q6, Q7 und Q8 des ersten und des zweiten Gegentakt-Treibers 108, 110 sind
bevorzugt kleinere MOSFETs als die als erste und zweite Synchron-Gleichrichter
Q3 und Q4 verwendeten MOSFETs.
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Wenn
der Sekundär-Wandler
nicht belastet ist, dann ist der durchschnittliche Strom durch die Ausgangs-Spule
Lo gleich Null. In dem frei laufenden Zustand
sind beide Synchron-Gleichrichter
Q3, Q4 ,Ein', dem
Spulenstrom erlaubend in die negative Richtung zu fließen. Wenn
eine Spannungsquelle höher
als die geregelte Spannung des Wandlers vorhanden ist, versucht
der Wandler 100 sein Tast-Verhältnis zu verringern. Also werden
die Primär-Schalter
Q1, Q2 abgeschaltet und die Synchron-Gleichrichter Q3, Q4 werden
eingeschaltet. An diesem Punkt arbeiten die Synchron-Gleichrichter
Q3, Q4 so wie wenn sie im frei laufenden Zustand sind. Das Tast-Verhältnis des
,Aus' Zustandes
ist für
die Primär-Schalter
Q1, Q2 länger
als in normalem Betrieb, was dem Spulenstrom erlaubt sich in negativer
Richtung aufzubauen. Daher fließt
der Strom in dem Trenntransformator T1 in der negativen Richtung
in Bezug auf den normalen Betrieb. Wenn die Primär-Schalter Q1, Q2 einmal abgeschaltet
sind, dann fließt
der Strom durch deren eigene (Schalt-) -Dioden. Zu diesem Zeitpunkt
sind die Polarität
und der Betrag des Trenntransformators T1 gleich wie zuvor. Der
Wandler 100 verliert daher Strom von der Sekundärseite zur
Primärseite,
was unnötigen
Leistungsverlust erzeugt und den Wandler 100 zerstören kann.
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Es
wird jetzt auf eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung bezogen, für welche ein Diagramm für einen
Halb-Brücken-DC-DC-Wandler 200 mit
Synchron-Gleichrichtung in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung in 2 gezeigt
ist. Der Wandler 200 schließt ein: einen Wandler/Gleichrichter 102,
einen externen Treiber 104, einen DC-Pegelumsetzer 106,
einen ersten Gegentakt-Treiber 108, einen zweiten Gegentakt-Treiber 110 und
die Schalter Q9 und Q10. Der Wandler/Gleichrichter 102,
der externe Treiber 104, der DC-Pegelumsetzer 106,
der erste Gegentakt-Treiber 108 und der zweite Gegentakt-Treiber 110 wurden
früher
mit Bezug zu 1 beschrieben. Der Schalter
Q9 ist verbunden zwischen dem DC-Pegelumsetzer 106 (speziell
der zweite Treiber 130) und der erste Gegentakt-Treiber 108 (speziell
die Gates der Schalter Q5 und Q6). Das Gate des Schalters Q9 ist
verbunden mit der zweiten Sekundärwicklung 118 des
Trenntransformators T1. In gleicher Weise ist Schalter Q10 verbunden
zwischen dem DC-Pegelumsetzer 106 (speziell der zweite
Treiber 130) und dem zweiten Gegentakt-Treiber 110 (speziell
den Gates der Schalter Q7 und Q8). Das Gate des Schalters Q10 ist
mit der ersten Sekundärwicklung 116 des
Trenntransformators T1 verbunden. Die Schalter Q9 und Q10 sind n-Kanal-Transistoren
und können
Kleinsignal-MOSFETs sein.
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Wenn
der Strom in dem Trenntransformator T1 in der negativen Richtung
in Bezug auf den normalen Betrieb fließt, hat der Trenntransformator
T1 die gleiche Spannung über
seine Wicklung, auch wenn das Takt- oder Gate-Signal von den Primär-Schaltern
Q1 und Q2 abgeschaltet ist. Wenn das wirksame Tast-Verhältnis des
Trenntransformators T1 länger
ist als das Tast-Verhältnis
der Primär-Schalter
Q1, Q2, dann wird entweder Q9 oder Q10 abgeschaltet. Als ein Ergebnis
halten die Schalter Q9 und Q10 einen zugehörigen Synchron-Gleichrichter Q3
oder Q4 durch nach unten Ziehen der Gate-Spannung der Synchron-Gleichrichter
Q3 oder Q4 abgeschaltet.
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In
anderen Worten, wenn Q10 abschaltet, schaltet Q3 ab. In gleicher
Weise, wenn Q9 abschaltet, schaltet Q4 ab. Die Strom-Rückkopplung
von der Sekundärseite
zu Primärseite
kann daher am Erreichen eines signifikanten Niveaus gehindert werden. Es
kann immer noch etwas Rückkopplung
vorhanden sein, aber diese sollte ein halbes Ampere nicht überschreiten.
Dieses hindert die Schaltung 200 daran in den frei laufenden
Zustand zu gehen und einen negativen Strom aufzubauen. Als ein Ergebnis
eliminiert die vorliegende Erfindung unnötigen Leistungsverlust, verringert
mögliche
Beschädigung
des Wandlers 200 und erlaubt parallelen Betrieb des Wandlers 200 ohne
eine O-Ring-Diode zu verwenden.
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Die
vorliegende Erfindung stellt damit ein Verfahren bereit für das Minimieren
oder Verhindern des Aufbauens eines negativen Stroms in einem DC-DC-Wandler,
aufweisend eine erste Sekundärwicklung,
verbunden mit einem ersten Synchron-Gleichrichter, und eine zweite Sekundärwicklung,
verbunden mit einem zweiten Synchron-Gleichrichter, durch das Abschalten
des ersten Synchron-Gleichrichters, wenn der negative Strom in der ersten
Sekundärwicklung
vorhanden ist und der erste Synchron-Gleichrichter ,Ein' ist, und durch das
Abschalten des zweiten Synchron-Gleichrichters, wenn der negative
Strom in der zweiten Sekundärwicklung vorhanden
ist und der zweite Synchron-Gleichrichter ,Ein' ist.
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Es
wird nun auf 3 bezogen, welche ein schematisches
Diagramm zeigt für
einen Halb-Brücken-Wandler 300 mit
einem alternativen Verfahren von Synchron-Gleichrichtung, entsprechend
dem Stand der Technik. Der Wandler 300 schließt einen Wandler/Gleichrichter 102,
einen externen Treiber 104, einen DC-Pegelumsetzer 302,
einen ersten Gegentakt-Treiber 108 und einen zweiten Gegentakt-Treiber 110 ein.
Der Wandler/Gleichrichter 102, der externe Treiber 104 (außer wenn
der Puls-Transformator T2 ein Zwei-Wicklung-Transformator anstelle eines Drei-Wicklung-Transformators
ist), der erste Gegentakt-Treiber 108 und der zweite Gegentakt-Treiber 110 wurden
früher
mit Bezug zu 1 beschrieben. Wie in 1 ist
der DC-Pegelumsetzer verbunden zwischen dem externen Treiber 104 und dem
ersten und dem zweiten Gegentakt-Treiber 108, 110.
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Die
Sekundärwicklung 308 des
Puls-Transformators T2 hat einen ersten Anschluss (1) (der durch
einen Punkt angezeigte Hochspannungs-Anschluss) und einen zweiten
Anschluss (2). Der DC-Pegelumsetzer 302 schließt einen
ersten Schalter-Treiber 304, verbunden mit dem zweiten
Anschluss (2), und einen zweiten Schalter-Treiber 306, verbunden
mit dem ersten Anschluss (1), ein. Der erste Schalter-Treiber 304 beinhaltet
den Kondensator C4, den Widerstand R4 und die Diode D4, welche alle
parallel verbunden sind zwischen dem zweiten Anschluss (2)
und Erde. Die Gates der Schalter Q5 und Q6 (erster Gegentakt-Treiber 108)
sind ebenso mit dem zweiten Anschluss (2) verbunden. Ähnlich beinhaltet
der zweite Schalter-Treiber 306 den Kondensator C3, den
Widerstand R3 und die Diode D3, welche alle parallel verbunden sind
zwischen dem ersten Anschluss (1) und Erde. Die Gates der Schalter
Q7 und Q8 (zweiter Gegentakt-Treiber 110) sind ebenso mit
dem ersten Anschluss (1) verbunden. Der erste und der zweite Schalter-Treiber 304, 306 liefern das
geeignete Takt- oder Gate-Signal an die Synchron-Gleichrichter Q3
und Q4 und entfernen den zweiten Treiber 130 der 1.
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Der
Kondensator C3 stellt Speicherung bereit für den zu geeigneter Zeit zu
entladenden Schaltungs-Strom für
das Einschalten des Synchron-Gleichrichters Q3. In realen Anwendungen könnte sich
der Kondensator C3 nicht vollständig
entladen, daher ist der Widerstand R3 hinzugefügt um den Kondensator C3 vollständig zu
entladen oder abzuleiten. Die Diode D3 stellt Strompfade bereit,
abhängig
von dem Signal-Hub
an dem ersten Anschluss (1). Der Kondensator C4, der Widerstand
R4 und die Diode D4 arbeiten in der gleichen Weise.
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Im
Betrieb, wenn der Primär-Schalter
Q1 ,ein' ist, ist
die Spannung an dem Anschluss (1) hoch. Anschluss (2) ist durch
die Diode (4) an Erde gebunden. Der Kondensator C3 ist aufgeladen,
so ist der Synchron-Gleichrichter Q3 ,Ein' und der Synchron-Gleichrichter Q4 ist
,Aus'. Wenn der
Primär-Schalter Q1 abschaltet,
ist die Spannung über den
Anschluss (1) Null und der Kondensator C3 ist durch die kurzgeschlossene
Wicklung in den Kondensator C4 entladen bis beide Kondensatoren
die gleiche Spannung erreicht haben. Die Spannung des Kondensators
C4 und des Kondensators C3 sind gleich der halben ursprünglichen
Spannung auf dem Kondensator C3. Diese Spannung ist hoch genug um die
Synchron-Gleichrichter
Q3 und Q4 einzuschalten. Zu diesem Zeitpunkt ist der Wandler im
frei laufenden Zustand. Bemerke, dass dieser DC-Pegelumsetzer 302 die
Kosten und die Größe des Wandlers 300 verringert,
während
er die Zuverlässigkeit
des Wandlers 300 erhöht.
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Wenn
die Sekundärseite
des Wandlers nicht belastet ist, ist der durchschnittliche Strom
durch die Ausgangs-Spule Lo gleich Null.
In dem frei laufenden Zustand sind beide Synchron-Gleichrichter
Q3, Q4 ,Ein', dem
Spulenstrom erlaubend in der negativen Richtung zu fließen. Wenn
eine Spannungsquelle höher
als die geregelte Spannung vorhanden ist, versucht der Wandler 300 sein
Tast-Verhältnis
zu verringern. Hierfür
werden die Primär-Schalter
Q1, Q2 abgeschaltet und die Synchron-Gleichrichter Q3, Q4 werden
eingeschaltet. An diesem Punkt arbeiten die Synchron-Gleichrichter Q3,
Q4 so wie wenn sie im frei laufenden Zustand sind. Das Tast-Verhältnis des ,Aus'-Zustandes ist für die Primär-Schalter
Q1, Q2 länger
als in normalem Betrieb, was dem Spulenstrom erlaubt, sich in negativer
Richtung aufzubauen. Daher fließt
der Strom in dem Trenntransformator T1 in der negativen Richtung
in Bezug auf den normalen Betrieb. Wenn die Primär-Schalter Q1, Q2 einmal abgeschaltet
sind, dann fließt
der Strom durch deren eigene (Schalt-)-Dioden. Zu diesem Zeitpunkt sind die Polarität und der
Betrag des Trenntransformators T1 gleich wie zuvor. Der Wandler 300 verliert
daher Strom von der Sekundärseite
zur Primärseite,
was unnötigen
Leistungsverlust erzeugt und den Wandler 300 zerstören kann.
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Es
wird nun auf 4 bezogen; es sind die grundlegenden
Wellenformen für
den Betrieb des DC-DC-Wandlers 300 der 3 gezeigt.
Spezieller sind die grundlegenden Wellenformen an den Abflüssen und
Gates von Q3 und Q4 gezeigt, wobei Vccp die primärseitige
Vorspannung und Ns/Np das Transformator-Wicklungsverhältnis ist.
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Es
wird nun auf eine andere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung bezogen, für welche in 5 ein
schematisches Diagramm für
einen Halb-Brücken-DC-DC-Wandler 500 mit
Synchron-Gleichrichtung entsprechend der vorliegenden Erfindung
gezeigt ist. Der Wandler 500 schließt einen Wandler/Gleichrichter 102,
einen externen Treiber 104, einen DC-Pegelumsetzer 302,
einen ersten Gegentakt-Treiber 108, einen zweiten Gegentakt-Treiber 110 und
die Schalter Q11 und Q12 ein. Der Wandler/Gleichrichter 102,
der externe Treiber 104, der DC-Pegelumsetzer 302,
der erste Gegentakt-Treiber 108 und der zweite Gegentakt-Treiber 110 wurden
früher
mit Bezug zu 3 beschrieben. Schalter Q9 ist
verbunden zwischen dem Gate des Synchron-Gleichrichters Q4 und Erde.
Das Gate des Schalters Q9 ist verbunden mit der zweiten Sekundärwicklung 118 des
Trenntransformators T1. In gleicher Weise ist Schalter Q10 verbunden
mit dem Gate des Synchron-Gleichrichters
Q3 und Erde. Das Gate des Schalters Q10 ist verbunden mit der ersten
Sekundärwicklung 116 des
Trenntransformators T1. Q9 und Q10 sind p-Kanal-Transistoren und
können Kleinsignal-MOSFETs
sein.
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Wenn
der Strom in dem Trenntransformator T1 in der negativen Richtung
in Bezug auf den normalen Betrieb fließt, hat der Trenntransformator
T1 die gleiche Spannung über
der Wicklung, auch wenn das Takt- oder Gate-Signal von den Primär-Schaltern Q1
und Q2 abgeschaltet ist. Wenn das wirksame Tast-Verhältnis des
Trenntransformators T1 länger
ist als das Tast-Verhältnis
der Primär-Schalter
Q1, Q2, dann wird entweder Q9 oder Q10 abgeschaltet. Als ein Ergebnis
halten die Schalter Q9 und Q10 einen zugehörigen Synchron-Gleichrichter
Q3 oder Q4 durch Erden der Gate-Spannung der Synchron-Gleichrichter
Q3 oder Q4 abgeschaltet. In anderen Worten, wenn Q9 einschaltet,
schaltet Q3 ab. In gleicher Weise, wenn Q10 einschaltet, schaltet
Q4 ab. Dieses hindert die Schaltung 500 daran in den frei laufenden
Zustand zu gehen und einen negativen Strom aufzubauen. Als ein Ergebnis
eliminiert die vorliegende Erfindung unnötigen Leistungsverlust, verringert
mögliche
Beschädigung
des Wandlers 500 und erlaubt parallelen Betrieb des Wandlers 500.
Widerstands-Teiler können
den Gates von Q9 und Q10 vorgeschaltet werden um zu helfen die Möglichkeit der
Zerstörung
von Q9 und Q10 zu minimieren.