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Schaltungsanordnung zur Gewinnung eines positiven Impulses aus dem
Anodenkreis einer mit einem positiven Impuls am Gitter gespeisten Röhre Wenn man
vor der Aufgabe steht, Impulse, beispielsweise rechteckförmige Spannungsimpulse,
von dem in Abb. i dargestellten Verlauf vielfach zu verstärken, so hat man bisher
stets eine Reihe von Röhren benutzt- und erhielt dann am Anodenwiderstand einer
an ihrem Gitter mit Impulsen von positiver Polarität gespeisten Röhre negative Impulse.
In der nächsten Röhre wurde durch diesen negativen Impuls der in der Pause zwischen
den Impulsen fließende Anodenstrom unterbrochen und somit an der Anode dieser Röhre
wieder ein positiver Impuls hervorgerufen. Nun arbeiten aber die mit negativen Impulsen
gespeisten Röhren sehr ungünstig, da das Verhältnis Impulsdauer D zu Impulspause
P vielfach sehr klein, beispielsweise kleiner als* 1/10o ist und die Röhre daher
während 99 % ihrer Betriebszeit Anodenstrom führen muß, um während i °/o ihrer Betriebszeit
eine Verstärkungsaufgabe zu erfüllen. Die Anodenverlustleistung dieser mit negativen
Impulsen gespeisten Röhren ist also sehr hoch und zwingt vielfach zur Wahl einer
viel größeren Röhrentype, als es mit Rücksicht auf die Ver-
Stärkung
an sich notwendig wäre. Außerdem ist die Polaritätsumkehr, «-elche zwischen der
Eingangs- und der Ausgangsspannung der Verstärkerröhre stattfindet, unter Umständen
unerwünscht.
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Erfindungsgemäß wird eine derart beschriebene Röhre dadurch vermieden
und aus dem Anodenkreis der vorhergehenden Röhre ein positiver Impuls dadurch gewonnen,
daß in der Anodenzuleitung der mit positiven Impulsen an ihrem Gitter gespeisten
Röhre die Primär-,,vicklung eines Transformators vorgesehen wird, dessen Sekundärwicklung
mit einem Widerstand belastet wird.
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Die Schwierigkeiten bei der Benutzung eines Transformators für Impulse
liegen vor allem darin, daß bei der Speisung eines Transformators mit einem Impuls
auf der Sekundärseite des Transformators Schwingungen auftreten, so daß die gewünschte
Impulsform unzulässig verzerrt wird. Es bestand zunächst die Vermutung, daß diese
Schwingungen auf die Streuinduktivitäten der Transformatorwicklungen zurückzuführen
seien und daß infolgedessen durch Verminderung der Streuinduktivität der Wicklungen
eine Steigerung der Frequenz dieser Schwingungsvorgänge erzielt werden könne. Es
hat sich jedoch gezeigt, daß auf diesem Wege nur ein Teil der Verzerrungen vermieden
werden konnte. Es ist sodann versucht worden, durch Herabsetzung der Eigenfrequenz
jeder einzelnen Transformatorwicklung, d. h. durch kapazitätsarme Ausführung der
Wicklungen, die obenerwähnten Schwingungsvorgänge auf einen verhältnismäßig kleinen
Teil der Impulsdauer zu beschränken und durch Einführung einer Dämpfung dafür zu
sorgen, daß sie rasch abklingen. Auch auf diesem Weg ließ sich jedoch kein restlos
befriedigendes Ergebnis erzielen. Außerdem spielt auch der Innenwiderstand der den
Impuls liefernden Röhre eine Rolle. Wenn es gelingen würde, den Transformator aus
einem sehr kleinen Innenwiderstand zu speisen, so würde bei genügend kleiner Streuinduktivität
der gewünschte rechteckförmige Impulsverlauf an der Sekundärwicklung auftreten.
Der Röhreninnenwiderstand ist jedoch in allen praktischen Fällen zu groß.
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Der erste erfindungsgemäße Schritt zur Beseitigung der störenden Schwingungen
beruht auf der Erkenntnis, daß man vor allem der gegenseitigen Induktivität der
beiden Transformatorwicklungen die Möglichkeit geben muß, sich nach der Beendigung
des Impulses schwingungsfrei zu entladen. Daher war es im Sinne der Erfindung zunächst
notwendig, die Sekundärwicklung mit einem Widerstand zu belasten.
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Man kann sich von dem Erfolg dieser Schaltungsmaßnahme am besten an
Hand der Abb. 2 überzeugen, in welcher ein einfaches Ersatzschaltbild eines Transformators
dargestellt ist,s dessen Eingangsklemmen :1. B ein Stromimpuls von rechteckiger
Form zugeführt wird. Die bereits oben erwähnte Tatsache, daß der Röhreninnenwiderstand
nie so klein ist, daß man mit einem rechteckförmigen Spannungsimpuls an der Primärwicklung
rechnen kann, wird also bei dem an Hand der Abb. z zu beschreibenden Vorgang dadurch
berücksichtigt, daß mit einem großen Innenwiderstand und daher mit einem rechteckförmigen
Primärstrom gerechnet wird. Es wird also in dem Stromkreis, der links von den Klemmen
A, B liegt, ein Generator mit rechteckförmiger Klemmenspannung vorausgesetzt, dessen
Innenwiderstand oder dessen Vorschaltwiderstand so groß sein soll, daß der Strom,
welcher an der Klemme _-1 in die Schaltung nach Abb. 2 eintritt und sie an der Klemme
B verläßt, praktisch nur durch die Größe des Innenwiderstandes oder des Vorschaltwider-Standes
bestimmt ist. Unter Umständen ist eine gewöhnliche Dreipolröhre (Triode) bereits
als ein solcher Generator großen Innenwiderstandes anzusehen. In anderen Fällen
ist eine Schirmgitterröhre, z. B. eine Fünfpolröhre (Pentode), zweckmäßig. Das Ersatzschaltbild
nach Abb. 2 besteht lediglich aus der Querinduktivität 1I, «-elche die gegenseitige
Induktivität der Transformatorwicklungen darstellt, während die anderen Wirk- und
Blindwiderstände des Transformators zunächst vernachlässigt «-erden sollen. Der
Belastungswiderstand an den Sekundärklemmen C, D ist mit R., bezeichnet.
Bezeichnet man den an der Klemme _1 eintretenden Strom mit i, den Strom in der Induktivität
mit il und den im Widerstand fließenden Strom mit i., so kann man sich das Zustandekommen
des in Abb. 3 dargestellten Spannungsverlaufes am Widerstand erklären. Im Zeitpunkt
to, in welchem der Stromimpuls beginnt, j fließt der ganze Strom über den Widerstand,
da in der Induktiv ität 1I keine unstetige Stromänderung stattfinden kann. Die Spannung
am Widerstand R, springt also im Zeitpunkt f" vom unwert auf den Wert a. In der
Zeit zwischen i" und t1 stellt sich allmählich ein gewisser Strom durch die Induktivität
1I ein, der sich vom Strom i. subtrahiert, so daß der Spannungsabfall an dem Widerstand
sich in der Zeit zwischen to und t1 vermindern muß. Diesem Vorgang entspricht der
Kurvenverlauf a-b in Abb. 3. Im Zeitpunkt il möge der Strom i plötzlich verschwinden,
so daß zunächst auch der Strom i., plötzlich zu Null gemacht wird. Der Spannungsabfall,
welcher noch kurz vor dem Zeitpunkt 1, vom Strom i.., an dem Widerstand R.
hervorgerufen wurde, verschwindet also ebenfalls sprunghaft, was dem Kurvenverlauf
b-c in Abb. 3 entspricht. Nun ist im Zeitpunkt 1l aber noch ein Strom il in der
Spule 1I vorhanden, der nicht plötzlich verchwinden kann, sondern sich, da in dem
links
von den Klemmen A. und B liegenden Stromkreis vom Zeitpunkt
t1 ab voraussetzungsgemäß der Strom Null fließen soll, über den Widerstand R2 schließen
muß. Er hat in diesem Widerstand jedoch die umgekehrte Stromrichtung wie der Strom
i2 und erzeugt demgemäß an diesem Widerstand einen Spänriungsabfall von umgekehrtem
Vorzeichen wie der Strom i2. Diesem Spannungsabfall entspricht der Verlauf c-d in
-Abb. 3. Vom Zeitpunkt t1 ab klingt der Strom il nun mit der Zeitkonstante, welche
durch den Quotienten
gegeben ist, wieder auf den Nullwert ab.
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Die gemäß der Erfindung zu verwendende Schaltung ist in Abb. q. dargestellt.
Dort bedeutet zo eine Röhre von im Sinne der obigen Darlegungen hohem Innenwiderstand,
die gegebenenfalls auch eine Röhre mit Schirmgitter sein kann und an deren Steuergitter
positive rechteckförmige Spannungsimpulse rr wirken. Der Anodenstromverlauf dieser
Röhre ist ebenfalls rechteckförmig und durch einen Rechteckimpuls r2 dargestellt.
Die Sekundärwicklung i3 des Transformators 1q., dessen Primärwicklung 15 im Anodenkreis
liegt, ist mit dem ohmschen Widerstand R2 belastet und liefert die Steuerspannung
für das Gitter der RöhreZ6 als einen verzerrten Rechteckimpuls 17 der in Abb. 3
näher erläuterten Form. Die negative Vorspannung für das Steuergitter der Röhre
i6 kann z. B. durch eine Gittervorspannungsbatterie 18 hergestellt werden. An der
Anode der Röhre 16 entsteht ein negativer Impuls, wie durch die Kurve z9 veranschaulicht.
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Sofern die Röhre 16 die letzte Röhre des Verstärkers sein soll und
an dem Belastungswiderstand dieses Verstärkers ein positiver Impuls gegen Erde auftreten
soll, kann in den Anodenkreis dieser Röhre wieder ein Transformator, wie in Abb.
5 dargestellt, eingeschaltet werden. In dieser bedeutet 2o den Belastungswiderstand,
der gerade die - Größe des günstigsten Abschlußwiderstandes R2 haben möge. Ist der
Belastungswiderstand 2o jedoch größer, so ist ihm noch ein besonderer Widerstand
21 parallel zu schalten, wie in Abb. 5 punktiert eingezeichnet.
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Gemäß der weiteren Erfindung kann man die Röhre 16 in Abb. ¢ und 5
im Gitterstromgebiet arbeiten lassen, so daß der Widerstand R2 zum Teil durch den
Gitterkathodenwiderstand der Röhre 16 gebildet wird. Man erspart dabei Anodenverlustleistung
in der Röhre 16 gegenüber einem gitterstromfreien Betrieb. Dies sei an Hand der
Abb.6 noch näher erläutert. Dem gitterstromfreien Betrieb der Röhre 16 entspricht
der Kennlinienteil e-f in Abb. 6 und einem wenigstens zum Teil im Gitterstromgebiet
liegenden Betrieb der Kennlinienteil g-h der Anodenstromgitterspannungskennlinie
i., e, Nun wird aber eine Verlagerung der Kennlinie von e-f nach g-h durch eine
Verkleinerung der Anodenspannung e6 erreicht. Der verkleinerten Anodenspannung entspricht
bei gleicher Gitterspannung und gleichem Anodenstrom aber eine kleinere Anodenverlustleistung.
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Gemäß der weiteren Erfindung kann der Verlauf nach Abb.3 einem. rechteckförmigen
Verlauf noch weiter angenähert werden, indem parallel zur Primär- oder Sekundärwicklung
des Transformators die Reihenschaltung eines Kondensators und eines Widerstandes
gelegt wird. Das entsprechende Ersatzschaltbild ist in Abb. 7 dargestellt. Dort
haben M und R2 sowie i, il, i2 dieselbe Bedeutung wie in Abb. 2, während
der über die Reihenschaltung R3, C3 fließende Strom mit i3 bezeichnet ist. Von der
Wirkungsweise dieser Reihenschaltung R3, C3 kann man sich am besten an Hand der
Abb. 8 überzeugen. Im Zeitpunkt to ist der Kondensator C3 noch ungeladen, und der
Strom i verteilt sich also auf die Widerstände R2 und R3 proportional ihren Leitwerten.
In der Zeit t,-1, klingt der Strom i3 allmählich ab, da der Kondensator C3 Ladung
aufnimmt und der Strom i3 Null werden muß, wenn die Spannung am Kondensator C3 gleich
dem Spannungsabfall des Stromes i2 am Widerstand R2 wird. Wenn man die Werte R3
und C3 derart wählt, daß in der Zeit i, -il der Strom i3 um etwa ebensoviel
abnimmt wie der Strom il zunimmt, so erhält man eine praktisch waagerechte Begrenzung
des an R2 auftretenden Spannungsimpulses. Bemerkenswerterweise wird also der oben
nicht waagerecht begrenzte Impuls in Abb. 3 ohne die Abschneidwirkung einer Röhrenkennlinie
od. dgl. in einen nahezu waagerecht begrenzten Impuls umgewandelt.
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Die Berechnung des Gliedes R3, C3 ergibt den folgenden Ausdruck: ,
d. h. daß die Ströme iund i3 zusammen jederzeit einen konstanten Wert ergeben und
der Strom i2 daher ebenfalls konstant ist. Für die praktische Schaltung kann man
das Glied R3, C3 parallel zur Primärwicklung oder zur Sekundärwicklung des Transformators
legen. In der obigen Formel ist dann statt des Wertes M der Wert der primären WicklungsinduktivitätLl
einzusetzen, wenn die Reihenschaltung R3, C3 an der Primärwicklung liegt, und der
Wert der sekundären Wicklungsinduktivität L2, wenn das Glied R3, C3 der Sekundärwicklung
parallel geschaltet wird.
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Ferner kann es unter Umständen zweckmäßig sein, das Glied R3, C3 derart
zu bemessen, daß der oben durch eine abfallende- Kurve begrenzte Impulsverlauf nach
Abb.3 nicht in einen waagerecht begrenzten, sondern in einen durch
eine
ansteigende Kurve begrenzten Impuls umgewandelt wird. Dies kann z. B. dann gewünscht
werden, wenn in einer nachfolgenden Transformatorstufe das Glied R3, C3 erspart
werden soll.
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Die bisherigen L berlegungen waren alle darauf aufgebaut, daß man
den Transformator im Ersatzschaltbild lediglich als eine Querinduktivität LZ betrachten
kann und daß man beispielsweise die Längsinduktivitäten (als Längsinduktivitäten
treten im Ersatzschaltbild des Transformators bekanntlich die Streuinduktivitäten
der Primär- und Sekundärwicklung auf) vernachlässigen kann. Nun ist aber bei einem
Transformatoraufbau von gegebener Form das Verhältnis von Streuinduktivität und
gegenseitiger Induktivität der beiden Spulen praktisch konstant, so daß
111 nicht beliebig vergrößert werden darf, wenn die Streuinduktivitäten noch
vernachlässigt werden sollen. Sofern diese Vernachlässigung nicht mehr zulässig
ist, gelangt man zu dem Ersatzschaltbild nach Abb. 9, in welchem mit Cl, C2 die
primäre und sekundäre Wicklungskapazität bezeichnet ist, mit r1, r. der primäre
und sekundäre Spulenwiderstand und mit S1, S., die primäre und sekundäre Streuinduktivität
bezeichnet sind. Man sieht, daß ein Schwingungskreis von C, über ri, S1, S., r.
und C2 möglich ist, und man beobachtet auch praktisch bei einer Vergrößerung von
IZ eine Deformation des Spannungsverlaufes nach Abb. 3, wie er in Abb. io angedeutet
ist. Die schnellen Schwingungen kurz nach dem positiven und negativen Maximum der
Spannungskurve rühren von dem erwähnten Schivzngungskreis her. Man kann diese Schwingungen
sehr «zrlzsam beseitigen, wenn man die Transformatorwicklungen aus Widerstandsdraht
herstellt.