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Steuereinrichtung für gittergesteuerte Dampf- oder Gasentladungsstrecken
zur Umwandlung von Wechselströmen normaler Frequenz in Wechselströme sehr niedriger
Frequenz Die Erfindung befaßt sich mit Anordnungen zur Erzeugung von Wechselströmen.
Sollen Wechselströme mit besonders niedriger Frequenz erzeugt werden, so ist die
Aufstellung besonderer Generatoren mit Rücksicht auf die niedrige Frequenz zumeist
unwirtschaftlich. Es ergibt sich somit die Aufgabe, derartige Wechselströme nach
Möglichkeit aus normalen Netzwechselströmen zu erzeugen.
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Die Erfindung betrifft eine solche Anordnung zur Erzeugung von Wechselströmen
besonders niedriger Frequenz aus Wechselstrom normaler Frequenz, die mit einfachen,
größtenteils ruhenden Schaltelementen arbeitet, wenig Raum beansprucht und sich
durch einfache Schaltung, leichte Frequenzregelbarkeit und geringe Wartungsbedürftigkeit
auszeichnet.
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Erfindungsgemäß sind eine Gruppe oder vorzugsweise mehrere Gruppen
gittergesteuerter, mit Wechselstrom normaler Frequenz gespeister Dampf- oder Gasentladungsstrecken
vorgesehen, deren'Steuergitter an den Diagonalzweig eines in Brückenschaltung angeordneten
Steuerkreises angeschlossen sind, der in seinem einen Zweig außer einer Wechselspannungsquelle
für Wechselspannung normaler Frequenz, z. B. einem Transformator, eine Kapazität
in Reihenschaltung zur Wechselspannungsquelle enthält, und dessen anderer Zweig
außer einer Wechsel-
Spannungsquelle normaler Frequenz ein Element
mit eindeutiger Stromdurchlaßrichtung ebenfalls in Reihenschaltung mit der Wechselspannungsquelle
aufweist; ferner soll der die Ausgangsspannung liefernde Diagonalzweig der Steuerbrücke
eine Induktivität mit sättigbaretn Eisenkern enthalten, und die Durchlässigkeit
des in dem einen Brückenzweig vorgesehenen Gleichrichterelements soll mit Hilfe
eines dauernd angetriebenen Drehwandlers mittelbar oder unmittelbar periodisch im
Takte der zu erzeugenden niedrigen Frequenz gesteuert sein.
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Die Ausgangsspannung wird damit einerseits durch einen dauernd fließenden
kapazitiven Steuerstrom im einen Brückenzweig und andererseits durch einen periodisch
gesteuerten Halbwellenstrom im anderen Brükkenzweig erzeugt und durch das Zusammenwirken
der beiden Brückenteile mit den Schaltelementen des Ausgangskreises sowohl hinsichtlich
ihrer Phasenlage als auch hinsichtlich ihrer Amplitude periodisch derart geändert,
daß die gesteuerten Dampfentladungsstrecken im Mittel Halbwellenströme der gewünschten
Frequenz führen.
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Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung kann das gleichrichtende Element
in dem einen Brückenzweig als Trockengleichrichter o. dgl. ausgebildet sein, dem
als steuernde Spannungsquelle der Drehwandler vorgeschaltet ist. Eine andere Möglichkeit
ist damit gegeben, daß als Ventil mit eindeutiger Stromdurchlaßrichtung eine steuerbare
Entladungsstrecke, vorzugsweise ein gittergesteuertes Elektronenrohr, dient, in
dessen Gitterkreis der steuernde Drehwandler geschaltet ist. Zur Speisung des Anodenkreises
dieser Röhre ist bei dieser Anordnung erfindungsgemäß eine besondere Spannungsquelle,
etwa ein netzgespeister Transformator, auch in diesem zweiten Brückenzweig vorgesehen.
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Die Erfindung soll nachstehend in einigen Ausführungsformen beschrieben
und ihre Wirkungsweise an Hand der folgenden Zeichnungen erläutert werden.
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Die Abb. i zeigt zunächst ein Ausführungsbeispiel für den Aufbau eines
Steuerkreises gemäß der Erfindung unter Verwendung gesteuerter Röhren. Der Steuerkreis
ist als Brücke ausgeführt und enthält in einem Zweig als Spannungsquelle einen Transformator
i, der mit technischem Wechselstrom von z. B. 5o Hz gespeist ist, und in Reihe dazu
einen Kondensator 2. Dieser Teilstromkreis schließt sich über den Diagonalzweig
mit dem Ausgangstransformator 3; der Transformator 3 besitzt zweckmäßig eine merkliche
Selbstinduktivität und kann mit Vorteil auf einem leicht sättigbaren Kern aufgebracht
sein. Parallel zur Sekundärwicklung des Ausgangstransformators liegt ein Kondensator
io, dessen Kapazität vorzugsweise so groß bemessen ist, daß der Ausgangszweig der
Brücke im wesentlichen als kapazitive Belastung anzusehen ist.
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Der zweite Brückenzweig enthält als gleichrichtendes Element eine
gittergesteuerte Elektronehröhre 4., deren Anodenspannung von dem Transformator
5 geliefert wird. Transformator 5 ist zweckmäßig mit dem Transformator i vereinigt,
d. h. beide arbeiten auf gemeinsamem Kern mit gemeinsamer Primärwicklung. Das Rohr
:I wird durch eine Wechselspannung gesteuert, die dem Drehwandler 6 sekundärseitig
entnommen ist. Dieser ist an das gleiche Netz 7 angeschlossen wie die Transformatoren
i und 5 und wird erfindungsgemäß dauernd langsam gedreht, beispielsweise durch einen
geregelten Gleichstrommotor. Die an den Schleifringen des Wandlers 6 abnehmbare
Spannung stellt sich somit als eine Wechselspannung der Normalfrequenz dar, deren
Amplitude sich bei jeder Umdrehung des Drehreglers 6 zweimal (je nach der Polzahl
u. U. auch 2 n-mal 1 von Null bis zu einem Höchstwert und wieder zu Null ändert,
wobei in aufeinanderfolgenden Drehreglerhalbumdrehungen die Phasenlage dieser Ausgangsspannungen
um i 8o° gegeneinander verschoben ist.
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In Reihe zu der Spannung des Drehreglers 6 kann u. U. noch eine weitere
Gitterspannungsquelle i i, z. B. eine Gleichvorspannung, eingeschaltet sein.
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Infolge der periodischen Änderung der Gitterwechselspannungsamplitude
schwankt auch die Aussteuerung des Rohres q. mit der durch die Drehzahl des Wandlers
6 bestimmten kleinen Frequenz. Der innere Widerstand und damit der durchgelassene
Halbwellenstromstoß im Rohr q. ändert sich also von einer Anodenspannungshalbwelle
zur nächsten, und zwar nicht nur hinsichtlich seiner Amplitudenwerte, sondern, wie
weiter unten gezeigt werden wird, auch bezüglich seiner Phasenlage. Beide Änderungen
wirken im gleichen Sinne auf den resultierenden Strom im Ausgangszweig der Brücke,
der sich als die Summe bzw. Differenz der beiden Brükkenzweigströnie darstellt.
Durch die Anordnung dieser Schaltung nach der Erfindung wird erreicht, daß die sekundärseitig
am Ausgangstransformator abgenommene Spannung periodisch ihre Amplitude vergrößert
und gleichzeitig "sich in der Phase voreilend verschiebt bzw. die Amplitude verkleinert
und gleichzeitig sich in der Phase nacheilend verschiebt. Da diese Spannung den
Steuergittern der den eigentlichen Arbeitsstrom erzeugenden Dampf- oder Gasentladungsstrecken
zugeführt wird, steuert sie deren
mittlere Stromführung entsprechend,
so daß jede derartige Entladungsstrecke bzw. Gruppe v an Entladungsstrecken einen
mittleren Halbwellenstrom von sehr großer Periodendauer, bezogen auf die Periode
des Netzwechselstromes, führt.
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Die Arbeitsweise der Schaltung im einzelnen wird unten an Hand von
aufgenommenen Strom- und Spannungskurven erläutert werden.
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Zuvor sei noch eine zweite Möglichkeit für die Verwirklichung des
Erfindungsgedankens an Hand der Abb.2 beschrieben. Auch in dieser Schaltung wird
die Steuergröße für die Dampfentladungsstrecken durch Überlagerung zweier Teilströme
im Ausgangszweig einer Brücke gewonnen, der wiederum einen Transformator 3 der gleichen
Art wie im Ausführungsbeispiel nach Abb. i und einen diesem parallel geschalteten
Kondensator io enthält. Der erste Teilstrom wird wie .bei der Schaltung nach Abb.
i als im wesentlichen kapazitiv er Strorrt von der Spannung eines vom INTetz 7 gespeisten
Transformators i durch einen Kondensator 2 getrieben; der zweite Teilstrom ist ebenfalls
ein eindeutig gerichteter Halbwellenstrom, dem periodische Änderungen aufgeprägt
sind.
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Die Steuerung dieses Halbwellenstromes erfolgt in der Abänderung des
Erfindungsgedankens nach Abb. z mit Hilfe eines ungesteuerten Gleichrichberelementes
q.', z. B. eines Trockengleichrichters, oder einer Gruppe solcher Elemente. In Reihe
zu diesem Element ist der Drehwandler 6 gegebenenfalls unter Vorschaltung eines
Begrenzungswiderstandes 8 geschaltet. Der Wandler 6 liefert also den Strom des zweiten
Brückenzweiges u. U. zusammen mit einer zusätzlichen Gleichstromquelle g. Durch
das-Zusammenwirken beider Teilstromkreise entsteht ähnlich wie bei Abb. i im Ausgangskreis
ein amplituden- und phasenveränderlicher Strom, der über den Transformator 3 die
gewünschte Steuerspannung erzeugt.
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Die Anordnung nach Abb. 2 hat gegenüber der nach Abb. i den Vorzug
einfacheren und billigeren Aufbaues, ganz besonders bei der Erzeugung entgegengesetzter
Halbwellen, die sich zu einem Wechselstrom niedriger Frequenz ergänzen.
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Zur besseren Erklärung der Wirkungsweise sei der Verlauf einiger Ströme
und Spannungen in einzelnen Elementen der Schaltung an Hand der folgenden Abbildungen
dargestellt. Hierin möge das positive Vorzeichen von Strömen und Spannungen den
durch Pfeile angedeuteten positiven Stromrichtungen in Abb. i bzw. Abb. 2 entsprechen.
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Abb. 3 zeigt den Verlauf der Spannung U6 des Drehwandlers 6 im Vergleich
zur Netzspannung UN. Ausgehend vom Zeitpunkt to wächst die Amplitude
der Spannung U, bis t' und geht dann bis t" wieder auf lull zurück. Sie ist
hierbei phasengleich mit UN. Anschließend wächst die Amplitude wieder bis
t"', jedoch in Phasenopposition zu UN, um dann wieder bis to zu verschwinden.
Betrachtet man daher nur die positiven Halbwellen der Spannung UN,
so ändert
sich die Drehwandlerspannung in diesen Zeiträumen regelmäßig zwischen positiven
und negativen Werten.
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Wird die Spannung UB als Gitterspannung in einer Schaltung nach Abb.
i verwendet, und sei die Anodenspannung des Rohres phasengleich mit UN, so
ergibt sich für den Strom iR des Rohres der in Abb. .4 dargestellte Verlauf. Die
Stromdurchlässigkeit des Rohres q, ist etwa zur Zeit t', d. h. bei der größten positiven
Gitterwechselspannungsamplitude, am größten, zur Zeit t"', d. h. bei größter negativer
Gitterspannung, immer gerechnet für den Zeitraum der positiven Anodenspannungshalbwellen,
am kleinsten.
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Über den Kondensator 2 fließt ein Strom ic nach Abb. 5. Dieser weist
in seiner negativen Halbwelle (in der Schaltung Abb. i im Transformator 3 in der
Pfeilrichtung fließend) eine starke Sättigungsspitze auf. Deren Entstehung ergibt
sich aus Abb. 6. Dort ist die Überlagerung der Ströme iR und ic im Transformator
3 dargestellt. Die Stromstöße iR seien positiv gerechnet; der Strom ic ist daher
in Abb. 6 mit der umgekehrten Polarität wie in Abb. 5 zu zeichnen. Die positive
Halbwelle von io wird also wenigstens teilweise durch den positiven Halbwellenstoß
iR aufgehoben, während die negative Halbwelle bestehen bleibt. Der resultierende
Strom iü = iR - ic, der auf diese Weise eine Gleichstromkomponente
in Pfeilrichtung erhält, überschreitet die Grenze, bei der Sättigung eintritt, nur
in den genannten von ic herrührenden Spitzen. Die periodisch schwankende Gleichstromkomponente
des Stromes iü ist am größten bei maximaler Stromdurchlässigkeit des Rohres 4..
Diese Komponente sucht der Transformator 3 vermöge seiner Drosselwirkung aufrechtzuerhalten,
d. h. der Strom des Kondensators :2 in der Gegenrichtung wird über das Rohr q. abgedrängt.
Dadurch ergibt sich während der CSffnungshalbperiode für den Kondensator :z eine
Ladespannung U2 bis zur Summe der beiden Spannungen der Transformatoren a und 5
(vgl. Abb. 7), so daß anschließend umgekehrt der Kondensator 2 als zusätzliche Spannungsquelle
für das Rohr q. zu arbeiten vermag. In Abb. 7 ist ohne weiteres zu erkennen, daß
für die i Halbwellen um cot = 18o° herum die negative Aufladung des Kondensators
(die in bezug
auf das Rohr q. eine positive Spannung liefert!)
jeweils in der Nähe des Nulldurchganges nach positiven Werten der Spannung UN nacheilt,
also bereits vor dem Nulldurchgang von L'N die 'Netzspannung um mehr als das Doppelte
zu überwiegen beginnt. In diesem Augenblick wird aber im Kreis i, 2, q., 5 die Spannung
am Rohr :i. positiv, so daß tatsächlich der Strom i:R (vgl. Abb. 4) jeweils eine
Phasenvoreilung aufweist. Die hierfür ausschlaggebende Phasenverzögerung der Kondensatorspannung
U_ ergibt sich daraus, daß als treibende Spannung in der betreffenden Halbwelle
nur die des Kreises i, 2 3 zur Verfügung steht (Transformator i), also die Hälfte
der in der anderen Halbwelle verfügbaren Spannung (Transformator i und 5).
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Durch die so bewirkte Phasenvoreilung des Stromes iR wird andererseits
erst die Kompensation gegen die eine Halbwelle des kapazitiven Stromes ic und damit
die Gleichstromkomponente im Transformator 3 mit ihren Wirkungen ermöglicht.
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Die aus Abb. 4. erkennbare vorzeitige Unterbrechung des im Rohr .4
fließenden Stromes rührt ebenfalls daher, dall die Kondensatorspannung L'= überhöht
ist. Infolge des etwas verzögerten Abklingens der positiven Spannung U@ (vgl. Abb.
7) steigt die Spannung U@ in dem Bereich zwischen etwa 0o t = 75° und (o
t = 300° jeweils nach Überschreitung des Scheitelwertes sehr rasch auf mehr
als das Doppelte des jeweiligen Spannungswertes UN. Da voraussetzungsgemäß die Spannung
UN sowohl auf der Sekundärseite des Transformators i als auch des Transformators
5 gleiche Größe besitzen soll, ergibt sich demnach eine vorzeitige Umkehrung der
am Rohr 4. liegenden Anodenspannung UR = 2 UN - L"2, welche eine V orverlegung des
Löschzeitpunktes in jeder ti.etzfrequenten Halbwelle bis zu beinahe go° bei cot
= i8o° bewirkt.
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Auf der Sekundärseite des während der Üffnungshalbperiode jeweils
stark vorgesättigten Ausgangstransformators 3 entsteht durch den Kondensator io
geglättet, die in Abb. 8 dargestellte Steuerspannung Us. Die Amplitude dieser Spannung
('S erhöht sich mit zunehmender Sättigung, und außerdem verfrüht sich ihre Phasenlage,
je mehr mit dem Anwachsen der Stromstöße iR der Phasenschwerpunkt der Grundwelle
des Stromes iü nach vorn verschoben wird. Die Steuerspannung Us besitzt also nach
der Mitte der öffnungshalbperiode zu wachsende Amplituden und in Richtung einer
Voreilung sich verschiebende Phasenlagen, in der übrigen Zeit dagegen kleine Amplituden
und späte Phasenlagen. Abb. 8 läßt erkennen, daß eine Phasenverschiebung von Null
nach i8o° (bezogen auf die Netzfrequenz) in dem Bereich zwischen o° und etwa go°
der Regelumdrehung und umgekehrt die Phasenverschiebung von etwa i8o° nach o° in
dem Bereich zwischen etwa 27o° und 36o° der Regelumdrehung eintritt. Im ganzen übrigen
Regelbereich, also zwischen etwa go° und etwa 27o" der Reglerumdrehung, bleibt die
Phasenlage angenähert konstant fast 18o° voreilend gegenüber dem Ruhezustand, während
in diesem Bereich eine Regeländerung im wesentlichen nur durch Amplitudenerhöhung
und die dadurch bedingte Änderung in der Steilheit der Anstiegsflanke bewirkt wird.
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Für die Regelung durch Phasenänderung ist die Bemessung der in den
Steuerkreis vorgesehenen Schaltelemente, insbesondere der Kondensatoren, von ausschlaggebender
Bedeutung. Dies wird klar an der Abb. 7a, welch8 den Verlauf der Spannung UR am
Elektronenrohr q. zeigt. Diese Spannung ist, wie ein Vergleich mit Abb.7 zeigt,
gleich der Differenz aus der doppelten Netzspannung, die von den in Reihe geschalteten
Transformatoren i und 5 geliefert wird, und der Spannung des Kondensators 2,
UR = 2 UN -- Up.
Ein Vergleich der Abb. 7 und 7a zeigt, daß schon geringfügige
Änderungen in der Kurvenform der Spannung U, ausschlaggebenden Einfluß auf die zeitliche
Lage der Nulldurchgänge der Spannung UR haben.
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Mit der am Ausgangstransformator abgenommenen Steuerspannung US lassen
sich Dampf- oder Gasentladungsstrecken hinsichtlich des Zeitpunktes des Entladungseinsatzes
so steuern, daß der Strommittelwert in langsamem Takte periodisch von Null ansteigt
und wieder verschwindet. Werden zwei dermaßen gesteuerte Entladungsstrecken oder
Gruppen von Entladungsstrecken gegeneinander geschaltet, so ergibt sich ein mittlerer
Wechselstrom der entsprechenden niedrigen Frequenz.
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Die Wirkungsweise der Schaltung nach Abb.2 ist ähnlich der oben beschriebenen
der Abb. i. Der Verlauf der Drehreglerspannung UB und ihre Phasenbeziehungen zur
Netzspannung UN sind die gleichen, wie sie in Abb. 3 dargestellt sind. Ebenso
ist der zeitliche Verlauf der Ströme ic und iR grundsätzlich gleichartig wie in
Abb. 4, und 5, und ebenso ihre Überlagerung zum Ausgangsstrom iü nach Abb. 6. In
den Abb. g und io sind diese Ströme in ihrer Beziehung zur Phasenlage der Netzspannung
dargestellt, wie sie in einer Schaltung nach Abb. 2 gemessen wurden. Die Abb. i
i zeigt den dazugehörigen Verlauf der Ausgangsspannung Us und gleichzeitig ihren
Einfluß auf das Arbeiten
der gesteuerten Dampfentladungsstrecken
an Hand der Kurve der diesen Entladungsstrecken zugeführten Anodenspannung UT, welche
phasengleich mit der Netzspannung UN
ist. Außerdem ist der besseren Übersichtlichkeit
halber die zugehörige Spannungskurve U, darunter dargestellt.
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Im einzelnen wird zu diesen Kurven noch folgendes bemerkt: Die Phasenlage
des über das Ventil q.' getriebenen Halbwellenstromes iR ist im wesentlichen durch
die Phasenlage der Drehreglerspannung U6 gegeben; wegen der vorwiegend kapazitiven
Belastung ist jedoch der Schwerpunkt der Stromhalbwelle nach vorn verschoben. Während
aber bei einer Schaltung nach Abb. i die gleichgerichteten Stromhalbwellen iR in
einer Periode der erzeugten Frequenz nur je einmal in ihrem Scheitelwert anwachsen
und wieder abnehmen, erfolgt diese Änderung bei der Schaltung nach Abb. a in jeder
Periode je zweimal; allerdings treten die Stromhalbwellen in der einen Halbperiode
während der positiven, in der anderen Halbperiode während der negativen Netzspannungshalbwellen
auf (vgl. Abb. 9) .
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Die öffnungshalbperiode der zu steuernden Dampf- oder Gasentladungsstrecken
ist nun diejenige Zeit, in der die Netzspannung UN
und die Wandlerspannung
U, im Kreise i, 2, q.', 6 gleichphasig, d. h. in bezug auf den Ausgangstransformator
3 gegenphasig sind (in Abb. 9 bis ii von o° bis i8o°). Die über das Gleichrichterelement
4.' getriebenen netzfrequenten Halbwellenströme fließen hierbei jeweils etwa während
der positiven Halbwellen der Netzspannung UN. Die hierbei noch in Betracht
zu ziehende Vorverschiebung der Stromhalbwellen erklärt sich folgendermaßen: Beim
Nulldurchgang des Stromes ic von negativer nach positiver Richtung sind die beiden
Köndensatoren 2 und io aufgeladen. Wenn anschließend die Netzspannung
UN kleiner wird, nimmt die Ladung des Kondensators 2 wegen der durch Drosselwirkung
des Ausgangstransformators 3 aufrechterhaltenen Gleichstromkomponente im Ausgangszweig
langsamer ab, als es dem Abfall der Netzspannung UN entspricht. Die Umladung
des Kondensators 2 wird auf den Weg über den Gleichrichter q.' abgedrängt. Dieser
wird in dem Augenblick durchlässig, und zwar vor dem Nulldurchgang der Spannung
UB nach positiven Werten, wo die Differenz aus der abnehmenden Spannung
UN und der in erster Annäherung konstant bleibenden Spannung U2 kleiner wird
als der Augenblickswert der Spannung (- U,). Diese Verhältnisse sind in Abb. 12
dargestellt. Zunächst ist lediglich die Spannung des Kondensators 2 treibend. Der
Phasenzeitpunkt des Einsatzes von iR verschiebt sich während der Drehreglerumdrehung
in dem Bereich zwischen etwa co t =o - iSo° zunächst von frühen Zeitpunkten
nach späteren und dann wieder zurück nach frühen Phasenzeitpunkten, da die Spannung
am Trockengleichrichter q.' um so früher zu positiven Werten übergeht, je kleiner
der Scheitelwert der Wandlerspannung U a im Vergleich zum Scheitelwert der Netzspannung
UN ist. Auch diese Änderung ist aus Abb. 12 ersichtlich. In Abb. 9 ist diese
Phasenverschiebung im Einsatz der Stromstöße iR zu erkennen.
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Da der vom Kondensator z getriebene Stromstoß im wesentlichen über
das Ventilelement q.' fließt, erscheint er nicht nur in der Stromkurve iR, sondern
auch in der Stromkurve ic, und zwar hier als negative Überlagerungsspitze. Daraus
ergibt sich die Ähnlichkeit im Verlauf beider Ströme in den fraglichen Zeiträumen.
Auch das vorzeitige Erlöschen des Stromes iR ist durch die Aufladung des Kondensators
2 bedingt. Diese erfolgt durch die beiden im äußeren Stromkreis treibenden Spannungen
U,; und UN in Reihenschaltung, derart, daß die Spannung am Gleichrichter q.' in
der Durchlaßrichtung früher verschwindet als die Wandlerspannung Ga. Dadurch ergibt
sich ebenso wie bei der Schaltung nach Abb. i ungefähre Gleichphasigkeit zwischen
der negativen Halbwelle des Stromes ic und den Stromstößen iR, so daß beide Ströme
sich im Ausgangstransformator in den betreffenden Zeiten teilweise aufheben und
damit der Strom iü (vgl. Abb. io) eine ausgesprochene Gleichstromkomponente erhält.
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Mit der hierdurch bedingten Phasenverschiebung des Stromes iü ist
auch die gewünschte Phasenänderung der Ausgangsspannung US gegeben. Die Ausgangsspannung
US (vgl. Abb. i i) weist außerdem unter der Einwirkung der Sättigung im Ausgangstransformator
3 in dem Bereich zwischen cot = o 'und i8o' mit wachsender Wandlerspannung
U6 auch eine wachsende Amplitude bzw. steigende Flankensteilheit auf, die im gleichen
Sinne wirkt wie die Phasenverschiebung.
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Die Abb. i i zeigt an Hand der Kurve der ausgesteuerten Anodenspannung
U7- der Dampfentladungsstrecken das Ergebnis der Steuerung. In dem Bereich zwischen
co t = o
und i8o' setzt mit wachsender Wandlerspamnung UO zunächst in einem
späten Phasenzeitpunkt die Zündung der Dampfentladungsstrecken ein, um etwa bei
co t = 9o° eine größte Voreilung zu erreichen. Zwischen co t = 9o° und i8o'
nimmt der gesteuerte Strommittelwert durch Rückverschiebung des
Einsatzpunktes
wieder ab. Die Abb. i i läßt außerdem erkennen, daß in Reihe zur Spannung L'6 im
Gitterkreis der Entladungsstrecken noch eine Gleichvorspannung vorgesehen ist. Die
Größe dieser V orspannung ist so zu bemessen, daß sie im Sperrbereich, co
t zwischen i 8o und 36o°, mit Sicherheit Zündungen der Entladungsstrecken
vermeiden muß. Sie kann um so kleiner gehalten werden, je genauer die Spannung Us
in dem fraglichen Sperrbereich die Bedingung erfüllt, daß sie während der positiven
Halbfellen der Spannung (%T nur negative Werte aufweist, also gegenphasig verläuft.
Wie die Abb. i i zeigt, ist in dein dargestellten Falle diese Bedingung nicht restlos
erfüllt.
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Derartige Ungenauigkeiten rühren, wie die Abb. 9 erkennen läßt, daher,
daß u. U. auch nährend der Sperrhalbperiode Kondensatorumladungen bzw. Aufladungen
über das Ventilelement 4.' erfolgen und daß infolgedessen Sättigungserscheinungen
im Ausgangstransformator 3 auftreten. In Abb. 9 wird dies durch die zeitweilig zusätzlich
auftretende, der Spannung UT bzw. ("N nacheilende Spitze im Stromverlauf iR angezeigt,
während normalerweise die Stromstöße iR in diesem Bereich symmetrisch und gleichphasig
zu den dargestellten positiven Halbwellen der Spannung UT verlaufen. Es ist auch
ersichtlich, daß dieser Zusatzstromstoß nur eintritt, wenn der Strom iR vorher einen
gewissen Mindestwert überschritten hat. Durch entsprechende Bemessung oder unsymmetrische
Gestaltung der Speisespannung im Stromkreis 4', 6, 3 läßt sich daher diese Uns_vminetrie
verringern bzw. beseitigen.
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Die Anwendung der vorstehend in Aufbau und Wirkungsweise geschilderten
Steuerschaltungen kann beispielsweise in einer Anordnung nach Abb. 13 erfolgen.
Diese Anordnung, welche aus einem normalen Wechselstromnetz 7 gespeist wird, soll
an den Klemmen 2o, 2 i eine Wechselspannung bzw. einen Wechselstrom äußerst niedriger
und vorzugsweise regelbarer Frequenz abgeben. Zu diesem Zweck werden zwei Gruppen
von gittergesteuerten Dampf- oder Gasentladungsstrecken 22, 23 bzw. 24, 25 entsprechend
der Erfindung durch einen Steuerkreis gesteuert. Der Steuerkreis setzt sich aus
zwei Teilkreisen 31 und 32 nach Abb. 2 zusammen, deren jeder eine Gruppe
von Entladungsstrecken steuert. Der Teilsteuerkreis 31 besteht aus dem Eingangstransformator
i, dem Kondensator 2 und dein Gleichrichtereleinent 4 sowie einem Ausgangstransformator
3 mit zwei Sekundärwicklungen 33 und 34. Der zweite Steuerkreis 32 ist entsprechend
aus einem Transformator i', einem Kondensator 2', dem Gleichrichterelement 4' und
dein Ausgangstransformator 3' mit den Sekundärwicklungen 33' und 34' aufgebaut.
Beide Steuerkreise werden von dem gemeinsamen Drehregler 6 über dessen Schleifringe
unter Vorschaltung eines Begrenzungswiderstandes 8 gespeist. Der Drehregler 6 wird
über Getriebe 4o durch einen regelbaren Gleichstrommotor 41 in Umdrehung versetzt.
Parallel zu den Sekundärwicklungen der Ausgangstransformatoren 3 und 3' sind erfindungsgemäß
die Kondensatoren 35, 36, 35', 36' geschaltet und die Ausgangsspannungen in Reihe
mit je einer Hilfsgleichspannung, die mit Hilfe von Hilfsgleichrichtern 42, e3,
44, 45 und den zugehörigen Glättungseinrichtungen gewonnen sind, den Steuergittern
der Entladungsstrecken 22 bis 25 zugeführt. Die Entladungsstrecke 22 ist dabei mit
der Entladungstrecke 23 und 24 mit 25 gegensinnig parallel geschaltet und die beiden
Gruppen von Entladungstrecken in Vollwegschaltung an den mittenangezapften Transformator
46 angeschlossen. Die Entladungsstrecken 22 und 24 werden von der gleichen Spannung
gesteuert, und ebenso die Entladungsstrecken 23 und 25.
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Die Steuerschaltung hat, wie die Abb. 13
zeigt, den besondern
Vorteil, daß ein einziger Drehregler für die Steuerung beider Gruppen von Entladungsstrecken
ausreicht, da die beiden Steuerkreise über den Drehregler miteinander gekuppelt
werden können.
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Die mit der Gesamtanordnung erzielte Wechselstromkurve ist in den
Abb. 14, 15 und 16 für den Fall der Erzeugung von etwa ii,i Hz, 6,25 Hz und 2,5
Hz aus einer normalen Wechselspannung von 5o Hz dargestellt. Die ausgezogenen Stromkurven
geben dabei jeweils den Strom an den Klemmen 2i, 22 wieder. Im gleichen Bild ist
auch der Kurvenzug des ungeglätteten Stromes dargestellt, wie er der Glättungseinrichtung
47 zufließt.
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Die Erfindung kann selbstverständlich auch zur Erzeugung niedriger
Frequenzen mit. einer einzigen Gruppe von Entladungsstrecken dienen. Es ergibt sich
dabei lediglich ein Unterschied in der Kurvenform sowie eine überlagerte Gleichstromkomponente.
Diese wird jedoch in manchen Fällen gegen die Vereinfachung und Verbilligung der
Umformungseinrichtung in Kauf zu nehmen sein.