DE69935760T2

DE69935760T2 - Gerät und verfahren zur impedanzdetektion

Info

Publication number: DE69935760T2
Application number: DE69935760T
Authority: DE
Inventors: Toshiyuki Matsumoto; Yoshihiro Hirota; Muneo Harada; Takaya Hirosaki-shi MIYANO
Original assignee: Tokyo Electron Ltd
Current assignee: Tokyo Electron Ltd
Priority date: 1998-02-19
Filing date: 1999-02-19
Publication date: 2007-08-16
Anticipated expiration: 2019-02-20
Also published as: CN1165773C; DE69936551D1; IL132450A0; EP0975982B1; JP3498317B2; IL132448A0; KR20010006527A; JP2001510580A; AU2548099A; JP3498318B2; CN1256757A; US6373264B1; TW418323B; DE69938636D1; JP2001525071A; AU730847B2; CN1256756A; DE69935760D1; DE69936551T2; CN1161624C

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen ein Detektionsgerät und -verfahren zum Detektieren eines Betrages einer physikalischen Variablen, und insbesondere ein Detektionsgerät und -verfahren zum Detektieren eines Betrages einer physikalischen Variablen, um ein Signal entsprechend zu einem Betrag bereitzustellen, das digital verarbeitet werden kann.
Hintergrundstand der Technik
Als ein früheres Beispiel des Standes der Technik eines Detektions-Schaltkreises, der angepasst ist, eine Änderung in einem physikalischen Betrag zu detektieren, wird zum Beispiel in der Japanischen Patentveröffentlichung (Laid-Open oder Kokai) No. 63-108257, ausgegeben 1988, beschrieben. 1 ist ein Blockdiagramm, das den Detektions-Schaltkreis gemäß dem Stand der Technik darstellt, der in der Nr. 63-108257 beschrieben wird. Der Detektions-Schaltkreis, der vorgesehen ist, Feuchtigkeit als einen physikalischen Betrag zu detektieren, umfasst eine Oszillationseinheit 51, mit einem Feuchtigkeitssensor 54, einem F-V-Umwandler 52 und einem logarithmischen Verstärker 53. Der Feuchtigkeitssensor 54 ist gestaltet, um seinen Widerstand gemäß Variationen in einer Umgebungsfeuchtigkeit zu variieren. Dann veranlasst die Widerstandsvariation die Oszillationseinheit 51, ihre Oszillationsfrequenz zu ändern. Ein Ausgabesignal der Oszillationseinheit 51 wird als Nächstes in den F-V-Umwandler 52 eingegeben, in dem die Frequenz des Signals in eine Gleichspannung umgewandelt wird. Das Gleichspannungssignal, das von dem F-V-Umwandlerschaltkreis 52 ausgegeben wird, wird als Nächstes in den logarithmischen Verstärker 53 eingegeben, in dem die Gleichspannung logarithmisch verstärkt wird. Auf diese Weise kann dieser Detektions-Schaltkreis die Feuchtigkeit auf der Basis des Ausgabe-Spannungswertes von dem Logarithmusverstärker 53 aufzeigen.
Ein anderer, früherer Detektions-Schaltkreis wird in der Japanischen Patentveröffentlichung (Kokoku) Nr. 2-22338 beschrieben. Dieser Detektions-Schaltkreis detektiert ebenso eine Änderung in einer Feuchtigkeit, wie in dem Fall der oben erwähnten Nr. 63-108257. Obwohl hier nicht gezeigt, umfasst der Detektions-Schaltkreis einen Integrierer zur Detektion einschließlich eines Feuchtigkeitssensors als einer Kapazität, die ihren Wert in Reaktion auf eine Feuchtigkeit ändert, und einen Referenz-Integrierer zum Vergleich, der die Zeitkonstante nicht ändert. Bei einem Betrieb des Detektions-Schaltkreises-wird das gleiche Pulssignal in beide Integrierer eingegeben und der Unterschied zwischen Signalen, die von den jeweiligen Integrierern ausgegeben werden, wird von einem differenziellen Verstärker geliefert und ein Maximalwert des Unterschiedes wird weiter von einem Spitzenhalte-Schaltkreis als ein Gleichspannungs-Signal ausgegeben. Daher kann der Detektions-Schaltkreis die Umgebungsfeuchtigkeit basierend auf der Ausgabespannung des Spitzenhalte-Schaltkreises bereitstellen.
Ein anderes, früheres Beispiel gemäß dem Stand der Technik eines Detektions-Schaltkreises wird in einer der Japanischen Patentveröffentlichung (Kokai Nr. 63-27720) beschrieben. 2 ist ein Schaltkreisdiagramm, das den Detektions-Schaltkreis darstellt, der zur Gewichtsdetektion dient, der in Nr. 63-27720 beschrieben ist. Ein weiterer Schaltkreis gemäß dem Stand der Technik wird in GB 2 002 143 und in der Veröffentlichung Dai Ming Yuan, „Wein-Robinson-Oszillator zur Messung kleiner Kapazitätsänderungen" Elektronik, Ausgabe 37, Nr. 9,1998, Seiten 86–89 beschrieben.
Zusammenfassung der Erfindung
In den letzten Jahren sind integrierte Schaltkreistechnologien fortgeschritten und ein digitales Signalverarbeiten, das komplizierte Produkt-/Summen-Operationen benötigt, kann leicht durch Verwenden eines Prozessors durchgeführt werden, der dem Signalverarbeiten oder Ähnlichem gewidmet ist. Da ein derartiges digitales Signalverarbeiten ein Zeit-Multiplex-Verarbeiten oder Ähnliches unter Verwendung einer Software-Steuerung ermöglicht, kann eine große Menge an komplizierten Signalen verarbeitet werden, um eine Vielfalt an Information genau aufzuzeigen, während vermieden wird, dass ein System einen größeren Umfang und erhöhte Kosten erfordert.
Jeder der Detektions-Schaltkreise, die in der oben erwähnten Japanischen Patentveröffentlichung der Nrn. 63-108257 und 2-22338 offenbart sind, gibt jedoch aus seinem Ausgabeanschluss ein analoges Signal oder eine Spannung aus, die eine Größe in Abhängigkeit des physikalischen Betrages aufweist. Es ist daher notwendig, die Ausgabespannung in ein digitales Signal durch einen zusätzlichen A/D-Umwandler umzuwandeln, um es digital zu verarbeiten. Aus diesem Grund ist, falls das digital verarbeitende Gerät, wie zum Beispiel ein Mikro-Computer, eingeführt wird, um die Ausgabe des Detektions-Schaltkreises zu verarbeiten, eine komplexere Konfiguration, wie z.B. ein A/D-Umwandler, dazwischen nötig, wodurch ein Problem einer erhöhten Größe und erhöhter Kosten des gesamten Systems verursacht wird. Insbesondere, wenn paralleles Echtzeit-Verarbeiten für eine große Anzahl von Signalen benötigt wird, die von derartigen Detektions-Schaltkreisen ausgegeben werden, ist es nötig eine Anzahl von A/D-Umwandlern gleich der Anzahl an Signalen von den Detektions-Schaltkreisen bereitzustellen, die das obige Problem hervorspringender machen.
Andererseits umfasst, wie in 2 dargestellt, der in der Japanischen Patentveröffentlichung Nr. 63-27720 beschriebene Detektions-Schaltkreis eine Oszillationseinheit 42 mit Operationsverstärkern 42a, 42b und einem Sensor 41, der die Kapazität gemäß einem auf diesen angewendeten Gewichtes ändert. Eine Oszillationsfrequenz der Oszillationseinheit 42 ändert sich in Reaktion auf eine Änderung in der Kapazität des Sensors 41. Ein variabler Widerstand 43 wird ebenso in der Oszillationseinheit 42 zum Einstellen einer Basis der Oszillationsfrequenz bereitgestellt.
Ein Ausgabesignal des Oszillations-Schaltkreises 42 wird in einen Verstärker 46 mit einem Transistor 46a eingegeben. Der Verstärker 46 verstärkt das Ausgabesignal der Oszillationseinheit 42, um so eine ausreichende Amplitude aufzuweisen, dass ein Zähler 47 in einem Mikro-Computer 45 die Anzahl der Wellen des Oszillationssignals zählen kann. Daher zählt der Zähler 47 die Anzahl der Wellen in dem verstärkten Signal während einem vorbestimmten Zeitraum und gibt einen Zählwert an eine verarbeitende Einheit 48 in dem Mikro-Computer 45 aus. Ein Spannung einstellender Schaltkreis 44 wiederum stellt eine vorbestimmte Gleichspannung ein. Diese Gleichspannung wird in einen A/D-Umwandler 49 in dem Mikro-Computer 45 eingegeben, bei dem diese in ein digitales Signal umgewandelt wird, und dann an die verarbeitende Einheit 48 ausgegeben. Die verarbeitende Einheit 48 berechnet die Kapazität des Sensors 41 aus dem Zählwert unter Verwendung des digitalen Wertes, der von dem A/D-Umwandler 49 als ein Umwandlungs-Koeffizient eingegeben wird.
In dem in 2 gezeigten Detektions-Schaltkreis wandelt die Oszillationseinheit 42 eine Änderung in der Kapazität des Sensors 41 in eine Änderung in einer Frequenz um. Dann zählt der Zähler 47 die Anzahl der Wellen in dem Frequenzsignal von der Oszillationseinheit 42, so dass die Kapazitätsänderung des Sensors 41 als ein digitales Signal aufgezeigt werden kann.
Jedoch wird in dem in 2 gezeigten Detektions-Schaltkreis irgendeine parasitäre Kapazität unausweichlich bei einem Eingabeanschluss des Operationsverstärkers 42a oder Ähnlichem erzeugt. Wenn daher ein Sensor 41 mit einer außerordentlich kleinen Kapazität verwendet werden muss, erzeugt eine Änderung in der Kapazität des Sensors 41 keine ersichtliche Änderung in einer Frequenz des Ausgabesignals aufgrund des Einflusses der parasitären Kapazität. Insbesondere bei dem Ansatz, der die Anzahl an Wellen in der Signalausgabe von der Oszillationseinheit 42 in einem vorbestimmten Zeitraum zählt, um eine Änderung in der Kapazität des Sensors 41 aufzuzeigen, stellt lediglich eine Änderung in einer Frequenz, die einen bestimmten Pegel überschreitet, eventuell eine Änderung in der Anzahl der Wellen dar. Daher verursacht dies darin ein Problem, dass eine Änderung in der Kapazität des Sensors 41 schwierig zu erfassen ist, wenn eine Änderung in der Oszillationsfrequenz den Pegel nicht erreicht. Es ist vorgesehen, die Oszillationsfrequenz der Oszillationseinheit 42 höher zu machen und einen Zähler mit einer sehr hohen Geschwindigkeit 47 zu verwenden, um ein derartiges Problem wie oben zu lösen. Jedoch würde die Lösung in einer komplexeren Schaltkreiskonfiguration resultieren und daher in einem sehr teuren Gerät. Darüber hinaus wird die parasitäre Kapazität wie erwähnt bedeutend größer, wenn der Operationsverstärker 42a der Oszillationseinheit 42 und der Sensor 41 auf getrennten Chips gebildet werden. Folglich würde es eine derartige, erhöhte parasitäre Kapazität es schwierig machen, eine stabile Oszillation in der Oszillationseinheit 42 zu erzeugen.
Weiter muss in dem in 2 gezeigten Detektions-Schaltkreis eine Änderung in der gezählten Anzahl der Wellen in eine Änderung in einem Kapazitätswert durch digitales Verarbeiten in der verarbeitenden Einheit 48 umgewandelt werden. Jedoch weist die Oszillationsfrequenz der Oszillationseinheit 42, wie oben erwähnt, kaum eine einfache proportionale Beziehung mit dem Kapazitätswert des Sensors 41 auf. Mit anderen Worten, müssen komplizierte Operationen, wie zum Beispiel Quadrat- und Inversions-Operationen, bei einer hohen Geschwindigkeit in der verarbeitenden Einheit 48 durchgeführt werden, um eine Änderung in der Kapazität des Sensors in Echtzeit aufzuzeigen. Daher werden, solange keine besonders teuren und Hochleistungs-Mikro-Computer verwendet werden, die meisten der Fähigkeiten der verarbeitenden Einheit 48 von derartigen Operationen aufgebraucht.
Die vorliegende Erfindung wurde getätigt, um die Probleme zu lösen, die dem Stand der Technik innewohnen. Demgemäß ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Detektionsgerät und ein -verfahren bereitzustellen, das eine Oszillationseinheit verwendet, deren Ausgabefrequenz zuverlässig in Abhängigkeit einer Impedanz variiert, wie zum Beispiel einer Kapazität eines Sensors.
Ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Detektionsgerät und -verfahren bereitzustellen, das eine Oszillationseinheit verwendet, deren Ausgabefrequenz im Wesentlichen proportional zu einer Impedanz variiert, wie zum Beispiel einer Kapazität eines Sensors.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Detektionsgerät und -verfahren bereitzustellen, die in der Lage sind, eine Änderung in einer Kapazität eines Sensors ausnahmslos in einer einfachen Konfiguration konstant zu erfassen, ungeachtet der Werte der Sensorkapazität und der parasitären Kapazitäten.
Noch ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Detektionsgerät und -verfahren bereitzustellen, das eine Oszillationseinheit verwendet, deren Ausgabefrequenz in Abhängigkeit einer Kapazität eines Sensors variiert, bei dem die Oszillationseinheit ein Rechteck-Welle bereitstellen kann, damit eine Variation in einer Amplitude der Oszillationsausgabe nicht die Detektion des Kapazitätswertes beeinflusst.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung ein Gerät zum Detektieren einer Sensorimpedanz, die in Reaktion auf einen abgetasteten, physikalischen Betrag von zumindest einem Sensor variiert, wobei das Gerät eine Impedanz-Frequenz-Umwandlungseinheit, die einen Oszillator umfasst, zum Umwandeln der Sensorimpedanz in ein Oszillationssignal und einen Zähler zum Zählen der Anzahl von Wellen des Oszillationssignals umfasst, um einen Zählwert auszugeben, der verwendet wird, um einen Wert entsprechend der Sensorimpedanz bereitzustellen; Wobei die Impedanz-Frequenz-Umwandlungseinheit einen Impedanz-Spannungs-Wandler zum Bereitstellen einer Ausgabespannung entsprechend der Sensorimpedanz umfasst, und der Oszillator ein variables Impedanzelement umfasst, dessen Impedanz in Reaktion auf die Ausgabespannung des Impedanz-Spannungs-Wandlers variiert, um das Oszillationssignal in Reaktion auf eine Impedanz des variablen Impedanzelements zu erzeugen, wobei das Gerät eine Spannungs-Addier-Einheit zum Addieren einer vorbestimmten Gleichspannung zu der Ausgabespannung des Impedanz-Spannungs-Wandler umfasst.
Zusätzlich hängt eine Frequenz des Oszillationssignals von einer geänderten Impedanz des Elementes ab.
Vorzugsweise ist die Spannungs-addierende Einheit zwischen der Impedanz-Spannungs-Umwandlungseinheit und dem Oszillator positioniert.
In dem Gerät des ersten Aspektes ist es vorzuziehen, dass das variable Impedanzelement des Oszillators durch einen Drain-Source-Widerstand eines ersten MOSFET gebildet wird, der variabel durch eine Spannung ist, die auf ein dessen Gate angewendet wird und die Spannungs-addierende Einheit einen zweiten MOSFET umfasst, der ein Gate aufweist, das verbunden ist, die Ausgabespannung entsprechend der Sensor-Impedanz zu empfangen und einen Drain, der mit einem variablen Lastwiderstand verbunden ist, um eine addierte Spannung an das Gate des ersten MOSFET bereitzustellen.
In dem Gerät des ersten Aspekts ist es für die Sensor-Impedanz vorzuziehen, ein Kondensator zu sein und der Impedanz-Spannungs-Umwandler umfasst (a) einen ersten Operationsverstärker mit einem invertierenden Eingabeanschluss, der verbunden ist, eine Eingabespannung durch einen Widerstand von einem variablen Spannungserzeuger zu empfangen und mit seinem Ausgabeanschluss über einen Widerstand und einen ersten Schalter verbunden ist, die parallel zueinander verbunden sind, und mit einer nichtinvertierenden Eingabe, der verbunden ist, die Eingabespannung über die Sensor-Impedanz und eine Referenzspannung über einen Schalter zu empfangen, wobei die Eingabespannung variabel ist während der Schalter ausgeschaltet ist, (b) einen zweiten Operationsverstärker mit einer invertierenden Eingabe, die verbunden ist, die Eingabespannung über einen Widerstand von dem variablen Spannungserzeuger zu empfangen und mit seiner Ausgabe über einen Widerstand und einen zweiten Schalter verbunden ist, die parallel zueinander verbunden sind, und einer nicht-invertierenden Eingabe, die mit einem Referenz-Spannungsanschluss verbunden ist, und (c) einen dritten Operationsverstärker mit einer nicht-invertierenden Eingabe, die verbunden ist, eine Ausgabespannung von dem ersten Operationsverstärker zu empfangen und mit einer invertierenden Eingabe, die verbunden ist, eine Ausgabespannung von dem zweiten Operationsverstärker zu empfangen und mit einer Ausgabe über einen variablen Widerstand und einem dritten Schalter verbunden ist, die parallel zu einander verbunden sind, wobei die Ausgabe mit dem Gate des zweiten MOSFET verbunden ist und die ersten bis dritten Schalter eingeschaltet werden, um die Impedanz-Spannungs-Umwandlungseinheit zurückzusetzen und ausgeschaltet werden bevor eine Messung der Impedanz gestartet wird. Die ersten bis dritten Schalter werden während eines Zurücksetzungs- oder Initialisierungs-Zyklus eingeschaltet und vor einem Starten eines Messzyklus ausgeschaltet.
Ein Verfahren eines Detektierens einer Sensorkapazität, die in Reaktion auf einen abgetasteten physikalischen Betrag eines Sensors variiert, gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst die Schritte (a) eines Umwandelns der Sensorkapazität in ein dazu entsprechendes Oszillationssignal und eines Zählens der Anzahl an Wellen des Oszillationssignals, um einen Zählwert auszugeben, der verwendet wird, einen Wert entsprechend der Sensorimpedanz bereitzustellen, wobei der Schritt des Umwandelns der Sensorkapazität in das Oszillationssignal die Schritte eines Umwandelns der Sensorkapazität in eine Spannung umfasst, ein Variieren eines Widerstandes eines Elements in Reaktion auf die umgewandelte Spannung und ein Erzeugen des Oszillationssignals, das in Reaktion auf den Widerstand des Elements variiert; und ein Addieren einer vorbestimmten DC-Spannung zu der Ausgabe-Spannung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm, das ein früheres Detektionsgerät zum Detektieren einer Sensorkapazität darstellt;
2 ist ein Blockdiagramm, das ein anderes, früheres Detektionsgerät zum Detektieren einer Sensorkapazität darstellt;
3 zeigt ein Blockdiagramm, das schematisch ein Detektionsgerät zum Detektieren einer Sensorkapazität gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
4 stellt einen detaillierten Aufbau eines Wien-Brücken-Oszillators dar, der als eine Oszillationssignal-Erzeugungseinheit des in 3 gezeigten Gerätes verwendbar ist;
5 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Kreisverstärkung A und einer Oszillationsfrequenz in einem simulierten Beispiel des in 4 gezeigten, Wien-Brücken-Oszillators darstellt;
6 sind Graphen, die von unterschiedlichen Kreisverstärkungen abhängen, wobei jede eine Beziehung zwischen einer Sensorkapazität und einer Oszillationsfrequenz eines simulierten Wien-Brücken-Oszillators, wie in 4 gezeigt, darstellt;
7 ist eine Draufsicht eines Resonator-Feldes, das die Sensoren bildet;
8 ist ein Graph, der Beziehungen zwischen Oszillationsfrequenzen und Amplituden eines simulierten Resonator-Feldes, wie in 7 gezeigt, darstellt;
9 ist eine schematische Querschnittsansicht eines Teils des in 7 gezeigten Resonator-Feldes;
10 ist ein Graph, der eine Änderung in einer Sensorkapazität des Resonator-Feldes darstellt;
11 ist ein Blockdiagramm eines Sensorkapazitäts-Detektionsgerätes, das das in 7 gezeigte Resonator-Feld bildet, und der in 4 gezeigten Oszillatoren;
12 und 13 stellen Schaltkreisdiagramme der Oszillatoren dar, die als die Oszillationssignal-Erzeugungseinheit des in 3 gezeigten Gerätes verwendbar sind;
14 ist ein Blockdiagramm, das einen anderen Aufbau der Oszillationssignal-Erzeugungseinheit des in 3 gezeigten Gerätes zeigt;
15 zeigt Zeitdiagramme zum Erklären eines Betriebs der Oszillationssignal-Erzeugungseinheit in 14;
16 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Sensorkapazität und einer Ausgabespannung eines simulierten Beispiels des in 14 gezeigten Spannungs-Ausgabeschaltkreises zeigt;
17 ist ein vergrößerter Graph von demjenigen, der in 16 gezeigt ist;
18 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Sensorkapazität und einer Ausgabespannung darstellt, die in einem geprüften Beispiel des in 14 gezeigten Spannungs-Ausgabeschaltkreises erhalten wird; und
19 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Sensorkapazität und einer Oszillationsfrequenz in einem simulierten Beispiel der in 14 gezeigten Oszillationssignal-Erzeugungseinheit darstellt.
Beste Ausführungsart der Erfindung
3 ist ein Blockdiagramm, das allgemein ein Detektionssystem gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt, das ein Detektionsgerät 1 und ein Digitalsignal verarbeitendes Gerät 2 darstellt. Das Detektionsgerät 1 ist aus einer Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3 mit einem Sensor 8 und einem Zähler 4 gebildet und stellt ein Digitalsignal entsprechend einem physikalischen Betrags bereit, der von dem Sensor 8 abgetastet wird, das direkt von dem Digitalsignal verarbeitenden Gerät 2 verarbeitet werden kann. Das Digitalsignal verarbeitende Gerät 2 ist aus einer Spitzen-Halteeinheit 5 einer Kapazitäts-Umwandlereinheit 6 und einer Amplituden-Detektionseinheit 7 gebildet und erkennt den physikalischen Betrag, der von dem Sensor 8 abgetastet wird, basierend auf dem Signal, das von dem Zähler 4 bereitgestellt wird. Die Kapazitäts-Umwandlereinheit 6 ist ein Gerät, das einen Kapazitätswert aus Spitzenspannungen berechnet, die von der Spitzen-Halteeinheit 5 bereitgestellt werden. Die Amplituden-Detektionseinheit 7 ist ein Gerät, das eine Amplitude eines Resonanzsignals aus dem Kapazitätswert der Kapazitäts-Umwandlereinheit 6 berechnet.
4 stellt ein Schaltkreisdiagramm einer ersten Ausführung der Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3 dar, die in dem in 3 gezeigten Detektionsgerät 1 enthalten ist. Die Einheit 3 wird als ein Wien-Brücken-Oszillator implementiert, der eine positive Rückkopplung auf einen Verstärker durch ein Rückkopplungs-Schaltkreis-Netzwerk mit einer Frequenz-Selektivität ausübt. Insbesondere ist das Rückkopplungs-Schaltkreis-Netzwerk aus einem ersten Impedanzteil 37, der einen seriellen Schaltkreis eines Widerstandes 31 und eines Kondensators 35 umfasst und einem zweiten Impedanzteil 38 gebildet, der aus einem parallelen Schaltkreis eines Widerstandes 32 und eines Kondensators 36 gebildet wird. Das Rückkopplungs-Schaltkreis-Netzwerk wendet eine positive Rückkopplung auf einen nicht-invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten eines Operationsverstärkers 9 an, während ein invertierender Eingabeanschluss oder Knoten des Operationsverstärkers 9 mit einer negativen Rückkopplung durch dritte und vierte Widerstände 33 und 34 angewendet wird. Der zweite Impedanzteil 38 weist ein Ende auf, das mit einem Erdungsanschluss 39 verbunden ist, und dessen Kondensator 36 wird durch den in 3 dargestellten Sensor 8 gebildet.
Bei dem Wien-Brücken-Oszillator 3 mit einem in 4 gezeigten Sensor-Kondensator 36, kann eine Verstärkung des Verstärkers, z.B. eine Kreisverstärkung A, mit der negativen Rückkopplung durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: A = 1 + R4/R3 (1)
In der Gleichung (1) sind R3 und R4 Widerstände der Widerstände 33 bzw. 34. Eine Verstärkung G des gesamten Oszillators einschließlich der Sensorkapazität wird durch die folgende Gleichung als ein Produkt der Kreisverstärkung A und eines positiven Rückkopplungs-Verhältnisses durch das Rückkopplungs-Schaltkreis-Netzwerk ausgedrückt: G = (1 + R4/R3)/(1 + R1/R2 + C2/C1) (2)
In der Gleichung (2) sind R1 und R2 Widerstände der Widerstände 31 bzw. 32 und C1 und C2 sind Kapazitäten der Kondensatoren 35 bzw. 36. Wenn die Verstärkung G im Wesentlichen „1" beträgt, kann die Oszillationsfrequenz f des Oszillators 3 durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: f = 1/(2π)·(C1·C2·R1·R2)–1/2 (3)
Jeweilige Konstanten der Elemente eines Oszillators werden im Allgemeinen derart gesetzt, dass eine Verstärkung G immer größer als eins ist. Jedoch wurde es aus Experimenten gezeigt, dass, wenn die Verstärkung G höher über eins erhöht wird, die Oszillationsfrequenz f des in 4 gezeigten Wien-Brücken-Oszillators 3 graduell von dem theoretischen Wert abweicht, der durch Gleichung (3) dargestellt wird. Wenn eine detaillierte Analyse von diesem antizipiert wird, wird berücksichtigt, dass das Phänomen zum Teil von der Nicht-Linearität des Operationsverstärkers 9 usw. beigesteuert wird.
5 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Oszillationsfrequenz f und einer Kreisverstärkung A zeigt, die proportional zu einer Verstärkung G in einem simulierten Beispiel des in 4 gezeigten Oszillators 3 ist, wobei angenommen wurde, dass R1 = R2 = R3 = 50 kΩ, C1 = 100 fF, C2 = 50 fF und R4 variabel ist. Wenn die Verstärkung G gleich eins war, z.B. wenn die Kreisverstärkung A gleich 2,5 war, war die Oszillationsfrequenz f näherungsweise 45 MHz in dem simulierten Beispiel. Die erhaltene Frequenz von 45 MHz ist im Wesentlichen gleich zu derjenigen, die aus Gleichung (3) berechnet wird. Da jedoch die Kreisverstärkung A graduell von 2,5 erhöht wurde, wurde die erhaltene Oszillationsfrequenz graduell niedriger, wie in 5 dargestellt.
6 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Kapazität C2 eines Kondensators 36 und einer Oszillationsfrequenz f für unterschiedliche Kreisverstärkungen A in einem simulierten Beispiel des in 4 gezeigten Oszillators 3 darstellt, wobei es eingestellt wurde, dass R1 = R2 = R3 = 50 kΩ und C1 = 100 fF. Wie in 6 dargestellt, variierte die Oszillationsfrequenz f nicht in großem Maße auf Grund der Variation in der Kreisverstärkung A, solange C2 annähernd 200 fF oder mehr betrug. Wenn andererseits C2 weniger als näherungsweise 200 fF betrug, variierte das Verhältnis einer Änderung in der Frequenz f zu einer Änderung in C2 in großem Maße in Abhängigkeit von unterschiedlichen Werten der Kreisverstärkung A. Zum Beispiel betrug mit C2 = 300 fF, während die Frequenz f 18,4 MHz betrug, wenn A 2,5 betrug, die Frequenz f 11,83 MHz, wenn A 11 betrug, was keinen bemerkenswerten Unterschied zwischen den zwei Fällen darstellt.
Solange jedoch C2 in einem Bereich von 200 fF bis 10 fF lag, wurde die Frequenz f weitgehend von 22,5 MHz bis 100 MHz geändert, wenn A = 2,5, während die Frequenz f lediglich von 13,98 MHz bis 19,86 MHz geändert wurde, wenn A = 11. Es ist daher möglich, die Sensitivität, z.B. das Verhältnis einer Änderung in der Oszillationsfrequenz f zu einer Änderung in der Kapazität C2, durch Ändern der Kreisverstärkung A einzustellen. Die Kreisverstärkung A kann unter Verwendung eines variablen Widerstandes für den Widerstand 33 oder 34 oder durch Ersetzen dieser Widerstände mit anderen variiert werden.
Der in 3 gezeigte Sensor 8 (oder der in 4 gezeigte Kondensator 36) können durch ein Resonator-Feld gebildet werden. 7 ist eine Draufsicht eines Resonator-Feldes 20, das in dem Detektionssystem gemäß der vorliegenden Erfindung verwendbar ist, das vorher von den vorliegenden Erfindern und Anderen vorgeschlagen wurde. Das Feld 20 umfasst ein erstes Diaphragma 21 und ein zweites Diaphragma 22, die durch einen einzelnen Querbalken 23 gekoppelt werden, und eine Vielzahl an Nebenbalken 24, die unterschiedliche Längen zueinander aufweisen und parallel bei einem vorbestimmten Abstand angeordnet sind und im Wesentlichen orthogonal zu dem Querbalken 23 sind.
Das Resonator-Feld 20 ist konfiguriert, künstlich ein menschliches Hörsystem nachzubilden und wirkt im Allgemeinen wie folgt. Wenn das Diaphragma 21 mit einem vibrierenden Signal im Hörfrequenzband versorgt wird, wird das vibrierende Signal von dem ersten Diaphragma zu dem zweiten Diaphragma durch den Querbalken 23 übertragen. Im Laufe der Übertragung beginnen die jeweiligen Nebenbalken 24 bei ihren jeweiligen Resonanzfrequenzen zu vibrieren. Mit anderen Worten absorbieren die Nebenbalken 24 Frequenzkomponenten, die im Wesentlichen mit ihren jeweiligen Resonanzfrequenzen übereinstimmen, aus dem übertragenen, vibrierenden Signal, um zu vibrieren, wodurch das vibrierende Eingabesignal in seine jeweiligen Frequenzkomponenten unterteilt wird. 8 ist ein Graph, der die vibrierenden Amplituden an den Nebenbalken 24 als eine Funktion einer Frequenz f darstellt. Wie es ebenso aus dem Graph ersichtlich ist, können, wenn vibrierende Amplituden einiger der Nebenbalken 24 detektiert werden, bestimmte Frequenzkomponenten extrahiert werden und aus der vibrierenden Signal aufgezeigt werden, das in das erste Diaphragma 21 eingegeben wird.
9 ist eine schematische Querschnittsansicht eines Sensors 8, der gestaltet ist, eine mechanische Vibrationsamplitude W eines Nebenbalkens 24 zu detektieren. Wie in 9 dargestellt, umfasst der Sensor 8 eine Balkenelektrode 25, die auf der Bodenoberfläche des Nebenbalkens 24 angeordnet ist und eine stationäre Elektrode 26, die der Balkenelektrode 25 gegenüber liegt. Mit dieser Konfiguration wird ein Kondensator zwischen diesem Balken und stationären Elektroden 25 und 26 gebildet. Da sich eine Entfernung D zwischen den zwei Elektroden 25, 26 in Reaktion auf das Vibrieren der Nebenbalken 24 ändert, ändert sich die Kapazität des Kondensators ebenso in einem reziproken Verhältnis zu der Entfernung D. Das bedeutet, dass ein Sensor 8 konfiguriert ist, der seine Kapazität gemäß einer abgetasteten mechanischen Vibration ändert. Daher kann der in 9 gezeigte Sensor 8 als der Kondensator 36 in dem in 4 gezeigten Oszillator 3 verwendet werden.
10 ist ein Graph, der eine Änderung in einer Kapazität C2 des Kondensators 36 als eine Funktion der Zeit darstellt, der durch den in 9 gezeigten Sensor 8 gebildet wird. Wie in 10 dargestellt, variiert die Kapazität C2 des Kondensators 36 zwischen einer Maximal-Kapazität Cmax und einer Minimal-Kapazität Cmin in einem Zyklus, der in Übereinstimmung mit dem mechanischen Vibrationszyklus T der Nebenbalken 24 ist. Da der Widerstand 36 die Kapazität C2 aufweist, die, wie in 10 dargestellt, variiert, variiert die Oszillationsfrequenz f in Reaktion auf die Kreisverstärkung, wie in 6 gezeigt. Insbesondere nimmt die Oszillationsfrequenz eine Minimal-Frequenz fmin entsprechend zu der Maximal-Kapazität Cmax an und eine Maximal-Frequenz fmax entsprechend zu der Minimal-Kapazität Cmin.
Wie zuvor erwähnt sind die Elemente des Oszillators 3 in 4 derart eingestellt, dass die Verstärkung immer größer als eins ist. Daher erhöht sich die Ausgabe-Oszillationsamplitude des Oszillators 3 von der Zeit des Einschaltens an und folglich wird ein gepulstes Oszillations-Wellenform-Signal, dessen Amplitude bei einer Versorgungsspannung gesättigt ist, von einem Ausgabeanschluss 10 der Oszillationseinheit 3 ausgegeben (Siehe 4). Der in 3 gezeigte Zähler 4 empfängt das gepulste Wellenform-Signal und zählt die Anzahl an Pulsen oder Wellen (oder eine Wellenzahl) die in dem Signal in einem vorherbestimmten Zeitraum umfasst sind. Der Zähler 4 kann durch einen einfachen Schaltkreis implementiert werden, wie zum Beispiel einem normalen binären Zähler mit einer Löschfunktion oder Ähnlichem. Insbesondere empfängt der Zähler 4 das gepulste Wellenform-Signal als ein Eingabetakt-Signal und ein Löschsignal, das einen vorherbestimmten Zyklus aufweist, um den Zähler 4 zurückzusetzen, und zählt die Takte für den vorherbestimmten Zyklus. Bei diesem Ereignis kann, falls die Zählerausgabe zum Beispiel ein binäres 8-Bit Signal ist, der Zähler bis zu 255 Taktsignale zählen. Daher kann die Oszillationsfrequenz f von dem Zähler 4 zu dem Zählwert umgewandelt werden, der durch ein binäres digitales Signal dargestellt wird, und daher kann der Zählwert direkt in das in 3 gezeigte, Digitalsignal verarbeitende Gerät 2 eingegeben werden. Wie zuvor mit Bezug auf 3 beschrieben, umfasst das Digitalsignal verarbeitende Gerät 2 die Spitzenhalte-Einheit 5, den Kapazitätsumwandler 6 und die Amplituden detektierende Einheit 7. Obwohl das digitale Signal verarbeitende Gerät 2 durch einen dedizierten Prozessor implementiert werden kann, kann ein Mikro-Computer in einer Alternative zum zusätzlichen Durchführen anderer Steuerungen und so weiter verwendet werden.
Die Zählwerteingabe von dem Zähler 4 weist einen minimalen Zählwert CNTmin entsprechend der Minimal-Frequenz fmin auf und daher der Maximal-Kapazität Cmax in 10 und einen Maximalzählwert CNTmax entsprechend der Maximal-Frequenz fmax und daher der Minimal-Kapazität Cmin in 10. Daher detektiert die Spitzenhalte-Einheit 5 den minimalen Zählwert CNTmin und den maximalen Zählwert CNTmax und hält diese in Registern der Einheit 5.
Die Kapazitäts-Umwandlereinheit 6 wandelt den Maximal-Zählwert CNTmax in die Minimal-Kapazität Cmin um und den Minimal-Zählwert CNTmin in die Maximal-Kapazität Cmax. Zum Durchführen dieser Umwandlungen muss die Korrelation zwischen der Kapazität C2 und der Oszillationsfrequenz f, wie in 6 dargestellt, z.B. die Korrelation zwischen der Kapazität C2 und dem Zählwert des Zählers 4, im Voraus in einem Speicher, der in dem digitalen Signal verarbeitenden Gerät 2 bereitgestellt ist, in Entsprechung der Kreisverstärkung A des in 4 gezeigten Oszillators 3 gespeichert werden. Dann kann die Kapazität C2 aus dem Speicher unter Verwendung der Zählwerte CNTmax und CNTmin als Adressen zurückerhalten werden, wodurch die Umwandlung erreicht werden kann.
Die so abgeleiteten Kapazitäten Cmax und Cmin basieren jeweils auf der Entfernung D zwischen den zwei Elektroden 25 und 26, die in 9 dargestellt sind. Bei dem nächsten Schritt wandelt die Amplituden-Detektionseinheit 7 die Maximal-Kapazität Cmax in die Minimal-Entfernung Dmin und die Minimal-Kapazität Dmin in die Maximal-Entfernung Dmax um. Obwohl diese Umwandlungen ähnlich unter Verwendung des Speichers, der in dem Digitalsignal verarbeitenden Gerät 2 bereitgestellt ist, in einer zu dem obigen ähnlichen Weise durchgeführt werden können, können die Minimal- und Maximal-Entfernungen aus einer Gleichung berechnet werden, die die Beziehung zwischen der Entfernung zwischen den Elektroden des Kondensators und seiner Kapazität ausdrückt. Durch Berechnen des Unterschiedes zwischen der Maximal-Entfernung Dmax und der Minimal-Entfernung Dmin kann die Amplitude W der Nebenbalken 24 aufgezeigt werden, wodurch es möglich gemacht wird, die Amplitude eines Signals mit einer bestimmten Frequenz-Komponente innerhalb des vibrierenden Signals zu detektieren, das auf das Diaphragma 21 des Resonator-Feldes 20 angewendet wird.
Wie oben erklärt, teilt das Resonator-Feld 20 ein Eingabe-Vibrationssignal in Frequenz-Komponenten und gibt die Frequenz-Komponenten parallel als mechanische Vibrationen mit Amplituden W bei den Nebenbalken 24 aus. Daher müssen für ein In-Echtzeit-Detektieren der jeweiligen Frequenz-Komponenten, die in dem Eingabe-Vibrationssignal eingeschlossen sind, die Amplituden W der Nebenbalken 24 parallel durch einen oben erwähnten Ansatz berechnet werden. 11 ist ein Teil-Blockdiagramm, das ein Gerät darstellt, das gestaltet wurde, um die Amplituden W zu detektieren. Jeder der Schaltkreise 11 in 11 ist der gleiche wie ein in 4 gezeigter Schaltkreisblock 35 und daher der gleiche wie der Oszillationseinheits-Schaltkreis 3 ausschließlich des Kondensators 36. Das Resonator-Feld 20 ist aus elektrisch leitenden Teilen hergestellt, von denen ein Teil mit dem Erdungsanschluss 39 verbunden ist. Eingabeanschlüsse 12 der Schaltkreise 11, die parallel zueinander angeordnet sind, werden mit den stationären Elektroden 26 verbunden, die den Elektroden 25 bei den Vorderenden der Nebenbalken 24 gegenüber liegen. Mit dieser Konfiguration werden gepulste Signale parallel aus den Ausgabeanschlüssen 10 der Schaltkreise 11 in einer Weise ausgegeben, die ähnlich zu der in Bezug auf 4 erklärten ist, so dass diese Signale in den Zähler 4 eingegeben werden. Auf diese Weise können die jeweiligen Amplituden parallel für die Frequenz-Komponenten abgeleitet werden.
In dem Detektionsgerät 1, das den in 4 gezeigten Oszillator 3 und den Zähler 4 verwendet, wird die Sensorkapazität C2 des Kondensators 36 als der Zählerwert ausgegeben, der durch einen binären Digitalwert dargestellt wird. Da der Zählwert bei dem Digitalsignal verarbeitenden Gerät 2 gehandhabt werden kann, wie er ist, kann jeglicher A/D-Umwandler, der benötigt wurde, ausgelassen werden. Wenn insbesondere das in 11 gezeigte Resonator-Feld 20 verwendet wird, kann, da die Amplituden W der Nebenbalken 24 als digitale Zählwerte ausgegeben werden, eine Vielzahl A/D-Wandlern ausgelassen werden, wodurch die Konfiguration einfacher wird.
In dem Detektionsgerät 1, das den in 4 gezeigten Oszillator und den Zähler verwendet, wird die Verstärkung jedes Oszillators 3 größer als eins eingestellt, so dass ein gepulstes Signal von dessen Ausgabenanschluss 10 ausgegeben wird. Der Zähler 4 zählt die Anzahl der Wellen durch Bestimmen von Zeitpunkten, bei denen die Wellen eine vorherbestimmte Schwellspannung überschreiten. Daher können mit einem gepulsten Ausgabesignal von der Oszillationseinheit 3 die Bestimmungszeitpunkte gehindert werden, sich in der Zeitachsen-Richtung aufgrund einer Amplituden-Änderung der Ausgabe von der Oszillationseinheit 3 zu verschieben. Wenn der Oszillator 3, der gepulste Ausgabesignale erzeugt, als die Schaltkreise 11 verwendet wird, ist es möglich aufgrund der Verhinderung der Bestimmungs-Zeitpunktverschiebung die Amplitudenwerte W der Nebenbalken 24 genau aufzuzeigen. Darüber hinaus ist das Ausgabesignal des Oszillators 3 immer ein gepulstes Signal, das durch eine Leistungsversorgungsspannung gesättigt ist. Daher überschreitet, selbst falls Störungen, Alterungs-Änderungen, Variationen in Teilen oder Ähnliches vorliegen, die Amplitude des Ausgabesignals unausweichlich die Schwellspannung. Daher wird das Auftreten von fehlerhaftem Zählen in dem Zähler 4 verhindert.
Während sich die Oszillationsfrequenz f des Wien-Brücken-Oszillators 3 in Reaktion auf eine Änderung in der Kapazität C2 ändert, ist die Toleranz für Variationen der Frequenz f durch eine Arbeitsgeschwindigkeit des Zählers 4 begrenzt. Dies geschieht, da, wenn die Frequenz übermäßig hoch ist, es für den Zähler 4 schwierig ist, jeden Puls ohne Auslassung zu zählen. Da andererseits ein Änderungsbetrag der Kapazität C2 durch die Charakteristik des Sensors 8 bestimmt wird, ist es im Allgemeinen schwierig, die Kapazität C2 zum Einstellen eines variierenden Bereiches der Oszillationsfrequenz f zu steuern. Jedoch kann in dem Detektorgerät 1 ein variierender Bereich der Oszillationsfrequenz f gemäß einer Arbeitsgeschwindigkeit des Zählerschaltkreises 4 durch ein Ändern der Kreisverstärkung A des Oszillators 3 eingestellt werden. Da weiter immer die gleiche gepulste Wellenform ausgegeben wird, so lange die Verstärkung G eins oder mehr beträgt, kann der variierende Bereich eingestellt werden, ohne irgendeine andere Unannehmlichkeit zu verursachen.
In dem Oszillator 3 des Detektionsgerätes 1 wird der Kondensator 36, der ein Ende mit dem Erdungsanschluss 39 verbunden aufweist, durch den Sensor 8 gebildet. Wenn daher eine Vielzahl von Sensoren zusammen mit den Schaltkreisen 11 verwendet wird, um die jeweiligen Oszillatoren 3, wie in 11 dargestellt, zu bilden, kann ein Ende jedes Sensors mit einer gemeinsamen Leitung verbunden werden. Falls eine Vielzahl an Sensoren 8 auf einem Silizium-Chip gebildet werden, das ähnlich zu demjenigen des Resonator-Feldes 20 ist, können die Sensoren, die alle ein Ende zuvor miteinander verbunden aufwiesen, leicht gebildet werden. Falls daher derartige Sensoren 8 verwendet werden, um eine Vielzahl an Oszillatoren 3 zu bilden, können die wechselseitig verbundenen Enden der Sensoren mit der Erdungsleitung 39 an einem Punkt verbunden werden. Dies beseitigt eine arbeitsreiche Operation zum jeweiligen Verbinden eines Endes der Sensoren mit der Erdungsleitung 39, wodurch es möglich wird, die Konfiguration des Detektionsgerätes 1 bedeutend zu vereinfachen.
Falls das Detektionsgerät lediglich einen einzelnen Oszillator 3 mit einem Sensor 8 aufweist, kann ein anderes elektrisches Element, wie zum Beispiel der Widerstand 31 oder der Kondensator 35 in 4, als ein Sensorelement zum Bestimmen der Oszillationsfrequenz f gebildet werden. Weiter können alternativ alle diese elektrischen Elemente als Sensorelemente 8 gebildet werden.
In den vorhergehenden Ausführungen ist der Sensor 8 als Kondensator 36 gebildet, dessen Kapazität C2 sich aufgrund einer Änderung in einen abgetasteten physikalischen Betrag verändert. Alternativ ist es möglich, einen Sensor 8 zu verwenden, der einen Widerstand aufweist, der sich zum Beispiel aufgrund einer Änderung in einem abgetasteten physikalischen Betrag ändert. Während ebenso das Resonator-Feld 20 (7 und 9) als eine Vielzahl von Sensoren seine elektrische Charakteristik durch abgetastete mechanische Vibrationen ändert, ist es möglich eine Vielfalt an Sensoren 8 zu verwenden, die die elektrische Charakteristik aufgrund einer sich ändernden Feuchtigkeit, Temperatur, Magnetismus, Druck, Licht, Gas und irgendeinem anderen physikalischen Betrag zusätzlich zu dem Vorangehenden zu verwenden.
Weiterhin ist der Oszillator 3 nicht auf eine Wien-Brücke beschränkt und eine andere Art eines Oszillators kann stattdessen verwendet werden. Zum Beispiel kann ein Rechteckwellen-Oszillator, der einen wie in 12 abgebildeten Operationsverstärker verwendet, verwendet werden. In diesem Fall kann zumindest irgendeiner eines Kondensators 40 und der Widerstände 41, 42, 43 als der Sensor 8 gebildet werden, mit dem Ergebnis, dass eine Änderung in einem physikalischen Betrag, der von dem Sensor 8 abgetastet wird, als eine Änderung in einer Basisfrequenz eines oszillierenden Rechteck-Wellensignals ausgegeben werden kann. Alternativ kann ein Rechteckwellen-Oszillator, der einen CMOS-Schmidt verwendet, wie in 13 dargestellt, verwendet werden. Wenn in diesem Fall zumindest ein Kondensator 46 und ein Widerstand 45 als ein Sensor 8 gebildet ist, kann eine Änderung in einem physikalischen Betrag, der von dem Sensor 8 abgetastet wird, als eine Änderung in der Basisfrequenz in dem Rechteckwellen-Oszillationssignal ausgegeben werden. Wenn ein Element, das ein Ende verbunden mit einer Erdungsleitung 39 aufweist, zum Beispiel der Kondensator 40 oder der Kondensator 46 in 12 oder 13, als ein Sensor 8 gebildet ist und das Detektionsgerät 1 gebildet ist, eine Vielzahl von Oszillationseinheiten 3 mit einer Vielzahl von Sensoren 8 zu umfassen, die parallel angeordnet sind, kann das Gerät bedeutend vereinfacht werden, da ein Ende der Sensoren 8 zuvor mit einer Erdungsleitung an einem Punkt auf einem Silizium-Chip verbunden werden kann, wie im Falle des Resonator-Feldes 20. Statt eines Verbindens eines Endes der Sensorelemente mit der Erdungsleitung, ist es ebenso möglich, diese mit einer anderen Referenz-Spannungsleitung zu verbinden, wie zum Beispiel einer positiven oder negativen Leistungsversorgungsleitung, wodurch das Gerät vereinfacht werden kann.
Andere unterschiedliche Oszillatoren können in dem Detektionsgerät 1 verwendet werden. Wenn eine LC-Oszillationseinheit verwendet wird, ist es möglich, einen derartigen Sensor zu verwenden, der seine Induktanz aufgrund einer Änderung in einem detektierten physikalischen Betrag ändert. Weiter kann sogar eine Oszillationseinheit, die ein gepulstes Signal mit einer Amplitude kleiner als eine Versorgungsspannung oder ein Signal mit einer sinusförmigen Wellenform verwendet werden, falls die Amplitude größer als ein Schwellenpegel ist. Ein getestetes Beispiel des Detektionsgerätes 1 wurde unter Verwendung von Oszillatoren 3, von denen jeder in 4 dargestellt ist, und eines in 7 dargestellten Resonator-Feldes als Sensoren 8 konfiguriert. Die jeweiligen Konstanten der Elemente jeder Oszillationseinheit 3 waren wie folgt: R1 = R2 = R3 = 50 kΩ, R4 = 500 kΩ und C1 = 100 fF. Daher wurde die Kreisverstärkung A als 11 berechnet. Ein Zyklus (Referenz-Zeitraum) während dem der Zähler 4 die Anzahl der Wellen zählt, wurde als 6,7 μS gewählt.
In dem getesteten Gerät wurde eine sinusförmige Welle von 5 KHz auf das erste Diaphragma 21 des Resonator-Feldes 20 als ein Detektionssignal angewendet. In diesem Fall wurde die Anzahl an Wellen bei 30 Punkten pro Zyklus der sinusförmigen Welle von 5 KHz gezählt, in welchem Fall ein Maximalzählwert CNTmax 134 betrug und ein Minimalzählwert CNTmin 78 betrug. Aus diesen Zählwerten CNTmax und CNTmin wurde eine Maximal-Frequenz fmax = 20,0 MHz und eine Minimal-Frequenz fmin = 11,6 MHz abgeleitet. Es wurde weiter aus diesen erhalten, dass die Kapazität C2 des Kondensators 36 von einer Minimal-Kapazität Cmin gleich 10fF (Cmin = 10fF) bis zu einer Maximal-Kapazität Cmax gleich zu 500 fF (Cmax = 500 fF) variiert. Dann kann die Amplitude W der Nebenbalken 24, die in dem Resonator-Feld 20 gebildet sind, auf der Basis dieser Kapazitäten Cmin und Cmax, wie oben beschrieben, aufgezeigt werden. Mit der Kreisverstärkung A, als 11 gewählt, erstreckte sich ein variierender Bereich der Oszillationsfrequenz f von 11,6 MHz bis 20,0 MHz, was einen Frequenzbereich darstellt, der ausreichend von einem Allzweck-Hochgeschwindigkeits-CMOS-IC-Zähler oder Ähnlichem zählbar ist. Da darüber hinaus ein Zähler der Welle, falls gemittelt, einer Änderung in einer Kapazität gleich näherungsweise 9 fF entspricht, kann eine Detektion mit einer ausreichenden Auflösung erhalten werden. Da zusätzlich die Anzahl an Wellen von einem Zähler mit einer binären 8-Bit-Ausgabe gezählt werden kann, kann die Konfiguration des Zählers 4 ebenso vereinfacht werden.
14 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Ausführung einer Oszillationssignal-Erzeugungseinheit 3 des in 3 gezeigten Detektionsgerätes 1 gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt, die einen variablen Spannungserzeuger 60, einen Spannungsausgabe-Schaltkreis 70, einen Spannung addierenden Schaltkreis 80, einen Oszillator 90 und eine Steuerungseinheit (nicht gezeigt) umfasst. Der Oszillator 90 stellt ein Oszillations-Ausgabesignal Fout von einem Ausgabeanschluss OUT9 an den in 4 dargestellten Zähler 4 bereit und der Zähler 4 zählt wiederum die Anzahl an Wellen (oder Wellenzahl) des Signals Fout in einem vorherbestimmten Zeitraum. Die Steuerungseinheit steuert den variablen Spannungserzeuger 60, den Spannungsausgabe-Schaltkreis 70 und den Oszillator 90. Der variable Spannungserzeuger 60 erzeugt eine Spannung Vh oder Vh + ΔV als eine Eingabespannung Vin an einen Eingabeanschluss IN7 des Spannungsausgabe-Schaltkreises 70. Die Steuerungseinheit steuert Schalter in dem Spannungsausgabe-Schaltkreis 70 und dem Oszillator 90 zum Ein-/Ausschalten. Die Steuerungseinheit kann eine Zurücksetzungs- oder Löschoperation des Zählers 4 (3) steuern.
Der Spannungsausgabe-Schaltkreis 70 umfasst erste bis dritte Operationsverstärker OP4–OP6. Ein Widerstand Ri1 ist zwischen einem Spannungseingabeanschluss oder Knoten (Vin) und einem invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten des ersten Operationsverstärkers OP4 verbunden, während ein Rückkopplungsschaltkreis mit einem Widerstand Rf1 und einem Schalter SW11, die parallel zueinander verbunden sind, zwischen einem Ausgabeanschluss oder Knoten und dem invertierenden Eingabeanschluss des ersten Operationsverstärkers OP4 verbunden ist. Ein Sensor 8, der seine Kapazität Cs aufgrund einer Änderung in einem abgetasteten physikalischen Betrag (zum Beispiel Druck, Vibrationen, Temperatur, Gasdichte oder Ähnlichem) variiert, ist zwischen einem nicht-invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten des Operationsverstärkers OP4 und dem Spannungseingabeanschluss IN7 verbunden. Der nicht-invertierende Eingabeanschluss ist über einen Schalter SW12 mit einem Referenz-Spannungsanschluss Vh verbunden (der die Referenzspannung Vh bereitstellt). Daher bauen die oben erwähnten Komponenten einen Kapazitäts-/Spannungsumwandler-Schaltkreis zum Umwandeln der Kapazität Cs des Sensors 8 in eine Ausgabespannung V1 auf.
Ein Widerstand Ri2 ist zwischen einem invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten des zweiten Operationsverstärkers OP5 und dem Spannungseingabeanschluss IN7 verbunden, während ein Rückkopplungsschaltkreis mit einem Widerstand Rf2 und einem Schalter SW13, die parallel zueinander verbunden sind, zwischen einem Ausgabeanschluss oder Knoten und dem invertierenden Eingabeanschluss des zweiten Operationsverstärkers OP5 verbunden sind. Ein nicht-invertierender Eingabeanschluss oder Knoten des Operationsverstärkers OP5 ist mit dem Referenz-Spannungsanschluss Vh verbunden.
Der Ausgabeanschluss des ersten Operationsverstärkers OP4 ist mit einem Referenzspannungsanschluss Vh über die Spannungsteilenden Widerstände Rh3 und Rg3 verbunden, die in Serie miteinander verbunden sind, und deren Verbindungspunkt ist mit einem nicht-invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten des dritten Operationsverstärkers OP6 verbunden. Der Widerstand Rh3 weist einen festen Widerstand auf, während der Widerstand Rg3 als ein Volumen gebildet ist und daher einen variablen Widerstand aufweist. Der Ausgabeanschluss des zweiten Operationsverstärkers OP6 ist mit einem invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten des dritten Operationsverstärkers OP6 über einen Widerstand Ri3 verbunden. Ein Rückkopplungsschaltkreis, der einen variablen Widerstand Rf3 und einen Schalter SW14 umfasst, die zueinander parallel verbunden sind, ist zwischen einem Ausgabeanschluss oder Knoten und dem invertierenden Eingabeanschluss des Operationsverstärkers OP6 verbunden.
Der Spannungs-addierende Schaltkreis 80 umfasst zum Beispiel einen N-Kanal-Verstärkungs-Typ-MOS-Transistor T29. Der Transistor T29 weist ein Gate auf, das mit einem Ausgabeanschluss oder Knoten des Spannungsausgabe-Schaltkreises 70 verbunden ist, z.B. ist der Ausgabeanschluss des Operationsverstärkers OP6 mit dem Gate des Transistors T29 verbunden. Eine Source des Transistors T29 wird mit einer Erde verbunden. Ein Drain des Transistors T29 ist mit einem positiven Leistungsversorgungsanschluss VDD verbunden, der eine Spannung +VDD über einen variablen Lastwiderstand Rlev bereitstellt und dient daher als ein Ausgabeanschluss oder Knoten des Spannung addierenden Schaltkreises 80.
Der Oszillator 90 ist grundsätzlich als eine Wien-Brücke gebildet. Ein Widerstand Rw1 und ein Kondensator Cw1, die in Serie zueinander verbunden sind, sind nämlich zwischen einem nicht-invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten und einem Ausgabeanschluss oder Knoten eines vierten Operationsverstärkers OP7 verbunden. Ein Schalter SW15 ist parallel mit dem Rw1–Cw1 Serienschaltkreis verbunden. Ein Kondensator Cw2 und ein MOS-Transistor T30, dessen Drain und Source parallel mit dem Kondensator Cw2 verbunden sind, werden zwischen dem nicht-invertierenden Eingabeanschluss des Operationsverstärkers OP7 und einem Referenzspannungsanschluss Vh gekoppelt. Der Widerstand Rw1, Kondensatoren Cw1 und Cw2 und ein Widerstand der Drain-Source des Transistors T30 bilden ein CR-Rückkopplungsschaltkreis-Netzwerk des Wien-Brücken Oszillators auf. Der Transistor T30 ist der gleiche Typ (z.B. ein N-Kanal Verstärkungstyp) wie der Transistor T29. Der Transistor T30 weist ein Gate auf, das mit dem Ausgabeanschluss des Spannung addierenden Schaltkreises 80 verbunden ist, z.B. dem Drain des Transistors T29. Weiter ist ein Widerstand Rw2 zwischen einem invertierenden Eingabeanschluss oder Knoten des Operationsverstärkers OP7 und einem Referenzspannungsanschluss Vh verbunden und ein Widerstand Rw3 ist zwischen dem invertierenden Eingabeanschluss und dem Ausgabeanschluss des Verstärkers OP7 verbunden. Der Ausgabeanschluss des Operationsverstärkers OP7 ist mit einem Ausgabeanschluss oder Knoten des Oszillators 90 verbunden.
Das Ausgabesignal Fout von dem Oszillator 90 wird an den Zähler 4 (3) bereitgestellt, bei dem die Wellen des Signals Fout für den vorherbestimmten Zeitraum gezählt werden.
Wie zuvor mit Bezug auf 3 erwähnt, kann der Zähler ein normaler, binärer Zähler mit einem Löschanschluss sein, der das Signal Fout von dem Ausgabeanschluss OUT9 als ein Eingabe-Taktsignal empfängt, die Anzahl an Wellen des Signals zählt, bis ein Löschsignal an den Löschanschluss von der Steuereinheit jedes vorherbestimmten Zeitraums bereitgestellt wird und dann den erhaltenen Zählwert ausgibt, der sofort vor der Lösch-Zeitsteuerung zum Beispiel erhalten wird. Daher kann der Zähler 4 ein binäres Digitalsignal ausgeben, das der Frequenz des Signals Fout entspricht.
Alle Referenzanschlüsse Vh werden mit den gleichen Spannungsleitungen verbunden, um die gleiche Spannung Vh bereitzustellen.
Die Steuerungseinheit kann zum Beispiel durch einen Mikro-Computer und einen antreibenden Schaltkreis implementiert sein. Die Steuerungseinheit kann das gleiche Steuerungssignal CTRL an schaltende Steuerungsanschlüsse Sw11a, SW12a, SW13a, SW14a, SW15a der jeweiligen Schalter SW11, SW12, SW13, SW14, SW15 bereitstellen, so dass diese bei der gleichen Zeitsteuerung ein- oder ausschalten. Die Steuerungseinheit steuert ebenso den Spannungserzeuger 60, um die Spannung Vh oder Vh + ΔV als die Eingangsspannung Vin an den Eingabeanschluss IN7 zu steuern.
Als nächstes wird ein Betrieb der in 14 dargestellten Oszillationseinheit beschrieben. 15 sind Zeitablaufs-Diagramme, die Zustände des Steuersignals CTRL, das von der Steuerungseinheit an alle der schaltenden Steuerungsanschlüsse SW11a bis SW15a der jeweiligen Schalter SW11 bis SW15, die Spannung Vin, die an den Spannungseingabeanschluss IN7 bereitgestellt wird, und das Signal Fout, das von dem Ausgabeanschluss OUT7 ausgegeben wird, darstellen. Bis zu einer Zeit T1 stellt die Steuerungseinheit das Steuerungssignal CTRL bei einem Hoch-Pegel bereit, um alle der Schalter SW11 bis SW15 eingeschaltet zu halten. Während diese Schalter in den An-Zuständen sind, steuert die Steuerungseinheit den variablen Spannungserzeuger 60, um die Spannung Vin = Vh an den Spannungseingabeanschluss IN7 bereitzustellen. Weiter befinden sich aufgrund der An-Zustände der Schalter die Ausgaben der Operationsverstärker OP4 bis OP7 bei der Referenzspannung Vh und daher wird das Ausgabesignal Fout von dem Ausgabeanschluss OUT9 bei Vh gehalten. Daher wurde die Oszillationseinheit 3 initialisiert. In diesem Fall ist es ebenso möglich, dass der Spannungseingabeanschluss IN7 mit der Referenzspannung Vh von der Steuerungseinheit selbst versorgt werden kann, vorausgesetzt dass eine Hoch-Impedanz-Bedingung zwischen dem Spannungseingabeanschluss IN7 und der Steuerungseinheit erzeugt wird.
Als nächstes ändert bei einer Zeit T1 die Steuerungseinheit das Steuerungssignal CTRL auf einen Nieder-Pegel, das in einem Ausschalten der jeweiligen Schalter SW11 bis SW15 resultiert. Die Ausgabespannung V1 des ersten Operationsverstärkers OP4 während den Aus-Zuständen der Schalter SW11 bis SW15 wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt, bei der Vp1 eine Spannung an dem nicht-invertierenden Eingabeanschluss des Verstärkers OP4 ist: V1 = –(Rf1/Ri1)(Vin – Vp1) + Vp1 (4)
Wenn Rf1 und Ri1 gleich sind oder Rf1/Ri1 = 1, ändert sich die obige Gleichung (4) zu: V1 = –Vin + 2Vp1 (5)
Die Ausgabespannung V2 des zweiten Operationsverstärkers OP5 wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt, vorausgesetzt, dass Rf2/Ri2 = 1: V2 = –(Rf2/Ri2)(Vin – Vh) + Vh = –Vin + 2Vh (6)
Der Ausgabespannungswert Vout des dritten Operationsverstärkers OP6 wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Vout = K(V1 – V2) + Vh (wobei K = Rg3/Rh3 = Rf3/Ri3) (7)
Als nächstes wird bei der Zeit T1 + ΔT die Spannung Vin von dem variablen Spannungserzeuger 60 an den Spannungseingabeanschluss IN7 von der Referenzspannung Vh zu einer höheren, vorbestimmten Spannung Vh + ΔV geändert. Da Spannungen in diesem Schaltkreis als ein Unterschied von der Referenzspannung Vh behandelt werden, wird in der folgenden Beschreibung Vh = 0 angenommen. Mit Vh = 0 wird die Spannung Vp1 an dem nicht-invertierenden Eingabeanschluss des ersten Operationsverstärkers OP4 ausgedrückt durch: Vp1 0 ΔV·Cs/(Cs + Cp) (8)
Hier ist Cp eine parasitäre Kapazität, die an einer Verbindung zwischen Sensor 8 und dem Operationsverstärker OP4 gebildet wird. Dann werden durch Substituieren der Gleichung (8) in die jeweiligen, zuvor erwähnten Gleichungen (4 und 5), in denen Vh = 0, die folgenden Gleichungen abgeleitet: V1 = –Vin + 2ΔV·Cs/(Cs + Cp) V2 = –Vin
Die Ausgabespannung Vout des Spannungsausgabeschaltkreises 70 kann wie folgt durch Substituieren dieser Gleichung in die Gleichung (6) abgeleitet werden: Vout = 2K·ΔV·Cs7(Cs + Cp) (9)
Wenn der Sensor und der erste Operationsverstärker OP4 auf den jeweiligen, getrennten Chips gebildet werden, liegt die parasitäre Kapazität Cp, die an einem Verbindungsteil der zwei gebildet wird, im Allgemeinen in einem Bereich von einem pF bis ungefähr einhundert pF oder mehr. Da andererseits die Kapazität Cs des Sensors 8 im Allgemeinen in einem Bereich von ungefähr ein fF bis mehreren hundert fF liegt und daher Cp wesentlich größer als Cs gilt, kann Cs/(Cs + Cp) in Gleichung (9) durch Cs/Cp angenähert werden. Daher kann die Ausgabespannung Vout des Spannungsausgabeschaltkreises 70 ausgedrückt werden durch: Vout = 2K·ΔV·Cs/Cp (10)
Wie es aus der Gleichung (10) ersichtlich ist, erzeugt der Spannungsausgabeschaltkreis 70 die Ausgabespannung Vout proportional zu der Kapazität Cs des Sensors 8. Die Gleichung (10) zeigt, dass eine Spannung proportional zu der Sensorkapazität Cs aus dem dritten Operationsverstärker OP6 abgeleitet werden kann. Es sollte erwähnt werden, dass die Gleichung (10) komplexer wird, wenn Vh nicht 0 ist. Da das Arbeitsprinzip im Falle von Vh ≠ 0 das gleiche wie das im Falle von Vh0 ist, wird eine Gleichung, die Vout im Falle von Vh ≠ 0 darstellt, ausgelassen.
16 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Kapazität Cs eines Sensors 8 und einer Ausgabespannung Vout eines simulierten Beispiels des Spannungsausgabeschaltkreises 70 zeigt. 17 ist ein Graph, der in einer vergrößerten Ansicht lediglich einen Teil des in 16 gezeigten Graphen zeigt, bei dem die Kapazität Cs des Sensors 8 100 fF oder weniger beträgt. In dem simulierten Schaltkreis wird angenommen, dass Widerstände von Ri1 = Rf1 = Ri2 = Rf2 = Rh3 = Ri3 = 10kΩ und variable Widerstände von Rg3 = Rf3 = 1MΩ verwendet wurden und dass Rg3 und Rf3 eingestellt wurden, um Rg3/Rh3 = Rf3/Ri3 zu genügen. Wie es ebenso aus den in 16 und 17 gezeigten Graphen ersichtlich ist, ist es selbstverständlich, dass die Kapazität Cs des Sensors 8 und die Ausgabespannung Vout im Wesentlichen in einer proportionalen Beziehung sind, wie durch die Gleichung (10) angezeigt. Diese proportionale Beziehung ist gültig, selbst wenn die Kapazität Cs des Sensors 8 sehr klein, gleich oder weniger als 100fF beträgt. In 16 und 17 wird angenommen, dass die parasitäre Kapazität 20 pF und Vh = Vdd/2 = 2,5V beträgt. Falls daher Cs 0 ist, beträgt Vout ungefähr 2,5V.
Die Ausgabespannung des Spannungsausgabeschaltkreises 70 wird als Nächstes in das Gate des Transistors T29 des Spannungsaddierenden Schaltkreises 80 eingegeben. Eine Gate-zu-Drain-Spannung des Transistors T29 wird von einem Drain-Source-Strom bestimmt, der unter der Steuerung der Gate-Spannung Vout und des Widerstandes Rlev fließt. Diese Gate-zu-Drain-Spannung, die eine Gleichspannung ist, wird zu der Spannung Vout addiert und dann als Ausgabespannung Vlev an den Oszillator 90 ausgegeben. Ein theoretischer Wert der Spannung Vlev kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: Vlev = VDD – (1/2)Rlev*β1(Vout-Vt)2 (11)
In der Gleichung (7) sind β1 und Vt ein Verstärkungskoeffizient und eine Schwellspannung des Transistors T29. Wie in der obigen Gleichung (11) gezeigt, ändert sich die Spannung Vlev theoretisch in Proportion zu einem Quadrat der Differenz zwischen Vout und Vt.
Die Ausgabespannung Vlev wird dann dem Gerät des Transistors T30 bereitgestellt. Ein theoretischer An-Widerstand Ron des Transistors T30 wird durch die folgende Gleichung unter der Verwendung der Spannung Vlev ausgedrückt: Ron = Vp4/[β2{(Vlev – Vt)Vp4 – (1/2)Vp42}] (12)
In Gleichung (12) ist Vp4 eine Spannung an dem nichtinvertierenden Eingabeanschluss des Operationsverstärkers OP7. Wie es aus Gleichung (12) verständlich ist, ändert sich der Widerstand Ron theoretisch proportional zu einem Inversen der Differenz zwischen Vlev und Vt. Dieser Widerstand Ron funktioniert als ein Widerstandselement in einem CR-Rückkopplungsschaltkreis-Netzwerk in dem Wien-Brücken-Oszillator 90. Daher wird die Frequenz f des Signals Fout, das von dem Ausgabeanschluss OUT9 ausgegeben wird, durch die folgende Gleichung ausgedrückt: f = 1/(2π)·(Rw1·Ron·Cw1·Cw2)–1/2 (13)
Mit anderen Worten ändert sich die Frequenz f proportional zu einem Inversen einer Quadratwurzel des Widerstandes Ron. Das Signal Vout bei der Frequenz f das in der Gleichung (13) ausgedrückt ist, wird ausgegeben, während alle der Schalter SW11 bis SW15 von dem Steuerungssignal CTRL aus sind. Wenn nachfolgend die jeweiligen Schalter SW11 bis SW15 bei einer Zeit T2, wie in 16, wieder eingeschaltet werden, wird eine Ladung wieder entladen, die sich auf einer parasitären Kapazität zwischen dem Sensor 8 und dem Operationsverstärker OP4 akkumuliert hat, und die Referenzspannung Vh wird wieder von dem Ausgabeanschluss OUT9 ausgegeben. Dann werden die jeweiligen Schalter SW11 bis SW15 bei einer Zeit T3 wieder ausgeschaltet, die Spannung Vin an dem Spannungseingabeanschluss IN7 wird auf den gemessenen Spannungswert Vh + ΔV erhöht, was darin resultiert, dass das Ausgabesignal Fout bei der Frequenz f in einer Weise ähnlich zu dem vorangehenden von dem Ausgabeanschluss OUT9 ausgegeben wird.
18 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen einer Kapazität Cs eines Sensors und einer Ausgabespannung Vout eines getesteten Beispiels des Spannungsausgabeschaltkreises 70 zeigt, bei dem die Kapazität Cs unterschiedlich geändert wurde und die Spannung Vout für jede Kapazität Cs gemessen wurde. In dem Graph stellen gepunktete Punkte die gemessenen Spannungen dar. Wie es aus dem Graph ersichtlich ist, änderte sich die Spannung Vout linear in Reaktion auf die Kapazität Cs in dem getesteten Beispiel, deren Beziehung wie folgt ausgedrückt werden könnte: Vout = 3.146Cs + 228.432
In dem getesteten Beispiel betrug der Minimalwert der gemessenen Kapazitäten Cs 5 fF.
Demgemäß kann die lineare Ausgabespannungs-Variable in Reaktion auf die Sensorkapazität gemäß der vorliegenden Erfindung erhalten werden.
19 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen einer Kapazität Cs eines Sensors 8 und einer Frequenz f eines Ausgabesignals Fout in einem Bereich der Kapazität Cs unter 400 fF in einem getesteten Gerät mit einem wie in 14 gezeigten Aufbau zeigt. In dem getesteten Gerät wies ein Spannungsausgabeschaltkreis 70 den gleichen Aufbau wie der getestete, in Bezug auf 16 und 17 erklärte auf. Ein Lastwiderstand Rlev wurde durch einen variablen Widerstand von 1kΩ gebildet und derart eingestellt, dass ein An-Widerstand Ron eines Transistors T30 geeignet war, um einen Wien-Brücken-Oszillator 90 zum Schwingen zu veranlassen. Die jeweiligen Konstanten, die mit dem Wien-Brücken-Oszillator 90 verknüpft sind, waren: Rw1 = 50kΩ, Cw1 = Cw2 = 100fF, Rw2 = 1MΩ und Rw3 = 2MΩ. Wie in 18 dargestellt, ist es selbstverständlich, dass die Kapazität Cs und die Frequenz f im Wesentlichen in einer proportionalen Beziehung in dem oben erwähnten Bereich sind. Wenn eine detaillierte Analyse erwartet wird, wird es berücksichtigt, dass eine Nicht-Linearität, die erzeugt wird, wenn die Gate-zu-Drain-Spannung des Transistors T29 zu der Spannung Vout addiert wird und eine Nicht-Linearität, die erzeugt wird, wenn der An-Widerstand Ron des Transistors T30 durch die Spannung Vlev verändert wird, die Hauptursachen sind, um eine Nicht-Linearität in einer Änderung in der Oszillationsfrequenz f mit Bezug auf den Widerstand Ron zu beseitigen.
Wie es aus 19 ersichtlich ist, variiert die Frequenz f von dem Oszillator 90 linear in Reaktion auf die Sensorkapazität Cs und daher können komplizierte Operationen in der verarbeitenden Einheit 2 beseitigt werden.
Gemäß der in 14 gezeigten Oszialltions-Signalerzeugungseinheit 3 mit dem Sensor 8 wird die Kapazität Cs des Sensors 8 in die Spannung Vout umgewandelt, statt direkt die Oszillationsfrequenz f in Reaktion auf die Kapazität Cs zu ändern. Dann wird der An-Widerstand Ron des Transistors T30 mit der Spannung Vlev basierend auf der Spannung Vout gesteuert und die Oszillationsfrequenz f des Wien-Brücken-Oszillators 90 wird in Abhängigkeit des An-Widerstandes Ron geändert. Demgemäß sind die Oszillationsbedingung und die Oszillationsfrequenz f des Oszillators 90 frei von dem Einfluss der Beziehung zwischen einer parasitären Kapazität, die bei dem Eingabeanschluss des Operationsverstärkers OP7 erzeugt wird, und der Kapazität Cs des Sensors 8. Es ist daher möglich, den Oszillator 90 immer stabil zu oszillieren und eine geeignete Oszillationsfrequenz f abzuleiten, die geeignet auf der Basis einer Variation der Kapazität Cs variiert. Auf diese Weise kann die Kapazität Cs des Sensors 8 verlässlich durch den Zähler 4 (3) gezählt werden. Da darüber hinaus der An-Widerstand des Transistors T30 als ein variables Widerstandselement funktioniert, ist die Schaltkreiskonfiguration einfach und weniger teuer und ebenso zur Implementation des Oszillators 90 in einer Auf-Chip-Konfiguration (On-chip-configuration) geeignet.
Da weiter die Spannung Vlev, die von dem Spannung addierenden Schaltkreis 80 ausgegeben wird, eingestellt werden kann, kann ein geeigneter An-Widerstand Ron des Transistors 30 bereitgestellt werden, um den Oszillator 90 zu veranlassen, unausweichlich geeignet zu oszillieren. Folglich kann der Oszillator 90 in einem stabilen Zustand betrieben werden.
Die Frequenz f des Signals Fout, das von dem Oszillator 90 ausgegeben wird, ändert sich in einer Proportion zu einer Änderung in der Sensorkapazität Cs in einem vorbestimmten Bereich, wie in 18 dargestellt. Daher sind keine komplizierten Quadrat-Operationen, Inverse-Operationen und so weiter nötig, um in der Kapazität Cs aus dem Signal Fout aufzuzeigen. Aus diesem Grund wird, selbst falls ein Allzweck-Mikro-Computer verwendet wird, um den Kapazitätswert zu erhalten, ein Großteil seiner Fähigkeiten nicht für derart komplizierte Operationen verwendet, so dass die Kapazität Cs leicht in Echtzeit gezeigt werden kann. Daher wird eine einfache Konfiguration für ein System realisiert, dass das Detektionsgerät gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet.
Die Spannung Vin an dem Spannungseingabeanschluss IN7 wird von Vh auf Vh + ΔV erhöht, nachdem der Schalter SW12 ausgeschaltet wird, um den Sensor 8 von dem Referenzspannungsanschluss Vh zu trennen. Die Spannung ΔV wird gewählt, um über einem vorherbestimmten Pegel zu liegen, der ausreichend zum Injizieren eines ausreichenden Ladungsbetrages in den Sensor 8 ist. Daher kann, selbst falls eine große parasitäre Kapazität zwischen dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP4 und dem Sensor 8 gebildet wird, eine ausreichende Änderung in der Spannung Vout in Bezug auf eine Änderung in der Kapazität Cs bereitgestellt werden. Daher kann, selbst falls eine große parasitäre Kapazität aufgrund einer getrennten Formation des Sensors 8 und des Operationsverstärkers OP4 auf unterschiedlichen Chips vorliegt, die Sensorkapazität Cs zuverlässig in die Spannung Vout umgewandelt werden.
Zusätzlich wird der Schalter SW11 zur gleichen Zeit wie der Schalter SW12 während der Initialisierung eingeschaltet und die Spannung Vh wird in dem Spannungseingabeanschluss IN7 bereitgestellt. Dies veranlasst beide Enden des Sensors 8 bei einem gleichen Potential zu sein, so dass alle soweit akkumulierte Ladung auf dem Sensor von diesem während der Initialisierung entladen werden kann. Es ist daher möglich, eine stabilere und genauere Spannung Vout auszugeben als verglichen mit einfachem Laden des Sensors 8. Wenn weiter die Schalter SW11 und SW12 eingeschaltet sind, werden die Schalter SW13 bis SW15 ebenso eingeschaltet. Daher kann die Ladung, die sich zuvor auf Streu- und/oder parasitären Kapazitäten zwischen den invertierenden Eingabeanschlüssen und den Ausgabeanschlüssen der Operationsverstärkers OP5 und OP6 in dem Spannungsausgabe-Schaltkreis 70 und dem Kondensator Cw1 in dem Oszillator 90 akkumuliert hat in gleicher Weise unweigerlich entladen werden, bevor eine Messung gestartet wird. Wie bei dem Kondensator Cw2 kann, da seine Anschlüsse die gleiche Spannung Vh mittels des eingeschalteten Schalters SW15 betragen, jede Ladung während der Initialisierung entladen werden. Es ist daher möglich, ein stabileres und genaueres Detektionssignal auszugeben.
In dem Spannungsausgabe-Schaltkreis 70 wird der Operationsverstärker OP6, der als ein Differenzialverstärker funktioniert, verwendet, um die Differenz zwischen den Spannungen V1 und V2 Vin von den Operationsverstärkern OP4 und OP5 zu verstärken. Da die Spannungen V1 und V2 auf der Eingabespannung Vin beruhen, kann der Einfluss der Spannung Vin durch die differentielle Verstärkung nicht auf der Ausgabespannung Vout erscheinen. Dies kann die Ausgabespannung Vout daran hindern, gesättigt zu werden, selbst falls eine große Änderung in der angewendeten Spannung Vin bereitgestellt wird, wodurch die Verstärkung des Operationsverstärkers OP6 gemäß dem Verhältnis der Kapazität Cs des Sensors 8 zu der parasitären Kapazität Cp geeignet gemacht werden kann.
Von dem Zähler 4 wird ein Wert entsprechend zu einem physikalischen Betrag oder einer an dem Sensor 8 abgetasteten Kapazität als ein Digitalsignal ausgegeben. Folglich wird ein A/D-Umwandler zum Umwandeln eines analogen Signals entsprechend einer Sensorkapazität Cs in ein Digitalsignal beseitigt, wodurch es möglich gemacht wird, die Rausch-Unempfindlichkeit zu verbessern und das Detektionsgerät für einen niedrigeren Leistungsverbrauchs zu konfigurieren.
In dem in 14 gezeigten Gerät wird innerhalb des CR-Rückkopplungsschaltkreis-Netzwerk des Wien-Brücken-Oszillators 90 das Widerstandselement, das zwischen dem nichtinvertierenden Eingabeanschluss des Operationsverstärkers OP7 und dem Referenzspannungsanschluss Vh verbunden ist, durch den MOS-Transistor T30 implementiert. Jedoch ist es statt dem in 15 gezeigten Aufbau möglich, den Transistor T30 und den Widerstand Rw1 der Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers OP7 zu ersetzen.
Weiter werden in dem Gerät die zweiten und dritten Operationsverstärker OP5 und OP6 verwendet, um den Einfluss der Spannung Vin, die auf den Spannungseingabeanschluss IN7 von der Ausgabe V1 des ersten Operationsverstärkers OP4 angewendet wird, zu tragen. Eine Verstärkung des Verstärkers OP6 kann geeignet durch die variablen Widerstände Rg3 und Rf3 eingestellt werden. Falls jedoch Vereinfachung und reduzierte Kosten eine höhere Priorität für das Gerät als eine derartige geeignete Einstellung der Verstärkung sind, können die Operationsverstärker OP5 und OP6 von dem Gerät entfernt werden und die Spannung V1 kann direkt an das Gate des Transistors T29 bereitgestellt werden, in welchem Fall eine Verstärkungssteuerung durch Verwenden variabler Widerstände als die Widerstände Ri1 und Rf1 um den Operationsverstärker OP4 ausgeführt werden kann.
Darüber hinaus kann anders als der in 15 dargestellte als Spannungsausgabe-Schaltkreis 70 ein bekannter Spannungsausgabe-Schaltkreis, wie zum Beispiel der in der Japanischen Patentveröffentlichung (Kokai) Nr. 6-180336 beschriebene verwendet werden. Dieser bekannte Schaltkreis umfasst einen Operationsverstärker, einen Sensor, einen Schalter und Widerstände, die jeweils den Elementen OP4, 8, SW12, Ri1 und Rf1 entsprechen. Da jedoch in dem bekannten Schaltkreis eine Ladung, die auf dem Sensor akkumuliert ist, ebenso zu einer parasitären Kapazität verteilt wird, übt die parasitäre Kapazität einen großen Einfluss auf eine Ausgabe des Schaltkreises aus. Aus diesem Grund kann der in der Nr. 6-180336 beschriebene Schaltkreis nur verwendet werden, wenn der Sensor und Operationsverstärker auf einem einzelnen Silizium-Chip gebildet werden.
Der Oszillator 90 ist nicht auf einen Wien-Brücken-Oszillator beschränkt und ein Rechteckwellen-Oszillator, der einen Operationsverstärker, wie in 12 gezeigt, oder einen CMOS-Schmidt-Schaltkreis, wie in 13 verwendet, kann statt der Wien-Brücke verwendet werden. Ebenso kann mit einem derartigen alternativen Oszillator ein MOS FET als ein variables oder steuerbares Widerstandselement zum Ändern einer Oszillationsfrequenz funktionalisiert werden, wodurch es möglich gemacht wird, den Oszillator stabil zu betreiben und einen geeigneten Änderungsbetrag der Oszillationsfrequenz f ungeachtet der Beziehung zwischen einer parasitären Kapazität Cp und einer Sensorkapazität Cs abzuleiten.
In dem in 15 gezeigten Gerät wird die Spannung ΔV gewählt, einen positiven Wert zu betragen und daher die Messspannung Vh + ΔV höher als die Referenzspannung Vh zu sein. Alternativ kann die Spannung ΔV ein negativer Wert sein, um die Messspannung Vh + ΔV zu veranlassen, niedriger als die Referenzspannung Vh zu sein. Während das Gerät als ein Einzel-Leistungsversorgungs-Schaltkreis konfiguriert ist, ist es selbstverständlich, dass das Gerät ein Doppel-Leistungsversorgungs-Schaltkreis sein kann, der positive und negative Leistungsversorgungen umfasst.
Obwohl spezifische Ausführungen der vorliegenden Erfindung beschrieben werden, ist die vorliegende Erfindung nicht auf die vorhergehenden Ausführungen beschränkt, sondern kann in unterschiedlichen Art und Weisen innerhalb des Umfangs der beanspruchten Erfindung geändert werden.

Claims

Gerät zum Detektieren einer Sensorimpedanz (Cs), die in Reaktion auf einen abgetasteten, physikalischen Betrag von zumindest einem Sensor (8) variiert, wobei das Gerät eine Impedanz-Frequenz-Umwandlungseinheit (3 in 3, 70-90 in 14) umfasst, die einen Oszillator (90) zum Umwandeln der Sensorimpedanz (Cs) in ein Oszillationssignal (Fout) und einen Zähler (4) zum Zählen der Anzahl von Wellen des Oszillationssignals (Fout) umfasst, um einen Zählwert auszugeben, der verwendet wird, um einen Wert entsprechend der Sensorimpedanz (Cs) bereitzustellen; wobei die Impedanz-Frequenz-Umwandlungseinheit (70–90) einen Impedanz-Spannungs-Wandler (70) zum Bereitstellen einer Ausgabespannung (Vout) entsprechend der Sensorimpedanz (Cs) umfasst, wobei das Gerät dadurch gekennzeichnet ist, dass der Oszillator (90) ein variables Impedanzelement (T30) umfasst, dessen Impedanz in Reaktion auf die Ausgabespannung (Vout) des Impedanz-Spannungs-Wandlers (70) variiert, um das Oszillationssignal (Fout) in Reaktion auf eine Impedanz des variablen Impedanzelements (T30) zu erzeugen, wobei die Impedanz-Frequenz-Umwandlungseinheit (70–90) eine Spannungs-Addier-Einheit (80) zum Addieren einer vorbestimmten Gleichspannung (Vlev–Vout) zu der Ausgabespannung (Vout) des Impedanz-Spannungs-Wandler (70) umfasst.
Gerät nach Anspruch 2, wobei eine Frequenz des Oszillationssignals (Fout) von einer Impedanz des variablen Impedanzelementes abhängt.
Gerät nach Anspruch 1 oder 2, wobei das variable Impedanzelement (T30) des Oszillators (90) ein Widerstandselement ist.
Gerät nach Anspruch 1 oder 2, wobei das variable Impedanzelement (T30) des Oszillators (90) von einem Drain-Source-Widerstand eines ersten MOS-FETs (T30) gebildet wird, der variabel durch eine auf diesen angewendete Spannung ist und die Spannungs-Addier-Einheit (80) einen zweiten MOS-FET (T29) umfasst, der einen Gate-Anschluss aufweist, das verbunden ist, die der Sensorimpedanz (Cs) entsprechende Ausgabespannung zu empfangen und einen Drain-Anschluss, der mit einem variablen Lastwiderstand (Rlev) verbunden ist, und die addierte Spannung (Vlev) an den Gate-Anschluss des ersten MOS-FETs (T30) bereitstellt.
Gerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Sensorimpedanz (Cs) ein Kondensator ist.
Gerät nach Anspruch 4, wobei die Sensorimpedanz (Cs) ein Kondensator ist und die Impedanz-Spannungs-Wandler-Einheit (70) umfasst: einen ersten Operationsverstärker (OP4), der eine invertierende Eingabe aufweist, die verbunden ist, um eine Eingabespannung (Vin) über einen Widerstand (Ri1) zu empfangen und die mit seiner Ausgabe über einen Widerstand (Rf1) verbunden ist, und eine nicht-invertierende Eingabe, die verbunden ist, um eine Eingabespannung (Vin) über die Sensorimpedanz (Cs) zu empfangen und die mit einem Referenzspannungs-Anschluss (Vh) über einen ersten Schalter (SW12) verbunden ist, wobei die Eingabespannung (Vin) variabel ist, während der erste Schalter (SW12) ausgeschaltet ist.
Gerät nach Anspruch 6, wobei die Impedanz-Spannungs-Wandler-Einheit (70) weiter umfasst: einen zweiten Operationsverstärker (OP5), der eine invertierende Eingabe aufweist, die verbunden ist, um eine Eingabespannung (Vin) über einen Widerstand (Ri2) zu empfangen und die mit seiner Ausgabe über einen Widerstand (Rf2) verbunden ist, und eine nicht-invertierende Eingabe, die mit einem Referenzspannungsanschluss (Vh) verbunden ist (Vh); und einen dritten Operationsverstärker (OP6), der eine nicht-invertierende Eingabe aufweist, die verbunden ist, um eine Ausgabespannung (V1) von dem ersten Operationsverstärker (OP4) zu empfangen, eine invertierende Eingabe, die verbunden ist, um eine Ausgabespannung (V1) von dem zweiten Betriebsverstärker (OP5) zu empfangen und die mit seiner Ausgabe über einen variablen Widerstand (Rf3) verbunden ist, wobei die Ausgabe mit dem Gate-Anschluss des zweiten MOS-FETs (T29) verbunden ist.
Gerät nach Anspruch 7, weiter mit zweiten bis vierten Schaltern (SW11, SW13 and SW14), die die Ausgaben der ersten bis dritten Operationsverstärker (OP4–OP6) mit jeweils deren invertierenden Eingaben verbinden.
Gerät nach Anspruch 8, wobei die zweiten bis vierten Schalter (SW11, SW13 und SW14) während eines Zurücksetzungszyklus eingeschaltet sind.
Gerät nach Anspruch 9, wobei die zweiten bis vierten Schalter (SW11, Sw13 und SW14) vor dem Starten eines Messzyklus eingeschaltet sind.
Verfahren zum Detektieren einer Sensorkapazität (Cs), die in Reaktion auf einen abgetasteten physikalischen Betrag eines Sensors (8) variiert, mit den Schritten des Umwandeln der Sensorkapazität (Cs) in ein dieser entsprechendes Oszillationssignal (Fout) und Zählen der Anzahl von Wellen des Oszillationssignals (Fout), um einen Zählwert auszugeben, der verwendet wird, um einen Wert bereitzustellen, der der Sensorimpedanz (Cs) entspricht, wobei der Schritt des Umwandelns der Sensorkapazität (Cs) in das Oszillationssignal (Fout) mit den Schritten: Umwandeln der Sensorkapazität (Cs) in eine Spannung (Vout); dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren den Schritt des Variierens eines Widerstands eines Elementes (T30) in Reaktion auf die umgewandelte Spannung (Vout); des Erzeugens des Oszillationssignals (Fout), das in Reaktion auf den Widerstand des Elements (T30) variiert; und des Addierens einer vorbestimmten Gleichspannung (Vlev–Vout) zu dem Ausgabespannung (Vout) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt des Umwandelns der Sensorkapazität (Cs) in eine Spannung (Vout) die Schritte umfasst: Bereitstellen einer Eingabespannung (Vin) an die invertierenden und nicht-invertierenden Eingaben eines ersten Operationsverstärkers (OP4) über einen Widerstand (Ril) bzw. den Sensor (8) und einer invertierenden Eingabe eines zweiten Operationsverstärkers (OP5) über einen Widerstand (Ri2), wobei eine nicht-invertierende Eingabe des zweiten Operationsverstärkers (OP5) mit einem Referenzspannungs-Anschluss (Vh) verbunden ist; und Bereitstellen von Ausgabespannungen (V1 und V2) der ersten und zweiten Operationsverstärker (OP4 und OP5) an die invertierenden bzw. nicht invertierenden Eingaben eines dritten Operationsverstärkers (OP6), um deren Ausgabespannungen (V1 und V2) differentiell zu Verstärken, wodurch eine Spannung (Vout) von dem dritten Operationsverstärker (OP6) ausgegeben wird, die proportional zu der Sensorkapazität ist.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die ersten bis dritten Operationsverstärker (OP4–OP6) erste bis dritte negative Rückkopplungsschaltkreise umfassen, die erste bis dritte Widerstände (Rf1–Rf3) und erste bis dritte Schalter (SW11, SW13 und SW14) umfassen, die parallel miteinander verbunden sind und die nicht-invertierende Eingabe des ersten Operationsverstärkers (OP4) mit dem Referenzspannungs-Anschluss (Vh) über einen vierten Schalter (SW12) verbunden ist, wobei das Verfahren weiter die Schritte umfasst: Einschalten der ersten bis vierten Schalter (SW11–SW14) während eines Zurücksetzungszyklus; und Ausschalten der ersten bis vierten Schalter (SW11–SW14) vor dem Starten eines Messzyklus.