JP3498317B2 - 物理変量の検出装置及び方法 - Google Patents

物理変量の検出装置及び方法

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Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は、物理変量を検出するための装置及び方法に
関し、より詳細には、物理変量の値を検出して、該値に
対応する信号をデジタル的に処理できる信号として提供
することができる検出装置及び方法に関する。
従来の技術 物理量の変化を検出するための検出回路の従来例につ
いて、例えば、1988年に公開された特開昭63−108257号
に開示されている。図１は、該63−108257号の公開公報
に開示された従来例の検出回路を示すブロック図であ
る。この検出回路は、物理量として湿度を検出すること
を意図しているものであり、湿度センサ54を備えた発振
ユニット51と、Ｆ−Ｖ変換器52と、対数増幅器53とを含
んでいる。湿度センサ54は、周囲湿度の変化に伴って、
その抵抗値が変化するよう構成されている。そして、抵
抗値の変化により、発振ユニット51が発振周波数を変化
させる。発振ユニット51の出力信号は、次に、Ｆ−Ｖ変
換器に入力されて、信号の周波数が該周波数に対応する
電流電圧に変換される。次いで、Ｆ−Ｖ変換器からの直
流電圧信号は対数増幅器53に供給されて、直流電圧が対
数増幅される。このようにして、この検出回路では、対
数増幅器53からの出力電圧に基づいて、周囲湿度を把握
することができる。
他の従来例の検出回路が、特開平２−22338号に開示
されている。該検出回路も、上記した特開昭63−108257
号公報の場合と同様に、湿度変化を検出するものであ
る。ここでは図示しないが、この検出回路は、湿度によ
り容量値が変化する湿度センサを備えた検出用の積分器
と、時定数が変化しない比較用の積分器とで構成されて
いる。この検出回路の動作において、両方の積分器に同
一のパルス信号が入力され、これら積分器からの信号の
差が作動増幅器から出力され、そして、該差の最大値が
ピーク・ホールド回路から直列電圧信号として出力され
る。したがって、この検出回路によれば、ピーク・ホー
ルド回路の出力電圧に基づいて、周囲湿度を把握するこ
とができる。
検出回路の他の従来例が特開昭63−27720号に記載さ
れており、図２は、この特開昭63−27720号に開示され
た重量検出用の検出回路を示している。
発明の概要 近年、集積回路技術の進展がめざましく、信号処理用
プロセッサ等を用いることにより、複雑な積和演算を必
要とするデジタル信号処理が容易に行えるようになって
いる。このようなデジタル信号処理によれば、ソフトウ
エア制御を用いた時分割処理が可能となるので、システ
ムの大型化やコストアップを回避しつつ、大容量で複雑
な信号を処理して、様々な情報を的確に把握できるよう
になっている。
しかしながら、上記した特開昭63−108257号公報及び
特開平２−22338号公報に開示された検出回路はそれぞ
れ、その出力端子からアナログ信号すなわち物理量に依
存した振幅を有している電圧を出力する。したがって、
デジタル処理するために、別途設けたA/D変換器によっ
て出力電圧をデジタル信号に変換することが必要であ
る。このため、マイクロコンピュータ等のデジタル処理
装置を用いて検出回路の出力を処理しようとすると、A/
D変換器等の複雑な構成をデジタル装置と検出回路との
間に接続することが必要となり、これにより、システム
全体の大型化やコストアップを招く一因となってしま
う。特に、このような検出回路から出力された多数の信
号を実時間で並列処理する必要がある場合には、検出回
路からの信号数に等しい数のA/D変換器を並列に備える
必要があり、上記した問題がより顕著なものとなってい
る。
また、上記の特開昭63−27720号公報に開示された検
出回路は、図２に示したように、演算増幅器42a、42b及
びセンサ41を備えた発振ユニット42を備えており、該セ
ンサ41は、加えられた重量に応じて容量が変化するもの
である。発振ユニット42の発振周波数は、センサ41の容
量の変化に応じて変動する。発振ユニット42はまた、基
点発振周波数を調整するための可変抵抗43を備えてい
る。
発振ユニット42の出力信号は、トランジスタ46aを含
む増幅器46に入力される。増幅器46は、発振ユニット42
の出力信号を増幅して、マイクロコンピュータ45内のカ
ウンタ47が発振信号の波の数（波数）を計数できる程度
の振幅となるようにする。これにより、カウンタ47は、
増幅された信号の波数を所定期間中計数し、マイクロコ
ンピュータ45のデータ処理ユニット48に該計数値を出力
する。一方、電圧設定回路44により、所定の直流電圧が
設定される。この直流電圧は、マイクロコンピュータ45
のA/D変換器49に供給されてデジタル信号に変換され、
そして、データ処理ユニット48に供給される。データ処
理ユニット48は、A/D変換器49からのデジタル値を変換
係数として用い、計数値に基づいてセンサ41の容量を計
算する。
図２に示した検出回路においては、発振ユニット42が
センサ41の容量変化を周波数の変化に変換している。そ
して、カウンタ47が発振ユニット42からの周波数信号の
波数を計数することにより、センサ41の容量の変化をデ
ジタル信号として把握することができる。
しかしながら、図２に示した検出回路においては、演
算増幅器42aの入力端子等に何らかの寄生容量が生じて
しまうことが避けられない。従って、センサ41として極
めて小さな容量のものを用いざるを得ない場合には、セ
ンサ41の容量が変化しても、該寄生容量の影響により、
出力信号の周波数が明確に変化しない事態となってしま
う。特に、発振ユニット42から出力される信号中の波数
を所定期間計数してセンサ41の容量の変化を把握する手
法では、あるレベル以上に周波数が変化する場合にの
み、該波数の変化が現れることになる。これにより、発
振周波数の変化が該レベルに達しない場合には、センサ
41の容量の変化を把握することが困難であるという問題
をある。このような問題を解決するために、発振ユニッ
ト42の発振周波数を大きくし、かつ極めて高速のカウン
タ47を用いることが考えられる。しかしながら、この解
決方法では、回路構成が複雑になり、従って、非常に高
価な装置となってしまう。さらに、上記した寄生容量
は、発振ユニット42の演算増幅器42aとセンサ41とを別
のチップ上に形成したときに、一段と大きくなってしま
う。この結果、大きくなった寄生容量により、発振ユニ
ット42において安定した発振を得ることが困難になる場
合がある。
また、図２の検出回路においては、計数した波数の変
化を、データ処理ユニット48においてデジタル処理によ
って容量値の変化に変換しなければならない。しかしな
がら、上記した発振ユニット42の発振周波数は、ほとん
どの場合、センサ41の容量値と単純な比例関係にはな
い。すなわち、センサ41の容量の変化を実時間で把握す
るためには、二乗演算や逆数演算等の複雑な演算を、デ
ータ処理ユニット48において高速で実行しなければなら
ない。したがって、特に高価で高性能のマイクロコンピ
ュータを用いない限り、データ処理ユニット48の殆どの
処理能力をこのような複雑な演算によって占有されてし
まうことになる。
本発明は、このような従来例の問題点を解決するため
になされたものであり、本発明の目的は、出力周波数が
センサの容量等のインピーダンスに高精度に依存して変
化する発振ユニットを用いた検出装置及び方法を提供す
ることである。
本発明の別の目的は、出力周波数がセンサの容量等の
インピーダンスに実質的に比例して変化する発振ユニッ
トを用いた検出装置及び方法を提供することである。
本発明の更に別の目的は、センサの容量及び寄生容量
の値に拘わりなく、簡単な構成で、センサ容量の変化を
把握することができる検出装置及び方法を提供すること
である。
本発明の別の目的は、出力周波数がセンサの容量に依
存して変化する発振ユニットであって、発振出力の振幅
変化が該容量値の検出に影響しないようにするために、
矩形波を出力することができる発振ユニットを用いた検
出装置及び方法を提供することである。
本発明のこれらの目的を達成するために、本発明に係
る、少なくとも１つのセンサにおいて感知された物理量
に応じて変化するセンサ・インピーダンスを検出する装
置は、センサ・インピーダンスを該インピーダンスに対
応する周波数を有する発振信号に変換するインピーダン
ス／周波数変換ユニットと、所定の期間発振信号の波数
を計数して計数値を出力するカウンタとを備え、該イン
ピーダンス／周波数変換ユニットは、センサ・インピー
ダンスを含む発振器であって、発振信号として矩形波を
出力する発振器を備えている。
上記した装置において、発振器は、好適には、可変利
得の増幅器と該増幅器の正帰還回路とを含むウイーン・
ブリッジ発振器であり、該正帰還回路は、センサ・イン
ピーダンスとしての抵抗又は容量を含み、また、増幅器
の利得と正帰還回路の正帰還率との積が１以上に設定さ
れている。さらに好適には、センサ・インピーダンスの
一端が基準電圧に接続されている。
上記した装置はさらに、複数の追加のセンサ及びカウ
ンタを備えることができ、この場合、インピーダンス／
周波数変換ユニットは、追加のセンサをそれぞれ備えた
追加の発振器を備え、該発振器は、追加のカウンタそれ
ぞれに対して、追加のセンサのインピーダンスにそれぞ
れ対応する周波数を有する追加の発振信号としての矩形
波信号を発生する。この装置において、好適には、セン
サは共振アレイとして構成されている。
本発明の他の観点においては、少なくとも１つのセン
サにおいて感知された物理量に依存して変化するセンサ
・インピーダンスを検出するための装置が提供される。
この装置は、センサ・インピーダンスを、該インピーダ
ンスに対応する周波数を有する発振信号に変換するイン
ピーダンス／周波数変換ユニットと、該発振信号の波数
を所定期間計数して計数値を出力するカウンタとを備え
ており、該インピーダンス／周波数変換ユニットは、セ
ンサ・インピーダンスに対応する出力電圧を発生するイ
ンピーダンス／電圧発生器と、該インピーダンス／電圧
変換器の出力電圧に依存して周波数が変化する可変イン
ピーダンス要素を含み、発振信号を発生する発振器とで
構成されている。
該第２の観点の装置は、好適には、インピーダンス／
電圧変換器と発振器との間に、インピーダンス／電圧変
換器の出力電圧に所定の直流電圧を重畳（加算）する電
圧重畳ユニットを備えている。重畳後の電圧は、発振器
の可変インピーダンス要素に供給される。
第２の観点の装置において、好適には、発振器の可変
インピーダンス要素は、ゲートに加えられる電圧によっ
て変化する第１のMOSFETのドレイン−ソース間抵抗で構
成され、かつ、電圧加算ユニットは、センサ・インピー
ダンスに対応する出力電圧を受け取るゲート及び可変負
荷抵抗に接続されたドレインを有する第２のMOSFETであ
って、第１のMOSFETのゲートに対して加算された電圧を
供給する第２のMOSFETで構成される。
第２の観点の装置において、好適には、センサ・イン
ピーダンスは容量であり、インピーダンス／電圧変換器
は、（ａ）抵抗を介して可変電圧発生器から入力電圧を
受け取るとともに並列接続された抵抗及び第１のスイッ
チを介して自身の出力端子に接続された反転入力端子
と、センサ・インピーダンスを介して入力電圧を受け取
るとともにスイッチを介して基準電圧を受け取る非反転
入力端子とを有する第１の演算増幅器であって、入力電
圧がスイッチのオフ期間中に可変される、第１の演算増
幅器、（ｂ）抵抗を介して可変電圧発生器から入力電圧
を受け取るとともに並列接続された抵抗及び第２のスイ
ッチを介して自身の出力端子に接続された反転入力端子
と、基準電圧に接続された非反転入力端子とを有する第
２の演算増幅器、及び（ｃ）第１の演算増幅器からの出
力電圧を受け取る非反転入力端子と、第２の演算増幅器
からの出力電圧を受け取るとともに並列接続された可変
抵抗及び第３のスイッチを介して出力に接続された反転
入力端子とを有する第３の演算増幅器を含んでおり、該
出力が、第２のMOSFETのゲートに接続され、第１〜第３
のスイッチはインピーダンス／電圧変換器をリセットす
るためにターン・オンされてインピーダンスの測定を開
始する前にターン・オフされる。第１〜第３のスイッチ
は、リセット・サイクル即ち初期化サイクル中にターン
・オンされ、測定サイクルの開始前にターン・オフされ
る。
本発明に係る、センサの感知した物理量に応じて変化
するセンサ容量を検出する方法においては、（ａ）セン
サ容量を該容量に対応する電圧に変換するステップと、
（ｂ）変換された電圧に応じて要素の抵抗値を変化させ
るステップと、（ｃ）要素のインピーダンスに応じて変
化する周波数信号を発振器から発生させるステップと、
（ｄ）所定の期間中、発振器からの周波数信号の波数を
計数するステップとからなり、センサ容量がデジタル形
態の発振周波数信号に変換されることを特徴としてい
る。
図面の簡単な説明 図１は、センサ容量を検出するための従来例の検出装
置を示したブロック図である。
図２は、センサ容量を検出するための他の従来例の検
出装置を示したブロック図である。
図３は、本発明に係る、センサ容量を検出するための
検出システムの概略を示したブロック図である。
図４は、図３に示した装置の発振信号発生ユニットと
して使用可能なウイーン・ブリッジ発振器の詳細な構成
を示す図である。
図５は、図４に示したウイーン・ブリッジ発振器のシ
ミュレーション例における閉ループ利得Ａと発振周波数
との関係を示したグラフである。
図６は、図４に示したウイーン・ブリッジ発振器のシ
ミュレーション例におけるセンサ容量と発振周波数との
関係を、種々の閉ループ利得に対応して示したグラフで
ある。
図７は、センサを構成する共振子アレイの平面図であ
る。
図８は、図７に示した共振子アレイのシミュレーショ
ン例における共振周波数と振幅との関係を示したグラフ
である。
図９は、図７に示した共振子アレイの一部分の概略断
面図である。
図10は、共振子アレイのセンサ容量の変化を示すグラ
フである。
図11は、図７に示した共振子アレイと図４に示した発
振器とを用いたセンサ容量の検出装置のブロック図であ
る。
図12及び図13は、図３に示した装置の発振信号発生ユ
ニットとして使用可能な発振器の回路図である。
図14は、図３に示した装置の発振信号発生ユニットの
他の構成を示すブロック図である。
図15は、図14に示した発振信号発生ユニットの動作を
説明するためのタイム・チャートである。
図16は、図14に示した電圧出力回路のシミュレーショ
ン例におけるセンサ容量と出力電圧との関係を示したグ
ラフである。
図17は、図16のグラフを拡大したグラフである。
図18は、図14に示した電圧出力回路の実験例において
得られたセンサ容量と出力電圧との関係を示したグラフ
である。
図19は、図14に示した発振信号発生ユニットのシミュ
レーション例におけるセンサ容量と発振周波数との関係
を示したグラフである。
発明の最適な実施形態 図３は、本発明に係る検出システムのブロック図であ
り、該システムは、検出装置１とデジタル信号処理装置
とで構成されている。検出装置１は、センサ８を有する
発振信号発生ユニット３とカウンタ４とを備えており、
センサ８で感知した物理量に対応しかつデジタル信号処
理装置２で直接に処理することが可能なデジタル信号を
出力する。またデジタル信号処理装置２は、ピーク・ホ
ールド・ユニット５、容量変換ユニット６、及び振幅検
出ユニット７を備えており、カウンタ４からの信号に基
づいて、センサ８が検知した物理量を把握する。容量変
換ユニット６は、ピーク・ホールド・ユニット５で保持
されたピーク電圧に基づいて、容量値を演算するデバイ
スである。振幅検出ユニット７は、容量変換ユニット６
で得られた容量値から共振信号の振幅を演算するデバイ
スである。
図４は、図３に示した検出装置１に具備される発振信
号発生ユニット３の第１の実施例を示す回路図である。
該ユニット３は、周波数選択性を有する帰還回路網によ
って増幅回路に正帰還をかけたウィーン・ブリッジ発振
器として構成されている。より詳細に説明すると、該帰
還回路網は、抵抗31とコンデンサ35との直列回路からな
る第１のインピーダンス部37、及び、抵抗32とコンデン
サ36との並列回路からなる第２のインピーダンス部38で
構成され、この帰還回路網により演算増幅器９の非反転
端子又はノードに正帰還をかけ、一方、２つの抵抗33、
34によって演算増幅器９の反転入力端子に負帰還をかけ
ている。第２のインピーダンス部38は、その一端がグラ
ンド端子に接続されており、該インピーダンス部のコン
デンサ36は、図３に示したセンサ８によって構成されて
いる。
図４に示した、センサ容量36を有するウイーン・ブリ
ッジ発振器３においては、その増幅回路の利得すなわち
負帰還による閉ループ利得Ａを、次式で表すことができ
る。
Ａ＝１＋R4/R3 （１） 式（１）において、R3、R4はそれぞれ、抵抗33及び34の
抵抗値である。またセンサ容量を備えた発振器全体の利
得Ｇは、閉ループ利得Ａと帰還回路網による正帰還率と
の積により、次式で表される。
Ｇ＝（１＋R4/R3）／（１＋R1/R2＋C2/C1） （２） 式（２）において、R1、R2はそれぞれ、抵抗31及び32の
抵抗値であり、またC1、C2はそれぞれ、コンデンサ35及
び36の容量値である。利得Ｇがほぼ１である場合には、
発振器３の発振周波数ｆは、次式で表される。
ｆ＝1/（２π）・（C1・C2・R1・R2）−1/2 （３） 通常、発振器３の素子定数はそれぞれ、利得Ｇが常に
１よりも大きくなるように設定されている。ところが、
利得Ｇを１よりも大きくするほど、図４に示したウイー
ン・ブリッジ発振器３の発振周波数ｆは、式（３）で求
められる理論値から次第に離れてくることが、実験によ
り分っている。詳細な解析が待たれるが、この現象は、
演算増幅器９の非線型性等が影響しているものと考えら
れる。
図５のグラフは、図４に示した発振器のシミュレーシ
ョン例における発振周波数ｆと利得Ｇに比例する閉ルー
プ利得Ａとの関係を示しており、ここでは、R1＝R2＝R3
＝50KΩ、C1＝100fF、C2＝50fFとし、R4を可変とした。
利得Ｇ＝１、すなわち閉ループ利得Ａ＝2.5のときに
は、このシミュレーション例では、発振周波数ｆが約45
MHzであった。この得られた45MHzは、式（３）から計算
された発振周波数とほぼ等しい。しかしながら、閉ルー
プ利得Ａを2.5から次第に大きくしていくと、図５に示
すように、発振周波数ｆは次第に低くなった。
図６は、図４に示した発振器３のシミュレーション例
におけるコンデンサ36の容量値C2と発振周波数ｆとの関
係を、種々の閉ループ利得Ａについて示したグラフであ
る。ここでも、R1＝R2＝R3＝50kΩ、C1＝100fFと設定し
た。図６に示すように、C2が約200fF以上であれば、閉
ループ利得Ａが異なっても、発振周波数ｆが大きく異な
ることはなかった。これに対し、C2が約200fF以下の場
合は、C2の変化に対する発振周波数ｆの変化率が、閉ル
ープ利得Ａの相違によって大きく異なる結果となった。
例えばC2＝300fFの場合、Ａ＝2.5のときｆ＝18.4MHzで
あるのに対し、Ａ＝11のときはｆ＝11.83MHzであり、両
者に顕著な差はない。ところがC2を200fFから10fFまで
変化させると、Ａ＝2.5のときに発振周波数ｆは22.5MHz
から100MHzまで大きく変化するのに対し、Ａ＝11のとき
は発振周波数ｆは13.98MHzから19.86MHzまでの変化にと
どまっている。従って、感度、すなわち容量値C2の変化
に対する発振周波数ｆの変化率を、閉ループ利得Ａを変
化させることによって調整できることになる。このよう
な閉ループ利得Ａの変更は、抵抗33又は34を可変抵抗と
することによって行ってもよいし、これら抵抗を他のも
のと取り替えることによって行ってもよい。
図３のセンサ８（又は、図４のコンデンサ36）を共振
子アレイとして構成することができる。図７は、本発明
に係る検出システムにおいて用いることができる共振子
アレイ20の平面図である。なお、この共振子アレイは、
本発明者らによって既に提案されたものである。該アレ
イ20は、第１のダイヤフラム21と第２のダイヤフラム22
との間を一本のトランスバーサル・ビーム23で連結する
とともに、それぞれ長さの異なる複数のラテラル・ビー
ム24をトランスバーサル・ビーム23に対し略直交するよ
う所定の間隔をもって並設して構成されている。
この共振子アレイ20は、人間の聴覚システムを人工的
に再現すべく構成されたものであって、その作用の概略
は次のようなものである。第１のダイヤフラム21に可聴
周波数帯の振動信号を与えると、この振動信号は、第１
のダイヤフラム21からトランスバーサル・ビーム23を介
して、第２のダイヤフラム22へと伝達されていく。この
伝達過程において、各ラテラル・ビーム24がそれぞれの
共振周波数で振動を開始する。言い換えると、ラテラル
・ビーム24は、伝達された振動信号からそれぞれの共振
周波数とほぼ一致した周波数成分を吸収して振動し、こ
れにより、入力された振動信号が周波数成分ごとに分割
される。図８は、ラテラル・ビーム24の振動振幅を、周
波数ｆの関数として示したグラフである。このグラフか
らも明らかなように、ラテラル・ビーム24の振動振幅を
検出すれば、第１のダイヤフラム21に入力された振動信
号から、特定の周波数成分を抜き出して知ることができ
る。
図９は、ラテラル・ビーム24の機械振動の振幅Ｗを検
出すべく構成されたセンサ８の断面模式図である。図９
に示すように、このセンサ８は、ラテラル・ビーム24の
下面側にビーム電極25を設けるとともに、このビーム電
極25と相対向するように静止電極26を設けて構成されて
いる。この構成により、ビーム電極25と静止電極26との
間にコンデンサが形成される。ラテラル・ビーム24の振
動に従って両電極25、26間の距離Ｄが変化するため、上
記のコンデンサの容量が距離Ｄに反比例して変化する。
したがって、感知した機械振動によって容量が変化する
センサ８が構成されることとなる。
図10のグラフは、図９に示したセンサ８によって形成
されたコンデンサ36の容量C2の変化を時間の関数として
表している。図10に示すように、コンデンサ36の容量C2
は、ラテラル・ビーム24の機械振動の周期Ｔに一致した
周期で、最大容量値Cmaxと最小容量値Cminとの間で変化
する。図10に示すようにコンデンサ36の容量C2が変化す
ると、図６に示すように、そのときの閉ループ利得Ａに
応じて発振周波数ｆが変化する。より具体的には、この
発振周波数ｆは、最大容量値Cmaxに対応して最小周波数
ｆminとなり、また最小容量値Cminに対応して最大周波
数ｆmaxになる。
上記したように、発振器３の構成要素は、その利得Ｇ
が常に１よりも大となるように設定されている。従っ
て、発振器３から出力される発振振幅は電源投入時から
増大の一途をたどり、結局、発振器３の出力端10（図４
参照）からは、電源電圧に飽和した振幅を有するパルス
状の発振波形信号が出力される。図３のカウンタ４は、
このようにパルス波形となった信号を受け取り、該信号
の所定の時間内に含まれるパルス波形の数（即ち、波
数）を計数する。カウンタ４は、クリア機能付きの通常
のバイナリ・カウンタ等の簡素な回路として、構成する
ことができる。すなわち、カウンタ４は、パルス波形の
信号を入力クロック信号として受け取るとともに、所定
の周期を有してカウンタ４をリセットするためのクリア
信号を受け取ることにより、該所定の期間中、入力され
たクロックを計数する。このとき、計数出力が例えば８
ビットのバイナリ信号であれば、255までのクロックの
計数が可能である。従って、発振周波数ｆがカウンタ４
から出力される計数値に変換されたことになり、該計数
値は、２進デジタル値で表現されているので、図３に示
したデジタル信号処理装置２にそのまま入力することが
できる。図３に関連して既に説明したように、デジタル
信号処理装置２は、ピーク・ホールド・ユニット５、容
量変換ユニット６、及び振幅検出ユニット７を備えて構
成されている。デジタル信号処理ユニット２は、専用の
プロッセッサ等で構成してもよいが、他の制御等も併せ
て行うマイクロコンピュータで構成してもよい。
カウンタ４から入力した計数値は、最小周波数ｆmin
に対応するとともに従って図10の最大容量値Cmaxに対応
する最小計数値CNTminと、最大周波数ｆmaxに対応する
とともに従って図10の最小容量値Cminに対応する最大計
数値CNTmaxとを有している。そこで、ピーク・ホールド
・ユニット５によって最小計数値CNTminと最大計数値CN
Tmaxとを検出し、それぞれの値をユニット５のレジスタ
に格納する。
容量変換ユニット６は、この最大計数値CNTmaxを最小
容量値Cminに変換し、また最小計数値CNTminを最大容量
値Cmaxに変換する。この変換を行うには、例えば、図６
に示すような容量値C2と発振周波数ｆとの相関関係、す
なわち容量値C2とカウンタ４の計数値との相関関係を、
図４に示した発振器３の閉ループ利得Ａに対応させて、
あらかじめデジタル信号処理装置２に設けられたメモリ
に記憶させておく必要がある。これにより、計数値CNTm
ax、CNTminをアドレスとして、このメモリから容量値C2
を読み出すことができ、従って変換が実行される。
求められた容量値Cmax及びCminは、図９に示した２つ
の電極25、26間の距離Ｄに基づくものである。そこで次
に、振幅検出ユニット７において、最大容量値Cmaxを最
小距離Dminに変換し、また最小容量値Cminを最大距離Dm
axに変換する。これら変換も、上記と同様に、デジタル
信号処理装置２に設けられたメモリを用いて行うことが
できるが、コンデンサの電極間距離とその容量値との関
係を示す式から、計算によって求めてもよい。得られた
最大距離Dmaxと最小距離Dminとの差を計算することによ
り、ラテラル・ビーム24の振幅値Ｗを得ることができ、
これによって、共振子アレイ20の第１のダイヤフラム21
に与えられた振動信号のうち、特定の周波数成分を有す
る信号の振幅値を検出することができる。
上記したように、共振子アレイ20は、入力された振動
信号を周波数成分ごとに分割し、ラテラル・ビーム24で
の振幅Ｗを有する機械振動として、該周波数成分を並列
に出力する。従って、入力された振動信号に含まれるそ
れぞれの周波数成分を実時間で検出するためには、ラテ
ラル・ビーム24の振幅Ｗを、上記のような手法によって
並列に演算する必要がある。図11は、このような振幅Ｗ
を検出するために構成された装置を示した部分ブロック
図である。図11における各回路11は、図４に示した回路
ブロック35と同一であり、従って、発振回路３のうちコ
ンデンサ36を除いたものと同一である。共振子アレイ20
は、導電性部材で構成されており、またその一部がグラ
ンド端子39に接続されている。並設された各回路11の入
力端子12は、ラテラル・ビーム24の先端部に対向して設
けられた各静止電極26に接続されている。このような構
成において、それぞれの回路11の出力端子10からパルス
状の信号が並列に出力され、これら信号がそれぞれカウ
ンタ４に入力される。このようにすれば、それぞれの周
波数成分について、それぞれの振幅を並列に取得するこ
とができることになる。
図４に示した発振器３及びカウンタ４を用いた検出装
置１では、コンデンサ36のセンサ容量C2が、２進デジタ
ル値で表現された計数値として出力される。このような
計数値は、そのままデジタル信号処理装置２で取り扱う
ことができるから、従来必要とされていたA/D変換器を
省略することができる。特に、図11に示した共振子アレ
イ20を用いた場合は、ラテラル・ビーム24の振幅Ｗがデ
ジタル計数値として出力されるので、複数のA/D変換器
を省略でき、よって構成を著しく簡素化することができ
る。
図４の発振器及びカウンタ４を具備した検出装置１で
は、発振器３の利得Ｇを１よりも大として、その出力端
子10からパルス信号を出力させている。カウンタ４は、
信号波形が所定のスレショルド電圧を越えた時点を判断
して、波数の計数を行っている。従って、発振器３の出
力信号をパルス状とすれば、該発振器３からの出力の振
幅変化によって上記の判断時点が時間軸方向へ変動する
ことを回避することができる。該判断時点の変動を回避
することにより、パルス化された出力信号を発生する発
振器３を回路11として用いた場合には、ラテラル・ビー
ム24の振幅Ｗを正確に把握することができる。しかも、
発振器３の出力信号は常に、電源電圧で飽和しているパ
ルス信号となる。従って、外乱、経時変化、部品のバラ
ツキ等があっても、出力信号の振幅は確実にスレショル
ド電圧を超えることとなる。そのため、カウンタ４にお
ける計数ミスの発生を防止できる。
ところで、ウイーン・ブリッジ発振器３の発振周波数
ｆは、容量C2の変化に従って変動するものであるが、こ
の発振周波数ｆの変動許容範囲は、カウンタ４の動作速
度によって制限される。それは、発振周波数ｆが高くな
りすぎると、カウンタ４が各パルスをもれなく計数する
ことが困難になるからである。一方、容量C2の変化量は
センサ８の特性によって決められたものであるから、発
振周波数ｆの変動範囲を調整するために容量C2を制御す
ることは、一般に困難である。しかしながら、検出装置
１においては、発振器３の閉ループ利得Ａを変更するこ
とにより、カウンタ４の動作速度に合わせて発振周波数
ｆの変動範囲を調整することができる。しかも、利得Ｇ
が１以上であれば、出力される波形は常に同じパルス状
のものとなるから、この変動範囲の調整は、他に不都合
を生じさせることなく可能である。
検出装置１の発振器（発振信号発生ユニット）３で
は、一端がグランド端子39に接続されたコンデンサ36を
センサ８によって構成している。従って、図11に示すよ
うに、複数のセンサ８を回路11とともに用いて発振器３
を複数構成する場合には、各センサ８の一端を共通ライ
ンに接続することができる。共振子アレイ20はシリコン
・チップ上に構成されるものであるが、これと同様に複
数のセンサ８をシリコン・チップ形成する場合に、一端
をあらかじめ相互接続した複数のセンサを容易に構成す
ることができる。従って、このような複数のセンサ８を
用いて複数の発振器３を構成すると、複数のセンサの相
互接続された一端を一箇所でグランド・ライン39に接続
することができ、そのため、検出装置１の構成を一段と
簡素なものとすることができる。
検出装置１が１つのセンサ８を備えた１つのみの発振
器３を具備する場合、図４の抵抗31又はコンデンサ35等
の他の電気素子を、発振周波数ｆを決定するためのセン
サ素子８として構成することが可能である。さらに、全
ての構成素子は、センサ素子として構成することが可能
である。
上記の実施例においては、センサ８は、その容量C2が
感知された物理量の変化に基づいて変化するコンデンサ
36として構成されている。しかしながら、センサ８は上
記したものに限定されるものではなく、例えば、感知さ
れた物理量の変化に応じて変化する抵抗を有するような
センサ８を用いることもできる。また、複数のセンサ８
を構成する共振子アレイ20（図７及び図９）は感知した
機械振動によってその電気的特性を変動させるものであ
るが、これ以外にも、湿度、温度、磁気、圧力、光、ガ
ス、その他の物理量の変化によって電気的特性を変化さ
せる種々のセンサ８を用いることがてきる。
さらに、発振器３はウイーン・ブリッジ発振器に限定
されるものではなく、他のタイプの発振器も採用可能で
ある。例えば、図12に示すような、演算増幅器を用いた
方形波発振器を用いることができる。この場合、コンデ
ンサ40、抵抗41、42、43の少なくともいずれかをセンサ
８として構成すれば、このセンサ８が感知した物理量の
変化を、矩形波状の発振信号における基本周波数の変化
として、出力することができる。また、図13に示すよう
なCMOSシュミット回路44を用いた矩形波発振器を用いる
こともできる。この場合も、コンデンサ46又は抵抗45を
センサ８として構成すれば、該センサ８が感知した物理
量の変化を、矩形波状の発振信号にける基本周波数の変
化として、出力することができる。図12、図13の例えば
コンデンサ40、コンデンサ46のように、その一端がグラ
ンド・ライン39に接続された素子をセンサ８として構成
し、かつ、検出装置１を並列設置された複数のセンサ８
を含む複数の発振器３として構成すれば、共振子アレイ
20の場合のように、該複数のセンサの一端をシリコン・
チップ上の１点においてグランド・ラインに予め相互に
接続することができるので、検出装置１を一段と簡素な
ものとすることができる。センサの一端をグランド・ラ
インに接続する代わりに、他の基準電圧ライン、例えば
正負の電源ライン等に接続することも可能であり、これ
によっても検出装置を簡素化することができる。
他の発振器も検出装置１において用いることができ
る。LC発振ユニットを用いた場合には、検知された物理
量の変化によりそのインダクタンスを変化させるよう構
成されたセンサを用いることができる。さらに、電源電
圧以下の振幅を有するパルス化信号または正弦波状の信
号を出力する発振ユニットであっても、スレショルド値
よりも大きい振幅を有する信号を発生するものであれ
ば、採用可能である。
図４に示した構成の発振器３を複数用い、更に図７に
示したセンサ８としての共振子アレイ20を用いて、検出
装置１を実験的に構成した。各発振器３の素子の定数
は、R1＝R2＝R3＝50KΩ、R4＝500kΩ、C1＝100fFとし
た。従って、閉ループ利得Ａは、計算により11であっ
た。カウンタ４が波数を計数する周期（基準時間）は、
6.7μＳとした。
実験例では、5KHzの正弦波を検出信号として、共振子
アレイ20の第１のダイヤフラム21に入力した。この場
合、5KHzの正弦波１周期につき30点で波数の計数を行う
こととなるが、このとき、最大計数値CNTmaxは134であ
り、最小計数値CNTminは78であった。これらの計数値CN
Tmax、CNTminから、最大周波数ｆmax＝20.0MHz及び最小
周波数ｆmin11.6MHzを得ることができた。さらに、コン
デンサ36の容量C2が最小容量値Cmin＝10fFから最大容量
値Cmax＝500fFまでの間で変化していることが分かっ
た。そして、共振子アレイ20に形成されたラテラル・ビ
ーム24の振幅Ｗは、上記したように、これらの容量値Cm
in、Cmaxに基づいて把握できる。閉ループ利得Ａを11と
したとき、発振周波数ｆの変動範囲は11.6MHz〜20.0MHz
となったが、これは、汎用の高速CMOS−ICカウンタ等で
十分に計数可能な周波数領域である。しかも、平均すれ
ば波数の１カウントが約9fFの容量の変化に対応してい
ることになるから、十分な分解能をもった検出が可能で
ある。さらに、８ビットのバイナリ出力のカウンタ４で
波数の計数ができるから、カウンタ４の構成も簡素なも
のとすることができる。
図14のブロック図は、本発明に係る、図３に示した検
出装置１の発振信号発生ユニット３の他の実施例を示し
ており、該検出装置は、可変電圧発生器60、電圧出力回
路70、電圧重畳回路80、発振器90及び制御ユニット（不
図示）で構成されている。発振器90は、図４に示したカ
ウンタ４に対して、出力端子OUT9から発振出力信号Fout
を出力し、これにより、カウンタ４は、所定の期間、該
信号Foutの波形の数（波数）をカウントする。制御ユニ
ットは、可変電圧発生器60、電圧出力回路70、及び発振
器90を制御する。可変電圧発生器60は、電圧出力回路70
の入力端子IN7に対して、Vh又はVh＋ΔＶを入力電圧Vin
として供給する。制御ユニットは、電圧出力回路70及び
発振器90中のスイッチをターン・オン／ターン・オフす
るよう制御する。制御ユニットは、カウンタ４（図３）
のリセットすなわちクリア動作を制御することもでき
る。
電圧出力回路70は、第１〜第３の演算増幅器OP4〜OP6
とを備えている。電圧入力端子又はノード（Vin）と第
１の演算増幅器OP4の反転入力端子又はノードとの間に
抵抗Ri1が接続され、第１の演算増幅器OP4の出力端子又
はノードと反転入力端子との間に抵抗Rf1とスイッチSW1
1との並列接続からなる帰還回路が接続されている。セ
ンサ８は、圧力、信号、温度、ガス密度等の感知された
物理量の変化によって容量C2を変化させるものである
が、該センサ８が、演算増幅器OP4の非反転入力端子又
はノードと電圧入力端子IN7との間に接続されている。
該非反転入力端子は、スイッチSW12を介して基準電圧端
子Vh（基準電圧Vhを提供する端子）に接続されている。
上記したこれらの要素によって、センサ８の容量Csを出
力電圧V1に変換する容量／電圧変換回路が構成されてい
る。
第２の演算増幅器OP5の反転入力端子又はノードと電
圧入力端子IN7との間には、抵抗Ri2が接続され、該第２
の演算増幅器OP5の出力端子又はノードと反転入力端子
との間には、抵抗Rf2とスイッチSW13との並列接続から
なる帰還回路が接続されている。第２の演算増幅器OP5
の非反転入力端子又はノードが、基準電圧端子Vhに接続
されている。
第１の演算増幅器OP4の出力端子は、互いに直列に接
続された分圧抵抗Rh3及びRg3を介して、基準電圧端子Vh
に接続され、そして、両分圧抵抗の接続点が、第３の演
算増幅器OP6の非反転入力端子又はノードに接続されて
いる。抵抗Rh3は固定抵抗であり、抵抗Rg3はボリューム
すなわち可変抵抗として構成されている。第２の演算増
幅器OP5の出力端子は、抵抗Ri3を介して第３の演算増幅
器OP6の反転入力端子又はノードに接続されている。こ
の演算増幅器OP6の出力端子又はノードと反転入力端子
との間には、互いに並列に接続された抵抗Rf3及びスイ
ッチSW14とからなる帰還回路が接続されている。
電圧重畳回路80は、例えば、Ｎチャネル・エンハンス
メント型のMOSトランジスタT29を備えている。このトラ
ンジスタT29のゲートは、電圧出力回路70の出力端子に
接続されており、すなわち、演算増幅器OP6の出力端子
がトランジスタT29のゲートに接続されている。該トラ
ンジスタT29のソースは、グランドに接続されている。
トランジスタT29のドレインは、可変の負荷抵抗Rlevを
介してして、電圧＋ＶDDを供給する正電源ラインＶDDに
接続され、このドレインが電圧重畳回路80の出力端子又
はノードとなっている。
発振器90は、ウイーン・ブリッジ発振器として構成さ
れている。すなわち、直列接続された抵抗Rw1とコンデ
ンサCw1とが第４の演算増幅器OP7の非反転入力端子又は
ノードと出力端子又はノードとの間に接続されている。
また、このRw1−Cw1直列回路に並列に、スイッチSW15が
接続されている。コンデンサCw2及びMOSトランジスタT3
0が、演算増幅器OP7の非反転入力端子と基準電圧端子Vh
との間に接続され、該トランジスタT30のドレイン及び
ソースが、コンデンサCw2に並列接続されている。これ
らの抵抗Rw1、コンデンサCw1及びCw2、トランジスタT30
のドレイン−ソース間の抵抗によって、ウイーン・ブリ
ッジ発振器のCR帰還回路網が構成されている。トランジ
スタT30はトランジスタT29と同様なタイプ、すなわち、
Ｎチャネルのエンハンスメント型で構成されている。こ
のトランジスタT30のゲートは、電圧重畳回路80の出力
端子、すなわちトランジスタT29のドレインに接続され
ている。さらに、演算増幅器OP7の反転入力端子又はノ
ードと基準電圧端子Vhとの間に、抵抗Rw2が接続され、
該演算増幅器OP7の反転入力端子と出力端子との間に抵
抗Rw3が接続されている。演算増幅器OP7の出力端子は、
発振器90の出力端子又はノードに接続されている。
発振器90からの出力信号Foutは、カウンタ（図３）に
供給され、該カウンタは、該信号Foutの波を所定の期間
計数する。図３に関連して先に説明したように、カウン
タ４は、クリア端子付きの通常のバイナリ・カウンタで
あり、出力端子OUT9から出力される信号Foutを入力クロ
ック信号として受け取り、クリア端子に制御ユニットか
ら所定の期間毎にクリア信号が供給されるまで、信号Fo
utの波数を計数し、クリア・タイミングの直前に得られ
た計数値を出力する。したがって、カウンタ４は、信号
Foutの周波数に対応する２進ディジタル信号を出力する
ことができる。
基準電圧端子Vhは、同一の電圧Vhを供給する同一電圧
のラインに接続されている。
制御ユニットは、例えば、マイクロコンピュータと駆
動回路とによって構成される。該制御ユニットは、スイ
ッチSW11、SW12、SW13、SW14、SW15が同一タイミングで
ターン・オン／ターン・オフするように、これらのスイ
ッチの切換制御端子SW11a、SW12a、SW13a、SW14a、SW15
aに同一の制御信号CTRLを供給する。制御ユニットはま
た、可変電圧発生器60を制御して、該発生器が、入力端
子IN7への入力電圧Vinとして、電圧Vh又はVh＋ΔＶを発
生するように制御する。
次に、図14に示した成された発振ユニット（発振信号
発生ユニット）３の動作について説明する。図15は、制
御ユニットによってスイッチSW11〜SW15の切替制御端子
SW11a〜SW15aに供給される制御信号CTRL、電圧入力端子
IN7へ入力される電圧Vin、及び出力端子OUT9から出力さ
れる信号Foutの状態を示すタイミング図である。時点T1
まで、制御ユニットは高レベルの制御信号CTRLを出力し
ており、これにより、スイッチSW11〜SW15がオン状態を
保持している。これらのスイッチがオン状態の期間中、
制御ユニットは可変電圧発生器60を制御して、Vin＝Vh
の電圧を電圧入力端子IN7に出力させる。これらスイッ
チのオン状態により、演算増幅器OP4〜OP7の出力は基準
電圧となり、よって、出力端子OUT9からの出力信号Fout
は、Vhに保持される。従って、発振ユニットの初期化が
行われたことになる。なお、このとき、電圧入力端子IN
7に、制御ユニット自身から基準電圧Vhが印加されるよ
うにしてもよいが、ただし、電圧入力端子IN7と制御ユ
ニットとの間を高インピーダンス状態となるようにする
必要がある。
次に、時点T1において、制御ユニットが制御信号CTRL
を低レベルにして、スイッチSW11〜SW15をターン・オフ
させる。これらスイッチSW11〜SW15がオフ状態のとき、
第１の演算増幅器OP4の出力電圧値V1は、その非反転入
力端子の電圧をVp1とすると、次式で表される。
V1＝−（Rf1/Ri1）・（Vin−Vp1）＋Vp1 （４） 上記式（４）において、Rf1＝Ri1すなわちRf1/Ri1＝１
とすると、該式は以下のように変換される。
V1＝−Vin＋2Vp1 （５） 第２の演算増幅器OP5の出力電圧V2は、Rf2/Ri2＝１とす
ると、次式で表される。
V2＝−（Rf2/Ri2）・（Vin−Vh）＋Vh ＝−Vin＋2Vh （６） 第３の演算増幅器OP6の出力電圧Voutは、次式で表され
る。
Vout＝Ｋ（V1−V2）＋Vh （ただし、Ｋ＝Rg3/Rh3＝Rf3/Ri3） （７） 次に、時点T1＋ΔＴにおいて、可変電圧発生器60から
電圧入力端子IN7へ供給される電圧Vinを基準電圧Vhから
これよりも高い所定の電圧Vh＋ΔＶへと変化させる。本
回路の電圧は基準電圧Vhからの差として扱われるので、
ここでVh＝０として以下の説明を進める。Vh＝０の場
合、第１の演算増幅器OP4の非反転入力端子の電圧Vp1
は、 Vp1＝ΔＶ・Cs/（Cs＋Cp） （８） となる。なお、Cpは、センサ８と演算増幅器OP4との接
続部分に生じる寄生容量である。そして、この式（８）
を、Vh＝０とした場合の式（４）及び（５）にそれぞれ
代入すると、以下の式が得られる。
V1＝−Vin＋２ΔＶ・Cs/（Cs＋Cp） V2＝−Vin これらの式を式（６）に代入することによって、電圧
出力回路70の出力電圧値Voutを Vout＝2K・ΔＶ・Cs/（Cs＋Cp） （９） として得ることができる。
センサ８と第１の演算増幅器OP4とがそれぞれ別チッ
プ上に構成されている場合、これらの接続部分に生じる
寄生容量Cpは1pF〜約100pF、あるいはそれ以上となるの
が通常である。これに対して、センサ８の容量Csは約1f
F〜数百fFであって、Cp＞＞Csとなるから、式（９）に
おけるCs/（Cs＋Cp）はCs/Cpに近似させることができ
る。従って、電圧出力回路70の出力電圧Voutは、 Vout＝2K・ΔＶ・Cs/Cp （10） と表すことができる。式（10）から明らかなように、電
圧出力回路70は、センサ８の容量Csに比例した出力電圧
Voutを出力することができる。式（10）は、センサ容量
Csに比例する電圧が第３の演算増幅器OP6から得られる
ことを示している。Vhが０でない場合には、式（10）は
より複雑になることに留意すべきである。Vh≠０の場合
の動作原理はVh＝０の場合と同様であるため、Vh≠０の
場合のVoutを表す式を個々では省略した。
図16は、センサ８の容量Csと電圧出力回路70のシミュ
レーション例における出力電圧Voutとの関係を示したグ
ラフである。また図17は、図16のうち、センサ８の容量
Csが100fF以下の部分のみを拡大して示したグラフであ
る。このシミュレーション例では、Ri1＝Rf1＝Ri2＝Rf2
＝Rh3＝Ri3＝10KΩの抵抗が用いられ、Rg3＝Rf3＝1MΩ
の可変抵抗が用いられてRg3/Rh3＝Rf3/Ri3となるように
調整したものとした。図16及び17のグラフからも明らか
なように、式（10）に示す通り、センサ８の容量Csと出
力電圧値Voutとは略比例関係にあることが分る。この比
例関係は、センサ８の容量Csが100fF以下の非常に小さ
な値の場合にも、保たれている。
電圧出力回路70の出力電圧は、次に、電圧重畳回路80
のトランジスタT29のゲートに入力される。該トランジ
スタT29のゲート−ドレイン間電圧は、このゲート電圧V
outの制御下で流れるドレイン−ソース電流と抵抗Rlev
とによって決定される。直流電圧であるこのゲート−ド
レイン間電圧は、電圧Voutに重畳され、そして、発振器
90に出力電圧Vlevとして出力される。電圧Vlevの理論値
は、次式で表すことができる。
Vlev＝V DD−（1/2）Rlev・β１（Vout−Vt）２ （11） なお、β１はトランジスタT29の利得係数であり、またV
tはそのスレショルド電圧であり。式（11）に示すよう
に、電圧Vlevは、理論的にはVoutとVtとの差の二乗に比
例して変化することになる。
出力電圧Vlevは次に、トランジスタT30のゲートに供
給される。該トランジスタT30のオン抵抗の理論値Ron
は、電圧Vlevを用いて、次式のように表される。
Ron＝Vp4/［β２｛（Vlev−Vt）Vp4−（1/2）Vp42｝］ （12） 式（12）において、Vp4は、演算増幅器OP7の非反転入力
端子の電圧である。この式（12）からも分るように、抵
抗Ronは、理論的にはVlevとVtとの差の逆数に比例して
変化する。この抵抗Ronは、ウイーン・ブリッジ発振器9
0におけるCR帰還回路網中の抵抗素子として機能するこ
ととなる。従って、出力端子OUT9から出力される信号Fo
utの周波数ｆは、次式で表される。
ｆ＝1/（２π）・（Rw1・Ron・Cw1・Cw2）−1/2 （13） つまり、抵抗Ronの平方根の逆数に比例して、周波数ｆ
が変化する。そして式（13）で表される周波数ｆを有す
る信号Foutが、制御信号CTRLによってスイッチSW11〜SW
15がオフとなっている間に出力される。続いて、図15に
示したように、時点T2で再びスイッチSW11〜SW15がオン
されると、センサ８と演算増幅器４との間に生じる寄生
容量に蓄えられた電荷が放電し、出力端子OUT9から、再
び基準電圧Vhが出力される。そして、時点T3でスイッチ
SW11〜SW15をオフにしたのち、電圧入力端子IN7の電圧V
inを測定用の電圧Vh＋ΔＶとすることにより、上記と同
様にして、周波数ｆの出力信号Foutが出力端子OUT9から
出力される。
図18は、実験例である電圧出力回路70におけるセンサ
の容量Csと出力電圧Voutとの関係を示しているグラフで
あり、該容量Csを種々の値に充電し、そして、その容量
ごとに出力電圧Voutを測定したものである。グラフ中、
点は測定された電圧を示している。このグラフから明ら
かなように、この実験例においては、出力電圧Voutと容
量とが線形関係にあり、該関係は、以下の式で表され
る。
Vout＝3.146Cs＋228.432 この実験例では、測定された容量のCsの最小値は5fF
であった。
以上のように、本発明によれば、センサ容量に応じて
線形変化する出力電圧が得られる。
図19は、図14に示した構成の実験例の装置において、
センサ８の容量Csが400fF以下の場合について、この容
量Csの変化と出力信号Foutの周波数ｆとの関係を示した
グラフである。この装置では、電圧出力回路70を図16及
び図17に関して説明したものと同一の構成にした。負荷
抵抗Rlevを1KΩの可変抵抗で構成し、そして、この負荷
抵抗を調整して、トランジスタT30のオン抵抗Ronがウイ
ーン・ブリッジ発振器90を発振させるのに適切なものと
なるようにした。ウイーン・ブリッジ発振器90の定数は
それぞれ、Rw1＝50KΩ、Cw1＝Cw2＝100fF、Rw2＝1MΩ、
Rw3＝2MΩであった。図18に示すように、上記した領域
においては、容量Csと周波数ｆとが略比例関係にあるこ
とが分る。詳細な解析は待たれるが、電圧Voutにトラン
ジスタT29のゲート−ドレイン間電圧を重畳する際に生
じた非線型性、及び電圧Vlevによって変更されたトラン
ジスタT30のオン抵抗Ronを変化させる際の非線型性が主
要因となって、オン抵抗Ronに対する発振周波数ｆの変
化の非線型性を打ち消しているものと考えられる。
図19から明らかなように、発振器90の周波数はセンサ
容量Csに応じて線形に変化し、従って、処理ユニット２
における複雑な演算を排除することができる。
図14に示したセンサ８を具備した発振信号発生ユニッ
ト３においては、センサ８の容量Csが直接的に発振周波
数ｆに変化されるのではなく、該容量Csが一旦電圧Vout
に変換される。そして、この電圧Voutに基づいている電
圧VlevでトランジスタT30のオン抵抗Ronを制御し、この
オン抵抗Ronに依存して、ウイーン・ブリッジ発振器90
の発振周波数ｆを変化させている。従って、演算増幅器
OP7の入力端に生じる寄生容量値とセンサ８の容量Csと
の関係によって、発振器90の発振条件や発振周波数ｆが
影響を受けることがない。そのため、発振器90を常に安
定して発振させることができ、また、容量Csの変化に基
づいて変化する適切な発振周波数ｆを得ることができ
る。これにより、センサ８の容量Csをカウンタ４（図
３）により確実に計数することができる。しかも、トラ
ンジスタT30のオン抵抗を可変抵抗素子として機能させ
ているので、回路構成は簡素かつ低コストなものとな
り、また、発振器90をオン・チップ構成とするのにも適
している。
さらに、電圧重畳回路80からの電圧Vlevを調整できる
ようにしているので、トランジスタT30のオン抵抗値Ron
を、発振器90を確実に発振させるに適したものとするこ
とができる。従って、発振器90は一段と安定して動作す
ることができる。
発振器90から出力される信号Foutの周波数ｆは、図18
に示したように、所定の領域においてセンサ容量Csに比
例して変化している。従って、信号Foutから容量Csを把
握するために、複雑な二乗演算や逆数演算等を行う必要
がない。そのため、容量Csを得るために汎用のマイクロ
コンピュータを用いても、その処理能力の多くの部分を
複雑な演算に占有されることがなく、容量Csを容易にか
つ実時間で把握することができる。これにより、本発明
の検出装置を用いたシステムを簡素な構成とすることが
できる。
さらに、スイッチSW12をオフにしてセンサ８を基準電
圧端子Vhから切り離した後に、電圧入力端子IN7の電圧V
inをVhからVh＋ΔＶに変化させる。このΔＶは、センサ
８に充分な電荷を注入することのできる所定値以上の電
圧に選択される。従って、演算増幅器OP4の非反転入力
端子とセンサ８との間に大きな寄生容量が形成されてい
ても、容量Csの変化に対する電圧Voutの変化を充分なも
のとすることができる。そのため、センサ８と演算増幅
器OP4とを互いに別チップ上に構成することにより寄生
容量が大きくなったような場合でも、容量Csを電圧Vout
に確実に変換することができる。
一方、初期化中では、スイッチSW12と同一タイミング
でスイッチSW11をターン・オンし、かつ電圧Vhが電圧入
力端子IN7に印加される。そのため、センサ８の両端は
等電位になり、このセンサ８に蓄積されていた電荷を初
期化中にすべて放電することができる。従って、単にセ
ンサ８を充電するだけに比べて、より安定かつ正確な電
圧Voutを出力することができる。また、スイッチSW11、
SW12をターン・オンにすると同時にスイッチSW13〜SW15
もターンオンされている。従って、電圧出力回路70の演
算増幅器OP5及びOP6の反転入力端子及び出力端子との間
の浮遊容量及び／又は寄生容量に蓄積されていた電荷、
さらには、容量Cw1に蓄積されていた電荷が、測定開始
前に確実に放電される。容量Cw2については、該容量の
両端がターン・オン状態のスイッチSW15により同電位と
なるから、初期化中にすべての電荷が放電される。その
ため、一段と安定かつ正確な検出信号を出力することが
できる。
電圧出力回路70においては、差動増幅器として機能す
る演算増幅器OP6を用いて、演算増幅器OP4及びOP5から
出力された電圧V1とV2との差を増幅している。これら電
圧V1及びV2は入力電圧Vinに依存しているものであるか
ら、該電圧Vinの影響は、差動増幅により出力電圧Vout
に現れない。これにより、印加電圧値Vinの変化を大き
くしても、出力電圧Voutが飽和することを回避すること
ができ、演算増幅器OP6の利得を、センサ８の容量Csと
寄生容量Cpとの比に応じた適切なものとすることができ
る。
カウンタ４からは、センサ８が感知した物理量すなわ
ち容量に応じた値が、デジタル信号として出力される。
従って、容量Csに対応するアナログ信号をデジタル信号
に変換するためのA/D変換器は不要となり、よって、耐
ノズル性が向上するとともに、低消費電力の装置を構成
することができる。
図14に示した装置においては、ウイーン・ブリッジ発
振器90のCR帰還回路網中の、演算増幅器OP7の非反転入
力端と基準電圧端子Vhとの間に接続された抵抗素子をMO
SトランジスタT30で構成した。しかしながら、図15に示
した構成に代えて、トランジスタT30と演算増幅器OP7の
帰還回路の抵抗Rw1とを、置き換えてもよい。
上記装置では、第２の演算増幅器OP5と第３の演算増
幅器OP6とを用いて、第１の演算増幅器OP4の出力V1から
電圧入力端子IN7に印加された電圧Vinの影響を除去して
いる。また、演算増幅器OP6の利得を、可変抵抗Rg3及び
Rf3により適切に設定できるようにしている。しかしな
がら、利得を適切に設定することよりも装置の簡素化や
コスト・ダウンを図る必要のある場合には、演算増幅器
OP5及びOP6を具備させずに、電圧V1を直接にトランジス
タT29のゲートに入力するようにしてもよい。この場
合、演算増幅器OP4の周りの抵抗Ri1及びRf1として可変
抵抗を用いることにより、利得制御を行えばよい。
さらに、電圧出力回路70として、図15に記載されてい
る構成の外に、例えば特開平６−180336号公報に開催さ
れている既知の電圧出力回路を用いることができる。こ
の既知の回路は、演算増幅器、センサ、スイッチ、及び
抵抗からなり、これらはそれぞれ、上記した要素OP4、
８、SW12、及びRi1、Rf1に対応している。しかしなが
ら、この既知の回路においては、センサに蓄積された電
荷が寄生容量にも分配されることになるので、回路の出
力に寄生容量の影響が大きく現れることになる。このた
め、この特開平６−180336号公報の回路は、センサと演
算増幅器とが単一のシリコン・チップ上に形成されてい
るような場合に限って、用いることができるものであ
る。
また発振器90として、ウイーン・ブリッジ発振器に限
らず、図12及び図13に示した演算増幅器及びCMOSシュミ
ット回路を用いた方形波発振器を用いることができる。
このような発振器を用いた場合にも、発振周波数を変化
させるための可変すなわち制御可能な抵抗素子として、
MOSFETを用いることができ、寄生容量Cpとセンサ容量Cs
との関係にかかわらず、発振器を安定して動作させると
ともに、発振周波数ｆの変化量を適切なものとすること
ができる。
図15に示した装置では、電圧ΔＶをプラス値と設定し
て、測定電圧Vh＋ΔＶを基準電圧Vhよりも高い電圧とし
た。このようにする代わりに、電圧ΔＶをマイナス値と
して、測定電圧Vh＋ΔＶを基準電圧Vhよりも低い電圧と
してもよい。検出装置は片電源回路として構成したが、
正負の両電源回路として構成してもよいのは勿論であ
る。
本発明の特定の実施例を説明したが、本発明は上記し
た実施例に限定されるものではなく、請求の範囲に記載
された発明の範囲で種々の方法で変形が可能である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 特願平10−131736 (32)優先日 平成10年５月14日(1998．5．14) (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） (56)参考文献 特開 平６−307949（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−30971（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−38621（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−2640（ＪＰ，Ｕ) 米国特許4006430（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 27/26 G01D 5/24 G01L 9/12

Claims (20)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】少なくとも１つのセンサで感知した物理量
    に応じて変化するセンサ・インピーダンスを検出するた
    めの装置において、 センサ・インピーダンスを発振信号に変換するインピー
    ダンス−周波数変換ユニットと、 発振信号の波数を計数するカウンタと を備え、インピーダンス−周波数変換ユニットは、セン
    サ・インピーダンス、増幅器及び該増幅器の正帰還回路
    を含むウイーン・ブリッジ発振器を含み、増幅器の利得
    と正帰還回路の正帰還率との積が１以上であって、矩形
    波信号を発振信号として出力する発振器であることを特
    徴とする装置。
  2. 【請求項２】請求項１記載の装置において、センサ・イ
    ンピーダンスは、抵抗又は容量であることを特徴とする
    装置。
  3. 【請求項３】請求項２記載の装置において、増幅器は可
    変利得増幅器であることを特徴とする装置。
  4. 【請求項４】請求項１記載の装置において、センサ・イ
    ンピーダンスの一端が基準電圧に接続されていることを
    特徴とする装置。
  5. 【請求項５】請求項１記載の装置において、該装置は更
    に、追加の複数のセンサ及びカウントを備え、インピー
    ダンス−周波数変換ユニットはさらに、該追加のセンサ
    ・インピーダンスをそれぞれ含んで発振器を構成する追
    加の複数の発振器を備え、該追加の発振器はそれぞれ、
    追加のセンサ・インピーダンスに対応する周波数を有す
    る矩形波を別の発振信号として発生して、追加のカウン
    タに供給することを特徴とする装置。
  6. 【請求項６】請求項５記載の装置において、複数のセン
    サは共振子アレイとして構成されていることを特徴とす
    る装置。
  7. 【請求項７】少なくとも１つのセンサで感知された物理
    量に応じて変化するセンサ・インピーダンスを検出する
    ための装置において、 センサ・インピーダンスを発振信号に変換するインピー
    ダンス−周波数変換ユニットと、 発振信号の波数を所定の期間計数するカウンタと を備え、 インピーダンス−周波数変換ユニットは、 センサ・インピーダンスに対応する出力電圧を発生する
    インピーダンス−電圧変換器と、 インピーダンス−電圧変換器の出力電圧に応じて変化す
    るインピーダンスを有する可変インピーダンス素子、増
    幅器及び該増幅器の正帰還回路を含むウイーン・ブリッ
    ジ発振器と を含み、 ウイーン・ブリッジ発振器は、増幅器の利得と正帰還回
    路の正帰還率との積が１以上であって、矩形波信号を発
    振信号として出力する ことを特徴とする装置。
  8. 【請求項８】請求項７記載の装置において、発振器の周
    波数は、可変インピーダンス素子のインピーダンスに依
    存して変化することを特徴とする装置。
  9. 【請求項９】請求項７記載の装置において、該装置は更
    に、インピーダンス−電圧変換器の出力電圧に所定の直
    流電圧を重畳する電圧重畳ユニットを備えていることを
    特徴とする装置。
  10. 【請求項１０】請求項７記載の装置において、発振器の
    可変インピーダンス素子は、抵抗素子であることを特徴
    とする装置。
  11. 【請求項１１】少なくとも１つのセンサで感知された物
    理量に応じて変化するセンサ・インピーダンスを検出す
    るための装置において、 センサ・インピーダンスを発振信号に変換するインピー
    ダンス−周波数変換ユニットと、 発振信号の波数を所定の期間計数するカウンタと を備え、 インピーダンス−周波数変換ユニットは、 センサ・インピーダンスに対応する出力電圧を発生する
    インピーダンス−電圧変換器と、 インピーダンス−電圧変換器の出力電圧に所定の直流電
    圧を重畳する電圧重畳ユニットと、 電圧重畳ユニットの出力電圧に応じて変化するインピー
    ダンスを有する可変インピーダンス素子を含んでいる発
    振器と からなり、 発振器の可変インピーダンス素子は、ゲートに供給され
    る電圧によって可変される第１のMOSFETのドレイン−ソ
    ース間抵抗によって構成され、電圧重畳ユニットは、セ
    ンサ・インピーダンスに対応する出力電圧をインピーダ
    ンス−電圧変換器から受け取るゲートと、可変の負荷抵
    抗に接続されて第１のMOSFETのゲートに重畳された電圧
    を供給するドレインとを有する第２のMOSFETで構成され
    ている ことを特徴とする装置。
  12. 【請求項１２】請求項７記載の装置において、センサ・
    インピーダンスは、容量であることを特徴とする装置。
  13. 【請求項１３】請求項11記載の装置において、センサ・
    インピーダンスは容量であり、インピーダンス−電圧変
    換ユニットは、 抵抗を介して入力電圧を受け取るとともに抵抗を介して
    自身の出力に接続された反転入力と、センサ・インピー
    ダンスを介して入力電圧を受け取るとともに第１のスイ
    ッチを介して基準電圧端子に接続された非反転入力とを
    備えた第１の演算増幅器を備え、第１のスイッチがオフ
    の期間中に入力電圧が可変される ことを特徴とする装置。
  14. 【請求項１４】請求項13記載の装置において、インピー
    ダンス−電圧変換ユニットは更に、 抵抗を介して入力電圧を受け取るとともに抵抗を介して
    自身の出力に接続された反転入力と、基準電圧端子に接
    続された非反転入力端子とを備えた第２の演算増幅器
    と、 第１の演算増幅器からの出力電圧を受け取る非反転入力
    と、第２の演算増幅器からの出力電圧を受け取るととも
    に可変抵抗を介して自身の出力に接続された反転入力と
    を備え、該出力が第２のMOSFETのゲートに接続されてい
    る第３の演算増幅器と を備えていることを特徴とする装置。
  15. 【請求項１５】請求項14記載の装置において、該装置は
    更に、第１〜第３の演算増幅器の出力をそれぞれの反転
    入力に接続する第１〜第３のスイッチを備えていること
    を特徴とする装置。
  16. 【請求項１６】請求項15記載の装置において、第１〜第
    ３のスイッチは、リセット・サイクル中にターン・オン
    されることを特徴とする装置。
  17. 【請求項１７】請求項16記載の装置において、第１〜第
    ３のスイッチは、測定サイクルが開始される前にターン
    ・オフされることを特徴とする装置。
  18. 【請求項１８】センサで感知した物理量に応じて変化す
    る容量を検出するための方法において、 センサ容量を該容量に対応する電圧に変換する変換ステ
    ップと、 変換された電圧に応じて素子の抵抗値を変化させるステ
    ップと、 該素子の抵抗値に応じて変化する周波数信号をウイーン
    ・ブリッジ発振器から発生するステップであって、ウイ
    ーン・ブリッジ発振器は、インピーダンス−電圧変換器
    の出力電圧に応じて変化するインピーダンスを有する可
    変インピーダンス素子、増幅器及び該増幅器の正帰還回
    路を含み、増幅器の利得と正帰還回路の正帰還率との積
    が１以上であって、矩形波信号を周波数信号として出力
    するステップと、 発振器からの周波数信号の波数を所定の期間計数するス
    テップと からなり、センサ容量がデジタル形態の発振周波数の信
    号に変換されることを特徴とする方法。
  19. 【請求項１９】センサで感知した物理量に応じて変化す
    る容量を検出するための方法において、 センサ容量を該容量に対応する電圧に変換する変換ステ
    ップであって、 抵抗及びセンサを介して第１の演算増幅器の反転入力及
    び非反転入力に入力電圧を供給し、かつ、非反転入力が
    基準電圧端子に接続されている第２の演算増幅器の反転
    入力に抵抗を介して入力電圧を供給するステップと、 第１及び第２の演算増幅器の出力電圧を第３の演算増幅
    器の反転入力及び非反転入力に供給して、第１及び第２
    の演算増幅器の出力電圧を差動増幅するステップと からなり、センサ容量に比例する電圧を第３の演算増幅
    器から出力する、変換ステップと、 第３の演算増幅器から出力された電圧に応じてインピー
    ダンス素子の抵抗値を変化させるステップと、 該インピーダンス素子の抵抗値に応じて変化する周波数
    信号を発振器から発生するステップと、 発振器からの周波数信号の波数を所定の期間計数するス
    テップと からなり、センサ容量がデジタル形態の発振周波数の信
    号に変換されることを特徴とする方法。
  20. 【請求項２０】請求項19記載の方法において、第１〜第
    ３の演算増幅器はそれぞれ、第１〜第３の負帰還回路を
    備えており、該第１〜第３の負帰還回路はそれぞれ、第
    １〜第３の抵抗と第１〜第３のスイッチとの並列回路で
    構成されており、第１の演算増幅器の非反転入力は、第
    ４のスイッチを介して基準電圧端子に接続されており、
    該方法は更に、 リセット・サイクルにおいて、第１〜第４のスイッチを
    ターン・オンするステップと、 測定サイクルを開始する前に第１〜第４のスイッチをタ
    ーン・オフするステップと を含んでいることを特徴とする方法。
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