DE69924557T2

DE69924557T2 - Vorrichtung und Verfahren zur Synchronisierung eines Aufwärtskanals der Art SCDMA oder einer anderen Art mit einem Abwärtskanal der Art MCNS oder einer anderen Art mit einem unterschiedlichen Takt als der des Aufwärtskanals

Info

Publication number: DE69924557T2
Application number: DE69924557T
Authority: DE
Inventors: Michael Grimwood; Jim Knittel; Paul Richardson; Selim Shlomo Rakib; Paul Alan Lind; Doug Artman
Original assignee: Terayon Communication Systems Inc
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 1998-05-06
Filing date: 1999-05-06
Publication date: 2006-02-16
Anticipated expiration: 2019-05-07
Also published as: US6243369B1; US6353604B2; EP1553716A2; EP0955742B1; CA2270721C; CA2270721A1; DE69840733D1; JP3380768B2; EP1553716B1; EP1553716A8; EP0955742A3; EP0955742A2; EP1553716A3; DE69924557D1; US20010033611A1; JP2000106547A

Description

Gebiet der Verwendung
Diese Anmeldung nimmt auf die Lehren der PCT-Veröffentlichung W097/08861, veröffentlicht am 6. März 1997, für die Details von SCDMA-Sendern und Empfängern, und auf die Lehren der PCT-Veröffentlichung W097/34421, veröffentlicht am 16. September 1997, für eine Vorrichtung und Verfahren zur Verwendung von SCDMA auf hybriden Faser-/Koaxnetzanlagen, um ATM-Zellen zur Datenübertragung zu verwenden, Bezug.
Die Erfindung ist auf dem Gebiet digitaler Übertragungen über irgendein Medium nützlich, jedoch insbesondere über ein hybrides Faser/Koaxnetz (HFC).
Eine neu entstehende Technologie für Kabelfernsehsysteme ist die Bereitstellung von interaktiven, bidirektionalen digitalen Datenübertragungen über dasselbe HFC-Medium, das verwendet wird, um Fernsehsignale an Teilnehmer zu liefern. Terayon Communication Systems begannen erstmals mit der Auslieferung von Kabelmodems im Juli 1997, die die Fähigkeit besaßen, digitale Daten unter Verwendung von synchronem Codemehrfachzugriffs-(SCDMA)-Multiplexen von digitalen Daten aus mehreren Quellen bidirektional über HFC zu senden. In diesem System (das vollständig in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird, auf die oben verwiesen wird, die im folgenden manchmal einfach als die PCT-Veröffentlichungen bezeichnet werden), wiesen Abwärtskanal- und Aufwärtskanal-Übertragungen Lücken zwischen Rahmen auf. Es war eine Rahmensynchronisation im Aufwärtskanal zwischen derselben Rahmennummer, die durch unterschiedliche Ferneinheiten (RUs) in differierende Entfernungen von einer Zentraleinheit (CU) gesendet wurde, für eine niedrige Intersymbolinterferenzstörung wichtig. Dies wurde durch die Übertragung von Barker-Codes netzaufwärts mit variablen Verzögerungen von jeder RU erreicht, bis eine Verzögerung für jede RU gefunden wurde, die dazu führte, daß ihr Barker-Code in der Mitte der Lücke zwischen CU-Rahmen ankam. Diese Senderahmen-Zeitverzögerung, die für jedes Modem in einem empirisch-praktischen Prozeß bestimmt wird, die als Bereichseinstellung bezeichnet wird, wird dann zur Übertragung der nachfolgenden Aufwärtskanalrahmen durch jene RU verwendet. Alle RUs richten sich am selben Rahmen aus.
Eine Abwärtskanal-Synchronisation wurde durch die Übertragung von Barker-Codes von der CU zu den RUs während jeder Abwärtskanallücke erreicht. Die RUs detektierten die CU-Barker-Codes und verwendeten diese Information, um die CU-Abwärtskanal-Rahmengrenzen zu bestimmen. Die Abwärtskanal-Barker-Codes wurden auch so codiert, daß sie den Abwärtskanal-Chiptakt enthielten, so daß alle RUs sich mit dem CU-Hauptchiptakt synchronisieren konnten. Bekannte Pilotkanaldaten, die während des Zeitschlitzes 0 im Abwärtskanal (die SCDMA-Multiplextechnik wird über einen TDM-Eingangsstrom ausgeführt) von der CU gesendet wurden, wurden verwendet, um eine Trägerrückgewinnung auszuführen und die Rahmensynchronisation zu überwachen und um Kilorahmeninformationen zu senden. Eine Taktrückgewinnung in den RUs stammte von den Abwärtskanal-Barker-Codes unter Verwendung von Früh-Spät-Tortechniken. In den nachfolgenden Entwicklungen wurden die Pilotkanaldaten nur verwendet, um Rahmensequenzdaten und Kilorahmenmarkeninformationen zu senden, und es wurde keine Trägerrückgewinnung unter Verwendung der Pilotkanaldaten durchgeführt. Die Trägerrückgewinnung wurde aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt vorgenommen, da an der CU der Abwärtskanalträger so erzeugt wurde, daß er mit dem Abwärtskanaltakt phasenkohärent war. Die Ankunft des Barker-Codes in den Abwärtskanal-Rahmenlücken diente auch als ein Bezug für jede RU, aus der eine Senderahmen-Zeitverzögerung zu messen war, um eine Aufwärtskanal-Rahmensynchronisation zu erzielen.
Ein neu entstehender Standard zur Verwendung in der digitalen Mehrdienstversorgung durch Fernsehverteilungssysteme ist MCNS. In diesem Standard werden MAC-Schicht-Datenrahmen in MPEG-Pakete zerlegt, die 64-QAM- oder 256-QAM-moduliert sind und in einem kontinuierlichen Strom nach der FEC-Codierung netzabwärts gesendet werden. Die FEC-Codierung umfaßt vier Verarbeitungsschichten: die MPEG-Pakete werden zerlegt und in Reed-Solomon-Blöcken codiert, wobei die Blockgrenzen keine Beziehung zu den MPEG-Paketgrenzen hegen; ein Verschachtler vermischt die resultierenden 7 Bit-Symbole, so daß Symbole, die früher zeitlich zusammenhängend waren, nicht mehr zusammenhängend sind; ein Randomisierer, der die Ausgabe des Verschachtlers aufnimmt und die Symbole in pseudozufälliger Reihenfolge verwürfelt; und eine Trellis-Codierer fügt einige redundante Bits hinzu. Es gibt keine Lücken in den Abwärtskanaldaten, in denen die CU einen Barker-Code senden kann, der den Hauptchiptakt befördert und Rahmengrenzen signalisiert. Es gibt keine Abwärtskanal-Rahmengrenzen, die mit den MPEG-Paketrahmen in Beziehung stehen, aber es gibt FEC-Rahmen, die durch einen 42 Bit-FEC-Synchronisationsnachspann abgegrenzt werden, der an das Ende von 60 R-S-Blöcken für 64-QAM angehängt wird, wobei jeder R-S-Block 128 7 Bit-Symbole enthält. Es gibt ein eindeutiges 28-Bit-Synchronisationsmuster in den ersten 4 Symbolen des Nachspanns. Die restlichen 14 Bits werden für die Verschachtlersteuerung verwendet. Der Nachspann wird durch den R-S-Codierer eingefügt und durch den R-S-Decodierer detektiert, um FEC-Rahmengrenzen zu lokalisieren. Es gibt keine Synchronisationskoppelung zwischen der FEC und Transportschichten, wo MPEG-Pakete verarbeitet werden.
SCDMA-Aufwärtskanäle erfordern es, daß alle RUs in der Frequenz synchronisiert sind und daß ihre Rahmengrenzen zeitlich an der CU ausgerichtet sind. Um dies zu tun, muß der Aufwärtskanal mit dem Abwärtskanal synchronisiert sein, und es werden Mechanismen benötigt, um der Tatsache Rechnung zu tragen, daß die Laufzeit in Übertragungen von jeder RU zur CU unterschiedlichen Laufzeiten antrifft. Die Schwierigkeit, einen SCDMA-Aufwärtskanal mit einen Abwärtskanal mit einer anderen Taktrate neu zu synchronisieren, ist, daß es einen breiten Bereich unterschiedlicher Standards und unterschiedlicher Taktraten gibt. Ferner kann eine digitale Neuabtastung selbst im selben Abwärtskanal zu zwei unterschiedlichen Abwärtskanaltaktraten führen.
Wenn ein SCDMA-Aufwärtskanal mit einem Abwärtskanal mit einer beliebigen Taktrate wie einem MCNS-Abwärtskanal oder einem Abwärtskanal gemäß des IEEE 802.14-Standards verwendet werden soll, tritt der Bedarf auf nach:

(1) einer Art, eine rationale Beziehung zwischen den Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltaktraten durch die Verwendung von PLLs oder digitalen Neuabtastern aufrechtzuerhalten;
(2) Schaltungen zur Erzeugung von Zeitstempelnachrichten, um einen CU-Bezug herzustellen, der die Barker-Codes ersetzt, aus denen die Umlaufzeit für eine schnelle Bereichseinstellung gemessen werden kann;
(3) einer Schaltung zur Reduzierung des Phasenzitterns der Zeitstempelnachrichten, um die Genauigkeit von Verzögerungsschätzungen für eine schnelle Bereichseinstellung zu verbessern;
(4) eine Schaltung zur Detektion von Aufwärtskanaltaktverschiebungen.

Aus dem Stand der Technik ist die Veröffentlichungsnummer EP-A-0 767 544 (IMEC INTERUNI MICRO ELECTRONICA CENTRUM; SAIT (BE)) vom 9. April 1997 bekannt, die ein hoch programmierbares digitales Modem offenbart, das in einer integrierten Schaltung implementiert ist, die an spezifische Anwendungen nach Kundenwünschen angepaßt werden kann. Das programmierbare Modem verwendet Streuspektrumtechniken und ist insbesondere programmierbar, um bestimmte Parameter des Modems zu ändern, um die Leistung zu verbesseren. Die Veröffentlichung offenbart auch ein Verfahren und einen Entwicklungssatz, um eine schnelle Anpassung eines Modems an Kundenwünsche zu ermöglichen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein CU-Sende-/Empfangsgerät nach Anspruch 1, einen Prozeß nach Anspruch 16, und einen Prozeß, der in einem CU-Modem ausgeführt wird, nach Anspruch 12, ein RU-Modem nach Anspruch 16, und einen Prozeß, der durch ein RU- Modem ausgeführt wird, nach Anspruch 35.
Es werden hierin zwei Beispiele von Systemen zur bidirektionalen Übertragung von digitalen Daten über ein gemeinsam genutztes Übertragungsmittel wie Kabelfernsehanlagen beschrieben, wobei eine synchrone Aufwärtskanal-CDMA-Multiplextechnik verwendet wird. Die kennzeichnenden Eigenschaften einer Gattung, zu der diese beiden Sorten gehören, ist die Erzeugung eines Aufwärtskanalträgers und eines Aufwärtskanal-Chiptakts in den RUs, von denen beide in Phase mit einem CU-Haupttakt synchronisiert sind. Sie werden in Phase synchronisiert, indem sie mit einem Abwärtskanal-Symboltakt in Phase synchronisiert werden, der aus den Abwärtskanaldaten zurückgewonnen wird, die durch die CU gesendet werden, wobei der Abwärtskanal-Symboltakt sowohl mit dem CU-Haupttakt in Phase synchronisiert ist als auch eine andere Frequenz als der Aufwärtskanal-Chiptakt aufweist. Der Vorteil des Aspekts der Erfindung, der den Aufwärtskanaltakt mit dem CU-Haupttakt synchronisiert oder ihn mindestens phasenkohärent damit macht, und der einen phasenkohärenten Aufwärtskanalträger aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt erzeugt, ist, daß es nur einen Haupttakt gibt, der verwendet wird, um alle Aufwärtskanal- und Abwärtskanal-Symboltakte und -Träger zu erzeugen. Im Gegensatz dazu gibt es in typischen Lösungen des Stands der Technik getrennte Haupttakt- und Hauptträgeroszillatoren in der Kopfstelle, die Haupttakt- und Hauptträgersignale zu den Fernstellen erzeugen. Jedes der Haupttakt- und Hauptträgersignale wird zurückgewonnen und verwendet, um lokale Hauptträger- und Haupttaktoszillatoren in jeder Fernstelle zu synchronisieren. Die lokalen Haupttakt- und Hauptträgersignale werden dann verwendet, um netzaufwärts zu senden, und die Haupttakt- und Hauptträgersignale werden im Kopfstellenempfänger verwendet, um die Aufwärtskanal-Übertragungen zu empfangen. Außerdem gibt es im Stand der Technik keine Einrichtung, um Aufwärtskanal-Chiptakt- und Aufwärtskanal-Trägersignale zu erzeugen, die eine andere Frequenz als die zurückgewonnenen Haupttakt- und Hauptträgersignale aufweisen, jedoch immer noch mit demselben Haupttaktbezug sowohl in den RUs als auch der CU verriegelt sind. Da der Aufwärtskanaltakt und -Träger phasensynchron mit dem CU-Haupttakt sind, können die Aufwärtskanaldaten unter Verwendung von Aufwärtskanaltakt- und Trägersignale demoduliert und demultiplext werden, die aus dem CU-Haupttakt nach geeigneten Phasen- und Amplitudeneinstellungen für jede RU erzeugt werden, die aus bekannten Präambeldaten abgeleitet werden, die durch die RU unter Verwendung des Aufwärtskanaltakts und -Trägers gesendet werden, der aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt abgeleitet wird.
Obwohl eine PLL in der CU verwendet wird, wird sie verwendet, um ein lokales Aufwärtskanal-Taktsignal aus einem Haupttaktsignal zu erzeugen, dessen Frequenz, um ein Abwärtskanaltaktsignal zu erzeugen, oder auf einige Vielfache der Abwärtskanal- Symboltaktfrequenz eingestellt ist. Mit anderen Worten ist es eine kennzeichnende Eigenschaft der ersten Gattung der erfinderischen Arten, daß sie einen Haupttakt, um ein Taktsignal zu erzeugen, das für die Taktfrequenz direkt oder indirekt verwendet werden kann, welche auch immer für eine Richtung der Übertragung verwendet wird, und einen PLL oder digitalen Neuabtaster einsetzen können, der ein phasensynchrones Taktsignal erzeugt, das für die andere Richtung der Übertragung verwendet wird. Das heißt, wenn der CU-Haupttakt ein Taktsignal erzeugt, daß entweder aus der Symbol- oder Bittaktrate für den Abwärtskanal besteht, erzeugt eine PLL, die mit dem CU-Haupttakt gekoppelt ist, ein lokales Taktsignal mit der Aufwärtskanal-Chiptaktrate, die mit der Abwärtskanaltaktrate phasensynchron ist, jedoch mit einer Frequenz, die durch den Aufwärtskanal-Demodulator benötigt wird, selbst wenn das eine andere Frequenz als die Abwärtskanalfrequenz ist. Die Aufwärtskanaltaktfrequenz, die durch die PLL erzeugt wird, steht mit der Abwärtskanaltaktfrequenz durch das Verhältnis M/N in Beziehung, wobei M und N Ganzzahlen sind, und die PLL multipliziert die Abwärtskanaltaktfrequenz, die durch den CU-Haupttakt erzeugt wird, mit dem Verhältnis M/N, um den Aufwärtskanaltakt zu erzeugen. Das Umgekehrte kann gelten, wo der CU-Haupttakt den Aufwärtskanaltakt erzeugt und die PLL diesen Takt mit einem Verhältnis M/N von Ganzzahlen multipliziert, um einen Abwärtskanaltakt zu erzeugen.
Obwohl die beiden angegebenen Beispiele einen SCDMA-Aufwärtskanal und einen MCNS- oder TDMA-Abwärtskanal verwenden, ist die Erfindung dazu bestimmt, mit irgendeiner Abwärtskanal-Übertragung zu funktionieren, die irgendeinen Chiptakt, Symboltakt oder Bittaktrate aufweist, die anders als die Aufwärtskanal-Chiptaktrate des SCDMA-Schaltungskomplexes ist, die jedoch durch das Verhältnis der Ganzzahlen M/N in Beziehung gesetzt werden kann. Die Erfindung kann unabhängig davon eingesetzt werden, ob die Abwärtskanaldaten entweder aus einem einfachen Strom von Daten aus einer einzigen Quelle oder einem gemultiplexten Strom aus mehreren Quellen bestehen, so lange die Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltaktraten oder ein gewisses ganzzahliges Vielfaches einer oder beider mit dem Ganzzahlzerhältnis M/N in Beziehung gesetzt werden können.
Ebenfalls offenbart wird ein System, um den Bereichseinstellprozeß zu beschleunigen, der in den PCT-Veröffentlichungen gelehrt wird, indem ein Rahmenausrichtungsversatz für die RU vor dem Start einer Bereichseinstellung bestimmt wird. Dies geschieht unter der Verwendung von Zeitstempelnachrichten, die normalerweise im MCNS-Abwärtskanal gesendet werden, um einen Bezug zum CU-Haupttakt herzustellen, so daß eine Bestimmung des Zeitversatzes zwischen der CU-Rahmengrenze und der RU-Rahmengrenze vorgenommen wird. Dies geschieht, indem ein lokaler Kilorahmenzählertakt abgetastet wird, wenn eine Abwärtskanal-Synchronisationsnachricht empfangen wird. Der RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenzversatz wird dann gemäß Gleichung (5) berechnet, und die RU-Kilorahmengrenze wird durch diese Berechnung eingestellt. Dann wird eine Bereichseinstellung unter Verwendung von Barker-Codes durchgeführt, um eine präzise Rahmenausrichtung herzustellen.
Die RU-Kilorahmengrenzen-Versatzberechnung ist genauer, wenn die Synchronisationsnachrichten mit einem niedrigen Phasenzittern von der CU ankommen. Es werden eine Vorrichtung und ein Verfahren gelehrt, die die Zeit der Einfügung von Synchronisationsnachrichten so einstellen, daß sie sich nicht über MPEG-Paketköpfe spreizen und immer an derselben Stelle in einem FEC-Rahmen eingefügt werden.
In Ausführungsformen, wo ein SCDMA-Aufwärtskanal verwendet wird, verursachen Code-Fehlausrichtungen eine Intersymbolinterferenz und stören den Empfang von Daten von anderen RUs. Dies kann durch einen Taktschlupf zwischen dem Aufwärtskanaltakt verursacht werden, der aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt synthetisiert wird, so daß er phasenkohärent ist, Ein Taktschlupfdetektor zählt die Aufwärtskanaltaktzyklen während eines vorbestimmten Intervalls, das durch den zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt hergestellt wird, und erzeugt eine Unterbrechung, die eine Dienstroutine veranlaßt, den Zählwert zu lesen und ihn mit dem erwarteten Zählwert zu vergleichen und den RU-Sender abzuschalten und zu versuchen, ihn neu zu synchronisieren, wenn ein Schlupf von mehr als 35 Nanosekunden detektiert wird.
Ebenfalls offenbart wird die bevorzugte Form eines SCDMA-RU-Aufwärtskanalsenders, der zur Verwendung in der Minizeitschlitzumgebung von 802.14- und MNCS-Systemen angepaßt ist. Dieser Sender teilt Aufwärtskanal-APDUs (ATM-Pakete mit Paritätsprüfung) in Reed-Solomon-Blöcke programmierbarer Größe auf und codiert sie mit einer programmierbaren Anzahl von Fehlerdetektions- und Korrekturbits, alle gemäß Befehlen vom Kopfstellenkontroller. Die codierten Blöcke werden verschachtelt und zur Freigabe gepuffert, wenn Minizeitschlitz-Zuordnungen von einem TC-Schichtprozeß empfangen werden, der seine Minizeitschlitz-Zuordnungen in Abwärtskanalnachrichten von einem Kopfstellenkontrollerprozeß empfängt. Ein Minizeitschlitz-Zähler in der RU wird durch den Bereichseinstellprozeß zu einem Versatz versetzt, so daß wenn der RU-Minizeitschlitz-Zähler den Zählwert des ersten zugeordneten Minizeitschlitzes erreicht, Daten aus dem Puffer in den CDMA-Streuschaltungskomplex freigegeben werden. Das Timing ist so gestaltet, daß sie mit den Minizeitschlitz-Grenzen der CU ausgerichtet ankommen. Die aus dem Puffer freigegebenen Daten werden in Informationsvektoren zerlegt, die jeweils eine Anzahl von Elementen aufweisen, die gleich der Anzahl der Codes im Codebuch ist. Die Anzahl der Codes ist gemäß Befehlen aus dem Kopfstellenkontroller programmierbar. Jedes Element ist ein Chip. Die Chiprate ist gemäß Befehlen aus dem Kopfstellenkontrollerprozeß programmierbar. Nur die Chips, die den Codes entsprechen, die auf die zugeordneten Minizeitschlitzen abgebildet sind, werden mit Daten bevölkert. Alle RUs und die CU weisen eine permanente Abbildung von Codes auf Minizeitschlitze auf, die in Nachschlagtabellen gespeichert ist. Die Informationsvektoren werden durch einen programmierbaren Trellis-Codierungsmodulator Trellis-codiert. Die Modulationsarten sind gemäß Befehlen aus dem Kopfstellenkontroller programmierbar. Die Trellis-Codierung kann ausgeschaltet werden. Die Spektren der Informationsvektoren werden dann durch eine Matrixmultiplikation mit der Codematrix gestreut, und eine Rahmenbildungsschaltung verkettet die Ergebnisvektoren, von denen jeder ein Symbol ist, in acht Symbolrahmen, denen sich eine Lücke mit programmierbarer Größe anschließt. Ein programmierbarer Vorverzerrungsfilter stellt das Spektrum gemäß Abgriffsgewichten ein, die durch einen Trainingprozeß hergestellt werden, und ein Mehrphasensendefilter erhöht die Abtastrate, begrenzt die Bandbreite jedes Bildes auf 6 MHz und wendet eine Fein-Verstärkungssteuerung an. Ein programmierbarer Frequenzumsetzer QAM-moduliert dann die Chips auf Sinuswellen mit der Abtastratenfrequenz, wandelt die digitalen Daten in eine analoges Signal um und mischt die Frequenz mit einer programmierbaren Bezugsfrequenz, um ein HF-Signal der erwünschten Aufwärtskanalfrequenz zu erhalten. Ein letzter programmierbarer Leistungsverstärker wendet eine Grob-Leistungssteuerung an.
Ebenfalls offenbart wird ein Bereichseinstellungs-/Trainingsprozeß, der für die 802.14- und MCNS-Umgebung geeignet ist, um eine Rahmen/Minizeitschlitzausrichtung, Kanalentzerrung und einen Leistungsabgleich zu erzielen. Die CU sendet Abwärtskanal-Bereichseinstellungsanforderungen, die die Lücke anhand ihrer Nummer benennen, während der eine Bereichseinstellinformation durch irgendeine RU gesendet werden soll, die ihren Bereich einstellen muß. Die Rahmen und Lücken des Aufwärtskanals werden numeriert, und es gibt eine Abbildung, die allen RUs und CUs bekannt ist, hinsichtlich dessen, welche Rahmen welchen Minizeitschlitznummern entsprechen. Jede RU reagiert, indem sie eine 17-Lückensequenz von Barker-Codes sendet, die mit einem „Startbit" beginnt, das aus einem 16-Chip-Barker-Code besteht. Dem „Startbit" schließen sich 16 Lücken von Ein- oder Aus-Bits an, wobei ein Ein-Bit als eine Lücke definiert ist, in die der Barker-Code gesendet wird, und ein Aus-Bit als eine Lücke definiert ist, in die der Barker-Code nicht gesendet wird. Die 16 Lücken sind exakt zu 50% durch Barker-Codes in einer eindeutigen temporären Kennungssequenz besetzt. Lücken werden auf die Minizeitschlitz/Rahmen/Lücke-Zählzeitbasis der RUs und nicht auf die Zeitbasis der CU referenziert. Wenn keine Anwortnachricht empfangen wird, die anzeigt, daß die RU die Lücke getroffen hat, justiert die RU ihren Versatzwert um 4 Chips und wartet auf die nächste Bereichseinstellungsaufforderung. Diese Prozeß findet bei einem einzigen Einführungsleistungspegel statt. Wenn ein ganzer erhöhungswerter Rahmen stattgefunden hat, ohne die Lücke zu treffen, wird der Leistungspegel erhöht, und die Versatzerhöhung wird erneut gestartet.
Wenn die RU die Lücke trifft, detektiert die CU diese Tatsache, und sendet eine Abwärtskanalnachricht, die dies anzeigt. Wenn mehr als eine RU dieselbe Lücke treffen, wird eine Kollisionsnachricht gesendet, und die RUs führen ein Kollisionsauflösungsprotokoll aus, das bewirkt, daß einige von ihnen zeitweilig aufhören, einen Bereich einzustellen. Nachdem eine RU erfolgreich einen Bereich eingestellt hat, sendet die CU eine Trainingsaufforderung an die RU. Die RU führt dann einen Trainingsprozeß aus, indem sie bekannte Daten auf bekannten Codes sendet. Die CU bestimmt dann welche, wenn irgendeine Feinabstimmung des Versatzes benötigt wird, und läßt ihre adaptiven Filter einen Abgriffskoeffizienten festlegen, der den Kanal entzerrt. Während des Trainingsintervalls bestimmt die CU außerdem Leistungspegel, die bewirken, daß die Codes von der RU im Training an der CU auf denselben Leistungspegeln wie Codes von anderen RUs ankommen. Die Abgriffskoeffizienten und Leistungspegel und irgendeine Feinabstimmung des Versatzes werden netzabwärts zur RU gesendet, um ihren Sender einzustellen. Die CU sendet dann eine Abwärtskanalnachricht, die die 48-Bit-MAC-Adresse der RU anfordert, und die RU antwortet.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines SCDMA-Abwärtskanal/SCDMA-Aufwärtskanal-Systems mit denselben Taktraten in jede Richtung, wobei alle Takt- und Trägerinformationen in sowohl der RU als auch CU mit einem Haupttakt in der CU synchronisiert sind.
2 ist ein Blockdiagramm eines Systems zum Synchronisieren eines SCDMA-Aufwärtskanals mit einem Abwärtskanal, das irgendein Multiplexprotokoll und eine beliebige Taktrate aufweist.
3 zeigt die Struktur der SCDMA-Aufwärtskanal-Wellenform.
4 ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform eines Systems, das zur Bestimmung einer Schätzung des RU-Rahmenausrichtungsversatzes unter Verwendung von Zeitstempelnachrichten im Abwärtskanal imstande ist. Das System der 4 verwendet außerdem einen einzigen Haupttakt in der CU, um den Abwärtskanaltakt und -Träger in einer phasenkohärenten Beziehung mit dem Aufwärtskanaltakt und Träger zu synchronisieren, obwohl sich die Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltakte auf unterschiedlichen Raten befinden.
5 ist ein Diagramm der Bereichseinstellungssituation, die in den Systemen verwendet wird, die in den Ausgangsanmeldungen und den PCT-Veröffentlichungen gelehrt werden.
6 zeigt, wie die CU-Zeitstempel in Synchronisationsnachrichten und UDP-Nachrichten verwendet werden, um einen Bezug zu den CU-Aufwärtskanal-Kilorahmenrahmengrenzen herzustellen, von denen die RU ihre Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze zur richtigen Anfangsausrichtung verschieben kann.
7 ist ein Ablaufplan für den Prozeß, der durch einen (nicht gezeigten) Mikroprozessor ausgeführt wird, der den MAC-Schichtprozeß ausführt, um den Zeitstempelalgorithmus durchzuführen.
8 ist eine Schaltung, die den Zeitstempeleinfügungsalgorithmus mit niedrigem Phasenzittern durchführen könnte, obwohl dieselbe Funktionalität auch nur in Software durchgeführt werden könnte.
9 ist eine Tabelle von Einstellwerten für die Synchronisationsnachrichten-Startpositionen, die durch die Gleichung (9) für 64-QAM berechnet werden.
10 ist eine Tabelle von Einstellwerten für die Synchronisationsnachrichten-Startpositionen, die durch die Gleichung (9) für 256-QAM berechnet werden.
11 ist ein exemplarisches Verfahren, um eine Zeitstempeleinfügung auszuführen, wobei die präzise Arithmetik der Gleichung (9) verwendet wird, um die neue Startposition zu berechnen, dem sich ein Tabellennachschlagen eines Einstellwerts für die Anzahl der FEC-Rahmen zwischen Einfügungen und eine Berechnung der Anzahl der Bytes in jener Anzahl von FEC-Rahmen anschließt.
12 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform für einen Taktschlupfdetektor.
13 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform für einen SCDMA-RU-Aufwärtskanalsender zur Verwendung in einem 802.14- oder MCNS-System.
14 ist ein Diagramm des Inhalts des ersten Minizeitschlitzes in jedem Block zugeordneter Minizeitschlitze in einem 802.14- und MNCS-System.
15 ist die resultierende Minizeitschlitz-Datenstruktur für eine Einzel-QPSK-, nicht Trellis-modulierte Übertragung einer 54-Byte-APDU.
16 ist ein Diagramm des Inhalts eines einzelnen HS-CDMA-Rahmens, der durch den Sender der 13 erzeugt wird, das die Verwendung von 8 Symbolen und einer Lücke zeigt.
17 ist ein Diagramm, das zeigt, wie jedes Symbol in einem HS-CDMA-Rahmen aus der Anzahl von Chips im Codebuch besteht.
18A ist ein Diagramm, das den Prozeß der Erzeugung eines Informationsvektors symbolisiert, aus dem ein Symbol erzeugt werden wird.
18B ist ein Diagramm, das den Prozeß der Trellis-Codierung des Informationsvektors symbolisiert.
18C ist ein Diagramm, das den Prozeß der Matrixmultiplikation des Realteils des Informationsvektors mal die Codematrix symbolisiert, um den Realteil des Ergebnisvektors zu erzeugen.
19 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform für einen Mehrphasensendefilter.
20 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform für einen Frequenzumsetzer und eine Grob-Leistungssteuerschaltung.
21 ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform für einen Frequenzumsetzer und eine Grob-Leistungssteuerschaltung.
22 ist ein Diagramm, das ein mögliches Rahmennumerierungsschema angibt.
23 ist ein Nachrichten-Ablaufplan der bevorzugten Form der Bereichseinstellungs- und Trainingsprozesse, die durch den Sender der 13 ausgeführt werden, um eine präzise Rahmensynchronisation, eine Entzerrung und einen Leistungsabgleich zu erzielen.
24 ist ein Blockdiagramm eines Demultiplexempfängers, der verwendet werden kann, um gemultiplexte Aufwärtskanal- oder Abwärtskanaldaten in einem 802.14- oder MCNS- oder anderen System zu empfangen und der zur Bereichseinstellung und zum Training imstande ist.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten und alternativen Ausführungsformen
Bezugnehmend auf 1 wird ein Blockdiagramm eines Systems gezeigt, das sowohl für die Abwärtskanal- als auch Aufwärtskanal-Digitalübertragungen SCDMA mit denselben Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltaktraten verwendet, wobei sowohl die Abwärtskanal- als auch Aufwärtskanaltakte phasenkohärent sind. Der Vergleich der Ausführungsform der 1 mit der Ausführungsform der 2, wo sich die Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltakte auf unterschiedlichen Raten befinden, enthüllt, daß es keine Ratenumsetzungs-PLL in der CU oder RU der Ausführungsform der 1 gibt. Diese Ratenumsetzungs-PLLs (oder digitalen Neuabtaster) werden verwendet, um phasenkohärente Aufwärtskanaltakte aus dem Abwärtskanaltakten bei unterschiedlichen Frequenzen zu erzeugen.
In allen Ausführungsformen der 1, 2, 4 und 13, dient ein Haupttakt 10 in der CU als die Quelle aller Synchronisationsinformationen für sowohl die CU als auch die RU. Zur Einfachheit werden der größte Teil des Bereichseinstellungs- und Trainingsschaltungskomplexes in den Ausführungsformen der 1, 2 und 4 nicht gezeigt. Jedoch kann er aus demselben Schaltungskomplex bestehen, wie er gezeigt wird, um diese Funktionen im Sender der 13 und dem Empfänger der 24 auszuführen. Es wird angenommen, daß die Neuheit der 1 und 2 die Verwendung eines phasenkohärenten Aufwärtskanaltakts und von Trägersignalen ist, die aus einem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt synthetisiert werden, der mit einem Haupttakt in der CU phasenkohärent ist. Dieser Punkt der Neuheit ist auch in der Ausführungsform der 4 zusammen mit einem Schaltungskomplex vorhanden, um drei zusätzliche Punkte der Neuheit zu unterstützen – eine RU-Versatzberechnung aus MCNS- oder 802.14-Zeitstempeln vor der Bereichseinstellung, ein Zeitstempel-Nachrichieneinfügungsverfahren mit niedrigem Phasenzittern und eine Vorrichtung und ein Taktschlupfdetektor, um einen Verlust der Aufwärtskanal-Synchronisation zu detektieren.
In 1 multipliziert eine Frequenz-Multipliziererschaltung 12 die Taktfrequenz auf der Leitung 14 mit 4, um ein 16 × Chiptakt-Signal auf der Leitung 16 zu erzeugen. Das lokale Taktsignal wird durch den SCDMA-Modulator 18 verwendet, um Abwärtskanal-Daten, die auf der Leitung 20 empfangen werden, in Abwärtskanalrahmen zu multiplexen, die aus mehreren Symbolen bestehen, jedes mit mehreren QAM-modulierten Chips auf einer Zwischenfrequenz auf der Leitung 22. Der Multiplizierer 24 mischt das Signal auf dem Bus 22 aufwärts auf eine HF-Frequenz im Abwärtskanalband von Frequenzen, wobei er einen Abwärtskanalträger auf der Leitung 26 verwendet, die durch den Synthesizer 28 aus dem Haupttaktsignal auf der Leitung 14 erzeugt wird. Ein (nicht gezeigtes) Filter entfernt unerwünschte Seitenbänder. Der modulierte Träger wird dann auf dem gemeinsam genutzten Übertragungsmittel 30 gesendet.
In einer RU wird das Signal auf dem gemeinsam genutzten Übertragungsmittel 30 durch den Demodulator 32 demoduliert, wobei ein synchronisierter lokaler Träger auf der Leitung 40 verwendet wird, der durch den Synthesizer 38 aus einem lokalen Taktsignal auf der Leitung 39 erzeugt wird, das aus der Teile-durch-2-Taktteilerschaltung 41 erzeugt wird, die die Form einer PLL annehmen kann. Der lokale Abwärtskanalträger auf der Leitung 40 wird daher aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt auf der Leitung 43 erzeugt, der mit dem Haupttakt in der CU phasenkohärent ist. Das Taktsteuersignal wird aus den Abwärtskanal-Barker-Codes erzeugt, die durch den SCDMA-Demodulator 36 detektiert werden. Der SCDMA-Demodulator verwendet einen lokalen Takt auf der Leitung 42, der durch eine Mal-2-Frequenz-Taktmultipliziererschaltung 44 aus dem zurückgewonnenen Haupttaktsignal auf der Leitung 43 erzeugt wird. Die zurückgewonnenen Abwärtskanaldaten werden auf der Leitung 46 ausgegeben.
Aufwärtskanal-Übertragungen verwenden einen Chiptakt und Aufwärtskanalträger, der auch vom Haupttaktsignal auf der Leitung 43 abgeleitet wird. Der Teile-durch-2 Zähler 41 erzeugt ein lokales Taktsignal auf der Leitung 39, das durch einen anderen Synthesizer 50 verwendet wird, um einen Aufwärtskanalträger auf der Leitung 52 zu erzeugen. Der Ausgangschiptakt der Mal-2-PLL 44 auf der Leitung 42 wird durch den RU-SCDMA- Modulator 54 verwendet, um die Aufwärtskanaldaten auf der Leitung 58 in mehrere Symbole, die aus mehreren Chips bestehen, auf der Leitung 56 zu codemultiplexen, die an den Modulator 60 gekoppelt ist. Der resultierende modulierte Aufwärtskanalträger, der eine andere Frequenz als der Abwärtskanalträger auf der Leitung 26 aufweist, wird in das gemeinsam genutzte Übertragungsmittel 30 eingekoppelt.
In der CU verwendet ein anderer Synthesizer 62 das Haupttaktsignal auf der Leitung 14, um einen synchronisierten lokalen Träger auf der Leitung 64 zu erzeugen, der mit dem Aufwärtskanalträger synchronisiert ist, der durch jede RU verwendet wird. Aufgrund von Laufzeiten, die für jede RU anders sind, wird der lokale Träger auf der Leitung 64 in der Phase zum Empfang von Signalen aus jeder RU durch ein Phasenkorrektursignal auf der Leitung 66 eingestellt. Das Phasen- und Amplitudenkorrektursignal auf der Leitung 66 wird durch einen SCDMA-Demodulator 68 aus den demodulierten Daten auf der Leitung 69 aus bekannten Präambeldaten erzeugt, die durch jede RU während ihres zugeordneten Zeitschlitzes(en) gesendet werden. Die Phasen- und Amplitudenkorrektur für die QAM-Daten durch jede RU wird im Speicher gespeichert. Der Synthesizer erzeugt ein lokales Aufwärtskanal-Trägersignal auf der Leitung 64, das in Frequenz und Phase mit dem Aufwärtskanalträger der RU synchronisiert ist, das gegenwärtig empfangen wird. Dieser lokale Träger wird durch den Demodulator 72 verwendet, um das Signal zu demodulieren, das von gemeinsam genutzten HFC oder Koaxnetz 30 empfangen wird, um ein Basisbandsignal auf der Leitung 69 zu erzeugen, das durch den SCDMA-Demodulator 68 demultiplext wird, um zurückgewonnene Aufwärtskanaldaten auf der Leitung 74 zu erzeugen. Ein lokaler Aufwärtskanal-Chiptakt auf der Leitung 16, der aus dem CU-Haupttakt 10 abgeleitet wird, wird durch den SCDMA-Demodulator 68 verwendet, um die Aufwärtskanaldaten zu demultiplexen.
Die Korrekturfaktorsignale auf dem Bus 66 repräsentieren nur eine Art, eine Synchronisation im CU-Modem für jede einzelne RU zu erreichen. Eine andere Weise ist es, die Zerlegerfehler/Rotationsverstärker-Kombination im CU-Empfänger zu verwenden, die in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird.
Obwohl die SCDMA-Schaltungen als Modulatoren und Demodulatoren bezeichnet werden, sind sie korrekter Multiplexer und Demultiplexer.
Obwohl sowohl der Aufwärtskanal- als auch der Abwärtskanalschaltungskomplex in 1 in der Figur so gezeigt werden, daß sie SCDMA-gemultiplext sind, ist die durch die 1 repräsentierte Gattung breiter als das. Insbesondere kann der SCDMA-Multiplextechnik und Demultiplexschaltungskomplex in 1 durch irgendeine Form eines bekannten Zeit- oder Codemultiplexschaltungskomplexes ersetzt werden. Das prinzipielle Merkmal, von denen die Anmelder annehmen, daß es neu ist, ist die Beseitigung des CU- Aufwärtskanal-Taktrückgewinnungsschaltungskomplexes, indem der CU-Abwärtskanaltakt aus dem CU-Haupttakt so erzeugt wird, daß er phasenkohärent damit ist, und der Abwärtskanaltakt in den RUs zurückgewonnen wird und er verwendet wird, um die Aufwärtskanalträger und -Takte so zu erzeugen, daß sie mit dem CU-Haupttakt phasenkohärent sind. Der Takt- und Träger-Rückgewinnungsschaltungskomplex für den Aufwärtskanal kann in der CU beseitigt werden. Dies geschieht, indem lokal erzeugte Takt- und Trägersignale verwendet werden, die aus dem CU-Haupttakt erzeugt werden. Phasen- und Amplitudenfehler in den QAM-Punkten, die durch die RU gesendet werden, werden durch Kanalbeeinträchtigungen und die Phasedifferenzen des Takts und Trägers von jeder RU aus den entsprechenden lokal erzeugten Signalen in der CU verursacht, die durch die eindeutige Laufzeit jeder RU zur CU verursacht werden. Diese Fehler werden durch die Zerleger/Rotationsverstärker-Kombination korrigiert, die in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird.
Bezugnehmend auf 2 wird ein Blockdiagramm eines Systems zum Synchronisieren der Taktrate eines Aufwärtskanalsignals mit einem Abwärtskanalsignal gezeigt, das eine andere Taktrate aufweist, so lange wie die Taktraten durch ein Verhältnis M/N in Beziehung stehen, wobei M und N Ganzzahlen sind. Wie die Ausführungsform in 1 genießt die Ausführungsform der 2 den Vorteil, daß kein Aufwärtskanaltaktrückgewinnungsschaltungskomplex in der CU benötigt wird. Die Ausführungsform der 2 repräsentiert eine Untergattung der Ausführungsformen in der Gattung der Ausführungsformen, die durch 1 repräsentiert werden, von denen alle durch die Verwendung eines Haupttakts in der CU gekennzeichnet sind, um die Erzeugung von Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltakten sowohl in der CU als auch RU zu steuern, die mit dem CU-Haupttakt phasenkohärent sind, obwohl sich die Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltakte auf unterschiedlichen Raten befinden. In 2 befindet sich dieses Einzelhaupttaktsignal in der CU auf der Leitung 80 und wird in Gleichung (1) unten als 4 × F_ds bezeichnet, wobei F_ds die Abwärtskanal-Symbolrate ist. Die Symbolrate ist die Rate, mit der Symbole auf der Leitung 92 an den Mischer 94 ausgegeben werden (die Abwärtskanalsymbole auf der Leitung 92 sind äquivalent zu Chips auf der Leitung 109 in den RUs im MCNS-Abwärtskanal und anderen Ausführungsformen, da in den Aufwärtskanal-SCDMA-Übertragungen jeder Rahmen aus drei Symbolen besteht, von denen jedes aus mehreren Chips besteht. Hoffentlich wird dieser leichte Terminologieunterschied in der Aufwärtskanal- und Abwärtskanalverwendung von „Symbol" den Leser nicht verwirren.
Zwei Haupttakte bei 82 und 84 werden jeweils mit unterschiedlichen Taktraten gezeigt, um Ausführungsformen zu veranschaulichen, wobei ein Abwärtskanalmodulator 86 den MCNS- Standard implementiert und zur 64-QAM- (Takt 82) oder 256-QAM-(Takt 84) Modulation imstande ist. Der Multiplexer 88 wählt aus, welches Taktsignal an die Leitung 80 gekoppelt werden soll.
Der Abwärtskanal-Modulator 86 kann irgendein herkömmlicher Modulator sein, der imstande ist, Abwärtskanaldaten auf der Leitung 90 zu empfangen und sie zu verarbeiten, um mehrere Symbole zu erzeugen, die gesendet werden sollen, und die Daten auf einen Abwärtskanalträger zu modulieren, der durch den Synthesizer 93 unter Verwendung irgendeines bekannten Modulationsschemas erzeugt wird. Wenn ferner Abwärtskanaldaten aus mehreren Quellen getrennt gehalten werden müssen oder wenn Abwärtskanaldaten aus einer einzigen Quelle zu ausgewählten von mehreren RUs entweder zu unterschiedlichen Zeiten oder gleichzeitig geleitet werden müssen, als wären mehrere virtuelle Kanäle vorhanden, wobei jeder virtuelle Kanal sich zwischen der CU und nur einer RU befindet, dann kann der Abwärtskanalmodulator 86 außerdem irgendeine Form eines bekannten Multiplexschaltungskomplexes der Zeit- oder Codemultiplexsorte enthalten. Wenn zum Beispiel Daten aus mehreren Quellen an jede RU gesendet werden müssen, kann eine Zeitmultiplextechnik verwendet werden, wobei jeder Quelle einem anderen Zeitschlitz zugeordnet wird und irgendeine RU, die Daten aus einer bestimmten Quelle benötigt, nur auf den Zeitschlitz hört, der jener Quelle zugeordnet ist. Oder wenn alle RUs Daten aus derselben Quelle gleichzeitig, oder aus spezifischen Quellen benötigen, kann jede RU einem eindeutigen Streucode zugeordnet werden, und das Spektrum der Daten, die nur an diese RU gesendet werden sollen, kann mit einem Streucode gestreut werden, der jener RU für den Abwärtskanal zugeordnet ist.
Die Symbole, die auf der Leitung 92 aus den Abwärtskanaldaten erzeugt werden, werden unabhängig davon, ob sie gemultiplext sind oder nicht, in einen Mischer 94 eingegeben, der die Symbole verwendet, um eine oder mehrere Charakteristiken von einem oder mehreren gesendeten Trägersignalen auf dem gemeinsam genutzten Übertragungsmedium 30 zu steuern. Der Mischer 94 empfängt ein oder mehrere Trägersignale auf der Leitung 96 vom Synthesizer 93. Der Synthesizer verwendet ein Taktsignal auf der Leitung 100, das aus dem CU-Haupttakt abgeleitet wird, um den/die Träger auf der Leitung 96 zu erzeugen, so daß der Abwärtskanalträger oder die Träger auf der Leitung 96 phasensynchron mit dem Haupttaktsignal auf der Leitung 80 sind.
Das Taktsignal auf der Leitung 100 weist eine Frequenz vom 4-fachen der Chiptaktrate auf, jedoch ist dies lediglich eine Designwahl, die durch die Struktur des bevorzugten Abwärtskanalmodulators 86 diktiert wird. Der bevorzugte Abwärtskanalmodulator ist ein MCNS-Modulator. Die Chiptaktrate ist die Taktrate, bei der ein Aufwärtskanal-SCDMA-Modulator 107 in jeder RU Chips auf der Leitung 109 an den Mischer 111 ausgibt. Dieses Taktsignal auf der Leitung 100 wird aus einem Taktsignal auf der Leitung 102 abgeleitet, das durch einen Teile-durch-4-Zähler 104 eine Frequenz vom 16-fachen der Aufwärtskanal-Chiptaktrate aufweist.
Das Taktsignal auf der Leitung 102 mit dem 16-fachen der Aufwärtskanal-Chiptaktrate wird aus dem CU-Haupttaktsignal auf der Leitung 80 durch eine Phasenregelschleife (im folgenden PLL) 106 gemäß einer M/N-Beziehung abgeleitet. Der Aufwärtskanaltakt, der phasenkohärent ist und der die M/N-Frequenzbeziehung zum Abwärtskanaltakt aufweist (wobei M und N Ganzzahlen sind) kann auch durch einen digitalen Neuabtaster erzeugt werden. Wenn das Taktsignal auf der Leitung 80 als 4 × F_ds bezeichnet wird und das Taktsignal auf der Leitung 102 als 16 × F_chip bezeichnet wird, dann ist die Beziehung zwischen diesen beiden Taktsignalen, die durch die PLL 106 erzeugt werden:
wobei die Frequenz des Takts 16·F_chip eine Designwahl ist, die durch die Notwendigkeiten eines CU-Aufwärtskanal-SCDMA-Demodulators 108 und des Taktsignals 4·F_ds diktiert wird und das 4-fache der Abwärtskanal-Symboltaktrate F_ds beträgt, und wobei F_chip die Aufwärtskanal-Chiptaktrate für SCDMA-Übertragungen ist, und wobei M und N Ganzzahlen sind, die durch die erwünschte Beziehung zwischen der Abwärtskanal-Symboltaktrate F_ds und der Aufwärtskanal-Chiptaktrate F_chip bestimmt werden, und wobei für jede andere Abwärtskanal-Symboltaktrate, die verwendet wird, ein anderer Satz von Ganzzahlen verwendet wird, um die Aufwärtskanal-Chiptaktrate zu erzeugen, und wobei die Werte von M und N durch die PLL-Chipimplementierungen eingeschränkt werden (M und N können auch in einer solchen Weise eingeschränkt werden, daß ein Übergang zu einem Abwärtskanal-Demodulator zugelassen wird, der eine digitale Neuabtastung für eine Timingrückgewinnung verwendet), und wobei der Faktor 4 in der Taktfrequenz 4·F_ds eine Designwahl ist, die durch die Implementierungsdetails des Abwärtskanalmodulators 86 bestimmt wird.
Das 16·F_chip-Signal auf der Leitung 102 ist an den Takteingang des SCDMA-Demodulators 108 gekoppelt und wird verwendet, um das Demultiplexen der Aufwärtskanaldaten zu synchronisieren. Dies funktioniert, da die RUs den Abwärtskanal-Symboltakt zurückgewinnen und ihre Aufwärtskanal-Chiptakte in Phasensynchronisation damit erzeugen. Der SCDMA-Aufwärtskanal-Modulator 107 in der RU und der SCDMA-Aufwärtskanal-Demodulator 108 können in den bevorzugten Ausführungsformen aus irgendeiner der SCDMA-Schaltungskomplex-Ausführungsformen, die in den PCT-Veröffentlichungen offenbart werden, oder aus irgendeinem anderen CDMA-Schaltungskomplex des Stands der Technik bestehen, der mit den Bereichseinstellprozessen, die in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben werden, und dem Versatzberechnungsprozeß kompatibel ist, der hierin beschrieben wird, falls er verwendet wird. Zusätzlich kann der Aufwärtskanalmodulator 107 irgendeinen herkömmlichen Zeitmultiplex- oder überhaupt keinen Multiplexschaltungskomplex enthalten, wenn es nur eine RU gibt. In dem Fall, wo es nur eine RU gibt, kann der Aufwärtskanalmodulator irgendein herkömmlicher Digitaldatensender sein, der irgendein herkömmliches Modulationsschema verwendet, wobei die Neuheit aus der Verwendung eines Aufwärtskanalträgers und -Takts besteht, die, damit sie mit einem Haupttakt in der CU phasensynchron sind, aus zurückgewonnenen Abwärtskanaltaktsignalen erzeugt werden, die phasensynchron mit dem Haupttakt in der CU sind.
Die Detektion der SCDMA-QAM-modulierten Aufwärtskanaldaten und Umwandlung in ein Basisbandsignal wird durch den Mischer 112 ausgeführt, wobei ein Träger auf der Leitung 116 verwendet wird, der durch den Synthesizer 114 aus dem Taktsignal auf der Leitung 100 erzeugt wird. Da das Taktsignal auf der Leitung 100 mit dem Haupttaktsignal auf der Leitung 80 phasenkohärent ist, wird der Träger auf der Leitung 116 mit dem CU-Haupttakt phasenkohärent sein. Da die RUs ihre Aufwärtskanalträger aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanal-Symboltakt erzeugen, und da der Abwärtskanal-Symboltakt mit dem CU-Haupttakt phasenkohärent ist, wird der Aufwärtskanalträger ebenfalls mit dem CU-Haupttakt phasenkohärent sein.
Um die Aufwärtskanaldaten im CU-SCDMA-Demodulator mit einer niedrigen Fehlerrate zurückzugewinnen, muß eine Rahmensynchronisation oder Minizeitschlitz-Rahmengrenzen-Synchronisation vorhanden sein, und es müssen Korrekturen für Phasen- und Amplitudenfehler in den gesendeten Konstellationspunkte vorgenommen werden, die durch Kanalbeeinträchtigungen und Differenzen der Laufzeit für jede RU verursacht werden. Eine Rahmen- oder Minizeitschlitzgrenzen-Synchronisation kann durch die Bereichseinstellprozesse, die in den PCT-Veröffentlichungen für SCDMA-Abwärtskanäle beschrieben werden, oder durch den 802.14-Bereichseinstellprozeß oder den Bereichseinstellprozeß, der in 23 beschrieben wird, in Minizeitschlitz-Umgebungen, wie 802.14- und MNCS-Systemen erzielt werden. Eine Rahmen- oder Minizeitschlitz-Grenzensynchronisation bedeutet, daß ein passender Versatz für eine RU bestimmt wird, so daß wenn sie einen Rahmen oder Minizeitschlitz von Daten überträgt, der eine bestimmte Nummer aufweist, dieser Rahmen oder Minizeitschlitz an der CU ankommen wird, wobei seine Grenzen zeitlich mit den Grenzen des Rahmens oder Minizeitschlitzes mit derselben Nummer in der CU ausgerichtet sind. Phasen- und Amplitudenfehler in den Konstellationspunkten von jeder RU können unter Verwendung der Zerlegerfehler/Rotationsverstärker-Schleife im CU-SCDMA-Aufwärtskanal-Demodulator korrigiert werden, der in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben und in 24 gezeigt wird.
Zur Betrachtung der Ausführungsform der 1 zurückkehrend, sind die Steuersignale auf der Leitung 120 in den 1 und 2 dazu bestimmt, entweder den Zerleger/Rotationsverstärker-Schaltungskomplex, der in 24 beschrieben wird, oder ein alternatives Verfahren der Änderung der Phase und Amplitude der lokalen Trägersignale auf der Leitung 116 zu symbolisieren, um zu den Signalen jeder RU während der Chipzeiten der RU zu passen, (die den zugeordneten Minizeitschlitzen entsprechen und zugeordneten Codes entsprechen) um die Phasen- und Amplitudenfehler zu beseitigen.
In einigen Ausführungsformen ist der Aufwärtskanal-Modulator 107 ein SCDMA-Modulator, der in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird, wenn der Abwärtskanal SCDMA ist. In einer anderen Ausführungsform sind der RU-SCDMA-Modulator und CU-SCDMA-Demodulator an die Verwendung mit Minizeitschlitzen ohne einen SCDMA-Abwärtskanal angepaßt, wie die Senderausführungsform der 13 und der Empfänger der 24.
In alternativen Ausführungsformen, wie der TDMA-Multiplextechnik oder sogar keiner Multiplextechnik im Aufwärtskanal, wie dort, wo es nur eine RU gibt, kann eine Phasen- und Amplitudenkorrektur auf dieselbe Art geschehen, wie unter Bezugnahme auf 24 beschrieben, wobei der Rotationsverstärker verwendet wird, jedoch werden die Korrekturen für eine bestimmte RU nur während Zeitschlitzen angewendet, wenn Daten von jener RU empfangen werden.
In den alternativen Ausführungsformen, wo kein Zerleger/Rotationsverstärker verwendet wird und eine Synchrondetektion verwendet wird, werden Phasen und Amplitudenkorrekturen, die für jede RU spezifisch sind, über Signale auf dem Bus 120 an den lokal erzeugten Aufwärtskanal-Träger auf der Leitung 116 angewendet. Phaseneinstellungen des lokalen CU-Aufwärtskanalträgers auf der Leitung 116 können unter Verwendung einer variablen Verzögerungsleitung erreicht werden. Amplitudeneinstellungen können durch einen Skalierungsverstärker vorgenommen werden.
Der RU-Aufwärtskanalträger ist mit dem CU-Haupttakt phasenkohärent, aufgrund dessen, daß er aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt erzeugt wird. In jeder RU erzeugt ein Synthesizer 117 auf der Leitung 119 zwei Aufwärtskanalträger, die dieselbe Frequenz aufweisen, jedoch in Phase um 90 Grad getrennt sind (die Aufwärtskanal-Trägerfrequenz ist anders als die Abwärtskanal-Trägerfrequenz, so daß Verkehr in die beiden Richtungen durch bekannte FDMA-Techniken getrennt werden kann). Diese beiden Träger sind außerdem mit dem CU-Haupttaktsignal auf der Leitung 80 phasenkohärent, da sie aus einem Taktsignal auf der Leitung 121 in jeder RU erzeugt wurden, das aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanal-Symboltakt erzeugt wurde, der selbst mit dem CU-Haupttaktsignal auf der Leitung 80 phasenkohärent ist. Diese beiden Träger werden verwendet, um die Chips, die auf der Leitung 109 ausgegeben werden, durch den SCDMA-Modulator 107 zu QAM-modulieren. Der Schaltungskomplex im SCDMA-Demodulator 108 erzeugt ein Amplituden- und Phasenkorrektursignal auf der Leitung 120 für jede RU, das auf Zerlegerfehlern beruht, die während der Übertragung der bekannten Präambeldaten durch jede RU vor der Übertragung ihrer Nutzdaten detektiert werden. Diese Zerlegerfehler werden verwendet, um Amplituden- und Phasenkorrektur-Fehlersignale für jede RU auf dem Bus 120 zu erzeugen. Diese Fehlersignale werden durch den Synthesizer 114 verwendet, um das lokale Trägersignal auf der Leitung 116 einzustellen, um Amplituden und Phasenverschiebungen in jedem QAM-Punkt zu korrigieren, die durch Kanalbeeinträchtigungen auf dem gemeinsam genutzten Übertragungsmittel 30 und differierende Laufzeiten verursacht werden, wenn jeder QAM-Konstellationspunkt von jeder RU zur CU gesendet wird.
In der bevorzugten Ausführungsform wird der Haupt-Abwärtskanal-Symboltakt in den RUs zurückgewonnen und verwendet, um Daten netzaufwärts zu übertragen. Den Aufwärtskanal-Nutzdatenübertragungen geht eine Übertragung von bekannten Präambeldaten voraus. Die Präambeldaten aus jeder RU werden durch den Schaltungskomplex im CU-SCDMA-Demodulator 108 verwendet, um einen Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturfaktor auf dem Bus 120 aus jener RU zu erzeugen. Die Signale aus jener RU werden dann demoduliert, wobei der lokale Träger auf dem Bus 116 verwendet wird, der auf Phasen- und Amplitudenfehler eingestellt wird, die durch Kanalbeeinträchtigungen und Latenz verursacht werden, wobei der lokale Träger auf der Leitung 116 mit dem CU-Haupttakt phasenkohärent ist. Aufwärtskanaldaten aus jener RU werden demultiplext, wobei der CU-Haupttakt verwendet wird, der in Phase korrigiert ist, um mit dem Aufwärtskanal-Chiptakt phasenkohärent zu sein.
Phasen- und Amplitudenfehler im Detektionsprozeß, die durch Latenz und Kanalbeeinträchtigungen verursacht werden, die die Übertragungen aller RU beeinflussen, werden beseitigt oder reduziert, indem die Phasen- und Amplitudenkorrekturfaktoren verendet werden, die für diese RU aus ihren Präambeldaten entwickelt werden. Folglich gibt es keine Notwendigkeit für kontinuierliche Nachführungsschleifen im CU-Empfänger, um den Takt und Träger zurückzugewinnen, die durch jede RU verwendet werden, um ihre Daten zu senden.
Dieses einfache Hauptträger- und Haupttaktkonzept und die Rahmensynchronisation, die durch den Bereichseinstellprozeß bereitgestellt wird, der unten beschrieben werden soll, sind in jeder Form eines verteilten bidirektionalen Digitaldatenübertragungssystems unabhängig von der Form der verwendeten Codierung, Multiplextechnik oder Modulation nützlich. Ferner sind der verbesserte Durchsatz und die niedrigeren Fehlerraten, die durch die Entzerrungs- und Leistungsabgleichsprozesse bereitgestellt werden, die in den PCT-Veröffentlichungen gelehrt werden, ebenfalls in jeder Form eines verteilten bidirektionalen Digitaldaten-Übertragungssystems unabhängig von der Form der verwendeten Codierung, Multiplextechnik oder Modulation nützlich. Beispiele der Arten der Multiplextechnik, die in solchen Systeme verwendet werden können, sind CDMA, TDMA, inverse Fourier, DMT oder irgendein anderes System, wo orthogonale Signale verwendet werden, um jeden getrennten Kanal von Daten aus einer Quelle wie Sinus- und Kosinussignale usw. zu codieren.
In der RU demoduliert ein Mischer 130, um die Abwärtskanalsignale zu empfangen, das Signal aus dem gemeinsam genutzten Übertragungsmittel 30, wobei ein lokaler Träger auf der Leitung 132 verwendet wird. Der lokale Träger wird durch einen Synthesizer 134 aus einem Taktsignal auf der Leitung 121, das eine Frequenz 4 × F_chip aufweist, so erzeugt, daß er mit dem Haupttaktsignal auf der Leitung 80 in der CU phasenkohärent ist. Dieses Taktsignal auf der Leitung 121 wird durch einen Teile-durch-4-Zähler 135 erzeugt, der das Ausgangssignal einer PLL 136 empfängt, die mit der PLL 106 in der CU identisch ist. Diese PLL erzeugt ein Taktsignal auf der Leitung 115, das 16 × F_chip beträgt und phasenkohärent mit dem zurückgewonnenen Haupttaktsignal 4 × F_ds (4 mal die Abwärtskanal-Symbolrate) auf der Leitung 138 ist. Der Aufwärtskanaltakt, der mit dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt phasenkohärent ist und der die M/N-Frequenzbeziehung zum Abwärtskanaltakt aufweist (wobei M und N Ganzzahlen sind) kann auch durch einen digitalen Neuabtaster erzeugt werden. Dieses Taktsignal auf der Leitung 138 wird durch einen VCXO 140 erzeugt, der auf der Leitung 142 von einem herkömmlichen Taktrückgewinnungs-Phasendetektorschaltungskomplex im Abwärtskanal-Demodulator 144 ein Taktsteuersignal empfängt.
Ein Eingang eines Taktschlupfdetektors ist gekoppelt, um ein Taktsignal zu empfangen, das gleich dem 4-fachen des zurückgewonnenen Abwärtskanal-Symboltakts auf der Leitung 138 ist, und ein anderer Eingang ist gekoppelt, um das synthetisierte Aufwärtskanaltaktsignal zu empfangen, das gleich dem 16-fachen des Chiptakts auf der Leitung 115 ist. Der Taktschlupfdetektor stellt in der Weise, die unten getrennt beschrieben wird, fest, wenn ein Schlupf von mehr als einen vorbestimmten Betrag zwischen den beiden Taktsignalen aufgetreten ist, und erzeugt, wenn ein Schlupf aufgetreten ist, ein Unterbrechungssignal an den MAC-Schichtprozeß auf der Leitung 212. Dies veranlaßt den MAC-Schichtprozeß, den Aufwärtskanalsender dieser RU abzuschalten und eine Synchronisationsverlust-Rückgewinnungsroutine auszuführen, um die RU zu zwingen, wieder eine Synchronisation aufzubauen. Die Details des Taktschlupfdetektors werden unten in einem getrennten Abschnitt beschrieben.
Der Abwärtskanal-Demodulator gibt zurückgewonnene Abwärtskanaldaten auf dem Bus 146 aus. Der Abwärtskanal-Demodulator 144 kann irgendeine herkömmliche Demodulator- und Abwärtskanal-Datenrückgewinnungsschaltung sein, die irgendeinen notwendigen herkömmlichen Demultiplexschaltungskomplex enthält, abhängig davon, ob die Abwärtskanaldaten gemultiplext sind und welche Art von Multiplextechnik verwendet wird.
Die Verwendung von PLL 106 in der CU synchronisiert die Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltakte. Die Taktrückgewinnungsschaltung in jeder RU synchronisiert den zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt auf der Leitung 138 mit dem Abwärtskanaltakt auf der Leitung 80 in der CU. Die PLL 136 synchronisiert die zurückgewonnenen Aufwärtskanal-Taktsignale auf den Leitungen 115 und 121 mit dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt auf der Leitung 138. Da jedes dieser RU-Taktsignale in Phase mit dem CU-Haupttakt synchronisiert ist, sind alle zurückgewonnenen Aufwärtskanal-Taktsignale auf den Leitungen 121 und 115 in jeder RU miteinander synchronisiert.
Aufwärtskanal-Rahmenausrichtung
Der zweite Punkt der Neuheit, der hierin offenbart wird, ist eine Weise, den iterativen Bereichseinstellprozeß zu beschleunigen, der in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird, indem eine Anfangsversatzberechnung vorgenommen wird, bevor der Bereichseinstellprozeß begonnen wird, wodurch die Anzahl der Iterationen reduziert wird. Der hierin beschriebene Schaltungskomplex und Prozeß zur Übertragung von Zeitstempeldaten netzabwärts von der CU (die im folgenden als die Zeitstempel-Erfindung bezeichnet wird) werden verwendet, um die Übertragung von Rahmenbildungsdaten netzabwärts durch die CU zu ersetzen. Die Zeitstempeldaten werden verwendet, um eine Anfangsschätzung der richtigen Position für die RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenzen relativ zu den CU-Kilorahmengrenzen zu entwickelt, um eine richtige Rahmenausrichtung vor dem Starten des iterativen Bereichseinstellprozesses zu erzielen, wodurch er beträchtlich beschleunigt wird. Dieser Prozeß funktioniert auch in den 802.14- und MCNS-Umgebungen, wo keine Kilorahmengrenzen vorhanden sind, jedoch eine Minizeitschlitz-Grenzausrichtung und Mehrfachrahmen-Grenzausrichtung auf dem Aufwärtskanal aufrechterhalten werden müssen.
Ein zusätzlicher Punkt der Neuheit ist, daß der Schaltungskomplex und der Prozeß, die zur Übertragung von Zeitstempeldaten netzabwärts von der CU beschrieben werden, (die im folgenden als die Zeitstempel-Erfindung bezeichnet wird) es zulassen, daß die RUs ihre Aufwärtskanal-Rahmen- und Kilorahmengrenzen mit den CU-Aufwärtskanal-Rahmen- und Kilorahmengrenzen ausrichten, selbst wenn die CU keine Rahmen oder Kilorahmen netzabwärts sendet, wie im Fall des MCNS-Abwärtskanal-Schaltungskomplexes, und keine Rahmenausrichtungsdaten netzabwärts zur Verwendung des Aufwärtskanal-SCDMA-Schaltungskomplexes sendet.
Natürlich funktioniert die unten beschriebene Zeitstempel-Erfindung auch mit TDMA- oder SCDMA-Abwärtskanälen, wobei es Rahmen und Kilorahmen gibt, die netzabwärts gesendet werden, unabhängig davon, ob die CU ihre Aufwärtskanal-SCDMA-Rahmen- und Kilorahmengrenzen mit den Abwärtskanal-Rahmen- und Kilorahmengrenzen ausrichtet.
Unabhängig davon, welcher Typ Abwärtskanal-Schaltungskomplex und Multiplextechnik-Protokoll verwendet wird, bleibt dann, wenn SCDMA für den Aufwärtskanal verwendet werden soll, ein beträchtliches Problem, mit dem man fertigwerden muß. Die CU ordnet den RUs orthogonal Codes zur Verwendung während spezifischer numerierter Rahmen ihrer Aufwärtskanal-Rahmen- und Kilorahmenzählwerts zu. Dies bedeutet, daß die CU einen Aufwärtskanal-Rahmen- und Kilorahmen-Zählwert aufbewahren muß, unabhängig davon, ob es Rahmen und Kilorahmen gibt oder nicht, die im Abwärtskanal gesendet werden. Die Aufwärtskanal-Rahmenzählwert wird benötigt, da die CU erwartet, Daten von jenen RUs zu erhalten, die die zugeordneten Codes während der spezifisch numerierten Rahmen verwenden, während denen jeder Code zugeordnet wurde. Die Aufwärtskanal-Rahmen und Kilorahmen der RUs sind nicht mit den Rahmen und Kilorahmen der CU ausgerichtet, wenn sie zum ersten Mal eingeschaltet werden. Bevor sie irgendeine Hoffnung haben, durch die CU richtig demultiplext zu werden, muß jede RU ihre Aufwärtskanal-Rahmen- und Kilorahmengrenzen mit den Aufwärtskanal-Rahmen- und Kilorahmengrenzen der CU ausrichten, so daß der Rahmen 100 jeder RU mit seinen zeitlich mit den Grenzen des CU-Aufwärtskanalrahmens 100 ausgerichteten Rahmengrenzen ankommt. Die Zeitstempel-Erfindung beschäftigt sich mit diesem Problem für Systeme, wo keine Rahmen- und Kilorahmen- oder CU-Rahmen- oder Kilorahmengrenzinformation netzabwärts gesendet wird. Die hierin beschriebene Zeitstempel-Erfindung kann für die die Rahmensynchronisation und CU-Kilorahmeninformation, die im CU-Pilotkanal gesendet werden, und die CU-Abwärtskanal-Barker-Codes und den Schaltungskomplex, um mit beiden dieser Informationstypen umzugehen, in den Ausgangsverweisquellen eingesetzt werden. Jedoch ist sie insbesondere in Systemen nützlich, wo der Abwärtskanal irgendein System ist, das eine andere Abwärtskanaltaktrate als die Aufwärtskanal-SCDMA-Chiptaktrate aufweist (so lange wie die Aufwärtskanal- und Abwärfskanaltakte oder einige Vielfache davon durch das Verhältnis von Ganzzahlen M/N in Beziehung stehen, d.h. phasensynchron sind) und wo keine Barker-Codes oder Kilorahmeninformation in einem Pilotkanal von der CU netzabwärts gesendet wird. Im Grunde ersetzt die unten beschriebene Zeitstempel-Erfindung die Barker-Codes und Synchronisations- und Kilorahmenmarkeninformation im CU-Pilotkanal durch Zeitstempelnachrichten im Abwärtskanal, um einen CU-Bezug herzustellen, aus dem die RUs ihre Aufwärtskanal-SCDMA-Rahmen- und Kilorahmengrenzen erhalten können, die mit den Aufwärtskanal-Rahmen- und Kilorahmengrenzen der CU zeitlich ausgerichtet sind.
Die CU stellt ihre Aufwärtskanal-Rahmengrenzen und Kilorahmengrenzen beliebig auf, wenn sie das erste Mal eingeschaltet wird, und dies gilt immer, wenn es einen SCDMA-Aufwärtskanal gibt, unabhängig davon, ob der Abwärtskanal Rahmen und Kilorahmen aufweist oder nicht. Folglich ist selbst in Systemen, wo es keine Rahmen und Kilorahmen im Abwärtskanal gibt, die dieselbe Größe wie die Rahmen im Aufwärtskanal aufweisen, oder überhaupt keine Rahmen, wie MCNS-Systeme, die Rahmenausrichtung von RU-Aufwärtskanal-Rahmen an der CU mit jedem anderen immer noch wichtig. Das heißt, damit der Aufwärtskanal-SCDMA-Strom einen großen Durchsatz aufweist und es zugelassen wird, daß mehrere RUs gleichzeitig, jedoch gemultiplext durch unterschiedliche, orthogonale Streucodes senden, ohne sich gegenseitig zu stören, ist es für die Rahmen- und Kilorahmengrenzen jeder RU notwendig, an der CU zeitlich ausgerichtet zu sein, unabhängig von der Entfernung dieser RU von der CU. In Systemen, wo die Abwärtskanaldaten Rahmen und Kilorahmen aufweisen, können die RU-Daten ebenfalls mit den CU-Rahmen und Kilorahmengrenzen ausgerichtet sein. In dem System, das in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird, wurden RU-Rahmen zeitlich miteinander und mit den CU-Abwärtskanal-Rahmengrenzen durch einen empirisch-praktischen Brechstangen-Bereichseinstellprozeß ausgerichtet, wobei ein Senderahmen-Zeitverzögerungswert kontinuierlich erhöht wurde, bis ein Wert gefunden wurde, der zu einer Rahmengrenzenausrichtung mit den Rahmen aus allen anderen RUs eines Rahmens führte, der aus der RU am Ende der Verzögerung gestartet wurde. Es treten zwei Probleme bei diesem Prozeß auf, wo der Abwärtskanal keine Lücken aufweist. Erstens gibt es keine Abwärtskanal-Barker-Codes, deren Empfangszeit als Bezug dient, von dem die variable Verzögerung gemessen wird. Zweitens verbrauchen die wiederholten Iterationen wertvolle Verarbeitungszeit sowohl der CU als auch RU. Daher ist es notwendig, eine CU-Bezugszeit in jeder RU aufzustellen, um die Abwärtskanal-Barker-Codes zu ersetzen, und es ist hilfreich, eine vorbereitende Schätzung des Versatzes der RU-Kilorahmengrenzen für die richtige Ausrichtung vorzunehmen. Der Versatz ist der Betrag der zeitlichen Fehlausrichtung an der CU einer RU-Aufwärtskanal-Rahmengrenze von der Zeit der Ankunft einer Rahmengrenze derselben Anzahl Rahmen von einer RU, die richtig ausgerichtet ist. RU-Rahmen haben Nummern und sind in Kilorahmen organisiert. Jeder RU sind ein oder mehrere Zeitschlitze in einen TDMA-Strom zugeordnet, der in den SCDMA-Modulator eingegeben wird und ist ein eindeutiger orthogonaler Streucodes) zugeordnet, der während den zugeordneten Zeitschlitz(en) verwendet werden soll, jedoch gelten diese Zuordnungen für spezifische Rahmen, da sich in der bevorzugten Ausführungsform die Zuordnungen, welche Codes während verschiedener Rahmen verwendet werden sollen, ändern. In der bevorzugten Form des SCDMA-Modulators werden die Daten in den TDMA-Stromzeitschlitzen dann verschachtelt, randomisiert, Trellis-codiert und deren Spektrum wird unter Verwendung der zugeordneten orthogonalen Streucodes für den Rahmen gestreut, der konstruiert wird. Wie oben erwähnt, ist es wichtig, um die Daten unter Verwendung der Transponierten der Codematrix zu demultiplexen, die verwendet wird, um das Spektrum der Daten zu streuen, daß die CU dieselben Codes verwendet, um die Daten zu entspreizen, die die RUs verwendeten, um das Spektrum während spezifischer Rahmen zu streuen, und es ist wichtig, daß jeder RU-Rahmen ausgerichtet mit jedem anderen RU-Rahmen ankommt, um zu verhindern, daß eine Intersymbolinterferenz die Anzahl der RUs reduziert, die gleichzeitig gesendet werden können, und die Datendurchsatzrate reduziert.
3 zeigt die Struktur der SCDMA-Aufwärtskanal-Wellenform. Es gibt 1024 Rahmen in jeden Kilorahmen. Die Kilorahmengrenzen werden bei 170 und 172 gezeigt. Jeder Rahmen besteht aus drei Symbolen, von denen jedes 144 Chips aufweist, gefolgt von einer Lücke, die aus einem Intervall besteht, das 16 Chip-fach lang ist. Ein Chip ist eine Ansammlung von 4 Bits. Die Gesamtlänge jedes Rahmens beträgt 448 Chips.
Die Erzeugung eines CU-Taktbezugs, der verwendet wird, um den Abwärtskanal-Barker-Code zu ersetzen, wird in der bevorzugten Ausführungsform erreicht, indem ein Zeitstempelzähler in der CU verwendet wird und der Zeitstempelzähler zu verschiedenen Zeiten abgetastet wird und der Abtastwert netzabwärts zu den RUs gesendet wird. 4 ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform eines Systems, das imstande ist, eine Schätzung des RU-Rahmenausrichtungsversatzes unter Verwendung von Zeitstempelnachrichten im Abwärtskanal zu bestimmen. Das System der 4 verwendet außerdem einen einzigen Haupttakt in der CU, um den Abwärtskanaltakt und den Träger in einer phasenkohärenten Beziehung zum Aufwärtskanaltakt und Träger zu synchronisieren, obwohl die Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltakte sich auf unterschiedlichen Raten befinden. Im spezifischen Beispiel der 4, das verwendet wird, den Typ des Schaltungskomplexes zu veranschaulichen, der benötigt wird, um den Versatzberechnungsalgorithmus durchzuführen, ist der Abwärtskanal-Schaltungskomplex ein MCNS-System oder Zeitvielfachzugriffsystem, das MPEG-Pakete verwendet, die aus MAC-Schichtrahmen entwickelt werden.
Die MAC-Rahmen kommen auf dem Bus 174 an, wobei sie in MPEG-Pakete zerlegt werden und Zeitstempel bei den Zeiten eingefügt werden, die unten bei der Erläuterung des Algorithmus beschrieben werden sollen. Die MPEG-Pakete werden auf dem Bus 178 an einen herkömmlichen MCNS- oder TDM-Modulator 180 ausgegeben. Dieser Modulator empfängt ein Taktsignal auf der Leitung 182, das das vierfache der Abwärtskanaltaktrate F_ds beträgt und das aus dem CU-Haupttakt 184 abgeleitet wird. Der Abwärtskanal-Multiplexer/Modulator 180 verwendet das Taktsignal auf der Leitung 182, um den Abwärtskanal-Multiplexprozeß und die Symbolerzeugung zu synchronisieren, und erzeugt außerdem den Abwärtskanalträger aus dem Taktsignal auf der Leitung 182. Der Abwärtskanal-Modulator 180 gibt ein Trägersignal auf dem gemeinsam genutzten Übertragungsmittel 30 aus, das mit den Symbolen moduliert ist, die aus den MPEG-Rahmen erzeugt werden. Die Art und Weise, in der die Symbole aus den MPEG-Paketen erzeugt werden, ist ein Standard und ist in der Technik als TDMA-Multiplexsystem wohlbekannt.
Die Abwärtskanalsignale werden durch einen herkömmlichen Demodulator und Demultiplexer 186 in der RU demoduliert und demultiplext, der im folgenden als der Abwärtskanal-Demodulator bezeichnet wird. Der Abwärtskanal-Demodulator gibt die zurückgewonnenen MPEG-Pakete an einer MPEG-Paket-Schnittstelle auf dem Bus 187 aus. Dieser Bus enthält die zurückgewonnenen Abwärtskanalbits und einen zurückgewonnenen Abwärtskanal-Bittakt. Der Abwärtskanal-Bittakt ist an einen Taktschlupfdetektor 210 über die Leitung 382 gekoppelt.
Die zurückgewonnenen Abwärtskanal-MPEG-Paketbits werden über den Bus 187 an einen Synchronisationsnachrichtendetektor 189 gekoppelt, der dazu dient, Synchronisationsnachrichten und UCD-Nachrichten, die Zeitstempel enthalten, und alle anderen MAC-Schicht-Verwaltungs- und Steuernachrichten zu detektieren, die in die Abwärtskanaldaten eingefügt sind. Eine Synchronisationsnachricht besteht aus einer 34 Byte-Nachricht, die mindestens alle 200 Millisekunden gesendet werden muß und die einen Abtastwert des CU-Zeitstempelzählers enthält, der die Zyklen des CU-Haupttakts zählt. Dieser Haupttakt bildet die Abtastrate. Eine UCD-Nachricht besteht aus einer Nachricht, die zu jeder Zeit gesendet werden kann, die jedoch einen Zeitstempelzähler-Abtastwert enthält, der an einer Kilorahmengrenze der CU genommen wird.
Die Synchronisationsnachrichtendetektor 189 gibt ein Synchronisationsdetektionssignal auf der Leitung 191 aus und gibt die Verwaltungs- und Steuernachrichten an die MAC-Schichtprozesse über die Leitung 193 aus. Die MAC-Schichtprozesse erkennen die Synchronisations- und UCD-Nachrichten und extrahieren die Zeitstempel, die in den Synchronisations- und UCD-Nachrichten enthalten sind, zur Verwendung im Zeitstempelalgorithmus. Der Abwärtskanal-Demodulator gewinnt außerdem das Abwärtskanaltaktsignal in einer herkömmlichen Weise und liefert es auf der Leitung 188 an eine PLL 190. Diese PLL verwendet das vorher beschriebene M/N-Verhältnis, um ein Taktsignal auf der Leitung 192 zu erzeugen, was das 16-fache der Aufwärtskanal-Chiptaktrate ist. Der Aufwärtskanaltakt, der mit dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt phasenkohärent ist und der die M/N-Frequenzbeziehung zum Abwärtskanaltakt aufweist, (wobei M und N Ganzzahlen sind) kann auch durch einen digitalen Neuabtaster erzeugt werden.
Das Taktsignal auf der Leitung 192 wird durch einen Aufwärtskanal-SCDMA-Multiplexer und Modulator 196 (im folgenden der Aufwärtskanal-Modulator) verwendet, um Aufwärtskanaldaten zu codemultiplexen, die auf dem Bus 198 empfangen werden. Die bevorzugte Sorte der SCDMA-Sender verwendet eine trägerlose Modulation und Hilbert-Transformationsfilter, um orthogonale 6 MHz-Spektren im Aufwärtskanal-Frequenzband aus den Spektren auszuwählen, die durch den CDMA-Streuschaltungskomplex erzeugt werden. Jedoch erzeugt in alternativen Ausführungsformen, wo tatsächliche Träger verwendet werden, der Aufwärtskanal-Modulator auch zwei orthogonale Aufwärtskanalträger aus dem Taktsignal auf der Leitung 192 und verwendet die Chips und Symbole, die darin erzeugt werden, um diese beiden Träger zu QAM-modulieren. Die beiden Träger weisen dieselbe Frequenz auf, sind jedoch in ihrer Phase um 90 Grad getrennt. Die resultierenden modulierten Signale werden auf gemeinsam genutzte Übertragungsmittel 30 ausgegeben und von den Abwärtskanalsignalen durch Frequenzmultiplextechnik getrennt. Der Aufwärtskanal-Modulator 196 gibt ein Kilorahmenmarkensignal auf der Leitung 200 an einen lokalen Kilorahmenzähler 202 aus, das den Zähler am Anfang jedes neuen Kilorahmen rücksetzt. Dieser Zähler empfängt außerdem das 57,344 MHz-Taktsignal auf der Leitung 192, das mit der Abwärtskanaltaktrate phasenverriegelt ist und mit dem lokal erzeugten 16 × F_us-Aufwärtskanaltakt auf der Leitung 216 in 4 phasenverriegelt ist. Der Kilorahmenzähler gibt ein 21 Bit-Signal auf dem Bus 206 aus, das durch eine lokale Kilorahmenabtasterschaltung 208 jedesmal abgetastet wird, wenn das Synchronisationsdetektionssignal auf der Leitung 191 aktiviert wird.
Eine optionale Taktschlupfdetektor-Schaltung 210 empfängt den zurückgewonnenen Abwärtskanal-Bittakt auf der Leitung 382 und das Aufwärtskanal-Taktsignal auf der Leitung 192, das aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt synthetisiert wird, und stellt fest, ob irgendein Taktschlupf zwischen dem Aufwärtskanal- und Abwärtskanaltakten stattgefunden hat. Wenn der Aufwärtskanaltakt um mehr als 35 Nanosekunden verrutscht, wird eine Fehlausrichtung der Codes (Rahmengrenzen) aus jener RU in der CU auftreten und eine Intersymbolinterferenz verursachen. Wenn ein Taktschlupf auftritt, schaltet die RU, die verrutscht ist, ihren Sender durch ein Unterbrechungssignal aus den Übertragungsmittelzugriff-(MAC)Schichtprozessen ab, um eine Intersymbolinterferenz zu verhindern, die durch die verrutschte Ausrichtung jener RUs aus der Interferenz mit Übertragungen aus anderen RUs erzeugt wird. Die Struktur und Arbeitsweise des Taktschlupfdetektors wird unten vollständiger beschrieben.
In der bevorzugten Ausführungsform weist der SCDMA-Aufwärtskanal-Modulator 196 die Struktur irgendeiner der Ausführungsformen auf, die in den PCT-Veröffentlichungen offenbart werden.
Das Aufwärtskanalsignal wird durch einen SCDMA-Demultiplexer und Demodulator 214 (im folgenden Aufwärtskanal-Demodulator) empfangen. Der Aufwärtskanal-Demodulator empfängt ein Taktsignal auf der Leitung 216, das das 16-fache der Aufwärtskanal-Chiptaktrate ist. Innerhalb des Aufwärtskanal-Demodulators 214 wird dieses Taktsignal auf der Leitung 216 in Phase und Amplitude für das Signal jeder RU eingestellt, wobei bekannte Präambeldaten, die durch jede RU gesendet werden, und Zerleger-Fehlersignale in der oben unter Bezugnahme auf die 1 und 2 beschriebenen Weise verwendet werden. Es wird ein lokaler Aufwärtskanalträger, der in Phase und Amplitude eingestellt wird, aus dem Taktsignal erzeugt und verwendet, um die ankommenden Signale zu demodulieren, und sie werden dann demultiplext und detektiert, wobei der lokal erzeugte Aufwärtskanal-Chiptakt verwendet wird. Das Taktsignal auf der Leitung 216 wird durch eine PLL 218 erzeugt, wobei das oben beschriebene M/N-Verhältnis aus dem Haupttaktsignal auf der Leitung 182 verwendet wird. Der Aufwärtskanaltakt, der mit dem Abwärtskanaltakt phasenkohärent ist, und der die M/N-Frequenzbeziehung zum Abwärtskanaltakt aufweist (wobei M und N Ganzzahlen sind) kann auch durch einen digitalen Neuabtaster erzeugt werden. Die zurückgewonnenen Aufwärtskanaldaten werden auf der Leitung 220 ausgegeben, nachdem sie in den TDMA-Strom neu assembliert worden, in dem sie auf dem Bus 198 in den RUs angekommen sind.
Der Aufwärtskanal-Demodulator gibt auch ein Aufwärtskanal-Kilorahmensignal auf der Leitung 224 an einen Zeitstempelabtaster 222 aus. Dieser Zeitstempelabtaster empfängt einen 32 Bit-Zeitstempelzählwert auf dem Bus 226 von einem Zeitstempelzähler 228, der kontinuierlich ein 10,24 MHz-Taktsignal auf der Leitung 230 zählt. Der Zählwert auf dem Bus 226 wird auch einem Synchronisationsnachrichtengenerator 232 zugeführt. Der Synchronisationsnachrichtengenerator empfängt Einfügungsanforderungssignale auf der Leitung 234 und erzeugt eine Synchronisationsnachricht, die den Zeitstempel-Zählwert auf der Leitung 236 enthält. Diese Synchronisationsnachricht wird durch die MPEG-Kapselungs- und Zeitstempeleinfügungsschaltung 176 empfangen und in den Abwärtskanaldatenstrom zu Zeiten und in einer Weise eingefügt, die unten in Verbindung mit der Erläuterung der Schaltung der 8 beschrieben werden sollen. Entweder die Schaltung der 8 oder ihre vereinfachte Form, die unten beschrieben wird, werden für die MPEG-Kapselungs- und Zeitstempeleinfügungsschaltung 176 bevorzugt, um ein niedriges Phasenzittern zu erzielen, um die Genauigkeit der RU-Kilorahmen-Versatzberechnung zu erhöhen, die unten in Verbindung mit der Erläuterung der 6 und 7 beschrieben wird. Die Zeitstempelabtaster-Schaltung 222 gibt außerdem den Zeitstempel auf der Leitung 240 an die MAC-Schichtprozesse zum Einschluß in eine UCD-Nachricht aus, deren Zweck unten erläutert werden wird.
5 ist ein Diagramm der Bereichseinstellungssituation, die in den Systemen verwendet wird, die in den Ausgangsanmeldungen und den PCT-Veröffentlichungen gelehrt werden. Diese Systeme verwenden SCDMA-Abwärtskanalsignale, die dieselbe Kilorahmen- und Rahmenstruktur wie die Aufwärtskanal-SCDMA-Signalstruktur aufweisen, die in 3 gezeigt wird. 5 zeigt den Effekt von Laufzeiten darin, daß sie einen Kilorahmen-Grenzversatz zwischen dem Aufwärtskanal- und Abwärtskanal-Kilorahmengrenzen verursachen. Der Punkt 250 repräsentiert die CU-Abwärtskanal-(DS)-Kilorahmengrenze. Daten auf einem Pilotkanal, die netzabwärts gesendet werden, veranlassen einen Rahmenzähler in der RU, die Abwärtskanal-Kilorahmengrenze an einem Zeitpunkt 252 zu detektieren, der durch die Abwärtskanallaufzeit von der Zeit 250 versetzt ist. Die RU-Aufwärtskanal-(der im folgenden manchmal als US abgekürzt wird)Kilorahmengrenze ist zeitlich mit der zurückgewonnenen Abwärtskanal-Kilorahmengrenzzeit 252 ausgerichtet.
Die Abwärtskanalsignale von der CU in den Systemen der Ausgangsanmeldung weisen Lücken zwischen Rahmen auf. Während jeder Lücke wird ein Barker-Code gesendet, und diese Barker-Codes werden durch die RUs detektiert, um die CU-Rahmengrenzenpositionen zu bestimmen. Die RUs stellen ihre Abwärtskanal-Rahmengrenzen unter Verwendung dieser Information auf. Eine Rahmennumerierungsinformation, einschließlich der zeitlichen Stelle der Kilorahmengrenzen, wird durch die CU in den Pilotkanaldaten auf Code 0 netzabwärts gesendet. Diese Pilotkanaldaten sind BPSK-moduliert und werden an einen (nicht gezeigten) Zerleger in einer (nicht gezeigten) Rahmendetektor/Rahmensynchronisations- und Kilorahmen-Detektorschaltung im (nicht gezeigten) SCDMA-Abwärtskanal-Demodulator angelegt. Es ist ein Pseudozufallszahl-Sequenzgenerator in den RUs vorhanden, der eine Pseudozufallszahl-Sequenz aus den Pilotkanal-Daten erzeugt, die vermutlich zu den Synchronisationssequenzdaten paßt, die in den Pilotkanaldaten codiert sind. Die CU-Abwärtskanal-Kilorahmenmarke ist in den Pilotkanaldaten codiert und wird in der RU detektiert, wenn der Pseudozufallszahlgenerator (ein rückgekoppeltes Schieberegister) eine vorbestimmte Sequenz darin enthält, die decodiert wird, um die CU-Abwärtskanal-Kilorahmenmarke zu erzeugen. Die RU kann dann seine Abwärtskanal-Kilorahmengrenzen mit den CU-Abwärtskanal-Kilorahmengrenzen ausrichten, obwohl es einen Versatz von N Rahmen geben wird.
Nach dieser Abwärtskanal-Synchronisation richten die RUs ihre Aufwärtskanal-Kilorahmengrenzen so aus, daß sie mit ihren Abwärtskanal-Kilorahmengrenzen übereinstimmen, die mit den CU-Abwärtskanal-Kilorahmengrenzen ausgerichtet, jedoch durch die Abwärtskanallaufzeit versetzt sind. Da die CU-Aufwärtskanal-Rahmengrenzen zeitlich mit den CU-Abwärtskanal-Kilorahmengrenzen ausgerichtet sind, richtet der Vorgang der Ausrichtung der Abwärtskanal-Kilorahmengrenzen jeder RU mit den CU-Abwärtskanal-Kilorahmengrenzen zur Zeit 252 effektiv die Aufwärtskanal-Kilorahmengrenzen der RU mit den CU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenzen beruhend auf einer indirekten Beobachtung jener CU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenzen aus, die in den Abwärtskanal-Pilotkanal-Datenkilorahmenmarken enthalten sind (jedoch um N Rahmen versetzt). Der N-Rahmen-Versatz repräsentiert einen Senderahmen-Zeitverzögerungswert TD, der durch den Bereichseinstellprozeß hergeleitet wird. Der Wert von TD ist die Verzögerung relativ zur zurückgewonnenen RU-Abwärtskanal-Kilorahmen-Grenzzeit bei 252 und dem Start der Übertragung des nächsten RU-Aufwärtskanal-Kilorahmens, der zur Zeit 254 gezeigt wird, die benötigt wird, um eine Aufwärtskanal-Rahmenausrichtung zu erzielen. Dieser Wert ist für jede RU anders.
Nach der Entfernung der RU-Abwärtskanal-Kilorahmengrenze bei 252 muß jede RU ihren Wert für TD bestimmen, um eine Kabelanlagen-Umlaufzeit zu kompensieren. Dies geschieht, indem der Bereichseinstellprozeß durchgeführt wird, der im Detail in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird. Wenn ein vorhergehender Wert für TD gespeichert worden ist, wird dieser Wert als ein Startpunkt verwendet und sollte dem Endwert sehr nahe liegen. Im Bereichseinstellprozeß werden Barker-Codes mit unterschiedlichen Werten der Verzögerung TD netzaufwärts gesendet bis ein Wert gefunden wird, der bewirkt, daß der Aufwärtskanal-Barker-Code in der Mitte einer CU-Aufwärtskanalrahmenlücke ankommt.
Wenn ein MCNS- oder TDMA-Abwärtskanal verwendet wird, enthalten die Abwärtskanaldaten die Rahmenbildungsinformation wie die CU Abwärtskanal-Kilorahmenmarke nicht. Jedoch wird der Bereichseinstellprozeß immer noch durch die RUs beim Einschalten durchgeführt, um einen Wert für TD zu entwickeln, der eine Aufwärtskanal-Rahmensynchronisation für den SCDMA-Aufwärtskanal erreicht. Um imstande zu sein, diesen Wert für TD zu verwenden, muß die RU einen Mechanismus aufweisen, der einen festen Zeitbezug für den CU-Aufwärtskanalempfänger bereitstellt, um die Aufstellung eines Anfangs-Aufwärtskanal-Kilorahmenbezugs zu ermöglichen. Dieser Mechanismus umfaßt CU-Zeitstempelnachrichten, die in den Abwärtskanal-TDMA oder MCNS-Daten gesendet werden.
Der CU-Zeitstempelzähler 228 ist eine Schlüsselschaltung zum Erreichen eines Anfangsaufwärtskanalbezugs. Dieser Zeitstempelzähler erzeugt Zeitstempel, die 32 Bits breit sind und die sich mit einer 10,24 MHz-Rate des Zeitstempeltakts erhöhen. Der Zeitstempeltakt muß nicht mit dem CU-Haupttakt 184 oder dem Aufwärtskanal-Chiptaktsignal synchronisiert sein, das daraus abgeleitet wird, kann es jedoch in einigen Ausführungsformen sein oder kann unter gewissen Umständen sogar derselbe Takt sein.
6 zeigt, wie der CU-Zeitstempel in den Synchronisationsnachrichten und UCD-Nachrichten verwendet wird, um einen Bezug für die CU-Aufwärtskanal-Kilorahmenrahmengrenzen herzustellen, von dem die RU ihre Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze für eine richtige Anfangsausrichtung verschieben kann. 6 zeigt auch ein bevorzugtes Nachrichtenprotokoll, das verwendet wird, um den Versatz der RU von der korrekten Aufwärtskanal-Kilorahmenausrichtung zu berechnen. Es folgt ein detaillierter Satz von Gleichungen, die die benötigten Beziehungen präzise beschreiben. Für Leser, die nicht mathematisch geneigt sind oder die die Bedeutung der Gleichungen nicht beim ersten Lesen verstehen, gibt es eine Beschreibung im Klartext von dem, was im Abschnitt unten vor sich geht, die mit „Zusammenfassung der Versatzberechnung für einen Rahmenausrichtungsprozeß" markiert ist.
Der erste Schritt im Protokoll ist es, eine Abwärtskanal-Synchronisationsnachricht zur Zeit 256 zu senden. Die erste Synchronisationsnachricht enthält einen Abtastwert des Zeit stempelzählers 228 in der CU zu der Zeit, zu der das Einfügeanforderungssignal auf der Leitung 234 aktiviert wird. Dieser Synchronisationsnachricht-Zeitstempel wird in den Gleichungen unten als CMTS_SYNC_TS bezeichnet. Es wird eine Synchronisationsnachricht mit weniger als 200 Millisekunden zwischen benachbarten Synchronisationsnachrichten periodisch netzabwärts gesendet. Die Synchronisationsnachricht sollte ein verhältnismäßig niedriges Latenz-Phasenzittern aufweisen, jedoch ist die absolute Übertragungsverzögerung unwichtig, so lange sie sich um nicht mehr als plus oder minus 500 Nanosekunden ändert. Genau in dem Augenblick, in dem diese Synchronisationsnachricht in der RU zur Zeit 258 durch den Synchronisationsdetektor 189 in 4 detektiert wird, nimmt die RU einen Abtastwert ihres eigenen lokalen Kilorahmenzählers 202. Dies wird durch eine Aktivierung des Synchronisationsdetektionssignals auf der Leitung 191 erreicht, das den lokalen Kilorahmenabtaster 208 veranlaßt, die Bits auf dem Bus 206 aus dem Ausgang des lokalen Kilorahmenzählers 202 abzutasten. Der lokale Kilorahmenzähler erhöht sich zu jedem 1/16 einer Chipzeit und wird an jeder RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze durch Aktivierung des lokalen Kilorahmensignals auf der Leitung 200 auf null rückgesetzt. Dieser lokale Kilorahmenzähler-Abtastwert ist in den Gleichungen unten RU-TS.
Wenn die RU zum ersten Mal eingeschaltet wird, errichtet sie eine beliebige Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze zur Zeit 260. Zu dieser Zeit wurde der lokale Kilorahmenzähler 202 auf null rückgesetzt durch Aktivierung des lokalen Kilorahmensignals auf der Leitung 200 in 4. Dieser Prozeß stellt einen Bezug für den CU-Zeitstempelzähler in der CU her und stellt den Zeitversatz zwischen der RU-Kilorahmengrenze und der Zeit der ersten Zeitstempelnachricht aus der CU her.
Die CU (die in 6 als die CMTS bezeichnet wird) tastet ebenfalls seinen Zeitstempelzähler 228 bei jeder Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze zur Zeit 262 in 6 ab. Dies wird durch die Aktivierung des Aufwärtskanal-Kilorahmensignals auf der Leitung 224 durch den SCDMA-Aufwärtskanal-Empfänger 214 erreicht. Der zweite Zeitstempelabtastwert wird an die MAC-Schichtprozesse über den Bus 240 in 4 gesendet und in eine Verwaltungs- und Steuernachricht eingebaut, die als UCD-Nachricht bezeichnet wird, wenn sie netzabwärts zu allen RUs gesendet wird. Der Zeitstempel in dieser UCD-Nachricht wird in den Gleichungen unten als CMTS_KF_TS bezeichnet.
Wenn die RU diese UCD-Nachricht empfängt, kennt sie die verstrichene Zeit zwischen der ersten Synchronisationsnachricht zur Zeit 256 in 6 und der CU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze bei 262 in 6, eine Quantität der Zeit, die gleich der Differenz ist: CMTS_KF_TS – CMTS_SYNC_TS (2)
Die Aufgabe von all dem ist es, den Wert einer Zeitverschiebungseinstellung 264 in 6 zwischen der ursprünglichen beliebigen RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze, die beim Einschalten zur Zeit 260 hergestellt wird, und einer erwünschten RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze zur Zeit 266 zu berechnen. Die erwünschte RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze zur Zeit 266 liegt weit genug vor der Zeit der CU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze zur Zeit 262, so daß: A + TD + UPD = B (3)wobei A = Zeit 266; und
TD = der Wert von TD, der während irgendeines Bereichseinstellprozesses festgestellt wird; und
UPD = die Aufwärtskanal-Ausbreitungsverzögerung; und
B = gleich der CU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenzzeit 262 ist.
Der Einstellwert, der durch die Klammer 264 gezeigt wird, der mit C gekennzeichnet ist, ist gleich: C = RU_TS + X (4)wobei RU_TS der Wert des lokalen Kilorahmenzählers zur Zeit 258 ist, wenn die erste Synchronisationsnachricht empfangen wurde; und
X = der unbekannte Zeitwert ist, der benötigt wird, um die Berechnung des Einstellwerts zu vollenden.
Gleichung (5) unten zeigt, wie der unbekannte Faktor X zu berechnen ist, um die Berechnung der erforderlichen Einstellung C zwischen der nicht ausgerichteten beliebigen RU-Aufwärtskanal-Kilorahmenzeit 260 und der erwünschten RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze zur Zeit 266 abzuschließen. X = (CMTS_KF_TS – CMTS_SYNC_TS)·timebase_conversion_factor – (N·16·448) (5)wobei
CMTS_KF_TS – CMTS_SYNC_IS die Anzahl der CU-Zeitstempelzählertaktzyklen zwischen der Zeit 256 in 6 der ersten Synchronisationsnachricht und der Zeit 262 der UCD-Nachricht ist; und
N·16·448 gleich der Anzahl der RU-Kilorahmen-Zählertaktzyklen in N Rahmen ist und N gleich der Anzahl der Aufwärtskanalrahmen zwischen der Zeit 268 und der CU- Aufwärtskanal-Kilorahmengrenzzeit 262 ist, wobei die Zeit 268 die Zeit der RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze minus der Abwärtskanalausbreitungsverzögerung ist.
Der Zeitbasisumwandlungsfaktor in Gleichung (5) ist die Beziehung zwischen der CU-Zeitstempeltaktfrequenz von annähernd 10,24 MHz und der RU-Kilorahmen-Zählertaktfrequenz von annähernd 57,344 MHz, was 16 mal die Aufwärtskanal-Chiprate ist. Wenn der CU-Zeitstempeltakt und der RU-Kilorahmen-Zählertakt in Phase synchronisiert sind, dann ist der Zeitbasisumwandlungsfaktor bekannt und konstant. Jedoch ist dies nicht notwendigerweise der Fall und ist in 4 nicht der Fall. Wo der CU-Zeitstempeltakt und der RU-Kilorahmen-Zählertakt nicht in Phase synchronisiert sind, könnten sie in einigen Szenarien um 50 Teile pro Million (ppm) variieren. Eine Variation eines dieser Takte um nur 10 ppm würde einen Berechnungsfehler von 5 Aufwärtskanal-Chips über einen Kilorahmen verursachen. Dies ist eine ungenügende Genauigkeit, um die Anfangsrahmenausrichtungskriterien zu erfüllen. Wenn das Verhältnis der Taktfrequenzen zwischen dem CU-Zeitstempeltakt und dem RU-Kilorahmen-Zählertakt nicht präzise bekannt ist, kann es glücklicherweise innerhalb von 1 ppm berechnet werden, indem zwei aufeinanderfolgende CU-Kilorahmenzeitstempei beobachtet werden. Die Zeit zwischen den beiden aufeinanderfolgenden Kilorahmenzeitstempeln (CMTS_KF_TS2 und CMTS_KF_TS1) wird exakt einer Ganzzahl von CU-Empfänger-Kilorahmenperioden entsprechen. Wenn man das nominale Verhältnis zwischen den beiden Takten kennt, ist es eine einfache Sache herauszufinden, wie viele Kilorahmenperioden die Zeitstempel überspannen und dann das tatsächliche Verhältnis wie folgt zu berechnen. Der Zeitbasisumwandlungsfaktor ist:
wobei
wobei der Faktor 16·448·1024 in beiden Gleichungen die Anzahl der Taktzyklen des lokalen Kilorahmen-Zählertakts der RU von 57,344 MHz (16 mal die Chiprate) ist, die sich in einem Aufwärtskanal-Kilorahmen befinden, und
wobei es 448 Chips in jedem Aufwärtskanal-Rahmen gibt, und
wobei das Verhältnis 28/5 in der Gleichung 7 das Verhältnis zwischen 57,344 MHz und 10,24 MHz ist, und
wobei CMTS_KF_TS2 und CMTS_KF_TS1 die Werte von zwei aufeinanderfolgenden CU-Zeitstempeln sind, die zeitlich als zweite bzw. zeitlich erste empfangen werden.
Nachdem dies alles gesagt ist, ist es aus den vorhergehenden Gleichungen und 6 klar, daß: Einstellung = mod(RU_TS + X, 16·448·1024) (8)wobei mod(A,B) = A – B mit einer Abrundungszahl von A/B ist und 16·448·1024 = die Anzahl der RU-Kilorahmen-Zählertaktzyklen ist, die sich in einem Kilorahmen befinden.
Der Wert von X könnte eine gewisse ganze Anzahl von Rahmen plus einem Bruchteil eines Rahmens sein, jedoch ist die gewünschte Einstellung der Bruchteil eines Rahmens, daher wird der Wert von X als Modulo eins Kilorahmen berechnet, so daß wenn die Antwort 3,4 Kilorahmen beträgt, X 0,4 ist. Da ferner der SCDMA-Aufwärtskanal-Modulator 196 auf einem Takt arbeitet, der eine Periode aufweist, die gleich dem 1/16 eines Aufwärtskanal-Chipintervalls ist, wird er Wert von X Modulo Eins Kilorahmen in die Anzahl der 1/16 Chipintervalle umgewandelt, die sich im Wert von X befinden, nachdem Modulo Eins Kilorahmen berechnet ist.
Zusammenfassung der Versatzberechnung im Rahmenausrichtungsprozeß
Was die obigen mathematischen Beziehungen im Klartext bedeuten, ist wie folgt. Die Quantität CMTS_KF_TS – CMTS_SYNC_TS in den Gleichungen (2) und (5) ist die Anzahl von Taktzyklen des CU-Zeitstempeltakts zwischen der Synchronisationsnachricht und der CU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze, die auf eine größere Anzahl von Taktzyklen des RU-Kilorahmen-Zählertakt abgebildet werden. Der RU-Kilorahmen-Zählertakt läuft etwa 5 mal so schnell wie der CU-Zeitstempeltakt, so daß ein Zeitbasisumwandlungsfaktor benötigt wird, da die benötigte Einstellung in Form einer gewissen Anzahl von Taktzyklen des RU-Kilorahmen-Zählertakts ausgedrückt wird, die 16-mal während jedes Aufwärtskanalchip zyklisch auftreten. Die Quantität CMTS_KF_TS2 – CMTS_KF_TS1 im Zeitbasiskorrekturfaktor der Gleichung (6) ist die Anzahl der Zyklen des CU-Zeitstempeltakts, die über die Anzahl von CU-Aufwärtskanal-Kilorahmen vorkommen, die die Zeitstempel von CMTS_KF_TS2 und CMTS_KF_TS1 trennen. Die Gleichung (7) ist einfach die Ganzzahl von CU-Kilorahmen, die die Zeitstempel CMTS_KF_TS2 und CMTS_KF_TS1 trennen, d.h. die Anzahl der CU-Kilorahmen, die während CMTS_KF_TS2 – CMTS_KF_TS1 Zyklen des CU-Zeitstempelzählertakts verstrichen sind. Daher ist der Zeitbasiskorrekturfaktor der Gleichung (6) einfach die Anzahl der Zyklen des RU-Kilorahmen-Zählertakts, die während der Anzahl der Zyklen des CU-Zeitstempelzählertakts über die Anzahl der CU Aufwärtskanal-Kilorahmen im Intervall CMTS_KF_TS2 – CMTS_SYNC_TS1 vorkommen. Dies macht X in Gleichung (5) gleich der Anzahl von Taktzyklen des RU-Kilorahmen-Zählertakts, die gleich der Anzahl der CU-Zeitstempel-Taktzyklen im Intervall D in 6 minus der Anzahl der RU-Kilorahmen-Zählertaktzyklen ist, die während der N CU-Aufwärtskanalrahmen im Intervall 269 vorkommen. Sobald X bekannt ist, ist die Einstellung eine einfache Berechnung der Addition von X zur Quantität RU-TS, die gleich der Zeit 260 ist, wenn die erste beliebige RU-Kilorahmengrenze auftritt, und der Zeit 258, wenn die erste Synchronisationsnachricht durch die RU empfangen wird.
In der Ausführungsform, die in 4 gezeigt wird, ist der 10,24 MHz-Takt ein freilaufender Takt, der nicht mit dem 16 × F_us-(16 mal die Aufwärtskanal-Chiprate)Taktsignal auf der Leitung 216 oder mit dem Taktsignal auf der Leitung 182 phasenverriegelt ist. In alternativen Ausführungsformen kann der oben beschriebene Zeitstempelalgorithmus vereinfacht werden, indem der 10,24 MHz-Takt aus den Taktsignalen auf einer oder der anderen der Leitungen 182 oder 216 erzeugt wird. Da in der bevorzugten Ausführungsform der lokale Kilorahmen-Zählertakt der RU das 16 × F_us-Taktsignal auf der Leitung 192 ist, das mit den Taktsignalen auf den Leitungen 182 und 216 phasenverriegelt ist, werden der 10,24 MHz-CU-Zeitstempelzählertakt und der lokale 57,344 MHz-Kilorahmen-Zählertakt der RU-Signale miteinander phasenverriegelt sein und werden einen bekannten Zeitbasisumwandlungsfaktor aufweisen, der gleich dem Ganzzahlverhältnis 28/5 ist. Dieses konstante Verhältnis kann dann für den timebase_conversion_factor in der Gleichung (5) eingesetzt werden, und die Schritte im Algorithmus, um die Variablen berechnen, die durch die Gleichungen (6) und (7) definiert werden, können eliminiert werden, wodurch der Algorithmus vereinfacht wird. Wenn einer oder beide des CU-Zeitstempelzählertakts auf der Leitung 230 oder des lokalen Kilorahmen-Zählertakts der RU freilaufend sind, so daß die beiden Takte nicht phasenverriegelt sind, dann funktioniert der Zeitstempelalgorithmus immer noch, jedoch müssen die Variablen der Gleichungen (6) und (7) so berechnet werden, daß das exakte Verhältnis zwischen den Frequenzen bekannt ist und der Zeitbasisumwandlungsfaktor zum Einsetzen in die Gleichung (5) berechnet werden kann. Das Verhältnis zwischen den Frequenzen des CU-Zeitstempelzählertakts auf der Leitung 230 oder dem lokalen Kilorahmen-Zählertakt der RU muß kein exaktes Ganzzahlverhältnis sein, damit der Zeitstempelalgorithmus funktioniert. Ein exaktes Ganzzahlzerhältnis ist nur zwischen dem Abwärtskanaltakt und dem Aufwärtskanaltakt oder einigen Vielfachen von einem oder beiden notwendig, so daß die Abwärtskanal- und Aufwärtskanaltakte in Phasenverriegelung gehalten werden. Diese phasenverriegelte Beziehung ist notwendig, damit die CU den Vorteil haben kann, ihren lokal erzeugten Haupttakt zu verwenden, um Aufwärtskanaldaten zurückzugewinnen, ohne die Notwendigkeit einer PLL oder eines anderen Taktrückgewinnungsschaltungskomplexes, um den Abfwärtskanaltakt aus den Aufwärtskanaldaten zurückzugewinnen. Das erfindungsgemäße System braucht nur die Phase und Amplitude seines lokal erzeugten Trägersignals einzustellen, und die Phase seines lokal erzeugten Aufwärtskanaltakt für jede einzelne RU beruhend auf den Präambeldaten jener RU einzustellen, um die Effekte von Phasenverschiebungen und Amplitudenverlusten aufzuheben, die aus der Aufwärtskanalübertragungszeit und Kanalbeeinträchtigungen resultieren.
In alternativen Ausführungsformen kann der Takt, der dem lokalen Kilorahmenzähler 202 zugeführt wird, ein freilaufender Takt anstelle des phasenverriegelten Takts auf der Leitung 192 sein. Der Takt, der dem lokalen Kilorahmenzähler zugeführt wird, kann auch andere Frequenzen aufweisen, wobei die Wahl der Frequenz durch den Grad der Auflösung gesteuert wird, die bei der Verschiebung RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze nach der Durchführung des Zeitstempelalgorithmus erwünscht ist, der unten beschrieben wird. Ebenso wurde die Wahl von 10,24 MHz für den freilaufenden Takt auf der Leitung 230, die den Zeitstempelzähler 228 der CU zuführt, zur Kompatibilität mit der MCNS-Norm gewählt, und er kann in anderen Anwendungen auch andere Frequenzen haben und entweder freilaufend oder phasenverriegelt sein.
Bezugnehmend auf 7, wird ein Ablaufplan für den Prozeß gezeigt, der durch einen (nicht gezeigten) Mikroprozessor ausgeführt wird, der den MAC-Schichtprozeß ausführt, um den Zeitstempelalgorithmus auszuführen. Dieser Mikroprozessor ist gekoppelt, um die Verwaltungs- und Steuernachrichten auf dem Bus 193 und die lokalen Kilorahmen-Abtastwertdaten auf dem Bus 209 zu empfangen und die Zeitstempeldaten, lokalen Kilorahmenzähler-Abtastwerte und einige oder alle der oben definierten Gleichungen zu verwenden, um die RU-Kilorahmen-Versatzeinstellung zu berechnen. Der Schritt 300 repräsentiert den Prozeß des Wartens nach dem Einschalten der RU zur Abwärtskanal-Taktrückgewinnung und Synchronisation der Aufwärtskanaltakt- und Trägersignale, die daraus erzeugt werden, mit dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt. Der Schritt 302 ist der Prozeß, der durch die MAC-Schicht ausgeführt wird, nach UCD- und Syn chronisationsnachrichten in den Verwaltungs- und Steuernachrichten zu suchen, die in den Abwärtskanaldaten empfangen werden, und zu warten, bis eine UCD und eine Synchronisationsnachricht angekommen sind.
Der nächste durchgeführte Schritt hängt davon ab, ob der CU-Zeitstempelzählertakt mit dem lokalen Kilorahmen-Zählertakt der RU phasenverriegelt ist oder nicht. Wenn nicht, wird der Schritt 305 danach durchgeführt. Wenn es so ist, wird der Schritt 308 danach durchgeführt. Der Schritt 305 ist der Prozeß der Berechnung des timebase_conversion_factor unter Verwendung der Gleichungen (6) und (7) nachdem eine zweite UCD-Nachricht angekommen ist. Schritt 308 repräsentiert den Prozeß der Berechnung der RU-Aufwärtskanal-Kilorahmeneinstellung unter Verwendung der Gleichung (5) und dann der Verschiebung der RU-Aufwärtskanal-Kilorahmengrenze beruhend auf dem Resultat. Der timebase_conversion_factor, der in der Berechnung des Schrittes 308 verwendet wird, ist entweder der timebase_conversion_factor, der im optionalen Schritt 305 berechnet wird, oder der feste, bekannte timebase_conversion_factor, wenn der Weg 306 vom Schritt 302 zum Schritt 308 genommen wird, da der CU-Zeitstempelzählertakt und der lokale Kilorahmen-Zählertakt der RU phasenverriegelt sind.
Der Schritt 310 repräsentiert den Prozeß des Wartens darauf, daß mindestens ein Aufwärtskanal-Kilorahmen verstreicht und dann der Ausführung eines Brechstangen-Bereichseinstellprozesses, wie er in den Ausgangsverweisquellen beschrieben wird, um einen neuen Wert für TD zu bestimmen (TD ist Td in den Ausgangsverweisquellen). Wenn ein Wert für TD, der aus einem vorhergehenden Bereichseinstellprozeß bestimmt worden ist, vorhanden ist, wird dieser Wert als der Anfangswert für TD in der ersten Iteration verwendet. Nachdem eine neue TD bestimmt worden ist, wird sie in einem nichtflüchten RAM gespeichert.
Zeitstempeleinfügungsalgorithmus mit niedrigem Phasenzittern
Es ist für die richtige Arbeitsweise des Algorithmus wichtige, die RU-Aufwärtskanal-Kilorahmenausrichtung so einzustellen, daß die Zeitstempelnachrichten ein niedriges Phasenzittern aufweisen. Phasenzittern wird durch eine solche Einfügung von Zeitstempelnachrichten bewirkt, daß sie sich über die MPEG-Paketrahmenbildungsinformation oder eine andere Rahmenbildungsinformation spreizen. Eine vollständige Beseitigung der Spreizung ist nicht möglich, jedoch wird kein Phasenzittern verursacht, wenn die Spreizung jedesmal dieselbe ist, wenn die Zeitstempelnachricht eingefügt wird.
Eine Zeitstempelnachricht besteht aus mehreren Bytes. MPEG-Pakete weisen 4 Byte-Köpfe auf, die alle 188 Bytes eingefügt werden, und dann werden Ansammlungen von MPEG-Paketen in Vorwärtsfehlerkorrekturrahmen im MCNS-Abwärtskanalschaltungskomplex eingefügt. Wenn die Zeitstempelnachricht in den Datenstrom zu einer solchen Zeit eingefügt wird, daß ein Teil von ihr sich auf einer Seite eines MPEG-Paketkopfes befindet und sich ein anderer Teil auf der anderen Seite befindet und diese exakte Spreizung nicht jedesmal auftritt, wenn die Zeitstempelnachricht eingefügt wird, ergibt sich Phasenzittern.
Phasenzittern tritt auf, wenn die Latenzzeit von der Zeit der Übertragung aus der CU einer ersten Zeitstempelnachricht bis zu ihrer Erkennung durch den Synchronisationsnachrichtendetektor 189 in der RU für die erste Zeitstempelnachricht anders als für eine zweite Zeitstempelnachricht ist, die dieselbe Anzahl von Bytes aufweist. Phasenzittern tritt auf, wenn die Zeitstempelnachrichten durch den MAC-Schichtprozeß zu solchen Zeiten in den Datenstrom eingefügt werden, der netzabwärts gesendet werden soll, so daß sich manchmal die Zeitstempelnachrichten über MPEG-Paketgrenzen oder FEC-Zusatzbits spreizen und sie es machmal nicht tun. Das Phasenzittern rührt davon her, daß die Einfügung von Zusatzbytes und Bits, wie der Kopfinformation, FEC-Redundanzbits. usw. irgendwo in der Kette von Bytes landen, die die Zeitstempelnachricht aufweisen. Diese Zusatzbits und Bytes müssen durch den Abwärtskanaldemodulator im Prozeß der Demodulation und Detektion der FEC-Rahmen und der Reassemblierung der MPEG-Pakete abgestreift werden. Dieser Prozeß des Abstreifens der Zusatzbits und Bytes braucht in der RU Zeit. Da ferner mehr Bytes und Bits gesendet werden müssen, um eine Zeitstempelnachricht zu senden, die sich über eine MPEG-Paketgrenze oder FEC-Zusatzbits spreizt, als in einem Fall, wo die Zeitstempelnachricht an einer solchen Stelle in den Datenstrom eingefügt ist, daß sich keine Spreizungen ergeben, braucht es auch länger, die ersten Zeitstempelnachricht als die zweite Zeitstempelnachricht zu übertragen. Folglich braucht es von der Zeit der Einfügung der ersten Zeitstempelnachricht, die sich spreizt, bis zu der Zeit der Detektion in der RU durch den Synchronisationsnachrichtendetektor länger, als es das im Fall einer Zeitstempelnachricht tut, die sich nicht spreizt. Diese Differenz der Detektionszeiten ist Phasenzittern, da es die Ankunftszeit der Synchronisationsnachrichten ist, die die Abtastung des lokalen Kilorahmenzählers 202 in 4 triggern. Wenn zum Beispiel vier Synchronisationsnachrichten exakt 200 Millisekunden voneinander beabstandet eingefügt werden, jedoch die Latenzzeit zu einer bestimmten RU für jede anders ist, da sich einige spreizen und andere nicht, wird die Anzahl der lokalen Kilorahmenzähler-Taktzyklen zwischen RU-Abtastwerten des lokalen Kilorahmenzählers 202 zur Zeit der Detektion aller vier Synchronisationsnachrichten unterschiedlich sein. Dies verschlechtert die Genauigkeit der Berechnung der RU-Aufwärtskanal-Kilorahmeneinstellung, da es der Zweck des Zeitstempelalgorithmus ist, den CU-Zeitstempelzähler an den RU lokalen Kilorahmenzähler zu binden. Wenn sich die scheinbare Abwärtskanalverzögerung aufgrund einer variablen Latenz ändert, die durch Spreizung verursacht wird, dann tritt eine Unsicherheit hinsichtlich dessen auf, welcher Zählwert sich im CU-Zeitstempelzähler bei jedem Abtastwert des RU-Aufwärtskanal-Kilorahmenzählers befand, d.h. es tritt ein Phasenzittern im Wert von RU-TS auf.
Da der Zeitstempelalgorithmus nur einmal zu jeder Einschaltzeit durchgeführt wird und nur eine Synchronisationsnachricht, die eine Abtastung des RU-Kilorahmenzählers bewirkt, während des Zeitstempelalgorithmus gesendet wird, gibt es keine Variation oder Phasenzittern, da es nur einen Abtastwert gibt. Jedoch bewirkt dieser einzelne Abtastwert, daß ein Anfangswert von RU_TS berechnet wird, was zu einer Berechnung einer Einstellung durch die Gleichung (5) führt. Dem schließt sich eine Bestimmung des richtigen Werts für TD durch eine Bereichseinstellung an, und dieser Wert für TD wird zur Verwendung im nächsten Bereichseinstellprozeß gespeichert. Das Phasenzitterproblem tritt bei aufeinanderfolgenden Einschaltprozessen des RU-Modems auf. Wenn die Synchronisationsnachricht, die während des zweiten Einschaltprozesses gesendet wird, unter einer anderen Latenz als die Synchronisationsnachricht leidet, die während des ersten Einschaltprozesses gesendet wird, wird sich ein anderer Wert für RU-TS ergeben, was bewirkt, daß eine andere Einstellung vorgenommen wird. Wenn dann die TD aus dem ersten Einschaltprozeß-Bereichseinstellprozeß als der Anfangsstartpunkt zur Bereichseinstellung während des zweiten Einschaltprozesses aufgerufen wird, wird sie falsch sein, und der Bereichseinstellprozeß wird länger brauchen um abzuschließen, obwohl sich schließlich ein neuer korrekter Wert für TD ergeben wird. Folglich bewirkt das Phasenzittern nicht, daß der Zeitstempelalgorithmus abbricht, jedoch verlangsamt es den Prozeß der Initialisierung des Systems durch Verlangsamung des Bereichseinstellprozesses.
Die Grundidee des Zeitstempeleinfügungsalgorithmus mit niedrigem Phasenzittern ist es, die Einfügungszeiten so zu variieren, daß keine MPEG-Paket-Spreizungen vorkommen und dieselbe Anzahl von Zusatzbits und Bytes auf dem FEC-Rahmenbildungsprozeß in jede Zeitstempelnachricht eingefügt wird. Dies bewirkt, daß die Latenz jeder Zeitstempelnachricht von der Einfügung zur Detektion dieselbe ist. Die Art, auf die das geschieht, ist es, exakt zu berechnen, wo im MPEG-Paket jede Zeitstempeleinfügung stattfinden würde, wenn die Einfügung perfekt periodisch wäre. Aus dieser Berechnung und beruhend auf der Länge der Zeitstempelnachricht wird eine Berechnung durchgeführt, um festzustellen, ob dieser periodische Einfügungspunkt zu einer Spreizung über eine MPEG-Paketgrenze führen würde. Wenn dem so ist, wird der Einfügungspunkt verschoben, so daß sich keine Spreizung über ein MPEG-Paket ergibt. Der Einfügungspunkt wird so gesteuert, daß er sich immer an derselben Stelle in jedem FEC-Rahmen befindet. Dies führt dazu, daß die Menge der Zusatzbits und Bytes, die in jede Zeitstempelnachricht vom FEC-Rahmenbildungsprozeß eingefügt werden, in jeder Synchronisationsnachricht dieselben sind. Dies reduziert das Phasenzittern auf die Phasenzitterpegel, die dem Rest des Schaltungskomplexes eigen sind, und beseitigt Phasenzittern, das durch Differenzen von einer Synchronisationsnachricht zur nächsten der FEC-Zusatzbitspreizung verursacht wird.
Neben dem Zusatz von MPEG-Paketköpfen gibt es andere Rahmenbildungsfunktionen, die an den Abwärtskanaldaten durchgeführt werden, wenn sie durch einen MCNS-Abwärtskanalmodulator weitergehen. Zum Beispiel werden die Bytes aus den MPEG-Paketen in Reed-Solomon-Blöcke zerlegt, und Fehlerdetektions- und Korrekturbits werden für jeden Block berechnet und daran angehängt. Es gibt auch eine Verschachtelung und Verwürfelung und einen Vorwärtsfehlerkorrekturprozeß, wobei redundante Bits zu Symbolen hinzugefügt werden, zur Verwendung im MCNS-Demodulator bei der Unterstützung des Detektions- und Fehlerkorrekturprozesses. Ein FEC-Rahmen für 256-QAM enthält 88 Reed-Solomon-Blöcke plus ein 40 Bit-Rahmenwort eines Zusatzes, das die Betriebsart des Verschachtlers definiert, und ein eindeutiges Ausrichtungswort. Für 64-CAM besteht ein FEC-Rahmen aus 60 R-S-Blöcken plus einem 42 Bit-Rahmenwort. R-S-Codierer nehmen 122 7-Bit-Symbole auf und geben 128 7-Bit-Symbole aus, wobei die hinzugefügten 42 Bits ein FEC-Rahmenbildungszusatz sind. Eine unterschiedliche Spreizung des FEC-Rahmenworts oder unterschiedliche Spreizung der R-S-Blöcke zwischen aufeinanderfolgenden Synchronisationsnachrichten kann ebenfalls eine Quelle von Phasenzittern sein. Alle diese Prozesse führen dazu, daß Zusatzbits zu den Abwärtskanaldaten hinzugefügt werden, was Phasenzitterprobleme verursachen kann, wenn sie sich in unterschiedlichen Übertragungen von Zeitstempelnachrichten unterschiedlich spreizen. Die Spreizung in FEC-Rahmen ist unvermeidbar, daher wird sie gesteuert, indem vorzugsweise die Synchronisationsnachricht am Anfang eines FEC-Rahmens oder mindestens an derselben Stelle in jedem FEC-Rahmen eingefügt wird, so daß, welche Spreizung auch immer auftritt, sie immer gleich in jeder Synchronisationsnachricht auftritt und keine Quelle für Phasenzittern werden kann.
Die Erläuterung im vorhergehenden Paragraphen war für die MCNS-Umgebung spezifisch. Jedoch kann dafür gesorgt werden, daß der Synchronisationsnachrichten-Einfügungsalgorithmus mit niedrigem Phasenzittern so arbeitet, daß er Phasenzittern in irgendeiner Umgebung mit Abwärtskanal-Synchronisationsnachrichten in einen Strom von Rahmen mit Zusatzbits darin oder Paketen mit Köpfen darin oder anderen Zusatzbiteinfügungen reduziert, wo die Ankunftszeit der Synchronisationsnachricht wichtig ist, eine gute Synchronisation herstellt und aufrechterhält. Der Algorithmus dient auch dazu, das Phasenzittern zu reduzieren, wenn die Synchronisationsnachrichteneinfügung so gesteuert wird, daß eine Spreizung von MPEG-Paketgrenzen stattfindet, ist jedoch derselbe für jede Synchronisationsnachricht.
Es gibt einen Algorithmus, der in einem MAC- oder TC-(Übertragungskonvergenz)-Schichtprozeß oder in der Einfügungslogik 340 der 8 durchgeführt werden kann, um den Einfügungspunkt start_k für einen Zeitstempel zu bestimmen. Dieser Algorithmus beruht auf der Beobachtung, daß ein FEC-Rahmen in 64-QAM aus 34 MPEG-Paketen + 13 Bytes besteht, und in 256-QAM ein FEC-Rahmen aus 50 MPEG-Paketen – 6 Bytes besteht. Wenn er diese Information verwendet, kann der Algorithmus exakt feststellen, wo innerhalb des MPEG-Pakets, in dem die Synchronisationsnachricht landen wird, die Synchronisationsnachricht einzufügen ist, so daß sie vollständig in das MPEG-Paket eingekapselt ist. Mit anderen Worten erfordert es der Algorithmus, daß der TC- oder MAC-Schichtprozeß oder die Einfügungslogik sich darüber auf dem laufenden hält, wann die nächste Synchronisationsnachricht in die Abwärtskanaldaten eingefügt werden muß, so daß das MPEG-Paket vollständig eingekapselt übertragen wird und keine Spreizung auftritt. Wenn die nächste planmäßige Synchronisationsnachrichteneinfügung so landen wird, daß sie sich über zwei MPEG-Pakete spreizt, wird der Algorithmus die Synchronisationsnachricht neu planen, so daß sie zu einer früheren Zeit stattfindet.
All das bedeutet, daß das Zeitstempeleinfügungsintervall so programmiert ist, daß es sich an regelmäßigen Intervallen befindet, die die MCNS- oder andere einschlägige Spezifikationen erfüllen, jedoch gibt es Ausnahmen von den planmäßigen Einfügungen, die gemacht werden, um Spreizungen zu vermeiden, während der Zeitstempel immer an derselben Position in jeden FEC-Rahmen eingesetzt wird. Ferner werden diese Ausnahmen so programmiert, daß sie immer kürzer als das planmäßige Intervall sind. Der Algorithmus ist in der bevorzugten Ausführungsform so gestaltet, daß er vielmehr immer das Intervall verkürzt als es verlängert oder es zuläßt, daß es auf beiden Seiten des regelmäßigen planmäßigen Intervalls variiert, so daß man sich das regelmäßigen planmäßige Intervall auch als das maximale Intervall vorstellen kann. In alternativen Ausführungsformen kann der Einfügungspunkt abgeändert werden, indem das Intervall immer nach der letzten Einfügung verlängert wird, oder nach Wahl der Software es entweder verlängert oder verkürzt wird.
8 ist eine Schaltung, die den Zeitstempeleinfügungsalgorithmus mit niedrigem Phasenzittern ausführen könnte, obwohl dieselbe Funktionalität auch nur in Software durchgeführt werden könnte. Das Register 320 speichert ein programmierbares Zeitstempeleinfügungsintervall, das die Anzahl der FEC-Rahmen zwischen Zeitstempeleinfügungen definiert. Ein Wert von 94, der im Register 320 gespeichert ist, bedeutet, daß es annähernd 180 Millisekunden zwischen regelmäßigen planmäßigen Zeitstempeleinfügungen geben wird.
Der Wert in Register 320 wird vor der nächsten regelmäßigen planmäßigen Zeitstempeleinfügung in die Anzahl der zu sendenden Bytes umgewandelt. Es gibt zwei Komponenten des Intervalls. Eine dieser Komponenten wird durch ein Einstellsignal auf der Leitung 322 gebildet, das den Subtrahierer 324 veranlaßt, eine gewisse berechnete Ganzzahl von FEC-Rahmen von der Anzahl auf dem Bus 323 abzuziehen und das Resultat auf dem Bus 328 auszugeben.
Die andere Komponente des Einfügungsintervalls wird durch einen Multiplizierer 326 hergestellt, der die Ganzzahl der FEC-Rahmen auf dem Bus 328 mal eine Konstante auf dem Bus 330 multipliziert, die aus dem Multiplexer 332 ausgegeben wird. Eine Konstante 9394 ist an einen Eingang des Multiplexers 332 gekoppelt und eine Konstante 6405 ist an den anderen Eingang gekoppelt. Diese beiden Konstanten repräsentieren die Konstanten, die benötigt werden, um die Ganzzahl der FEC-Rahmen auf dem Bus 328 vor der nächsten Einfügung für 64-QAM und 256-QAM in zu sendende Bytes umzuwandeln. Der Wert 9394, der an den 0-Eingang des MUX 332 gekoppelt ist, ist die Anzahl der Bytes in einem FEC-Rahmen für 256-QAM. die am Eingang zum Modulator gemessen wird. Die Konstante 6405 ist die Anzahl der Bytes in einem FEC-Rahmen, wenn eine 64-QAM-Modulation verwendet wird. Wenn Bytes in MPEG-Paketen gezählt werden, werden alle 188 Bytes des MPEG-Pakets einschließlich des MPEG-Kopfes gezählt. Indem immer eine Ganzzahl von FEC-Rahmen auf dem Bus 328 geliefert wird und diese Anzahl mit der Anzahl der Bytes in einem FEC-Rahmen auf dem Bus 330 multipliziert wird, wird eine Anzahl von Bytes auf dem Bus 336 entwickelt, die das Einfügungsintervall repräsentieren, das bewirkt, daß der Zeitstempel immer an derselben Stelle in jeden FEC-Rahmen eingefügt wird. Obwohl eine Einfügung am Anfang eines FEC-Rahmens bevorzugt wird, weil das zur niedrigsten Verzögerung führt, kann ein niedriges Phasenzittern erzielt werden, so lange die Zeitstempeleinfügung an derselben Stelle in jedem FEC-Rahmen stattfindet.
Ein Abwärtszähler 334 wird mit der Zahl auf dem Bus 336 geladen, und wird verwendet, um die Bytes abwärts zu zählen, bis der nächste Zeitstempel als Bytes gesendet wird. Die Leitung 335 ist das Bytetaktsignal, das anzeigt, wann jedes Byte des gegenwärtigen MPEG-Pakets gesendet werden soll. Wenn der Abwärtszähler-Zählwert null erreicht, aktiviert der Abwärtszähler ein End-Zählwertausgangssignal auf der Leitung 337. Die Aktivierung dieses Signals bewirkt, daß der neue Bytewert auf der Leitung 336 in den Abwärtszähler 334 geladen wird.
Der gegenwärtige Zählwert wird auf dem Bus 338 an die Einfügungslogik 340 ausgegeben. Jedesmal wenn ein neuer MAC-Rahmen zur Übertragung verfügbar wird, untersucht der TC-Schichtprozeß, der die Zeitstempeleinfügungen verwaltet, das LEN-Feld im MAC-Rahmenkopf, um festzustellen, ob die MAC-Rahmennachricht vor oder nach der nächsten Zeitstempeleinfügung gesendet werden sollte. Der TC-Prozeß trifft diese Entscheidung, indem der den gegenwärtigen Zählwert auf dem Bus 338 mit der Länge der MAC-Nachricht vergleicht, die durch das LEN-Feld angezeigt wird. Da das LEN-Feld nicht die Länge des MAC-Rahmenkopfes zählt, werden für diese Berechnung 6 Bytes zum LEN-Wert addiert. Zusätzlich muß der LEN-Wert in MPEG-Bytes umgewandelt werden, indem er mit 188/184 multipliziert wird. Das Verhältnis 188/184 ist das Verhältnis der MPEG-Paketlänge zur Anzahl der Nutzbytes in einem MPEG-Paket. Schließlich wird ein zusätzliches Byte addiert, um das pointer_field zu berücksichtigen.
Die oben beschriebene präzise Arithmetik kann durch eine Näherung ersetzt werden, auf Kosten dessen, daß bewirkt wird, daß die MAC-Nachricht manchmal festgehalten wird, wenn es nicht tatsächlich notwendig ist, was den Durchsatz etwas senken wird. Unter der Voraussetzung, daß ein Zeitstempel alle 100 ms eingefügt wird und daß jedesmal eine 1524 Byte-MAC-Nachricht festgehalten wird, ist das Resultat ein Verlust der Kapazität von 0,12 Mbps (0,5%-Verschlechterung). Die tatsächliche Verschlechterung wird typischerweise kleiner sein, da nicht jeder MCNS-Rahmen aus der maximalen Länge von 1524 Bytes bestehen wird.
Der Einstellwert auf dem Bus 322 wird durch den TC-Schichtprozeß verwendet, um das Intervall zwischen Zeitstempeleinfügungen so einzustellen, daß sich eine Zeitstempelnachricht nicht über zwei MPEG-Pakete spreizen wird. Um eine Spreizung zu vermeiden, muß der TC-Schichtprozeß die Stelle im gegenwärtigen MPEG-Paket der gegenwärtigen Zeitstempeleinfügung verwenden, und in den Versatz hinzufügen, der durch das Zeitstempelintervall verursacht wird, um den exakten Punkt der Einfügung des nächsten Zeitstempels zu bestimmen, wenn er am regelmäßigen planmäßigen Intervall eingefügt werden sollte. Wenn der berechnete Einfügungspunkt für die nächste Synchronisationsnachricht sich an einer Stelle im MPEG-Paket befindet, wo die 34 Bytes der Synchronisationsnachricht nicht ganz in den Datenabschnitt des MPEG-Pakets passen würden, dann muß eine Einstellung vorgenommen werden. Die benötigte Einstellung wird den planmäßigen Einfügungspunkt zu einer anderen Stelle im betrachteten MPEG-Paket oder einem früheren MPEG-Paket bewegen, um eine Spreizung zu vermeiden. In alternativen Ausführungsformen kann der Einfügungspunkt zu einem späteren Punkt bewegt werden oder entweder zu einem früheren oder späteren Einfügungspunkt nach Wahl der Software bewegt werden, so daß die Synchronisationsnachricht ganz in den Datenabschnitt des Pakets passen wird.
In der bevorzugten Ausführungsform werden zusätzlich dann, wenn der planmäßige Einfügungspunkt kleiner als das 6. Byte ist, ein Abschnitt des MPEG-Kopfes und pointer_field sich in der Synchronisationsnachricht befinden, und es wird eine Spreizung auftreten, wenn keine Einstellung des Einfügungspunkt vorgenommen wird.
Die Formel zur Berechnung der nächsten Startposition aus der gegebenen gegenwärtigen Startposition wird in Gleichung (9) unten angegeben. Man beachte, daß der Startwert ein auf 0 beruhender Index ist, was bedeutet, daß ein Wert von 0 dem 1. Byte des MPEG-Pakets entspricht. startk = startk–1 + ([13,6]·TS_interval)modulo 188 (9)wobei start_k = der Einfügungspunkt des nächsten Zeitstempels;
start_k–1 = der Einfügungspunkt des vorhergehenden Zeitstempels; und
[13,6]·TS_interval = die Anzahl der Bytes zum nächsten regelmäßigen planmäßigen Intervall, wie durch den gegenwärtigen Wert des Abwärtszählwert dem Bus 338 angezeigt wird – die [13,6]-Schreibweise bedeutet, daß der Wert von TS_interval für 64-QAM mit 13 und für 256-QAM mit 6 multipliziert wird.
Der Einfügungspunkt und irgendeine erforderliche Einstellung werden durch die Einfügungslogik 340 berechnet. Die Einfügungslogik wird berechnen, wo innerhalb eines MPEG-Pakets der nächste geplante Zeitstempel starten wird (beruhend darauf, wo der gegenwärtige Zeitstempel startet, und auf dem Zeitstempelintervall), und wenn diese Startstelle den Zeitstempel veranlassen würde, sich über einem MPEG-Kopf zu spreizen, dann wird die Einfügungslogik die Einstellung berechnen. Der Einstellwert wird so gewählt, daß die Spreizung über den MPEG-Kopfes verhindert wird. Da die Zeitstempelnachricht aus einer festen Länge besteht, kann dann die erforderliche Einstellung aus einem Tabellennachschlagen erhalten werden, das die uneingestellte Startposition verwendet, die unter Verwendung der Gleichung (8) als der Index in die Tabelle der 9 für 64-QAM oder die Tabelle der 10 für 256-QAM berechnet wird.
Um dies alles zu vollbringen, empfängt die Einfügungslogik als Eingaben den gegenwärtigen Wert im Abwärtszähler auf dem Bus 338 und den Wert des LEN-Felds plus 6 mal 188/184 + 1 auf dem Bus 342. Der Wert auf dem Bus 342 wird durch die Arithmetiklogik 344 aus dem Wert des LEN-Felds berechnet, der im Register 346 gespeichert ist.
Die Einfügungslogik erzeugt ein Halte-MAC-Signal auf der Leitung 348, ein Sende-Synchronisationssignal auf der Leitung 350 und eine Sende-MAC-Signal auf der Leitung 352. Diese Signale veranlassen die MAC-Schicht damit aufzuhören, Nutzbytes zu den Abwärtskanal-Datenstrom hinzuzufügen und fügen alle diese Bytes der Synchronisationsnachricht am passenden Einfügungspunkt hinzu, der nicht bewirken wird, daß sich die Synchronisationsnachricht über einen MPEG-Kopf spreizt. Die Bedingungen, unter denen jedes dieser drei Ausgangssignale auf der Leitung 348, 350 und 352 aktiviert wird, sind wie folgt.
hold_MAC – Dieses Signal wird geltend gemacht, wenn der Zählwert auf der Leitung 338 (Anzahl der Bytes bis zur nächsten Zeitstempeleinfügung) kleiner als die Größe der nächsten MAC-Nachricht ist (einschließlich der MPEG-Zusatzes). Wenn es geltend gemacht wird, verhindert Halte-MAC, daß die MAC-Nachricht gesendet wird. Es bleibt geltend gemacht, bis der Zeitstempel gesendet worden ist.
Send_Sync – Dieses Signal wird geltend gemacht, wenn der Zählwert auf der Leitung 338 gleich 0 ist. Wenn es geltend gemacht wird, veranlaßt dieses Signal den MAC-Schichtprozeß, die Zeitstempelnachricht zur Übertragung einzufügen.
Send_MAC – Dieses Signal wird in allen anderen Fällen geltend gemacht, wobei es anzeigt, daß die MAC-Nachricht gesendet werden kann. Diese Signal ist mit dem hold MAC-Signal redundant.
Wenn das Resultat der Berechnung durch die Einfügungslogik 340 bewirkt, daß irgendeine Synchronisationsnachricht in irgendeinen MPEG-Kopf fällt, dann wird es notwendig sein, daß der in den Abwärtszähler 334 geladene Wert eingestellt wird. Da die Synchronisationsnachricht 34 Bytes lang ist, bedeutet dies, daß wenn der Einfügungspunkt größer als 154 ist, sich die Synchronisationsnachricht über zwei Pakete spreizen wird. Auch dann, wenn die Startposition kleiner als 5 ist, werden der MPEG-Kopf und das Zeigerfeld bewirken, daß die Synchronisationsnachricht verzögert wird. Die Tabellen 1 und 2 in den 9 und 10 enthalten Einstellungswerte für 64-QAM bzw. 256-QAM für verschiedene berechnete Werfe für den Einfügungspunkt. Die 64-OAM Einstellungen sind immer geradzahlig, um Phasenzittern zu verhindern, das durch einen FEC-Rahmen verursacht wird, der 9607,5 64-OAM-Symbole lang ist.
Ein exemplarisches Verfahren, um eine Zeitstempeleinfügung auszuführen, wobei die präzise Arithmetik der Gleichung (8) verwendet wird, um die neue Startposition zu berechnen, wird im Ablaufplan der 11 angegeben. Der Schritt 360 repräsentiert den Prozeß der Initialisierung des Abwärtszählers zur Rücksetzzeit, so daß die Synchronisationsnachricht während des ersten MPEG-Pakets des nächsten FEC-Rahmens gesendet werden wird, der an einer bekannten Position in diesem MPEG-Paket startet. Im Schritt 362 wird die Synchronisationsnachricht mit einem Zeitstempel gesendet, wobei an der bekannten Position im ersten MPEG-Paket gestartet wird. Der Schritt 364 repräsentiert den Prozeß des Neuladens des Abwärtszählers, wenn er auf null kommt, mit dem Wert, der durch die Berechnung der Gleichung (9) festgelegt wird, die durch den Schaltungskomplex der 8 (oder ihrer modifizierten Version für die einfachere Ausführungsform, die unten beschrieben wird) ausgeführt wird. Diese Berechnung umfaßt die Berechnung der neu vorgeschlagenen Startposition unter Verwendung der Gleichung (9) und das Ausführen eines Nachschlagens in einer Tabelle unter Verwendung der neu berechneten Startposition als einen Suchschlüssel in den Daten der Tabellen I und II in den 9 und 10, um den benötigten Einstellwert zu bestimmen, falls vorhanden. Dieser Einstellwert wird dann vom Intervallwert im Register 320 subtrahiert und das Resultat wird für 256-QAM mit 9394 oder für 64-QAM mit 6405 multipliziert. Die resultierende Anzahl von Bytes wird in den Abwärtszähler 334 geladen, wenn er 0 erreicht, und das Endzählwertsignal auf der Leitung 337 wird aktiviert.
Der Schritt 366 ist der Prozeß, der durch die Einfügungslogik 340 und dem Abwärtszähler 334 ausgeführt wird, um festzustellen, ob die verschiedenen Steuersignale zu aktivieren sind. Schritt 366 repräsentiert den Prozeß des Abwärtszählens der Anzahl von Bytes bis zur nächsten Synchronisationsnachricht unter Verwendung des Abwärtszählers und des Sendens von MAC-Schichtnachrichten, während das Abwärtszählen fortschreitet. Für jede MAC-Nachricht, die gesendet wird, prüft jedoch die Einfügungslogik, um festzustellen, ob ihre Länge, die durch die Anzahl auf dem Bus 342 angezeigt wird, größer als die Anzahl der Bytes ist, die bis zur nächsten Synchronisationsnachricht übrigbleiben, die durch die Anzahl auf dem Bus 338 angegeben werden. Wenn die Länge der MAC-Nachricht größer als die Anzahl von Bytes ist, die bis zur nächsten Synchronisationsnachrichteneinfügung übrigbleiben, dann macht die Einfügungslogik die Halte-MAC-Nachricht auf der Leitung 348 geltend. Dies veranlaßt automatisch den MAC-Schichtprozeß, der Bytes zur Übertragung assembliert, damit zu beginnen, Stopfpakete oder MPEG-Nullpakete einzufügen, bis der Abwärtszähler 334 0 erreicht.
Der Schritt 368 repräsentiert den Prozeß des Sendens der Synchronisationsnachricht, wenn der Abwärtszähler-Zählwert null erreicht. Um dies zu tun, macht die Einfügungslogik 340 das Sendesynchronisationssignal auf der Leitung 350 geltend, wenn der Zählwert null erreicht und macht das Halte-MAC-Signal weiter geltend, bis die Synchronisationsnachricht vollständig gesendet worden ist. Das Signal Sende-MAC wird zu allen Zeiten geltend gemacht, wenn die MAC-Nachrichten gesendet werden können, und ist das Komplement des Halte-MAC-Signals.
Der Schritt 370 repräsentiert den Prozeß des Neuladens des Abwärtszählers mit der neu berechneten Anzahl von Bytes bis zur nächsten Geltendmachung beruhend auf demselben Berechnungstyp, wie er im Schritt 364 durchgeführt wurde, wobei die Startposition der Synchronisationsnachricht verwendet wird, die gerade als start_k–1 eingefügt wurde. Die Verarbeitung fährt dann erneut mit Schritt 366 fort, und der Prozeß geht in dieser Schleife weiter, bis das System abgeschaltet oder rückgesetzt wird.
Einfacheres Zeitstempeleinfügungsverfahren
Der Prozeß für das einfache Verfahren ist derselbe wie der Prozeß, der in 11 gezeigt wird, außer daß der Schritt 364 darin modifiziert ist, daß weder eine Berechnung des Resultats der Gleichung (9) notwendig ist, noch ein Nachschlagen der notwendigen Einstellung beruhend auf den Resultaten der Berechnung erforderlich ist. Das einzige, was notwendig ist, um den Schritt 364 in der einfacheren Ausführungsform auszuführen, die im nächsten Abschnitt beschrieben wird, ist die ausgewählte Konstante am Eingang des Multiplexer 332 mal 94 zu multiplizieren und das Resultat in den Abwärtszähler zu laden. Dies führt zum Laden des Abwärtszählers mit einem Wert von 602069 für 64-QAM und 883035 für 256-QAM. Der Rest des Prozesses bleibt derselbe.
In dem einfacheren Verfahren wird das Intervall, das im Register 320 in 8 gespeichert ist, auf 94 FEC-Rahmen gesetzt. Wenn dies geschehen ist, bleibt die Synchronisationsnachricht an festen Stellen im MPEG-Paket, und es wird keine Notwendigkeit geben, herauszufinden, ob sich die Synchronisationsnachricht über mehrere MPEG-Pakete spreizen wird. Für eine 64-QAM-Modulation sind 94 FEC-Rahmen 3202,5 MPEG-Pakete und für 256-QAM sind 94 FEC-Rahmen 4697 MPEG-Pakete. Für den Fall einer 64-QAM-Modulation bedeutet dies, daß die Synchronisationsnachricht abwechselnd an 2 unterschiedlichen Stellen in den MPEG-Pakete starten wird, die durch 1/2 eines MPEG-Pakets oder 94 Bytes getrennt sind. Um kein Phasenzittern zu erhalten, ist es immer noch erforderlich, daß sich die Synchronisationsnachricht nicht über MPEG-Pakete Spreizt. Für 256-QAM wird die Synchronisationsnachricht immer an derselben Position im MPEG-Paket eingefügt.
Der Vorteil dieser Implementierung ist, daß sie einfacher ist, jedoch auf Kosten dessen, daß die Synchronisationsnachricht mit überhaupt keiner anderen Rate gesendet werden kann. Die Gleichung (8) für den vereinfachten Algorithmus wird ebenfalls vereinfacht. Die Gleichung (9) unten ist das Analoge zur Gleichung (8) für 64-CAM. startk = startk+1 + 94 (9)
Die Gleichung (10) unten ist das Analoge zur Gleichung (8) für 256-QAM. startk = startk+1 (10)
Um diesen einfacheren Algorithmus zu implementieren, kann der Schaltungskomplex der 8 modifiziert werden, indem der Subtrahierer 324 und das Register 320 beseitigt werden und ein festverdrahteter Wert von 94 an den Eingang 328 des Multiplizierers 326 angelegt wird. Die Recheneinheit 344, um die Anzahl von Nachrichtenbytes auf dem Bus 342 aus dem LEN-Feld zu berechnen, ist immer noch notwendig, um die Daten auf dem Bus 342 zu berechnen, so daß die Einfügungslogik 340 feststellen kann, wann das Halte-MAC-Signal auf der Leitung 348 zu aktivieren ist. Die Einfügungslogik erzeugt immer noch die Signale auf den Leitungen 348, 350 und 352 in derselben Art wie sie es für einen komplexeren Algorithmus tat, jedoch ist sie darin vereinfacht, daß sie nicht die neue Startposition unter Verwendung der Gleichung (9) oder (10) zu berechnen braucht und kein Nachschlagen in einer Tabelle nach dem Einstellwert beruhend auch der berechneten Startposition durchführen braucht, um das Signal auf der Leitung 322 zu erzeugen.
Aufwärtskanal-Taktschlupfdetektor
Wenn aus irgendeinen Grund das Aufwärtskanal-Taktsignal in der RU um einen Zyklus verrutscht, wird die Synchronisation zwischen dem CU-Aufwärtskanaltakt und dem Aufwärtskanaltakt in der RU aus sein. Dies wird zu einer Fehlausrichtung der Codes in SCDMA-Ausführungsformen führen und wird zur Erzeugung von unerwünschten Störungen führen, die einen richtigen Empfang von Daten von den RUs vernichten oder behindern können. Das heißt, eine Fehlausrichtung von einem oder mehreren Codes an der CU kann selbst erzeugte Störungen verursachen, um einen Datenempfang von allen RUs zu verhindern. Folglich kann das System, das in den 2 und 3 gezeigt wird, optionale Taktschlupfdetektoren 210 enthalten, um ihre Leistung zu verbessern, obwohl sie ohne Taktschlupfdetektoren zufriedenstellend arbeiten werden, bis Taktschlupf auftritt.
Folglich enthalten in der bevorzugten Ausführungsform die Gattung, die durch 2 repräsentiert wird, und die Untergattung, die durch 3 repräsentiert wird, bevorzugte Arten darin, die Taktschlupfdetektoren verwenden, um Taktschlupf zu detektieren und einen Rückgewinnungsprozeß einzuleiten, wenn irgendein Taktschlupf auftritt, der größer als 35 Nanosekunden ist. Wenn irgendein Taktschlupf auftritt, der größer als dieser Betrag ist, schaltet die RU mit dem verrutschten Takt ihren Sender ab und leitet einen Neusynchronisationsprozeß ein.
Bezugnehmend auf 12, wird ein Blockdiagramm einer Ausführungsform für einen Taktschlupfdetektor gezeigt. Die Grundfunktion des Taktschlupfdetektors ist es, den Aufwärtskanaltakt unter Verwendung des Abwärtskanaltakts und Zählwerts der Anzahl der Aufwärtskanaltaktzyklen zu überwachen, die in einem bekannten Intervall auftreten, das durch den Abwärtskanaltakt definiert ist. Wenn der Zählwert irgendwo anderes als nahe bei der erwarteten Anzahl liegt, ist ein Taktschlupf aufgetreten, und die Unterbrechung wird erzeugt.
Die Schaltung der 5 weist einen Abwärtskanalzähler 380 auf, der eine Torperiode bereitstellt, über die Aufwärtskanal-Taktsignale gezählt werden sollen. Die Torperiode ist programmierbar, und der Aufwärtskanal-Zykluszählwert wird während jeder Torperiode durch einen Unterbrechungsmechanismus an die MAC-Schicht gemeldet. In alternativen Ausführungsformen kann der Aufwärtskanal-Zykluszählwert im Taktschlupfdetektor mit einer bekannten Konstante verglichen und nur dann eine Unterbrechung erzeugt werden, wenn ein Schlupf detektiert wird. Dies entlastet den MAC-Schichtprozeß vom Zusatz, den Vergleich zu machen, um zu bestimmen, ob ein Schlupf stattgefunden hat. Der Abwärtskanalzähler 380 empfängt den zurückgewonnenen Abwärtskanal-Symboltakt oder Bittakt auf der Leitung 382. In der Ausführungsform der 2 wird das Abwärtskanal-Taktsignal verwendet, um zu definieren, daß die Zählperiode nicht der Abwärtskanal-Bittakt, sondern der zurückgewonnene Abwärtskanaltakt ist, der gleich dem Vierfachen der Abwärtskanal-Symbolperiode ist. Dieses Taktsignal dient auch dazu, eine bekannte Periode zu definieren, während der eine bestimmte Anzahl von erwarteten Aufwärtskanal-Bittakt- oder Chiptakt-Zyklen stattgefunden haben sollte. Der Abwärtszähler 380 empfängt auch eine Vorladezahl auf der Leitung 384, die die Länge des Überwachungsintervall definiert. Der Abwärtszähler zählt von seinem vorgeladenen Intervallwert mit der Abwärtskanal-Bittaktrate abwärts und läuft über, wenn er den Vorladewert plus einen Takt erreicht. Die 24 Bit-Zählergröße bedeutet, daß die maximale Zählperiode 300 Millisekunden beträgt.
Die Schaltung der 12 ist dazu bestimmt, einen Aufwärtskanaltaktschlupf von mehr als zwei 57 MHz-Taktzyklen zu detektieren. Der Abwärtskanal-Bittakt auf der Leitung 382 wird entweder ein serieller Bittakt von 27 oder 38 MHz (für MCNS-Abwärtskanäle und abhängig davon, ob eine 64-QAM- oder 256-QAM-Modulation verwendet wird) oder ein 2·F_ds-Takt von annähernd 10 MHz sein, abhängig von der verwendeten MPEG-Schnittstelle. In jedem Fall sollte die Torperiode, die von welchem verwendeten Abwärtskanaltakt auch immer abgeleitet wird, ein sehr niedriges Phasenzittern aufweisen.
Das Überlaufereignis aktiviert ein Signal auf der Leitung 386, dessen Aktivierung durch den Ereignisdetektor 388 detektiert wird. Das Überlaufereignis ist mit einem Übergang des 57 MHz-Aufwärtskanal-Taktsignals auf der Leitung 390 mittel einer Verbindung dieser Taktleitung mit dem Takteingang des Ereignisdetektors synchronisiert. Wenn der Ereignisdetektor ein Überlaufereignis detektiert, aktiviert er eine Unterbrechungsleitung 390 zur MAC-Schicht. Diese bewirkt, daß ein Aufwärtszähler 394 rückgesetzt wird. Der Takteingang dieses Aufwärtszählers ist mit dem synthetisierten Aufwärtskanaltakt auf der Leitung 390 gekoppelt, was dazu führt, daß der Aufwärtskanal-Taktzähler 394 die Anzahl der Aufwärtskanaltakte zählt, die zwischen jedem Überlaufereignis des Abwärtskanal-Taktzählers 380 auftreten. Die Aktivierung der Unterbrechungsleitung 392 bewirkt außerdem, daß ein Register 396 den gegenwärtigen Zählwert am Ausgang 398 der Zähler 394 in Synchronismus mit einem Übergang auf der Taktleitung 390 lädt.
Die Unterbrechungsdienstroutine, die durch die MAC-Schicht ausgeführt wird, liest den Zählwert, der im Register 396 gespeichert ist, und macht einen Vergleich des Zählwerts mit einer erwarteten Anzahl von Zyklen. Wenn der Zählwert mehr als 35 Nanosekunden abweicht, wird der RU-Sender abgeschaltet, und es wird eine Neusynchronisation versucht.
Der Ereignisdetektor wird vorzugsweise ein Spitze-Spitze-Phasenzittern aufweisen, das gleich einem 57 MHz-Taktzyklus ist. Wenn dieser Betrag des Phasenzitterns gegeben ist, könnte der berichtete Zykluszählwert ein Zyklus mehr oder ein Zyklus weniger als der erwartete Wert für eine gegebene Torperiode sein. Jeder Taktschlupf, der größer als 2 Zyklen ist, würde dann durch einen gemeldeten Zählwert detektiert, der 2 oder mehr vom erwarteten Wert entfernt ist.
Bezugnehmend auf 13, wird ein Blockdiagramm der bevorzugten Form eines RU-SCDMA-Senders für Aufwärtskanalübertragungen in einem System für eine bidirektionale Datenübertragung über HFC gemäß den IEEE 802.14 oder MCNS-Normen gezeigt. Der Sender der 13 ist dazu bestimmt, einen Aufwärtskanaltakt und Träger zu verwenden, die mit dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt, dem CU-Haupttakt und dem CU-Aufwärtskanal- und -Abwärtskanaltakten, die daraus erzeugt werden, in derselben Weise phasenkohärent sind, wie die Systeme, die in den 1, 2 und 4 gezeigt werden, und außerdem den Zeitstempelzähler-Schaltungskomplex und einen anderen Schaltungskomplex aus 4, die benötigt werden, um die Versatzberechnung der 7 zu unterstützen, und den Taktschlupfdetektor zu enthalten, um einen Aufwärtskanal-Synchronisationsverlust zu detektieren, und kann außerdem den Synchronisationsnachrichteneinfügungs-Schaltungskomplex mit niedrigem Phasenzittern der 8 enthalten. Jedoch kann der Sender der 13 auch mit einem herkömmlichen Taktschaltungskomplex verwendet werden, wobei der Aufwärtskanaltakt und Träger unabhängig vom Abwärtskanaltakt sind, und der CU-Empfänger einen Takt- und Träger-Rückgewinnungsschaltungskomplex enthält.
Zum Zweck, imstande zu sein, die SCDMA-Technologie der 13 im Kontext der 802.14- und MCNS-Spezifikationen zu verstehen, sind einige Terminologieänderungen gegenüber der SCDMA-Technologie notwendig, die in den PCT-Veröffentlichungen offenbart wird. Erstens weist ein SCDMA-Aufwärtskanalrahmen acht Teilrahmen und eine Lücke auf. Jeder Teilrahmen entspricht einem Informationsvektor in 18A, und jeder Informationsvektor oder Teilrahmen weist eine Anzahl von Symbolelementen darin auf, die gleich der Anzahl der Codes im Codebuch ist. Wenn das Codebuch 156 Codes aufweist, wird ein Informationsvektor 156 Symbole enthalten, wobei jedes eine gewisse programmierbare Anzahl von Bits von Daten aufweist. Nachdem jeder Informationsvektor durch die Streumatrix gestreut ist, wird ein Ergebnisvektor mit einer Anzahl von Chipelementen erzeugt, die gleich der Anzahl der Codes im Codebuch ist. Eine 156-Code-Streumatrix erzeugt einen 1 × 156-Ergebnisvektor mit 156 Chips in den Elementpositionen.
Der Sender der 13 ist durch ein hohes Maß an Konfigurierbarkeit gekennzeichnet und ist imstande, einen Strom von Aufwärtskanalbytes, die von der MAC/TC-Schicht geliefert werden, und Minizeitschlitz-Zuordnungen für Aufwärtskanal-Übertragungen von einem Kopfstellenkontrollerprozeß anzunehmen, (der im folgenden manchmal als der HC bezeichnet wird) und die Aufwärtskanaldaten mit einer variablen Aufwärtskanal-Symboltaktrate in den zugeordneten Minizeitschlitzen zu senden, wobei eine synchrone CDMA verwendet wird, die Streucodes verwendet, die eine feste Abbildung auf bestimmte Minizeitschlitznummern aufweisen, die sowohl der CU als auch allen RUs bekannt sind. Die programmierbare Symboltaktrate macht den SCDMA-Sender mit der programmierbaren Symbolrate der 802.14-CU von 5,12 MHz, 2,56 MHz, ... kompatibel, die durch den Kopfstellenkontroller hergestellt wird.
Der digitale Schaltungskomplex im Sender ist gekoppelt, um ein programmierbares Symboltaktsignal auf der Leitung 399 zu empfangen, das durch die Zeitbasis 401 erzeugt wird. Die Zeitbasis empfängt auf der Leitung 403 den synthetisierten Aufwärtskanaltakt, der aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt erzeugt wird und phasenkohärent mit ihm ist. Der synthetisierte Aufwärtskanaltakt weist in der bevorzugten Ausführungsform eine Frequenz von 20,48 MHz auf, die zur Zyklenrate des Takts paßt, der den Zeitstempelzähler in einer 802.14 IEEE-CU treibt und den der Kopfstellenkontroller verwendet. Ein Symboltaktratenauswahlsignal auf der Leitung 407 wird durch einen MAC- oder TC-Schichtprozeß erzeugt, der auf einem Prozessor 408 gemäß Abwärtskanalnachrichten aus dem Kopfstellenkontrollerprozeß ausgeführt wird, die auf dem Bus 409 vom RU-Empfänger empfangen werden. Der Prozessor 408 ist mit den meisten wenn nicht allen der verschiedenen Schaltungen im Sender durch (nicht gezeigte) Daten- und Adreßbusse gekoppelt. Diese Verbindungen werden funktionell durch verschiedene Signalleitungen symbolisiert, die mit verschiedenen Schaltungen gekoppelt sind, die Information vom MAC- oder TC-Schichtprozeß benötigen. Die Funktion eines jeden solchen Signals ist festgelegt, und legt daher die Beschaffenheit der MAC- und TC-Schichtprogramme fest, die benötigt werden, um den Prozessor zu steuern, um die benötigten Signale zu erzeugen.
Die auswählbaren Symbolraten passen zu den auswählbaren Symbolraten einer 802.14-CU und sind alles Teile-durch-2-Faktoren der 20,48-Zyklenrate. Insbesondere betragen die Symbolraten, die ausgewählt werden können, 5,12 MHz, 2,56 MHz usw. bis zu 0,16 MHz herab. Bei der 5,12 MHz-Rate sind 4 Zyklen ein Abwärtskanalsymbol, so daß wenn ein Minizeitschlitz aus 48 Aufwärtskanalsymbolen besteht, alle 192 Zyklen des 20,48 MHz-CU-Takts eine Minizeitschlitzgrenze herstellen werden. Jede RU weist vorzugsweise den Abwärtskanal-Taktrückgewinnungs- und Aufwärtskanal-Taktsynthese-Schaltungskomplex auf, der in 4 gezeigt wird, oder kann herkömmliche unabhängige Aufwärtskanal- und Abwärtskanaltakte mit einem Taktrückgewinnungsschaltungskomplex für den Aufwärtskanal aufweisen, der in der CU benötigt wird.
Der in 13 gezeigte Sender ist die bevorzugte Form eines SCDMA-Senders 196 in der Ausführungsform der 4, wobei der Aufwärtskanal TDMA-gemultiplext wird, wobei Minizeitschlitze gemäß der IEEE 802.14-Spezifikation verwendet werden.
Aufwärtskanal-Nutzdaten kommen auf dem Bus 400 von einem MAC-Schichtprozeß an, der Roh-Aufwärtskanaldaten von Peripheriegeräten oder Computerprozessen annimmt. Die Aufwärtskanaldaten sind in der Form von APDUs organisiert, wie in der IEEE 802.14-Spezifikation definiert. Eine APDU ist eine ATM-Protokolldateneinheit. Im Grunde besteht sie aus einem 54-Byte-Paket von Daten und ist die übliche Art von 802.14 MAC-Schichtprozessen, außer daß sie Daten an den Schaltungskomplex der physikalischen Schicht abgibt. Der Bus 402 repräsentiert eine optionale Form, Aufwärtskanaldaten zu empfangen, die als Rahmen variabler Länge von Bytes organisiert sind.
Eine weitere Quelle von Aufwärtskanaldaten sind Verwaltungs- und Steuernachricht-APDUs auf dem Bus 406, die durch einen IEEE-802.14-MAC oder TC-Schichtprozeß erzeugt werden, der auf einem Prozessor 408 ausgeführt wird. Die TC- oder Übertragungskonvergenzschicht ist eine Schicht einer Softwareverarbeitung, die Prozesse aufweist, die dazu dienen, den Schaltungskomplex der physikalischen Schicht zu konfigurieren und zu steuern, um Modulationsarten, Datenraten usw. zu steuern. Diese programmierbaren Faktoren werden durch den Kopfstellenkontroller über Abwärtskanalnachrichten an die Prozesse auf der TC-Schicht der RUs gesendet.
Ein programmierbarer Reed-Solomon-Codierer 404 empfängt die Aufwärtskanaldaten entweder auf dem Bus 400 oder 402 und die Daten auf dem Bus 406 und zerlegt die APDUs in Reed-Solomon-Codierungsblöcke mit programmierbarer Größe. Die TC- oder MAC-Schichtprozesse senden zwei Steuereingaben an den Codierer 404. Ein Fehlerkorrekturkapazitätssignal auf dem Bus 410 steuert die Anzahl der Fehler (von 0 bis 10), die in jedem Block detektiert und korrigiert werden können, durch Steuerung der Anzahl der Fehlerdetektions- und Korrekturbits, die für jeden Block erzeugt werden. Ein Blocklängensignal auf der Leitung 412 steuert die Größe der Reed-Solomon-Blöcke, die erzeugt werden. Die Parameter des Reed-Solomon-Codes, zum Beispiel des primitiven polynomialen, werden in 802.14 spezifiziert.
Die Reed-Solomon-(R-S)-Blöcke, einschließlich angehängter ECC-Bits, werden auf dem Bus 414 an den Eingang eines programmierbaren Verschachtlers 416 ausgegeben. Der Verschachtler verschachtelt die R-S-Blöcke, um eine bessere Büschelstörungsunempfindlichkeit bereitzustellen, gemäß bekannten Verschachtelungsprozessen, die in der IEEE-802.14-Spezifikation definiert sind. Der Algorithmus des Verschachtelungsprozesses wird in der bevorzugten Ausführungsform fest sein, jedoch ist die Tiefe programmierbar. Der Kopfstellenkontrollerprozeß stellt den physikalischen Schaltungskomplex des Empfängers an der CU so ein, daß er einen bestimmten Typ oder eine bestimmte Tiefe der Verschachtelung erwartet. Die Abwärtskanal-Verwaltungs- und Steuernachricht wird dann an die MAC- oder TC-Schichtprozesse in den RUs gesendet, die sie darüber unterrichtet, welche Tiefe der Verschachtelung verwendet werden soll. Der RU-MAC- oder TC-Schichtprozeß, der diese Abwärtskanalnachricht empfängt, erzeugt ein Tiefensteuersignal auf dem Bus 418, das den programmierbaren Verschachtler steuert, das Verschachtelungsschema zu verwenden, das die CU erwartet.
Die verschachtelten R-S-Blöcke werden auf dem Bus 420 an den Puffer 419 ausgegeben. Dieser Puffer dient dazu, Aufwärtskanaldaten zu speichern, bis eine Zuteilung von Aufwärtskanal-Minizeitschlitzen vom Kopfstellenkontroller empfangen wird. Das Aufwärtskanaldatenformat in einem 802.14-System ist als ein endloser Strom von Zeitschlitzen Büschel-TDM-organisiert, die als Minizeitschlitze bezeichnet werden, ohne eine Rahmenstruktur, die darauf überlagert ist (ein MCNS-Aufwärtskanal ist fast identisch). Jede SCDMA-RU kann nur die Symbole, die auf die Minizeitschlitze abgebildet werden, die ihr zugeordnet sind, auf den Codes senden, die der Symbol-auf-Minizeitschlitz-Abbildung innewohnen, die durch das programmierbare Symbolnumerierungsschema hergestellt wird (dies wird in der Erläuterung der 22 deutlich werden). Einer der Vorteile des SCDMA-Aufwärtskanals ist es, daß die reinen 802.14-Aufwärtskanal-TDMA-Minizeitschlitze von der Zeitdimension auf Symbole abgebildet werden, die durch eine programmierbare Abbildung sowohl auf eine Zeitdimension als auch eine Codedimension abgebildet werden. Die Abwärtskanalzuordnung von Minizeitschlitzen zu einer RU wird auf spezifische Symbole und Codes abgebildet, die diesem Minizeitschlitz entsprechen und die RU sendet auf diesen Zählwerten ihres Symbolzählwerts unter Verwendung der Codes, die diesen Symbolen entsprechen. Die tatsächlichen Übertragungszeiten der RU entsprechen nicht den tatsächlichen Zeitgrenzen der zugeordneten Minizeitschlitze im Aufwärtskanal. Es ist Aufgabe des CU-Empfängers, die Symbole zu empfangen, die auf den verschiedenen Codes gesendet werden, die den zugeordneten Minizeitschlitzen entsprechen, die Daten in die zugeordneten Minizeitschlitze neu zu assemblieren und diese Minizeitschlitze von Daten an den MAC-Schichtprozeß zu senden, der die Minizeitschlitznummern der RU zugeordnet hat. Wenn die Minizeitschlitze, die einer RU zugeordnet sind, nicht alle Codes verbrauchen, können andere RUs auf anderen Codes, die ihren zugeordneten Minizeitschlitzen entsprechen, gleichzeitig mit Übertragungen von der ersten RU senden. Der CU-TC-Schichtprozeß wird die durch die zweite RU gesendeten Daten in ihre zugeordneten Minizeitschlitze im TDMA-Strom von Daten neu assemblieren, die durch die TC-Schicht an die MAC-Schicht gesendet werden.
Um sich das klarer zu machen, sei auf 22 verwiesen. 22 stellt ein Beispiel einer programmierbaren Abbildung zwischen zugeordneten Minizeitschlitz-Nummern und den Symbolen und Codes dar, die durch die RU gesendet werden, die die Minizeitschlitz-Zuordnung empfängt. Die 802.14- und MCNS-CU-MAC- und TC-Schichten verstehen, wenn sie herkömmlich sind, nur Minizeitschlitze im Aufwärtskanal und weisen keine Vorkehrungen auf, HS-CDMA-Rahmen zu verstehen oder neu zu assemblieren. Die TC-Schicht eines zu 802.14 oder MCNS-CU konformen CU- und RU-Modems, das durch den Rechtsnachfolger dieser Erfindung bereitgestellt wird, wird modifiziert, um Bereichseinstellungs- und Barker-Codes in Lücken in HS-CDMA-Rahmen zu verstehen und um eine programmierbare Abbildung von HS-CDMA-Rahmen, Teilrahmen, Symbolen und Codes auf Minizeitschlitze zu verstehen. Diese Abbildung wird durch die CU- und RU-TC-Schichtprozesse für die CU-MAC und RU-MAC transparent gemacht.
In dieser Abbildung weist jeder Minizeitschlitz eine Nummer auf, und die CU- und RU-TC- oder MAC-Schichten besitzen die Fähigkeit, sich über jede Minizeitschlitznummer auf dem laufenden zu halten. Wenn eine RU zu sendende Aufwärtskanaldaten empfängt, sendet sie eine Aufwärtskanal-Verwaltungs- und Steuernachricht an den Kopfstellenkontroller, die sagt: „Ich habe Aufwärtskanalverkehr für dich". Dies wird als eine Zugriffsaufforderung bezeichnet. Da der Kopfstellenkontroller keine Ahnung hat, wann die RU diese Zugriffsaufforderungen senden wird, weist er eine Teilmenge der Minizeitschlitze für diesen Zweck zu. Diese Minizeitschlitze werden häufig als Konkurrenz-Minizeitschlitze bezeichnet, da mehrere RUs Zugriffsaufforderungen im selben Minizeitschlitz senden könnten und folglich miteinander konkurrieren oder kollidieren. Die RUs weisen Konkurrenz-Auflösungsalgorithmen auf, die zu den Bereichseinstellungs-Konkurrenzauflösungsalgorithmus ähnlich sind, der in den PCT-Veröffentlichungen zu diesem Zweck beschrieben wird.
Der Kopfstellenkontroller reagiert auf eine Zugriffsaufforderung mit einer Abwärtskanal-Verwaltungs- und Steuernachricht, die der RU eine Ganzzahl von spezifischen Minizeitschlitzen zuteilt. Die Abwärtskanalnachricht geht unverändert durch die CU-TC-Schicht und kommt bei den RU-MAC-Schichtprozessen aller RUs an. Die spezifische RU, an die die Nachricht gerichtet ist, erkennt die Adresse und sendet einen Befehl an den TC-Schichtprozeß der RU, der ihm mitteilt, auf dem zugeordneten Minizeitschlitz(en) zu senden.
22 zeigt, wie Minizeitschlitze auf spezifische Symbolnummern und spezifische Codes abgebildet werden. Jeder Rahmen wird durch einen Kasten repräsentiert, von denen die Kästen 920, 922 und 924 typisch sind. In jeden Rahmen sind die Symbolnummern, die während dieser Rahmen gesendet werden, hinein geschrieben. Jedes Symbol wird abhängig von seinem Dateninhalt auf einen Konstellationspunkt der Konstellation der spezifischen verwendeten Modulationsart abgebildet, z.B. QPSK, 16-QAM usw. Es gibt zwei Dimensionen. Sie sind die Codedimension längs der vertikalen Achse und die Zeitdimension längs der horizontalen Achse. Die Zahlen längs der vertikalen Achse sind die Code-Kennungen für die Codes im Codebuch. Einige der Minizeitschlitze in 22 weisen fette Grenzen auf, wie der Minizeitschlitz 0 in der ersten Gruppe von 208 Minizeitschlitzen, während denen die Symbole 0 bis 47 gesendet werden.
Jeder Rahmen weist 8 (nicht gezeigte) Teilrahmen mit einer Lücke zwischen Rahmen auf. Jeder Teilrahmen weist C (nicht gezeigte) Symbole in sich auf, wobei C gleich der Anzahl der Codes im (nicht gezeigten) Codebuch ist, die im angegebenen Beispiel 156 beträgt. In dem besonderen angegebenen Beispiel erfordert es die Symbol-auf-Minizeitschlitz-Abbildung, daß 48 Symbole während jedes Minizeitschlitzes gesendet werden (wobei „Symbole" die neue Definition ist und dem neuen Element eines Informationsvektors entspricht und nicht dem gesamten Informationsvektor oder Ergebnisvektor nach der alten Definition in den PCT-Veröffentlichungen). Die Minizeitschlitz-Zähler in der CU und RU laufen im Beispiel der 22 bei einem Zählwert von 208 über. Sowohl die CU als auch RU weisen Symbolzähler auf, die an der Minizeitschlitz-Grenze zurückgesetzt werden und die bei einem Zählwert von 9984 (208 × 48) gleichzeitig überlaufen, wenn der Minizeitschlitz-Zähler bei 208 überläuft. Der Rahmen 926 repräsentiert den ersten Rahmen nach dem Überlauf der Symbol- und Minizeitschlitz-Zähler bei 9983 bzw. 208. Der Rahmen 926 ist der erste Rahmen im Minizeitschlitz 0 der nächsten Gruppe von 208 Minizeitschlitzen. Es gibt ein Mehrfachrahmenkonstrukt im SCDMA-Aufwärtskanal, das als 8 SCDMA Rahmen definiert wird und dessen Grenze durch den gleichzeitigen Überlauf der Minizeitschlitz- und Symbolzähler markiert wird. Die Bereichseinstellung ist der Prozeß der Herstellung eines Versatzes in jeder RU, so daß dann, wenn ein Impuls exakt an der Mehrfachrahmengrenze in der RU gesendet würde, er an der CU exakt an der entsprechenden Mehrfachrahmengrenze in der CU ankommen würde.
Jede RU kann irgendwo von 1 bis C Codes zuweisen, auf denen sie während eines einzelnen Teilrahmens senden kann. Diese Codezuordnung wird indirekt durch den HC durch eine Zuordnung eines Minizeitschlitzes zu jenem Modem vorgenommen, da die Minizeitschlitznummern sowohl auf spezifische Codes als auch auf spezifische Symbolnummern abgebildet werden. Zugeordnete Minizeitschlitznummern werden auf Symbolnummern und eine Codenummer wie folgt abgebildet. Beginnend mit der Mehrfachrahmengrenze oder dem Anfang des Minizeitschlitzes 0, der dem Anfang des Rahmens 0 entspricht, starte die Numerierung der Symbole am ersten Code längs der Zeitdimension, bis der programmierbare Wert L (16 Symbole im Beispiel) erreicht ist. Da nur ein Code 0 verwendet wird, um dieses Symbol zu streuen, wird der Ergebnisvektor, der sich ergibt, darin 156 Elemente aufweisen, von denen jedes das Produkt des Symbols mal ein Codeelement ist, dessen Index dem Index des Ergebnisvektorelements entspricht (siehe 18C). Wenn folglich das erste Symbol, das Symbol 0, den Inhalt X aufweist, und die einzelnen Codeelemente des Codes 0 einen Inhalt aufweisen, der durch die Zahlen 1, 2, ... C usw. symbolisiert wird, dann werden die Ergebnisvektorelemente X·1, X·2, X·3 ... X·C sein. Dieser erste Ergebnisvektor wird unter der Voraussetzung, daß die Trellis-Modulation abgeschaltet ist, während des ersten Teilrahmens des Rahmens 1 gesendet. Das Symbol 1 wird auch durch den Code 0 gestreut, da wir L noch nicht erreicht haben (Symbol 15), so daß sein Ergebnisvektor als der zweite Teilrahmen des Rahmens 0 gesendet wird. Wenn das Symbol 1 den Inhalt Y aufweist, dann wird der Ergebnisvektor, der als der zweite Teilrahmen im Rahmen 0 gesendet wird, die Elemente Y·1, Y·2 ... Y·C aufweisen. Da es nur 8 Teilrahmen pro Rahmen gibt, werden nur acht Symbole (Symbole 0–7) während des ersten Rahmens oder des Rahmens 0 gesendet, der bei 920 gezeigt wird. Da L 16 beträgt, werden die nächsten acht Symbole (Symbole 8–15) während der 8 Teilrahmen des zweiten Rahmens (des Rahmen 1, der bei 922 gezeigt wird) gesendet. Sobald L erreicht ist, setzen wir die Abbildung von Symbolnummern auf Minizeitschlitze und Codes fort, indem L auf null zurückgesetzt wird, zum Anfang des Minizeitschlitzes zurückgekehrt wird, der abgebildet wird, und erneut mit der Numerierung der Symbole auf dem nächsten Code bis zur Codedimension begonnen wird. Im angegebenen Beispiel bedeutet dies, daß die Symbole 16 bis 23 auf den Rahmen abgebildet werden, der bei 924 auf dem Code 1 gezeigt wird. Jedesmal, wenn ein Symbol einem Rahmen und Teilrahmen und Code zugeordnet wird, wird L erhöht. Dieser Prozeß setzt sich fort, bis L erneut 16 erreicht, indem die Symbole 24 bis 31 auf den Rahmen abgebildet werden, der bei 928 gezeigt wird. Dieser Prozeß wird für alle Codes wiederholt. Sobald alle Codes für L Symbole längs der Zeitachse abgebildet worden sind, gehen wir zum ersten Code (Code 0) zurück und schreiten längs der Zeitachse zu Rahmen fort, die noch nicht abgebildet worden sind und beginnen erneut. Nachdem zum Beispiel Symbol 2495 auf den letzten Teilrahmen des Rahmens abgebildet worden ist, der bei 930 am Code 156 gezeigt wird, wird das Symbol 2496 auf den ersten Teilrahmen des Rahmens abgebildet, der bei 932 am Code 0 gezeigt wird. Dieser Prozeß wird wiederholt, bis alle 9983 Symbole und 156 Codes im Mehrfachrahmen auf spezifische Minizeitschlitze abgebildet worden sind. Die Definition der Mehrfachrahmen ist die Anzahl der Rahmenzeiten, die zwischen Symbolzähler-Überlaufereignissen verstreichen. Dann startet der Prozeß beim Überlauf der Minizeitschlitz- und Symbolzähler in der CU und RU erneut, so daß ein neues Symbol 0 auf den neuen Minizeitschlitz 0 abgebildet wird, der mit dem Rahmen startet, der bei 926 am Code 0 gezeigt wird.
Das Resultat ist, daß ein Unterschied zwischen 802.14- und MNCS-Systemen und dem SCDMA-Aufwärtskanal auftritt. in 802.14- und MNCS-Systemen ist ein Minizeitschlitz als eine Anzahl von Symbolen definiert, die zeitlich aufeinanderfolgend sind, da sie reine TDMA-Systeme sind. Im SCDMA-Aufwärtskanal sind die Symbole in zwei Dimensionen (Zeit und Code) numeriert, daher werden Symbole nicht notwendigerweise nur zeitlich aufweinanderfolgend gesendet. Man beachte, daß dieses Abbildungskonzept auch funktioniert, wenn die zweite Achse keine Codedimension sonderen eine Frequenzdimension ist, da in DMT-Systemen Frequenzen verwendet werden. In DMT-Systemen wird eine Orthogonalität zwischen unterschiedlichen Daten erzielt, indem Daten aus jeder unterschiedlichen Quelle auf unterschiedliche Frequenzen eines Fourier-Spektrums moduliert werden. Das gesendete Signal wird hergeleitet, indem eine inverse Fourier- Transformation des Spektrums vorgenommen wird, um ein Kompositsignal herzuleiten. Die einzelnen Daten werden zurückgewonnenen, indem das Spektrum in seine Komponentenfrequenzen am Empfänger zerlegt wird und die Daten auf jeder Frequenz demoduliert und detektiert werden.
Im Beispiel der 22 wurde vorausgesetzt, daß der Minizeitschlitz 48 Symbole lang ist. Im Sender der 13 könnten Minizeitschlitze aus jeder programmierbaren Ganzzahl von Symbolen bestehen, die durch den HC auswählbar sind. Indem ein Minizeitschlitz im Beispiel gleich 48 Symbolen gesetzt wird, wird bewirkt, daß der erste Minizeitschlitz auf die ersten 48 Symbole und die ersten drei Codes abgebildet wird. Wenn folglich eine erste RU nur dem ersten Minizeitschlitz zugeordnet ist, wird diese RU Daten aus seinen ersten sechs Rahmen, die auf den ersten Minizeitschlitz abgebildet werden, während der ersten zwei Rahmenzeiten längs der Zeitachse übertragen, wobei die unterschiedlichen Symbole von Daten unter Verwendung einer Kombination von Codemultiplextechnik und Zeitmultiplextechnik gemultiplext werden, wobei die Codemultiplextechnik nur unter Verwendung der ersten drei Codes 0–2 durchgeführt wird, und die Zeitmultiplextechnik unter Verwendung der 16 unterschiedlichen Teilrahmenzeiten der ersten beiden Rahmenzeiten längs der Zeitachse durchgeführt wird. Ebenso wird, wenn eine andere RU dem zweiten Minizeitschlitz zugeordnet ist, diese RU gleichzeitig die Daten in ihren ersten 6 Rahmen während den ersten beiden Rahmenzeiten längs der Zeitachse unter Verwendung einer Kombination von CDMA, die die Codes 3 bis 5 verwendet, und TDMA übertragen, die die 16 unterschiedlichen Teilrahmenzeiten der ersten beiden Rahmenzeiten längs der Zeitachse verwendet. Daten aus den ersten und zweiten RUs, die während derselben Teilrahmenzeiten gesendet werden, können getrennt werden, da die Symbole auf unterschiedlichen orthogonalen Streucodes gesendet werden.
Diese Abbildung von Minizeitschlitzen auf unterschiedliche Symbole und Codes läßt es zu, daß mehrere Modems ohne einen Datenverlust zur selben Zeit senden, obwohl die 802.14 und MCNS-MAC-Schichten nur Minizeitschlitze und TDMA-Multiplextechnik verstehen und nur eine RU zu jeder bestimmten Zeit auf dem Aufwärtskanal senden kann. Wenn eine RU eine Anwendung mit hohen Anforderungen mit vielen zu sendenden Daten aufweist, muß sie einen größeren Puffer aufweisen, als es im SCDMA-Aufwärtskanal notwendig ist, um Daten zu halten, bis der nächste Minizeitschlitz vorbeikommt. Dieser zusätzliche Speicher erhöht die Kosten.
Die MAC-Schichtprozesse oder die Hardware in der RU und CU halten in 802.14- und MNCS-Systemen beide Minizeitschlitzzähler und dies gilt auch in einem SCDMA-Aufwärtskanal. Jedoch in einem SCDMA-Sender und -Empfänger zur Verwendung in einem 802.14- oder MCNS-MAC-Schichtprozeß implementiert die Hardware oder Software auch vorzugsweise Rahmen-, Teilrahmen- und Symbolzähler.
Es sind Alternativen zu diesem Abbildungsschema verfügbar, jedoch weisen alle ihre Kompromisse auf. Daß der Wert von L programmierbar ist, ist aus den folgenden Gründen wichtig. Wenn die Symbole in der Zeitdimension aufeinanderfolgend von 0 bis zu einem sehr großen L numeriert sind, dann können mehr RUs gleichzeitig gesendet werden, da jede RU weniger Codes verwendet, jedoch ist die Latenzzeit für jede RU länger. Die Latenzzeit ist die Zeit vom Start einer Übertragung einer festen Anzahl von Symbolen bis zu der Zeit, zu der diese Symbole am Empfänger zurückgewonnen werden. Kleinere Werte von L reduzieren die Latenz auf Kosten kleinerer Zahlen von RUs, die gleichzeitig übertragen werden können.
Folglich ist das Minizeitschlitzkonzept in einem SCDMA-Aufwärtskanal anders als die reine TDMA-Minizeitschlitz-Multiplextechnik in einem reinen 802.14- und MNCS-System, jedoch sind die TC-Schichten und die Hardware der CU und RU so programmiert und strukturiert, daß sie Unterschiede verstehen und sie für die MAC-Schichtprozesse zur Kompatibilität transparent machen.
Mit anderen Worten ist es ein Vorteil der Verwendung eines SCDMA-Aufwärtskanals in einem 802.14- oder MNCS-System, daß reine 802.14- und MNCS-Systeme von einer Zeitmultiplextechnik durch Minizeitschlitz-Zuordnung abhängen, um die Signale aus unterschiedlichen RUs getrennt zu halten.
Dieser Unterschied gegenüber reinen 802.14- und MCNS-Systemen liefert mehrere Vorteile. Erstens ergibt die Verwendung von SCDMA mit 802.14- oder MCNS-MAC-Schichten eine bessere Unempfindlichkeit gegenüber Impulsstörungen. Ferner wird die Entspreizungsfunktion bewirken, daß ein CW-Signal mit hoher Leistung auf einer Frequenz auf alle Frequenzen gestreut wird, jedoch mit einer Leistung, die so niedrig ist, daß sie häufig unter dem durchschnittlichen Rauschteppich liegt. Drittens kann mit periodischen Minizeitschlitz-Zuordnungen zu einer bestimmten RU eine konstante Übertragungsreserve, wie sie benötigt wird, um einen T1-Dienst bereitzustellen, aufgrund der besseren Störungsunempfindlichkeit leichter und mit höherer Qualität bereitgestellt werden. Schließlich ist der Vorteil des kleineren Puffers oben erwähnt worden.
22 stellt nur eine Form der Abbildung von Minizeitschlitzen auf Symbolnummern in einer rechteckigen Form im zweidimensionalen Code-Zeit-Raum dar. Andere Formen sind ebenfalls möglich, wie L-Formen usw. Jede Form wird eine andere Latenz und Anzahl-gleichzeitiger-Benutzer-Attribute aufweisen. Es ist auch möglich, die Abbildung so auszuführen, daß unterschiedlich geformte Abbildungen im selben Mehrfachrahmen enthalten sind. Dies versieht den HC mit der Fähigkeit, einigen RUs, die eine niedrige Latenz benötigen, Minizeitschlitze, die niedrige Latenzattribute aufweisen, und anderen RUs, wo die Latenz kein Problem ist, sondern hohe Zahlen von gleichzeitigen Übertragungen von unterschiedlichen RUs erwünscht sind, andere Minizeitschlitze zuzuweisen.
14 stellt den Inhalt des ersten Minizeitschlitzes in einem Block zugeteilter Minizeitschlitzen dar. Die Länge oder Anzahl der Symbole in einem Minizeitschlitz ist durch den Kopfstellenkontroller konfigurierbar. Die erste Komponente des ersten Minizeitschlitzes ist ein Schutzband 421 mit variabler Länge, das dazu dient, Minizeitschlitze voneinander zu trennen, falls nicht bei allen RUs ihre Minizeitschlitzgrenzen zeitlich exakt synchronisiert sind, um zu verhindern, daß die Nutzdatenabschnitte sich gegenseitig stören. Dies ist in reinen 802.14- oder MCNS-Aufwärtskanäle notwendig, wo die RUs nicht so eng mit den CU-Minizeitschlitzgrenzen synchronisiert sind wie in einem SCDMA-Aufwärtskanal. Bei einem SCDMA-Aufwärtskanal wird das Schutzband typischerweise eine Länge von 0 Bits aufweisen, um zusätzliche Bandbreite zu gewinnen. Die zweite Komponente ist eine Präambel 423 mit variabler Länge, während der bekannte Präambeldaten gesendet werden. Die Präambel wird auf den Symbolen im Minizeitschlitz gesendet werden, egal wohin die Symbole bezüglich der Zeit und der Codes fallen. Obwohl die Präambel in ihrer Länge variabel ist, wird sie so gesteuert, daß sie immer eine Ganzzahl von Symbolen ist. Die Präambeldaten werden so gesendet, daß eine CU ein Training ausführen kann, wie eine Entzerrung und einen Leistungsabgleich, und die Phasen- und Amplitudenfehler zur Verwendung im Empfänger für diese bestimmte RU bestimmen kann. Diese dritte Komponente sind 8 Bytes von Nutzdaten, 425. Diese Komponente wird aus der geeigneten Anzahl von Symbolen bestehen, die benötigt werden, um acht Bytes Informationen zu übertragen. Die Länge in Symbolen wird von der Modulationsart, Codierung usw. abhängen, die verwendet wird. In nachfolgenden Minizeitschlitzen einer Zuordnung besteht jeder Minizeitschlitz aus allen Daten, und alle Minizeitschlitze haben dieselbe Länge.
Eine Erfordernis von 802.14 ist es, daß jede APDU eine Ganzzahl von Minizeitschlitzen einnimmt, wenn sie gesendet wird. Jede APDU reicht von 54 bis 74 Bytes, abhängig davon, ob eine R-S-Codierung eingeschaltet ist oder nicht. Eine APDU ist daher im Grunde eine ATM-Zelle plus ein Byte Kopfparität plus mögliche mehrere Bytes an R-S-ECC-Bits. Um sicherzustellen, daß jede APDU eine Ganzzahl von Minizeitschlitzen einnimmt, wird zugelassen, daß jeder Sender die Anzahl der Symbole in den Schutzband- und Präambelfeldern des ersten Minizeitschlitzes variiert. Ein Vorteil der Verwendung von SCDMA ist es, daß eine solche präzise Ausrichtung der Minizeitschlitzgrenzen jeder RU mit den Minizeitschlitzgrenzen der CU mit dem Bereichseinstellalgorithmus erhalten werden kann, ohne daß das Schutzband notwendig ist. Dies gibt eine größere Flexibilität beim Erhalten einer Ganzzahl von Minizeitschlitzen.
Als ein Beispiel, wie dies auszuführen ist, werde eine QPSK-Modulation vorausgesetzt, ohne daß eine FEC und eine Trellis-Codierung durch den Kopfstellenkontroller angeordnet worden sind. Die Länge des ersten Minizeitschlitzes beträgt G + P + 32 Symbole, wobei ein Symbol die Einheit der Daten ist, die in einer Aufwärtskanal-QPSK-Symbolzeit oder einem Konstellationspunkt gesendet werden, und G die Länge des Schutzbands in Symbolen ist und P die Länge der Präambel in Symbolen ist. Die Anzahl der Bits in jedem Symbol hängt von der Modulationszeit ab und davon, ob die Trellis-Codierung ein- oder ausgeschaltet ist. Für QPSK ohne Trellis besteht jedes Symbol aus 2 Bits. Der Faktor für 32 Symbole beträgt 8 Bytes mal 8 Bits geteilt durch 2 Bits/Symbol = 32. Unter der Voraussetzung, daß die APDU 54 Bytes lang ist, da die Paritätsprüfung ausgeschaltet worden ist, da wir eine Ganzzahl von Minizeitschlitzen benötigen, um so viele Bytes zu übertragen, gilt die folgende Beziehung: 32 + n(G + P + 32) = 216 (11)wobei 32 die Anzahl der Nutzsymbole im ersten Minizeitschlitz ist und (G + P + 32) die Anzahl der Symbole in jedem nachfolgenden Minizeitschlitz ist und n die Ganzzahl zusätzlicher benötigter Minizeitschlitze ist, und 216 die Anzahl der QPSK-Symbole ohne Trellis in 54 Bytes ist. Da n ein Faktor von (216 – 32) = 184 sein muß und eine Ganzzahl sein muß, wählen wir für n 4, was bedeutet, daß G + P + 32 gleich 46 sein muß. Wir können dann für P 12 wählen und für G 2, was zu einer Gesamtanzahl von benötigten Minizeitschlitze von 5 führt, um eine 54-Byte-APDU zu senden.
15 ist die resultierende Minizeitschlitz-Datenstruktur für eine einzelne, nicht Trellis-modulierte QPSK-Übertragung einer 54 Byte-APDU. Wenn der Kopfstellenkontroller ein anderes Modulationsverfahren auswählt oder die Paritätsprüfung einschaltet oder beides, werden die Werte für G und P durch den Kopfstellenkontroller neu berechnet und an die RUs gesendet. Modulationsarten oder Änderungen der Paritätsprüfung treten selten auf und werden für gewöhnlich auf den Leitungsbedingungen und der Bitfehlerrate beruhen. Die RU braucht in einigen Ausführungsformen nicht herauszufinden, wie viele Minizeitschlitze sie beruhend auf der Menge der Aufwärtskanaldaten braucht. Sie empfängt nur einen Zuschlag, der für gewöhnlich die Anzahl der Minizeitschlitze ist, die eine RU braucht, um eine APDU zu senden. In anderen Ausführungsformen bestimmt die RU, wie viele Minizeitschlitze sie für die Daten benötigt, die sie zu senden hat und fordert so viele an.
Um SCDMA in dieser Minizeitschlitzumgebung zu verwenden, gibt es eine Notwendigkeit, die SCDMA-Rahmenstruktur auf Minizeitschlitze abzubilden. Es wird eine neue Rahmenstruktur für diese Umgebung definiert, die 8 Teilrahmen und eine Lücke in jedem Rahmen aufweist, wie in 16 gezeigt. Bei 802.14- und MCNS-Systemen werden 8-Bit-Bytes verwendet, daher wird es durch die Verwendung eines SCDMA-Rahmens mit 8 Teilrahmen darin, egal wie viele Bits in jedem Teilrahmen gesendet werden, immer eine Ganzzahl von Bytes von Daten geben, die in diesen 8 Symbole gesendet werden. Wenn es C Streucodes im Codebuch gibt, wird jeder Teilrahmen aus C Symbolen bestehen, wie in 17 gezeigt. Im SCDMA-System werden während einer Baud- oder Symbolzeit C Symbole gesendet. Das Codebuch weist vorzugsweise 156 Codes auf, und jeder Code weist 156 Elemente auf, jedoch ist die Größe des Codebuchs programmierbar. Wenn jeder Code eine Reihe in einer zweidimensionalen Matrix ist, wird die Matrix 156 Spalten aufweisen, von denen jede Reihe ein Element eines Codes ist. Jeder Code definiert daher einen 1 × 156-Vektor oder eine Reihe einer Codematrix. Der Teilrahmen definiert ebenfalls einen 1 × 156-Vektor, wobei jedes Element ein Symbol für ein 156-Code-Codebuch ist. Um diesen Teilrahmen durch CDMA zu übertragen, wird der 1 × 156-Vektor des Teilrahmens mit dem 1 x 156-Vektor des Codes matrixmultipliziert, indem der Wert jedes Symbols mit dem Wert des entsprechenden Elements des Codevektors multipliziert wird und die 156 Teilprodukte aufaddiert werden, die dazu führen, einen 1 × 156-Ergebnisvektor (siehe 18C) zu ergeben, der aus 156 Chips besteht. Dieser Ergebnisvektor wird während der Zeit des Teilrahmens des SCDMA-Rahmens gesendet. Wenn nur ein Code in einem 16 QAM R 3/4-Trellis-codierten System mit 3 Nutzbits pro Symbol verwendet wird, werden folglich 3 Nutzbits in einer Teilrahmenzeit = 156 Chipzeiten des Ergebnisvektors gesendet.
Präziser wird der Prozeß der Streuung der Aufwärtskanalnutzdaten in 18A bis 18D dargestellt. 18A repräsentiert den Informationsvektor, der durch das Modem erzeugt wird, wobei 3 Bits Nutzdaten in jedes Element des Informationsvektors eingesetzt werden, dem ein Streucode zugeordnet worden ist. Die Streucodes werden programmierbar auf bestimmte Minizeitschlitznummern in Nachschlagtabellen abgebildet, die in der CU und allen RUs gespeichert sind oder durch Minizeitschlitz-, Symbol-, Rahmen- und Teilrahmenzähler in der CU und RU aufbewahrt werden. Folglich braucht der Kopfstellenkontroller nicht allen RUs in den Abwärtskanal-Minizeitschlitzzuordnungsnachrichten mitteilen, welche Codes zu verwenden sind, und teilt ihnen nur die Minizeitschlitze mit, denen sie zugeordnet worden sind. Jede RU wandelt diese Information in die zu sendenden Symbolnummern und Codes um, auf denen sie zu übertragen sind.
In 18A wird vorausgesetzt, daß die Minizeitschlitz-Zuordnung, die durch die RU empfangen wird, auf eine Zuordnung nur der Codes 1 und 2 abgebildet wird. Daher werden 3 Nutzbits, die das Symbol 1 enthaften, in das erste Element 427 des 1 × 156-Informationsvektors I eingesetzt, der bei 431 gezeigt wird, und 3 andere Nutzbits, die das Symbol 2 enthalten, werden in das zweite Element 429 des Informationsvektors eingesetzt. Danach werden unter der Voraussetzung, daß die Trellis-Codierung durch den Kopfstellenkontroller (im folgenden HC) eingeschaltet ist, Die Informationsvektorelemente durch einen Trellis-Codierer verarbeitet, um ein redundantes Bit zu jedem der Symbole 1 und 2 hinzuzufügen, wie in 18B gezeigt. Die Trellis-codierten Symbole 1 und 2 werden bei 433 und 435 gezeigt. Jedes weist 4 Bits auf. Wenn QAM oder andere auf Phase und Amplitude beruhende Modulationsverfahren verwendet werden, gibt der Trellis-Codierer tatsächlich zwei Informationsvektoren aus. Der erste von ihnen weist Elemente auf, die den Realteil jedes Symbols definieren und weist die ersten zwei Bits auf, und der zweite von ihnen weist Elemente auf, die den Imaginärteil jedes Symbols definieren, und weist die letzten beiden Bits auf. Die beiden getrennten Informationsvektoren werden in 18B nicht gezeigt. Jeder Informationsvektor besteht aus den Rohdaten, aus denen der Ergebnisvektor erzeugt wird. Jeder Ergebnisvektor besteht aus den Daten, die während eines Teilrahmens gesendet werden.
Der nächste Schritt ist es, das Spektrum jeweils der Real- und Imaginärteile des Informationsvektors I zu streuen, indem er mit der Codematrix C matrixmultipliziert wird, die das Codebuch repräsentiert, um einen 1 × 156-Ergebnisvektor R zu erzeugen, der ebenfalls Real- und Imaginärteile aufweist. Dieser Matrixmultiplikationsprozeß wird durch 18C dargestellt. Es gibt tatsächlich zwei getrennte Matrixmultiplikationen, eine für den Realteil von I und die anderen für den Imaginärteil von I. In 18C wird nur die Matrixmultiplikation des Realteils des Informationsvektors I gezeigt, und die Symbole 1 und 2 sind in die digitalen Werte für das umgewandelt worden, was jedes ihrer beiden Bits repräsentiert.
Die Matrixmultiplikation wird wie folgt ausgeführt, um den Realteil des ersten Elements des Realteils 447 des Ergebnisvektors R zu berechnen. Um das erste Element von R zu berechnen, wird der Wert des Symbols 1, d.h. des ersten Elements von [I]_real mit dem ersten Element 449 der ersten Reihe oder Codes 1 multipliziert, und der Wert des Symbols 2 wird mit dem ersten Element 451 der Reihe 2 (Code 2) multipliziert, und der Wert des (nicht gezeigten) Symbols 3 wird mit dem ersten Element in Reihe 3 multipliziert (Code 3 wird nicht gezeigt). Dann werden die resultierenden 156 Teilprodukte summiert, um einen gewissen Wert X zu ergeben. Dieser Wert X wird als der erste Chip 441 des Ergebnisvektors [R]_real zugeordnet. Ebenso wird der zweite Chip 445 des Ergebnisvektors [R]_real hergeleitet, indem der Wert des Symbols 1 von [I]_real mit dem zweiten Element 453 des Codes 1 multipliziert wird und der Wert des Symbols 2 mit dem zweiten Element 455 der Reihe 2 multipliziert wird, und so weiter (multipliziere jedes Element von [I]_real mit dem entsprechenden Element der Spalte 1) für alle Elemente von [I]_real, um 156 Teilprodukte zu erzeugen. Die resultierenden Teilprodukte werden dann addiert, um einen gewissen Wert Y zu ergeben. Dieser Wert Y wird als der zweite Chip 445 des Ergebnisvektors R zugeordnet. Dieser Prozeß wird für jede Spalte der Codematrix C wiederholt, um die 156 Chips des Ergebnisvektors [R]_real Zu ergeben, und wird dann wieder beim imaginären Anteil [I]_imag des Informationsvektors durchgeführt, um den 1 × 156-Vektor [R]_imag zu berechnen. Mit anderen Worten ist der Wert Z des Chips 156 im letzten Element von [R]_real die Summe der Teilprodukte der Multiplikation der 156 Elemente von [I]_real mit den Elementen der 156.
Spalte von C. Man beachte, daß obwohl nur zwei Chips von Null verschiedene Werte aufweisen, diese Information zeitlich über alle 156 Elemente der Ergebnisvektoren gestreut wird, da die Werte der Symbole 1 und 2 zum Wert von jedem der 156 Chips von R beitragen. Man beachte außerdem, daß die „Chips" des Ergebnisvektors 447 wirklich nur die Realteile dieser Chips sind und die tatsächlichen Chips von R aus einem Realteil und einem Imaginärteil bestehen.
Der Wert des ersten Elements von [R]_real wird verwendet, um die Größe eines QAM-Punkts in der Konstellation zu definieren, und der Wert des ersten Elements von [R]_imag wird verwendet, um die Phase jenes QAM-Punkts zu definieren. Dieser QAM-Punkt wird während der ersten Chipzeit während der Übertragung des Teilrahmens 1 des CDMA-Rahmen gesendet. Die reellen und imaginären Komponenten des zweiten Chips 445 des Ergebnisvektors definieren die Größe und Phase eines zweiten QAM-Punkts, der während der zweiten Chipzeit der ersten Teilrahmenzeit gesendet wird.
Die obige Erläuterung, die die Verwendung von Zeitstempel-Nachrichten beschreibt, um einen groben Versatz aus den CU-Kilorahmengrenzen zu bestimmen, ist eine Verbesserung, die hilft, den empirisch-praktischen Bereichseinstellprozeß zu beschleunigen, der in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird, um eine Rahmensynchronisation zu erzielen. Dieser Versatzberechnungsprozeß ist nicht nur in MCNS-Umgebungen nützlich. Er kann auch in 802.14- und TDMA- und SCDMA-Abwärtskanalumgebungen verwendet werden, wie jenen, die durch 1 symbolisiert werden, so lange ein bestimmter Schaltungskomplex aus 4 in der Schaltung der 1 oder 2 oder 13 enthalten ist, um Zeitstempel und Zeitstempel-Nachrichten zu erzeugen und sie zu verarbeiten. Der benötigte Schaltungskomplex in der CU ist der Zeitstempelzähler 228, der Zeitstempelabtaster 222, der bei Mehrfachrahmen oder Rahmengrenzen und zu anderen Zeiten auf einer periodischen Grundlage abtastet, der Synchronisationsnachrichtengenerator 232, der Synchronisations- und UCD-Nachrichten im Abwärtskanal sendet, wie oben beschrieben, und der MPEG-Kapselungs- und Zeitstempeleinfügungsschaltungskomplex 176. Der benötigte Schaltungskomplex für die RU ist der Synchronisationsnachrichtendetektor 189, der lokale Kilorahmenabtaster 208 und der lokale Kilorahmenzähler 202. Die Kilorahmen in einem SCDMA-Empfänger und Sender für den Aufwärtskanal zur Verwendung mit einer 802.14- oder MCNS-MAC-Schicht entsprechen den oben definierten Mehrfachrahmengrenzen, daher ersetze man Kilorahmengrenze durch Mehrfachrahmengrenze in der vorhergehenden Erläuterung.
Die RU-Versatzberechnungsmethodik der 6 und 7 ist gleichfalls zur Verwendung in den Sendern der 1, 2 und 13 anwendbar, wenn die CU und RU den Zeitstempel- und Zählerschaltungskomplex enthalten, der im gerade vorausgegangenen Paragraphen in Einzelheiten dargestellt wird, und die MAC-Schicht der RU den Algorithmus ausführt, der in 7 beschrieben wird. In den IEEE-802.14-Umgebungen, in denen der Sender der 13 bestimmt ist zu arbeiten, gibt es keine Kilorahmengrenzen im CU-Aufwärtskanal oder Abwärtskanal. Jedoch gibt es Überlaufereignisse des Minizeitschlitz-Zählers, und diese Überlaufereignisse definieren effektiv Mehrfachrahmengrenzen. Da die RU-Sender der 13 Minizeitschlitz-Zähler enthalten werden, die geladen werden, um beim selben Zählwert überzulaufen, bei dem der CU-Minizeitschlitz-Zähler überläuft, wird die Versatzberechnung der 7 durchgeführt, um den Versatz zwischen der CU-Mehrfachrahmengrenze oder Überlaufereignis und dem entsprechenden RU-Überlaufereignis zu bestimmen. Der Schaltungskomplex im RU-Sender, der die benötigte Symbolzählung ausführen soll, wird bei 422 in 13 gezeigt. Dieser Schaltungskomplex dient dazu, Symbole zu zählen (und kann auch Rahmen und Teilrahmen und Mehrfachrahmen zählen), wodurch Minizeitschlitzgrenzen und Mehrfachrahmengrenzen bestimmt werden. Der Zähler in der RU wird programmierbar sein und wird einen Ladeeingang auf der Leitung 432 vom TC-Schichtprozeß enthalten, um zu definieren, wie viele Symbolzählwerte es zwischen Überlaufereignissen gibt.
Natürlich werden alle Sender der 1, 2 und 13 ohne die Versatzberechnung und wenn sie nur den empirisch-praktischen Bereichseinstellprozeß verwenden arbeiten, der in entweder der 802.14-Spezifikation oder den PCT-Veröffentlichungen gelehrt wird, um eine Mehrfachrahmengrenzen- und Minizeitschlitzgrenzen-Synchronisation im Aufwärtskanal zu erzielen. Wenn nur der empirisch-praktische Prozeß verwendet wird, wird ein Senderahmen- Zeitverzögerungsversatzwert aus dem Bereichseinstellprozeß erzeugt, und dieser Versatzwert wird auf der Leitung 415 in den 1, 2 und 4 an den Aufwärtskanalmodulator, und auf der Leitung 415 an den Symbolzählschaltungskomplex 422 in 13 geliefert. Dieser Versatzwert wird verwendet, um die Übertragung von TDMA- oder SCDMA-Rahmen solange zu verzögern, bis sie zu einer Ausrichtung mit den TDMA- oder SCDMA-Rahmen oder Mehrfachrahmen des CU-Aufwärtskanals gelangt sind. Wenn der Versatzberechnungszusatz zur Bereichseinstellung in den Ausführungsformen der 1, 2 und 13 verwendet werden soll, dann wird der obenerwähnte Zeitstempel- und Zähler- und Abtastungsschaltungskomplex und der MAC- oder TC-Schichtprozeß, um den Algorithmus der 7 auszuführen, in der CU und RU enthalten sein müssen. Der resultierende Versatzwert, einschließlich aller Einstellungen daran, die sich aus dem empirisch-praktischen Bereichseinstellprozeß ergeben, dem sich die Versatzberechnung anschließt, werden über die Leitung 415 der 1, 2, 4 oder 13 geladen, um die Freigabe der Symboldaten in den Multiplex- und Modulationsschaltungskomplex zu steuern. Im Sender der 13 wird das Versatzsignal in den Symbolzähler über die Leitung 415 eingegeben. Der Versatzwert versetzt den Symbolzählwert auf dem Bus 424 in einer solchen Weise, daß eine Mehrfachrahmengrenzen-Ausrichtung für diese RU mit den CU-Mehrfachrahmengrenzen erzielt wird. Während des empirisch-praktischen Bereichseinstellprozesses ist es dieser Versatzwert auf der Leitung 415 in den Ausführungsformen der 1, 2, 4 und 13, der iterativ geändert wird, bis die richtige Rahmen- oder Mehrfachrahmengrenzenausrichtung erreicht wird.
Der Puffer 419 empfängt R-S-Blöcke und hält sie, bis eine Informationsvektor-Assernblierschaltung 436 nach Daten fragt.
Hinsichtlich der Ausführungsformen der 1, 2, 4 oder 13 schließt sich dem groben Versatzwert, der sich aus dem empirisch-praktischen Bereichseinstellprozeß ergibt, die Feinabstimmung der Rahmen- oder Mehrfachrahmengrenzen-Ausrichtung an, die durch den Trainingsalgorithmus ausgeführt wird, der in der PCT-Veröffentlichung gelehrt wird. Vorzugsweise ergibt sich der Versatzwert in diesen Ausführungsformen aus einer Versatzberechnung, wie in 7 in Einzelheiten dargestellt wird, dem sich ein empirisch-praktischer Bereichseinstellprozeß anschließt, dem sich die Feinabstimmung der Rahmen- oder Mehrfachrahmen-Ausrichtung durch den Trainingsalgorithmus anschließt. In noch weiteren Ausführungsformen, in denen das System mit 802.14 konform ist, kann der 802.14-Bereichseinstellprozeß anstelle des empirisch-praktischen Bereichseinstellprozesses eingesetzt werden, der in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird, um eine grobe Rahmen/Mehrfachrahmengrenzen-Ausrichtung zu erhalten, dem sich dessen Feinabstimmung durch den Trainingsalgorithmus anschließt.
Kehrt man zur der Betrachtung der 13 zurück, empfängt der Symbolzähler 422 einen Überlaufzählwert auf der Leitung 432 aus dem RU-TC-Schichtprozeß als Reaktion auf eine Nachricht, die vom HC empfangen wird. Es gibt keine Rahmen im Aufwärtskanal eines 802.14-Systems, jedoch stellt das Überlaufereignis effektiv eine Mehrfachrahmengrenze auf. Mit anderen Worten gibt der Minizeitschlitzzähler in der CU jedem Minizeitschlitz eine Nummer, und der Überlaufzählwert definiert das Ende des Mehrfachrahmens an einer gewissen Ganzzahl von Minizeitschlitzen. Der TC-Schichtprozeß des HC in 802.14-konformen Systemen mit SCDMA-Aufwärtskanälen wird modifiziert, um zu verstehen, daß die RUs Streucodes und Symbolnummern verwenden werden, die auf Minizeitschlitz-Zuordnungen durch den Prozeß abgebildet werden, der unter Bezug auf 22 beschrieben wird. Der HC-TC-Schichtprozeß wird modifiziert, um den Prozeß umzukehren und die zurückgewonnenen Aufwärtskanaldaten zurück in die zugeordneten Minizeitschlitze zur Übertragung zum CU-MAC-Schichtprozeß zu assemblieren.
Die Aufwärtskanaldaten in der Form verschachtelter R-S-Blöcke, die durch den Puffer 419 auf dem Bus 434 ausgegeben werden, werden durch eine Informationsvektor-Assemblierschaltung 436 abgerufen. Diese Schaltung dient dazu, die Daten aus den R-S-Blöcken aufzunehmen und Informationsvektoren, wie den Informationsvektor I, der bei 431 in 18A gezeigt wird, entsprechend den Symbolnummern und Codezuordnungen daraus zu assemblieren, die der Minizeitschlitz-Zuordnung innewohnen, die durch den MAC-Schichtprozeß vom HC empfangen wird. Jeder Informationsvektor besteht aus den Rohdaten, aus denen ein Teilrahmen erzeugt werden wird. Der Informationsvektor wird schließlich durch einen anderen Schaltungskomplex in einen Ergebnisvektor R umgewandelt, der bei 447 in 18C gezeigt wird, der einen Teilrahmen in einem Rahmen aus 8-Teilrahmen bilden wird, wie in 21 gezeigt.
Der Informationsvektor-Assemblierprozessor 436 empfängt eine Symbolnummernzuordnung auf dem Bus 430 und die Modulationsart aus einem Signal auf dem Bus 442. Er empfängt außerdem ein Codegrößenauswahlsignal auf dem Bus 450, das definiert, wie viele Symbole in jeden Informationsvektor gesetzt werden können, so daß es so viele Elemente im Informationsvektor geben wird, wie es Codes im ausgewählten Codebuch gibt, das durch das Signal auf dem Bus 450 definiert wird. Die Informationsvektor-Assemblierschaltung empfängt außerdem den gegenwärtigen Symbolzählwert über den Bus 424 (und kann außerdem einen Rahmen und Teilrahmenzählwert) vom Symbolzähler 422 empfangen. Der Symbolzähler 422 zählt Symbole und zählt in einigen Ausführungsformen auch Rahmen und Teilrahmen und gibt diese Daten auf dem Bus 424 aus. Die Informationsvektor-Assemblierschaltung vergleicht die zugeordneten Symbolnummern auf dem Bus 430 mit dem Symbolzählwert auf dem Bus 424 und ruft genügend Daten aus dem Puffer 419 ab, um die zugeordnete Anzahl der Symbole zu assemblieren, die durch die Modulationsart gegeben ist. Die Modulationsart wird aus einer Werkzeugkiste von unterstützten Modulationsarten durch den HC ausgewählt. Die ausgewählte Modulationsart legt fest, wie viele Bits in die Symbole des Informationsvektors eingesetzt werden. Die spezifischen Symbole des Informationsvektors, die mit Bits bevölkert sind, hängt von der Minizeitschlitzzuordnung ab, da diese die Symbolnummern und Codes definiert, die verwendet werden sollen, um sie zu senden. Die Informationsvektor-Assemblierschaltung schlägt in einigen Ausführungsformen in einer Tabelle nach, um jede Symbolnummer in der Zuordnung auf einen entsprechenden Streucode abzubilden. In anderen Ausführungsformen können die Codes für jedes Symbol durch die TC-Schicht bestimmt werden und zur Informationsvektor-Assemblierschaltung gesendet werden.
Nach der Bestimmung der Codes, die verwendet werden sollen, werden die Symbole aus den R-S-Blöcken assembliert und in die Elemente des Informationsvektors gesetzt, die dem zugeordneten Code für jeden Minizeitschlitz entsprechen. Alle anderen Symbole, die keinen zugeordneten Codes entsprechen, werden auf null gesetzt.
Es werden acht Informationsvektoren pro Rahmen durch die Informationsvektor-Assemblierschaltung 436 erzeugt, und diese acht Informationsvektoren werden nach der Trellis-Codierung, falls vorhanden, und der CDMA-Streuung die acht Teilrahmen, die für jenen Rahmen gesendet werden. Es wird eine Ganzzahl von Rahmen in jeden Minizeitschlitz passen, daher werden die Nutzdaten aller Rahmen für den Minizeitschlitz, in denen sie gesendet werden, in die Symbole jedes Informationsvektors für den Code oder die Codes gesetzt, die jenem Minizeitschlitz zugeordnet sind.
Die Informationsvektoren werden auf dem Bus 438 an einen programmierbaren Trellis-Codierungsmodulator 440 ausgegeben. Dieser Modulator empfängt Steuersignale auf dem Bus 442 aus den MAC- und/oder TC-Schichtprozessen bei der Ausführung auf dem Prozessor 408. Der Inhalt dieser Steuersignale wird durch Abwärtskanalnachrichten vom HC gesteuert. Die Steuersignale auf dem Bus 442 können die Trellis-Codierung ein- oder ausschalten und Modulationsarten zwischen den verschiedenen verfügbaren Arten auswählen. Die verfügbaren Modulationsarten sind QPSK, 8-QAM, 16-QAM, 32-QAM und 64-QAM. Der HC steuert die verwendete Modulationsart und ob die Trellis-Codierung ein oder ausgeschaltet ist, beruhend auf Fehlerraten, die wiederum von den Extravaganzen der Leitungsschwächen abhängen. Die ausgewählte Modulationsart steuert die Trellis-Codierungsrate, wenn die Trellis-Codierung eingeschaltet ist. Wenn zum Beispiel QPSK ausgewählt ist, wird eine Trellis-Codierung mit der Rate 1/2 durchgeführt. Wenn 8-QAM ausgewählt ist, wird eine Trellis-Codierung mit der Rate 2/3 durchgeführt. Wenn 16-QAM ausgewählt ist, wird eine Trellis-Codierung mit der Rate 3/4 durchgeführt. Wenn 32-QAM ausgewählt ist, wird eine Trellis-Codierung mit der Rate 4/5 durchgeführt. Wenn schließlich 64-QAM ausgewählt ist, wird eine Trellis-Codierung mit der Rate 5/6 durchgeführt.
Der Trellis-Codierungsmodulator 440 führt die Verarbeitung durch, die in 18B gezeigt wird und weist zwei interne Komponenten auf. Die erste ist ein Faltungscodierer, der programmierbar ist, um ein oder ausgeschaltet zu werden, und der mit einer der ausgewählten Raten codieren kann. Dies kann so einfach wie mehrere Trellis-Codierungsfaltungscodierer mit unterschiedlichen Raten sein, von denen jeder eine der Raten plus einen Umgehungsweg ausführen kann, und ein Eingangsmultiplexer, der die Eingangsdaten zum passenden Codierer oder Umgehungsweg steuert, wenn die Trellis-Codierung ausgeschaltet ist, und ein Ausgangsmultiplexer, der die Ausgabe aus dem ausgewählten Codierer oder dem Umgehungsweg aufnimmt und sie an einen Ausgangsbus koppelt. Nehmen wir folglich an, daß 16-QAM ausgewählt ist. In diesem Fall würden die Eingangsdaten 3-Bit-Chips sein, die zum Faltungscodierer mit der Rate 3/4 gelenkt werden. Jeder 3-Bit-Chip würde mit einem redundanten Bit codiert, und die Ausgangs-4-Bit Chips würden durch den Ausgangsmultiplexer an die zweite Komponente gekoppelt.
Die zweite Komponente des Trellis-Codierungsmodulators ist eine Symbolabbildungsvorrichtung. Die Symbolabbildungsvorrichtung nimmt die Bits, die aus dem Faltungscodierer kommen, und bildet sie in die reellen und imaginären Teile der ausgewählten Modulationstypkonstellation ab. Wenn folglich 16-QAM ausgewählt ist, werden die 4-Bit-Chips, die aus dem Faltungscodierer kommen, in zwei reelle und imaginäre 2-Bit-Teile geteilt. Der Zweibit-Realteil definiert die Amplitude des Vektors zum Konstellationspunkt und der 2-Bit-Imaginärteil definiert die Phase jenes Vektors. Die reellen und imaginären Komponenten werden aus der Symbolabbildungsvorrichtung auf den Bussen 444 und 446 an einen CDMA-Streuprozessor 448 ausgegeben.
Der CDMA-Streuprozessor 448 kann aus jeder Schaltung bestehen, die imstande ist, eine Matrixmultiplikation der reellen und imaginären Informationsvektoren auf den Bussen 444 und 446 mit der Codematrix des Codebuchs durchzuführen, wie in 18C gezeigt. Der CDMA-Streuschaltungskomplex empfängt ein Codegrößenauswahlsignal auf dem Bus 450 vom RU-TC-Schichtprozessor gemäß den Befehlen, die vom HC gesendet werden. Zum Beispiel kann die Codegröße zwischen 156 und 76 variieren. Der CDMA-Streuschaltungskomplex matrixmultipliziert jeweils die reellen und imaginären Teile jedes Informationsvektors mal der Codematrix des ausgewählten Codebuchs, um reelle und imaginäre Teile von Ergebnisvektoren auf den Bussen 452 und 454 zu erzeugen.
Die reellen und imaginären Teile jedes Ergebnisvektors sind nun bereit, in einen synchronen Hochgeschwindigkeits-CDMA-Rahmen zusammengebaut zu werden. Dies geschieht durch eine Verkettungsschaltung 456 und optionale Lückeneinfügungsschaltung 458. Die Verkettungsschaltung 456 dient dazu, die ersten acht Ergebnisvektoren zu nehmen und sie Ende an Ende zu verketten, um den Nutzabschnitt eines ersten Rahmens zu bilden. Die nächsten 8 Ergebnisvektoren werden verkettet, um den Nutzabschnitt des nächsten Rahmens zu bilden.
Die optionale Lückeneinfügungsschaltung 458 dient dazu, einen Lückenvektor mit programmierbarer Größe, der aus irgendeiner Anzahl von Chips besteht, oder eine Lücke mit der Länge null einzusetzen. Die Lückengröße wird durch ein Lückengrößen-Steuersignal gesteuert, das auf dem Bus 460 vom TC-Schichtprozeß empfangen wird. Die Lückeneinfügungsschaltung setzt von null verschiedene Lücken ein, wenn ein Bereichseinstellalgorithmus verwendet wird, der sich von der herkömmlichen Bereichseinstellung des 802.14-Typs unterscheidet. Wenn die 802.14-Bereichseinstellung verwendet werden soll, kann die Lückeneinfügungsschaltung beseitigt werden.
Die Lückeneinfügungsschaltung empfängt außerdem einen Barker-Code auf dem Bus 462, um den Datengehalt der Chips des Lückenvektors zu bestimmen. Dies wird im Abschnitt über die Bereichseinstellung unten näher erläutert.
Die resultierenden Rahmen von Daten werden auf Bussen 464 und 466 an einen programmierbaren Vorverzerrungsfilter 468 geliefert. Die Funktion dieses Filters ist es, das Spektrum der Streuspektrum-Basisbanddaten der zu sendenden Rahmen abzuändern, um den Effekten von Kanalbeeinträchtigungen entgegenzuwirken. Die Kanalbeeinträchtigungen werden während eines Trainingsprozesses bestimmt, der in den PCT-Veröffentlichungen in näheren Details beschrieben wird. Im Grunde bestimmt der CU-Empfänger die Koeffizienten eines Filters darin, die die niedrigste Fehlerrate bei gegebenen Kanalverschlechterungsbedingungen verursachen, und sendet diese Koeffizienten netzabwärts zum RU-Sender über Verwaltungs- und Steuernachrichten. Diese Koeffizienten werden durch den iterativen Trainingsprozeß bestimmt. Die Koeffizienten werden dann in den Filter 468 über den Bus 470 durch den TC-Schichtprozeß der RU geladen.
Die Ausgabe des Vorverzerrungsfilters 468 wird über I- und Q-Busse (I- und Q-Schienen) 469 und 471 an einen Mehrphasensendefilter 472 angelegt. Der Mehrphasensendefilter weist unter anderem einen Leistungsverstärker mit variabler Verstärkung, einen Square-Root-Raised-Cosine-Filter und einen Halbbandfilter auf. 19 ist ein Blockdiagramm, das nähere Einzelheiten des Mehrphasensendefilters zeigt. Eine Überabtasterschaltung 480 empfängt die reellen und imaginären Teile der Ergebnisvektoren auf den I- und Q-Bussen 489 und 471. Die Chips in diesen Ergebnisvektoren kommen mit einer Abtastrate an, die durch den HC ausgewählt worden ist. Die Funktion der Überabtasterschaltung ist es, diese Abtastrate R_s zu verdoppeln, um die Nyquist-Kriterien zu erfüllen. Dies wird erreicht, indem eine Null zwischen jeden Chip in den reellen und imaginären Ergebnisvektoren eingesetzt wird, wodurch ihre Längen verdoppelt werden. Die Ausgabe des Überabtasters 480 wird an die I- und Q- Eingänge eines Square-Root-Raised-Cosine-Filters 482 gekoppelt. Der Square-Root-Raised-Cosine-Filter 482 wandelt das „weiße" Fourier-Spektrum von Frequenzkomponenten in ein Spektrum um, das ein Bild im Frequenzbereich aufweist, das eine Bandbreite von annähernd 6 MHz aufweist (präziser 1,25·R_s, wobei R die Symbolrate ist), und an einer Frequenz von null zentriert ist, mit zusätzlichen Bildern alle 2·R_s die ganze Strecke bis ins Unendliche. Der Raised-Cosine-Filter weist eine Bandbreite für seinen Durchlaßbereich auf, die gleich der verwendeten programmierbaren Symbolrate R_s mal 1 plus den Alphafaktor des Square-Root-Raised-Cosine-Filter ist, der vorzugsweise auf 0,25 eingestellt wird. Folglich wird für eine 5,12-Megabaud-„Symbol"-Rate, d.h. 5,12 Millionen Symbole/Sekunde, die Bandbreite des Raised-Cosine-Filters 6,4 MHz betragen. Der Square-Root-Raised-Cosine-Filter weist eine Übertragungsfunktionscharakteristik auf, die geeignet ist, die abgehenden Chipimpulse so zu formen, daß sie die Nyquist-Kriterien in einer bekannten Weise erfüllen, um eine optimale Signal-Rausch-Verbesserung bereitzustellen und um die Intersymbolinterferenz zu minimieren. Typischerweise gibt es zwei solcher Square-Root-Raised-Cosine-Filter, einen für die reelle und eine für die imaginäre Schiene, die jeweils eine Übertragungsfunktion aufweisen, die die Hilbert-Transformierte der anderen ist. In einigen Ausführungsformen werden Koeffizientendaten über den Bus 476 aus dem TC-Schichtprozeß zugeführt. Die Koeffizientendaten auf dem Bus 476 stellen die Fähigkeit bereit, die Filterkennlinien des Square-Root-Raised-Cosine-Filters einzustellen und zu verändern.
Die Ausgabe des Square-Root-Raised-Cosine-Filters auf den Bussen 484 und 486 ist ein Satz von Bildern im Frequenzbereich, von denen jedes das gesamte Signal definiert, das gesendet werden soll, und von denen jedes den gesamten Informationsgehalt der Informationsvektoren enthält. Die Ausgabe des Raised-Cosine-Filters wird an einen Verstärker 490 mit variabler Verstärkung angelegt.
Der Verstärker 490 mit variabler Verstärkung empfängt ein Feinleistungssteuersignal auf dem Bus 474 aus dem TC-Schichtprozeß, um den Pegel der Ausgangsleistung des Senders so zu steuern, daß alle Codes an der CU sehr nahe zum selben Leistungspegel ankommen. Die Feinleistungssteuerung wird in Verbindung mit einem Grobleistungssteuersignal verwendet, das unten beschrieben wird, um eine Leistungssteigerung sowohl in der Bereichseinstellung als auch dem Training zu implementieren. Der Trainingsprozeß wird in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben. Eine Anpassung des Bereichseinstellprozesses, der in den PCT-Veröffentlichungen definiert wird, wird unten beschrieben.
Eine andere Überabtaster-Schaltung empfängt die Ausgabe des Verstärkers und verdoppelt die Abtastrate erneut auf 4·R_s. Dies ändert die Abtastrate des Signals am Ausgang des Übetabtasters auf den Bussen 494 und 496, um ein Fourier-Spektrum mit Bildern zu bewirken, die auf einer Frequenz von null und auf Frequenzen zentriert sind, die ganzzahlige Vielfache von 2·R_s bis ins Unendliche sind. Der Grund, daß die Schaltung verwendet wird, ist, die Bilder weiter auszubreiten, so daß ein SAW-Filter, der unten beschrieben werden soll, verwendet werden kann, ein Bild auszuwählen, ohne die Notwendigkeit enger Filterspezifikationen. Um das Spektrum weiter für den SAW-Filter vorzubereiten, wird die Ausgabe des Überabtasters 492 an einen Halbbandfilter 498 gekoppelt. Der Halbbandfilter dient dazu, jedes zweite Bild zu entfernen, so daß die Bilder bei 2·R_s und 6·R_s und 10·R_s und so weiter bis ins Unendliche entfernt werden.
Die Ausgabe des Sendefilters 472 wird an den Eingang eines Frequenzumsetzers 500 in 13 angelegt. Zwei äquivalente Ausführungsformen für Frequenzumsetzerschaltungen, die verwendet werden können, um die Erfindung zu praktizieren, werden in den 20 und 21 gezeigt. 20 zeigt eine klassische Herangehensweise, während 21 die modernere Herangehensweise zeigt, die eine direkte digitale Synthesizertechnologie verwendet. In 20 wird das ankommende Signal auf den Bussen 499 und 501 jeweils mit einem anderen Vektor mit sich wiederholendem Muster von 4 Elementen multipliziert, der effektiv die Zustände von orthogonalen Sinus- und Kosinuswellenformen an vier Phasen definiert, die um 90 Grad voneinander beabstandet sind, die jeweils eine Frequenz aufweisen, die gleich der ausgewählten Chiprate oder Abtastrate R_s ist. Zum Beispiel multipliziert der Multiplizierer 502 den ersten Chip im Ergebnisvektor auf dem Bus 499 mit 1 und den zweiten Chip mit 0. Der dritte und vierte Chip werden mit –1 bzw. 0 multipliziert, und dann wird der Prozeß für die nächsten vier Chips wiederholt, bis der gesamte Ergebnisvektor so verarbeitet worden ist. Der Multiplizierer 504 multipliziert den ersten Chip im Ergebnisvektor auf dem Bus 501 mit 0 und den zweiten Chip mit 1. Der dritte und vierte Chip werden mit 0 bzw. –1 multipliziert, und dann wird der Prozeß für die nächsten vier Chips wiederholt, bis der gesamte Ergebnisvektor so verarbeitet worden ist. Dieser Prozeß mischt das Signal, das im Trellis-Codierungsmodulator QAM-moduliert wurde, vom Basisband aufwärts auf die Abtastrate R_s und erzeugt ein Signal eines reellen Werts anstatt eines komplexen Werts. Die modifizierten Ergebnisvektoren auf den Bussen 506 und 508 werden durch einen Summierer 510 vektorsummiert und auf dem Bus 512 an den Eingang eines Digital-Analog-Wandlers 514 ausgegeben. Der DAC 514 wandelt die Ergebnisvektoren in analoge Signale um, die an den Eingang eines SAW-Filters 516 angelegt werden, der dazu dient, eines der Bilder aus dem Fourier-Spektrum auszuwählen. Typischerweise weist der SAW-Filter eine Bandbreite von annähernd 6 MHz auf und weist eine feste Mittenfrequenz auf, die ausgewählt wird, ein Bild auszuwählen, das an einer Frequenz im Auf wärtskanalband zentriert ist. Diese Herangehenseiweise wird in den Ausführungsformen mit einer festen Abtastrate R_s funktionieren. Jedoch in Ausführungsformen mit variablen Abtastraten gibt es eine variable Bandbreite an diesem Punkt, daher wird eine SAW-Filterbank mit variabler Bandbreite mit Schaltmultiplexern benötigt werden (oder ein Filter mit einer programmierbaren Bandbreite), so daß die gewünschte Bandbreite ausgewählt werden kann, die zur ausgewählten Abtastrate R_s paßt.
Um dem Kunden mit einer Flexibilität zu versehen, das gesendete Signal auf jeder erwünschten Frequenz im Aufwärtskanalband zu zentrieren, ist ein Mischer 518 vorgesehen, der eine Bezugsfrequenz auf der Leitung 520 empfängt. Diese Bezugsfrequenz wird so ausgewählt, daß sich eines der Seitenbänder an der erwünschten Frequenz befinden wird und das andere durch einen Filter im Leistungsverstärker 522 ausgefiltert wird. Um den Aufwand eines Bandpaßfilters zu vermeiden und um es zuzulassen, daß ein kostengünstigerer Tiefpaßfilter verwendet wird, wird das Signal auf der Leitung 524 typischerweise aufwärts gemischt, so daß alle Seitenbandkomponenten außerhalb des Aufwärtskanalbands liegen, und dann abwärts gemischt, so daß nur das untere Seitenband sich im Aufwärtskanalband an der interessierenden Frequenz befindet, und ein Tiefpaßfilter verwendet, um alle höheren Frequenzkomponenten auszufiltern.
Schließlich ist ein Leistungsverstärker 522, an den ein Grobleistungssteuersignal von der TC-Schicht auf der Leitung 528 geliefert wird, vorgesehen, um das Signal auf der Leitung 526 mit einer variablen Verstärkung zu verstärken. Der Verstärkungspegel wird in den Bereichseinstellungs- und Trainingsprozessen zusammen mit dem Feinleistungssteuersignal auf der Leitung 474 eingestellt, um zu bewirken, daß alle Codes an der CU mit annähernd demselben Leistungspegel empfangen werden.
Der Frequenzumsetzer der 21 verwendet einen Aufwärtsmischer 530, der einen direkten digitalen Synthesizer nutzt. Die bevorzugte Form für diesen Aufwärtsmischer ist ein Chip 9856 von Analog Devices. Der Aufwärtsmischer empfängt die Signale auf den Bussen 499 und 501 und führt alle Funktionen der Schaltung der 20 aus, um sie auf die gewünschte Ausgangs-HF-Frequenz aufwärts zu mischen, unerwünschte Seitenbänder auszufilteren und die digitalen Signale in analoge Signale umzusetzen. Der Bezugsfrequenzeingang auf dem Bus 520 ist jedoch nicht erforderlich, da der DDS die Fähigkeit besitzt, die benötigte Bezugsfrequenz bei einer Frequenz zu synthetisieren, die durch ein ein Steuerwort auf dem Bus 532 gesteuert wird, das vom TC-Schichtprozeß empfangen wird. Der Leistungsverstärker 522 verstärkt das Ausgangssignal aus dem Aufwärtsmischer durch eine variable Verstärkung gemäß eines Grobleistungssteuersignals auf der Leitung 528.
Bereichseinstellung in 802.14-Systemen unter Verwendung von SCDMA-Aufwärtskanälen
In den SCDMA-Sendern der 1, 2, 4 oder 13 kann der Versatzwert unter Verwendung des herkömmlichen 802.14-Bereichseinstellprozesses als Ersatz für den Bereichseinstellprozeß berechnet werden, der hierin beschrieben werden soll. Im herkömmlichen 802.14-Bereichseinstellprozeß gibt es keine Rahmenstruktur mit Lücken zwischen Rahmen, in denen Barker-Codes gesendet werden können. Jedoch wird der HC von Zeit zu Zeit eine Abwärtskanalverwaltungs- und Steuerrundsendenachricht senden, die allen RUs mitteilt, die eine Synchronisation mit dem CU-Minizeitschlitz und Mehrfachrahmengrenzen erzielen müssen, Bereichseinstellinformationen zu senden. Diese Abwärtskanalnachricht wird eine Ganzzahl von Minizeitschlitzen von spezifizierten Zahlen zuweisen, während denen die Bereichseinstellungsinformation gesendet werden soll. Jede RU wird eine gewisse Bereichseinstellinformation senden, die mit dem Start der Bereichseinstellübertragung detektiert werden kann, beginnend an der Grenze des ersten zugeordneten Minizeitschlitzes im Block der Minizeitschlitze, die der Bereichseinstellinformation gemäß des Minizeitschlitzzählwerts der RU zugeordnet sind. Die zugeordneten Minizeitschlitze werden eine Ganzzahl von Minizeitschlitzen sein, die insgesamt etwa 400 Mikrosekunden betragen, was länger als die längste Gesamtausführungszeit im System ist. Keine RU wird angewiesen werden, während dieser Minizeitschlitze Nutzdaten zu senden. Die Bereichseinstelldaten jeder RU werden durch die CU detektiert, und der Versatz zwischen der Bereichseinstellspitze dieser RU und der Anfangsgrenze des CU-Minizeitschlitzblocks, der der Bereichseinstellung zugeordnet ist, wird durch die CU berechnet und zu dieser RU in einer Verwaltungs- und Steuernachricht netzabwärts gesendet. Die RU wird dann ihre Senderahmen-Zeitverzögerung so einstellen, um diesen Versatz so zu implementieren, daß ihre Minizeitschlitze mit den entsprechenden CU-Aufwärtskanalminizeitschlitzgrenzen zusammenfallen. Auf diese Weise kann die CU demultiplexen, wobei sie die korrekten Codes verwendet, die auf die verschiedenen Minizeitschlitznummern abgebildet sind, die durch die RU verwendet werden, um ihre Aufwärtskanaldaten zu Streuen.
Kollisionen zwischen Bereichseinstelldaten aus verschiedenen Modems werden durch den herkömmlichen 802.14-Prozeß aufgelöst.
Die bevorzugte Form der Bereichseinstellung und des Trainings für einen SCDMA-Aufwärtskanal in einer 802.14- oder MCNS-Umgebung wird durch 23 symbolisiert. Die Bereichseinstell- und Trainingsprozesse werden durch den Barker-Codedetektor 882 und den Computer 405 im CU-Empfänger der 24 ausgeführt. Der Computer 405 ist programmiert, MAC- und Tc-Schichtprozesse in der CU auszuführen, um die Abwärtskanal nachrichten, die in 23 in Einzelheiten dargestellt werden, als Reaktion auf Signale zu erzeugen, die vom Barker-Codedetektor 882 empfangen werden, um das Nachrichtenprotokoll der 23 zu implementieren. Ein programmierter Computer in der RU empfängt die Abwärtskanalnachrichten in MAC- und/oder TC-Schichtprozessen und erzeugt Versatzsteuersignale und Aufwärtskanalverwaltungs- und Steuernachrichten, um die Bereichseinstellungs- und Trainingsübertragungen zu implementieren, die unter Bezugnahme auf 23 beschrieben werden.
Im Bereichseinstellprozeß der 23 steuert der Prozessor 408 im SCDMA-Sender der 13 die Lückeneinfügungsschaltung 458, um Lücken von 16 oder 32 Chips in jeden HS-CDMA-Rahmen einzufügen. Die Programmierung der CU-TC-Schichtprozesse, die durch die CPU 405 in 24 ausgeführt werden, werden von den Standard-802.14- oder MCNS-TC-Schichten abgeändert, um diese Lücken zu verstehen und darin Barker-Codes zu empfangen und das Bereichseinstellprotokoll so zu implementieren, wie in 23 gezeigt.
Der Bereichseinstellprozeß ist dazu bestimmt, den Versatz zwischen dem Haupttaktzyklenzähler und einem entsprechenden Zyklenzähler in der RU zu bestimmen. Die CU weist einen 48-Bit-Zeitstempelzähler auf, der Zyklen des 20,48 MHz-Haupttakts zählt. Die RU weist ebenfalls einen 20,48 MHz-Takt auf, der mit dem CU-Haupttakt durch den Taktrückgewinnungsschaltungskomplex synchronisiert gehalten wird, der vorher hierin beschrieben wurde. Die Aufgabe des Bereichseinstellprozesses ist es, den Versatz zwischen diesen beiden Zählern zu bestimmen und eine Zahl zu bestimmen, die wenn sie in den 48-Bit-Zähler in der RU geladen wird, ihn mit dem 48-Bit-Zeitstempelzähler in der CU synchronisiert hält. In 13 ist der 48-Bit-Zähler ein Zähler in einer Zeitbasis von Zählern, die durch den Symbolzähler 422 repräsentiert werden, und der Versatz, der durch den Bereichseinstellprozeß bestimmt wird, ist die Versatzzahl auf dem Bus 415.
Der Bereichseinstellprozeß startet mit einer Abwärtskanalnachricht 550, die jede RU auffordert, die eine Bereichseinstellung durchführen muß (auch als Codesynchronisation bekannt), die Bereichseinstellung an einer gewissen Lücke X zu beginnen (jede Lücke ist numeriert, wie es jeder Rahmen ist). Die Terminologie „Lücke X" ist tatsächlich eine Abbildung auf einen bestimmten Zählwert, der in der Zukunft durch den 48-Bit-Zeitstempelzähler der CU erreicht werden soll. Daher besteht eine Modifikation des CU-TC-Schichtprozesses darin, daß es verstanden werden muß, daß die Lücken numeriert werden und bestimmten Zählwerten ihres 48-Bit-Zählers entsprechen. Jede RU, die eine Codesynchronisation ausführen muß, sendet eine Barker-Codesequenz über eine sequentielle Reihe von Lücken beginnend mit der Lücke X, die vom 48-Bit-Zähler in der RU bestimmt wird. Das heißt, wenn der 48-Bit-Zähler in der RU den Zählwert in der Bereichseinstellaufforderungsnachricht erreicht, beginnt er, seine Barker-Sequenz zu senden.
Die Barker-Codesequenz ist eine Sequenz mit 17 Lücken, die ein Start-„Bit", d.h. einen Anfangs-Barker-Code mit 16 Chips aufweist, dem sich 16 aufeinanderfolgende An/Aus-Lücken anschließen, wobei exakt 50% der 16 Lücken an und 50% aus sind. Eine „An"-Lücke ist als eine Lücke definiert, während der ein Barker-Code gesendet wird, und wird als ein 1-Bit bezeichnet, wohingegen eine Lücke ohne Barker-Code in sich ein 0-Bit ist. Wenn die Bereichseinstellungssequenz begonnen wird, wird eine RU zufällig einen Wert mit acht „1-en" und acht „0-en" wählen, um die Barker-Codesequenz zu definieren und als die temporäre Kennung zu dienen. Diese temporäre Kennung wird durch den HC verwendet, um mit der RU zu kommunizieren, bis er einen völligen bereichseingestellten und trainierten Zustand erzielt hat und zuverlässig seine volle 48-Bit-MAC-Adresse senden kann.
Man beachte, daß zu der Zeit, zu der die Bereichseinstellungsübertragung dort startet, wo die RU denkt, daß sich ihre zugeordnete Lücke befindet, die Minizeitschlitz- und Symbolzähler in der CU bzw. RU so weit verstimmt sein können, daß die Barker-Codes, die in Lücken zu sein scheinen, insoweit es die RU angeht, nicht in Lücken sind, wenn sie die CU erreichen.
Die 50%-An/Aus-Sequenz wird verwendet, um es der CU zu erlauben festzustellen, wenn Barker-Codes von mehr als einer RU gleichzeitig dieselben Lücken treffen. Der Codesynchronisationsprozeß kann mit einer 16-Chip-Lücke höchstens eine Codesynchronisation von einer RU aufeinmal ausführen. Mit einer 32-Chip-Lücke können zwei RUs zur selben Zeit codesynchronisiert werden.
Unter der Voraussetzung, daß nur eine RU eine Codesynchronisation zu einer bestimmten Zeit durchführt, wählt die RU einen Einführungsleistungspegel und einen Senderahmen-Zeitverzögerungswert aus, und sendet ihre Barker-Codesequenz mit 17 Lücken unter Verwendung dieser angenommenen Werte beginnend mit dem, von dem sie denkt, daß es die Lücke X ist. Die RU wartet dann auf eine Abwärtskanalnachricht von der CU, die mitteilt, daß sie die temporäre Kennung dieser RU in der Lücke gesehen hat. Die Barker-Sequenz mit 17 Lücken wird durch die Nachrichtenleitung 552 symbolisiert.
Wenn keine Abwärtskanalnachricht empfangen wird, die anzeigt, daß das Barker-Codestartbit die korrekte Lücke getroffen hat, wartet die RU auf eine weitere Bereichseinstellungsaufforderung, und erhöht dann ihren Senderahmen-Zeitverzögerungswert in ihrer Zeitbasis um 4 Chips (oder um einen anderen programmierbaren Zuwachs) und sendet die Sequenz erneut auf demselben Leistungspegel beginnend an der zugewiesenen Lücke in der Bereichseinstellaufforderung. Dieser Prozeß wird wiederholt, bis die Abwärtskanalnachricht empfangen wird, die anzeigt, daß sie die Lücke getroffen hat, oder sich die Senderahmen-Zeitverzögerung ausreichend erhöht hat, um sich durch eine gesamte HS-CDMA-Rahmenebene bewegt zu haben. Wenn das letztgenannte stattgefunden hat, dann wird der Leistungspegel erhöht, und die Senderahmen-Zeitverzögerung wird auf ihren Einführungswert zurückgesetzt, und der Prozeß wird für den neuen Leistungspegel und alle Werte für die Senderahmen-Zeitverzögerung wiederholt, bis die Lücke getroffen wird oder ein ganzer Erhöhungsrahmen stattgefunden hat.
Die Nachrichtenleitung 554 repräsentiert die Abwärtskanalnachricht, nachdem die richtige Kombination von Senderahmen-Zeitverzögerungen und Leistungspegel gefunden worden ist, die die Lücke trifft und gehört wird. Diese Abwärtskanalnachricht wird auftreten, nachdem die CU auf 17 aufeinanderfolgende Lücken gehört hat und entweder festgestellt hat, daß sie die temporäre Kennung der RU kennt oder daß mehr als eine RU die Lücke getroffen hat. In der hypothetischen Situation, die angenommen wird, stellt nur eine RU den Bereich ein, so daß die letztgenannte Möglichkeit nicht auftreten wird. Wenn jedoch zwei oder mehr RUs die Lücke gleichzeitig treffen, werden mehr als 50% der 16 An/Aus-Lücken, die dem Startbit folgen, sich auf einer logischen 1 befinden, was bedeutet, daß eine Kollision stattgefunden hat. Wenn eine Kollision stattgefunden hat, zeigt die Nachricht 554 das an, und jede RU führt ihr Kollisionsauflösungsprotokoll aus. Dieses Protokoll umfaßt im Grunde das digitale Äquivalent zum Hochwerfen einer Münze in jeder RU, die eine Bereichseinstellung versucht, um festzustellen, ob diese RU weiter versuchen wird, den Bereich einzustellen. Diejenigen, die verlieren, stoppen die Bereichseinstellung und versuchen es später wieder. Diejenigen, die gewinnen, machen weiter. Schließlich wird eine RU die Lücke getroffen haben, und die Abwärtskanalnachricht 554 wird das feststellen und die temporäre Kennung der RU geben, die die Lücke getroffen hat.
Die RU erkennt ihre temporäre Kennung in der Nachricht 554 und stellt ihren Versatzwert und Leistungspegel auf die Werte ein, die bewirken, daß sie die Lücke trifft. Die RU befindet sich nun in einem Bereichseinstellungszustand, außer daß der frühere Bereichseinstellprozeß tatsächlich nur ein grober Abgleich sowohl der Senderahmen-Zeitverzögerung als auch der Leistungspegel ist. Die Feinabstimmung beider dieser Werte kommt danach, um die Intersymbolinterferenz zu minimieren, die zwischen Codes erzeugt wird.
Die Feinabstimmung startet mit der Abwärtskanal-Trainingsaufforderung der Nachrichtenleitung 556. Dies veranlaßt die RU, den Trainingsprozeß zu starten, der in den PCT-Veröffentlichungen als der Vorkanal-Entzerrungstrainingsalgorithmus beschrieben wird. Die Trainingsaufforderung benennt die Lücken und/oder Minizeitschlitze, in der sie erwartet, die Trainingsdaten zu empfangen, und veranlaßt die RU, die gerade den Bereichseinstellzustand erreicht hat, vorbestimmte Trainingsdaten, die sowohl der CU als auch der RU bekannt sind, während der zugeordneten Minizeitschlitze unter Verwendung vorbestimmter Codes zu senden. Diese Trainingsdaten werden in den Sender durch den RU-TC-Schichtprozeß über den Bus 406 in 13 eingeimpft. Die CU korreliert die gesendeten Trainingsdaten mit einer Anzahl benachbarter zyklischer Streucodes, um festzustellen, ob die Daten eine Interferenz mit benachbarten Codes verursachen, und sendet dann Abwärtskanalnachrichten, um die Senderahmen-Zeitverzögerung der RU einzustellen, um die Intersymbolinterferenz zu minimieren. Die CU kann auch den Feintimingabgleich auf Lücken durchführen, wobei eine Früh-Spät-Tortechnik verwendet wird.
Die CU nimmt dann einen Leistungsabgleich vor, für gewöhnlich an Minizeitschlitzen, die durch die HC-TC-Schicht zugewiesen werden. Dies geschieht, indem sich eine adaptive Verstärkungssteuerschaltung im CU-Empfänger auf eine Verstärkung während der Trainingssequenz in den zugeordneten Minizeitschlitzen festlegen gelassen wird und die Verstärkung netzabwärts zur RU gesendet wird, um ihre Leistungssteuersignale auf die richtigen Pegel festzulegen, so daß die von dieser RU empfangenen Daten genauso nahe an denselben Leistungspegel kommen, wie die von den anderen RUs empfangenen Daten. Die RU nimmt dann einen Aufwärtskanalentzerrungsprozeß vor, indem sie vorbestimmte Trainingsdaten über eine vorbestimmte Anzahl von Minizeitschlitzen sendet. Die CU reagiert, indem sie die adaptiven Filter FFE und DFE darin und den Algorithmus der kleinsten Fehlerquadrate auf Abgriffsgewichtskoeffizienten festlegen läßt, die den Aufwärtskanal entzerren. Diese Koeffizienten werden dann netzabwärts zur RU gesendet und werden verwendet, um die Abgriffsgewichtssteuersignale des RU-Sender-Vorverzerrungsfilters auf dem Bus 470 in 13 festzulegen. Diese Netzabwärtsübertragung oder Übertragungen, um den Versatz, Leistungsabgleich-Leistungspegel und Entzerrungskoeffizienten zu senden, wird durch die Abwärtskanalnachricht 558 symbolisiert. Der Abwärtskanalentzerrungsprozeß, der in den PCT-Veröffentlichungen gelehrt wird, wird nicht verwendet, und es wird die Standard-802.14-Abwärtskanalentzerrungsprozedur verwendet, da es keine CDMA-Streucodes gibt, die in Netzabwärtsübertragungen verwendet werden.
Nachdem das Training beendet ist, sendet die CU eine Abwärtskanalnachricht 560, die anzeigt, daß das Training vollendet worden ist, und die RU auffordert, ihre 48-Bit-MAC-Adresse zu senden. Die RU reagiert dann mit der Nachricht 562, indem es ihre 48-Bit-MAC-Adresse sendet. 24 ist ein Blockdiagramm einer Form von Empfängerschaltung, die in der CU verwendet werden kann, um die Phasen- und Amplitudenfehler der Konstellationspunkte zu korrigieren, die von jeder RU gesendet werden, und implementiert die Trainings- und Entzerrungsprozesse, die unten beschrieben werden. Die Empfängergestaltung der 24 kann auch als der RU-Empfänger verwendet werden, und ob sie in der RU oder CU oder beiden verwendet wird, ist von der exakten Form des verwendeten TDMA- oder CDMA-Multiplexverfahrens unabhängig. Die Beschreibung des Empfängers unten umfaßt die Erläuterung sowohl der RU- und CU-Ausführungsformen.
Die HF-Signale kommen beim Empfänger auf einem Koaxialkabel 30 oder anderen Medien an. Ein HF-Demodulatorabschnitt 750 demoduliert die HF-Signale im Fall der RU-Empfänger unter Verwendung eines lokalen Trägerbezugsignals auf der Leitung 762, das phasenkohärent mit dem Abwärtskanalträger ist, der durch den CU-Sender erzeugt wird. Im Fall eines RU-Empfängers erzeugt eine getrennte (nicht gezeigte) Nachführungsschleife das lokale Trägersignal auf der Leitung 762 aus dem zurückgewonnenen Abwärtskanaltakt, so daß es mit dem Haupttakt in der CU phasenkohärent ist.
Im Fall eines CU-Empfängers werden die Daten aus jeder RU detektiert, indem ein lokaler Aufwärtskanalträger auf der Leitung 762 aus dem CU-Haupttakt erzeugt wird und eine Synchronisation mit dem RU-Aufwärtskanal-Chiptakt unter Verwendung des Bereichseinstellprozesses erzielt wird. Phasen- und Amplitudenfehler in den Konstellationspunkten, die durch jede RU gesendet werden, werden unter Verwendung der Präambeldaten korrigiert, die in jedem Zeitschlitz durch die RU vor dem Senden von Nutzdaten gesendet werden. Die Amplituden- und Phasenkorrekturen für die Konstellationspunkte jeder RU werden vorgenommen, wobei der Rotationsverstärker 765 und der G2-Verstärker 788 mit programmierbarer Verstärkung verwendet werden.
In jedem Fall der CU oder RU empfängt der Demodulator 750U ein synthetisiertes lokales Trägersignal auf der Leitung 762 und verwendet es, um die ankommende HF zu demodulieren. Der HF-Demodulator 750 tastet auch das analoge Signal mit dem 4-fachen der Symbol- oder Chiprate ab und gibt einen Strom digitaler Abtastwerte auf der Leitung 752 aus, der die Chip- oder Symbolamplitudeninformation für alle Zeitschlitze oder Minizeitschlitze überträgt. Eine Phasentrennung der Sinus- und Kosinuskomponenten der QAM-modulierten Daten wird durch einen angepaßten Filter im Demodulator 750 ausgeführt. Der angepaßte Filter weist zwei Filter auf, die Filterkennlinien aufweisen, die das Spiegelbild des Square-Root-Raised-Cosine-Filters im Sender sind. Die angepaßten Filter trennen die orthogonalen reellen und imaginären Komponenten in den empfangenen Signalen und übertragen sie zum Rahmendetektor 882 und Demultiplexer 883.
Der Demultiplexer 883 ist jeder herkömmliche TDMA-, CDMA- oder SCDMA-Demultiplexer und dient dazu, die Daten unter Verwendung der zu dem auch immer durch den Sender in der RU oder CU verwendeten TDMA-, CDMA- oder SCDMA-Multiplexverfahren umgekehrten Prozedur zu demultiplexen.
Für einen RU-Empfänger dient der Rahmendetektor 882 dazu, bei der Taktrückgewinnung in SCDMA-Abwärtskanäle mit Barker-Codes zu helfen, die durch die CU gesendet werden, die den Haupttakt codiert. In 802.14- und MCNS-Umgebungen geschieht die Abwärtskanal-Taktrückgewinnung durch einen herkömmlichen Schaltungskomplex. In SCDMA-Abwärtskanälen wird die Taktrückgewinnung in den RUs durch den Rahmendetektor 882 durchgeführt, der den Feinabstimmungsschaltungskomplex verwendet, der in den PCT-Veröffentlichungen gelehrt wird. Dieser Schaltungskomplex erzeugt ein Taktsteuerungsnachlauf-Fehlersignal auf der Leitung 900, das durch das digitale Äquivalent eines Integrators in der Regelschleife 781 gesendet wird. Die Regelschleife dient als ein Schleifenfilter für eine phasenstarre Regelschleife, die den VCXO 45 enthält (nur die RU). Der Durchschnittsbildungsprozeß der Integration beseitigt das statistische Rauschen. Das integrierte Fehlersignal wird als ein Taktphasensteuersignal auf der Leitung 37 an den Fehlersignaleingang des VCXO 45 ausgegeben, um das zurückgewonnene Abwärfskanaltaktsignal auf der Leitung 43 nur in der RU zu erzeugen. Der CU-Empfänger weist keine Taktnachführungsschleife wie die gerade beschriebene auf.
Der Rahmendetektor 882 dient in CU-Empfängern auch dazu, Barker-Codes in Aufwärfskanallücken zum Zweck der Bereichseinstellung zu detektieren. Für RU-Empfänger in SCDMA-Abwärfskanalumgebungen wird der Rahmendetektor 882 verwendet, um Barker-Codes zu detektieren, die durch die CU in Abwärtskanallücken gesendet werden, um die CU-Rahmengrenzen aufzustellen, jedoch wird er nicht für diesen Zweck in irgendeiner anderen Abwärtskanalumgebung verwendet. Der Rahmendetektor 882 im CU-Empfänger dient auch dazu, nach Bereichseinstellungs-Barker-Codes zu suchen und unterstützt den Prozeß, den RUs zu befehlen, wie sie ihre Senderahmen-Zeitverzögerungswerte „OFFSET" abändern sollen, so daß ihre Barker-Codes die Lücke treffen. Der Rahmendetektor leitet eine Statusinformation hinsichtlich der Positionierung der Barker-Codes in den Lücken während der Bereichseinstellung ab. Diese Daten werden an die CPU 405 über DMA-Übertragungen über den Bus 755 weitergeleitet. Der Rahmendetektor dient auch dazu, Aufwärtskanalrahmen zu zählen. Die durch den Rahmendetektor abgeleitete Rahmenzählwertinformation wird über den Bus 755 zur CPU 405 gesendet.
Die CPU 405 führt TC-Schichtprozesse aus, um die Informationen zu verwenden, die auf dem Bus 755 empfangen werden, und erzeugt Abwärtskanalnachrichten, um die Bereichseinstellung und das Training auszuführen. Die Abwärtskanalnachrichten auf dem Bus 406 enthalten Daten hinsichtlich Kollisionen während der Bereichseinstellung und Daten, die an den Bereichseinstellungsschaltungskomplex im Sender zum Zweck der Einstellung des Senderahmen-Zeitverzögerungsversatzes gesendet werden. Diese Nachrichten an den Sender umfassen Daten, die der Sender-Bereichseinstellschaltung mitteilen, wenn der Barker-Code in jedem Rahmen empfangen worden ist, wodurch der Empfangsrahmenzeitbezug hergestellt wird, und wie der Verzögerungsfaktor einzustellen ist, der den Senderahmenzeitbezug herstellt, bevor jeder Barker-Code gesendet wird.
Im Fall eines CU-Empfängers werden die Daten aus jeder RU durch einen Prozeß detektiert, der ein RU-Aufwärtskanalsignal mit Präambeldaten verwendet, die durch die RU vor dem Senden von Nutzdaten gesendet werden, und den Rotationsverstärker 765 und den G2-Verstärker 788 verwendet, um die Amplituden- und Phasenfehler zu korrigieren. Das heißt, um Fehler der Interpretation der Aufwärtskanalempfangschipdaten zu minimieren, die durch eine Amplitudenvarianz verursacht wird, die durch differierende Weglängenverluste aus den RUs und Kanalbeeinträchtigungen verursacht werden, wird eine getrennte Verstärkungssteuerung und Phaseneinstellung für jede RU verwendet. Dies geschieht, indem von jeder RU eine Präambel bekannter Daten vor den Nutzdaten für jeden Zeitschlitz oder Minizeitschlitz gesendet werden, die jener bestimmten RU zugeordnet sind. Der Ausdruck Zeitschlitz in SCDMA-Systeme setzt vorraus, daß jede RU digitale Daten empfängt, die in Zeitschlitze im Aufwärtskanal eingesetzt werden, die jener RU durch die CU zugeordnet werden, wobei jeder Zeitschlitz auf Symbole in einem Rahmen abgebildet wird, deren Spektren unter Verwendung von Codes gestreut ist, die ebenfalls auf die Zeitschlitze durch die Minizeitschlitz-auf-Symbol-Abbildung abgebildet werden.
Um die Einzelverstärkungseinstellung für jede RU zu erreichen, wird ein G2-Verstärker 788 mit variabler Verstärkung im CU-Demodulator/Demultiplexer eingesetzt, der in 24 gezeigt wird, um die Daten jedes Zeitschlitzes mit einem einzelnen Verstärkungswert zu verstärken. Der einzelne Verstärkungswert wird hergestellt, um das Nah-Fern-Problem zu überwinden, so daß die Daten aus allen RUs unabhängig von ihrem Abstand von der CU mit demselben Amplitudenpegel an einem Zerleger 800 empfangen werden. Derselbe G2-Verstärker wird in den RU-Empfängern eingesetzt, jedoch ist der Verstärkungswert für alle Zeitschlitze oder Minizeitschlitze von der CU auf einem Wert fixiert, so daß die CU-Signale adäquat stark sein werden, um im Zerleger und einem Viterbi-Decodierer 850 detektiert zu werden.
Die Regelschleifenlogik 781 hilft beim Verstärkungseinstellprozeß in den RUs, indem sie ein Sollverstärkungssignal auf der Leitung 790 an den G2-Verstärker 788 sendet. Die Details der Gestaltung des Regelschleifen-Schaltungskomplexes 781 sind für die Erfindung nicht kritisch und jeder Fachmann kann einen geeigneten Schaltungskomplex entwickeln, um in der hierin angegebenen Weise zu arbeiten.
Im CU-Empfänger ergibt sich der Verstärkungseinstellfaktor auf dem Bus 790 aus den Eingaben, die auf den Bussen 792 und 794 empfangen werden. Die Eingabe auf dem Bus 792 im CU-Empfänger teilt der Regelschleife mit, welche Daten eines bestimmten Zeitschlitzes sich gegenwärtig am Eingang 789 des G2-Verstärkers 788 befinden und durch den TC-Schichtprozeß erzeugt werden, wobei Informationen aus dem CU-Minizeitschlitz-Zähler und einer Minizeitschlitz-auf-Rahmennummer-Abbildungsfunktion verwendet werden, die im IC-Schichtprozeß der CU ausgeführt wird. Die Regelschleife 781 im CU-Empfänger empfängt außerdem ein Eingangssignal auf dem Bus 1086 von der CPU 405 und einem TC-Schichtprozeß, der anzeigt, wenn Präambeldaten für einen bestimmten Zeitschlitz oder Minizeitschlitz durch die CU aus einer bestimmten RU empfangen werden.
Die Eingabe in die Regelschleife 781 auf dem Bus 794 aus dem Speicher 796 ist der Verstärkungseinstellfaktor zur Verwendung für die bestimmte RU, der zu jeder bestimmten Zeit empfangen wird. Der Speicher 796 speichert eine eindeutige Verstärkungs- und Phaseneinstellung, die für jede RU verwendet werden soll, sobald die richtigen Einstellungen für die RU bestimmt sind. Im RU-Empfänger speichert der Speicher 796 nur einen Verstärkungseinstellwert.
Während des Empfangs von Präambeldaten von einer bestimmten RU, die durch die Daten auf dem Bus 792 identifiziert wird, arbeitet die Regelschleife 781 mit dem Zerleger 800, dem G2-Verstärker 788 und einem Rotationsverstärker 765 zusammen, um einen Iterationsprozeß auszuführen. Die Gesamffunktion dieses Prozesses ist es, eine geeigneten Verstärkungs- und Phaseneinstellwert für die RU zu entwickeln, deren Präambeldaten empfangen werden. Der Iterationsprozeß besteht aus einer Sequenz von Iterationen und Einstellungen der Verstärkungs- und Phaseneinstellwerte auf den Bussen 790 und 802, um die Zerlegerfehler auf einen so kleinen Wert wie möglich zu reduzieren. Die Theorie hinter diesem Prozeß ist, daß durch die Einstellung der Amplitudenfehler- und Phasenfehler-Koeffizienten in der unten angegebenen Fehlerkorrekturfaktorgleichung die Verstärkung und die Phasenfehler, die die gesendeten Konstellationspunkte dieser RU beeinflussen, auf null reduziert werden können. Insbesondere ist es die Aufgabe des CU-Empfängerzerlegerdetektors 467 die korrekten 1/a- und e^–jϕ-Koeffizienten in einem Multiplikationsfaktor der Form:
(1/a)e^–jϕ
zu bestimmen, wobei 1/a der Verstärkungskorrekturkoeffizient ist, um das Nah-Fern-Problem zu lösen und die Kanalbeeinträchtigungen zu korrigieren; und
e^–jϕ der Phasenfehlerkorrekturkoeffizient ist, um das Nah-Fern-Problem zu lösen und Kanalbeeinträchtigungen zu korrigieren und die CU dazu zu bringen, trotz der differierenden Weglängen und differierenden Kanalbeeinträchtigungen zwischen der CU und jeder RU mit jeder einzelnen RU zu synchronisieren.
Insbesondere wird die CPU 405 der Regelschleife 781 und dem Zerleger 800 signalisieren, wenn Präambeldaten von einer RU über das Signal auf der Leitung 1086 empfangen werden, wodurch bewirkt wird, daß der Iterationsprozeß startet. Wenn die bekannten Präambeldaten empfangen werden, wird die Regelschleife Anfangswerte für die 1/a- und e^–jϕ-Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturfaktoren der Fehlerkorrekturtaktorglei chung setzen, und diesen auf Bussen 790 bzw. 802 an den G2-Verstärker 788 und Rotationsverstärker 765 senden. In der bevorzugten Ausführungsform sind der G2- und Rotationsverstärker derselbe Verstärker, jedoch werden sie in der Figur zur Klarheit der Darstellung des Konzepts getrennt gezeigt. Diese Schaltungen im CU-Empfänger werden an den empfangenen Datenabtastwerte arbeiten, um Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturen vorzunehmen. Nur im CU-Empfänger wird der Zerleger das empfangene Präambeldatensignal mit dem 3-j-Konstellationspunkt vergleichen, von dem er weiß, daß er vermutlich während der Präambel empfangen wird, um Amplituden- und Phasenkorrekturfaktoren für die besondere RU abzuleiten, die die Präambeldaten sendet. Die Amplituden- und Phasenfehler zwischen den tatsächlich empfangenen Daten und dem 3-j-Punkt werden auf dem Bus 798 an die Regelschleife 781 ausgegeben. Die Regelschleife 781 untersucht diese Fehlerwerte, und stellt die 1/a- und e^–jϕ-Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturfaktoren in einer geeigneten Richtung ein, um dazu beizutragen, den Zerlegerfehler zu minimieren. Der Prozeß wiederholt sich für den nächsten Präambel-3-j-Konstellationspunkt. Schließlich findet die Regelschleife Werte für die 1/a- und e^–jϕ-Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturfaktoren, die die Amplituden- und Phasenfehlerwerte auf dem Bus 798 minimieren. Diese Werte werden dann im Speicher 796 als die 1/a und e^–jϕ Amplituden- und Phasenfehlerkorrekturfaktoren zur Verwendung beim Empfang in den CU-Daten für den Zeitschlitze) gespeichert, der der bestimmten RU zugeordnet ist, für die die Korrekturfaktoren berechnet wurden. Der Prozeß wird für jede RU jedesmal wiederholt, wenn die RU von einem Leerlaufzustand in einen aktiven Zustand übergeht. Dieser Prozeß resynchronisiert den CU-Empfängerdetektionsprozeß für alle Daten der RU gelegentlich oder periodisch ohne die Verwendung von Nachführungsschleifen in der CU. Diese Korrekturfaktoren werden nur zur Steuerung der G2-Verstärker und Rotationsverstärker im CU-Empfänger verwendet und werden nicht verwendet, um irgendwelche Takt- oder Träger-VCXOs in Nachführungsschleifen zu steuern.
In der bevorzugten Ausführungsform wird die Ausgabe des Rotationsverstärkers 765 durch einen FFE-Filter 764 gefiltert, der dazu dient, die Vorläufer- und Nachläufer-Intersymbolinterferenz einzuschränken. Der FFE-Filter 764 ist ein adaptiver FIR-Filter. Adaptive FIR-Filter und viele der anderen digitalen Signalverarbeitungskomponenten des hierin offenbarten Schaltungskomplexes sind bekannt und werden im Detail in Elliott, Handbook of Digital Signal Verarbeitung: Engineering Applications, (Academic Press, Inc. San Diego, 1987), ISBN 0-12-237075-9 erläutert.
Der Empfänger der 24 verwendet zwei vorwärtsgeregelte Entzerrer (FFE) und zwei entscheidungsrückgekoppelte Entzerrer (DFE). Der erste FFE und DFE wird als Filter 764 kombiniert gezeigt. Der zweite FFE- und DFE-Filter ist die Schaltung 820. Die Schaltungen 820, 830, 832, 800, 767 und der FFE/DFE-Filter 764 werden zusammen verwendet, um das Training und den Leistungsabgleich durch den Prozeß zu implementieren, der in den PCT-Veröffentlichungen beschrieben wird. Dieser Prozeß kann durch andere bekannte Trainings- und Entzerrungsprozesse ersetzt werden.
Alle DFE- und FFE-Schaltungen sind FIR-Filter mit adaptiven Abgriffskoeffizienten. Es gibt einen Hauptabgriff, der als Abgriff 3 bezeichnet wird, und drei sekundäre Abgriffe, die als Abgriffe 0 bis 1 bezeichnet werden. Die DFE-Schaltung 820 und die FFE-Schaltung 764 empfangen ihrer adaptiven Abgriffskoeffizienten auf Bussen 842 bzw. 838 von der Fehlerquadratberechnungsschaltung 830.
Den FFE- und DFE-FIR-Filtern werden Anfangswerte für ihre adaptiven Abgriffskoeffizienten gegeben, die nah genug liegen, um es zuzulassen, daß der Anpassungsprozeß abläuft. Diese voreingestellten Koeffizienten werden von der CPU 405 über Busse 824 und 821 geliefert. Danach werden die Koeffizienten adaptiv durch Signale auf den Bussen 842 und 838 durch eine Fehlerquadratschaltung 830 verändert, die einen herkömmlichen Abgriffskoeffizientenberechnungsalgorithmus zur Vorläufer- und Nachläufer-Intersymbolinterferenzbeseitigung verwendet.
Die LMS startet mit den anfänglichen Abgriffsgewichten und berechnet iterativ die Faltungssumme zwischen den Abgriffseingangssignalen (Eingangssignale in jede Stufe der angezapften Verzögerungsleitungen) im FFE 764 und dem DFE 820 und die Abgriffskoeffizienten des FFE 764 und DFE 820, von denen alle durch bidirektionale Busse 842 und 838 erhalten werden. Die LMS empfängt dann Fehlersignale auf dem Bus 831, die durch eine Differenzberechnungsschaltung 832 berechnet werden, die als die Differenzen zwischen den erwünschten Datenpunkten auf dem Bus 836 und den empfangenen Datenpunkten auf dem Bus 834 definiert werden. Die LMS berechnet dann neue Abgriffsgewichte, indem die Fehlersignale mal den entsprechenden Abgriffseingangssignale multipliziert werden, die verwendet werden, um die Faltungssumme mal einer vorbestimmten Schrittgröße zu berechnen, was die Rate der Konvergenz an einem stabilen Wert einstellt, und das Resultat wird zu den alten Abgriffsgewichten addiert, um zu den neuen Abgriffsgewichten zu gelangen. Diese neuen Abgriffsgewichte waren zur Verwendung während der nächsten Iteration zum FFE 764 und DFE 820 geschickt.
Die LMS-Schaltung implementiert eine Berechnung, die auf der Tatsache beruht, daß die benötigten Änderungen der adaptiven Koeffizienten für die adaptiven FIR-Filter 764 und 820 proportional zum Fehler auf dem Bus 831 mal dem Konjugierten der Daten ist, die in die Filter eingegeben werden. Mit anderen Worten wird der Fehler mit komplexen Zahlen multipliziert, die die empfangenen Chips repräsentieren, deren Vorzeichen ihrer Q- oder imaginären Komponenten invertiert ist.
Der DFE-Filter beseitigt oder reduziert eine Nachläuferinterferenz durch Lieferung eines Subtraktionswerts auf dem Bus 846 an einen Subtrahierer 767. Die durch das DFE-Filter auf dem Bus 846 gesendeten Daten werden von den Daten auf dem Bus 769 subtrahiert, die durch den FFE-Filter 764 während des Entzerrungstrainingsintervalls ausgegeben werden. Eine Beseitigung der Vorläuferinterferenz und Nachläuferinterferenz aus den Daten auf dem Bus 834 erlaubt es dem Zerleger 800 und einem Viterbi-Decodierer 850, trotz der Kanalbeeinträchtigungen bessere Entscheidungen darüber zu treffen, welche Chips tatsächlich gesendet wurden. Die LMS-, DFE- und FFE-Schaltungen können in einigen einfacheren Ausführungsformen mit zum Beispiel nur 4 Punkten in ihren Konstellationen beseitigt werden. Um jedoch einen größeren Datendurchsatz zu erzielen, werden komplexere Konstellationen benötigt, und in einer solchen Situation liegen die Punkte näher beieinander und die Intersymbolinterferenz macht eine Entscheidungsdiskriminierung zwischen den Konstellationspunkten schwieriger. Dies erzeugt eine Notwendigkeit für den oben beschriebenen Schaltungskomplex zur Beseitigung der Intersymbolinterferenz.
Nach der Korrektur der Intersymbolinterferenz werden die korrigierten Daten über den Bus 834 zum Zerleger 800 geschickt. Der Zweck des Zerlegers ist es, augenblickliche Entscheidungen hinsichtlich dessen zu treffen, welchen Punkt in der Konstellation jeder Chip repräsentiert, zum Zweck, die Verstärkungs- und Phasenfehler zu erzeugen, die durch die Regelschleife benötigt werden, und zum Zweck, die erwünschten Daten auf dem Bus 836 zu erzeugen. Der Zerleger macht keinen Gebrauch vom redundanten Bit in jedem Chip, das durch den Trellis-Codierer zu diesem Zweck hinzugefügt wird, und macht folglich Fehler in den interpretierenden Chips. Es ist Aufgabe des Viterbi-Decodierers 850, diese Interpretationsfehler unter Verwendung der redundanten Bits zu korrigieren, die durch den Trellis-Codierungsmodulator im Sender hinzugefügt werden.
Viterbi-Decodierer sind in der Technik wohlbekannt, und jeder Viterbi-Decodiereralgorithmus wird zum Zweck, die Erfindung zu praktizieren, ausreichen. Im Grunde verfolgen der Viterbi-Decodierer 850 und der Speicher 852 den gegenwärtigen und letzten Zustand für jeden Zeitschlitz zum Zweck der Verfolgung eines Weges durch einen dreidimensionalen Raum, der durch die Konstellation zulässiger Eingangspunkte definiert ist, die über eine dritte Achse ausgedehnt sind, die die Zeit repräsentiert, die orthogonal zu den I- und Q-Achsen ist. Es gibt einen dieser dreidimensionalen Räume für jeden Zeitschlitz. Indem das redundante Bit oder Bits in jedem Chip verwendet werden, und der Weg, den die Zustände jedes Zeitschlitzes durch den passenden 3-D-Raum mit der Zeit nehmen, untersucht wird, trifft der Viterbi-Decodierer eine besser informierte Entscheidung hinsichtlich dessen, welchen zulässigen Punkt in der Konstellation zulässiger Punkte jeder Empfangs code repräsentiert. Die Information auf dem Bus 792 für den Viterbi-Decodierer vom TC-Schichtprozeß teilt dem Viterbi-Decodierer den Zeitschlitz oder Minizeitschlitz mit, während dem jeder Code, der auf dem Bus 836 empfangen wird, gesendet wird. Der Viterbi-Decodierer verwendet diese Information, um einen Adreßzeiger auf den Speicher 852 zu erzeugen, der auf die Zustandsinformation für jenen Zeitschlitz zeigt. Dies erlaubt es dem Speicher 852, die Zustandsinformation auszugeben, die durch den Viterbi-Decodierer verwendet wird, um seine Analyse vorzunehmen. Die zurückgewonnenen Aufwärtskanaldaten werden auf dem Bus 74/220 ausgegeben.
Obwohl die Erfindung in Form der bevorzugten und alternativen Ausführungsformen offenbart worden ist, die hierin offenbart werden, werden Fachleute mögliche alternative Ausführungsformen und andere Modifikationen der Lehren erkennen, die hierin offenbart werden. Es ist beabsichtigt, daß alle solchen alternativen Ausführungsformen und anderen Modifikationen im Rahmen der Ansprüche eingeschlossen sind, die hierzu beigefügt sind.
Zeichnungslegende FIG. 1
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Claims

Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät (CU), das an eine Vielzahl von Ferneinheits-Modems (RU) über ein gemeinsames Medium (30) gekoppelt ist und einen Haupttaktgeber (82) zur Ausgabe eines Haupttaktsignals (80) besitzt und einen Modulator (86) für den Abwärtskanal, welcher einen Eingang (90) für Abwärtskanaldaten und einen Ausgang (92) für Abwärtskanalsymbole besitzt, umfassend: – einen Zeitstempel-Zähler (228); – einen Zentraleinheits-(CU)-Abwärtskanal-Demodulator (108, 112, 214) mit einem Takteingang (102), einem Aufwärtskanal-Ausgang (118) für wiederhergestellte Daten und einem Aufwärtskanal-Signaleingang und mit einem Amplituden- und Phasenkorrektur-Signalerzeugungsmittel (781, 788, 765, 800, 796), das angepasst ist, bekannte Vorspann-Daten zu verarbeiten, die zumindest einigen Aufwärtskanal-Übertragungen von jedem Ferneinheits-(RU)-Sender vorangestellt wurden, um Phasen- und Amplituden-Korrektursignale für jeden RU-Sender zu erzeugen und zu speichern, wobei der Aufwärtskanal-Demodulator auch einen Ausgang (120) zur Ausgabe der Phasen- und Amplituden-Fehlerkorrektursignale für jeden spezifischen RU-Sender während der Zeit, in welcher die Signale des RU-Senders empfangen werden, besitzt, wobei der Aufwärtskanal-Demodulator Bereichseinstellungsmittel (882, 405, 176, 232, 228) umfasst, die angepasst sind, einen zweistufigen Bereichseinstellungsprozess zu implementieren und mit dem Abwärtskanal-Modulator gekoppelt sind, wobei die Bereichseinstellungsmittel einen Rechner (405) umfassen, der programmiert ist, einen Aufwärtskanal-Minislot-Zähler zu implementieren und den genannten zweistufigen Bereichseinstellungsprozess, um die übertragenen Signale jedes RU-Modems zu veranlassen, an dem CU-Aufwärtskanal-Demodulator zeitlich korrekt ausgerichtet anzukommen, um eine Superframe und Minislot-Grenzsynchronisation zu erreichen, wobei die Bereichseinstellungsmittel einen Frame-Detektor (882) beinhalten, der mit dem Rechner gekoppelt ist und der Rechner programmiert ist (882, 405), den zweistufigen Bereichseinstellungsprozess zu implementieren, beinhaltend eine erste Stufe, während welcher der Rechner angepasst ist, Nachrichten zu verschicken, um jedes RU-Modem zu unterstützen, eine anfängliche RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung zu berechnen zur Beschleunigung der zweiten Stufe des Bereichseinstellungsprozesses, gefolgt von der zweiten Stufe des Bereichseinstellungsprozesses, während welcher das CU-Sende-Empfangsgerät angepasst ist, eine Verarbeitung auf RU-Modem-Bereichseinstellungs-Übertragungen durchzuführen und Nachrichten zu senden, um die RU-Modems dabei zu unterstützen, ein Trial-and-Error-Bereichseinstellungsprotokoll auszuführen, um eine Übertragungsframe-Zeitsteuerungs-Verzögerung TD zu bestimmen, welche, wenn sie zu der anfänglichen RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung hinzuaddiert wird, eine präzise Aufwärtskanal-Minislot-und-Superframe-Grenzausrichtung für RU-Modem-Aufwärtskanal-Übertragungen erzielt, wobei Aufwärtskanal-Minislot- und -Superframe-Grenzen durch den Minislot-Zähler in dem CU-Sende-Empfangsgerät ausgezählt werden, und während der ersten Stufe ist das Bereichseinstellungsmittel angepasst, an die RU-Sender Synchronisations- und Aufwärtskanal-Deskriptor-(UCD)-Nachrichten zu vorherbestimmten Zeiten zu senden, wobei die Synchronisations- und UCD-Nachrichten Zeitstempel enthalten, welche Proben des Zahlwerts des Zeitstempel-Zählers in dem CU-Sende-Empfangsgerät sind und welche von den RU-Modems benutzt werden können, um die anfängliche RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung durch Benutzung der Synchronisations- und UCD-Nachrichten-Zeitstempeldaten zu berechnen, und der Rechner (405) programmiert ist, diese zweite Stufe des Bereichseinstellungsprozesses zu implementieren durch Senden von Bereichseinstellungs-Einladungsnachchten (550), welche spezifische Lücken benennen, während welcher Bereichseinstellungs-Übertragungen durch die RU-Modems gesendet werden können und durch Warten während dieser Lücken auf Bereichseinstellungs-Übertragungen und durch Senden von Nachrichten an die RU-Modems, um sie beim Bestimmen einer Übertragungsframe-Zeitsteuerungs-Verzögerung TD und eines Leistungspegels zu unterstützen, welche diese Lücke treffen und durch anschließendes Senden von Lern-Einladungsnachrichten (556) an die RU-Modems, welche die Lücke erfolgreich getroffen haben, womit die RU-Modems eingeladen werden, Lerndatenübertragungen vorzunehmen, welche Vorspänne von bekannten Symbolen beinhalten und durch Verarbeiten der Vorspann-Symboldaten von jedem RU-Modem, um Phasen- und Amplituden-Fehlerkorrekturfaktoren zu entwickeln, die einmalig für das RU-Modem sind, welches die Lern-Datenübertragungen gesendet hat und durch Verarbeiten der Lern-Datenübertragungen von jedem RU-Modem, um eine Feineinstellungs-Anpassung für den TD-Wert zu entwickeln, welche eine präzise Aufwärtskanal-Minislot-Grenzausrichtung und für das RU-Modem erreichen wird und Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten für jedes RU-Modem zu entwickeln und durch Senden der Feineinstellungs-Anpassung des TD-Werts und der Aufwärtskanal-Entzerrungskoeffizienten an das RU-Modem in einer Abwärtskanal-Nachricht; – einen ersten Mischer (94), welcher einen Eingang besitzt, der an den Auwärtskanal-Symbolausgang (92) gekoppelt ist und einen Abwärtskanal-Träger-Eingang (96) besitzt und einen Ausgang besitzt, der an das gemeinsame Medium (30) gekoppelt ist, – einen ersten Synthesizer (93), der einen Abwärtskanal-Takteingang (100) besitzt und einen Abwärtskanal-Träger-Ausgang (96) besitzt, der an den Abwärtskanal-Träger-Eingang des ersten Mischers gekoppelt ist; – einen Trenner (104) mit einem Taktausgang (100), welcher an den Abwärtskanal-Takteingang des ersten Synthesizers gekoppelt ist, und einen Takteingang (102) besitzt; – eine Phasenregelschleife (106) mit einem Taktausgang (102), der an den Takteingang des Trenners gekoppelt ist und an den Takteingang (102) des CU-Aufwärtskanal-Codemultiplex-Demodulators gekoppelt ist und einen Takteingang (80) besitzt, der gekoppelt ist, um das Haupttaktsignal zu empfangen, und angepasst ist, ein Taktsignal an dem Taktausgang (102) zu erzeugen, weiches ein M/N-Frequenzverhältnis zum Haupttaktsignal am Takteingang (80) besitzt, wobei M und N beide ganze Zahlen sind, zur Verwendung bei der Erzeugung eines Aufwärtskanal-Taktsignals (216) von der gleichen Frequenz wie ein RU-Aufwärtskanal-Taktsignal (192), welches durch jedes RU-Modem aus dem Abwärtskanal-Taktsignal erzeugt wird, das in jedem RU-Modem wiedergewonnen wird; – einen zweiten Synthesizer (114) mit einem Takteingang (100), der an den Taktausgang des Trenners gekoppelt ist und einen Aufwärtskanal-Träger-Ausgang (116) besitzt, und einen Amplituden- und Phasen-Korrektursignaleingang (120) besitzt, der gekoppelt ist, um Amplituden- und Phasen-Fehlerkorrektursignale für jeden RU-Sender während der Zeit zu empfangen, während welcher Aufwärtskanal-Signale von dem RU-Sender empfangen werden; und – einen zweiten Mischer (112) mit einem Aufwärtskanal-Träger-Eingang (116), der an den Aufwärtskanal-Träger-Ausgang (116) des zweiten Synthesizers (114) gekoppelt ist und einen Basisband-Ausgang besitzt, der an den Aufwärtskanal-Signaleingang des CU-Aufwärtskanal-Demodulators gekoppelt ist.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät (CU) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Abwärtskanal-Modulator (86) ein MCNS-Modulator ist.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät (CU) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der CU-Aufwärtskanal-Demodulator (108, 112, 214) ein Zeitmultiplex-Demodulator ist.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät (CU) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Werte von M und N programmierbar sind, jedoch durch die physikalischen Fähigkeiten der Phasenregelschleife (106) beschränkt sind.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät (CU) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Bereichseinstellungsmittel (882, 405, 176, 232, 228) angepasst sind, die CU-seitigen Verarbeitungsschritte des IEEE 802.14 Bereichseinstellungsprotokolls in einer MCNS-Umgebung für die zweite Stufe des Bereichseinstellungsprozesses zu implementieren.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät (CU) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Abwärtskanal-Modulator (86) ein synchroner Codemultiplex-Sender ist, der angepasst ist, Abwärtskanal-Frames zu übertragen, welche durch Lücken getrennt sind.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät (CU) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Bereichseinstellungs-Mittel (882, 405, 176, 232, 228) in dem CU-Sende-Empfangsgerät ein Zeitstempel-Einfügemittel (176) mit geringem Jitter umfasst, das daran angepasst ist, die Synchronisations-Nachrichten in Abwärtskanal-Übertragungen von dem CU-Sender einzufügen, derart, dass die Synchronisations-Nachrichten keine MPEG-Paket-Header queren und an der gleichen Stelle in jeden Vorwärts-Fehler-Korrektur-FEC-Frames eingefügt werden und der Rechner (405) in den Bereichseinstellungs-Mitteln programmiert ist, die CU-seitige Verarbeitung eines Trial-and-Error-Bereichseinstellungsprotokolls durchzuführen, das für die IEEE-802.14- und MCNS-Umgebung angepasst ist, umfassend die Schritte: 1) Senden einer Abwärtskanal-Bereichseinstellungs-Einladungsnachricht (550), die einen RU-Sender einlädt, der die Bereichseinstellung durchführen muss, die Bereichseinstellungs-Übertragung während eines Bereichseinstellungsintervalls zu beginnen, das aus einer Vielzahl von aufeinander folgenden Lücken besteht, beginnend mit Lücke X, wobei X eine Zahl ist, die identifiziert, wann die ersten Lücke in der Bereichseinstellungs-Sequenz auftritt; 2) Versuchen, während des Bereichseinstellungs-Intervalls, als Antwort auf die Bereichseinstellungs-Einladungs-Nachricht, eine temporäre ID-Sequenz zu empfangen, die aus einem Start-Bit besteht, gefolgt von 16 aufeinander folgenden An/Aus-Lücken, wobei exakt 50% der Lücken an sind und 50% aus sind, wobei eine An-Lücke definiert ist als eine Lücke, während welcher eine Barker-Code-Übertragung empfangen wird und eine Aus-Lücke als eine Lücke definiert ist, während welcher eine Barker-Code-Übertragung nicht empfangen wird, wobei jede Übertragung eines Barker-Codes die anfängliche RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung und einen ausgewählten Wert für die Übertragungs-Frame-Zeitsteuerungsverzögerung TD benutzt, um die Übertragung zeit lich zu steuern, in einem Versuch, ausgewählte Lücken in dem Bereichseinstellungs-Intervall zu treffen, mit den ausgewählten Lücken, während welcher Barker-Code-Übertragungen empfangen werden, wenn der Wert von TD korrekt ausgewählt wurde und ein Sendeleistungspegel adäquat ist, die temporäre ID-Sequenz zu definieren; 3) Wenn eine oder mehrere temporäre ID-Bit-Sequenzen von Barker-Codes während des Bereichseinstellungs-Intervalls empfangen wurden, Senden einer Abwärtskanal-Nachricht (554), die anzeigt, dass eine temporäre ID-Sequenz empfangen wurde und die anzeigt, was die temporäre ID-Sequenz war oder die anzeigt, dass eine Kollision aufgetreten ist; und mehr als eine RU die Bereichseinstellungs-Intervall-Lücke getroffen hat, und, wenn keine temporäre ID-Sequenz empfangen wurde, Senden einer weiteren Einladungsnachricht stromabwärts und Wiederholen von Schritten (2) und (3), bis eine temporäre ID-Sequenz einer einzelnen RU während des Bereichseinstellungs-Intervalls korrekt empfangen wurde und dann Senden einer Abwärtskanal-Nachricht, welche die temporäre ID angibt; 4) Senden einer Abwärtskanal-Lern-Einladungsnachricht (556) an die RU, deren temporäre ID empfangen wurde, welche eine Sequenz von Lücken identifiziert, während welcher die RU bekannte Lerndaten über vorherbestimmte benachbarte Codes senden soll; 5) Korrelieren der Lern-Daten gegen eine Vielzahl von benachbarten Spreiz-Codes, um zu bestimmen, ob eine Intersymbol-Interferenz ISI mit benachbarten Codes vorhanden ist, welche durch eine Fehlausrichtung bei der Frame/Minislot-Grenzsynchronisation verursacht wird; 6) Senden einer Nachricht (558) stromabwärts zu der RU, welche die Lern-Daten übermittelt hat, welche die RU-Kiloframe-Offset-Anpassung der RU anpasst, um die ISI zu minimieren; 7) Adaptives Anpassen der Verstärkung einer Verstärkungssteuerungsschaltung in dem CU-Sender während des Empfangs der Lern-Daten, um zu einem Verstärkungswert zu kommen, welcher den Leistungspegel von Signalen, die von dem RU-Modem empfangen wurden, auf einem gewünschten Leistungspegel herstellt, welches ungefähr der gleiche Leistungspegel ist, wie von den anderen RU-Modems empfangen; 8) Senden (558) der in dem vorhergehenden Schritt bestimmten Verstärkung stromabwärts zu der RU, welche die Lern-Daten übermittelt hat, um die RU zu veranlassen, ihre Leistungssteuerungssignale auf einem gewünschten Leistungspegel einzustellen; 9) Empfangen an dem CU-Modem, während eines Aufwärtskanal-Entzerrungs-Prozesses, von Übertragungen von Lern-Daten über eine vorherbestimmte Anzahl von zugewiesenen Minislots und Erlauben, dass adaptive FFE- und DFE-Filter in dem CU-Sende-Empfangsgerät gemeinsam mit einem Kleinste-Quadrate-Algorithmus die Gewichte der Filter an Werte anpassen, welche den Aufwärtskanal entzerren; 10) Übertragen (558) der in dem vorhergehenden Schritt eingestellten Gewichte stromabwärts zu der RU, welche die Lern-Daten übertragen hat, um die RU zu veranlassen, die Gewichte ihrer Übertragungsfilter anzupassen, um den Aufwärtskanal zu entzerren; 11) Durchführen des Abwärtskanal-Entzerrungsprozesses gemäß dem IEEE-802.14-Standard; 12) Senden einer Abwärtskanal-Nachricht (560), mit welcher die RU, welche den Lernvorgang gerade beendet hat, informiert wird, dass der Lernvorgang beendet ist und Veranlassen der RU, ihre MAC-Adresse an das CU-Sende-Empfangsgerät zu schicken; und 13) Empfangen einer Aufwärtskanal-Nachricht (562) von der RU, die den Lernvorgang gerade beendet hat, welche die 48-Bit-MAC-Adresse der RU enthält.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Aufwärtskanal-Demodulator (108, 112, 214) ein synchroner Codemultiplex-Demultiplexer ist und das Bereichseinstellungsmittel ein Mittel (176) umfasst zum Einfügen der Synchronisations-Nachrichten, so dass diese keine MPEG-Paketgrenzen queren und an der gleichen Stelle in jedem Vorwärts-Fehler-Korrekturframe eingefügt werden.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass – das Gerät ferner umfasst: – ein MPEG-Einkapselungs- und Zeitstempel-Einfügemittel (176), das Teil der Bereichseinstellungsmittel ist und einen Ausgang (178) für MPEG-Pakete besitzt, welcher an den Abwärtskanal-Daten-Eingang des Abwärtskanal-Modulators (180) gekoppelt ist, wobei die MPEG-Einkapselungs- und Zeitstempel-Einfügemittel einen Eingang (174) zum Empfangen von Medien-Zugriffs-Steuerungsframes von Abwärtskanal-Daten besitzt und einen Synchronisations-Nachrichten-Eingang (236) besitzt zum Empfangen von Synchronisations-Nachrichten und einen Ausgang (234) besitzt zur Ausgabe einer Einfüge-Anforderungs-Nachricht; – einen Synchronisations-Nachrichten-Generator (232), der einen Teil der Bereichseinstellungs-Mittel bildet und einen Eingang besitzt, der gekoppelt ist, um die Einfügeanforderungsnachricht zu empfangen und einen Ausgang besitzt, der gekoppelt ist, um Synchronisations-Nachrichten am Synchronisations-Nachrichten-Eingang bereitzustellen und einen Eingang (226) besitzt, der gekoppelt ist, um die Zeit stempel-Anzahl des Zeitstempel-Zählers (228) zu empfangen; – einen Zeitstempel-Abtaster (222), der einen Eingang besitzt, der gekoppelt ist, um den Zeitstempel-Zählwert des Zeitstempel-Zählers zu empfangen und einen Kiloframe-Marker-Signaleingang (224), um ein Aufwärtskanal-Kiloframe-Markersignal zu empfangen und zu funktionieren, um den Zählwert des Zeitstempel-Zählers zum Zeitpunkt des Auftretens des Kiloframe-Marker-Signals zu speichern und es an einem Ausgang (240) einem Medien-Zugriffs-Steuentngsprozess zuzuführen, der in dem Rechner (405) ausgeführt wird, zur Einfügung in die UCD-Nachricht; und – der Aufwärtskanal-Demodulator (108, 112, 214) imstande ist, entweder Zeit-gemultiplexte oder synchrone Code-gemultiplexte Aufwärtskanal-Übertragungen von den RU-Modems zu demodulieren und zu demultiplexen und das Aufwärtskanal-Kiloframe-Markersignal an einem Ausgang (224) zu erzeugen, der mit dem Kiloframe-Marker-Signaleingang gekoppelt ist.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät (CU) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass: – der Minislot-Zähler, der in einem Medien-Zugriffssteuerungsprozess implementiert ist, welcher durch den Rechner (405) in dem CU-Sende-Empfangsgerät ausgeführt wird, angepasst ist, bei einem programmierbaren Zählwert auf 0 zurückzugehen, welcher eine CU-Aufwärtskanal-Superframe-Grenze für Aufwärtskanal-Symbolübertragungen definiert; und – das Bereichseinstellungsmittel des CU-Sende-Empfangsgeräts einen Symbolzähler (405) umfasst, der angepasst ist, zur gleichen Zeit auf 0 zurückzugehen wie der Minislot, und die Minislot-Zähler und Symbol-Zähler-Informationen benutzt werden, um Minislots RU-Modems für Aufwärtskanal-Übertragungen zuzuweisen.
Zentraleinheits-Sende-Empfangsgerät nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Abwärtskanal-Modulator (86) und die Bereichseinstellungs-Mittel angepasst sind, gemeinsam Abwärtskanal-Daten (90) in Form von Paketen mit Headern zu empfangen und zu funktionieren, um die Pakete und Header in Vorwärts-Fehler-Korrekturframes mit Overheadbits und ECC-Fehler-Detektions- und Korrekturbits hierin zu zerlegen und die Synchronisations-Nachrichten und die UCD-Nachrichten in den Strom von Abwärtskanal-Daten einzufügen, um ein niedriges Jitter zu erreichen durch Überwachen des Punkts der Einfügung jeder Synchronisations- oder UCD-Nachricht in jedes Paket basierend auf der Länge der Daten und der Header-Bereiche des Pakets und der Länge der Synchronisations- oder UCD-Nachricht und Verändern des Punkts der Einfügung, wenn die Synchronisations-Nachricht oder die UCD-Nachricht nicht vollständig in den Datenbereich eines Pakets hineinpassen und den Header-Bereich queren würden, so dass kein Queren von Paket-Headern durch Synchronisations- oder UCD-Nachrichten auftritt.
Verfahren, das in einem Zentraleinheits-Modem (CU) durchgeführt wird, das an eine Vielzahl von Ferneinheits-Modems (RU) über ein gemeinsames Übertragungsmedium (30) gekoppelt ist, umfassend die Schritte: – Erzeugen eines Haupttaktsignals (80, 184) in dem CU-Modem; – Erzeugen eines Abwärtskanal-Taktsignals (80) aus dem Haupttaktsignal, um hiermit phasenkohärent zu sein oder zum Erzeugen eines Aufwärtskanal-Taktsignals (216) in dem CU-Modem aus dem Haupttaktsignal (80, 184), um hiermit phasenkohärent zu sein und um die gleiche Frequenz wie ein RU-Aufwärtskanaltaktsignal (192) zu besitzen, welches durch jedes RU-Modem aus dem Abwärtskanal-Taktsignal erzeugt wird, welches in jedem RU-Modem wieder gewonnen wird, wobei das RU-Aufwärtskanal-Taktsignal (192) in jedem RU-Modem benutzt wird, um Aufwärtskanal-Daten zu dem CU-Modem zu übertragen, wobei das Aufwärtskanal-Taktsignal (216), das in dem CU-Modem erzeugt wird, eine Frequenz besitzt, die M/N mal die Frequenz des Abwärtskanal-Taktsignals ist, wobei M und N ganze Zahlen sind, wobei die Phasenkohärenz derart ist, dass jegliche Frequenz- oder Phasenänderungen in dem Haupttaktsignal ähnliche Änderungen in der Frequenz und/oder der Phase der Aufwärtskanal- und Abwärtskanal-Taktsignale in dem CU-Modem verursachen; – Benutzen eines Abwärtskanal-Modulators (86), welcher Abwärtskanal-Daten zu der Vielzahl von Ferneinheits-Modems (RU) über das gemeinsame Übertragungsmedium (30) überträgt unter Benutzung des Abwärtskanal-Taktsignals (80) und eines Abwärtskanal-Trägersignals (96); – Zählen (228) eines Taktsignals, um eine Zeitstempel-Zählung zu erzeugen; – Abtasten (222) der Zeitstempel-Zählung bei Empfang jeder Aktivierung eines Aufwärtskanal-Frame-Grenzsignals; – Erzeugen (232) von Synchronisations-Nachrichten zumindest zu jedem vorherbestimmten Betrag an Zeit, wobei jede Synchronisations-Nachricht einen Zeitstempel-Zählwert enthält; – Einfügen der Synchronisations-Nachrichten in einen Strom von Abwärtskanal-Daten, die durch den Abwärtskanal-Modulator zu übertragen sind, – Benutzen eines Aufwärtskanal-Taktsignals (102) und eines Aufwärtskanal-Trägersignals (116) in einem Aufwärtskanal-Demodulator, um Aufwärtskanal-Burst-Übertragungen von den RU-Modems zu demodulieren und zu demultiplexen, wobei zumindest einige der Bursts bekannte Vorspann-Daten enthaften, und Benutzen der bekannten Vorspann-Daten, die mindestens einigen der Aufwärtskanal-Bursts vorangestellt sind, welche durch jedes RU-Modem übermittelt werden, um Phasen- und Amplituden-Korrektur-Faktoren zu erzeugen, die einmalig für das RU-Modem sind, welches den Burst und den Vorspann übermittelt hat, und Benutzen der Phasen- und Amplituden-Korrektur-Faktoren jedes RU-Modems, um Phasen- und Amplituden-Fehler in jeder Aufwärtskanal-Datenübertragung von dem RU-Modem zu korrigieren und Zählen von Aufwärtskanal-Frames und Aktivieren des Aufwärtskanal-Frame-Grenzsignals bei mindestens einigen der Aufwärtskanal-Frame-Grenzen, und Erzeugen (232) einer Aufwärtskanal-Kanaldeskriptor-UCD-Nachricht, welche eine Probe des Zeitzähler-Zählwerts bei mindestens einigen der Aufwärtskanal-Frame-Grenzen enthält und Einfügen der UCD-Nachrichten in den Strom von Abwärtskanal-Daten, die zu übertragen sind, um jedes RU-Modem zu unterstützen, eine erste Stufe eines Bereichseinstellungs-Prozesses zu implementieren, in welchem jedes RU-Modem aus Daten in den Synchronisations- und UCD-Nachrichten eine anfängliche RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung berechnet, welche, wenn als Offset in einem Symbol-Zähler in dem RU-Modem gesetzt, die zweite Stufe eines zweistufigen Bereichseinstellungsprozesses beschleunigt; und – Senden von Bereichseinstellungs-Einladungs-Nachrichten (550), die spezifische Lücken benennen, während welcher Bereichseinstellungs-Übertragungen durch die RU-Modems geschickt werden können und Warten während dieser Lücken auf Bereichseinstellungs-Übertragungen und Senden von Nachrichten zu den RU-Modems, um sie beim Bestimmen einer Übertragungs-Frame-Zeitsteuerungs-Verzögerung TD und eines Leistungspegels zu unterstützen, welches die Lücke trifft, und dann Senden von Lern-Einladungs-Nachrichten (556) zu RU-Modems, welche die Lücke erfolgreich getroffen haben, die RU-Modems einladen, Lern- Datenübertragungen vorzunehmen, welche Vorspanne von bekannten Symbolen enthalten und Verarbeiten der Vorspann-Symboldaten von jedem RU-Modem, um Phasen- und Amplituden-Fehler-Korrekturfaktoren zu entwickeln, die einmalig für das RU-Modem sind, welche die Lern-Datenübertragungen gesendet hat und Verarbeiten der Lern-Daten-Übertragungen von jedem RU-Modem, um eine Feineinstellungs-Anpassung für jeden TD-Wert zu entwickeln, welcher eine präzise Aufwärtskanal-Minislot-Grenzausrichtung erzielen wird und für das RU-Modem und Aufwärtskanal-Entzerrungskoeffizienten für das RU-Modem zu entwickeln, und Senden der Feineinstellungsanpassung des TD-Werts und der Aufwärtskanal-Entzenungskoeffizienten zu dem RU-Modem in einer Abwärtskanal-Nachricht.
Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass – es ferner die Schritte umfasst: – Senden einer Bereichseinstellungs-Einladungs-Nachricht (550), welche eine besondere Menge von einer oder mehreren Bereichseinstellungs-Lücken identifiziert und jedes RU-Modem, das eine Aufwärtskanal-Superframe und -Minislot-Grenzsynchronisation erreichen muss, einlädt, Bereichseinstellungs-Übertragungen zu übertragen in einem Versuch, diese Lücke zu treffen, wobei die Bereichseinstellungs-Einladungs-Nachricht jedes RU-Modem, das eine Bereichseinstellung durchführen muss, veranlasst, als einen anfänglichen Bereichseinstellungs-Offset den anfänglichen RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset plus einen anfänglichen Wert für die Übertragungs-Frame-Zeitsteuerungsverzögerung (TD) zu setzen, um dann eine Bereichseinstellungs-Übertragung (552) zu übertragen, wel che das RU-Modem in einem Versuch, eine oder mehrere der Lücken zu treffen, identifiziert, – und – Warten auf die Bereichseinstellungs-Übertragung (552) während einer oder mehrerer der Lücken und Bestimmen, ob die Bereichseinstellungs-Übertragungen während diesen einer oder mehreren Lücken angekommen sind, und, wenn ja, Bestimmen, ob mehr als eine der Bereichseinstellungs-Übertragungen des RU-Modems während einer oder mehrerer Lücken angekommen ist, wodurch eine Kollision verursacht wurde, und Senden einer Bereichseinstellungs-Status-Nachricht (554), die anzeigt, ob RU-Bereichseinstellungs-Übertragungen während einer oder mehrerer Lücken detektiert wurden und ob eine Kollision aufgetreten ist, – Wiederholen der Schritte des Sendens von Bereichseinstellungs-Einladungs-Nachrichten (550) und Warten auf Bereichseinstellungs-Übertragungen (552) und Senden von Bereichseinstellungs-Status-Nachrichten, bis Bereichseinstellungs-Übertragungen eines einzelnen RU-Modems während einer oder mehrer Lücken angekommen sind, – Bestimmen aus den Bereichseinstellungs-Übertragungen einer temporären Identifikation des einzelnen RU-Modems, welches die Bereichseinstellungs-Übertragungen gesendet hat, welche während einer oder mehrer Lücken angekommen sind, – Senden einer Lern-Einladungs-Nachricht (556) an das RU-Modem, welches die temporäre Identifikation besitzt, um das RU-Modem zu veranlassen, bekannte Lern-Daten zu übertragen, deren Spektrum über eine Vielzahl von benachbarten, zyklischen Spreizcodes gespreizt ist, – Verarbeiten der Lern-Daten, um zu bestimmen, ob eine Anpassung in der Übertragungs-Frame-Zeitsteuerungs-Verzögerung TD des RU-Modems, das die Lern-Daten gesendet hat, notwendig ist, um eine präzise Aufwärtskanal-Minislot-Grenz-Synchronisation zu erreichen und – Senden einer Abwärtskanal-Nachricht (558) zu dem RU-Modem, die es anleitet, wie seine Übertragungs-Frame-Zeitsteuerungs-Verzögerung TD anzupassen ist, um eine präzise Minislot-Grenz-Synchronisation zu erreichen, so dass die Aufwärtskanal-Übertragungs-Minislot-Grenzen sich im CU-Modem zeitlich mit den Aufwärtskanal-Minislot-Grenzen der Aufwärtskanal-Minislots, welche dem RU-Modem zur Übertragung zugewiesen sind, angleichen, wie ausgezählt durch einen Aufwärtskanal-Minislot-Zähler in dem CU-Modem.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner die Schritte umfasst: – Anpassen der Verstärkung eines Verstärkungssteuerungsverstärkers in dem CU-Modem unter Benutzung der Lern-Daten, die durch ein RU-Modem übertragen wurden, welches den Bereichseinstellungs-Prozess durchführt, im Folgenden die lernende RU genannt, bis gegen eine Verstärkung konvergiert wird, die Symbole veranlasst, welche von dem RU-Modem empfangen wurden, bei ungefähr dem gleichen Leistungspegel empfangen zu werden, wie Symbole, welche durch andere RU-Modems übertragen werden; – Senden einer Abwärtskanal-Nachricht (558) zu der lernenden RU, welche das Verstärkungsniveau enthält, auf das durch den Verstärkungs-Steuerungsverstärker in dem CU-Modem konvergiert wurde, mit Anweisungen, die Verstärkung des Senders der lernenden RU auf das Verstärkungsniveau in der Abwärtskanal-Nachricht zu setzen; – Anpassen der Koeffizienten von FFE- und DFE-Entzerrungsfiltern in dem CU-Modem während des Empfangs von Lern-Daten von der lernenden RU, um Koeffizienten zu erreichen, welche den Aufwärtskanal zwischen dem CU-Modem und der lernenden RU entzerren; und – Senden einer Abwärtskanal-Nachricht zu der lernenden RU, welche die Entzerrungsfilter-Koeffizienten enthält und Anweisen der lernenden RU, die Entzerrungsfilterkoeffizienten zu verwenden, um Filtergewichtssteuersignale eines Vorverzerrungsfilters (468) in dem Sender der lernenden RU zu steuern.
Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner die Schritte umfasst des Sendens einer Nachricht (560) stromabwärts zur lernenden RU nach oder mit den oder der Abwärtskanal-Nachricht(en) (558), die zu der lernenden RU gesendet wurden, welche endgültige Werte für TD, Verstärkungs- und Entzerrungs-Filter-Koeffizienten enthalten, welche anzeigt, dass der Lernvorgang beendet ist, und Veranlassen der lernenden RU, ihre MAC-Adresse zu senden, und Empfangen der MAC-Adresse, welche durch die lernende RU gesendet (562) wurde.
Ferneinheits-Modem (RU) mit einem Abwärtskanal-Demodulator (144, 186) zur Benutzung in einem bidirektionalen, verteilten digitalen Datenkommunikationssystem mit einem Zentraleinheits-Modem und einer Vielzahl von verteilten RU-Modems, die an das CU-Modem über ein gemeinsames Übertragungsmedium (30) gekoppelt sind, wobei: – der Abwärtskanal-Demodulator einen Frame-Detektor (882) umfasst, der gekoppelt ist, um ein Taktsteuerungssignal (900) an einem spannungsgesteuerten Oszillator (45) bereitzustellen, um einen wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takt (138, 188) zu erzeugen, der phasenkohärent mit einem Haupttakt in dem CU-Modem ist, und angepasst ist, den wiedergewonnen Abwärtskanal-Takt zu benutzen, um einen Abwärtskanal-Träger (132) und einen Aufwärtskanal-Träger (119) zu synthetisieren, welche beide phasenkohärent mit dem wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takt (138, 188) sind, jedoch in der Frequenz unterschiedlich, so dass jegliche Änderungen in Frequenz oder Phase des Haupttakts entsprechenden Änderungen in Frequenz oder Phase des wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takts und der Abwärtskanal- und Aufwärtskanal-Träger verursachen wird, welche hieraus erzeugt wurden, und der Abwärtskanal-Demodulator umfasst Empfangsmittel (114, 750, 883, 764, 767, 800, 832, 830, 820, 850), die angepasst sind, den wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takt und den Abwärtskanal-Träger zu benutzen, um Abwärtskanal-Signale zu demodulieren, welche durch das CU-Modem übertragen wurden, und Abwärtskanal-Daten und -Nachrichten wiederzugewinnen; – das RU-Modem umfasst einen Aufwärtskanal-Taktgenerator (136, 190) in Form einer Phasenregelkreisstruktur, um den wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takt (138, 188) zu empfangen und hieraus einen Aufwärtskanal-Takt (115, 192) zu erzeugen, weicher eine Frequenz besitzt, die M/N mal die Frequenz des Abwärtskanal-Takts ist, wobei M und N ganze Zahlen sind und welche phasenkohärent mit dem wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takt und dem Haupttakt ist, so dass jegliche Änderungen in Frequenz oder Phase des Haupttaktes entsprechend Änderungen in Frequenz oder Phase des Aufwärtskanal-Takts verursachen, wobei der Aufwärtskanal-Takt (115, 192), der durch den Aufwärtskanal-Generator (136, 190) erzeugt wird, die gleiche Frequenz wie ein Aufwärtskanal-Taktsignal besitzt, das in dem CU-Modem aus dem Haupttakt erzeugt wird und benutzt wird, um Aufwärtskanal-Übertragungen von dem RU-Modem wiederzugewinnen; und – das RU-Modem umfasst einen Sender (107, 113, 111, 196, 210, 189, 208, 202), der angepasst ist, den Aufwärtskanal-Takt (115, 192) und den Aufwärtskanal-Träger (119) und zugewiesene Minislot-Nummern, die von dem CU-Modem empfangen wurden, und einen Symbol- und Minislot-Zählwert, versetzt um einen endgültigen Bereichseinstellungs-Offset, der in einem zweistufigen Bereichseinstellungsprozess entwickelt wurde, benutzt, um Übertragungen von Aufwärtskanal-Daten-(113, 198)-Bursts zeitlich zu steuern, welche Minislot-Grenzen besitzen, die bei Ankunft an dem CU-Modem zeitlich mit den Grenzen von Minislots ausgerichtet sind, die in Abwärtskanal-Nachrichten dem RU-Modem für Aufwärtskanal-Übertragungen durch das CU-Modem zugewiesen sind, wobei die Übertragungen gemultiplext werden entweder unter Benutzung von Zeitmultiplex oder synchronem Codemultiplex, um Signale unterschiedlicher Quellen zu trennen und Frequenzmultiplex, um die Aufwärtskanal-Signale auf dem Übertragungsmedium von den Abwärtskanal-Signalen zu trennen, wobei der Sender einen Symbolzähler (422) beinhaltet, der angepasst ist, Aufwärtskanal-Symbole und Minislots zu zählen und einen Rechner (408), der programmiert ist, Abwärskanal-Nachrichten von dem CU-Modem zu empfangen und auf Nachrichten zu achten, die Aufwärtskanal-Minislot-Zuweisungen enthalten, welche durch das CU-Modem gemacht wurden und weitere Nachrichten, die Daten enthalten, welche die gewünschten Eigenschaften von Aufwärtskanal-Bursts definieren, und Steuersignale erzeugen, um den Sender zu steuern, Bursts zu übertragen mit Eigenschaften, welche durch das CU-Modem in den Abwärtskanal-Nachrichten gesteuert werden und bekannte Vorspann-Daten, die mindestens einigen der Aufwärtskanal-Bursts vorangestellt sind, bereitzustellen, wobei der Sender ferner einen Synchronisations-Nachrichten-Detektor (189) umfasst, der gekoppelt ist, um die Abwärtskanal-Nachrichten zu empfangen, welche durch den Abwärtskanal-Demodulator ausgegeben wurden und Synchronisations-Nachrichten zu detektieren und ein Synchronisations-Nachrichten-Detektions-Signal (191) zu aktivieren, wenn eine Synchronisationsnachricht detektiert wurde, einen RU-Kiloframe-Zähler (202), der gekoppelt ist, um den Aufwärtskanal-Takt zu empfangen und ein Taktsignal in dem RU-Modem zu zählen, beginnend beim Anschalten und zurückgesetzt bei jeder RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenze, und einen RU-Kiloframe-Abtaster (208), der gekoppelt ist, um das Synchronisations-Detektions-Signal zu empfangen und an den RU-Kiloframe-Zähler gekoppelt ist und funktioniert, um den Kiloframe-Zählwert in dem RU-Kiloframe-Zähler abzutasten, wenn das Synchronisations-Detektionssignal aktiviert wurde, um einen RU_TS-Faktor zu erzeugen, und der Rechner (408) ist programmiert, Synchronisations- und Aufwärtskanal-Deskriptor-UCD-Nachrichten (193, 409) von dem CU-Modem zu empfangen und Zeitstempel-Daten in den Synchronisationsdaten- und UCD-Nachrichten und den RU-TS-Faktor zu benutzen, um eine erste Stufe eines zweistufigen Bereichseinstellungs-Prozesses durchzuführen, durch Berechnen einer anfänglichen RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung (264) unter Benutzung eines vorherbestimmten Algorithmus, wobei die anfängliche RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung eine ist, welche, wenn in dem Symbolzähler (422) in dem Sender gesetzt, zumindest eine grobe Minislot-Grenz- und Frame-Synchronisation erreicht, um Aufwärtskanal-Superframe- und Minislot-Grenzen in Aufwärtskanal-Burst-Daten, welche durch das RU-Modem übermittelt wurden, mit Superframe- und Minislot-Grenzen anzugleichen, wie bestimmt aus einem Aufwärtskanal-Minislot-Zähler in dem CU-Modem und dem RU-Modem für Aufwärtskanal-Übertragungen durch Verwaltungs- und Steuerungs-Nachrichten zugewiesen, die stromabwärts von dem CU-Modem zu dem RU-Modem übertragen wurden, und der Rechner (408) ist programmiert, eine zweite Stufe des zweistufigen Bereichseinstellungs-Prozesses durchzuführen durch Benutzung der anfänglichen RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung (264), die während der ersten Phase berechnet wurde, um einen Offset-Wert des Symbolzählers anzupassen, und durch anschließendes Empfangen von dem CU-Modem mindestens einer Bereichseinstellungs-Einladungsnachricht (550), welche mindestens eine Bereichseinstellungs-Lücke identifiziert und durch Einladen zu Bereichseinstellungs-Übertragungen und der Rechner (408) ist ferner programmiert, durch Benutzung der anfänglichen RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung plus einem anfänglichen Übertragungs-Frame-Zeitsteuerungs-Verzögerungswert TD zu antworten, um das Senden einer Bereichseinstellungs-Übertragung zeitlich zu steuern, welche das RU-Modem identifiziert, in einem Versuch, die mindestens eine Bereichseinstellungs-Lücke zu treffen, und durch Benutzen eines anfänglichen Leistungspegels für die Bereichseinstellungs-Übertragung, und der Rechner (408) ist auch programmiert, auf Bereichseinstellungs-Status-Nachrichten (554) zu überwachen, welche an das RU-Modem von dem CU-Modem gerichtet sind, und, wenn keine Bereichseinstellungs-Status-Nachricht empfangen wird, die anzeigt, dass die Lücke durch die Bereichseinstellungs-Übertragung getroffen wurde, eine Trial-and-Error-Anpassung des TD-Werts und des Leistungspegels fortzusetzen, bis eine Kombination von TD und Leistungspegel erreicht wird, welche bewirkt, dass eine Bereichseinstellungs-Status-Nachricht durch das RU-Modem empfangen wird, die anzeigt, dass eine Bereichseinstellungs-Übertragung von dem RU-Modem die Lücke getroffen hat und keine Kollision mit irgendeiner anderen Bereichseinstellungs-Übertragung stattgefunden hat, und einen Bereichseinstellungs-Offset zu berechnen, der bewirkt hat, dass die Lücke getroffen wurde, durch Addieren des Werts von TD, der bewirkt hat, dass die Lücke getroffen wurde, zu der anfänglichen RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung, und der Rechner (408) ist auch programmiert, anschließend auf eine Lern-Einladungs-Nachricht (556) zu überwachen, und hierauf zu antworten durch Übertragen bekannter Lern-Daten und auf eine Abwärtskanal-PHY-Parameter-Anpassungs-Nachricht (558) von dem CU-Modem zu überwachen, welche eine Feineinstellungs-Anpassung für den TD-Wert bereitstellt, und diese Feineinstellungs-Anpassung zu benutzen, um den TD-Wert weiter anzupassen, um eine präzise Aufwärtskanal-Minislot-Grenz- und Frame-Synchronisation zu erreichen, und Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten und Leistungs-Angleichungs-Daten in der PHY-Parameter-Anpassungs-Nachricht von dem CU-Modem zu empfangen und diese Daten zu benutzen, um die Filterkoeffizienten eines Aufwärtskanal-Entzerrungsfilters (468) in dem Sender anzupassen, um Aufwärtskanal-Entzerrung zu erreichen und den Leistungspegel (474, 528) von Aufwärtskanal-Übertragungen anzupassen, so dass alle Übertragungen von dem RU-Modem auf dem gleichen Leistungspegel ankommen.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender Mittel beinhaltet, die angepasst sind, Daten stromaufwärts zu übertragen unter Benutzung synchronen Code-Multiplexings, und der Rechner (408) programmiert ist, auf eine Lern-Einladungs-Nachricht zu antworten durch Übertragung bekannter Lern-Daten auf einem vorherbestimmten einer Vielzahl von Spreizcodes.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender Mittel umfasst, die angepasst sind, Daten stromaufwärts zu übertragen unter Verwendung von Mehrfachzugriffs-Zeitmultiplexing.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender Mittel beinhaltet, die angepasst sind, Daten stromaufwärts zu übertragen unter Verwendung von Mehrfachzugriffs-Diskretem-Mehrton-DMT-Multiplexing.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender Mittel beinhaltet, die angepasst sind, Symboldaten stromaufwärts zu übertragen unter Verwendung synchronen Code-Multiplexings durch Abbilden von Minislots, die dem Modem zugewiesen sind, auf eines oder mehrere Symbole und auf einen oder mehrere Spreizcodes.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender Mittel beinhaltet, die angepasst sind, Symboldaten stromaufwärts zu übertragen unter Verwendung von DMT-Multiplexing durch Abbilden von Minislots, die dem Modem zugewiesen sind, auf eines oder mehrere Symbole und eine oder mehrere Frequenzen.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner Mittel umfasst, die angepasst sind, die Abbildung zwischen Minislots und Symbolen und Spreizcodes selektiv zu verändern.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner Mittel umfasst, die angepasst sind, die Abbildung zwischen Minislots und Symbolen und Frequenzen selektiv zu verändern.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender angepasst ist, Aufwärtskanal-Daten in den Aufwärtskanal-Signalen auf der Basis von zugewiesenen Minislots zu multiplexen, welche durch einen Minislot-Zähler in einem CU-Modem gezählt werden und gleichzeitig durch einen Minislot-Zähler im Sender gezählt werden, wobei der Sender angepasst ist, zu bestimmen, in welchen Aufwärtskanal- Minislots zu übertragen ist, unter Verwendung von Minislot-Zuweisungsdaten, die in Nachrichten in den Abwärtskanal-Signalen empfangen wurden, wobei der Minislot-Zähler im CU-Modem einen Rücksetzwert besitzt, der eine CU-Superfame-Grenze definiert, und die PHY-Parameter-Anpassungs-Nachricht Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten enthält, die aus den Lern-Daten abgeleitet sind, welche in Antwort auf die Lern-Einladungs-Nachricht übertragen wurden, und der Rechner (408) ist programmiert, die Entzerrungs-Koeffizienten zu verwenden, um neue Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten für ein programmierbares Vorverzerrungsfilter (468) abzuleiten, und der Begriff Frame-Synchronisation bedeutet, dass Aufwärtskanal-Bursts während zugewiesener Minislots und Superframes, welche vom RU-Modem übermittelt werden, an dem CU-Modem ankommen, wobei ihren Superframe- und Minislot-Grenzen zeitlich angeglichen sind mit den CU-Superframe und Minislot-Grenzen und zeitlich angeglichen sind mit den Superframe- und Minislot-Grenzen von Aufwärtskanal-Übertragungen von jedem anderen RU-Modem, welchem die gleichen Minislots) zugewiesen wurden, welches jedoch unterschiedliche Spreizcodes benutzt, wobei die Aufwärtskanal-Kiloframes, die durch das RU-Modem mit Superframe-Grenzen übermittelt wurden, Grenzen besitzen, welche durch gleichzeitiges Rücksetzen eines Minislot-Zählers und des Symbol-Zählers (422) im Sender definiert sind, und jeder Superframe, der durch den Sender gezählt wird, die gleiche Dauer wie ein Superframe besitzt, welcher durch gleichzeitiges Zurücksetzen eines Symbol-Zählers und des Minislot-Zählers im CU-Modem definiert wird, und die endgültige Bereichseinstellungs-Offset-Anpassung, die eine präzise Frame-Synchronisation erreicht, ein Offset ist, welcher bewirkt, dass eine Übertragung, die an einer Superframe-Grenze eines RU-Modems begonnen wurde, exakt bei der gleichen Superframe-Grenze ankommt, wie bestimmt durch die Zähler im CU-Modem.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass Abwärtskanal-Signale, welche durch das CU-Modem übertragen werden, die Synchronisations-Nachrichten zumindest alle 200 Millisekunden enthalten, und die UCD-Nachrichten einen Zeitstempel enthalten von einem Zeitstempel-Zähler im CU-Modem, der zu dem Zeitpunkt des Auftretens einer Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenze an dem CU-Modem erstellt wurde.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Synchronisations-Nachrichten-Detektor (189) angepasst ist, eine erste Synchronisations-Nachricht (256) zu detektieren und eine erste UCD-Nachricht, welche eintrifft, nachdem der zweistufige Bereichseinstellungsprozess beginnt und angepasst ist, die Nachrichten an den Rechner (408) weiterzuleiten, und der Rechner programmiert ist zur Verwendung von Daten in der ersten Synchronisations-Nachricht und der ersten UCD-Nachricht in den Abwärtskanal-Signalen, um die anfängliche RU-Kiloframe-Offset-Anpassung zu berechnen durch Multiplizieren der Anzahl von Zeitstempel-Zähler-Zählungen zwischen dem Zeitstempel-Zählwert in der ersten Synchronisations-Nachricht minus dem Zeitstempel-Zählwert in der ersten UCD-Nachricht mal einem Zeitbasis-Umwandlungsfaktor mal der Anzahl von Taktzyklen des RU-Kiloframe-Zählers, welche zwischen einer Menge gleich der RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenze minus der Fortpflanzungsverzögerung des CU-Modems zum RU-Modem und der CU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenze auftreten, und der Rechner (408) ist programmiert, die anfängliche RU-Kiloframe-Offset-Anpassung plus den anfänglichen Wert für TD in den Symbolzähler (422) im Sender zu laden, um den Bereichseinstellungsprozess zu beschleunigen.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass – der Rechner im Sender angepasst ist, die zweite Phase des Bereichseinstellungsprozesses als ein Trial-and-Error-Einstellungsprozess durchzuführen unter Verwendung eines Trial-and-Error-Protokolls, das für die IEEE 802.14 und die MCNS-Umgebung angepasst ist, daher angepasst ist, die Schritte der zweiten Phase des Bereichseinstellungsprozesses in der folgenden Weise durchzuführen: – 1) Antworten auf eine Bereichseinstellungs-Einladungs-Nachricht durch Senden eines Start-Bits gefolgt von einer vorläufigen ID-Sequenz, die als eine vorherbestimmte Anzahl von Barker-Code-Übertragungen während ausgewählter von 16 An/Aus-Lücken definiert ist, wobei die ausgewählten exakt 50% der 16 An/Aus-Lücken umfassen, mit einer An-Lücke definiert als eine Lücke in einer vorherbestimmten Anzahl von sequentiellen Lücken in einem Bereichseinstellungs-Intervall, während welchem eine Barker-Code-Übertragung empfangen wurde; – 2) und iterative Wiederholung des Prozesses für nachfolgende Bereichseinstellungs-Einladungen und Bereichseinstellungs-Intervalle unter Verwendung unterschiedlicher TD-Werte bei einem anfänglichen Leistungspegel, bis eine Nachricht von dem CU-Modem empfangen wird, dass das RU-Modem die Lücke getroffen hat, die in der Bereichseinstellungs-Einladung mit ihrem Start-Bit bezeichnet wurde und nur eine Signatursequenz einer RU in den folgenden Lücken empfangen wurde, wenn jedoch eine Nachricht, die anzeigt, dass eine Kollision aufgetreten ist, von dem CU-Modem in Antwort auf einen Bereichseinstellungs-Burst ankommt, Ausführen eines Kollisions-Auflösungsprotokolls und erneutes Starten des Bereichseinstellungsprozesses zu einem späteren Zeitpunkt und Fortfahren, zu versuchen, den Bereich einzustellen, bis eine Nachricht empfangen wird, die anzeigt, dass eine erfolgreiche Bereichseinstellung aufgetreten ist; – 3) wenn jedoch keine derartige Nachricht nach einer vorbestimmten Anzahl von Erhöhungen des TD-Wertes empfangen wurde, Wiederholen von Schritt 2) unter Verwendung eines erhöhten Leistungspegels, und Wiederholen von Schritten 3) und 2) bis eine Nachricht empfangen wird, dass das RU-Modem die Lücke getroffen hat, welche in der Bereichseinstellungs-Einladung mit ihrem Start-Bit bezeichnet wurde und nur eine Signatur-Sequenz einer RU in den folgenden Lücken empfangen wurde; – 4) nachdem eine erfolgreiche Bereichseinstellung aufgetreten ist, Antworten auf eine Einladung vom CU Modem, eine MAC-Adresse zu senden, Senden der MAC-Adresse des RU-Modems zum CU-Modem; wobei der Rechner (408) programmiert ist, einen Lern-Prozess durchzuführen, um den TD-Wert fein einzustellen, nachdem der oben definierte Trial-and-Error-Bereichseinstellungsprozess beendet ist, um eine präzise Superframe- und Minislot-Grenzsynchronisation zu erreichen durch Übertragen der bekannten Aufwärtskanal-Lerndaten, die über einen vorbestimmten einer Vielzahl von benachbarten Spreizcodes gespreizt werden, zu sowohl dem CU-Modem als auch dem RU-Modem, wobei der ausgewählte Code mindestens einen benachbarten Spreizcode auf jeder Seite hiervon während eines Aufwärtskanal-Entzerrungs-Lern-Intervalls besitzt, um dem CU-Modem zu erlauben, Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten zu berechnen, welche den Kanal zwischen dem RU-Modem und dem CU-Modem entzerren, und um die Lern-Daten gegen jeden der Vielzahl von benachbarten Spreizcodes zu korrelieren, um zu bestimmen, ob die Lern-Daten Störungen mit den benachbarten Spreizcodes verursachen, so dass das CU-Modem bestimmen kann, welche Anpassung im TD-Wert gemacht werden muss, und diese Anpassung und die Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten zum RU-Modem in der PHY-Parameter-Anpassungs-Nachricht als die Feinstellungsanpassung senden kann.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass jedes RU-Modem ferner einen Takt-Verschiebungsdetektor (210) umfasst, der gekoppelt ist, um das wiedergewonnene Abwärtskanal-Taktsignal (382, 138) zu empfangen und mit dem Aufwärtskanal-Taktgenerator (136) gekoppelt ist, um das Aufwärtskanal-Taktsignal zu empfangen, das hierdurch erzeugt wird, wobei der Takt-Verschiebungsdetektor angepasst ist zum Zählen und Speichern der Anzahl von Taktzyklen des Aufwärtskanal-Taktes über jedes vorbestimmte Intervall des wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takts und zum Erzeugen eines Takt-Verschiebungssignals, wenn mehr als ein vorbestimmter Umfang an Taktverschiebung aufgetreten ist.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass der Rechner (408) mit einem Medien-Zugriffssteuerungsprozess zum Empfangen des Takt-Verschiebungssignals und zum Steuern des Senders (107, 113, 111) des RU-Modems programmiert ist, um das Senden von Aufwärtskanal-Signalen abzubrechen, wenn der Aufwärtskanal-Takt nicht länger phasenkohärent mit dem Abwärtskanal-Takt ist.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass: – der Rechner ferner programmiert ist, Medienzugriffssteuerungs-MAC- und -Übertragungskonvergenz-TC-Schichtprogramme zu implementieren, die angepasst sind, den Rechner zu steuern, Abwärtskanal-Nachrichten und Verwaltungs- und Steuerungsdaten vom Abwärtskanal-Demodulator zu empfangen und einen Strom von Verwaltungs- und Steuerungsnachricht-Daten zu tiefem, welche stromaufwärts zum Sender übermittelt werden sollen, und angepasst sind, den Rechner zu steuern, die folgenden Funktionen auszuführen: – Überwachen von Abwärtskanal-Nachrichten und Empfangen von Verwaltungs- und Steuerungsdaten, die durch das CU-Modem übertragen werden, und Benutzen der Verwaltungs- und Steuerungsdaten, um die anderen Schaltungen im Sender geeignet zu steuern, wobei die Verwaltungs- und Steuerungsdaten umfassen: – Zuteilungen, die Aufwärtskanal-Minislot-Zuweisungen für jeden Burst von zu übertragenden Aufwärtskanal-Symboldaten definieren, – ein Symbol-Taktraten-Auswahlsignal, das die Symbolrate anzeigt, mit welcher jeder Burst von Aufwärtskanal-Symbolen zu übertragen ist, wobei jede Symbol-Taktrate eine Frequenz hat, die abgeleitet werden kann durch Dividieren des Aufwärtskanal-Takts durch eine gerade ganze Zahl und die durch Nachrichten-Daten gesteuert wird, welche vom CU-Modem empfangen werden; – einen Modulationstyp; – ein Übertragungsleistungspegel; – ob die Aufwärtskanal-Symbole Trellis-codiert werden sollen oder nicht; – Interleaving-Tiefe; – Entzerrungsfilter-Koeffizienten, die während eines Lern-Intervalls für dieses besondere RU-Modem abgeleitet wurden; weitere Burst-Parameter, und einen Rücksetz-Wert, der die Anzahl von Symbolen definiert, die in jedem Aufwärtskanal-Superframe abzulegen sind; wobei die MAC- und TC-Schichtprogramme angepasst sind, den Rechner so zu steuern, dass er auch die folgenden Funktionen ausführt: – Erzeugen eines Rücksetz-Wert-Ausgabesignals aus den Verwaltungs- und Steuerungsdaten, welche vom CU-Modem empfangen wurden, wobei das Rücksetz-Wert-Ausgabesignal definiert, wie viele Symbole auf jedem Minislot abgebildet werden, und einen Frame und eine Superframe-Grenze definiert, – Berechnen einer anfänglichen Bereichseinstellungs-RU-Kiloframe-Offset-Anpassung durch Empfangen eines Synchronisations-Detektionssignals (191) und Lesen einer Probe eines lokalen Aufwärtskanal-Kiloframe-Zählers (202), welcher ein Taktsignal zählt, das phasenkohärent mit dem Aufwärtskanal-Takt ist, und Extrahieren von Zeitstempel-Zähler-Proben eines Zeitstempel-Zählers in dem CU-Modem, welcher in den Synchronisations- und UCD-Nachrichten empfangen wurde, die vom CU-Modem in den Verwaltungs- und Steuerungsdaten gesendet wurden und Arbeiten mit diesen Zeitstempel-Zähler-Proben von den Synchronisations- und UCD-Nachrichten und weiteren Daten in Übereinstimmung mit einem vorbestimmten Algorithmus, um hieraus eine anfängliche RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung zu berechnen, – Erzeugen von Burst-Parameter-Steuerungsdaten aus den Verwaltungs- und Steuerungsdaten, die vom CU-Modem empfangen wurden, um korrekte Aufwärtssignal-Entzerrungs-Koeffizienten in einem programmierbaren Vorverzerrungsfilter zu setzen; – Steuern des Senders, die Implementierung von Reed-Solomon-Codierung an oder auszuschalten; – Setzen von groben und feinen Übertragungsleistungspegeln; – Setzen einer angegebenen Interleaving-Tiefe; – Setzen einer angegebenen Codebuch-Größe; – Steuern der Abbildung von Aufwärtskanal-Symboldaten und bekannten Vorspann-Daten auf die zugewiesenen Minislots, welche durch Spreizcodes gespreizt werden sollen, die auf die zugewiesenen Minislots abgebildet werden; – Steuern ob Trellis-Codierung an oder aus ist; – Steuern von Aufwärtskanal-Übertragungen, so dass die Bandbreiten-Anforderungen und Bereichseinstellungs-Bursts während der Minislots angegebener Contention-Intervalle für diese Zwecke; – Steuern des Typs der Modulation, die für jeden Burst zu benutzen ist; – Steuern der Größe des Schutzbereichs und des Vorspanns für den ersten Minislot jedes Bursts, so dass jeder Burst eine ganze Anzahl von Minislots verbraucht; – Setzen von groben und feinen Leistungssteuerungsdaten, um den Leistungspegel von Übertragungen in Übereinstimmung mit Leistungssteuerungsdaten zu steuern, welche vom CU-Modem in Abwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungsnachrichten empfangen wurden; – Senden eines Rücksetzwertes, der auf Daten bestimmt wurde, die von dem CU-Modem in Abwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten empfangen wurden, zu einem Symbol/Minislot-Zähler, so dass dieser zurückgesetzt wird bei der gleichen Superframe-Grenz-Anzahl wie ein Minislot-Zähler im CU Modem; – Steuern des Rechners und anderer Schaltungen im Sender, um jedes Bereichseinstellungs- und Lernprotokoll durchzuführen durch Empfangen von Abwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungsnachrichten vom CU-Modem, welche Bereicheinstellungs-Intervalle identifizieren und Antworten hierauf durch Steuern der weiteren Schaltungen des Senders, die notwendig sind, um Bereitseinstellungs-Bursts während der Bereichseinstellungs-Intervalle zu senden, und Verändern der Bereichseinstellungs-Offsets (TD-Werte) und Leistungspegel der Bereichseinstellungs-Bursts in einem iterativen Prozess, bis eine Nachricht vom CU- Modem empfangen wurde, die angibt, dass Superframe- und Minislot-Grenz-Frame-Synchronisation erreicht wurde; – Steuern des Senders, um Lern-Bursts zu übertragen, die dem CU-Modem erlauben, Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten zu entwickeln, welche den Aufwärtskanal für diesen RU-Modem-Sender entzerren werden und die Entzenungs-Koeffizienten vom CU-Modem in den Abwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten zu empfangen und die Entzerrungs-Koeffizienten zur Benutzung durch den Sender bereitzustellen, um seine Aufwärtskanal-Übertragung zu filtern; und – Steuern aller anderen Burst-Parameter, welche durch das CU-Modem in den Abwärtskanal-Nachrichten angegeben sind, wobei der RU-Sender ferner umfasst; – eine Zeitbasis (401) zum Erzeugen eines variablen Frequenzsymboltaktes, der phasenkohärent mit dem wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takt ist und durch das Symboltaktraten-Auswahlsignal gesteuert wird; – einen Symbolzähler (422), der einen Eingang (432) zum Empfangen des Rücksetz-Wertes vom Rechner (408) umfasst, welcher von Daten abgeleitet ist, die stromabwärts vom CU-Modem übertragen wurden und welcher definiert, wann der Symbolzähler zurückgesetzt wird, dadurch die Anzahl von Symbolen in einem Aufwärtskanal-Superframe definierend und Minislot-Grenzen definierend, und einen Eingang zum Empfangen eines Chip-Taktes und einen Eingang zum Empfangen der anfänglichen Bereichseinstellungs-RU-Kiloframe-Offset-Anpassung besitzt, welche durch den Rechner (408) berechnet wurde, wobei die anfängliche Bereichseinstellungs-RU-Kiloframe-Offset-Anpassung plus dem TD-Wert die zeitliche Steuerung der Freigabe von Aufwärtskanal-Daten zur Spektrum-Spreizung und Aufwärtskanal-Übertragung steuert, um Superframe- und Minislot-Grenz-Synchronisierung und Zeitanglei chung mit Superframe-Grenzen und Minislot-Grenzen von Aufwärtskanal-Übertragungen von allen anderen RU-Modems und Superframe- und Minislot-Grenzen, die durch einen Minislot-Zähler im CU-Modem definiert sind, zu erreichen; – ein programmierbares Reed-Solomon-Codiermittel (404), angepasst, Aufwärtskanal-Daten und Aufwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungsdaten, welche durch die MAC- und TC-Schichtprozesse erzeugt wurden, zu empfangen, das den Rechner (408) steuert und gekoppelt ist, Steuerungsdaten (410, 412) von den MAC- und TC-Schichtprozessen zu empfangen, welche von Abwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten abgeleitet sind, wobei die Steuerungsdaten steuern, wie viele Fehlerdetektions- und Korrekturbits für jeden Codierblock erzeugt werden müssen und die Codierblocklänge von Codierblöcken von Aufwärtskanal-Daten und Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichtendaten, welche der Reed-Solomon-Codierer aus Aufwärtskanal-Daten-Asynchronen-Transfer-Modus-Paketen mit Parität (APDUs) und Verwaltungs- und -Steuerungs-APDUs erzeugt, wobei das Reed-Solomon-Codierermittel angepasst ist, die Aufwärtskanal-Daten und Aufwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungs-Daten-APDUs in RS-Codierblöcke der angegebenen Länge zu zerlegen und jeden RS-Codierblock mit der angegebenen Anzahl von Fehlerdetektions- und Korrekturbits zu codieren; – ein programmierbares Interleaver-Mittel (416), das gekoppelt ist, codierte RS-Codierblöcke und das Tiefen-Steuerungssignal (418) zu empfangen, und angepasst ist, die RS-Codierblöcke in der im Tiefensteuerungssignal angegebenen Tiefe zu verschränken; – einen Puffer (419) zum Speichern der verschränkten RS-Codierblöcke; – ein Informationsvektor-Erstellungsabbildungsmittel (436), das angepasst ist, Daten vom Rechner (408) zu empfangen, welche Mi nislot- und Symbol-Zuweisungen (430) und einen Modulationstyp (442) sowie eine Codebuchgröße (450) definieren, und angepasst ist, die aktuelle Symbolanzahl (424) vom Symbolzähler (422) zu empfangen, wobei die Informationsvektor-Erstellungsmittel angepasst sind, die zugewiesenen Symbolnummern mit dem aktuellen Symbol zu vergleichen und genug Daten aus dem Puffer auszulesen, um die zugewiesene Anzahl von Symbolen zu erstellen, gegeben den Modulationstyp, wobei hierdurch genug Aufwärtskanal-Nutzlastbits von den RS-Codierblöcken im Puffer ausgelesen werden, um die Anzahl von Symbolen zu erzeugen, die benötigt werden, die Minislots zu füllen, welche durch die Minislot- und Symbol-Zuweisungsdaten definiert sind, welche vom CU-Modem empfangen wurden und Kopieren der Bits in nummerierte Symbole gemäß dem Modulationstyp, und ferner angepasst ist, die nummerierten Symbole programmierbar auf Minislots, Spreizcodes und Frame-Nummern gemäß der Codebuchgröße und der Minislot- und Symbol-Zuweisungsdaten abzubilden unter Verwendung der aktuellen Symbolnummer, welche durch den Symbol-Zähler bereitgestellt wird, um einen Informationsvektor pro Unterframe zu erzeugen, wobei jeder Informationsvektor eine Anzahl von Elementen besitzt, welche mit der Codebuchgröße übereinstimmt und Symbole besitzt, die nur die Elementposition von Informationsvektoren besetzen, welche Unterframes und Frames und Symbolnummern entsprechen, die auf die zugewiesenen Minislots abgebildet werden, und zum Variieren der Anzahl von Symbolen, die auf die Schutzzeit und den Vorspann des ersten Minislots abgebildet werden in einer Zuteilung von Minislots in Übereinstimmung mit Steuerungsdaten, welche vom Rechner empfangen wurden, so dass jeder Burst von Aufwärtskanal-Symbolen während einer ganzzahligen Anzahl von Minislots übertragen wird; – Trellis-codierte Modulationsmittel (440), angepasst zum Empfangen von Steuerungsdaten (442) vom Rechner (408), welche von Abwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten abgeleitet sind, welche vom CU-Modem empfangen wurden, welche den Modulationstyp steuern und ob Trellis-Codierung an oder aus ist, und, wenn Trellis-Codierung an ist, zum Trellis-codieren jedes Symbols in jedem Eingangsinformationsvektor in Übereinstimmung mit dem Modulationstyp, der ausgewählt wurde, um einen oder mehrere Trellis-codierte Informationsvektoren aus jedem Eingabeinformationsvektor zu erzeugen, abhängig von dem ausgewählten Modulationstyp, wobei Real- und Imaginär-Ausgabeinformationsvektoren aus jedem Eingabeinformationsvektor erzeugt werden, wenn irgendein Quadratur-Modulationstyp durch die Burst-Parameter-Steuerungsdaten spezifiziert wurde, welche von den MAC- und TD-Schichtprozessen empfangen wurden, welche den Rechner (408) steuern, wobei jedes Element der einen oder mehreren Trellis-codierten Ausgabeinformationsvektoren einen Konstellationspunkt definieren, welcher einem Symbol in dem Eingabeinformationsvektor entspricht, wobei die Anzahl von Trellis-codierten Informationsvektoren, welche aus jedem Eingangsinformationsvektor erzeugt werden, vom Modulationstyp abhängen, welcher in den Burst-Parameter-Steuerungsdaten angegeben wurde, die vom Rechner (408) empfangen wurden, und die Trellis-codierten Modulationsmittel sind angepasst, wenn Trellis-Codierung nicht implementiert werden soll, jeden Eingabeinformationsvektor auf einen oder mehrere Ausgabeinformationsvektoren in Übereinstimmung mit dem Modulationstyp abzubilden, der in den Burst-Parameter-Steuerungsdaten definiert ist; – Spektrum-Spreizmittel (448), angepasst, Codebuchgrößen-Daten (450) vom Rechner zu empfangen und die Ausgabeinformationsvektoren zu empfangen, welche durch die Trellis-codierten Modu lationsmittel erzeugt wurden, und ferner angepasst, das Spektrum jedes Ausgabeinformationsvektors zu spreizen, um einen Ergebnisvektor für jeden Ausgabeinformationsvektor zu erzeugen, welcher von den Trellis-Codiermitteln empfangen wurde, wobei die Spektrum-Spreizmitel angepasst sind, eine Matrixmultiplikation jedes Ausgabeinformationsvektors mal einer Spreizcodematrix durchzuführen, die mit Codes besetzt ist, aus der Menge von Spreizcodes, welche durch die Codebuch-Größendaten ausgewählt wurden, die vom Rechner empfangen wurden; – Konkatenierungsmittel (456, 458, 460), die mit dem Rechner gekoppelt sind und angepasst sind, Burst-Parameter-Steuerungsdaten zu empfangen, und mit dem Spektrum-Spreizmittel gekoppelt sind, um die Ergebnisvektoren zu empfangen, und angepasst sind, Gruppen der Ergebnisvektoren in SCDMA-Aufwärtskanal-Frames zu konkatenieren, welche eine Lücke von programmierbarer Länge oder keine Lücke in jedem SCDMA-Frame enthalten, abhängig vom Bereichseinstellungs-Algorithmus, der durch die Bereichseinstellungsmittel implementiert wird; – programmierbare Vorverzerrungsfiltermittel (468), die angepasst sind, die Aufwärtskanal-Entzerrungs-Filterkoeffizienten vom Rechner (408) zu empfangen und welche neue Filterkoeffizienten in die Vorverzerrungsfiltermittel einprogrammieren; – ein Mehrphasen-Übertragungsfiltermittel (472), gekoppelt, um Burst-Parameter-Steuerungsdaten vom Rechner zu empfangen und gefilterte Ergebnisvektoren von den Vorverzerrungsfiltermitteln, und angepasst, die Abtastrate der Ergebnisvektoren in dem SDCMA-Frame zu erhöhen, um die Nyquist-Kriterien zu erfüllen und angepasst, das Frequenzspektrum jedes resultierenden Ergebnisvektors zu filtern unter Benutzung eines Paars von Quadratwurzel-Raised-Cosinus-Filtern, einen für jeden Ergebnisvektor in einem Paar von Ergebnisvektoren, wenn Quadraturmodulation be nutzt wird, wobei jeder Filter in dem Paar von Filtern eine Übertragungsfunktion besitzt, welche die Hilbert-Transformation der Übertragungsfunktion des anderen Filters ist, wobei das Filtern die Ausgabe eines Frequenzspektrums bewirkt, das über einer vorbestimmten Frequenz zentriert ist und eine Bandbreite hat, die gleich einem vorbestimmten Faktor mal der Symbolrate ist, welche die Nyquist-Kriterien in einer vorbestimmten Weise erfüllt, um die Verbesserung des Signal/Rauschverhältnisses zu optimieren und Intersymbol-Interferenz zu minimieren, und angepasst zur Verstärkung der Spektrum-Ausgabe von den Quadratwurzel-Raised-Cosinus-Filtern um einen Verstärkungsbetrag, welcher durch den Rechner über die Fein-Leistungssteuerungs-Daten gesteuert wird, um den MAC- und TC-Schicht-Prozessoren und dem Prozessor (408) in den Bereichseinstellungsmitteln dabei zu helfen, die Leistungserhöhungen zu implementieren, die in einigen Bereichseinstellungsprotokollen notwendig sind, und zum Verdoppeln der Abtastrate der Ausgabe des Verstärkungsprozesses, um nur Abbilder des Spektrums übrig zu lassen, die bei ganzzahligen Vielfachen von zweimal der Abtastrate zentriert sind, und zum Ausfiltern jedes anderen Abbildes, wobei das Mehrphasen-Übertragungsfilter auch einen Koeffizienteneingang aufweist, der gekoppelt ist, um Koeffizientendaten von dem TC-Schichtprozess zu empfangen, um die Filtereigenschaften der Raised-Cosinus-Filter zu steuern; – Frequenzverschiebungsmittel (500), die angepasst sind, Burst-Parameter-Grob-Leistungssteuerungs- (528) und Referenz-Frequenz-Daten (520) vom Rechner (408) zu empfangen und angepasst ist, die Daten von Quadratur-Ergebnis-Vektoren, welche durch die Mehrphasen-Übertragungsfiltermittel ausgegeben wurden, in ein Trägersignal in analoger Signalform umzuwandeln und die Bandbreite des Aufwärtskanal-Signals, das zu übertragen ist, auf eine Bandbreite zu beschränken, die geeignet für die Symbol taktrate des Bursts ist, und Herstellen einer Mittelfrequenz des zu übertragenden Aufwärtskanal-Signals bei einer Frequenz, welche durch Burst-Parameterdaten von den MAC- und TC-Prozessen gesteuert werden, welche den Rechner steuern, und aus Verwaltungs- und -Steuerungs-Daten abgeleitet sind, welche vom CU-Modem empfangen wurden, und zum Verstärken des stromaufwärts übertragenen Signals unter Verwendung eines Verstärkers, dessen Verstärkung durch Grob-Leistungs-Steuerungsdaten (528) vom Rechner gesteuert wird, und Herstellen einer Mittelfrequenz des Aufwärtskanal-Signals, das bei einer Frequenz zu übertragen ist, welche durch die Burst-Parameter-Daten gesteuert wird; und – der Sender ist angepasst, ein Kiloframe-Marker-Signal (200) bei jeder Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenze auszugeben.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner einen Taktverschiebungsdetektor (210) in jedem RU-Modem umfasst, welcher an den Abwärtskanal-Demodulator gekoppelt ist, um den wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takt (382) zu empfangen und mit dem Abwärtskanal-Demodulator gekoppelt ist, um das wiedergewonnene Abwärtskanal-Bit-Taktsignal (382) und das synthetisierte Aufwärtskanal-Taktsignal (192) zu empfangen, wobei der Taktverschiebungsdetektor angepasst ist, die Anzahl von Taktzyklen des Aufwärtskanal-Taktsignals über ein vorbestimmtes Intervall des wiedergewonnenen Abwärtskanal-Bit-Taktsignals zu zählen und zu speichern, und zum Erzeugen eines Taktverschiebungssignals, wenn mehr als ein vorbestimmter akzeptabler Betrag von Taktverschiebung aufgetreten ist und Bereitstellen des Taktsignals am Rechner (408), um den Rechner zu veranlassen, Aufwärtskanal-Übertragungen durch den Sender anzuhalten, wenn eine nicht akzeptable Taktverschiebung aufgetreten ist.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, ferner dadurch gekennzeichnet, dass: – der Rechner (408) in dem RU-Modem-Sender ferner mit Programmen programmiert ist, die angepasst sind, den Rechner zu steuern, Aufwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungs-Daten, die zu übertragen sind, zu liefern, und angepasst ist, den Rechner zu steuern, Abwärtskanal-Nachrichten zu überwachen, welche von dem Abwärtskanal-Demodulator vom CU-Modem empfangen wurden, um Minislot-Zuweisungen für Aufwärtskanal-Lern-Bursts durch den Sender zu empfangen, wobei die Programme auch angepasst sind, den Rechner zu steuern, den Sender im RU-Modem so zu steuern, dass er einen Lern-Prozess durchführt, welcher den Sender veranlassen wird, Lern-Daten zu senden, welche das CU-Modem veranlassen werden, Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten für das RU-Modem zu entwickeln, welche den Kanal für Übertragungen vom RU-Modem zum CU-Modem entzerren und diese Entzerrungs-Koeffizienten zum RU-Modem in Abwärtskanal-Nachrichten zu senden, wobei die Programme auch angepasst sind zum Steuern des Rechners, die Entzerrungs-Koeffizienten, die vom CU-Modem empfangen wurden, zu benutzen, um neue Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten zu entwickeln, welche im Sender in einem Aufwärtskanal-Vorverzerrungs-Filter benutzt werden sollen, welcher zur Filterung von Bursts von Symbolen stromaufwärts benutzt wird; – der RU-Modem-Sender umfasst einen programmierbaren Reed-Solomon-Codierer (404) zum Empfangen von Nutzlast-Daten, die stromaufwärts zu übertragen sind, und zum Zerlegen der Daten in Codierblöcke einer Länge, die durch den Rechner angegeben wird, und Codieren jedes Codierblocks mit einer Anzahl von Fehlerdetektions- und Korrekturbits, welche durch den Rechner angegeben sind, und wobei die Programme den Rechner steuern, die Größe der Codierblocks und die Anzahl der Fehlerdetektions- und Korrekturbits zu spezifizieren, welche jedem Codierblock hinzugefügt werden sollen; – wobei der Aufwärtskanal-Taktgenerator (136, 190) auch angepasst ist, ein Chip-Taktsignal zu erzeugen, das phasenkohärent mit einem Haupttakt im CU-Modem und mit dem Aufwärtskanal-Taktsignal (115, 192) ist, welches durch den Aufwärtskanal-Taktgenerator erzeugt wurde; – der Sender einen Symbolzähler (422) umfasst, der einen Eingang zum Empfangen des endgültigen Bereichseinstellungs-Offset (415) vom Rechner besitzt und angepasst ist, eine aktuelle Symbolanzahl bereitzustellen, die definiert, wie weit der Sender ist beim Füllen jedes zugewiesenen Aufwärtskanal-Minislots zu jedem gegebenen Zeitpunkt und wobei der Symbolzähler auch an den Rechner (408) gekoppelt ist, um ein Rücksetz-Zählsignal zu erhalten, welches definiert, wie viele Symbol-Zählvorgänge es zwischen Rücksetzereignissen gibt, wobei die Symbol-Zählvorgänge die Größe jedes RU-Aufwärtskanal-Superframes definieren, und wobei der Symbolzähler auch an den Aufwärtskanal-Taktgenerator gekoppelt ist, um das Chip-Taktsignal zu empfangen; – die Programme angepasst sind, den Rechner (408) zu steuern, das anfängliche RU-Kiloframe-Offset-Anpassungssignal zum Symbolzähler zu senden, nachdem die erste Phase des Bereichseinstellungs-Prozesses vollendet ist und bevor die zweite Phase des Bereichseinstellungs-Prozesses beginnt und den endgültigen Bereichseinstellungs-Offset zum Symbolzähler zu senden, nachdem eine PHY-Parameter-Anpassungssignal-Nachricht, die eine endgültige Anpassung für den TD-Wert vom CU-Modem empfangen wurde, zu senden, und die Programme angepasst sind, den Rechner zu steuern, das Rücksetz-Zählsignal zum Symbolzähler zu senden; – der RU-Modem-Sender umfasst einen Puffer (419) zum Speichern von Aufwärskanal-Datenbits, die zu übertragen sind, die vom programmierbaren Reed-Solomon-Codierer empfangen wurden; – der RU-Modem-Sender umfasst eine Informationsvektor-Erstellungsschaltung (436), die mit dem Rechner gekoppelt ist, um die Minislot-Zuweisungsdaten und ein Modulationstypsignal zu empfangen, welches den Typ der zu benutzenden Modulation anzeigt, und ob Trellis-Codierung an oder aus ist, und ein Code-Größen-Auswahlsignal, und mit dem Symbolzähler verbunden ist, um die aktuelle Symbolanzahl zu empfangen und mit dem Puffer verbunden ist, um stromaufwärts zu übertragende Daten zu empfangen, wobei die Informationsvektor-Erstellungsschaltung angepasst ist, Datenbits vom Puffer zu empfangen und die aktuelle Symbolanzahl und die Minislot-Zuweisungsdaten und das Modulationstypsignal zu benutzen, um Datenbits zusammenzustellen, die für den Modulationstyp geeignet sind, zu jedem einer Vielzahl von Symbolen, die gleich der Anzahl von Codeelementen sind, welche die Code-Größen-Auswahlsignale definiert werden, und angepasst sind, diese Symbole in Symbolpositionen in einem oder mehreren Informationsvektoren zu platzieren, welche auf die zugewiesenen Minislots abgebildet werden; – die Programme sind angepasst, den Rechner (408) zu steuern, die Minislot-Zuweisungsdaten, die vom CU-Modem empfangen wurden, zu der Informationsvektor-Erstellungsschaltung zu senden und den Modulationstyp zu erzeugen und zu der Informationsvektor-Erstellungsschaltuttg zu senden, welches den Typ der auf einem Aufwärtskanal-Burst zu benutzenden Modulation anzeigt, und ob der Burst Trellis-codiert werden soll oder nicht, und das Code-Größen-Auswahlsignal; – der RU-Modem-Sender umfasst einen Trellis-codierten Modulationscodierer (440) zum Empfangen der Informationsvektoren und des Modulationstypsignals vom Rechner und zum Trellis-codieren jedes Symbols des Informationsvektors, und die Programme sind angepasst, den Rechner zu steuern, Abwärtskanal-Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten zu überwachen und das Modulationssignal in Übereinstimmung mit den Daten in diesen Nachrichten zu erzeugen, welches anzeigt, ob Trellis-Codierung zu benutzen ist oder nicht, benutzt auf jedem zugewiesenen Burst; – der RU-Modem-Sender umfasst einen Codemultiplexer (448), der gekoppelt ist, das Code-Größen-Auswahlsignal vom Rechner zu empfangen, zur Matrixmultiplikation jedes Informationsvektors, der von dem Trellis-codierten Modulationscodierer empfangen wurde, mal einer Code-Matrix von Spreizcodes, um einen oder mehrere Ergebnisvektoren für jeden Informationsvektor zu erzeugen, und die Programme sind angepasst, den Rechner zu steuern, das Code-Größen-Auswahlsignal zum Code-Multiplexer zu übertragen; – der RU-Modem-Sender umfasst ein Vorverzerrungsfilter (468), das gekoppelt ist, neue RU-Aufwärtskanal-Entzerrungskoeffizienten zu empfangen und zur Benutzung dieser neuen Entzerrungskoeffizienten, um Filterkoeffizienten abzuleiten, welche die Filtereigenschaften des Vorverzerrungsfilters steuern und zum Filtern des Spektrums der Ergebnisvektoren unter Benutzung des Vorverzerrungsfilters, und die Programme sind angepasst, den Rechner zu steuern, neue Entzerrungskoeffizienten zu senden, die in der Abwärtskanal-PHY-Parameter-Anpassungsnachricht (558) empfangen wurden, an das Vorverzerrungsfilter; und – der RU-Modem-Sender umfasst Übertragungsschaltungen (472, 500) zum Erhöhen der Abtastrate von Chips in den Ergebnisvektoren, um die Nyquist-Kriterien zu erfüllen, zum Filtern des sich ergebenden Spektrums in einem Quadratwurzel-Raised-Cosinus-Bandpassfilter (482), das gekoppelt ist, Filterkoeffizienten vom Rechner zu empfangen, um das übermittelte Spektrum so zu formen, dass es die Nyquist-Kriterien erfüllt, um Intersymbol-Interferenz zu begrenzen, ein optimales Signal-Rausch-Verhältnis bereitzustellen und die Bandbreite hiervon auf eine vorbestimmte Bandbreite zu beschränken, die um eine vorbestimmte Frequenz zentriert ist, zum Verstärken des sich ergebenden gefilterten Spektrums in einem Leistungsverstärker (490) mit veränderbarer Verstärkung auf einen Leistungspegel, welches durch ein Fein-Leistungssteuerungssignal (474) gesteuert wird und zur Benutzung eines Frequenzverschiebers, um die sich ergebenden gefilterten, verstärkten Spektrumdaten auf einen oder mehrere analoge Funkfrequenzträger einer vorbestimmten Bandbreite umzuwandeln und bei einem Leistungspegel, welches durch ein Grob-Leistungssteuerungssignal gesteuert wird, das vom Rechner empfangen wird, wobei die programmierbare Frequenz durch ein Frequenzsteuersignal gesteuert wird, das vom Rechner empfangen wird, und die Programme so strukturiert sind, dass sie den Rechner steuern, das Frequenzsteuersignal zu erzeugen und an den Umwandler zu senden und das Fein-Leistungssteuersignal zu erzeugen und an den Verstärker mit veränderlicher Verstärkung zu senden und das Grob-Leistungssteuersignal zu erzeugen und an den Umwandler zu senden, und die Filterkoeffizienten zu erzeugen und an das Quadratwurzel-Raised-Cosinus-Bandpassfilter zu senden.
Ferneinheits-Modem (RU) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Rechner (408) ferner programmiert ist, die zweite Stufe des zweistufigen Bereichseinstellungsprozesses durchzuführen, durch Durchführen der folgenden Schritte: – Extrahieren aus den Abwärtskanal-Daten, welche durch den Abwärtskanat-Demodulator wiedergewonnen wurden, von Nachrichtendaten, welche spezifische Minislots als Bereicheinstellungs- Contention-Intervalle zuweisen, und eine Bezugszeit in dem Intervall definieren; – Steuern des Senders, einen Bereichseinstellungs-Burst zu senden, der zu einer Zeit beginnt, welche der Symbolzähler des Senders anzeigt, was, gegeben den aktuellen Wert für den Bereichseinstellungs-Offset, bewirkt, dass der Beginn des Bereichseinstellungs-Burst an dem CU-Modem während des ersten der Bereichseinstellungs-Contention-Minislots zur Bezugszeit ankommen wird, gemäß einer Minislot-Zählung, welche durch einen Symbolzähler (422) im Sender gehalten wird, wobei der Bereichseinstellungs-Burst Identifikationsdaten beinhaltet, welche das RU-Modem identifizieren; – Extrahieren einer RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung aus den Abwärtskanal-Daten, welche durch den Empfänger wiedergewonnen wurden, wobei die Nachrichtendaten den zeitlichen Offset zwischen der Bezugszeit im Bereichseinstellungs-Contention-Intervall enthalten, welche durch das CU-Modem angegeben wurde und den Beginn des Bereichseinstellungs-Bursts, welcher durch den Sender übermittelt wurde; und – Laden des Bereichseinstellungs-Offset in einen Symbolzähler im Sender.
Ferneinheits-Modem (RU) gemäß Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass: der Rechner programmiert ist, den Sender zu steuern, die folgenden Schritte auszuführen: – Warten bis das Aufwärtskanal-Taktsignal, das durch den Aufwärtssignal-Taktgenerator (136) erzeugt wurde, Phasenkohärenz mit dem wiedergewonnenen Abwärtskanaltakt erreicht hat; – Warten bis mindestens eine Synchronisationsnachricht und eine UCD-Nachricht vom CU-Modem angekommen ist; – wenn notwendig, da ein CU-Modem-Zeitstempel-Zählertakt nicht phasengleich mit dem Taktsignal ist, welches durch die Kiloframe-Zählmittel gezählt wird, Berechnen eines Zeitbasis-Umwandlungsfaktors durch Warten auf eine zweite UCD-Nachricht durch Berechnung der Differenz zwischen den Zeitstempeln der beiden empfangenen UCD-Nachrichten und dann Ausführen von vorbestimmten Berechnungen hierauf; – Berechnen des Aufwärtskanal-RU-Kiloframe-Grenz-Anpassungsteils X einer Übertragungsframe-Zeitsteuerungs-Verzögerung TD und Verschieben der Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenze in dem Sender, um den Betrag der Aufwärtskanal-RU-Kiloframe-Grenz-Anpassung X plus den Betrag RU_TS, der ein Zählwert des lokalen Kiloframe-Zählers zu dem Zeitpunkt ist, in welchem eine erste Synchronisationsnachricht empfangen wird, um eine anfängliche RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung abzuleiten und die anfängliche RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung plus einem Wert für den anfänglichen Übertragungsframe-Zeitsteuerungs-Verzögerungswert TD zu benutzen, um die Bereichseinstellungs-Übertragungen während der zweiten Stufe des Bereichseinstellungsprozesses zeitlich zu steuern; – Warten, dass mindestens ein Aufwärtskanal-Kiloframe vorübergeht; – Ausführen eines Trial-and-Error-Bereichseinstellungsprozesses, um einen Übertragungsframe-Zeitstörungs-Verzögerungswert TD auf einen Wert anzupassen, welcher, wenn zu der anfänglichen RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung hinzuaddiert, in der Angleichung von Minislot- und Superframe-Grenzen in Aufwärtskanat-Übertragungen mit den Minislot- und Superframe-Grenzen von Minislots und Superframes resultieren wird, welche dem RU-Modem für Aufwärtskanal-Übertragungen zugewiesen sind; – Benutzen des Wertes von TD und des RU-Kiloframe-Grenz-Anpasssungsteils, um die endgültige Übermittlungs-Frame-Zeitsteuerungs-Verzögerung, die an einen Symbolzähler (422) angelegt wird, in dem Aufwärtskanal-Modulator zu setzen, um die Zeitsteuerung von Aufwärtskanal-Bursts anzupassen, welche durch den Sender übermittelt werden, um Frame-Synchronisation und Aufwärtskanal-Superframe- und -Minislot-Grenzangleichung zwischen Superframes und Minislots von Aufwärtskanal-Daten, welche durch den Aufwärtskanal-Modulator übermittelt werden, und Minislot- und Superframe-Grenzen herzustellen, welche durch das CU-Modem gezählt werden.
Verfahren, das durch ein Ferneinheits-Modem (RU) zur Übertragung von Daten zu und Empfangen von Daten von einem Zentraleinheits-Modem (CU) in einem bidirektionalen digitalen Datenkommunikationssystem durchgeführt wird, welches eine Vielzahl von verteilten Ferneinheits-Modems (AU) umfasst, die mit dem CU-Modem über ein gemeinsames Kommunikationsmedium (30) gekoppelt sind, wobei das Verfahren umfasst: – in jedem RU-Modem, empfangen von Abwärtskanal-Signalen, welche Abwärtskanal-Daten und Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten tragen, welche unter Verwendung eines Abwärtskanal-Taktsignals gesendet werden, das phasenkohärent mit einem Haupttaktsignal (80, 184) im CU-Modem ist, und, in jedem RU-Modem, Wiedergewinnen des Abwärtskanal-Taktsignals, um phasenkohärent mit dem Haupttaktsignal (80, 184) zu sein, so dass jegliche Änderungen in Frequenz oder Phase des Haupttakts entsprechende Veränderungen in Frequenz oder Phase des wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takts bewirken, und Benutzen des wiederge wonnenen Abwärtskanal-Takts (138, 188), um ein lokales Abwärtskanal-Trägersignal (132) zu erzeugen, das phasenkohärent mit dem Abwärtskanal-Taktsignal ist, das benutzt wird, um die Abwärtskanal-Daten zu übertragen, und mit einem Haupttaktsignal (80, 184) im CU-Modem, und Benutzen des wiedergewonnenen Abwärtskanal-Taktsignals (138, 188) und des lokalen Abwärtskanal-Trägersignals (132), um die Abwärtskanal-Daten und Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten wiederzugewinnen; – Suchen nach Synchronisations- und Aufwärtskanal-Kanaldeskriptor-UCD-Nachrichten (193, 409) in den Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten, und Extrahieren von Zeitstempel-Daten aus den Synchronisations- und UCD-Nachrichten, wobei jede Synchronisations- und UCD-Nachricht einen Zeitstempel-Zählwert eines CU-Zeitstempel-Zählers enthält, aufgenommen zu einer spezifischen, vorher bestimmten Zeit; – Zählen eines Aufwärtskanal-Symboltakts in einem Symbolzähler (422), um Minislot- und Superframe-Grenzen für RU-Aufwärtskanal-Übertragungen zu definieren; – Zählen eines Taktsignals (192) in dem RU-Modem unter Verwendung eines lokalen Kiloframe-Zählers, und Zurücksetzen des Zählwerts bei jeder RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenze, und Abtasten des Zählwertes jedes Mal, wenn eine Synchronisations-Nachricht empfangen wird, um einen Betrag RU_TS zu erzeugen; – Suchen nach Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten, die Aufwärtskanal-Minislot-Zuweisungen enthalten, welche spezifische zugewiesene Aufwärtskanal-Minislots angeben. wenn dem RU-Modem erlaubt ist, zu übertragen, wobei die Grenzen aller Aufwärtskanal-zugewiesenen Minislots durch einen Aufwärtskanal-Minislot-Zähler im CU-Modem bestimmt werden; – Suchen nach Verwaltungs- und -Steuerungs-Nachrichten, die Daten enthalten, welche die gewünschten Eigenschaften von Aufwärtska nal-Bursts definieren und Erzeugen von Steuersignalen, welche einen Aufwärtskanal-Sender steuern, um Aufwärtskanal-Bursts zu erzeugen, mit den gewünschten Eigenschaften, um in den zugewiesenen Minislots übertragen zu werden; und – Benutzen des wiedergewonnenen Abwärtskanal-Taktsignals, um eine Phasenregelschleife (PLL) oder eine andere geeignete Schaltung zu treiben, um ein Aufwärtskanal-Taktsignal (115, 192) zu erzeugen, welches eine Frequenz besitzt, die M/N mal der Frequenz des Abwärtskanal-Takts ist, wobei M und N ganze Zahlen sind, wobei das Aufwärtskanal-Taktsignal und ein Aufwärtskanal-Trägersignal (119) phasenkohärent mit dem wiedergewonnenen Abwärtskanal-Taktsignal und dem CU-Haupttakt sind, so dass Änderungen in Phase oder Frequenz des CU-Haupttakts und des wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takts entsprechende Änderungen in Phase und/oder Frequenz des Aufwärtskanal-Takts bewirken, wobei das Aufwärtskanal-Taktsignal und das Aufwärtskanal-Trägersignal eine Frequenz besitzen, welche die gleiche wie die Frequenz eines Aufwärtskanal-Taktsignals und des Aufwärtskanal-Trägersignals ist, welche in dem CU-Modem erzeugt wird und benutzt wird, um Aufwärtskanal-Übertragungen von RU-Modems wiederzugewinnen; – in jedem RU-Modem Benutzen der Zeitstempel-Daten, die aus einer Synchronisations-Nachricht extrahiert wurden und einer UCD-Nachricht und der RU_TS-Abtastdaten in einer ersten Stufe eines zweistufigen Bereichseinstellungsprozesses, um einen vorbestimmten mathematischen Algorithmus zu benutzen, um eine anfängliche RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung (264) zu berechnen, die zu einer groben anfänglichen RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung führt, welche eine grobe Aufwärtskanal-Minislot-Synchronisation erreicht, – in jedem RU-Modem Addieren der anfänglichen RU-Kiloframe-Grenz-Anpassung (264) zu einem anfänglichen Wert für eine Übertragungsframe-Zeitsteuerungs-Verzögerung (TD) und Einstellen des Ergebnisses als Offset im Symbolzähler (422) des RU-Modems, und dann Ausführen eines Bereichseinstellungsprozesses als eine zweite Stufe des zweistufigen Bereichseinstellungsprozesses durch Benutzen der anfänglichen RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung (264), die während der ersten Phase berechnet wurde, um einen Offset-Wert des Symbolzählers anzupassen, und durch anschließendes Empfangen von dem CU-Modem von mindestens einer Bereichseinstellungs-Einladungs-Nachricht (550), die mindestens eine Bereichseinstellungs-Lücke identifiziert und Einladen zu Bereichseinstellungs-Übertragungen, und der Rechner ist ferner programmiert, zu antworten, durch Verwendung der anfänglichen RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung plus einem anfänglichen Übertragungsframe-Zeitsteuerungs-Verzögerungswert TD, um das Senden einer Bereichseinstellungs-Übertragung zeitlich zu steuern, welche das RU-Modem identifiziert, in einem Versuch, die mindestens eine Bereichseinstellungs-Lücke zu treffen, und durch Benutzen eines anfänglichen Leistungspegels für die Bereichseinstellungs-Übertragung, und der Rechner ist ebenfalls programmiert, auch Bereichseinstellungs-Status-Nachrichten (554) zu überwachen, die an das RU-Modem vom CU-Modem gerichtet sind, und, wenn keine Bereichseinstellungs-Status-Nachricht empfangen wird, die anzeigt, dass die Lücke durch die Bereichsteinstellungs-Übertragung getroffen wurde, mit einer Trial-and-Error-Anpassung des TD-Wertes und des Leistungspegels fortzufahren, bis eine Kombination von TD und Leistungspegel erreicht wird, die bewirkt, dass eine Bereichseinstellungs-Status-Nachricht durch das RU-Modem empfangen wird, die anzeigt, dass eine Bereicheinstellungs-Übertragung vom RU-Modem die Lücke getroffen hat und keine Kollision mit irgendeiner anderen Bereichseinstellungs-Übertragung aufgetreten ist, und einen Bereichseinstellungs-Offset zu berechnen, welcher bewirkt hat, dass die Lücke getroffen wurde, durch Addieren des Wertes von TD, welcher bewirkt hat, dass die Lücke getroffen wurde, zu der anfänglichen RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung, und der Rechner ist auch programmiert, dann auch eine Lern-Einladungs-Nachricht zu überwachen und hierauf zu antworten durch Übertragen bekannter Lern-Daten und auf eine Abwärtskanal-PHY-Parameter-Anpassungs-Nachricht vom CU-Modem zu überwachen, welche eine Feineinstellungs-Anpassung für den TD-Wert bereitstellt, und diese Feineinstellungs-Anpassung zu benutzen, um den TD-Wert weiter anzupassen, um eine präzise Aufwärtskanal-Minislot-Grenz- und Frame-Synchronisation zu erreichen, und Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten und Leistungsangleichungsdaten in der PHY-Parameter-Anpassungs-Nachricht vom CU-Modem zu empfangen und diese Daten zu benutzen, um die Filterkoeffizienten eines Aufwärtskanal-Entzerrungs-Filters (468) im Sender anzupassen, um Aufwärtskanal-Entzerrung zu erreichen und den Leistungspegel (474, 528) von Aufwärtskanal-Übertragungen anzupassen, so dass alle Übertragungen vom RU-Modem auf einem gewünschten Leistungspegel ankommen; und – in jedem RU-Modem Benutzen des Aufwärtskanal-Taktes (15, 192) und Träger-Signalen (119), die im RU-Modem aus dem wiedergewonnenen Abwärtskanal-Takt (138, 188) erzeugt wurden und die zugewiesenen Minislot-Nummern, die vom CU-Modem empfangen wurden, und eines Symbol- und Minislot-Zählwerts, versetzt um die endgültige Übertragungsframe-Zeitsteuerungs-Verzögerung (415), um Bursts von Aufwärtskanal-Daten zusammenzustellen und die Aufwärtskanal-Daten während der zugewiesenen Minislots zu übertragen und bekannte Vorspann-Daten vor mindestens einige der Aufwärtskanal-Bursts zu stellen unter Verwendung von entweder Zeitmultiplexing oder synchronem Codemultiplexing, um Daten aus verschiedenen Quellen zu trennen und unter Verwendung von Frequenzmultiplexing, um Aufwärtskanal-Übertragungen von allen RU-Modems zum CU-Modem von Abwärtskanal-Übertragungen zu den RU-Modems vom CU-Modem zu trennen.
Verfahren nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, dass – die erste Stufe des zweistufigen Bereicheinstellungsprozesses die Verwendung eines vorbestimmten mathematischen Algorithmus umfasst, um eine anfängliche RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung C zu berechnen, die gleich RU_TS plus einer RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung X ist, und welche, wenn sie in dem Symbol-Zähler als Bereichseinstellungs-Offset eingestellt ist, zu einer groben anfänglichen RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung führt, die eine grobe Aufwärtskanal-Minislot-Synchronisation erreicht, – wobei dieser Prozess weiter einen Schritt zum Abbilden von Aufwärtskanal-Symboldaten und Spreizcodes auf die zugewiesenen Minislots umfasst, aufweisend die Schritte: – Organisieren von Aufwärtskanal-Daten, die zu übertragen sind, in Symbole und Abbilden der Symbole auf Frames, welche aus Unterframes bestehen, welche auf die zugewiesenen abbildbar sind; und – Zählen von Symbolen und Minislots mit dem Symbol-Zähler (422), der bei einer vorgegebenen Anzahl von Symbolen zurückgesetzt wird, welche die Aufwärtskanal-Grenzen eines Superframes von Minislots definiert und Benutzen der Symbole, welche auf zugewiesenen Minislots abgebildet wurden, um einen oder mehrere Informations vektoren zu erzeugen, welche die zu übertragenden Daten erfassen.
Verfahren gemäß Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner die in jedem RU-Modem durchgeführten Schritte umfasst: – Abbilden der zugewiesenen Minislots auf spezifische Symbole und Spreiz-Kodes wie auch auf Frames und Unterframes; – Konstruieren eines Informations-Vektors für jeden Unterframe unter Verwendung von Symbolen, welche auf die zugewiesenen Minislots abgebildet werden; – Trellis-kodieren jedes Informations-Vektors, um Real- und Imaginärteil-Informations-Vektoren aus jedem Vektor zu erzeugen; – Spreizen des Spektrums jedes Real- und Imaginärteil-Informations-Vektors durch Matrix-Multiplikation des Teil-Informations-Vektors mal einer Code-Matrix mit einer Vielzahl von Codes, welche der Anzahl von Elementen in dem Informations-Vektor entspricht, um einen Ergebnis-Vektor für jeden Teil-Informations-Vektor zu erzeugen; und – Verarbeiten der Ergebnis-Vektoren einschließlich Filtern der Ergebnis-Vektoren in Real- und Imaginärteil-Bandbreiten-Filtem mit Übertragungsfunktionen, die Hilbert-Transformationen voneinander sind, um ihre Bandbreite zu begrenzen und die Nyquist-Kriterien zu erfüllen, und Modulieren der resultierenden gefilterten Signale auf ein Paar von Quadratur-Amplituden-modulierten Funkfrequenzträgern, und Übertragen der HF-Träger.
Verfahren nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner einen Lern-Prozess umfasst, aus welchem sich Entzerrungs- Koeffizienten ergeben, die in dem CU-Modem für das RU-Modem entwickelt werden, welche den Kanal zwischen RU-Modem und dem CU-Modem entzerren und Übertragung dieser Entzerrungs-Koeffizienten von dem CU-Modem zu dem RU-Modem, umfassend die Schritte: – Antworten auf den Empfang der Lern-Einladungs-Abwärtskanal-Nachricht durch Übertragen eines Lern-Burst, der bekannte Vorspann-Symbole enthält, von dem RU-Modem zu dem CU-Modem; und – Empfangen einer Nachricht von dem CU-Modem, die Aufwärtskanal-Entzerrungs-Koeffizienten umfasst, welche aus den bekannten Vorspann-Symbolen entwickelt wurden.
Verfahren gemäß Anspruch 35, 36, 37 oder 38, dadurch gekennzeichnet, dass der Bereichseinstellungsprozess der ersten Stufe ferner die Schritte umfasst: – 1) Herstellen einer anfänglichen Aufwärtskanal-Frame-Grenze in dem RU-Modem; – 2) Zählen der Ausschläge eines Takts, der phasenkohärent mit dem Aufwärtskanal-Takt ist, in einem lokalen Kiloframe-Zähler in dem RU-Modem und Zurücksetzen des Zählers auf Null bei Beginn jedes neuen Aufwärtskanal-Kiloframes; – 3) Abtasten des Zählwerts jedes lokalen Kiloframe-Zählers, jedes Mal wenn eine Synchronisations-Nachricht von dem CU-Modem in Abwärskanal-Daten empfangen wird, um den Betrag RU_TS zu erzeugen; – 4) Detektieren, wann eine Synchronisierungs-Nachricht in den Abwärtskanal-Daten empfangen wird und wann eine UCD-Nachricht von dem CU-Modem in den Abwärtskanal-Daten empfangen wird und Extrahieren von Zeitstempel-Daten aus jeder von ihnen; – 5) Bestimmen der Anzahl von lokalen Kiloframe-Zähler-Taktzyklen in N Frames; – 6) Bestimmen eines Zeitbasis-Umwandlungs-Faktors.
Verfahren gemäß Anspruch 35 oder 36, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stufe des Bereichseinstellungsprozesses ferner die Schritte umfasst: – Warten, dass das RU-Modem den Abwärtskanal-Takt wiedergewinnt bevor der wiedergewonnene Abwärtskanal-Takt benutzt wird, um den lokalen Aufwärtskanal-Takt zu erzeugen. – Herstellen einer anfänglichen beliebigen Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenze; – Warten, um mindestens eine Synchronisierungsnachricht und eine UCD-Nachricht in dem RU-Modem von dem CU-Modem zu empfangen und Abtasten eines Aufwärtskanal-Kiloframe-Zähl-Takts in dem RU-Modem, wenn jede Synchrorisierungs-Nachricht empfangen wird, um einen Betrag RU_TS abzuleiten und dann berechnen der anfänglichen RU-Kiloframe-Grenzoffset-Anpassung; – Warten, dass mindestens ein Aufwärtskanal-Kiloframe vorübergeht, bevor die zweite Stufe des Bereichseinstellungsprozesses unter Benutzung des anfänglichen RU-Aufwärtskanal-Kiloframe-Grenz-Anpassungswerts und eines anfänglichen Werts für TD als Anfangs-Bereichseinstellungs-Offset durchgeführt wird.