DE69837949T2

DE69837949T2 - Differenzspannungsgesteuertes logarithmisches CMOS-Verstärkungsglied und zugehöriges Verfahren

Info

Publication number: DE69837949T2
Application number: DE69837949T
Authority: DE
Inventors: Myron J. Koen
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1997-10-02
Filing date: 1998-04-30
Publication date: 2008-02-21
Anticipated expiration: 2018-05-01
Also published as: JP2001519613A; WO1999018664A1; US5880618A; EP1427103B1; EP1427103A2; JP3411905B2; DE69837949D1; DE69827965D1; EP1020027A1; EP1020027B1; EP1427103A3; EP1020027A4

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung bezieht sich auf logarithmische Dämpfungsglieder/Verstärker mit variabler Verstärkung und insbesondere auf derartige Vorrichtungen, die genauer linear als jene des Standes der Technik sind, und noch spezieller auf derartige Vorrichtungen, die unter Verwendung der CMOS-Technologie leichter als die Vorrichtungen des Standes der Technik implementiert werden.
Der nächste Stand der Technik ist in den US-Patenten 5.077.541 mit dem Titel "VARIABLE-GAIN AMPLIFIER CONTROLLED BY AN ANALOG SIGNAL AND HAVING A LARGE DYNAMIC RANGE", erteilt am 31. Dezember 1991, und dem Patent 5.432.478 mit dem Titel "LINEAR INTERPOLATION CIRCUIT", erteilt am 11. Juli 1995, beide an Gilbert und beide an Analog Devices, Inc., übertragen, dargelegt.
Das '541-Patent an Gilbert offenbart einen Verstärker mit variabler Verstärkung, der als ein Rückkopplungsnetzwerk eine Leiter-Dämpfungsglied-Schaltung 22 mit einer Anzahl von "Abgriffs"-Punkten enthält, die als die Eingaben an die +-Eingänge von zehn "g_m-Stufen" 36 angelegt sind, deren Ausgänge mit einem Differenzverstärker 28 verbunden sind, um ein Ausgangssignal des Verstärkers mit variabler Verstärkung zu erzeugen. Zwischen den Leitern 32 und 34 einer Verstärkungssteuerschaltung 30, die zehn Transistoren 40, neun Basiswiderstände R_S und acht Konstantstromquellen I enthält, ist ein "Wobbel"-Steuersignal angelegt. Die Verstärkungssteuerschaltung enthält tatsächlich zehn "Segmente", von denen jedes einen steuerbaren Vorstrom an eine entsprechende g_m-Stufe liefert. Der Verstärkungsbereich des Verstärkers mit variabler Verstärkung kann als in sukzessive Segmente unterteilt betrachtet werden, wobei jedes Segment seine eigene g_m-Stufe besitzt, die mit einem entsprechenden Knoten der Dämpfungsleiter verbunden ist. Das Anlegen der V_CONTROL-Spannung an die Verstärkungssteuerschaltung 30 aktiviert wiederum jeden Segmentverstärker durch Vergrößerung und anschließende Verringerung der Transkonduktanz dieser Stufe. Die Vergrößerung und Verringerung der Transkonduktanz tritt in den angrenzenden g_m-Stufen nacheinander in einer überlappenden Weise auf, um eine glatte Verringerung der Gesamtverstärkung bereitzustellen. Es wird gesagt, dass der effektive "Abgriffs"-Punkt des Dämpfungsgliedes durch die Verstärkungssteuerschaltung 30 kontinuierlich zwischen den Knoten der Leiterschaltung "interpoliert" wird.
Das '478-Patent an Gilbert bezieht sich auf das logarithmische Dämpfungsglied seines früheren '541-Patentes, wobei es mehrere überlappende exponentiell variierende Ströme erzeugt, wie das Steuersignal durch seinen gesamten Bereich gewobbelt wird. Die Nichtlinearitäten in den Strom-Signalformen erzeugen eine nichtlineare Verstärkung in den g_m-Stufen als eine Funktion des Steuersignals. Gilbert räumt ein, dass jedoch in vielen Anwendungen eine linearere Strom-Signalform als jene erforderlich ist, die in seiner früheren Schaltung erhalten wird. Gilbert schlägt vor, die Linearitätsprobleme, die er der Interpolationsschaltung 30 in seinem '541-Patent zuschreibt, durch das Vorsehen einer signifikant verschiedenen Interpolationsschaltung 16 zu lösen, die fünf Abschnitte oder "Schaltungszweige" und vier Paare parallelgeschalteter Paare von Nebenschlussdioden, die zwischen derartige Schaltungszweige geschaltet sind, umfasst. Ein Schaltungszweig enthält z. B. die Konstantstromquelle I1 und die Diode D1, die in Reihe geschaltet sind, der angrenzende Schaltungszweig enthält die Stromquelle 12 und die Diode D2, die in Reihe geschaltet sind, und die Nebenschlussdioden enthalten die parallelgeschalteten Dioden D2,1 und D1,2, die zwischen die Leiter 36 und 38 geschaltet sind. Der Leiter 36 ist außerdem mit einem Ausgangstransistor Q1 verbunden, der einen Vorstrom 1A erzeugt, der eigentlich einen entsprechenden Transkonduktanzverstärker 14A "freigibt" und dessen Transkonduktanz steuert. Siehe 1 des '478-Patentes, in dem der Transkonduktanzverstärker 14A zum ersten Transkonduktanzverstärker 36 in 1 des '541-Patentes ähnlich ist. Die Steuerknoten 28 und 30 der Interpolationsschaltung 16 des '478-Patentes sind mit den Stromquellen 32 bzw. 34 verbunden, die "fordern", dass die komplementären Ströme durch die Dioden D1–D5 und folglich die Ausgangsströme I_{A, B, ..., E} stückweise lineare Funktionen des zwischen den Steuerknoten 28 und 30 gelieferten Steuersignals sind, wie das Steuersignal durch seinen vollen Bereich "gewobbelt" wird. Die 5A–E und 6 des '478-Patents veranschaulichen das stückweise lineare Verhalten der Interpolationsschaltung 16, die die Verbesserung gegenüber der weniger linearen Schaltungsanordnung des '541-Patents an Gilbert bildet.
Während die in den '541 und '478-Patenten an Gilbert offenbarten logarithmischen Verstärker für die Implementierung in bipolaren integrierten Schaltungsstrukturen annehmbar arbeiten, sind sie für die Implementierung mittels integrierter CMOS-Schaltungsstrukturen nicht ebenso geeignet. Ein Grund dafür besteht darin, dass sich die in den '541 und '478-Patenten an Gilbert offenbarten logarithmischen Dämpfungsglieder in der Rückkopplungsschleife eines Operationsverstärkers befinden, wobei, wenn die durch Gilbert offenbarten Schaltungen in der CMOS-Technologie implementiert wären, die Bandbreite durch diese Konfiguration verringert würde.
Außerdem können die in den '541 und '478-Patenten an Gilbert offenbarten Dämpfungsglied-Schaltungen offenbar nicht als einfache Dämpfungsglieder verwendet werden; d. h., sie müssen als eine Rückkopplungskomponente eines Verstärkers verwendet werden.
Es würde erwünscht sein, eine logarithmische Dämpfungsglied-Schaltung zu schaffen, die anders als eine Rückkopplungskomponente eines Verstärkers als ein einfaches Dämpfungsglied verwendet werden kann. Es würde außerdem erwünscht sein, eine logarithmische Dämpfungsglied-Schaltung zu schaffen, die leichter als die in den '541 und '478-Patenten an Gilbert offenbarten logarithmischen Verstärker in einer integrierten Schaltung unter Verwendung der CMOS-Technologie implementiert wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Demzufolge ist es eine Aufgabe der Erfindung, ein preisgünstiges logarithmisches Dämpfungsglied oder einen preisgünstigen logarithmischen Verstärker zu schaffen.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, ein logarithmisches Dämpfungsglied oder einen logarithmischen Verstärker zu schaffen, die leicht als eine integrierte Schaltung unter Verwendung der CMOS-Technologie implementiert werden.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen im hohen Grade linearen logarithmischen Verstärker in integrierter Schaltung zu schaffen.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, ein preiswertes im hohen Grade genaues System zu schaffen, um eine Verstärkung bereitzustellen, in der die Verstärkung in dB eine lineare Funktion eines Verstärkungssteuersignals ist.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine preiswerte logarithmische Verstärkungsschaltung zu schaffen, die die Wirkung des Rauschens verringert, wie z. B. des Gleichtaktrauschens, das im Substrat einer integrierten Schaltungsstruktur erzeugt wird, die die Verstärkungsschaltung enthält, oder das durch die an sie angelegten Leistungsversorgungsspannungen erzeugt wird.
Kurz beschrieben und gemäß einer Ausführungsform schafft die Erfindung eine Technik, um eine logarithmische Verstärkung zu erhalten, indem ein ohmsches Dämpfungsglied (8A) vorgesehen wird, das umfasst: einen Eingangsleiter (7) und einen Ausgangsleiter (10), mehrere in Reihe geschaltete ohmsche Elemente (28), die zwischen dem Eingangsleiter (7A) und dem Ausgangsleiter (10A) in Reihe geschaltet sind, und mehrere parallelgeschaltete ohmsche Elemente (29), wovon jedes einen ersten Anschluss besitzt, der mit einem jeweiligen sukzessiven Übergang zwischen den verschiedenen in Reihe geschalteten ohmschen Elementen (28) verbunden ist, wobei jedes der parallelgeschalteten ohmschen Elemente ein elektrisch steuerbares ohmsches Element umfasst, das einen Steueranschluss besitzt, der so betreibbar ist, dass er seinen Widerstand steuert, wobei jedes der parallelgeschalteten ohmschen Elemente einen zweiten Anschluss umfasst, der an einen gemeinsamen Leiter angeschlossen ist, und mehrere sukzessive stückweise lineare Steuersignale (V1, 2, ..., 10) an den Steueranschlüssen jeweiliger sukzessiver elektrisch steuerbarer ohmscher Elemente erzeugt. Die mehreren sukzessive stückweise linearen Steuersignale werden in Reaktion auf eine lineare Änderung eines Verstärkungssteuersignals (V_GC) von einem ersten Wert zu einem zweiten Wert erzeugt. In einer beschriebenen Ausführungsform enthält ein logarithmischer Verstärker einen Operationsverstärker mit einem invertierenden Eingang, einem nichtinvertierenden Eingang und einem Ausgang, ein logarithmisches Dämpfungsglied mit einem Eingang, der an den Ausgang des Operationsverstärkers gekoppelt ist, und einem Ausgang, der an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers gekoppelt ist, wobei das logarithmische Dämpfungsglied ein ohmsches Dämpfungsglied (8A), das einen Eingangsleiter (7) und einen Ausgangsleiter (10) umfasst, mehrere in Reihe geschaltete ohmsche Elemente (28), die zwischen dem Eingangsleiter (7A) und dem Ausgangsleiter (10A) in Reihe geschaltet sind, und mehrere parallelgeschaltete ohmsche Elemente (29), wovon jedes einen ersten Anschluss besitzt, der mit einem jeweiligen sukzessiven Übergang zwischen den verschiedenen in Reihe geschalteten ohmschen Elementen (28) verbunden ist, umfasst, wobei jedes der parallelgeschalteten ohmschen Elemente ein elektrisch steuerbares Widerstandselement mit einem Steueranschluss aufweist, der dazu dient, dessen Widerstand zu steuern, wobei jedes der parallelgeschalteten ohmschen Elemente einen zweiten Anschluss aufweist, der mit einem gemeinsamen Leiter und einer Steuerschaltung (8B) gekoppelt ist, die in Reaktion auf eine Änderung eines Verstärkungssteuersignals (V_GC) von einem ersten Wert zu einem zweiten Wert mehrere sukzessive stückweise lineare Steuersignale (V1, 2, ..., 10) an den Steueranschlüssen jeweiliger sukzessiver elektrisch steuerbarer ohmscher Elemente erzeugt. In einer weiteren beschriebenen Ausführungsform enthält eine logarithmische Dämpfungsglied-Schaltung (8) ein ohmsches Dämpfungsglied (8A) mit einem Eingangsleiter (7) und einem Ausgangsleiter (10), mehreren in Reihe geschalteten ohmschen Elementen (28), die zwischen dem Eingangsleiter (7A) und dem Ausgangsleiter (10A) in Reihe geschaltet sind, und mehreren parallelgeschalteten ohmschen Elementen (29), wovon jedes einen ersten Anschluss besitzt, der mit einem jeweiligen sukzessiven Übergang zwischen den verschiedenen in Reihe geschalteten ohmschen Elementen (28) verbunden ist, mehrere Schaltelemente (29), die so betreibbar sind, dass sie die entsprechenden parallelgeschalteten ohmschen Elemente (29) zwischen den sukzessiven Übergängen und einem ersten Referenzspannungsleiter (40) steuerbar koppeln, wobei jedes Schaltelement (29) einen Steueranschluss besitzt, und eine Steuerschaltung (8B), die in Reaktion auf eine lineare Änderung eines Verstärkungssteuersignals (V_GC) von einem ersten Wert zu einem zweiten Wert mehrere sukzessive zunehmende Steuersignale (V1, 2, ..., 10) erzeugt, die dann an den Steueranschlüssen jeweiliger sukzessiver Schalter abflachen. Jedes in Reihe geschaltete ohmsche Element enthält einen MOSFET, dessen Gate mit einem zweiten Referenzspannungsleiter (GND) verbunden ist. Jedes parallelgeschaltete ohmsche Element enthält einen Kanalbereich in einem MOSFET, der außerdem als das Schaltelement arbeitet, das das parallelgeschaltete ohmsche Element zwischen einen entsprechenden Übergang und den ersten Referenzspannungs leiter koppelt. Die Steuerschaltung (8B) enthält mehrere Differenzverstärker (21), die jeder einen ersten Eingang, der angeschlossen ist, um ein Verstärkungssteuersignal (V_GC) auf einem Verstärkungssteuerleiter 9 zu empfangen, und einen zweiten Eingang aufweisen, und eine Schaltung (60), die mehrere sukzessive Schwellenspannungen (V_{T1,
2, ..., 10}) erzeugt, von denen jede eine größere Größe als die vorhergehende besitzt, wobei die zweiten Eingänge angeschlossen sind, um die jeweiligen mehreren Schwellenspannungen zu empfangen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 ist ein Blockschaltplan eines Systems zum Digitalisieren der durch eine CCD-Bildgebungsvorrichtung erzeugten Daten, das ein logarithmisches Dämpfungsglied enthält;
2 ist ein ausführlicher Blockschaltplan des logarithmischen Dämpfungsgliedes des Blocks 8 nach 1;
2A ist eine schematische graphische Darstellung einer Schaltung zum Erzeugen der in 2 gezeigten Spannungen V_{T1,
2, ..., 10};
3 ist ein schematischer Stromlaufplan eines ohmschen Abschnitts 8A des im Block 8 nach 2 gezeigten logarithmischen Dämpfungsgliedes;
4 ist eine graphische Darstellung, die die Verstärkungen in Dezibel der einzelnen Dämpfungsglied-Stufen und die Gesamtverstärkung des Dämpfungsgliedes als eine Funktion der Verstärkungssteuerungs-Eingangsspannung für das logarithmische Dämpfungsglied nach den 2 und 3 zeigt;
5 ist eine schematische graphische Darstellung eines der in 2 gezeigten Differenzverstärker 21;
6 ist eine schematische graphische Darstellung der korrelierten Doppelabtasterschaltung 4 in 1;
7 ist eine schematische graphische Darstellung des Differenzverstärkers 33 in der graphischen Darstellung nach 6;
8 ist eine schematische graphische Darstellung des Verstärkers 11 nach 1;
9 ist ein Blockschaltplan einer Ausführungsform eines logarithmischen Verstärkers der vorliegenden Erfindung;
10 ist eine schematische graphische Darstellung einer alternativen Struktur eines logarithmischen Dämpfungsgliedes der vorliegenden Erfindung; und
11 ist eine schematische graphische Darstellung einer weiteren alternativen Struktur eines logarithmischen Dämpfungsgliedes der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Durch Definition bedeuten die Begriffe "logarithmisches Dämpfungsglied" und "logarithmischer Verstärker", wie sie hierin verwendet werden, dass die Verstärkung des Dämpfungsgliedes oder des Verstärkers in Bezug auf das an es bzw. ihn angelegte Verstärkungssteuerungs-Eingangssignal logarithmisch ist. Mit anderen Worten, die in Dezibel ausgedrückte Verstärkung ist eine lineare Funktion des Verstärkungssteuersignals. Außerdem kann sich durch Definition der Begriff "Verstärkung", wie er hierin verwendet wird, auf ein Verhältnis eines Ausgangssignals zu einem Eingangssignal beziehen, wobei die Größe einer derartigen Verstärkung entweder größer oder kleiner als eins sein kann, wobei der Begriff deshalb entweder für ein Dämpfungsglied oder für einen Verstärker gelten kann. Ferner kann durch Definition ein MOSFET (Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) als ein spannungsgesteuerter Schalter und/oder als ein spannungsgesteuerter Widerstand arbeiten, deshalb ist vorgesehen, dass ein spezieller MOS-FET als irgendeines und/oder beides arbeiten kann. Außerdem wird ein MOS-FET, der genau an der "Flanke" der Leitung (daher ist seine Gate-Source-Spannung gleich seiner Schwellenspannung) vorgespannt ist, als "ausgeschaltet" betrachtet, wobei er, wenn die Größe seiner Gate-Source-Spannung über seine Schwellenspannung vergrößert wird, als "eingeschaltet" betrachtet wird.
In 1 digitalisiert das System 1 das analoge Ausgangssignal V_IN, das durch ein CCD-Bildgebungsfeld 3 erzeugt wird. V_IN, die eine in 6 gezeigte Signalform besitzt, wird als eine einseitige analoge Eingabe an einen Eingangsleiter 2 einer korrelierten Doppelabtasterschaltung 4 angelegt. Die korrelierte Doppelabtasterschaltung 4 erzeugt eine Differenzausgabe, die durch den Ausdruck V_INN = V_INN+ – V_INN– dargestellt ist. In den 1 und 2 sind die Leiter, die V_INN übertragen, zusammen durch das Bezugszeichen 7 bezeichnet. In den 3 und 6 erscheinen V_INN+ und V_INN– auf den Eingangsleitern 7A bzw. 7B eines logarithmischen Differenzdämpfungsgliedes 8. Eine in 1 gezeigte "Schein"-Rückkopplungsklemmschaltung 5 ist mittels einer Abtast-Halte-Schaltung 6 zwischen einen der Leiter 7A und 7B und den Eingangsleiter 2 gekoppelt, um irgendeine Eingangsoffsetspannung der korrelierten Doppelabtasterschaltung 4 zu kompensieren.
Das logarithmische Differenzdämpfungsglied 8 erzeugt ein Differenzausgangssignal V_OUTT = V_OUTT+ – V_OUTT–. In den 1 und 2 ist gezeigt, dass V_OUTT durch Leiter übertragen wird, die zusammen durch das Bezugszeichen 10 bezeichnet sind. In den 3 und 8 ist gezeigt, dass V_OUTT+ auf dem Leiter 10A erzeugt wird, während V_OUTT– auf dem Leiter 10B erzeugt wird. V_OUTT wird an die Eingänge eines Differenz-zu-Eintakt-25×-Verstärkers 11 angelegt. Der Verstärker 11 erzeugt seine einseitige Ausgangsspannung V_OUT auf dem Leiter 12, der mit dem Eingang eines schnellen 10-Bit-Analog-Digital-Umsetzers 15 verbunden ist. Der Analog-Digital-Umsetzer 15 erzeugt eine 10-Bit-Signalausgabe DIGITAL OUT, die die Eingangsspannung V_IN für jeden Bildpunkt des CCD-Bildgebungsfeldes 3 genau darstellt.
Es ist wichtig, dass das System nach 1 erlaubt, dass die Verstärkung oder die Dämpfung zwischen dem Ausgang des CCD-Bildgebungsfeldes 3 und dem digitalen Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers 15 in einer logarithmischen Weise gesteuert wird, so dass die Dämpfung oder die Verstärkung in Dezibel (dB) linear proportional zu V_GC ist. Die Verstärkung in Dezibel wird festgesetzt, indem eine Verstärkungssteuerspannung V_GC eingestellt wird, die durch den Leiter 9 an den Verstärkungssteuereingang der logarithmischen Differenzdämpfungsglied-Schaltung 8 angelegt wird.
Eine "Schwarzrückkopplungsklemm"-Schaltung 13 ist durch eine Abtast-Halte-Schaltung 14 zwischen den Leiter 12 und den Differenzeingang des Ver stärkers 11 gekoppelt. Sie führt die Funktion des Klemmens des Ausgangs auf einen Signalpegel aus, der einem "schwarzen" Bild auf einem Monitor entspricht.
Die Differenzkonfiguration des in 3 gezeigten ohmschen Abschnitts 8A des logarithmischen Dämpfungsgliedes 8 ist gewählt worden, um die Signallinearität zu verbessern. Eine derartige verbesserte Linearität ergibt sich, weil die Differenzkonfiguration dazu neigt, die zweite harmonische Verzerrung aufzuheben. Die Differenzkonfiguration schafft außerdem eine gute Unterdrückung des Gleichtaktrauschens.
In 2 enthält die logarithmische Differenzdämpfungsglied-Schaltung 8 den ohmschen Abschnitt 8A, der zehn Dämpfungsglied-Abschnitte 20-1, 2, ..., 10 enthält, die in eine Kaskadenkonfiguration (d. h. in Reihe) geschaltet sind. (Es wird angegeben, dass die zehn Dämpfungsglied-Abschnitte 20-1, 2, ..., 10 nach 2 in 3 durch Klammern angegeben sind.) Das Differenzeingangssignal V_INN = V_INN+ – V_INN– ist zwischen den Differenzeingängen 7A und 7B des ersten Abschnitts 20-1 angelegt, wie außerdem in 3 gezeigt ist. Die Differenzausgangsspannung V_OUTT = V_OUTT+ – V_OUTT– wird am Ausgang des letzten Abschnitts 20-10 zwischen den Leitern 10A und 10B erzeugt. In 3 enthält das Differenzdämpfungsglied 8A einen oberen Abschnitt 26A, der innerhalb gestrichelter Linien gezeigt ist, und einen völlig gleichen unteren Abschnitt 26B, der ebenfalls innerhalb gestrichelter Linien gezeigt ist. Der obere Abschnitt 26A enthält neun "in Reihe geschaltete" P-Kannal-MOSFETs 28-1, 2, ..., 9, die als die in Reihe geschalteten Komponenten geschaltet sind. Die Gate-Elektroden aller in Reihe geschalteten MOSFETs 28-1, 2, ..., 9 und 46-1, 2, ..., 9 sind mit Masse verbunden. Zehn "parallelgeschaltete" P-Kanal-MOSFETs 29-1, 2, ..., 10 sind als die parallelgeschalteten Komponenten geschaltet, die mit den jeweiligen sukzessiven Übergängen der Source- und Drain-Leiter der in Reihe geschalteten MOSFETs 28-1, 2, ..., 9 verbunden sind. Die Source des MOSFET 28-1 empfängt V_INN+ auf dem Leiter 7A. Der Eingangswiderstand R_IN1 ist zwischen den Leiter 7A und +V_REF geschaltet, die 2,4 Volt betragen kann. Der Drain des MOSFET 28-9 ist mit dem Leiter 10A verbunden, um auf ihm ein gedämpftes Ausgangssignal V_OUTT– zu erzeugen.
Ähnlich enthält der völlig gleiche untere Abschnitt 26B des ohmschen Differenzdämpfungsglied-Abschnitts 8A neun in Reihe geschaltete P-Kanal-MOS-FETs 46-1, 2, ..., 9, die zwischen V_INN– auf dem Leiter 7B und V_OUTT– auf 10B in Reihe geschaltet sind, wie gezeigt ist. Der untere Abschnitt 26B enthält außerdem zehn parallelgeschaltete P-Kanal-MOSFETs 27-1, 2, ..., 10, die mit den sukzessiven Übergängen der Sources und Drains der in Reihe geschalteten MOS-FETs 46-1, 2, ..., 9 verbunden sind, wie gezeigt ist. Der Widerstand R_IN2, der zum Widerstand R_IN1 völlig gleich ist, ist zwischen den Leiter 7B und +V_REF geschaltet. Die Geometrien der obigen MOSFETs sind so ausgewählt, dass, wenn sie alle vollständig eingeschaltet sind, ein genaues Leiternetzwerk gebildet ist.
Die N-Typ-"Körper"-Elektroden aller in 3 gezeigten P-Kanal-MOSFETs sind mit ihren entsprechenden Source-Elektroden verbunden, um eine Source-Körper-Sperrvorspannung in den P-Kanal-MOSFETs zu verhindern und dadurch außerdem den nichtlinearen "Körpereffekt" auf die Schwellenspannungen derartiger P-Kanal-MOSFETs zu verhindern. (Falls in einer typischen integrierten CMOS-Schaltung N-Kanal-MOSFETs verwendet würden, würde es unpraktisch sein, ihre Sources mit ihren Körperelektroden zu verbinden.)
In 3 sind die Source-Elektroden aller parallelgeschalteter MOSFETs 29-1, 2, ..., 10 und 47-1, 2, ..., 10 durch einen einzigen Leiter 40 verbunden, um die durch den Differenzverstärker 39, dessen invertierender Eingang mit dem Leiter 40 verbunden ist, während sein nichtinvertierender Eingang mit dem Drain eines P-Kanal-MOSFET 17, dem Drain eines N-Kanal-MOSFET 18 und einem Anschluss eines Widerstands R verbunden ist, erzeugte Gleichtaktspannung V_CM zu empfangen. Der andere Anschluss des Widerstands R und die Source-Elektrode des MOSFET 17 sind mit einer Referenzspannung V_REF2 verbunden, die 2,4 Volt betragen kann. Die Source des MOSFET 18 ist mit dem Drain eines N-Kanal-MOSFET 19 verbunden, dessen Source mit Masse verbunden ist. Falls V_REF2 3,0 Volt beträgt, werden geeignete Vorspannungen V_B1, V_B2 und V_B3 (die vorzugsweise Werte von etwa 1,5, 0,8 bzw. 2,0 Volt besitzen) an die Gate-Elektroden der MOSFETs 18, 19 bzw. 17 angelegt. Die Geometrien der MOSFETs 17, 18 und 19 und der elektrische Widerstand des Widerstands R sind so gewählt, dass sie einen Wert der Gleichtaktspannung V_CM bereitstellen, der den Dynamikbereich der stückweise linearen Steuerspannungen V1, V2, ..., V10 optimiert, die an die Gate-Elektroden der parallelgeschalteten MOSFETs in den jeweiligen Abschnitten 20-1, 2, ..., 10 angelegt sind, wie gezeigt ist. Ein geeigneter Wert von V_CM beträgt 1,8 Volt.
In 2 werden die "stückweise linearen" Steuerspannungen V1, 2, ..., 10, die an die Gate-Elektroden der "parallelgeschalteten" MOSFETs 29 und 47 angelegt sind, an den Ausgängen der jeweiligen Differenzverstärker 21-1, 2, ..., 10 erzeugt, die im Steuerabschnitt 8B des Dämpfungsgliedes 8 enthalten sind. Die invertierenden Eingänge der Differenzverstärker 21-1, 2, ..., 10 sind mit jeweiligen sukzessive zunehmenden Schwellenspannungen V_{T1, 2, ..., 10} verbunden. Diese Schwellenspannungen werden durch die ohmsche Teilerschaltung 60 erzeugt, die in 2A gezeigt ist. Die Schaltung 60 ist zwischen eine Referenzspannung +V_REF geschaltet, die einen Strom erzeugt, der gleiche Spannungen von etwa 120 Millivolt über jeden der gleichen in Reihe geschalteten Widerstände 61 erzeugt. Die nichtinvertierenden Eingänge jedes der Differenzverstärker sind mit dem Verstärkungssteuerleiter 9 verbunden, an den die Verstärkungssteuerspannung V_GC angelegt ist.
In 4 zeigen die durch das Bezugszeichen 25 bezeichneten Kurven, wie jede der stückweise linearen einzelnen Dämpfungsgliedabschnitt-Steuerspannungen V1, V2, ..., 10 von null auf +V_C Volt zunehmen und dann bei V_C Volt abflachen, wie die Verstärkungssteuerspannung V_GC vergrößert wird, damit sie zuerst gleich den jeweiligen Schwellenspannungen V_{T1, 2, ...,
10} ist und dann die jeweiligen Schwellenspannungen V_{T1, 2, ..., 10} übersteigt. Die Kurven 23 in 4 veranschaulichen die nicht logarithmischen Antworten (in Dezibel) jeder der Stufen 20-1, 2, ..., 10, wie die parallelgeschalteten MOSFETs der Stufen 20-1, 2, ..., 10 sukzessive ausgeschaltet werden, indem V_GC vergrößert wird. Die Verstärkung (d. h. die Dämpfung) jedes dieser Dämpfungsglied-Abschnitte 20 nimmt von –3,6 dB auf 0 dB zu, wie seine Steuerspannung V1, 2, ..., 10 allmählich von null Volt auf +V_C Volt zunimmt, die 1,2 Volt betragen kann. Dies verursacht, dass die Gesamtverstärkung (Gesamtdämpfung) des Dämpfungsgliedes 8 die zusammengesetzte logarithmische Verstärkung besitzt, die durch die Kurve 27 in 4 angegeben ist, die von –36 dB bei V_GC bei 0,3 Volt auf 0 dB zunimmt, wenn V_GC +2,4 Volt beträgt. Das Überlappen der Kennlinien der einzelnen Verstärkungs kurven G20-1, 2, ..., 10 in Reaktion auf die einzelnen Differenzverstärker-Ausgangssignale V1, 2,..., 10 (die Kurven 25 in 4) führt zu einem im Allgemeinen linearen, aber ein wenig "ausgebogenen" Aussehen mit sukzessiven "Spitzpunkten" 27A.
Der Grund, aus dem das Dämpfungsglied 8 die logarithmische Verstärkung in Bezug auf die Verstärkungssteuerspannung V_GC erzeugt, kann vielleicht am besten aus der folgenden Erklärung der Theorie des Betriebs des Dämpfungsgliedes 8 verstanden werden. Zuerst wird angegeben, dass, wenn eine Funktion erzeugt werden kann, die die Form
besitzt, dann das Bilden des Logarithmus der Gl. (1), das Multiplizieren beider Seiten des resultierenden Ausdrucks mit 20 und das Vereinfachen der Terme zu
führt, was zu A(in dB) = K·VGC Gl. (3)vereinfacht werden kann, wobei K eine Konstante ist.
Als Nächstes kann gezeigt werden, dass der Kanalwiderstand eines MOS-FET, der in seinen "Trioden"- oder "nicht gesättigten" Bereich eingeschaltet ist, nun
ist, wobei V_SG die Source-Gate-Spannung des MOSFET ist, V_T seine Schwellenspannung ist, W seine Kanalbreite ist, L seine Kanallänge ist und der Term 2μ C_OX eine Konstante ist.
Wenn der Widerstand eines "in Reihe geschalteten" MOSFET (wie z. B. des MOSFET 28-1 in 3) Rs ist und der Widerstand eines entsprechenden "pa rallelgeschalteten" MOSFET 29 Rp ist, dann ist die Dämpfung A_i eines Abschnitts des durch diese zwei Widerstände gebildeten Dämpfungsgliedes
Das Einsetzen der Gl. (4) in die Gl. (5) für Rp_i und Rs_i führt zu
für die Abschnitte jeder der Dämpfungsglied-Stufen 20-1, 2, ..., 10 in den oberen Abschnitten 26A.
Obwohl die Gesamtverstärkung (Gesamtdämpfung) der zehn in Kaskade geschalteten Abschnitte 20-1, 2, ..., 10 des Dämpfungsglieds 8A, wenn alle MOS-FETs gleichzeitig eingeschaltet sind, in einem mathematischen Ausdruck bereitgestellt werden kann, ist dieser Ausdruck keine logarithmische Funktion, die es erlauben würde, dass die zusammengesetzte Verstärkung des Dämpfungsgliedes in Dezibel als eine lineare Funktion der Verstärkungssteuerspannung VOM, die gleich V_SGp in Gl. (6) ist, ausgedrückt wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann jedoch, wenn die parallelgeschalteten MOSFETs 29-1, 2, ..., 10 der Reihe nach periodisch eingeschaltet werden und dann eingeschaltet gelassen werden, wie die folgenden MOSFETs sukzessive eingeschaltet werden (wie durch die Differenzverstärker-Ausgangskurven 25 in 4 gezeigt ist), dann die "abgetastete" zusammengesetzte Verstärkung des Dämpfungsgliedes 8A als die folgende Form besitzend betrachtet werden: ACOMPOSITE = Ai (N1 + N2 + ... + N10) Gl. (7)
Dann kann der in Gl. (7) gezeigte Exponent als die "abgetastete" Version des in Gl. (1) gezeigten linearen Exponenten betrachtet werden. Dies verursacht eine Dämpfungssteuerfunktion, die abgestuft ist und ähnlich zur abgestuften Übertragungskennlinie eines Digital-Analog-Umsetzers erscheinen würde. Eine genauere Approximation der wahren linearen logarithmischen Kennlinie könnte erhalten werden, indem die Anzahl der Dämpfungsglied-Abschnitte vergrößert wird. Es ist festgestellt worden, dass das Bereitstellen der Spannung am Gate jedes der parallelgeschalteten MOSFETs in einer derartigen Weise, dass sie sich linear mit dem Verstärkungssteuersignal V_GC ändert, anstatt dessen schrittweise Variation bereitzustellen, zu einer Glättung der Dämpfungssteuerkennlinie führt und zur oben beschriebenen Kurve 27 der linearen Kennlinie, die in 4 gezeigt ist, führt, falls die Schwellenspannungen V_{T1, 2, ..., 10} so beabstandet sind, wie gezeigt ist, so dass jede der Differenzverstärker-Ausgangsspannungen V1, 2, ..., 10 die Nächste überlappt.
Die Konfiguration der Differenzverstärker 21-1, 2, ..., 10, die ziemlich herkömmlich ist, ist in 5 gezeigt. Der Differenzverstärker 21 in 5 besitzt eine erste Differenzstufe, die die P-Kanal-MOSFETs P1 und P2, die P-Kanal-Stromquellen-MOSFETs P3 und P4, die zwischen +V_DD und die Sources der MOS-FETs P1 bzw. P2 gekoppelt sind, und die Lastwiderstände R2 und R3, die zwischen die Drains der Eingangs-MOSFETs P1 und P2 und Masse geschaltet sind, umfasst, wie gezeigt ist. Ein Widerstand R1 ist zwischen die Sources der MOS-FETs P1 und P2 gekoppelt, um die Funktion des Festsetzens der Verstärkung des Differenzverstärkers 21 auszuführen. Eine Vorspannung V_B von etwa 2,0 Volt ist an die Gate-Elektroden der Stromquellen-MOSFETs P3 und P4 angelegt, um die gewünschten Vorströme bereitzustellen. V_Ti kann irgendeine der Schwellenspannungen V_{T1, 2, ..., 10} nach 2 sein, die an den invertierenden (–)-Eingang des Differenzverstärkers 21 angelegt ist, der mit dem Gate des MOSFET P1 verbunden ist. Die Verstärkungssteuerspannung V_GC ist an den (+)-Eingang angelegt, der mit dem Gate des MOSFET P2 verbunden ist.
Eine zweite Differenzstufe des Differenzverstärkers 21 enthält die P-Kanal-Eingangs-MOSFETS P7 und P8. Die zweite Differenzstufe besitzt eine Konfiguration, die zu jener der ersten Differenzstufe völlig gleich ist, wobei die P-Kanal-Stromquellen-MOSFETs P9 und P10 durch eine Spannung auf dem Leiter 51 vorgespannt werden, um den notwendigen Vorstrom bereitzustellen. Die Lastwiderstände R5 und R6 sind zwischen Masse und die Drain-Elektroden der Eingangs-MOSFETs 7 bzw. 8 gekoppelt. Eine einseitige Ausgangsspannung Vi wird auf dem Ausgangsleiter 50 erzeugt, der den Widerstand R6 mit dem Drain des MOSFET P8 verbindet. Das Gate des MOSFET P7 ist durch den Leiter 49 mit dem Übergang des Drain des MOSFET P2 und des Lastwiderstands R3 verbun den. Das Gate des MOSFET P8 ist durch den Leiter 48 mit dem Übergang des Drain des MOSFET P1 und des Lastwiderstands R2 verbunden. Die Kondensatoren C5 und C6 sind zwischen Masse und die Ausgangsleiter 48 und 49 der ersten Stufe geschaltet, um die Bandbreite des Differenzverstärkers 21 zu begrenzen.
Eine Vorspannungsschaltung 58, die die Differenzverstärker 41 und 42, den P-Kanal-MOSFET 52, den N-Kanal-MOSFET 53 und die Widerstände 43, 44 und 45 enthält, erzeugt eine Vorspannung auf dem Leiter 51, die sich als eine Funktion der Schwellenspannung V_TP des P-Kanal-MOSFET der integrierten Schaltung verändert, in der das logarithmische Dämpfungsglied 8 gebildet ist.
Der Betrieb jedes der Differenzverstärker ist so, dass seine Ausgangsspannung Vi beide parallelgeschalteten MOSFETs 29-i und 47-i genau an der Flanke der Leitung hält, nachdem V_GS die an diesen Differenzverstärker angelegte Schwellenspannung V_Ti übersteigt. Bis V_GC über diese Schwellenspannung zunimmt, nimmt die Ausgabe Vi linear zu, wie durch die Kurven V1, 2, ..., 10 angegeben ist, wie durch die Kurven 25 in 4 gezeigt ist.
6 zeigt die herkömmliche korrelierte Doppelabtasterschaltung 4 nach 1, die verwendet wird, um die Wirkung des kumulativen Rauschens in dem durch das CCD-Feld 3 erzeugten V_IN-Signal zu beseitigen. Das Signal V_IN enthält für jeden Bildpunkt des CCD-Feldes 3 einen RESET-Impuls 54, der über einen "Null"-Pegel 56 ansteigt und dann während eines "Referenz"-Intervalls auf einen Pegel 55 fällt. Der Pegel 56 kann über oder unter dem "Null"-Pegel 56 liegen, wobei er das Rauschen bildet, das auftritt, weil jeder Bildpunkt des CCD-Feldes 3 ein wenig von den anderen verschieden ist. Dieser Unterschied offenbart sich selbst als Rauschen in der an den Eingang der korrelierten Doppelabtasterschaltung 4 angelegten Ausgangsspannung V_IN. Das V_IN-Signal für jeden Bildpunkt enthält außerdem einen negativen Impuls 57, der die Dateninformationen plus das gleiche (d. h. "korrelierte") Rauschen, das durch den Pegel 55 dargestellt wird, enthält. Die korrelierte Doppelabtasterschaltung nach 6 arbeitet, um sowohl den Pegel 55 als auch den Pegel 57 abzutasten, wobei sie das Ausgangssignal V_INN = V_INN+ – V_INN– erzeugt, das das durch den Pegel 55 dargestellte Rauschen aufhebt, wobei sie außerdem das einseitige Eingangssignal V_IN in ein Differenzsignal umsetzt, das um die Gleichtaktspannung V_CM zentriert ist. Die Schein-Rückkopplungsklemmschaltung 5 nach 1 wird verwendet, um die Wirkung irgendeiner Eingangsoffsetspannung des Differenzverstärkers 33 nach 6 zu beseitigen, um dadurch zu verhindern, dass der Verstärker 11 nach 1 die Eingangsoffsetspannung "nach oben verstärkt", die der korrelierten Doppelabtasterschaltung 4 zugeordnet ist. Während des Pegels 55 der V_IN-Signalform ist ein Signal an das Gate des MOSFET 6A angelegt, um ihn einzuschalten, um den Pegel 55 abzutasten. Während des Pegels 57 ist ein Signal an die Gates der MOSFETs 31 und 6B angelegt, um sie einzuschalten, um das Abtasten des Pegels 57 auszuführen. 7 ist eine schematische graphische Darstellung des in 6 gezeigten Differenzverstärkers 33.
8 zeigt einen herkömmlichen Differenz-zu-Eintakt-Verstärker 11 nach 1, der auf den Leitern 10A und 10B die Differenzeingangssignale V_OUTT+ und V_OUTT– empfängt, um die einseitige Ausgangsspannung V_OUT auf dem Leiter 12 zu erzeugen.
9 zeigt eine wichtige praktische Anwendung des logarithmischen Dämpfungsgliedes 8, das als ein Rückkopplungselement zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 63 geschaltet ist, um einen logarithmischen Verstärker 62 zu schaffen.
10 zeigt eine alternative Ausführungsform eines logarithmischen Dämpfungsgliedes 67, in der die in Reihe geschalteten ohmschen Elemente 64-1, 2, ..., N als Widerstände gezeigt sind, obwohl sie MOSFETs sein könnten, die als Widerstände vorgespannt sind, wie in 3 gezeigt ist. Die parallelgeschalteten ohmschen Elemente 65-1, 2, ..., N sind außerdem als Widerstände gezeigt, die zwischen die verschiedenen Übergänge der in Reihe geschalteten ohmschen Elemente und eines Referenzspannungsleiters gekoppelt sind. Mehrere P-Kanal-MOSFETs 66-1, 2, ..., N sind zwischen einen Ausgangsleiter 10 und die jeweiligen sukzessiven Übergangsknoten der in Reihe geschalteten ohmschen Elemente 64-1, 2, ..., N geschaltet. Obwohl diese Struktur 67 eines ohmschen Dämpfungsgliedes nicht so linear wie die Struktur des Dämpfungsgliedes nach 3 sein würde, würde sie dennoch eine logarithmische Verstärkungskennlinie besitzen, falls die Gate-Elektroden der MOSFETs 66-1, 2, ..., N durch die in 3 gezeigte Steuerschaltung angesteuert werden.
Ähnlich würde eine in 11 gezeigte weitere Struktur 68 des Dämpfungsgliedes weniger linear als die in 3 gezeigte Struktur des Dämpfungsgliedes sein, sie würde aber eine logarithmische Verstärkungskennlinie besitzen, falls die Gate-Elektroden der MOSFETs 70-1, 2, ..., N durch die Steuerschaltung 8B nach 3 angesteuert werden. In 11 ist jeder der MOSFET-Schalter 70-1, 2, ..., N über ein entsprechendes in Reihe geschaltetes ohmsches Element 64-1, 2, ..., N gekoppelt.
Während die Erfindung unter Bezugnahme auf mehrere ihrer besonderen Ausführungsformen beschrieben worden ist, können die Fachleute auf dem Gebiet verschiedene Modifikationen an den beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung vornehmen, ohne vom wahren Erfindungsgedanken und vom wahren Umfang der Erfindung abzuweichen. Es ist vorgesehen, dass alle Elemente und Schritte, die nicht wesentlich verschieden sind oder im Wesentlichen die gleiche Funktion in im Wesentlichen der gleichen Weise ausführen, um das gleiche Ergebnis wie jenes zu erreichen, das beansprucht ist, im Umfang der Erfindung liegen.
In den in den 10 und 11 gezeigten Dämpfungsgliedern würde eine logarithmische zusammengesetzte Übertragungsfunktion erreicht werden, falls die Spannungen V1, V2, ..., V_N in im Allgemeinen der gleichen Weise wie in den '541- und '478-Patenten an Gilbert für jede Stufe der ohmschen Dämpfungsglied-Schaltung von null auf +V_C Volt zunehmen, bei V_C Volt abflachen und dann von V_C Volt zurück zu null Volt abnehmen. Das Vorsehen der CMOS-Schalter, wie in 3 gezeigt ist, schafft jedoch eine größere Linearität für die gleiche Anzahl von Stufen der ohmschen Dämpfungsglied-Schaltung.

Claims

Schaltung zur logarithmischen Verstärkung, die umfasst: (a) ein ohmsches Dämpfungsglied, mit (i). einem Eingangsleiter (7A) und einem Ausgangsleiter (10A), (ii). mehreren in Reihe geschalteten ohmschen Elementen (28), die zwischen dem Eingangsleiter und dem Ausgangsleiter in Reihe geschaltet sind, und (iii). mehreren parallel geschalteten ohmschen Elementen (29), wovon jedes einen Anschluss besitzt, der mit einem jeweiligen sukzessiven Übergang zwischen den verschiedenen in Reihe geschalteten ohmschen Elementen verbunden ist; (b) mehrere Schaltelemente (29), die so betreibbar sind, dass sie die entsprechenden parallel geschalteten ohmschen Elemente zwischen den sukzessiven Übergängen und einem ersten Referenzspannungsleiter steuerbar elektrisch koppeln, wobei jedes Schaltelement einen Steueranschluss besitzt; und (c) eine analoge Steuerschaltung, die in Reaktion auf eine lineare Änderung eines analogen Verstärkungssteuersignals von einem ersten Wert zu einem zweiten Wert mehrere sukzessive Steuersignale an den Steueranschlüssen jeweiliger sukzessiver Schaltelemente steuert, wobei eine Größe jedes Steuersignals allmählich zunimmt und dann bei einem vorgegebenen Wert abflacht.
Verfahren zum Betreiben einer Schaltung, um eine logarithmische Verstärkung bereitzustellen, das umfasst: (a) Vorsehen eines ohmschen Dämpfungsgliedes mit einem Eingangsleiter und einem Ausgangsleiter, mehreren in Reihe geschalteten ohmschen Elementen, die zwischen dem Eingangsleiter und dem Ausgangsleiter in Reihe geschaltet sind, und mehreren parallel geschalteten ohmschen Elementen, wovon jedes einen ersten Anschluss besitzt, der mit einem jeweiligen sukzessiven Übergang zwischen den verschiedenen in Reihe geschalteten ohmschen Elementen verbunden ist, wobei jedes der parallel geschalteten ohmschen Elemente ein elektrisch steuerbares Widerstandselement mit einem Steueranschluss aufweist, der dazu dient, dessen Widerstand zu steuern, wobei jedes der parallel geschalteten ohmschen Elemente einen zweiten Anschluss aufweist, der mit einem gemeinsamen Leiter gekoppelt ist; und (b) Erzeugen mehrerer allmählich sich ändernder sukzessiver stückweise linearer analoger Steuerspannungssignale an den Steueranschlüssen von jeweiligen sukzessiven elektrisch steuerbaren Widerstandselementen.