DE69827716T2

DE69827716T2 - Koheränte Demodulation von Spreizspektrumsignalen ohne Pilotensignal

Info

Publication number: DE69827716T2
Application number: DE69827716T
Authority: DE
Inventors: Pierre Roux
Original assignee: Alcatel SA
Current assignee: TCT Mobile Ltd
Priority date: 1997-08-07
Filing date: 1998-07-30
Publication date: 2005-11-24
Anticipated expiration: 2018-07-31
Also published as: FR2767238B1; US6028888A; CN1219046A; JPH11154932A; CA2243447A1; DE69827716D1; CN1168239C; EP0899895B1; AU739095B2; AU7880698A; FR2767238A1; JP4105807B2; EP0899895A1

Description

Das Gebiet der Erfindung sind digitale Übertragungen mit Frequenzspreizung und insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, CDMA-Übertragungen (für englisch „Code Division multiple Acces"; Codemultiplexzugriff). Die CDMA-Technik, die in der Vervielfachung eines Quellsignals (innerhalb eines gemeinsamen Frequenzbandes) durch einen spezifischen Code besteht, stellt in der Tat eine Anwendung der Frequenzspreizung dar.
Generell verwendet man in derartigen Übertragungssystemen beim Senden Modulationsvorrichtungen mit Frequenzspreizung. Letztere wenden auf Eingangssignale (oder Quellsignale) eine Frequenzspreizung und anschließend eine Quadraturmodulation an und erzielen so die zu sendenden Signale. Klassischerweise (und dies gilt auch für den weiteren Verlauf dieser Beschreibung) geht man davon aus, dass das oder jedes Eingangssignal eine Übertragungsrate D aufweist, während das zu sendende Signal und das empfangene Signal jeweils eine Übertragungsrate N*D aufweisen, wobei N der Spreizfaktor ist.
Die Erfindung betrifft, genauer gesagt, Vorrichtungen für eine kohärente Demodulation des Typs, der darauf abzielt, ausgehend von empfangenen Signalen die Eingangssignale der zuvor genannten Modulationsvorrichtungen mit Frequenzspreizung zu regenerieren.
Im Rahmen der vorliegenden Erfindung ist nur der Fall einer Frequenzspreizung des komplexen Typs von Interesse (welcher der Verwendung von zwei um 90° phasenverschobenen Spreizsequenzen entspricht). Die reelle Spreizung (welche der Verwendung einer einzigen Spreizsequenz entspricht) weist nämlich Nachteile im Hinblick auf die Leistungen auf, der sie bedeutungslos macht.
Im Allgemeinen unterscheidet man zwei Familien der Übertragung mit Frequenzspreizung:

– Einkanalübertragungen: Die Modulationsvorrichtung empfängt ein einziges Eingangssignal, auf das sie eine Frequenzspreizung und anschließend eine Quadraturmodulation anwendet, um so das zu sendende Signal zu erzeugen;
– Mehrkanalübertragung: Die Modulationsvorrichtung empfängt eine Vielzahl von Eingangssignalen und wendet auf jedes von ihnen eine Multiplikation mit einem distinkten orthogonalen Code (zum Beispiel einem Walsh-Code) an, um so eine Vielzahl von Kanälen zu erhalten. Sie fasst diese Vielzahl von Kanälen auf demselben Mehrkanalsignal zusammen, auf das sie eine Frequenzspreizung und anschließend eine Quadraturmodulation anwendet, um so das zu sendende Signal zu erhalten.

In jeder dieser beiden Familien kann man noch zwei Unterfamilien unterscheiden, die den Fällen entsprechen, wo das (die) Eingangssignal(e) reell oder komplex ist (sind). Im Allgemeinen entsteht ein komplexes Eingangssignal mit der Übertragungsrate D durch den Übergang eines reellen Signals mit der Übertragungsrate 2.D in einem Seriell-Parallel-Umsetzer vom Typ 1 nach Typ 2.
Die Erfindung hat zahlreiche Anwendungen, beispielsweise digitale Mobilfunk-Kommunikationssysteme.
In auf Funkzellen basierenden Mobilfunksystemen werden nämlich Einkanalübertragungen typischerweise im Fall eines Aufwärtskanals (von der Mobilstation zur Basisstation) verwendet, wobei angenommen wird, dass sich die Mobilstation damit begnügt, dass ein einziger Kommunikationskanal zur Basisstation vorhanden ist. Es sei daran erinnert, dass mehrere Mobilstationen jeweils im „Einkanalmodus" im selben Frequenzband senden können. Da sie nämlich unterschiedliche Spreizsequenzen oder vielmehr unterschiedliche Phasen derselben gemeinsamen Spreizsequenz nutzen, kann die Basisstation die von den verschiedenen Mobilstationen gesendeten Signale trennen.
Im Übrigen werden in Mobilfunksystemen Mehrkanalübertragungen typischerweise im Fall eines Abwärtskanals (von der Basisstation zur Mobilstation) verwendet, wo die Basisstation mit mehreren Mobilstationen kommunizieren muss. Das von der Basisstation gesendete Signal ist in diesem Fall eine Anhäufung mehrer Kanäle, die zu sämtlichen Mobilstationen gesendet werden. Diese Kanäle werden untereinander durch die Verwendung sogenannter „orthogonaler" Codes in dem Maße getrennt, in dem sie es einem Empfänger einer Mobilstation ermöglichen, das für ihn bestimmte Signal herauszulesen, ohne durch das Vorhandensein der anderen Kanäle gestört zu werden.
Es ist allerdings darauf hinzuweisen, dass die derzeitige Tendenz bei der Normungstätigkeit für die künftigen CDMA-Mobilfunknetze dahin geht, die Mehrkanalübertragung auch in Aufwärtsrichtung (von der Mobilstation zur Basisstation) einzuführen. Diese Tendenz ist durch die daraus entstehende Flexibilität (insbesondere für Multimedia-Anwendungen) gerechtfertigt, sowie durch die Möglichkeit, eine kohärente Demodulation anzuwenden (die leistungsfähiger ist als die nicht kohärente Demodulation, die in Mehrkanal-Empfangsvorrichtungen verwendet werden muss).
Nachfolgend werden die bekannten Demodulationstechniken (mit ihren jeweiligen Nachteilen) für jede der beiden zuvor genannten Übertragungsfamilien vorgestellt.
Zuvor muss daran erinnert werden, dass eine Demodulationsvorrichtung (oder ein Empfänger) die Aufgabe hat, das oder die Eingangssignal(e) oder Quellsignal(e)) ausgehend von dem Signal, das die Vorrichtung empfängt, zu regenerieren. Das empfangene Signal entspricht dem durch verschiedene Störungen beeinträchtigten gesendeten Signal. Wir inte ressieren uns hier für die Störung, welche die Phasenverschiebung darstellt. Nach der Demodulation (durch zwei 90° phasenverschobene Trägerwellen) des empfangenen Signals ist das daraus resultierende Signal ein von einer Phasenrotation betroffenes komplexes Signal. Diese Rotation entspricht exakt der Phasenverschiebung. Man weiß, dass die Phasenverschiebung durch das Ausbreitungsmedium sowie durch die Modulations- und Demodulationsvorgänge bedingt ist (und insbesondere durch die Asynchronität zwischen den lokalen Oszillatoren, welche den Modulator und den Demodulator speisen). Die Phasenverschiebung entwickelt sich im Lauf der Zeit, sie ist ein dynamisches Phänomen. Die Behandlung dieser Phasenverschiebung ist unterschiedlich, je nachdem, ob es sich um eine Einkanal- oder um eine Mehrkanalübertragung handelt.
Im Fall einer Einkanalübertragung wird derzeit eine nicht kohärente Demodulation verwendet, was Konsequenzen sowohl für den Empfänger als auch für den Sender hat. Das Prinzip der nicht kohärenten Demodulation besteht darin, dass eine übertragene Sequenz gewählt wird, die beim Empfangen interpretiert werden kann, ohne dass die durch den Kanal hervorgerufene Phasenverschiebung bekannt ist.
Leider wird die Anwendung der nicht kohärenten Modulation mit Leistungseinbußen bezahlt.
Im Fall einer Mehrkanalübertragung wird derzeit eine kohärente Modulation verwendet, was voraussetzt, dass die durch die Übertragungs-, Modulations- und Demodulationsvorgänge eingeführte variable Phasenverschiebung bekannt ist. Die derzeitige Lösung, um diese Informationen zu bekommen, besteht darin, einen der Kanäle für die Übertragung eines Pilotsignals zu reservieren. Mit anderen Worten, im Allgemeinen wird auf einem der Eingangssignale eine ganze Zahl „1" übertragen. Der Empfänger wertet das Vorhandensein des Pilotsignals aus, um die Schätzung des Kanals durchzuführen und insbesondere, um die durch den Kanal hervorgerufene Phasenverschiebung zu bestimmen. Gestützt auf diese Kenntnis kann der Empfänger daraufhin die Phasenverschiebung rückgängig machen.
Leider führt die Verwendung eines Pilotsignals ihrerseits auch zu einem Abfall der Systemleistungen. Denn der Kanal, der das Pilotsignal trägt, steht nicht für die Übertragung von Nutzdaten zur Verfügung. Außerdem ist man oft dazu veranlasst, dem Pilotkanal eine höhere Leistung zuzuweisen als die eines normalen Kanals, insbesondere, wenn die dynamischen Schwankungen schnell sind. Nun werden aber, da die gesendete Zusatzleistung kein Informationsträger ist, die Leistungen der Verbindung dadurch verschlechtert.
Die Erfindung hat insbesondere zum Ziel, diese verschiedenen Nachteile des bisherigen Standes der Technik zu beseitigen.
Genauer gesagt, besteht eines der Ziele der vorliegenden Erfindung darin, eine Einkanalvorrichtung zur kohärenten Demodulation zu liefern, die im Fall einer Einkanalübertragung verwendet werden kann und die höhere Leistungen aufweist als die zuvor genannten klassischen Vorrichtungen für eine nicht kohärente Demodulation.
Die Erfindung hat auch zum Ziel, eine Mehrkanalvorrichtung für eine kohärente Demodulation zu liefern, die im Fall einer Mehrkanalübertragung verwendet werden kann und die höhere Leistungen aufweist als die zuvor genannten klassischen Vorrichtungen zur kohärenten Demodulation mit einem Pilotsignal.
Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, solche Einkanal- und Mehrkanalvorrichtungen für eine kohärente Demodulation zu liefern, die die Möglichkeit bieten, die insbesondere durch das Ausbreitungsmedium verursachte Phasenverschiebung abzuschätzen und zu korrigieren, ohne eine Hypothese über die übertragenen Signale aufzustellen und insbesondere, ohne ein Pilotsignal zu übertragen.
Ein ergänzendes Ziel der Erfindung besteht darin, eine Empfangsbaugruppe mit mehreren Diversity-Pfaden zu liefern, welche die Vorteile in Verbindung mit den in dieser Baugruppe enthaltenen Vorrichtungen (Einkanal- und Mehrkanal-) bewahrt.
Diese verschiedenen Zielsetzungen sowie weitere, die später noch zutage treten werden, werden gemäß der Erfindung mit Hilfe einer Einkanalvorrichtung für kohärente Demodulation erreicht, welche dem Typ angehört, der darauf abzielt, ausgehend von einem empfangenen Signal ein Eingangssignal einer Einkanalvorrichtung für eine Modulation mit komplexer Spreizung der Größenordnung N zu regenerieren, wobei diese Einkanalvorrichtung für eine Modulation mit komplexer Spreizung das Eingangssignal einer komplexen Spreizung und anschließend einer Quadraturmodulation unterzieht, um so ein zu sendendes Signal zu erhalten, wobei das Eingangssignal eine Übertragungsrate D aufweist und wobei das zu sendende Signal und das empfangene Signal jeweils eine Übertragungsrate N*D aufweisen, dadurch gekennzeichnet, dass sie insbesondere aufweisen:

– Quadraturdemodulationsvorrichtungen, die ein demoduliertes Signal mit der Übertragungsrate N*D ausgehend von dem empfangenen Signal erzeugen;
– Vorrichtungen zur komplexen Entspreizung, die ein entspreiztes Signal mit der Übertragungsrate N*D ausgehend von dem demodulierten Signal erzeugen;
– Vorrichtungen zur Summierung über N Abtastwerte, die ein Summensignal mit der Übertragungsrate D ausgehend von dem entspreizten Signal erzeugen;
– einen Regelkreis zur Schätzung und Korrektur der Phasenverschiebung, die auf dem demodulierten Signal verursacht wurde, wobei dieser Regelkreis aufweist:
– Vorrichtungen zur Erfassung des Arguments des Summensignals;
– Vorrichtungen zur Anwendung einer festgelegten Funktion, mit der das Argument des Summensignals in einen Bereich [–π/(2·x), π/(2·x)] gebracht werden kann, wobei x gleich 1 oder 2 ist, je nachdem, ob dieses Eingangssignal reell oder komplex ist, und wobei das Ergebnis der Anwendung dieser festgelegten Funktion auf das Argument des Summensignals eine Schätzung der Phasenverschiebung darstellt;
– Vorrichtungen zur Subtraktion der Phasenverschiebungsschätzung von der Phase des demodulierten Signals oder von jener des entspreizten Signals;
– Vorrichtungen zur Regeneration des Eingangssignals ausgehend von dem Summensignal, wobei diese selbst Vorrichtungen zur Aufhebung einer statischen Rest-Phasenambiguität aufweisen, die durch die Anwendung der festgelegten Funktion verursacht wird.

Im Fall einer Einkanalübertragung besteht das allgemeine Prinzip der Erfindung folglich darin, dass eine kohärente Demodulation ohne Pilotsignal verwendet wird, die keinen Einfluss auf den Sender hat und die eine Verbesserung der Demodulationsleistungen ermöglicht. Es sei daran erinnert, dass nach dem bisherigen Stand der Technik in diesem Fall eine nicht kohärente Demodulation verwendet wird.
Es ist wichtig, darauf hinzuweisen, dass die kohärente Demodulation der Erfindung ohne jede Kenntnis des übertragenen Signals durchgeführt wird. Die Schätzung der Phasenverschiebung erhält man nämlich, indem ein mit einem Vorzeichen versehener Wert ausgehend von Argument des Summensignals erzeugt wird. Genauer gesagt, wird auf das Summensignal eine festgelegte Funktion angewendet, die ihrerseits auf einer Modulo-Funktion basiert und mit der das Argument dieses Summensignals in einen Bereich um Null gebracht werden kann.
Die Schätzung der Phasenverschiebung wird in einem Phasenregelkreis (zum Beispiel erster Ordnung) verwendet. Daher nähert sich das System einem Fehler von null (das heißt einer vollkommenen Korrektur der Phasenverschiebung).
Es ist darauf hinzuweisen, dass die Anwendung der festgelegten Funktion im Gegenzug jedoch eine statische Rest-Phasenambiguität verursacht, die aufgehoben werden muss. Eine solche Phasenambiguität ist allerdings ein in Systemen ohne Frequenzspreizung (oder ohne CDMA) bekanntes Phänomen, wo es mit der Wiederherstellung der Trägerwelle zusammenhängt. Folglich kennt man bereits Lösungen zur Aufhebung einer solchen Phasenambiguität, die hier angewendet werden können. Auf jeden Fall ist auch dann, wenn die zur Aushebung der Phasenambiguität gewählte Lösung zu einer leichten Verschlechterung der Leistungen führt, diese leichte Verschlechterung sehr gering im Vergleich zu jener, welche die Verwendung einer nicht kohärenten Modulation mit sich bringen würde.
Die Erfindung betrifft auch eine Mehrkanalvorrichtung für kohärente Demodulation des Typs, der darauf abzielt, ausgehend von einem empfangenen Signal eine Vielzahl von Eingangssignalen einer Mehrkanal-Modulationsvorrichtung mit komplexer Spreizung der Größenordnung N zu regenerieren, wobei die Mehrkanal-Modulationsvorrichtung auf jedes der Eingangssignale eine Multiplikation mit einem distinkten orthogonalen Code in der Weise anwendet, dass man eine Vielzahl von Kanälen erhält, wobei diese Vielzahl von Kanälen auf demselben Mehrkanalsignal zusammengefasst ist und wobei das Mehrkanalsignal einer komplexen Spreizung und anschließend einer Quadraturmodulation unterzogen wird, und zwar in der Weise, dass man ein zu sendendes Signal erhält, wobei jedes der Eingangssignale eine Übertragungsrate D aufweist und das zu sendende Signal und das empfangene Signal jeweils eine Übertragungsrate N*D aufweisen, hierbei weist die Mehrkanalvorrichtung zur kohärenten Demodulation insbesondere auf:

– Quadraturdemodulationsvorrichtungen, die ein demoduliertes Signal mit der Übertragungsrate N*D ausgehend von dem empfangenen Signal erzeugen;
– Vorrichtungen zur komplexen Entspreizung, die ein entspreiztes Signal mit der Übertragungsrate N*D ausgehend von dem demodulierten Signal erzeugen;

– eine Vielzahl von Verarbeitungszweigen, von denen jeder einem bestimmten Kanal aus dieser Vielzahl zugeordnet ist, und insbesondere aufweisend:
– Vorrichtungen zur Multiplikation des entspreizten Signals mit dem für den bestimmten Kanal spezifischen orthogonalen Code, sodass man ein für diesen bestimmten Kanal spezifisches entspreiztes Signal mit der Übertragungsrate N*D erhält;
– Vorrichtungen zur Summierung über N Abtastwerte, die ein für den bestimmten Kanal spezifisches Summensignal mit der Übertragungsrate D ausgehend von dem für den bestimmten Kanal spezifischen entspreizten Signal erzeugen;
– einen Regelkreis zur Schätzung und Korrektur der Phasenverschiebung, die auf dem demodulierten Signal verursacht wurde, wobei dieser Regelkreis aufweist:
– in jedem der Verarbeitungszweige:
– Vorrichtungen zur Erfassung des Arguments des für den bestimmten Kanal spezifischen Summensignals;
– Vorrichtungen zur Anwendung einer festgelegten Funktion, mit der das Argument des für den bestimmten Kanal spezifischen Summensignals in einen Bereich [–π/(2·x), π/(2·x)] gebracht werden kann, wobei x gleich 1 oder 2 ist, je nachdem, ob dieses für den bestimmten Kanal spezifische Eingangssignal reell oder komplex ist, und wobei das Ergebnis der Anwendung dieser festgelegten Funktion auf das Argument des für den bestimmten Kanal spezifischen Summensignals eine Schätzung der Phasenverschiebung darstellt;
– Vorrichtungen zur Mittelung der Schätzungen der Phasenverschiebung, die von den Verarbeitungszweigen geliefert wurden, sodass man eine mittlere Schätzung dieser Phasenverschiebung erhält;
– Vorrichtungen zur Subtraktion der mittleren Phasenverschiebungsschätzung von der Phase des demodulierten Signals oder von jener des entspreizten Signals;
– in jedem der Verarbeitungszweige Vorrichtungen zur Regeneration des für den bestimmten Kanal spezifschen Eingangssignals ausgehend von dem für den bestimmten Kanal spezifschen Summensignal, wobei diese selbst Vorrichtungen zur Aufhebung einer statischen Rest-Phasenambiguität aufweisen, die durch die Anwendung der festgelegten Funktion verursacht wird.

Im Fall einer Mehrkanalübertragung besteht das allgemeine Prinzip der Erfindung folglich darin, dass eine kohärente Demodulation ohne Pilotsignal verwendet wird. Es sei daran erinnert, dass nach dem bisherigen Stand der Technik in diesem Fall eine kohärente Demodulation mit Pilotsignal verwendet wird.
Die vorherigen Kommentare (im Zusammenhang mit der Einkanalvorrichtung) zur kohärenten Demodulation gemäß der Erfindung gelten auch im Fall der Mehrkanalvorrichtung.
Die Mehrkanalvorrichtung der Erfindung unterscheidet sich von der Einkanalvorrichtung im Wesentlichen dadurch, dass eine Schätzung der Phasenverschiebung auf jedem für einen bestimmten Kanal spezifischen Summensignal durchgeführt wird. Ausgehend von allen diesen Schätzungen berechnet man eine mittlere Schätzung, mit deren Hilfe die Phase des empfangenen Signals insgesamt korrigiert werden kann. Außerdem muss auf jedem für einen bestimmten Kanal spezifischen Summensignal eine statische Rest-Phasenambiguität aufgehoben werden.
Nun werden verschiedene gemeinsame Merkmale der kohärenten Mehrkanal- und Einkanaldemodulation der Erfindung dargestellt.
Vorzugsweise kann die festgelegte Funktion wie folgt geschrieben werden:
f(Φ) = ((Φ + π/(2·x))%(π/x)) – π/(2·x), wobei % die Modulo-Funktion ist.
Es sei daran erinnert, dass x gleich 1 oder 2 ist, je nachdem, ob das Eingangssignal reell oder komplex ist.
Vorteilhafterweise umfasst der Regelkreis unter anderem mindestens einige der Vorrichtungen, welche zu der Gruppe gehören, die aufweist:

– Vorrichtungen zur Multiplikation der Phasenverschiebungsschätzung oder der mittleren Phasenverschiebungsschätzung mit einem festgelegten Skalar in der Weise, dass die dynamischen Merkmale des Regelkreises geregelt werden;
– Vorrichtungen zur Integration der Phasenverschiebungsschätzung oder der mittleren Phasenverschiebungsschätzung über einer festgelegten Dauer in der Weise, dass man eine kumulierte Schätzung dieser Phasenverschiebung erhält. Vorteilhafterweise gehört das oder jedes der Eingangssignale zu der Gruppe, die aufweist:
– die reellen Eingangssignale mit einer Übertragungsrate D (Fall von x = 1);
– die komplexen Eingangssignale mit einer Übertragungsrate D (Fall von x = 2), die jeweils durch einen Seriell-Parallel-Umsetzer von 1 nach 2 ausgehend von einem reellen Quellsignal mit der Übertragungsrate 2*D erzeugt werden.

Es ist klar, dass es unter dem Gesichtspunkt der Übertragungsrate besser ist, komplexe Eingangssignale zu verwenden.
Vorteilhafterweise umfassen die Vorrichtungen zur Regeneration des Eingangssignals oder jedes der Eingangssignale unter anderem mindestens einige der Vorrichtungen, welche zu der Gruppe gehören, die aufweist:

– Vorrichtungen zur Erfassung des reellen Teils, wenn das Eingangssignal ein reelles Signal ist;
– Vorrichtungen zum Schwellenwertvergleich;
– Decodiervorrichtungen vom Typ eines Viterbi-Decoeders, wenn beim Senden mit einem Faltungscode arbeitende Codiervorrichtungen eingesetzt werden.

In einer besonderen Ausführungsform der Erfindung weisen die Vorrichtungen zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität Vorrichtungen zur differentiellen Codierung/Decodierung auf.
Es ist darauf hinzuweisen, dass diese Lösung ein Multiplikationsphänomen der Fehlerquote (in einem Verhältnis von zwei oder weniger) aufweist, das zu einer leichten Verschlechterung der Leistungen führt. Allerdings ist diese leichte Verschlechterung sehr gering im Vergleich zu jener, welche die Verwendung einer differentiellen (oder nicht kohärenten) Demodulation mit sich bringen würde.
Nach einer vorteilhaften Variante, in dem Fall, in dem beim Senden mit einem Faltungscode arbeitende Codiervorrichtungen eingesetzt werden und in dem die Vorrichtungen zur Regeneration des Eingangssignals Viterbi-Decodiervorrichtungen aufweisen, enthalten die Vorrichtungen zur Aufhebung einer statischen Rest-Phasenambiguität:

– Phasenverschiebungsvorrichtungen, mit denen die Phase des am Eingang der Viterbi-Decodiervorrichtungen vorliegen Signals um einen Wert verschoben werden kann, der aus einer festgelegten Menge von Werten gewählt wird;
– Vorrichtungen zur Analyse des Signals am Ausgang der Viterbi-Decodiervorrichtungen, die den Phasenverschiebungsvorrichtungen die Wahl eines der Verschiebungswerte in Abhängigkeit vom Ergebnis dieser Analyse anzeigen.

Diese Variante findet insbesondere (jedoch nicht ausschließlich) dann Anwendung, wenn der verwendete Faltungscode gegenüber den Phasenambiguitäten nicht transparent ist. Wenn nämlich keine Transparenz gegeben ist, kann die vorhergehende Lösung (differentielle Codierung/Decodierung) nicht angewendet werden. In diesem Fall kann diese nicht vorhandene Transparenz genutzt werden, um die vorliegende Variante anzuwenden, die ihrerseits nicht das weiter oben erwähnte Fehlermultiplikationsphänomen aufweist. In dem Fall nämlich, wo die Rest-Phasenambiguität nicht gleich null ist, ermöglicht die Analyse des Decoder-Ausgangssignals (zum Beispiel durch Vergleich der kumulierten Metrik mit einem festgelegten Schwellenwert), festzustellen, ob der für die Phasenverschiebung gewählte Wert der geeignete ist. Indem die verschiedenen möglichen Phasenverschiebungswerte ausprobiert werden (Vorgehensweise nach Versuch und Irrtum), bestimmt man den besten Verschiebungswert, was darauf hinausläuft, dass die Phasenambiguität aufgehoben wird.
In dieser besonderen Ausführungsform oder in dieser Variante umfasst die festgelegte Menge der Phasenverschiebungswerte die folgenden Werte:

– 0 und π, wenn das oder jedes der Eingangssignal ein reelles Signal ist;
– 0, π/2, π und 3π/2, wenn das oder jedes der Eingangssignale ein komplexes Signal ist.

Die Erfindung betrifft auch eine Empfangsbaugruppe, die mindestens zwei Einkanal- oder Mehrkanalvorrichtungen zur kohärenten Demodulation aufweist, wie sie zuvor beschrieben wurden, von denen jede einem eindeutigen Diversity-Pfad entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass die Baugruppe für das Eingangssignal oder für jedes der Eingangssignale Vorrichtungen zur Regeneration dieses Eingangssignals ausgehend von verschiedenen Summensignalen aufweist, die von Summiervorrichtungen jedes dieser Diversity-Pfade geliefert werden;
sowie dadurch, dass die Regenerationsvorrichtungen ihrerseits aufweisen:

– Kombinationsvorrichtungen für die verschiedenen Summensignale in der Weise, dass man ein kombiniertes Endsignal erhält, welches eine maximale Verstärkung aufweist;
– Vorrichtungen zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität des kombinierten Endsignals, die durch die Anwendung der festgelegten Funktion auf jeden der Diversity-Pfade verursacht wird.

Gemäß der Erfindung bestimmt die Empfangsbaugruppe zunächst ein kombiniertes Signal (das sich aus der Kombination der den verschiedenen Pfaden zugeordneten Signale ergibt) in der Weise, dass es eine maximale Verstärkung aufweist, und hebt anschließend die Phasenambiguität auf diesem Signal auf. Die Messung der Verstärkung erfolgt zum Beispiel durch Messung des Absolutwertes.
Es sei daran erinnert, dass im Fall von Diversity-Verfahren die Aufhebung der Phasenambiguität etwas komplizierter ist, weil die Ambiguität auf jedem der Diversity-Pfade aufgehoben werden muss. Wenn nämlich keinerlei Vorkehrungen getroffen werden, läuft man Gefahr, die gegenphasigen und nicht die phasengleichen Pfade zu kombinieren.
Vorteilhafterweise umfassen die Vorrichtungen zur Kombination der verschiedenen Summensignale n_G Gruppe(n) von in Kaskade geschalteten Vorrichtungen mit n_G = n_S – 1, wobei n_S gleich der Anzahl der zu kombinierenden Summensignale (n_S ≥ 2) ist, und wobei jede Gruppe von Vorrichtungen aufweist:

– Phasenverschiebungsvorrichtungen, mit denen die Phase eines ersten der verschiedenen Summensignale oder eines kombinieren Signals, das am Ausgang einer vorhergehenden Gruppe von Vorrichtungen vorliegt, um einen Wert verschoben werden kann, der aus einer festgelegten Menge von Werten gewählt wird, und zwar in der Weise, dass ein phasenverschobenes Summensignal erzeugt wird;
– Vorrichtungen zur Addition des phasenverschobenen Summensignals mit einem anderen der verschiedenen Summensignale in der Weise, dass ein kombiniertes Signal erzeugt wird;
– Steuervorrichtungen für diese Phasenverschiebungsvorrichtungen, die eine Endauswahl des Verschiebungswertes in der Weise vornehmen, dass das kombinierte Signal eine maximale Verstärkung aufweist;

Auf diese Weise wird zunächst der erste Pfad mit dem zweiten kombiniert, danach der dritte mit dem Signal, das sich aus der Kombination der beiden ersten ergibt, usw.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden bei der Lektüre der folgenden Beschreibung einer Ausführungsform der Erfindung zutage treten, die als Beispiel zur Information und ohne einschränkende Wirkung sowie [unter Bezugnahme auf die] im Anhang beigefügten Zeichnungen gegeben wird, auf denen:
die 1A bis 1D jeweils ein Übersichtsschaltbild einer klassischen Modulationsvorrichtung mit Frequenzspreizung für die folgenden Übertragungstypen darstellen:

– Einkanal mit komplexer Spreizung eines reellen Signals (1A);
– Einkanal mit komplexer Spreizung eines komplexen Signals (1B);
– Mehrkanal mit komplexer Spreizung eines reellen Signals (1C);
– Mehrkanal mit komplexer Spreizung eines komplexen Signals (1D);

die 2A bis 2D jeweils ein Übersichtsschaltbild einer besonderen Ausführungsform einer Vorrichtung zur kohärenten Demodulation gemäß der Erfindung darstellen, jeweils für die Übertragungstypen der 1A bis 1D;
die 3 und 4 jeweils eine vereinfachtes Übersichtsschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Vorrichtungen zur Aufhebung einer statischen Rest-Phasenambiguität darstellen, wie sie jeweils auf den 2A und 2C einerseits bzw. 2B und 2D andererseits erscheinen; und
5 ein Übersichtsschaltbild einer besonderen Ausführungsform einer Empfangsbaugruppe gemäß der Erfindung mit mehreren Diversity-Phaden darstellt.
Nun sollen im Zusammenhang mit den 1A bis 1D noch einmal die verschiedenen Übertragungstypen mit Frequenzspreizung erläutert werden. Die 1A und 1B entsprechen dem Fall einer Einkanalübertragung, wenn das Eingangssignal reell (1A) bzw. komplex (1B) ist. Die 1C und 1D entsprechen dem Fall einer Mehrkanalübertragung, wenn die Eingangssignale reell (1C) bzw. komplex (1D) sind.
Für alle Abbildungen gilt die Vereinbarung, dass reelle Signale durch dünne Striche dargestellt werden, während komplexe Signale durch dicke Striche dargestellt werden. Außerdem trägt dasselbe Element auf allen Abbildungen immer dieselbe Bezeichnungsnummer.
Im Fall einer Einkanalübertragung mit komplexer Spreizung eines reellen Signals (1A) empfängt die Modulationsvorrichtung 1_a mit Frequenzspreizung ein einziges Eingangssignal 2_a , von dem angenommen wird, dass es digital ist und aus einem binären Datenstrom mit der Übertragungsrate D besteht. Ein Spreizsignal 5_a erhält man durch Multiplikation (3) des Eingangssignals 2_a mit einem komplexen Signal 4, das als (Pn + jQn) geschrieben wird. Pn und Qn sind zwei Pseudozufalls-Binärdatenströme mit der Übertragungsrate N*D, wobei N der Spreizfaktor ist. Das Spreizsignal 5_a , das ein komplexes Signal mit der Übertragungsrate N*D ist, wird an die beiden Eingänge eines Modulators 6 mit zwei 90° phasenverschobenen Trägerwellen geliefert. Das Signal am Ausgang des Modulators 6, ebenfalls mit der Übertragungsrate N*D, stellt das zu sendende Signal 7_a dar.
Im Fall einer Einkanalübertragung mit komplexer Spreizung eines komplexen Signals (1B) unterscheidet sich die Modulationsvorrichtung 1_b mit Frequenzspreizung von jener in 1A lediglich dadurch, dass das Eingangssignal 2_b komplex und nicht reell ist. Dieses komplexe Eingangssignal 2_b , das eine Übertragungsrate D besitzt, resultiert zum Beispiel aus dem Übergang eines reellen Quellsignals 8_b mit der Übertragungsrate 2.D in einem Seriell-Parallel-Umsetzer 9 von Typ 1 nach Typ 2.
Im Fall einer Mehrkanalübertragung mit komplexer Spreizung eines reellen Signals (1C) empfängt die Modulationsvorrichtung 1_c mit Frequenzspreizung eine Vielzahl von Eingangssignalen 2_c,0 bis 2_c,k . Jedes dieser Eingangssignale 2_c,0 bis 2_c,k wird mit einem distinkten orthogonalen Code H0 bis Hk (zum Beispiel einem Walsh-Code) multipliziert (10), und zwar in der Weise, dass man eine Vielzahl von Kanälen 11_c,0 bis 11_c,k erhält. Diese Vielzahl von Kanälen 11_c,0 bis 11_c,k wird auf demselben Merkkanalsignal 13_c zusammengefasst. Ein Spreizsignal 5_c erhält man durch Multiplikation (3) des Mehrkanalsignals 13_c mit einem komplexen Signal 4, das als Pn + jQn geschrieben wird. Das Spreizsignal 5_c , das ein komplexes Signal mit der Übertragungsrate N*D ist, wird an die beiden Eingänge eines Modulators 6 mit zwei 90° phasenverschobenen Trägerwellen geliefert. Das Signal am Ausgang des Modulators 6, ebenfalls mit der Übertragungsrate N*D, stellt das zu sendende Signal 7_c dar.
Im Fall einer Mehrkanalübertragung mit komplexer Spreizung eines komplexen Signals (1C) unterscheidet sich die Modulationsvorrichtung 1_d mit Frequenzspreizung von jener in 1C lediglich dadurch, dass jedes der Eingangssignale 2_d,0 bis 2_d,k komplex und nicht reell ist. Jedes der komplexen Eingangssignale 2_d,0 bis 2_d,k , das eine Übertragungsrate D besitzt, resultiert zum Beispiel aus dem Übergang eines reellen Quellsignals aus einer Vielzahl [von Signalen] 8_d,0 bis 8_d,k mit der Übertragungsrate 2.D in einem Seriell-Parallel-Umsetzer 9 von Typ 1 nach Typ 2.
Nur werden unter Bezugnahme auf die 2A bis 2D vier Ausführungsformen einer Vorrichtung zur kohärenten Modulation gemäß der Erfindung dargestellt, die jeweils den vier Übertragungstypen der 1A bis 1D entsprechen.
In der ersten auf 2A dargestellten Ausführungsform entspricht die Vorrichtung zur kohärenten Demodulation dem Einkanaltyp und empfängt ein Signal 14_a , das aus der Übertragung des Signals 7_a durch ein gegebenes Übertragungsmedium resultiert, wobei das Signal 7_a von der Modulationsvorrichtung 1_a von 1A gesendet wurde.
In dieser ersten Ausführungsform weist die Vorrichtung zur kohärenten Demodulation insbesondere auf:

– einen Quadraturdemodulator 15, der ein demoduliertes Signal 16_a (mit der Übertragungsrate N*D) ausgehend von dem empfangenen Signal 14_a erzeugt;
– Vorrichtungen 17 zur komplexen Entspreizung, die ein entspreiztes Signal 18_a (mit der Übertragungsrate N*D) ausgehend von dem demodulierten Signal 16_a erzeugen. Diese komplexe Entspreizung erfolgt durch Multiplikation mit dem komplexen Signal 19, das als (Pn – jQn) geschrieben wird, konjugiert mit dem für die Spreizung verwendeten Signal 4;
– Vorrichtungen 20 zur Summierung über N Abtastwerte, die ein Summensignal 21_a (mit der Übertragungsrate D) ausgehend von dem entspreizten Signal 18_a erzeugen;
– einen Regelkreis zur Schätzung und Korrektur der Phasenverschiebung (vgl. ausführliche Beschreibung weiter unten). Es sei daran erinnert, dass diese Phasenverschiebung auf dem demodulierten Signal 16_a insbesondere durch die Vorgänge der Modulation, der Übertragung über das Ausbreitungsmedium und der Demodulation verursacht wird;
– Vorrichtungen 22 zur Regeneration des Eingangssignals 2_a ausgehend von dem Summensignal 21_a (vgl. ausführliche Beschreibung weiter unten). Bei einer vollkommenen Regeneration ist das regenerierte Signal 23_a gleich dem Eingangssignal 2_a (1A).

In dem auf 2A dargestellten Beispiel gehören zu dem Regelkreis zur Schätzung und Korrektur der Phasenverschiebung:

– Vorrichtungen 24 zur Erfassung des Arguments 25_a des Summensignals 21_a . Dieses Argument 25_a liegt im Bereich [0, 2π];
– Vorrichtungen 26_a zur Anwendung einer festgelegten Funktion, mit der das Argument 25_a des Summensignals 21_a in den Bereich [–π/2, π/2] gebracht werden kann. Der auf diese Weise erhaltene mit einem Vorzeichen versehene Wert stellt eine grobe Schätzung 27_a der Phasenverschiebung dar. In diesem Fall kann die festgelegte Funktion zum Beispiel geschrieben werden als: f_a(Φ) = ((Φ + π/2)%π) – π/2, wobei % die Modulo-Funktion ist;
– Vorrichtungen 28 zur Multiplikation der groben Schätzung 27_a der Phasenverschiebung mit einem festgelegten Skalar (oder Regelkreiskoeffizienten) c_a in der Weise, dass die dynamischen Merkmale des Regelkreises geregelt werden;
– Vorrichtungen 30 zur Integration des daraus resultierenden Signals 29_a (am Ausgang der Multiplikationsvorrichtungen 28) über einer festgelegten Dauer in der Weise, dass man eine kumulierte Schätzung 31_a der Phasenverschiebung erhält;
– Vorrichtungen 32 zur Subtraktion der kumulierten Schätzung 31_a von der Phase des demodulierten Signals 16_a . Diese Subtraktion erfolgt durch Multiplikation (33) der kumulierten Schätzung 31_a mit –1 (so dass man den Kehrwert der kumulierten Schätzung erhält) und anschließender Multiplikation (34) des demodulierten Signals 16a mit eiϕ, wobei ϕ der Kehrwert der kumulierten Schätzung 31_a der Phasenverschiebung ist.

Es ist darauf hinzuweisen, dass nach einer Variante die kumulierte Schätzung 31_a von der Phase des entspreizten Signals 18_c subtrahiert werden kann (und nicht von der Phase des demodulierten Signals 16_a ), da die Vorgänge der Demodulation und der Entspreizung linear sind und ihre Ausführungsreihenfolge daher umkehrt werden kann.
In dem auf 2A dargestellten Beispiel gehören zu den Regenerationsvorrichtungen 22:

– Vorrichtungen 36 zur Erfassung des reellen Teils 37_a des Summensignals 21_a ;
– Vorrichtungen 38_a zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität des kombinierten Endsignals, welchen der reelle Teil 37_a des Summensignals 21_a darstellt, wobei diese Ambiguität durch die Anwendung der Funktion f_a(Φ) auf das Argument 25_a des Summensignals 21_a verursacht wird. Im vorliegenden Fall kann, da das Eingangssignal ein reelles Signal ist, die statische Rest-Phasenverschiebung gleich 0 oder gleich π sein. Mit anderen Worten, die Phasenambiguität beträgt π (vgl. weiter unten die ausführliche Beschreibung dieser Vorrichtungen zur Aufhebung der Ambiguität);
– Verarbeitungsvorrichtungen 39 (zum Beispiel Schwellenwertvergleich oder Viterbi-Decodierung) in der Weise, dass man das regenerierte Signal 23a erhält, nachdem die Phasenambiguität aufgehoben wurde. Es ist klar, dass die Viterbi-Decodierung nur an gewendet werden kann, wenn beim Senden mit einem Faltungscode arbeitende Codiervorrichtungen eingesetzt werden.

Unter Bezugnahme auf 3 wird nun eine besondere Ausführungsform der Vorrichtungen 38_a zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität vorgestellt. Diese besondere Ausführungsform findet insbesondere dann Anwendung, wenn beim Senden (nicht dargestellte) Codiervorrichtungen, die mit einem Faltungscode arbeiten, zum Einsatz kommen und wenn die Vorrichtungen 22 zur Regeneration des Eingangssignals Decodiervorrichtungen 39 vom Typ eines Viterbi-Decoders aufweisen, sowie in dem Fall, dass das verwendete Codierungsschema gegenüber den Phasenambiguitäten nicht transparent ist. In dieser besonderen Ausführungsform gehören zu den Vorrichtungen 38_a zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität:

– Phasenverschiebungsvorrichtungen 38_a,x , mit denen die Phase des am Eingang der Viterbi-Decodiervorrichtungen 39 vorliegen Signals um 0 oder π verschoben werden kann;
– Vorrichtungen 38_a,y zur Analyse des Signals 23_a am Ausgang der Viterbi-Decodiervorrichtungen 39, die den Phasenverschiebungsvorrichtungen 38_a,x die Wahl eines der Verschiebungswerte (0 oder π) in Abhängigkeit vom Ergebnis der Analyse anzeigen.

Die oben genannte Analyse (38_a,y ) besteht zum Beispiel darin, dass die kumulierte Metrik des Signals 23 mit einem festgelegten Schwellenwert verglichen wird. Wenn die statische Rest-Phasenverschiebung gleich null ist, arbeitet der Viterbi-Decoder normal. Wenn dagegen die statische Rest-Phasenverschiebung gleich π ist, stellt man am Ausgang des Viterbi-Decoders ungewöhnlich hohe kumulierte Metriken fest, die höher als der Wert sind, den sie im maximalen Störungsfall erreichen würden. Nach einer solchen Feststellung verändert man die Phase des auf den Eingang des Viterbi-Decoders angewendeten Signals, indem man eine Verschiebung um π einführt. Auf diese Weise wird die statische Rest-Phasenambiguität aufgehoben.
Es ist klar, dass andere Vorrichtungstypen zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenverschiebung in Betracht gezogen werden können, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Daher weisen in einer Variante die Vorrichtungen zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität differentielle Codier-/Decodiervorrichtungen auf.
In der zweiten Ausführungsform, die auf 2B dargestellt ist, entspricht die Vorrichtung zur kohärenten Demodulation dem Einkanaltyp und empfängt ein Signal 14_b , das aus der Übertragung des von der Modulationsvorrichtung 1_b von 1B gesendeten Signals 7_b durch ein gegebenes Ausbreitungsmedium resultiert.
Diese zweite Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform (vgl. 2A) im Wesentlichen dadurch, dass:

– die Regenerationsvorrichtungen 22 keine Vorrichtungen zur Erfassung des reellen Teils des Summensignals 21_b aufweisen, weil es sich bei dem regenerierten Signal 23_b , das man zu erhalten wünscht, um ein komplexes Signal handelt. Es sei daran erinnert, dass im Fall einer vollkommenen Regeneration das regenerierte Signal 23_b gleich dem Eingangssignal 2_b ist (1B);
– im Regelkreis zur Schätzung und Korrektur der Phasenverschiebung die festgelegte Funktion (die durch die Vorrichtungen 26_b angewendet wird) von der Art ist, dass mit ihrer Hilfe das Argument 25_b des Summensignals 21_b in den Bereich [–π/4, π/4] gebracht werden kann. Der auf diese Weise erhaltene mit einem Vorzeichen versehene Wert stellt eine grobe Schätzung 27_b der Phasenverschiebung dar. In diesem Fall kann die festgelegte Funktion zum Beispiel geschrieben werden als: f_b(Φ) = ((Φ + π/4)%π/2 – π/4, wobei % die Modulo-Funktion ist;
– die Vorrichtungen 38_b zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität sich leicht von jenen von 1A unterscheiden, weil, da das Eingangssignal ein komplexes Signal ist, die statische Rest-Phasenverschiebung gleich 0, π/2, π oder 3π/2 sein kann. Mit anderen Worten, die Phasenambiguität beträgt π/2 (bei einem reellen Eingangssignal beträgt sie π).

Auf 4 ist eine besondere Ausführungsform der Vorrichtungen 38_b zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität dargestellt. Es ist ohne weiteres zu verstehen, dass sich diese Ausführungsform direkt von jener ableitet, die oben im Zusammenhang mit 3 vorgestellt wurde. Hierfür braucht nämlich nur die Menge der Phasenverschiebungswerte {0, π} durch die Menge {0, π/2, π oder 3π/2} ersetzt zu werden.
In der auf 2C dargestellten dritten Ausführungsform entspricht die Vorrichtung zur kohärenten Demodulation dem Mehrkanaltyp und empfängt das Signal 14_c , das aus der Übertragung des von der Modulationsvorrichtung 1_c von 1C gesendeten Signals 7_c durch ein Ausbreitungsmedium resultiert.
Wie in der ersten Ausführungsform (2A) wird ein entspreiztes Signal 18_a erzeugt, nachdem es einen Quadraturmodulator 15 und anschließend die Entspreizungsvorrichtungen 17 durchlaufen hat.
In dieser dritten Ausführungsform unterscheidet man dagegen eine Vielzahl von Verarbeitungszweigen des entspreizten Signals 18_a . Jeder der Zweige ist einem bestimmten Kanal aus k + 1 Kanälen zugeordnet und weist insbesondere auf (zum Beispiel für den i. Zweig mit 0 ≤ i ≤ k);

– Vorrichtungen 40_i zur Multiplikation des entspreizten Signals 18_c mit dem für den betroffenen Kanal spezifischen orthogonalen Code H_i, sodass man ein für diesen betroffenen Kanal spezifisches entspreiztes Signal 40_c,i mit der Übertragungsrate N*D erhält;
– Vorrichtungen 20_i zur Summierung über N Abtastwerte, die ein für den betroffenen Kanal spezifisches Summensignal 21_c,i mit der Übertragungsrate D ausgehend von dem für den betroffenen Kanal spezifischen entspreizten Signal 41_c,i erzeugen;
– Vorrichtungen 22_c,i zur Regeneration des Eingangssignals 2_c,i des betroffenen Kanals ausgehend von dem für den betroffenen Kanal spezifischen Summensignal 21_c,i . Bei einer vollkommenen Regeneration ist das regenerierte Signal 23_c,i gleich dem Eingangssignals 2_c,i (1C).

Die zuvor genannten Vorrichtungen zur Summierung 20_i und zur Regeneration 22_c,i sind identisch mit den Vorrichtungen 20 bzw. 22 der ersten Ausführungsform und wurden bereits weiter oben im Zusammenhang mit 2A beschrieben. Es ist darauf hinzuweisen, dass lediglich aus Gründen der Vereinfachung auf 2C die Vorrichtungen 22_c,i zur Regeneration keine Verarbeitungsvorrichtungen des Typs aufweisen, die auf 2A mit 39 bezeichnet sind.
In dieser dritten Ausführungsform gehören zum Regelkreis zur Schätzung und Korrektur der Phasenverschiebung:

– in jedem der Verarbeitungszweige (zum Beispiel für den i. Zweig mit 0 ≤ i ≤ k) Vorrichtungen 24_c,i zur Erfassung des Arguments des für den betroffenen Kanal spezifischen Summensignals 21_c,i sowie Vorrichtungen 26_c,i , mit denen das Argument des für den betroffenen Kanal spezifischen Summensignals 21_c,i in einen Bereich [–π/2, π/2] gebracht werden kann. Der auf diese Weise erhaltene mit einem Vorzeichen versehene Wert stellt eine grobe Schätzung 27_c,i der Phasenverschiebung dar. Die Vorrichtungen 24_c,i und 26_c,i sind identisch mit den Vorrichtungen 24 bzw. 26 der ersten Ausführungsform und wurden bereits weiter oben im Zusammenhang mit 2A beschrieben;
– Vorrichtungen 42 zur Mittelung der groben Schätzungen 27_c,i der Plasenverschiebung, die von den verschiedenen Verarbeitungszweigen geliefert wurden, sodass man eine mittlere Schätzung 43_c dieser Phasenverschiebung erhält;
– Vorrichtungen 28 zur Multiplikation der mittlern Schätzung 43_c der Phasenverschiebung mit einem festgelegten Skalar (oder Regelkreiskoeffizienten) c_c in der Weise, dass die dynamischen Merkmale des Regelkreises geregelt werden;
– Vorrichtungen 30 zur Integration des daraus resultierenden Signals 29_c (am Ausgang der Multiplikationsvorrichtungen 28) über einer festgelegten Dauer in der Weise, dass man eine kumulierte Schätzung 31_c der Phasenverschiebung erhält;
– Vorrichtungen 32 zur Subtraktion der kumulierten Schätzung 31_c von der Phase des demodulierten Signals 16_a (oder, nach einer Variante, von der des Spreizsignals 18_c ).

Die zuvor genannten Vorrichtungen zur Multiplikation 28, zur Integration 30 und zur Subtraktion 32 wurden bereits im Zusammenhang mit 2A beschrieben.
In der auf 2D dargestellten vierten Ausführungsform entspricht die Vorrichtung zur kohärenten Demodulation dem Mehrkanaltyp und empfängt das Signal 14_d , das aus der Übertragung des von der Modulationsvorrichtung 1_d von 1D gesendeten Signals 7_d durch ein Ausbreitungsmedium resultiert.
Diese vierte Ausführungsform leitet sich aus der dritten Ausführungsform auf dieselbe Weise ab, wie sich die zweite Ausführungsform aus der ersten Ausführungsform ableitet. Sie erfordert daher keine eigene Beschreibung.
Nun wird unter Verweis auf 5 eine Ausführungsform einer besonderen Empfangsbaugruppe gemäß der Erfindung mit mehreren Diversity-Pfaden vorgestellt. Es sei daran erinnert, dass es grundsätzlich bei derartigen Empfangsbaugruppen so viele statische Phasenambiguitätsquellen wie Pfade gibt. Es ist daher zweckmäßig, Vorkehrungen zur Vermeidung des Risikos zu treffen, dass verschiedene gegenphasige Pfade miteinander kombiniert werden. Nachfolgend werden genau die für die Erfindung spezifischen Vorrichtungen vorgestellt, die eine phasengleiche Kombination der verschiedenen Diversity-Pfade ermöglichen.
Die Empfangsbaugruppe ist zum Beispiel ein „RAKE"-Empfänger, der das Phänomen der Mehrwegpfade ausnutzt, um eine Diversity-Verstärkung herbeizuführen. Das Phänomen der Mehrwegpfade liegt vor, wenn das vom Empfänger empfangene Signal verschiedene Pfade durchlaufen hat, die unterschiedlichen elektrischen Verzögerungen zugeordnet sind. Der RAKE-Empfänger versucht, diese verschiedenen Komponenten wieder zu synchronisieren und anschließend „in Phase" zu kombinieren, um eine maximale Verstärkung zu erzielen. Man nimmt hier an, dass die verschiedenen Diversity-Pfade bereits wieder synchronisiert sind.
In der hier vorgestellten besonderen Ausführungsform weist die Empfangsbaugruppe drei Einkanalvorrichtungen gemäß der weiter oben (im Zusammenhang mit 2B) vorgestellten zweiten Ausführungsform auf. Mit anderen Worten: Es gibt drei Diversity-Pfade auf dem einzigen Kanal, wobei jede der Vorrichtungen zur kohärenten Demodulation ein Signal 14_b , 14_b', 14_b'' empfängt, das aus der Übertragung des von der Modulationsvorrichtung 1_b von 1B gesendeten Signals 7_b durch ein gegebenes Ausbreitungsmedium resultiert.
Die Empfangsbaugruppe weist folglich drei Phasenregelungskreise auf, die identisch mit jenem von 2B sind, das heißt jeweils einen für jeden der drei Vorrichtungen zur kohärenten Demodulation.
Außerdem weist die Empfangsvorrichtung Vorrichtungen 50 zur Regeneration des Eingangssignals 2_b ausgehend von den verschiedenen Summensignalen S0 bis S2 auf, die von den Summierungsvorrichtungen 20 jeder der drei Vorrichtungen zur kohärenten Demodulation geliefert werden. Es ist darauf hinzuweisen, dass das Summensignal auf 2B (dem jedes dieser Summensignale S0 bis S2 entspricht) mit 21_b bezeichnet ist. Bei einer vollkommenen Regeneration ist das regenerierte Signal 51 gleich dem Eingangssignal 2_b (1A).
Zu den Regenerationsvorrichtungen 50 gehören:

– Vorrichtungen 52 zur phasengleichen Kombination der verschiedenen Summensignale S0 bis S2 in der Weise, dass man ein kombiniertes Endsignal 53 erhält, welches eine maximale Verstärkung aufweist (vgl. ausführliche Beschreibung weiter unten);
– Vorrichtungen 54 zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität des kombinierten Endsignals 53, die durch die Anwendung der festgelegten Funktion f_b(Φ) auf jeden der Diversity-Pfade verursacht wird;
– Verarbeitungsvorrichtungen 55 (zum Beispiel Schwellenwertvergleich oder Viterbi-Decodierung) des Signals, das aus den Vorrichtungen 54 zur Aufhebung der Phasenambiguität auf dem Endsignal hervorgegangen ist, sodass man das regenerierte Signal 51 erhält.

In der Ausführungsform von 5 bestehen die Kombinationsvorrichtungen 52 aus n_G (= 2) Gruppen G1, G2 von in Kaskade geschalteten Vorrichtungen. Im Allgemeinen wählt man n_G = n_S – 1, wobei n_S gleich der Anzahl der zu kombinierenden Summensignale (n_S = 2 im dargestellten Beispiel) ist. Jede der Gruppen G1, G2 von Vorrichtungen besteht aus:

– Phasenverschiebungsvorrichtungen 56, mit denen die Phase des ersten Summensignals S0 (Fall der ersten Gruppe GI) oder eines kombinierten Signals S_c, das am Ausgang einer vorhergehenden Gruppe von Vorrichtungen vorliegt (zum Beispiel im Fall der zweiten Gruppe G2), um 0, π/2, π oder 3π/2 verschoben werden kann, und zwar in der Weise, dass ein phasenverschobenes Summensignal S_d erzeugt wird;
– Vorrichtungen 57 zur Addition des phasenverschobenen Summensignals S_d mit einem anderen der verschiedenen Summensignale in der Weise, dass ein kombiniertes Signal S_c erzeugt wird;
– Steuervorrichtungen 58 der Phasenverschiebungsvorrichtungen 56, die eine Endauswahl des Verschiebungswertes (0, π/2, π oder 3π/2) in der Weise vornehmen, dass das kombinierte Signal S_c eine maximale Verstärkung aufweist (zum Beispiel der Absolutwert am Ausgang der Summierung (57)). Dies kann durch einen Prozessor erfolgen, der nach dem Prinzip von Versuch und Irrtum arbeitet.

Dieses von der letzten Gruppe G2 von Vorrichtungen erzeugte kombinierte Signal S_c stellt nun das kombinierte Endsignal 53 dar.
Im Betrieb empfängt eine Gruppe G1, G2 von Vorrichtungen das von der vorhergehenden Gruppe von Vorrichtungen erzeugte kombinierte Signal S_c nur dann, wenn die Steuervorrichtungen 58 dieser vorhergehenden Gruppe von Vorrichtungen ihre Endauswahl getroffen haben.
Zusammenfassend lässt sich sagen, dass man mit einer ersten Gruppe G1 das erste und zweite Summensignal S0, S1 kombiniert. Danach wird mit der zweiten Gruppe G2 die vorhergehende Kombination (aus dem ersten und dem zweiten Summensignal S0, S1) mit dem dritten Summensignal S2 kombiniert.
Das Prinzip ist daher auf eine größere Anzahl von Summensignalen (das heißt Pfaden) verallgemeinerbar. Denn bei jedem Schritt wird der Pfad n zur Summe der Pfade n – 1 hinzugefügt, die von einer aus {0, π/2, π oder 3π/2} gewählten statischen Phasenverschiebung betroffen ist.
Außerdem kann man ohne weiteres von diesem Beispiel (bei dem das Eingangssignal komplex ist) zu dem Fall übergehen, in dem das Eingangssignal reell ist. Denn dazu braucht nur die Menge der Phasenverschiebungswerte {0, π/2, π oder 3π/2} durch die Menge {0, π} ersetzt zu werden.
Beim Lesen der vorstehenden Ausführungen kann man die Erfindung auch auf den Fall verallgemeinern, in dem die Empfangsbaugruppe eine beliebige Anzahl (≥ 2) von Vorrichtungen zur kohärenten Demodulation ohne Pilotsignal aufweist.
Ebenso können die in der Empfangsbaugruppe enthaltenen Vorrichtungen zur kohärenten Demodulation nach einer beliebigen der drei anderen hier (im Zusammenhang mit den 2A, 2C bzw. 2D) weiter oben vorgestellten Ausführungsformen realisiert werden.
Es ist darauf hinzuweisen, dass zur Verallgemeinerung in dem Fall, dass die Vorrichtungen zur kohärenten Demodulation dem Mehrkanaltyp entsprechen (dritte und vierte Ausführungsform, 2C und 2D), die im Zusammenhang mit 5 gegebenen Erklärungen wiederholt werden müssen (der Fall, wo die Vorrichtungen zur kohärenten Demodulation dem Einkanaltyp entsprechen), indem sie auf jeden der Kanäle angewendet werden. Die Pfad-Diversity wird nämlich im Fall eines Mehrkanalsystems auf jeden der Kanäle angewendet.

Claims

Einkanalvorrichtung für kohärente Demodulation des Typs, der darauf abzielt, ausgehend von einem empfangenen Signal (14_a ; 14_b ) ein Eingangssignal (1_a ; 1_b ) einer Einkanalvorrichtung für eine Modulation mit komplexer Spreizung der Größenordnung N zu regenerieren, wobei diese Einkanalvorrichtung für eine Modulation mit komplexer Spreizung das Eingangssignal einer komplexen Spreizung und anschließend einer Quadraturmodulation unterzieht, um so ein zu sendendes Signal (7_a ; 7_b ) zu erhalten, wobei das Eingangssignal eine Übertragungsrate D aufweist und wobei das zu sendende Signal und das empfangene Signal jeweils eine Übertragungsrate N*D aufweisen, dadurch gekennzeichnet, dass sie insbesondere aufweisen: – Quadraturdemodulationsvorrichtungen (15), die ein demoduliertes Signal (16_a ; 16_b ) mit der Übertragungsrate N*D ausgehend von dem empfangenen Signal erzeugen; – Vorrichtungen (17) zur komplexen Entspreizung, die ein entspreiztes Signal (18_a ; 18_b ) mit der Übertragungsrate N*D ausgehend von dem demodulierten Signal erzeugen; – Vorrichtungen (20) zur Summierung über N Abtastwerte, die ein Summensignal (21_a ; 21_b ) mit der Übertragungsrate D ausgehend von dem entspreizten Signal erzeugen; – einen Regelkreis zur Schätzung und Korrektur der Phasenverschiebung, die auf dem demodulierten Signal verursacht wurde, wobei dieser Regelkreis aufweist: – Vorrichtungen (24) zur Erfassung des Arguments des Summensignals; – Vorrichtungen (26_a ; 26_b ) zur Anwendung einer festgelegten Funktion, mit der das Argument des Summensignals in einen Bereich [–π/(2·x), π/(2·x)] gebracht werden kann, wobei x gleich 1 oder 2 ist, je nachdem, ob dieses Eingangssignal reell oder komplex ist, und wobei das Ergebnis der Anwendung dieser festgelegten Funktion auf das Argument des Summensignals eine Schätzung (27_a ; 27_b ) der Phasenverschiebung darstellt; – Vorrichtungen (32) zur Subtraktion der Phasenverschiebungsschätzung von der Phase des demodulierten Signals oder von jener des entspreizten Signals; – Vorrichtungen (22) zur Regeneration des Eingangssignals ausgehend von dem Summensignal, wobei diese selbst Vorrichtungen (38_a ; 38_b ) zur Aufhebung einer statischen Rest-Phasenambiguität aufweisen, die durch die Anwendung der festgelegten Funktion verursacht wird.
Mehrkanalvorrichtung für kohärente Demodulation des Typs, der darauf abzielt, ausgehend von einem empfangenen Signal (14_c ; 14_d ) eine Vielzahl von Eingangssignalen (2_c,0 bis 2_c,k ; 2_d,0 bis 2_d,k ) einer Mehrkanal-Modulationsvorrichtung mit komplexer Spreizung der Größenordnung N zu regenerieren, wobei die Mehrkanal-Modulationsvorrichtung auf jedes der Eingangssignale eine Multiplikation mit einem distinkten orthogonalen Code in der Weise anwendet, dass man eine Vielzahl von Kanälen (11_c,0 bis 11_c,k ; 11_d,0 bis 11_d,k ) erhält, wobei diese Vielzahl von Kanälen auf demselben Mehrkanalsignal (13_c ; 13_d ) zusammengefasst ist und wobei das Mehrkanalsignal einer komplexen Spreizung und anschließend einer Quadraturmodulation unterzogen wird, und zwar in der Weise, dass man ein zu sendendes Signal (7_c ; 7_d ) erhält, wobei jedes der Eingangssignale eine Übertragungsrate D aufweist und das zu sendende Signal und das empfangene Signal jeweils eine Übertragungsrate N*D aufweisen, hierbei weist die Mehrkanalvorrichtung zur kohärenten Demodulation insbesondere auf: – Quadraturdemodulationsvorrichtungen (15), die ein demoduliertes Signal (16_c ; 16_d ) mit der Übertragungsrate N*D ausgehend von dem empfangenen Signal erzeugen; – Vorrichtungen (17) zur komplexen Entspreizung, die ein entspreiztes Signal (18_c ; 18_d ) mit der Übertragungsrate N*D ausgehend von dem demodulierten Signal erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass die Mehrkanalvorrichtung zur kohärenten Demodulation außerdem aufweist: – eine Vielzahl von Verarbeitungszweigen, von denen jeder einem bestimmten Kanal aus dieser Vielzahl zugeordnet ist, und insbesondere aufweisend: – Vorrichtungen (40₀ bis 40_k ) zur Multiplikation des entspreizten Signals mit dem für den bestimmten Kanal spezifischen orthogonalen Code, sodass man ein für diesen bestimmten Kanal spezifisches entspreiztes Signal (41_c,0 bis 41_c,k ; 41_d,0 bis 41_d,k ) mit der Übertragungsrate N*D erhält; – Vorrichtungen (20₀ bis 20_k ) zur Summierung über N Abtastwerte, die ein für den bestimmten Kanal spezifisches Summensignal (21_c,0 bis 21_c,k ; 21_d,0 bis 21_d,k ) mit der Übertragungsrate D ausgehend von dem für den bestimmten Kanal spezifischen entspreizten Signal erzeugen; – einen Regelkreis zur Schätzung und Korrektur der Phasenverschiebung, die auf dem demodulierten Signal verursacht wurde, wobei dieser Regelkreis aufweist: – in jedem der Verarbeitungszweige: – Vorrichtungen (24_c,0 bis 24_c,k ; 24_d,0 bis 24_d,k ) zur Erfassung des Arguments des für den bestimmten Kanal spezifischen Summensignals; – Vorrichtungen (26_c,0 bis 26_c,k ; 26_d,0 bis 26_d,k ) zur Anwendung einer festgelegten Funktion, mit der das Argument des für den bestimmten Kanal spezifischen Summensignals in einen Bereich [–π/(2·x), π/(2·x)) gebracht werden kann, wobei x gleich 1 oder 2 ist, je nachdem, ob dieses für den bestimmten Kanal spezifische Eingangssignal reell oder komplex ist, und wobei das Ergebnis der Anwendung dieser festgelegten Funktion auf das Argument des für den bestimmten Kanal spezifischen Summensignals eine Schätzung (27_c,0 bis 27_c,k ; 27_d,0 bis 27_d,k ) der Phasenverschiebung darstellt; – Vorrichtungen (42) zur Mittelung der Schätzungen der Phasenverschiebung, die von den Verarbeitungszweigen geliefert wurden, sodass man eine mittlere Schätzung (43_c ; 43_d ) dieser Phasenverschiebung erhält; – Vorrichtungen (32) zur Subtraktion der mittleren Phasenverschiebungsschätzung von der Phase des demodulierten Signals oder von jener des entspreizten Signals; – in jedem der Verarbeitungszweige Vorrichtungen (22_c,0 bis 22_c,k ; 22_d,0 bis 22_d,k ) zur Regeneration des für den bestimmten Kanal spezifischen Eingangssignals ausgehend von dem für den bestimmten Kanal spezifischen Summensignal, wobei diese selbst Vorrichtungen zur Aufhebung einer statischen Rest-Phasenambiguität aufweisen, die durch die Anwendung der festgelegten Funktion verursacht wird.
Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass die festgelegte Funktion geschrieben werden kann als: (Φ) = ((Φ + π/(2·x))%(π/x)) – π/(2·x), wobei % die Modulo-Funktion ist.
Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Regelkreis außerdem mindestens einige der Vorrichtungen umfasst, welche zu der Gruppe gehören, die aufweist: – Vorrichtungen (28) zur Multiplikation der Phasenverschiebungsschätzung oder der mittleren Phasenverschiebungsschätzung mit einem festgelegten Skalar in der Weise, dass die dynamischen Merkmale des Regelkreises geregelt werden; – Vorrichtungen (30) zur Integration der Phasenverschiebungsschätzung oder der mittleren Phasenverschiebungsschätzung über einer festgelegten Dauer in der Weise, dass man eine kumulierte Schätzung dieser Phasenverschiebung erhält.
Vorrichtung nach einem beliebigen der Anspruche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das oder jedes der Eingangssignale zu der Gruppe gehört, die aufweist: – die reellen Eingangssignale mit einer Übertragungsrate D (Fall von x = 1); – die komplexen Eingangssignale mit einer Übertragungsrate D (Fall von x = 2), die jeweils durch einen Seriell-Parallel-Umsetzer von 1 nach 2 ausgehend von einem reellen Quellsignal mit der Übertragungsrate 2*D erzeugt werden.
Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtungen zur Regeneration des Eingangssignals oder jedes der Eingangssignale unter anderem mindestens einige der Vorrichtungen umfassen, welche zu der Gruppe gehören, die aufweist: – Vorrichtungen (36) zur Erfassung des reellen Teils, wenn das Eingangssignal ein reelles Signal ist; – Vorrichtungen (39) zum Schwellenwertvergleich; – Decodiervorrichtungen (39) vom Typ eines Viterbi-Decoeders, wenn beim Senden mit einem Faltungscode arbeitende Codiervorrichtungen eingesetzt werden.
Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtungen zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität differentielle Codier-/Decodiervorrichtungen aufweisen.
Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 7, wobei beim Senden mit einem Faltungscode arbeitende Codiervorrichtungen zum Einsatz kommen und wobei Vorrichtungen zur Regeneration des Eingangssignals Decodiervorrichtungen (39) vom Typ eines Viterbi-Decoders aufweisen, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtungen (38_a ; 38_b ) zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität aufweisen: – Phasenverschiebungsvorrichtungen (38_a,x ; 38_b,x ) mit denen die Phase des am Eingang der Viterbi-Decodiervorrichtungen vorliegen Signals um einen Wert verschoben werden kann, der aus einer festgelegten Menge von Werten gewählt wird; – Vorrichtungen (38_a,y ; 38_b,y ) zur Analyse des Signals am Ausgang der Viterbi-Decodiervorrichtungen, die den Phasenverschiebungsvorrichtungen die Wahl eines der Verschiebungswerte in Abhängigkeit vom Ergebnis dieser Analyse anzeigen.
Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die festgelegte Menge von Phasenverschiebungswerten folgende Werte umfasst: – 0 und π, wenn das oder jedes der Eingangssignal ein reelles Signal ist; – 0, π/2, π und 3π/2, wenn das oder jedes der Eingangssignale ein komplexes Signal ist.
Empfangsbaugruppe, die mindestens zwei Einkanal- oder Mehrkanalvorrichtungen zur kohärenten Demodulation nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 9 aufweist, von denen jede einem eindeutigen Diversity-Pfad entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass die Baugruppe für das Eingangssignal oder für jedes der Eingangssignale Vorrichtungen (50) zur Regeneration dieses Eingangssignals ausgehend von verschiedenen Summensignalen (S0 bis S2) aufweist, die von Summiervorrichtungen (20) jedes dieser Diversity-Pfade geliefert werden; und dadurch, dass die Regenerationsvorrichtungen (50) ihrerseits aufweisen: – Vorrichtungen (52) zur Kombination der verschiedenen Summensignale in der Weise, dass man ein kombiniertes Endsignal (53) erhält, welches eine maximale Verstärkung aufweist; – Vorrichtungen (54) zur Aufhebung der statischen Rest-Phasenambiguität des kombinierten Endsignals, die durch die Anwendung der festgelegten Funktion auf jeden der Diversity-Pfade verursacht wird.
Baugruppe nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtungen (52) zur Kombination der verschiedenen Summensignale n_G Gruppe(n) von in Kaskade geschalteten Vorrichtungen (G1, G2) mit n_G = n_S – 1 umfassen, wobei n_S gleich der Anzahl der zu kombinierenden Summensignale (n_S ≥ 2) ist und wobei jede Gruppe von Vorrichtungen aufweist: – Phasenverschiebungsvorrichtungen (56), mit denen die Phase eines ersten der verschiedenen Summensignale oder eines kombinierten Signals, das am Ausgang einer vorhergehenden Gruppe von Vorrichtungen vorliegt, um einen Wert verschoben werden kann, der aus einer festgelegten Menge von Werten gewählt wird, und zwar in der Weise, dass ein phasenverschobenes Summensignal erzeugt wird; – Vorrichtungen (57) zur Addition des phasenverschobenen Summensignals mit einem anderen der verschiedenen Summensignale in der Weise, dass ein kombiniertes Signal erzeugt wird; – Steuervorrichtungen (58) für diese Phasenverschiebungsvorrichtungen, die eine Endauswahl des Verschiebungswertes in der Weise vornehmen, dass das kombinierte Signal eine maximale Verstärkung aufweist; hierbei empfängt eine Gruppe von Vorrichtungen das von der vorhergehenden Gruppe von Vorrichtungen erzeugte kombinierte Signal nur dann, wenn die Steuervorrichtungen der vorhergehenden Gruppe von Vorrichtungen diese Endauswahl durchgeführt haben; wobei das von der letzten Gruppe von Vorrichtungen erzeugte Signal das kombinierte Endsignal darstellt.
Baugruppe nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die festgelegte Menge von Phasenverschiebungswerten folgende Werte umfasst: – 0 und π, wenn das oder jedes der Eingangssignal ein reelles Signal ist; – 0, π/2, π und 3π/2, wenn das oder jedes der Eingangssignale ein komplexes Signal ist.