JP4105807B2

JP4105807B2 - パイロットなしの単チャネル及び多重チャネル同期復調装置、及び複数のダイバーシティ経路を有する対応する受信用アセンブリ

Info

Publication number: JP4105807B2
Application number: JP22506898A
Authority: JP
Inventors: ピエール・ルー
Original assignee: アルカテル−ルーセント
Priority date: 1997-08-07
Filing date: 1998-08-07
Publication date: 2008-06-25
Anticipated expiration: 2018-08-07
Also published as: DE69827716T2; AU7880698A; FR2767238B1; AU739095B2; EP0899895B1; DE69827716D1; CN1168239C; US6028888A; EP0899895A1; FR2767238A1; JPH11154932A; CN1219046A; CA2243447A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明の分野は、周波数分割型デジタル伝送、限定的ではないが特にＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access符号分割多重アクセスの略）伝送の分野である。実際に、（共通周波数帯域に含まれる）ソース信号に特定のコードを乗算することからなるＣＤＭＡ技術は、周波数分割の一適用分野を構成する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、このような伝送システムにおいては、送信には周波数分割型変調装置が使用される。これらの装置によって、入力信号（またはソース信号）は、送信される信号を得ることができるように、周波数分割、さらに直交変調を受ける。従来の方法では（本明細書の以下に説明する場合に当る）、一つの入力信号または各入力信号は伝送速度Ｄを有すると見なされるのに対して、送信される信号及び受信した信号は各々、伝送速度Ｎ・Ｄを有する。このときＮは分割係数である。
【０００３】
本発明は、より厳密には、受信した信号から、上記の周波数分割型変調装置の入力信号を再生するタイプの同期復調装置に関する。
【０００４】
本発明の範囲では、複素数タイプの周波数分割の場合（直交位相の二つの分割シーケンスの使用に対応）のみが対象となる。実際に、実数型分割（単一の分割シーケンスに対応）は、性能面で欠点があることから有益ではない。
【０００５】
一般に、周波数分割型伝送は以下の二系統に分けられる。
【０００６】
−単チャネル型伝送：変調装置が単一の入力信号を受取り、その入力信号は、送信される信号を生成できるように、周波数分割され、さらに直交変調される。
【０００７】
−多重チャネル型通信：変調装置が複数の入力信号を受取り、それらの信号の各々は、複数のチャネルを得ることができるように、はっきりと異なる直交コード（たとえばウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）コード）で乗算される。変調装置は、この複数のチャネルを同一の多重チャネル信号にまとめ、その信号は、送信される信号を得ることができるように、周波数分割され、さらに直交変調される。
【０００８】
これら二系統の各々をさらに、それぞれ、一つまたは複数の入力信号が実数型または複素数型である場合に対応する二つの下位系統に分けることができる。一般に、伝送速度Ｄの複素数型入力信号は、伝送速度２Ｄの実数型信号が、実数型から複素数型への直列／並列変換器を通った結果として生じる。
【０００９】
本発明は、たとえばセルデジタル無線通信システムなど数多くの応用例を有する。
【００１０】
実際に、セルラーシステムにおいて、単チャネル通信は通常、移動局が、基地局に向う単一の通信チャネルの存在で満足していると仮定されるアップチャネル（移動局から基地局に向かう）の場合に使用される。複数の移動局が、各々、同一の周波数帯で「単チャネル」で送信することができる点を思い起こされたい。実際に、それらの移動局は、異なる分割シーケンスを、あるいはまた共通の分割シーケンスの異なる位相を使用するので、基地局は、さまざまな移動局から送信される信号を分離することができる。
【００１１】
一方、セルラーシステムにおいては、多重チャネル伝送は通常、基地局が複数の移動局と通信しなければならないダウンチャネル（基地局から移動局に向かう）の場合に使用される。このとき、基地局から送信された信号は、すべての移動局に拡散する複数のチャネルの集合体である。これらのチャネルは、移動局の受信器が、他のチャネルの存在に妨げられることなく専用のチャネルを抽出できる限りにおいて、「直交型」とよばれるコードの使用によって互いに分離される。
【００１２】
しかしながら、現在、ＣＤＭＡタイプの将来のセルラーネットワークの規格化活動において、アップ方向（移動局から基地局に向かう）においても多重チャネル伝送を導入する傾向がある点に注目されたい。こうした傾向は、結果的に柔軟性が得られ（とりわけマルチメディアの応用にとって）、同期復調（多重チャネル受信装置中で使用しなければならない非同期復調より性能が良い）を採用できる可能性があるという根拠に基づくものである。
【００１３】
以下に、上記の二系統の伝送について、従来の復調技術を（それぞれの欠点とともに）説明する。
【００１４】
まず初めに、復調装置（または受信器）は、受信信号から、一つまたは複数の入力信号（あるいはソース信号）を再生する機能を有することを思い起こされたい。受信した信号は、多様な擾乱の影響を受けた送信信号に対応する。ここでは、位相差を構成する擾乱が問題である。受信した信号の復調（二つの直交搬送波による）の後に、結果的に生じる復調された信号は、位相回転の影響を受けた複素数型信号である。この回転は厳密に位相差に対応する。位相差は、伝播環境と、さらに変調及び復調操作（そして特に変調器と復調器に信号を供給するローカル発振器間の非同期）に起因することが知られている。位相差は時間とともに変化し、それは動的現象である。この位相差の処理は、単チャネルタイプの伝送か多重チャネルタイプの伝送かによって異なる。
【００１５】
単チャネルタイプ伝送の場合には、現在、非同期復調が使用されており、これは送信器と同様に受信器に対しても影響を及ぼす。非同期復調の原理は、チャネルによってもたらされる位相差を知らずとも受信側で解釈できる伝送されたシーケンスを選択することである。
【００１６】
残念ながら、非同期復調を採用すると、性能上の欠点という代償を支払わなければならない。
【００１７】
多重チャネルタイプの伝送の場合には、現在、同期復調が使用されており、これは伝送、変調、復調の操作によって導入される変化する位相差がわかっていることを仮定している。こうした情報を得るための現在の解決策は、チャネルのいずれか一つをパイロットの伝送に割当てることからなる。いいかえれば、一般的に、入力信号のいずれか一つですべて「１」が伝送される。受信器は、チャネルの推定を行うために、とりわけ、チャネルによってもたらされる位相差を決定するために、パイロットの存在を活用する。その結果、この情報によって、受信器は位相差をゼロにすることができる。
【００１８】
残念ながら、パイロットの使用もまた、システムの性能低下を引き起こす。実際に、パイロットを搬送するチャネルは、有益なデータを伝送するために使用することができない。さらに、多くの場合、とりわけ動的変化が迅速に起こる場合には、通常のチャネルよりも大きな出力がパイロットチャネルに割当てられる結果となる。しかし、発生したこの出力の余剰分は、情報を搬送しないので、リンクの性能は低下する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は特に従来の技術のこれらのさまざまな不都合を解決することを目的とする。
【００２０】
より厳密には、本発明の目的の一つは、単チャネルタイプの伝送の場合に使用可能であり、非同期復調用の従来の上記装置よりも高い性能を有する単チャネル同期復調装置を提案することにある。
【００２１】
本発明はまた、多重チャネルタイプの伝送の場合に使用可能であり、パイロットをともなう同期復調用の従来の上記装置よりも高い性能を有する多重チャネル同期復調装置を提案することを目的とする。
【００２２】
本発明の他の目的は、伝送された信号について仮定を立てる必要なく、またとりわけパイロットを伝送する必要なく、特に伝達環境によって生じる位相差を推定し補正することが可能な、このような単チャネル及び多重チャネル同期復調装置を提案することにある。
【００２３】
本発明の補足的な目的は、複数のダイバーシティ経路を有し、アセンブリ中に含まれる装置（単チャネルまたは多重チャネル）に関連する利点を保つ受信アセンブリを提案することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
これらのさまざまな目的及び以下に記すその他の目的は、本発明によれば、受信した信号から、Ｎ次の複素数分割型単チャネル変調装置の入力信号を再生するタイプの単チャネル同期復調装置を用いて達成され、前記の複素数分割型単チャネル変調装置によって、前記入力信号は、送信する信号を得ることができるように、複素分割され、さらに直交変調され、前記入力信号は伝送速度Ｄを有し、前記送信信号と前記受信信号は、各々伝送速度Ｎ・Ｄを有し、
この装置は特に以下のものを備えることを特徴とする。
【００２５】
−前記受信信号から、伝送速度Ｎ・Ｄを有する復調される信号を発生する直交復調手段。
【００２６】
−前記復調信号から、伝送速度Ｎ・Ｄを有する分割解除された信号を発生する複素分割解除手段。
【００２７】
−前記分割解除された信号から、伝送速度Ｄを有する合計信号を発生するＮ個のサンプルの合計手段。
【００２８】
−前記復調信号で生じた位相差の推定及び補正ループ。前記ループは以下のものを有する。
【００２９】
＊前記合計信号の引数を獲得する手段。
【００３０】
＊範囲［−π／（２×），π／（２×）］に合計信号の引数を戻すことができる所定の関数の適用手段。ここでｘは、前記入力信号が実数型であるか複素数型であるかによって、１または２となり、前記所定の関数の合計信号の引数への適用の結果が前記位相差の推定値を構成する。
【００３１】
＊前記復調信号の位相または前記分割解除信号の位相から、前記位相差の推定値を減算する手段。
【００３２】
−それ自体が、前記の所定の関数の適用によって導入される位相の残留する静的不確定性を取り除く手段を有する、前記合計信号から前記入力信号を再生する手段。
【００３３】
したがって、単チャネルタイプの伝送の場合には、本発明の一般原理は、送信器に影響を及ぼすことなく、復調性能を改善することができるパイロットなしの同期復調を使用することからなる。従来の技術においては、この場合使用されるのは非同期復調である点を思い起こされたい。
【００３４】
本発明の同期復調は、伝送された信号をまったく知ることなく行われる点に注目することが重要である。実際に、位相差の推定値は、合計信号の引数から符号化された値を生じることによって得られる。より厳密には、合計信号に所定の関数が適用される。この所定の関数はそれ自体、この合計信号の引数をゼロの周囲の範囲に戻すことができるモジュロ（ｍｏｄｕｌｏ）関数に基づいている。
【００３５】
位相差の推定値（たとえば一次）は、位相の制御ループ中で使用される。こうして、システムは、エラーゼロに向かって（すなわち、位相差の完全な補正に向かって）収束する。
【００３６】
所定の関数の適用は、代償として、取り除く必要がある位相の残留する静的不確定性を導き入れてしまう点に注意する必要がある。しかしながら、このような位相の不確定性は、周波数分割をともなわない（あるいは非ＣＤＭＡ）システムにおいて知られている現象であり、ここでは、この現象は搬送波の回復に関連がある。したがって、このような位相の不確定性を取り除くためには、ここで適用することができる解決策がすでに知られている。いずれにしても、位相の不確定性を取り除くために採用される解決策が性能の少々の低下を引き起こすとしても、この低下は、非同期復調の使用によってもたらされる低下と比較すると非常にわずかである。
【００３７】
本発明はまた、受信した信号から、Ｎ次の複素分割型多重チャネル変調装置の複数の入力信号を再生するタイプの多重チャネル同期復調装置に関するものであり、前記多重チャネル変調装置によって、入力信号の各々は、複数のチャネルを得ることができるように、別々の直交コードによって乗算され、前記複数チャネルは、同一の多重チャネル信号にまとめられ、前記多重チャネル信号は、送信される信号を得ることができるように、複素分割され、さらに直交変調され、前記入力信号の各々は伝送速度Ｄを有し、前記送信される信号と前記受信した信号は各々伝送速度Ｎ・Ｄを有し、前記の多重チャネル同期復調装置は特に以下のものを備えていることを特徴とする。
【００３８】
−前記受信した信号から、伝送速度Ｎ・Ｄを有する復調された信号を生成する直角復調手段。
【００３９】
−前記復調された信号から、伝送速度Ｎ・Ｄを有する分割解除された信号を生成する複素分割解除手段。
【００４０】
前記多重チャネル同期復調装置は、さらに以下のものを備える。
【００４１】
−複数の処理ブランチ。各々は、それらの間で一定のチャネルに結びついており、特に以下のものを有する。
【００４２】
＊前記一定チャネルに固有の分割解除された伝送速度Ｎ・Ｄを有する信号を得ることができるように、前記一定チャネルに固有の直交コードで前記の分割解除された信号を乗算する手段。
【００４３】
＊前記一定のチャネルに固有の前記分割解除された信号から、前記一定チャネルに固有の伝送速度Ｄを有する合計信号を生成するＮ個のサンプルの合計手段。
【００４４】
−前記復調された信号に生じる位相差の推定及び補正ループ。このループは以下のものを有する。
【００４５】
＊前記処理ブランチの各々において
−前記一定チャネルに固有の前記合計信号の引数を取入れる手段。
【００４６】
−範囲［−π／（２×）、π／（２×）］に前記一定チャネルに固有の合計信号の引数を戻すことができる所定の関数の適用手段。
【００４７】
ここで、ｘは、前記一定チャネルの前記入力信号が実数型であるか複素数型であるかによって１または２となる。前記一定チャネルに固有の合計信号の前記引数に対して前記所定の関数を適用した結果が、前記位相差の推定値を構成する。
【００４８】
＊前記位相差の平均推定値を得ることができるように、前記処理ブランチによってもたらされる前記位相差の推定値の平均化手段。
【００４９】
＊前記復調された信号の位相または前記分割解除された信号の位相から前記位相差の平均推定値を減算する手段。
【００５０】
−前記の処理ブランチの各々における、前記の一定チャネルに固有の前記の合計信号から、前記の一定チャネルの前記入力信号を再生する手段。これらの手段はそれ自体が、前記の所定の関数の適用によって生じる位相の残留する静的不確定性を取り除く手段を有する。
【００５１】
したがって、多重チャネル伝送の場合には、本発明の一般原則は、パイロットを必要としない同期復調を使用することからなる。従来の技術においては、この場合に使用されるパイロットをともなう同期復調である点を思い起こされたい。
【００５２】
本発明の同期復調についての上記の説明（単チャネル装置との関連で）はまた、多重チャネル装置の場合にも当てはまる。
【００５３】
本発明の多重チャネル装置は、位相差の推定が、主に、一定チャネルに固有の合計された各信号について実施されるという点において、上記単チャネル装置と異なる。これらのすべての推定から、総合的に受信した信号の位相を補正することができる平均推定が計算される。さらに、位相の残留する静的不確定性は、一定チャネルに固有の合計された各信号について取り除かなければならない。
【００５４】
ここで、本発明の単チャネル及び多重チャネル同期復調装置に共通のさまざまな特徴を説明する。
【００５５】
好ましくは、前記所定の関数は以下のように記すことができる。
【００５６】
ｆ（Φ）＝（（Φ＋π／（２×））％（π／ｘ））−π／（２×）
ここで、％は「モジュロ」関数である。
【００５７】
ｘは、前記入力信号が実数型であるか複素数型であるかによって１または２になることを思い起こされたい。
【００５８】
好ましくは、前記ループはさらに、以下のものを有する群に属する手段の少なくともいくつかを備えている。
【００５９】
−前記ループの動的特性を調整することができるように、所定のスカラによって、前記位相差の平均推定値または前記位相差の推定値を乗算する手段。
【００６０】
−前記位相差の累積推定値を得ることができるように、所定の期間について、前記位相差の平均推定値または前記位相差の推定値を積分する手段。
【００６１】
好ましくは、前記入力信号または前記入力信号の各々は、以下のものを有する群に属する。
【００６２】
−伝送速度Ｄを有する実数型入力信号（ｘ＝１の場合）
−伝送速度２Ｄを有する実数型ソース信号から、各々、実数型から複数型への直列／並列変換器によって生成された、伝送速度Ｄを有する複素数型入力信号（ｘ＝２の場合）。
【００６３】
伝送速度の点で、複素数型入力信号を使用することが好ましいことが明らかである。
【００６４】
好ましくは、前記入力信号または前記入力信号の各々の前記再生手段は、さらに、以下のものを有する群に属する手段の少なくともいくつかを備えている。
【００６５】
−前記入力信号が実数型信号である場合には、実数部分の取入れ手段。
【００６６】
−閾値化手段。
【００６７】
−畳込み符号化手段が送信に利用される場合には、ヴィテルビ（Viterbi）タイプの復号手段。
【００６８】
本発明の独自の実施形態においては、位相の残留する静的不確定性を取り除くための前記手段は、差分符号化／復号手段を備えている。
【００６９】
こうした解決策は、性能の少々の低下を引き起こす誤差率（２またはそれより小さい割合において）の倍増現象をともなう点が注目される。しかしながら、この少々の性能低下は、差分（または非同期）復調の使用によってもたらされる性能低下に比べれば、非常にわずかである。
【００７０】
好ましい変形形態によれば、畳込み符号化手段が送信で利用され、入力信号の前記再生手段が、ヴィテルビタイプの復号手段を有する場合には、位相の残留する静的不確定性を取り除くための前記手段は以下のものを備えている。
【００７１】
−所定の値の集合の中から選択された値の分だけ、ヴィテルビタイプの前記復号手段の入力に存在する信号の位相をずらすことができる移相手段。
【００７２】
−ヴィテルビタイプの前記復号手段の出力における信号の分析手段。これらの手段は、その分析結果に応じて、位相差のいずれの値を選択するかを前記移相手段に示す。
【００７３】
この変形形態は、特に（ただし限定的でなく）、使用される畳込み符号が位相の不確定性に対して透過性をもたない場合に適用される。実際に、透過性のない場合には、先の解決策（差分符号化／復号）は適用不能である。この場合、この非透過性は、上述の誤差の倍増現象をもたないこの変形形態を実施するために有効に利用することができる。というのも、位相の残留する不確定性がゼロでない場合には、復号器の出力信号の分析（たとえば、設定閾値に対する累積量の比較）によって、位相差として選択された値が適しているかどうかを検知することができる。位相差の考えられるさまざまな値を試してみることによって（試行錯誤法）、位相差の最良の値が決定され、その結果位相の不確定性が除去される。
【００７４】
この独自の実施形態または変形形態においては、位相差の値についての前記所定の集合には、以下の値が含まれる。
【００７５】
−前記入力信号または前記入力信号の各々が実数型信号である場合には、０及びπ。
【００７６】
−前記入力信号または前記入力信号の各々が複素数型信号である場合には、０、π／２、π及び３π／２。
【００７７】
本発明はまた、各々が別々のダイバーシティ経路に対応する上記のような少なくとも二つの単チャネルまたは多重チャネル同期復調装置を備えた受信アセンブリであって、前記入力信号または前記入力信号の各々について、前記のダイバーシティ経路の各々の合計手段によって印加されたさまざまな合計信号から入力信号を再生する手段を備え、
さらに前記再生手段はそれ自体が、以下のものを備えていることを特徴とする受信アセンブリに関するものである。
【００７８】
−最大利得を有する最終的に結合された信号を得ることができるように、さまざまな合計信号を結合させる手段。
【００７９】
−前記ダイバーシティ経路の各々において、前記所定の関数を適用することによって生じる、前記最終的な結合信号の位相の残留する静的不確定性を取り除く手段。
【００８０】
本発明によれば、受信アセンブリは、まず第一に結合された信号（各経路に結びついた信号の結合の結果生じる）を決定する。これは最大利得をもち、さらに結合信号における位相の不確定性を取り除くことができるように行われる。利得の測定は、たとえば絶対値の測定によって行われる。
【００８１】
ダイバーシティの場合には、位相の不確定性を取り除くことは、少々複雑である。というのも、ダイバーシティ経路の一つ一つについて不確定性を取り除かなければならないからである。実際に、いかなる措置も取られない場合には、同位相ではなくて反対位相の経路が結合される危険がある。
【００８２】
好都合なことに、合計されたさまざまな信号の前記結合手段は、縦続接続のｎ_G個の手段群を有する。この場合、ｎ_G＝ｎ_S−１であり、ｎ_Sは結合される合計信号（ｎ_S≧２）の数である。各手段群は以下のものを有する。
【００８３】
−移相合計信号を生成することができるように、前記手段群の出力に存在する結合信号またはさまざまな合計信号の初期の位相を、所定の値の集合の中から選択された値の分だけずらすことができる移相手段。
【００８４】
−結合信号を生成することができるように、さまざまな合計信号の他の一つとともに前記移相合計信号を加算する手段。
【００８５】
−前記結合信号が最大利得を有するようなずれの値の最終選択を行なう前記移相手段のパイロット手段。
【００８６】
合計信号の前記結合手段はまた、先行する手段群の前記パイロット手段が前記の最終選択を行った場合にのみ、先行する手段群によって生成される結合信号を受取る手段群を有し、
この手段群によって生成された結合信号が、前記の最終的な結合信号を構成する。
【００８７】
このようにして、まず第一に第一経路と第二経路を結合し、次に第三経路と、最初の二つの経路の結合の結果生じる信号を結合し、以下同様である。
【００８８】
添付の図面を参照して、限定的でなく例示的なものとして与えられた本発明の望ましい実施形態を以下に説明することによって、本発明の他の特性及び利点が明らかになるだろう。
【００８９】
【発明の実施の形態】
ここで、図１Ａから図１Ｄと関連して、さまざまなタイプの周波数分割型伝送を思い起こされたい。図１Ａと図１Ｂは、それぞれ、入力信号が実数型（図１Ａ）または複素数型（図１Ｂ）である単チャネルタイプの伝送の場合に対応している。図１Ｃ及び図１Ｄは、それぞれ、入力信号が実数型（図１Ｃ）または複素数型（図１Ｄ）である多重チャネルタイプの伝送の場合に対応している。
【００９０】
すべての図面において、実数型信号は細い線で表わされ、複素数型信号は太い線で表わされている。さらに、すべての図面において、同一のエレメントには同一の参照符号が付されている。
【００９１】
実数型信号の複素分割をともなう単チャネルタイプの伝送の場合には（図１Ａ）、周波数分割型変調装置１_aは、デジタル式と仮定され、伝送速度Ｄを有する二進列で構成される単一入力信号２_aを受取る。分割された信号５_aは、入力信号２_aを、（Ｐｎ＋ｊＱｎ）が付された複素数信号４によって乗算（３）することによって得られる。Ｐｎ及びＱｎは、Ｎを分割係数とすると、伝送速度Ｎ・Ｄにおける二つの擬似ランダム二進列である。伝送速度Ｎ・Ｄを有する複素数型信号である分割された信号５_aは、二つの直交搬送波型変調器６の二つの入力信号に印加される。同じく伝送速度Ｎ・Ｄを有する変調器６の出力信号は、送信される信号７_aを構成する。
【００９２】
複素数型信号の複素分割をともなう単チャネルタイプの伝送の場合には、周波数分割型変調装置１_bは、単に、入力信号２_bが複素数型であり、実数型でないという点において図１Ａの装置と異なる。伝送速度Ｄを有するこの複素数型入力信号２_bは、たとえば、伝送速度２Ｄを有する実数型ソース信号８_bを実数型から複素数型への直列／並列変換器９に通す結果生じるものである。
【００９３】
実数型信号の複素分割をともなう多重チャネルタイプの伝送の場合には（図１Ｃ）、周波数分割型変調装置１_cは、複数の入力信号２_c,0〜２_c,kを受取る。これらの入力信号２_c,0〜２_c,kの各々は、複数のチャネル１１_c,0〜１１_c,kを得ることができるように、別々の直交コード（たとえばウォルシュコード）Ｈ０〜Ｈｋによって乗算される（１０）。この複数のチャネル１１_c,0〜１１_c,kは、同一の多重チャネル信号１３_cにまとめられる（１２）。分割された信号５_cは、Ｐｎ＋ｊＱｎを付された複素数型信号４によって多重チャネル信号１３_cを乗算する（３）ことによって得られる。伝送速度Ｎ・Ｄを有する複素数型信号である分割された信号５_cは、二つの直交搬送波型変調器６の二つの入力信号に印加される。同じように変調器６の伝送速度Ｎ・Ｄを有する出力信号は、送信される信号７_cを構成する。
【００９４】
複素数型信号の複素分割をともなう多重チャネルタイプの伝送の場合には（図１Ｄ）、周波数分割型変調装置１_dは、単に、入力信号２_d,0〜２_d,kの各々が複素数型であり、実数型でないという点において図１Ｃと異なる。伝送速度Ｄを有する複素数型入力信号２_d,0〜２_d,kの各々は、たとえば、伝送速度２Ｄを有する、複数の信号８_d,0〜８_d,kの中の一つの実数型ソース信号を、実数型から複素数型への直列／並列変換器９に通す結果生じるものである。
【００９５】
ここで、図２Ａから図２Ｄに関連して、それぞれ、図１Ａから図１Ｄの四つの伝送タイプに対応する本発明による同期復調装置の四つの実施形態を説明する。
【００９６】
図２Ａに示されている第一の実施形態においては、同期復調装置は単チャネルタイプであり、図１Ａの変調装置１_aによって送信される信号７_aの一定の伝達環境を通して伝送の結果生じる信号１４_aを受取る。
【００９７】
この第一の実施形態において、同期復調装置は特に以下のものを備えている。
【００９８】
−受信した信号１４_aから、復調された信号１６_a（伝送速度Ｎ・Ｄ）を生成する直交復調器１５。
【００９９】
−復調された信号１６_aから、分割解除された信号１８_a（伝送速度Ｎ・Ｄ）を生成する複素分割解除手段１７。この複素分割解除は、分割のために使用される信号４が連結され、（Ｐｎ−ｊＱｎ）が付された複素数型信号１９を乗算することによって行われる。
【０１００】
−分割解除された信号１８_aから、合計された信号２１_a（伝送速度Ｄ）を生成するＮ個のサンプルにおける合計手段２０。
【０１０１】
−位相差の推定及び補正ループ（以下の詳細説明を参照）。この位相差は、特に変調と、伝達環境を経由する伝送と、復調との操作によって、復調された信号１６_aにおいて生じる。
【０１０２】
−合計信号２１_aから、入力信号２_aを再生する手段２２（以下の詳細説明参照）。完全に再生されると、再生された信号２３_aは、入力信号２_aに等しくなる（図１Ａ）。
【０１０３】
図２Ａで示される例においては、位相差の推定及び補正ループは以下のものを備えている。
【０１０４】
−合計信号２１_aの引数２５_aの獲得手段２４。この引数２５_aは、範囲［０、２π］の中に含まれる。
【０１０５】
−合計信号２１_aの引数２５_aを範囲［−π／２、π／２］に戻すことができる所定の関数の適用手段２６_a。このようにして得られた符号付きの値は、位相差のそのままの推定値２７_aを構成する。この場合、所定の関数は、たとえば：ｆ_a（Φ）＝（（Φ＋π／２）％π）−π／２と記される。ここで％は、「モジュロ」関数である。
【０１０６】
−ループの動的特性を調節することができるように、設定スカラ（あるいはループ係数）Ｃ_aによって、位相差のそのままの推定値２７_aを乗算する手段２８。
【０１０７】
−位相差の累積推定値３１_aを得ることができるように、所定の期間について（乗算手段２８の出力において）結果的に生じる信号２９_aを積分する手段３０。
【０１０８】
−復調された信号の位相１６_aから累積推定値３１_aを減算する手段３２。この減算は、（累積された推定の逆元を得ることができるように）−１によって累積推定値３１_aを乗算し（３３）、さらに、ｅ^j ^Φによって復調された信号１６_aを乗算（３４）することによって行われる。ここで、Φは、位相差の累積推定値３１_aの逆元である。
【０１０９】
発明の変形形態にしたがって、累積推定値３１_aは、分割解除された信号１８_aの位相から（復調された信号１６_aの位相からではなく）減算することができる点に注意する必要がある。というのも、復調及び分割解除操作は線形であり、それらの実施順序を逆にすることができるからである。
【０１１０】
図２Ａの例において、再生手段２２は、以下のものを備えている。
【０１１１】
−合計された信号２１_aの実数部分３７_aを獲得する手段３６。
【０１１２】
−合計された信号２１_aの引数２５_aに関数ｆ_a（Φ）を応用することによって生じ、合計された信号２１_aの実数部分３７_aが有する位相の残留する静的不確定性を取除く手段３８_a。この場合には、入力信号は実数型信号であるので、残留する静的不確定性は０またはπとするすることができる。いいかえれば、位相の不確定性はπである（不確定性を取除くこれらの手段の以下の詳細説明参照）。
【０１１３】
−位相の不確定性が取除かれた後に、再生された信号２３_aを得ることができるように、処理する手段３９（たとえば、しきい値化またはヴィテルビタイプの復号手段）。ヴィテルビタイプの復号は、畳込み符号化手段が送信において利用される場合にのみ適用できることが明らかである。
【０１１４】
ここで、図３と関連して、位相の残留する静的不確定性を取除く手段３８_aの独自の実施形態を説明する。この独自の実施形態は、特に、畳込み符号化手段（ここには図示されていない）が、送信に利用され、入力信号の再生手段２２が、ヴィテルビタイプの復号手段３９を備える場合、さらに使用される符号化方式が、位相の不確定性に対して透過性をもたない場合に適用される。この独自の実施形態においては、位相の残留する静的不確定性を取除く手段３８_aは、以下のものを有する。
【０１１５】
−ヴィテルビタイプの復号手段３９の入力に存在する信号の位相を０またはπだけずらすことができる移相手段３８_a,x。
【０１１６】
−分析結果に応じて、移相手段３８_a,xに対して、ずれの値（０またはπ）のいずれを選択するかを示すヴィテルビタイプの復号手段３９の出力における信号２３_aの分析手段３８_a,y。
【０１１７】
上記の分析（３８_a,y）は、たとえば、設定閾値に対して信号２３の累積量を比較することからなる。残留する静的位相差が０である場合、ヴィテルビ復号器は正常に作動する。反対に、残留する静的位相差がπである場合には、ヴィテルビ復号器の出力に、最大限の擾乱の場合に到達すると考えられるレベルを超える異常に高い累積量が確認される。このような確認が行われた後に、πのずれを導き入れることによって、ヴィテルビ復号器の入力に印加される信号の位相が変えられる。このようにして、位相の残留する静的不確定性が取除かれる。
【０１１８】
本発明の範囲を逸脱しない限り、位相の残留する静的不確定性を取除くための他のタイプの手段も考えられることは明らかである。たとえば、変形形態によれば、位相の残留する静的不確定性を取除くための手段は、差分符号化／復号手段を有する。
【０１１９】
図２Ｂに示されている第二の実施形態においては、同期復調装置は、単チャネルタイプであり、図１Ｂの変調装置１_bによって送信される信号７_bの一定の伝達環境を通した伝送の結果生じる信号１４_bを受取る。
【０１２０】
この第二の実施形態は、主に以下の点において第一の実施形態と異なる（図２Ａ参照）。
【０１２１】
−得ようとしている再生された信号２３_bが複素数タイプであることから、再生手段２２が、合計信号２１_bの実数部分を取入れる手段をもたない。完全に再生される場合には、再生信号２３_bは、入力信号２_bに等しくなることを思い起こされたい（図１Ｂ）。
【０１２２】
−位相差の推定及び補正ループにおいて、（手段２６_bによって適用された）所定の関数は、合計信号２１_bの引数２５_bを範囲［−π／４、π／４］に戻すことができるようなものである。こうして得られた符号付きの値は、位相差のそのままの推定２７_bを構成する。この場合、所定の関数は、たとえば、ｆ_b（Φ）＝（（Φ＋π／４）％π／２）−π／４と表わされる。ここで％は「モジュロ」関数である。
【０１２３】
−位相の残留する静的不確定性を取除く手段３８_bは、入力信号が複素数型信号であるので、静的する残留位相差が０、π／２、πまたは３π／２とできることから、図１Ａと少々異なる。いいかえれば、位相の不確定性はπ／２である（実数型入力信号についてはπとなる）。
【０１２４】
図４は、位相の残留する静的不確定性を取除く手段３８_bの独自の実施形態を示している。この実施形態は、図３と関連して上記に説明した実施形態から直接推論されることが簡単にわかる。実際に、位相差の値の集合｛０、π｝を集合｛０、π／２、π、３π／２｝に置き換えるだけでよい。
【０１２５】
図２Ｃに示された第三の実施形態においては、同期復調装置は、多重チャネルタイプであり、図１Ｃの変調装置１_cによって送信される信号７_cの一定伝達環境を通した伝送の結果生じる信号１４_cを受取る。
【０１２６】
第一の実施形態におけるように（図２Ａ）、直交復調器１５を通り、次に分割解除手段１７を通った後に、分割解除信号１８_aが生成される。
【０１２７】
この第三の実施形態においては、反対に、分割解除された信号１８_aの複数の処理ブランチが区別される。各ブランチは、ｋ＋１チャネルの中から与えられた一つのチャネルに結び付けられ、特に以下のものを有する（たとえば、ｉ番目のブランチについては、０≦ｉ≦ｋによって）。
【０１２８】
−当該のチャネルに固有の分割解除された伝送速度Ｎ・Ｄを有する、信号４１_c.iを得ることができるように、当該のチャネルに固有の直交コードＨｉによって分割解除された信号１８_cを乗算する手段４０_i。
【０１２９】
−当該のチャネルに固有の分割解除された信号４１_c,iから、当該のチャネルに固有の伝送速度Ｄを有する、合計信号２１_c.iを生成するＮ個のサンプルにおける合計手段２０_i。
【０１３０】
−当該のチャネルに固有の合計信号２１_c,iから、当該のチャネルの入力信号２_c,iを再生する手段２２_c,i。完全に再生されると、再生された信号２３_c,iは入力信号２_c,iに等しくなる（図１Ｃ）。
【０１３１】
上記の合計手段２０_j及び再生手段２２_c,iは、それぞれ第一の実施形態の２０及び２２と同じであり、したがって図２Ａとの関連ですでに上記に説明している。これは単に図２Ｃより単純化しようとする配慮から生まれたものであり、再生手段２２_c,iは、図２Ａに参照符号３９で示されているタイプの処理手段を有していない。
【０１３２】
この第三の実施形態においては、位相差の推定及び補正ループは以下のものを有する。
【０１３３】
−処理ブランチの各々において（たとえばｉ番目のブランチについては、０≦ｉ≦ｋによって）、当該チャネルに固有の合計信号２１_c,iの引数を取入れる手段２４_c,i及び、当該チャネルに固有の合計信号２１_c,iの引数を範囲［−π／２、π／２］に戻すことができる手段２６_c,j。このようにして得られた符号付きの値は、位相差のそのままの推定値２７_c,iを構成する。手段２４_c,i及び２６_c,jは、それぞれ第一の実施形態の２４及び２６と同じであり、したがって図２Ａとの関連ですでに上記に説明している。
【０１３４】
−位相差の平均推定４３_cを得ることができるように、さまざまな処理ブランチによって与えられる位相差のそのままの推定値２７_c,iの平均化手段４２。
【０１３５】
−ループの動的特性を調整できるように、設定スカラＣ_c（またはループ係数）によって、位相差の平均推定値４３_aを乗算する手段２８。
【０１３６】
−位相差の累積推定値３１_cを得ることができるように、所定の期間について、（乗算手段２８の出力において）結果的に生じる信号２９_cを積分する手段３０。
【０１３７】
−復調された信号１６_cの位相から（または、変形形態によって、分割解除された信号１８_cの位相から）位相差の累積推定値３１_cを減算する手段３２。
【０１３８】
前記の乗算手段２８、積分手段３０及び減算手段３２は、図２Ａとの関連ですでに上記に説明している。
【０１３９】
図２Ｄに示されている第四の実施形態においては、同期復調装置は、多重チャネルタイプであり、図１Ｄの変調装置１_dによって送信される信号７_dの一定の伝達環境を通した伝送の結果生じる信号１４_dを受取る。
【０１４０】
この第四の実施形態は、第二の実施形態が第一の実施形態から推論されるのと同じ要領で、第三の実施形態から推論される。したがって、この実施形態について特別な説明は必要ない。
【０１４１】
ここで、図５と関連して、本発明による、複数のダイバーシティ経路を有する受信アセンブリの独自の実施形態を説明する。一般的に、このような受信アセンブリでは、経路と同じ数だけ位相の静的不確定性の源が存在する。したがって、反対位相の、さまざまな経路を結合してしまう危険を防ぐための措置を取る必要がある。以下に、さまざまなダイバーシティ経路の位相を結合することができる本発明に特有の手段について詳しく説明する。
【０１４２】
受信アセンブリはたとえば、ダイバーシティの利得をもたらすために多重経路の現象を活用する「ＲＡＫＥ」タイプの受信器である。多重経路の現象は、受信器によって受信された信号が、さまざまな電気的遅延に結びついているさまざまな経路を通った場合に存在する。「ＲＡＫＥ」タイプの受信器は、これらのさまざまな構成要素を一時的に再配列し、さらに、最大利得を得るために「位相」においてそれらを再結合しようと試みる。ここでは、さまざまなダイバーシティ経路はすでに一時的に再配列されていると仮定する。
【０１４３】
ここに示された独自の実施形態においては、受信アセンブリは、（図２Ｂとの関連によって）以下に説明する第二の実施形態による単チャネルタイプの三つの装置を有する。いいかえれば、単一のチャネル上に三つのダイバーシティ経路が存在し、同期復調の三つの装置の各々は、図１Ｂの変調装置１_bによって送信される信号７_bの一定の伝達環境を通して伝送の結果生じる信号１４_b、１４_b’、１４_b”を受取る。
【０１４４】
したがって、受信アセンブリは、図２Ｂと同じ三つの位相制御ループ、すなわち、三つの同期復調装置の各々についてループを一つずつ備えている。
【０１４５】
さらに、受信アセンブリは、同期復調用のこれら三つの装置の各々の合計手段２０によって印加されるさまざまな合計信号Ｓ０〜Ｓ２から、入力信号２_bを再生する手段５０を有する。図２Ｂにおいては、合計信号（これらの合計信号Ｓ０〜Ｓ２の各々が対応している信号）には参照符号２１_bが付されている点が注目される。完全に再生されると、再生された信号５１は、入力信号２_bに等しくなる（図１Ａ）。
【０１４６】
再生手段５０は以下のものを有する。
【０１４７】
−最大利得を有する最終的な結合信号５３を得ることができるように、さまざまな合計信号Ｓ０〜Ｓ２の位相の結合手段５２（以下の詳細説明参照）。
【０１４８】
−前記のダイバーシティ経路の各々に対して所定の関数ｆ_b（Φ）を適用することによって生じる最終的な結合信号５３の位相の残留する静的不確定性を取除く手段５４。
【０１４９】
−再生された信号５１を得ることができるように、最終的な結合信号において位相の不確定性を取除く手段５４から出た信号の処理手段５５（たとえば、ヴィテルビ型の復調または閾値化手段）。
【０１５０】
図５の実施形態においては、結合手段５２は、縦続接続のｎ_G（＝２）個の手段群Ｇ１、Ｇ２を有する。一般的に、ｎ_G＝ｎ_S−１であり、ここでｎ_Sは結合される合計信号の数（ここで示された例の中ではｎ_S＝２）である。手段の各群Ｇ１、Ｇ２は以下のものを有する。
【０１５１】
−移相合計信号Ｓ_dを生成することができるように、第一の合計信号Ｓ０（第一群Ｇ１の場合）または先行する手段群の出力に存在する結合信号Ｓ_c（たとえば第二群Ｇ２の場合）の位相を、０、π／２、πまたは３π／２だけずらすことができる移相手段５６。
【０１５２】
−結合信号Ｓ_cを生成できるように、さまざまな合計信号の他の一つとともに移相型合計信号Ｓ_dを加算する手段５７。
【０１５３】
−結合信号Ｓ_cが最大利得（たとえば、合計の出力（５７）における最大絶対値）を得るようなずれの値（０、π／２、πまたは３π／２）の最終選択を行なう移相手段５６のパイロット手段５８。これは試行錯誤タイプのプロセスによって実施することができる。
【０１５４】
最終的な結合信号５３を構成するのは、手段の最終群Ｇ２によって生成されされる結合信号Ｓ_cである。
【０１５５】
作動において、手段群Ｇ１、Ｇ２は、先行するこの手段群のパイロット手段５８がその最終選択を行った場合にのみ、先行する手段群によって生成される結合信号Ｓ_cを受取る。
【０１５６】
要約すると、第一群Ｇ１と、第一及び第二の合計信号Ｓ０、Ｓ１が結合される。さらに、第二の群Ｇ２と、（第一及び第二の二つの合計信号Ｓ０、Ｓ１の）先行する結合が第三の合計信号Ｓ２と結合される。
【０１５７】
したがって、この原則は、合計信号（すなわち経路）の最大数に一般化することができる。実際に、各段階で、｛０、π／２、π、３π／２｝の中で選択された静的位相差の影響を受ける経路ｎ−１の和に経路ｎが付け加えられる。
【０１５８】
さらに、この例（入力信号が複素数型である例）から入力信号が実数型である場合に簡単に移行させることができる。実際に、そのためには、位相差の値の集合｛０、π／２、π、３π／２｝を集合｛０、π｝で置き換えるだけでよい。
【０１５９】
上記の説明から、本発明をさらに、受信アセンブリが、パイロットをともなわないいくつかの（≧２）同期復調装置を備えている場合に一般化することができる。
【０１６０】
同様に、受信アセンブリの中に含まれる同期復調装置は、（それぞれ図２Ａ、図２Ｃ、図２Ｄとの関連で）上記に説明した他の三つの実施形態のいずれか一つによって作成することができる。
【０１６１】
同期復調装置が多重チャネルタイプである場合（第三及び第四の実施形態、図２Ｃ及び図２Ｄ）に一般化するためには、図５（同期復調装置が単チャネルタイプである場合）と関連して行われた説明をチャネルの各々に当てはめてみることが必要である。実際に、経路のダイバーシティは、多重チャネルの場合には、チャネルの各々に適用される。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】実数型信号の複素分割をともなう単チャネルのタイプの伝送のための、周波数分割型の従来の変調装置の概略図である。
【図１Ｂ】複素数型信号の複素分割をともなう単チャネルのタイプの伝送のための、周波数分割型の従来の変調装置の概略図である。
【図１Ｃ】実数型信号の複素分割をともなう多重チャネルのタイプの伝送のための、周波数分割型の従来の変調装置の概略図である。
【図１Ｄ】複素数型信号の複素分割をともなう多重チャネルのタイプの伝送のための、周波数分割型の従来の変調装置の概略図である。
【図２Ａ】複素数型信号の複素分割をともなう単チャネルのタイプの伝送のための、本発明による同期復調装置の独自の実施形態の概略図である。
【図２Ｂ】複素数型信号の複素分割をともなう単チャネルのタイプの伝送のための、本発明による同期復調装置の独自の実施形態の概略図である。
【図２Ｃ】実数型信号の複素分割をともなう多重チャネルのタイプの伝送のための、本発明による同期復調装置の独自の実施形態の概略図である。
【図２Ｄ】複素数型信号の複素分割をともなう多重チャネルのタイプの伝送のための、本発明による同期復調装置の独自の実施形態の概略図である。
【図３】図２Ａと図２Ｃに表わされているような、位相の残留する静的不確定性を取り除くための手段の望ましい実施形態の単純化された図である。
【図４】図２Ｂと図２Ｄに表わされているような、位相の残留する静的不確定性を取り除くための手段の望ましい実施形態の単純化された図である。
【図５】本発明による、複数のダイバーシティ経路型の受信アセンブリの独自の実施形態の概略図である。
【符号の説明】
６変調器
１５復調器
２３不確定性の除去
２４引数
２６モジュロ
３０積分
３８不確定性の除去
３８ａ，ｘ０またはπの位相差
３８ｂ，ｘ０またはπ／２またはπまたは３π／２の位相差
３８ｂ，ｙ閾値に対する累積量の比較
３９ヴィテルビ復号器
３９閾値化またはヴィテルビ復号
４２平均
５４結合信号における位相の残留する静的不確定性の除去
５５閾値化またはヴィテルビ復調
５６位相差（試行錯誤）
５８パイロット（位相差の選択）

Claims

受信した信号（１４_ａ、１４_ｂ）から、Ｎ次の複素分割型単チャネル変調装置の入力信号（１_ａ、１_ｂ）を再生するタイプの単チャネル同期復調装置であって、前記複素分割型単チャネル変調装置によって、前記入力信号が、送信される信号（７_ａ、７_ｂ）を得ることができるように、複素分割され、さらに直交変調され、前記入力信号が伝送速度Ｄを有し、前記送信される信号及び前記受信した信号が各々伝送速度Ｎ・Ｄを有し、
前記受信した信号から、伝送速度Ｎ・Ｄを有する復調された信号（１６_ａ、１６_ｂ）を生成する直交復調手段（１５）と、
前記復調された信号から、伝送速度Ｎ・Ｄを有する分割解除された信号（１８_ａ、１８_ｂ）を生成する複素分割解除手段（１７）と、
前記の分割解除された信号から、伝送速度Ｄを有する合計信号（２１_ａ、２１_ｂ）を生成するＮ個のサンプルの合計手段（２０）と、
前記復調された信号において生じる位相差の推定及び補正ループであって、
前記合計信号の引数を取入れる手段（２４）、
範囲［−π／（２ｘ）、π／（２ｘ）］に合計信号の引数を戻すことができる所定の関数の適用手段（２６_ａ、２６_ｂ）であって、ｘは、前記入力信号が実数型であるか複素数型であるかによって１または２となり、前記の所定の関数の前記合計信号の引数に対する適用結果が、前記位相差の推定の値（２７_ａ、２７_ｂ）を構成する適用手段、及び
前記復調された信号の位相または前記分割解除された信号の位相から、前記位相差の推定値を減算する手段（３２）を備えるループと、
それ自体が、前記所定の関数の適用によって生じる位相の残留する静的不確定性を取除く手段（３８_ａ、３８_ｂ）を備える、前記合計信号から前記入力信号を再生する手段（２２）とを有することを特徴とする装置。
受信した信号（１４_ｃ、１４_ｄ）から、Ｎ次の複素分割型多重チャネル変調装置の複数の入力信号（２_ｃ，０〜２_ｃ，ｋ、２_ｄ，０〜２_ｄ，ｋ）を再生するタイプの多重チャネル同期復調装置であって、前記多重チャネル変調装置によって、前記入力信号の各々が、複数のチャネル（１１_ｃ，０〜１１_ｃ，ｋ、１１_ｄ，０〜１１_ｄ，ｋ）を得ることができるように、別々の直交コードを乗算され、前記複数のチャネルが、同一の多重チャネル信号（１３_ｃ、１３_ｄ）にまとめられ、前記多重チャネル信号が、送信される信号（７_ｃ、７_ｄ）を得ることができるように、複素分割され、さらに直交変調され、前記入力信号の各々が伝送速度Ｄを有し、前記送信される信号及び前記受信した信号が各々伝送速度Ｎ・Ｄを有し、
前記受信した信号から、伝送速度Ｎ・Ｄを有する復調された信号（１６_ｃ、１６_ｄ）を生成する直交復調手段（１５）と、
前記復調された信号から、伝送速度Ｎ・Ｄを有する分割解除された信号（１８_ｃ、１８_ｄ）を生成する複素分割解除用手段（１７）とを備え、
さらに、
複数の処理ブランチであって、各々が前記複数のチャネル中から与えられた一つのチャネルに結び付けられ、
前記一定チャネルに固有の伝送速度Ｎ・Ｄを有する分割解除された信号（４１_ｃ，０〜４１_ｃ，ｋ、４１_ｄ，０〜４１_ｄ，ｋ）を得ることができるように、前記の一定チャネルに固有の直交コード（Ｈ_０〜Ｈ_ｋ）で前記分割解除された信号を乗算する手段（４０_０〜４０_ｋ）および、
前記一定チャネルに固有の前記の分割解除された信号から、伝送速度Ｄを有する、前記一定チャネルに固有の合計信号（２１_ｃ，０〜２１_ｃ，ｋ、２１_ｄ，０〜２１_ｄ，ｋ）を生成するＮ個のサンプルの合計手段（２０_０〜２０_ｋ）を備えた複数の処理ブランチと、
前記復調された信号に生じた位相差の推定及び補正ループであって、
前記処理ループの各々において
前記一定チャネルに固有の前記合計信号の引数を取入れる手段（２４_ｃ，０〜２４_ｃ， _ｋ、２４_ｄ，０〜２４_ｄ，ｋ）、及び
範囲［−π／（２ｘ）、π／（２ｘ）］の中に、前記一定チャネルに固有の合計信号の引数を戻すことができる所定の関数の適用手段（２６_ｃ，０〜２６_ｃ，ｋ、２６_ｄ，０〜２６_ｄ，ｋ）であって、ｘは、前記一定チャネルの前記入力信号が実数型であるか複素数型であるかによって１または２となり、前記所定の関数を、前記一定チャネルに固有の合計信号の引数に適用した結果が、前記位相差の推定の値（２７_ｃ，０〜２７_ｃ，ｋ、２７_ｄ，０〜２７_ｄ，ｋ）を構成する適用手段と、
前記位相差の平均推定値（４３_ｃ、４３_ｄ）を得ることができるように、前記処理ブランチによって与えられた前記位相差の推定値平均化手段（４２）と、
前記復調された信号の位相または前記分割解除された信号の位相から、前記位相差の平均推定値を減算する手段（３２）を備えるループと、
処理ブランチの各々についてそれ自体が、前記所定の関数の適用によって生じる位相の残留する静的不確定性を取除く手段を備える、一定チャネルに固有の前記合計信号から、一定チャネルの前記入力信号を再生する手段（２２_ｃ，０〜２２_ｃ，ｋ、２２_ｄ，０〜２２_ｄ，ｋ）とを有することを特徴とする装置。
前記所定の関数が、ｆ（Φ）＝（（Φ＋π／（２ｘ））％（π／ｘ））−π／（２ｘ）と表わされ、％は「モジュロ」関数であることを特徴とする請求項１または２に記載の装置。
前記ループがさらに、
前記ループの動的特性を調整できるように、設定されたスカラによって、前記位相差の推定値または前記位相差の平均推定値を乗算する手段（２８）と、
前記位相差の累積推定値を得ることができるように、所定の期間について、前記位相差の推定値または前記位相差の平均推定値を積分する手段（３０）とを有する群に属する手段の少なくともいくつかを備えていることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の装置。
前記入力信号または前記入力信号の各々が、
伝送速度Ｄ（ｘ＝１の場合）の実数型入力信号と、
各々が、伝送速度２Ｄの実数型ソース信号から、実数型から複素数型への直列／並列変換器によって生成される伝送速度Ｄの（ｘ＝２の場合）複素数型入力信号とを有する群に属することを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の装置。
入力信号または前記入力信号の各々の前記再生手段がさらに、
前記入力信号が実数型信号の場合に、実数部分を取入れる手段（３６）と、
閾値化手段（３９）と、
畳込み符号化手段が送信に利用される場合に、ヴィテルビタイプの復号手段（３９）とを有する群に属する手段の少なくともいくつかを備えることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の装置。
前記位相の残留する静的不確定性を取除く手段が、差分符号化／復号手段を有することを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の装置。
畳込み符号化手段が送信に利用され、前記入力信号の再生手段が、ヴィテルビタイプの復号手段（３９）を有し、
さらに、前記位相の残留する静的不確定性を取除く手段（３８_ａ、３８_ｂ）が、
前記ヴィテルビタイプの復号手段の入力に存在する信号の位相を、所定の値の集合の中から選択された値の分だけずらすことができる移相手段（３８_ａ，ｘ、３８_ｂ，ｘ）と、
分析結果に応じて、前記移相手段に、位相差の値の一つの選択を示す前記ヴィテルビタイプの復号手段の出力信号の分析手段（３８_ａ，ｙ、３８_ｂ，ｙ）とを有することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の装置。
前記予め定められた位相差の値の集合が、
前記入力信号または前記入力信号の各々が実数型信号である場合には、０及びπの値と、
前記入力信号または前記入力信号の各々が複素数型信号である場合には、０、π／２、π、３π／２の値を有することを特徴とする請求項８に記載の装置。
各々が別々のダイバーシティ経路に対応する、請求項１から９のいずれか一項に記載の少なくとも二つの単チャネルまたは多重チャネル同期復調装置を有する受信アセンブリであって、
前記入力信号または前記入力信号の各々について、前記ダイバーシティ経路の各々の合計手段（２０）によって印加されるさまざまな合計信号（Ｓ０〜Ｓ２）から、前記入力信号を再生する手段（５０）を備え、
さらに前記再生手段（５０）自体が、
最大利得を有する最終的な結合信号（５３）を得ることができるように、前記さまざまな合計信号を結合する手段（５２）と、
前記ダイバーシティ経路の各々に対して、前記所定の関数を適用することによって生じる前記最終的な結合信号の位相の残留する静的不確定性を取除く手段（５４）とを有することを特徴とするアセンブリ。
前記さまざまな合計信号の結合手段（５２）が、縦続接続されたｎ_Ｇ個の手段（Ｇ１、Ｇ２）の群を有し、ここで、ｎ_Ｇ＝ｎ_Ｓ−１であり、ｎ_Ｓは結合される合計信号の数（ｎ≧２）であり、各手段群が
移相合計信号を得ることができるように、先行する手段群の出力に存在する結合信号または前記さまざまな合計信号の最初の位相を、所定の値の集合の中から選択された値の分だけずらすことができる移相手段（５６）と、
結合信号を生成できるように、前記さまざまな合計信号の他の一つとともに前記移相合計信号の加算手段（５７）と、
前記結合信号が最大利得をもつような、位相差の値の最終的な選択を行なう前記移相手段のパイロット手段（５８）とを有し、
さらに、前記結合手段（５２）が、前記先行する手段群の前記パイロット手段が前記の最終選択を行った場合にのみ、前記先行する手段群によって生成される結合信号を受取る手段群を有し、
この手段群によって生成される結合信号が、最終的な前記結合信号を構成することを特徴とする請求項１０に記載のアセンブリ。
前記位相差の値の所定の集合が
前記入力信号または前記入力信号の各々が実数型信号である場合には、０及びπの値と、
前記入力信号または前記入力信号の各々が複素数型信号である場合には、０、π／２、π、３π／２の値を有することを特徴とする請求項１１に記載のアセンブリ。