DE69807945T2

DE69807945T2 - Verfahren und einrichtung zur feinen frequenzsynchronisierung in mehrträgerdemodulationssystemen

Info

Publication number: DE69807945T2
Application number: DE69807945T
Authority: DE
Inventors: Sabah Badri; Stephan Buchholz; Ernst Eberlein; Heinz Gerhaeuser; Albert Heuberger; Stefan Lipp
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 1998-04-14
Filing date: 1998-04-14
Publication date: 2003-06-05
Anticipated expiration: 2018-04-15
Also published as: BR9815808B1; TW421947B; AP2000001927A0; ATE224119T1; WO1999053667A1; ES2183370T3; CA2327785A1; CN1301447A; HK1036713A1; EP1072138A1; DK1072138T3; DE69807945D1; PT1072138E; KR100377257B1; BR9815808A; EA200001068A1; CA2327785C; CN1120602C; US7061997B1; AU749394B2

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verfahren und Vorrichtungen zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation bei Mehrträgerdemodulationssystemen und insbesondere auf Verfahren und Einrichtungen zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz bei einem Mehrträgerdemodulationssystem des Typs kompensiert, der in der Lage ist, eine Differenzphasendecodierung von modulierten Mehrträgersignalen auszuführen, wobei die Signale eine Mehrzahl von Symbolen aufweisen, wobei jedes Symbol durch Phasenunterschiede zwischen gleichzeitigen Trägern definiert wird, die unterschiedliche Frequenzen aufweisen.

Hintergrund der Erfindung

Bei einem Mehrträgerübertragungssystem (MCM, OFDM) ist die Auswirkung eines Trägerfrequenzversatzes im wesentlichen beträchtlicher als bei einem Einzelträgerübertragungssystem. Das MCM ist empfindlicher gegenüber Phasenrauschen und Frequenzversatz, was als Amplitudenverzerrung und Differenzträgerstörung (ICI; ICI = inter carrier interference) auftritt. Die Differenzträgerstörung hat die Auswirkung, daß die Unterträger nicht länger orthogonal in Relation zueinander sind. Frequenzversätze treten auf, nachdem die Leistung eingeschaltet wird oder auch später aufgrund einer von Frequenzabweichung des Oszillators, der für eine Abwärtsumsetzung in das Basisband verwendet wird. Übliche Genauigkeiten für die Frequenz eines selbsterregten Oszillators betragen ungefähr ± 50 ppm der Trägerfrequenz. Bei einer Trägerfrequenz in dem S-Band von 2,34 GHz besteht z. B. eine maximale Lokaloszillator-(LO-)Frequenzabweichung von über 100 kHz (117,25 kHz). Die oben genannten Auswirkungen führen zu hohen Anforderungen an den Algorithmus, der für eine Frequenzversatzkorrektur verwendet wird.

Beschreibung des Stands der Technik

Die meisten bekannten Algorithmen für Frequenzsynchronisation teilen die Frequenzkorrektur in zwei Stufen auf. Bei der ersten Stufe wird eine Grobsynchronisation durchgeführt. Bei der zweiten Stufe kann eine Feinkorrektur erreicht werden. Ein häufig verwendeter Algorithmus für eine Grobsynchronisation der Trägerfrequenz verwendet ein Synchronisationssymbol, das in der Frequenzdomäne ein spezielles Spektralmuster aufweist. Ein solches Synchronisationssymbol ist z. B. eine CAZAC-Sequenz (CAZAC = Constant Amplitude Zero Autocorrelation = Nullautokorrelation mit konstanter Amplitude). Durch Vergleich, d. h. Korrelation des Leistungsspektrums des empfangenen Signals mit dem des übertragenen Signals, kann der Frequenzträgerversatz grob geschätzt werden. Diese bekannten Algorithmen arbeiten alle in der Frequenzdomäne. Es wird z. B. Bezug genommen auf Ferdinand Claßen, Heinrich Meyr, "Synchronization Algorithms for an OFDM System for Mobile Communication", ITG- Fachtagung 130, Codierung für Quelle, Kanal und Übertragung, Seiten 105-113, 26.-28. Oktober 1994; und Timothy M. Schmidl, Donald C. Cox, "Low-Overhead, Low-Complexity [Burst] Synchronization for OFDM", bei Verfahren der IEEE International Conference on Communication ICC 1996, Seiten 1.301-1.306 (1996).
Für die Grobsynchronisation der Trägerfrequenz schlägt Paul H. Moose, "A Technique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction", IEEE Transaction on Communications, Bd. 42, Nr. 10, Oktober 1994, eine Vergrößerung des Abstands zwischen den Unterträgern vor, derart, daß die Unterträgerdistanz größer ist als die maximale Frequenzdifferenz zwischen den empfangenen und den übertragenen Trägern. Die Unterträgerdistanz wird gesteigert durch Reduzieren der Anzahl von Musterwerten, die durch die schnelle Fourier-Transformation umgewandelt werden. Dies entspricht einer Reduktion der Anzahl von Musterwerten, die durch die schnelle Fourier-Transformation umgewandelt werden.
Die WO 9205646 A bezieht sich auf Verfahren für den Empfang von OFDM-Signalen (OFDM = orthogonal frequency division multiplexed = orthogonal Frequenzdivision-multiplexed), die Daten aufweisen, die vorzugsweise in die Richtung der Zeitachse differenzmäßig codiert sind. Eine Phasenverschiebung des demodulierten Musters von einem Block zum nächsten wird verwendet, um den Grad des Lokaloszillator-Frequenzfehlers anzuzeigen. Eine Phasenverschiebung wird durch Multiplizieren komplexer Werte mit dem komplexen Kehrwert eines früheren Musters geschätzt, der von dem gleichen OFDM-Träger demoduliert und unter Verwendung des resultierenden Mittels zum Lenken der Lokaloszillatorfrequenz über eine Frequenzregelschleife demoduliert wurde.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Verfahren und Vorrichtungen zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation zu schaffen, die eine Feinfrequenzsynchronisation ermöglichen, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz in einem MCM-Übertragungssystem kompensiert, das MCM-Signale verwendet, bei denen die Informationen zwischen Simultanunterträgern mit unterschiedlichen Frequenzen differenzmäßig phasencodiert ist.
Gemäß einem ersten Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz in einem Mehrträgerdemodulationssystem des Typs kompensiert, der in der Lage ist, ein Differenzphasendecodieren eines modulierten Mehrträgersignals auszuführen, wobei die Signale eine Mehrzahl von Symbolen aufweisen, wobei jedes Symbol durch Phasendifferenzen zwischen gleichzeitigen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen definiert ist, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen Phasen des gleichen Trägers in unterschiedlichen Symbolen;
Bestimmen eines Frequenzversatzes durch Eliminieren von Phasenverschiebungsunsicherheiten, die auf Phasenverschiebungen zurückgehen, da die Definition von Symbolen von dem Phasenunterschied eine M-PSK-Entscheidungsvorrichtung verwendet; und
Durchführen einer Rückkopplungskorrektur der Trägerfrequenzabweichung basierend auf dem bestimmten Frequenzversatz.
Gemäß einem zweiten Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz in einem Mehrträgerdemodulationssystem des Typs kompensiert, der in der Lage ist, ein Differenzphasendecodieren von modulierten Mehrträgersignalen auszuführen, wobei die Signale eine Mehrzahl von Symbolen aufweisen, wobei jedes Symbol durch Phasendifferenzen zwischen leichzeitigen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen definiert ist, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
Bestimmen entsprechender Phasen des gleichen Trägers in unterschiedlichen Symbolen;
Eliminieren der Phasenverschiebungsunsicherheiten, die zurückgehen auf Phasenverschiebungen aufgrund der Definition von Symbolen von den Phasen, um die jeweiligen Phasenabweichungen zu bestimmen, die eine M-PSK- Entscheidungsvorrichtung verwenden;
Bestimmen eines Frequenzversatzes durch Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen den Phasenabweichungen; und
Durchführen einer Rückkopplungskorrektur der Trägerfrequenzabweichung basierend auf dem bestimmten Frequenzversatz.
Gemäß einem dritten Aspekt schafft die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz für ein Mehrträgerdemodulationssystem des Typs kompensiert, der in der Lage ist, ein Differenzphasendecodieren eines modulierten Mehrträgersignals durchzuführen, wobei die Signale eine Mehrzahl von Symbolen aufweisen, wobei jedes Symbol durch Phasendifferenzen zwischen gleichzeitigen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen definiert ist, wobei die Vorrichtung folgende Merkmale aufweist:
eine Einrichtung zum Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen Phasen des gleichen Trägers in unterschiedlichen Symbolen;
eine Einrichtung zum Bestimmen eines Frequenzversatzes durch Eliminieren von Phasenverschiebungsunsicherheiten, die auf Phasenverschiebungen aufgrund der Definition von Symbolen von der Phasendifferenz zurückgehen, die eine M- PSK-Entscheidungsvorrichtung verwenden; und
eine Einrichtung zum Durchführen einer Rückkopplungskorrektur der Frequenzabweichung basierend auf dem bestimmten Frequenzversatz.
Gemäß einem vierten Aspekt schafft die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz kompensiert, für ein Mehrträgerdemodulationssystem des Typs, der in der Lage ist, ein Differenzphasendecodieren von modulierten Mehrträgersignalen durchzuführen, wobei die Signale eine Mehrzahl von Symbolen aufweisen, wobei jedes Symbol durch Phasendifferenzen zwischen gleichzeitigen Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen definiert ist, wobei die Vorrichtung folgende Merkmale aufweist:
eine Einrichtung zum Bestimmen jeweiliger Phasen des gleichen Trägers in unterschiedlichen Symbolen;
M-PSK-Entscheidungsvorrichtung zum Eliminieren von Phasenverschiebungsunsicherheiten, die auf Phasenverschiebungen aufgrund der Definition von Symbolen von den Phasen zurückgehen, um jeweilige Phasenabweichungen zu bestimmen;
eine Einrichtung zum Bestimmen eines Frequenzversatzes durch Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen den Phasenabweichungen; und
eine Einrichtung zum Durchführen einer Rückkopplungskorrektur der Frequenzabweichung basierend auf dem bestimmten Frequenzversatz.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verfahren und Vorrichtungen zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz kompensiert. Diese Feinfrequenzsynchronisation wird vorzugsweise nach der Fertigstellung einer Grobfrequenzsynchronisation durchgeführt, derart, daß die Frequenzversätze nach der Grobfrequenzsynchronisation kleiner sind als die Hälfte der Unterträgerdistanz in dem MCM- Signal. Da die Frequenzversätze, die durch die erfinderischen Feinfrequenzsynchronisations-Verfahren und - Vorrichtungen korrigiert werden sollen, kann eine Korrektur der Frequenzversätze durch Verwenden einer Phasenrotation mit Differenzdecodierern und Abbildungsaufhebung (Demapping) in der Zeitachse verwendet werden. Die Frequenzversätze werden durch Bestimmen der Frequenzdifferenzen zwischen zeitabhängigen Unterträgersymbolen entlang der Zeitachse erfaßt. Der Frequenzfehler wird durch Messen der Rotation der kartesischen I-Q-Koordinaten jedes Unterträgers und bei bevorzugten Ausführungsbeispielen durch Mitteln derselben über alle n Unterträger eines MCM-Symbols berechnet.
Zuerst wird die Phasen-Mehrdeutigkeit oder -Unsicherheit durch Verwenden einer M-PSK-Entscheidungsvorrichtung und durch Korrelieren des Ausgangssignals der Entscheidungsvorrichtung mit dem Eingangssignal für ein jeweiliges Unterträgersymbol eliminiert. Somit wird der Phasenversatz für ein Unterträgersymbol bestimmt und kann zum Umstrukturieren des Frequenzfehlers in Form einer Rückwärtszuführstruktur verwendet werden. Alternativ können die Phasenversätze des Unterträgersymbols eines MCM-Symbols über alle der aktiven Träger eines MCM-Symbols gemittelt werden, wobei der gemittelte Phasenversatz verwendet wird, um den Frequenzfehler umzustrukturieren.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Bestimmung des Frequenzversatzes in der Frequenzdomäne durchgeführt. Die Rückkopplungskorrektur gemäß der erfinderischen Feinfrequenzsynchronisation wird in der Zeitdomäne durchgeführt. Zu diesem Zweck wird ein Differenzdecodierer in der Zeitdomäne bereitgestellt, um Frequenzversätze von Unterträgern auf der Basis der Phasen von zeitlich aufeinanderfolgenden Unterträgersymbolen verschiedener MCM-Symbole zu erfassen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung detailliert auf der Basis der beiliegenden Zeichnungen erklärt. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Übersicht eines MCM- Übertragungssystems, an dem die vorliegende Anmeldung angewendet werden kann;
Fig. 2A und 2B schematische Ansichten, die ein Schema zum Differenzabbilden in der Zeitachse und ein Schema zum Differenzabbilden in der Frequenzachse darstellen;
Fig. 3 ein Funktionsblockdiagramm zum Durchführen einer Differenzabbildung in der Frequenzachse;
Fig. 4 eine Darstellung der Zeitvariation aller Unterträger in MCM-Symbolen;
Fig. 5 eine QPSK-Konstellation für jeden Unterträger mit einem Frequenzversatz;
Fig. 6 ein allgemeines Blockdiagramm, das die Position der erfinderischen Vorrichtung für die Feinfrequenzsynchronisation in einem MCM-Empfänger darstellt;
Fig. 7 ein Blockdiagramm des Feinfrequenz-Fehlerdetektors, der in Fig. 6 gezeigt ist;
Fig. 8 ein Blockdiagramm eines MCM-Empfängers, der eine Grobfrequenzsynchronisationseinheit und eine Feinfrequenzsynchronisationseinheit aufweist;
Fig. 9 ein Blockdiagramm einer Einheit zum Durchführen einer Grobfrequenzsynchronisation;
Fig. 10 eine schematische Ansicht eines Referenzsymbols, das zum Durchführen einer Grobfrequenzsynchronisation verwendet wird;
Fig. 11 eine schematische Ansicht eines typischen MCM- Signals mit einer Rahmenstruktur;
Fig. 12 Streudiagramme des Ausgangssignals einer Differenzabbildungsaufhebung eines MCM-Empfängers zum Darstellen der Auswirkung einer Echophasen- Versatzkorrektur;
Fig. 13 ein schematisches Blockdiagramm zum Darstellen der Position und der Funktionalität einer Echophasen-Versatzkorrektureinheit;
Fig. 14 ein schematisches Blockdiagramm einer bevorzugten Form einer Echophasen- Versatzkorrekturvorrichtung; und
Fig. 15 schematische Ansichten zum Darstellen einer Projektion, die durch einen anderen Echophasen- Versatzkorrekturalgorithmus durchgeführt wird.

Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Vor dem detaillierten Erörtern der vorliegenden Erfindung wird der Betriebsmodus eines MCM-Übertragungssystems Bezug nehmend auf Fig. 1 beschrieben.
Bezug nehmend auf Fig. 1 ist bei 100 ein MCM-Sender gezeigt, der im wesentlichen einem bekannten MCM-Sender entspricht. Eine Beschreibung eines solchen MCM-Senders kann z. B. in William Y. Zou, Yiyan Wu, "COFDM: AN OVERVIEW", IEEE Transactions on Broadcasting, Bd. 41, Nr. 1, März 1995, gefunden werden.
Eine Datenquelle 102 liefert einen seriellen Bitstrom 104 an den MCM-Sender. Der ankommende, serielle Bitstrom 104 wird an einem Bitträgerabbilder 106 angewendet, der eine Sequenz von Spektren 108 aus dem ankommenden, seriellen Bitstrom 104 erzeugt. Eine inverse, schnelle Fourier- Transformation (IFFT; IFFT = inverse fast Fourier transform) 110 wird an der Spektrensequenz 108 durchgeführt, um ein MCM-Zeitdomänensignal 112 zu erzeugen. Das MCM- Zeitdomänensignal bildet das nützliche MCM-Symbol des MCM- Zeitsignals. Um eine Intersymbolinterferenz (ISI) zu vermeiden, die durch Mehrwegeverzerrung verursacht wird, wird eine Einheit 114 zum Einfügen eines Schutzintervalls einer festen Länge zwischen benachbarten MCM-Symbolen rechtzeitig geliefert. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird der letzte Teil des nützlichen MCM-Symbols als das Schutzintervall verwendet, durch Plazieren desselben vor dem nützlichen Symbol. Das resultierende MCM-Symbol ist bei 115 in Fig. 1 gezeigt und entspricht einem MCM-Symbol 160, das in Fig. 11 dargestellt ist.
Fig. 11 zeigt den Aufbau eines typischen MCM-Signals, das eine Rahmenstruktur aufweist. Ein Rahmen des MCM- Zeitsignals ist aus einer Mehrzahl von MCM-Symbolen 160 gebildet. Jedes MCM-Symbol 160 ist durch ein nützliches Symbol 162 und ein Schutzintervall 164 gebildet, die demselben zugeordnet sind. Wie in Fig. 11 gezeigt ist, weist jeder Rahmen ein Referenzsymbol 166 auf. Die vorliegende Erfindung kann mit einem solchen MCM-Signal vorteilhaft verwendet werden, wobei eine solche Signalstruktur jedoch zum Durchführen der vorliegenden Erfindung nicht notwendig ist, solange das übertragene Signal einen nützlichen Abschnitt und mindestens ein Referenzsymbol aufweist.
Um die endgültige Rahmenstruktur zu erhalten, die in Fig. 11 gezeigt ist, ist eine Einheit 116 zum Hinzufügen eines Referenzsymbols für jede vorbestimmte Anzahl von MCM- Symbolen bereitgestellt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist das Referenzsymbol eine amplitudenmodulierte Bitsequenz. Somit wird eine Amplitudenmodulation einer Bitsequenz derart durchgeführt, daß die Hüllkurve der amplitudenmodulierten Bitsequenz ein Referenzmuster des Referenzsymbols definiert. Dieses durch die Hüllkurve der amplitudenmodulierten Bitsequenz definierte Referenzmuster muß erfaßt werden, wenn das MCM- Signal an einem MCM-Empfänger empfangen wird. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird eine Pseudozufallsbitsequenz mit guten Autokorrelationseigenschaften als die Bitsequenz verwendet, die amplitudenmoduliert wird.
Die Auswahl von Länge und Wiederholungsrate des Referenzsymbols hängt von den Eigenschaften des Kanals ab, durch den das MCM-Signal übertragen wird, z. B. von der Kohärenzzeit des Kanals. Zusätzlich hängt die Wiederholungsrate und die Länge des Referenzsymbols, anders ausgedrückt die Anzahl nützlicher Symbole in jedem Rahmen, von den Empfängeranforderungen betreffend die mittlere Zeit für eine Neusynchronisation und die mittlere Zeit für eine Resynchronisierung nach dem Synchronisationsverlust aufgrund eines Kanalausfalls ab.
Das resultierende MCM-Signal, das die bei 118 in Fig. 1 gezeigte Struktur aufweist, wird an das Sendervorderende 120 angebracht. Allgemein ausgedrückt wird an dem Sendervorderende 120 eine Digital-/Analog-Umwandlung und ein nach oben Konvertieren des MCM-Signals durchgeführt. Nachfolgend wird das MCM-Signal durch einen Kanal 122 übertragen.
Nachfolgend wird der Betriebsmodus eines MCM-Empfängers 130 Bezug nehmend auf Fig. 1 kurz beschrieben. Das MCM-Signal wird an dem Empfängervorderende 132 empfangen. Bei dem Empfängervorderende 132 wird das MCM-Signal nach unten konvertiert und ferner wird eine Analog-/Digital-Umwandlung des nach unten konvertierten Signals durchgeführt.
Das nach unten konvertierte MCM-Signal wird an eine Symbolrahmen-/Trägerfrequenz-Synchronisationseinheit 134 geliefert.
Eine erste Aufgabe der Symbolrahmen-/Trägerfrequenz- Synchronisationseinheit 134 ist es, eine Rahmensynchronisation auf der Basis des amplitudenmodulierten Referenzsymbols durchzuführen. Diese Rahmensynchronisation wird auf der Basis einer Korrelation zwischen dem amplitudendemodulierten Referenzsymbol und einem vorbestimmten Referenzmuster durchgeführt, das in dem MCM-Empfänger gespeichert ist.
Eine zweite Aufgabe der Symbolrahmen-/Trägerfrequenz- Synchronisationseinheit ist es, eine Grobfrequenzsynchronisation des MCM-Signals durchzuführen. Zu diesem Zweck dient die Symbolrahmen-/Trägerfrequenz-Synchronisationseinheit 134 als eine Grobfrequenzsynchronisationseinheit zum Bestimmen eines Grobfrequenzversatzes der Trägerfrequenz, der z. B. durch eine Differenz der Frequenzen zwischen dem Lokaloszillator des Senders und dem Lokaloszillator des Empfängers verursacht wird. Die bestimmte Frequenz wird verwendet, um eine Grobfrequenzkorrektur durchzuführen. Der Betriebsmodus der Grobfrequenzsynchronisationseinheit wird Bezug nehmend auf die Fig. 9 und 10 nachfolgend hierin detailliert beschrieben.
Wie oben beschrieben ist, bestimmt die Rahmensynchronisationseinheit 134 die Position des Referenzsymbols in dem MCM- Symbol. Basierend auf der Bestimmung der Rahmensynchronisationseinheit 134 extrahiert eine Referenzsymbolextrahiereinheit 136 die Rahmeninformationen, d. h. das Referenzsymbol, von dem MCM-Symbol, das von dem Empfängervorderende 132 kommt. Nach der Extraktion des Referenzsymbols wird das MCM-Signal an eine Schutzintervall-Entfernungseinheit 138 angelegt. Das Ergebnis der hierzu in dem MCM-Empfänger durchgeführten Signalverarbeitung sind die nützlichen MCM- Symbole.
Die nützlichen MCM-Symbole, die von der Schutzintervall- Entfernungseinheit 138 ausgegeben werden, werden an eine schnelle Fourier-Transformationseinheit 140 geliefert, um eine Spektrenfrequenz von den nützlichen Symbolen zu liefern. Nachfolgend wird die Spektrenfrequenz an einen Trägerbitabbilder 142 geliefert, in dem der serielle Bitstrom wiedergewonnen wird. Dieser serielle Bitstrom wird an eine Datensenke 144 geliefert.
Als nächstes werden Bezug nehmend auf die Fig. 2A und 2B zwei Modi zum Differenzabbilden beschrieben. In Fig. 2A ist ein erstes Verfahren des Differenzabbildens entlang der Zeitachse gezeigt. Wie aus Fig. 2A ersichtlich ist, besteht ein MCM-Symbol aus K Unterträgern. Die Unterträger weisen unterschiedliche Frequenzen auf und sind bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel in der Frequenzachsenrichtung gleich beabstandet. Wenn eine Differenzabbildung entlang der Zeitachse verwendet wird, werden eines oder mehrere Bits in Phasen- und/oder Amplituden-Verschiebungen zwischen zwei Unterträgern der gleichen Mittenfrequenz in benachbarten MCM-Symbolen codiert. Die Pfeile, die zwischen den Teilträgersymbolen dargestellt sind, entsprechen Informationen, die in Amplituden- und/oder Phasen-Verschiebungen zwischen zwei Teilträgersymbolen codiert sind.
Ein zweites Verfahren des Differenzabbildens ist in Fig. 2B gezeigt. Die vorliegende Erfindung ist für ein MCM- Übertragungssystem unter Verwendung des in Fig. 2B gezeigten Abbildungsschemas angepaßt. Dieses Abbildungsschema basiert auf einer Differenzabbildung innerhalb eines MCM- Symbols entlang der Frequenzachse. Eine Anzahl von MCM- Symbolen 200 ist in Fig. 2B gezeigt. Jedes MCM-Symbol 200 weist eine Anzahl von Unterträgersymbolen 202 auf. Die Pfeile 204 in Fig. 2B stellen Informationen dar, die zwischen zwei Unterträgersymbolen 202 codiert sind. Wie aus den Pfeilen 204 ersichtlich ist, basiert dieses Abbildungsschema auf einer Differenzabbildung innerhalb eines MCM- Symbols entlang der Frequenzachsenrichtung.
Bei dem Ausführungsbeispiel, das in Fig. 2B gezeigt ist, wird der erste Unterträger (k = 0) in einem MCM-Symbol 200 als ein Referenzunterträger 206 (schraffiert) derart verwendet, daß Informationen zwischen dem Referenzunterträger und dem ersten, aktiven Träger 208 codiert sind. Die anderen Informationen eines MCM-Symbols 200 sind zwischen aktiven Trägern respektive codiert.
Somit besteht für jedes MCM-Symbol eine absolute Phasenreferenz. Gemäß Fig. 2B wird diese absolute Phasenreferenz durch ein Referenzsymbol geliefert, das in jedes MCM-Symbol (k = 0) eingefügt ist. Das Referenzsymbol kann entweder eine konstante Phase für alle MCM-Symbole aufweisen oder eine Phase, die von MCM-Symbol zu MCM-Symbol variiert. Eine variierende Phase kann durch Replizieren der Phase von dem letzten Unterträger des zeitlich vorangehenden MCM-Symbols erhalten werden.
In Fig. 3 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung zum Durchführen einer Differenzabbildung entlang der Frequenzachse gezeigt. Bezug nehmend auf Fig. 3 ist eine Anordnung von MCM-Symbolen in der Frequenzdomäne unter Verwendung von Differenzabbilden entlang der Frequenzachse gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Fig. 3 zeigt die Anordnung eines MCM-Symbols mit den folgenden Parametern:
NFFT bezeichnet die Anzahl von komplexen Koeffizienten der diskreten Fourier-Transformation bzw. die Anzahl von Unterträgern.
K bezeichnet die Anzahl von aktiven Trägern. Der Referenzträger ist nicht in der Zählung für K umfaßt.
Gemäß Fig. 4 wird eine Quadraturphasenumtastung (QPSK; QPSK = quadrature phase shift keying) zum Abbilden des Bitstroms auf die komplexen Symbole verwendet. Andere M-wertige Abbildungsschemen (MPSK; MPSK = M-ary mapping schemes), wie 2-PSK, 8-PSK, 16-QAM, 16-APSK, 64-APSK etc., sind jedoch möglich.
Für ein leichteres Filtern und Minimieren der Alias-Effekte werden ferner einige Unterträger nicht zum Codieren von Informationen in der in Fig. 3 gezeigten Vorrichtung verwendet. Diese Unterträger, die auf Null eingestellt sind, bilden die sogenannten Schutzbänder an den oberen und unteren Kanten des MCM-Signalspektrums.
An dem Eingang der Abbildungsvorrichtung, die in Fig. 3 gezeigt ist, werden komplexe Signalpaare b0[k], b1[k] eines Eingangsbitstroms empfangen. K komplexe Signalpaare werden angeordnet, um ein MCM-Symbol zu bilden. Die Signalpaare werden in die K differentiellen Phasenverschiebungen phi[k] codiert, die zum Anordnen eines MCM-Symbols gebraucht werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird das Abbilden von Bits auf die 0-, 90-, 180- und 270-Grad- Phasenverschiebungen unter Verwendung von Gray-Abbilden in einer Quadraturphasenumtastungsvorrichtung 220 durchgeführt.
Das Gray-Abbilden wird verwendet, um zu verhindern, daß Differenzerfassungs-Phasenfehler kleiner als 135 Grad Doppelbitfehler an dem Empfänger verursachen.
Differenzphasencodieren der K Phasen wird in einem Differenzphasencodierer 222 durchgeführt. Bei dieser Stufe des Verarbeitens werden die K Phasen phi[k], erzeugt durch den QPSK-Gray-Abbilder, differenzmäßig codiert. Im Prinzip berechnet eine Rückkopplungsschleife 224 eine kumulative Summe über alle K Phasen. Als Anfangspunkt für die erste Berechnung (k = 0) wird die Phase des Referenzträgers 226 verwendet. Ein Schalter 228 ist vorgesehen, um entweder die absolute Phase des Referenzunterträgers 226 oder die auf den vorangehenden (d. h. z&supmin;¹, wobei z&supmin;¹ den Einheitsverzögerungsoperator bezeichnet) Unterträger codierten Phaseninformationen zu einer Summierstelle 230 zu liefern. An dem Ausgang des Differenzphasencodierers 222 werden die Phaseninformationen Theta[k] bereitgestellt, mit denen die entsprechenden Unterträger codiert werden sollen. Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung sind die Unterträger eines MCM-Symbols in der Frequenzachsenrichtung gleich beabstandet.
Der Ausgang des Differenzphasencodierers 222 ist mit einer Einheit 232 zum Erzeugen komplexer Unterträgersymbole unter Verwendung der Phaseninformationen Theta[k] verbunden. Zu diesem Zweck werden die K differenzmäßig codierten Phasen in komplexe Symbole umgewandelt durch Multiplikation mit
Faktor·ej·[2·pi·(Theta[k] + PHI)] (Gl. 1)
wobei der Faktor einen Skalierfaktor bezeichnet und PHI einen zusätzlichen Winkel bezeichnet. Der Skalierfaktor und der zusätzliche Winkel PHI sind optional. Durch Auswählen von PHI = 45º kann eine rotierte DQPSK-Signalkonstellation erhalten werden.
Schließlich wird eine Anordnung eines MCM-Symbols in einer Anordnungseinheit 234 bewirkt. Ein MCM-Symbol, das NFFT- Unterträger aufweist wird von NFFT-K-1-Schutzbandsymbolen, die "Null" sind, einem Referenzunterträgersymbol und K DQPSK-Unterträgersymbolen angeordnet. Somit besteht das angeordnete MCM-Symbol 200 aus K komplexen Werten, die die codierten Informationen enthalten, zwei Schutzbänder an beiden Seiten der komplexen NFFT-Werte und ein Referenzunterträgersymbol.
Das MCM-Symbol wurde in der Frequenzdomäne angeordnet. Für eine Transformation in die Zeitdomäne wird eine inverse, diskrete Fourier-Transformation (IDFT) des Ausgangssignals der Anordnungseinheit 234 durch einen Transformator 236 durchgeführt. Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wird der Transformator. 236 angepaßt, um eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) durchzuführen.
Ein weiteres Verarbeiten des MCM-Signals in dem Sender sowie in dem Empfänger verläuft, wie oben Bezug nehmend auf Fig. 1 beschrieben ist.
An dem Empfänger wird eine Abbildungsaufhebungsvorrichtung 142 (Fig. 1) benötigt, um die Operationen der Abbildungsvorrichtung umzukehren, die oben Bezug nehmend auf Fig. 3 beschrieben wurden. Die Implementierung der Abbildungsaufhebungsvorrichtung ist einfach und muß daher hierin nicht detailliert beschrieben werden.
Das Differenzabbilden entlang der Frequenzachsenrichtung ist für einen digitalen Mehrträger-(OFCM-)Rundfunk über schnell wechselnde Mehrwegkanäle geeignet. Gemäß diesem Abbildungsschema besteht kein Bedarf nach einer Kanalstationärität, die ein Mehrträgersymbol überschreitet. Das Differenzabbilden in die Frequenzachsenrichtung kann jedoch ein neues Problem erzeugen. Bei Mehrwegumgebungen können Wegechos, die dem Hauptweg vorangehen oder nachfolgen, zu systematischen Phasenversätze zwischen Unterträgern in dem gleichen MCM-Symbol führen. Somit wird bevorzugt, eine Korrektureinheit bereitzustellen, um solche Phasenversätze zu beseitigen. Da die kanalinduzierten Phasenversätze zwischen demodulierten Differenzsymbolen systematische Fehler sind, können sie durch einen Algorithmus korrigiert werden. Im Prinzip muß ein solcher Algorithmus den echoinduzierten Phasenversatz von der Signalraumkonstellation nach der Differenzdemodulierung berechnen und nachfolgend diesen Phasenversatz korrigieren.
Beispiele für solche Echophasenkorrekturalgorithmen sind am Ende dieser Beschreibung Bezug nehmend auf die Fig. 12 bis 15 beschrieben.
Als nächstes wird die Feinfrequenzsynchronisation gemäß der vorliegenden Erfindung Bezug nehmend auf die Fig. 4 bis 8 beschrieben. Wie oben erwähnt wurde, wird die Feinfrequenzsynchronisation gemäß der vorliegenden Erfindung nach der Fertigstellung der Grobfrequenzsynchronisation durchgeführt. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Grobfrequenzsynchronisation, die durch die Symbolrahmen-/Trägerfrequenz- Synchronisationseinheit 134 durchgeführt werden können, werden nachfolgend Bezug nehmend auf die Fig. 9 und 10 beschrieben, nachdem die Feinfrequenzsynchronisation gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben wurde.
Bei der Feinfrequenzsynchronisation gemäß der vorliegenden Erfindung können Frequenzversätze, die kleiner sind als die Hälfte der Unterträgerdistanz, korrigiert werden. Da die Frequenzversätze gering und für alle Unterträger gleich sind, wird das Problem der Feinfrequenzsynchronisation auf einen Unterträgerpegel reduziert. Fig. 4 ist eine schematische Ansicht der MCM-Symbole 200 in der Zeitfrequenzebene. Jedes MCM-Symbol 200 besteht aus 432 Unterträgersymbolen C&sub1; bis C&sub4;&sub3;&sub2;. Die MCM-Symbole sind entlang der Zeitachse angeordnet, wobei das erste MCM-Symbol 200, das in Fig. 4 gezeigt ist, eine Zeit T&sub1; aufweist, die demselben zugeordnet ist, wobei das nächste MCM-Symbol eine Zeit T&sub2; aufweist, die demselben zugeordnet ist, usw. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung basiert die Feinfrequenzsynchronisation auf einer Phasenrotation, die von dem gleichen Unterträger von zwei MCM-Symbolen hergeleitet ist, die in der Zeitachsenrichtung benachbart zueinander sind, z. B. C&sub1;/T&sub1; und C&sub1;/T&sub2;.
Im folgenden wird die vorliegende Erfindung Bezug nehmend auf QPSK-Abbilden (QPSK = Quadrature Phase Shift Keying = Quadraturphasenumtastung) beschrieben. Es ist jedoch offensichtlich, daß die vorliegende Erfindung auf jegliches MPSK-Abbilden angewendet werden kann, wobei M die Anzahl von Phasenzuständen bezeichnet, die für das Codieren verwendet werden, z. B. 2, 4, 8, 16 ...
Fig. 5 stellt ein komplexes Koordinatensystem dar, das eine QPSK-Konstellation für jeden Unterträger mit Frequenzversatz zeigt. Die vier möglichen Phasenpositionen eines ersten MCM-Symbols, MCM-Symbol-1, sind bei 300 gezeigt. Bei einem Wechseln von dem Unterträger (Unterträger n) dieses MCM-Symbols zu dem gleichen Unterträger des nächsten MCM- Symbols, MCM-Symbol-2, bleibt die Position in der QPSK- Konstellation unverändert, falls kein Frequenzversatz vorliegt. Wenn ein Frequenzversatz vorhanden ist, der geringer ist als die Hälfte der Distanz zwischen Unterträgern, wie oben erwähnt, verursacht dieser Frequenzversatz eine Phasenrotation der QPSK-Konstellation des MCM-Symbol-2 verglichen mit dem MCM-Symbol-1. Die neue QPSK-Konstellation, d. h. die vier möglichen Phasenpositionen für den Objektunterträger des MCM-Symbol-2, sind bei 302 in Fig. 5 gezeigt. Diese Phasenrotation Theta kann aus der folgenden Gleichung hergeleitet werden:
Cn(kTMCM) = ej2πfoffestTMCMCn((k - 1)TMCM).
θ = 2πfoffsetTMCM (Gl. 2)
Cn bezeichnet die QPSK-Konstellation eines Unterträgers n in einem MCM-Symbol. n ist ein Index, der von 1 bis zu der Anzahl aktiver Unterträger in dem MCM-Symbol läuft. Informationen betreffend dem Frequenzversatz sind in dem Ausdruck ej2πfoffestTMCM von Gleichung 2 enthalten. Dieser Frequenzversatz ist für alle Unterträger identisch. Daher ist die Phasenrotation θ ebenfalls für alle Unterträger identisch. Daher kann ein Mitteln aller Unterträger eines MCM-Symbols durchgeführt werden.
Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm eines MCM-Empfängers, bei dem die vorliegende Erfindung implementiert ist. Ein Analog-/Digital-Wandler 310 ist bereitgestellt, um eine Analog-/Digital-Umwandlung eines nach unten konvertierten Signals durchzuführen, das an dem Empfängervorderende 132 empfangen wird (Fig. 1). Der Ausgang des Analog-/Digital- Wandlers 310 wird an ein Tiefpaßfilter und eine Dezimatoreinheit 312 angelegt. Das Tiefpaßfilter ist ein impulsbildendes Filter, das mit einem impulsbildenden Filter in dem MCM-Sender identisch ist. Bei dem Dezimator wird das Signal an der MCM-Symbolfrequenz abgetastet. Wie oben Bezug nehmend auf Fig. 1 beschrieben wurde, werden Schutzintervalle in dem MCM-Signal durch eine Schutzintervall- Entfernungseinheit 132 entfernt. Schutzintervalle werden zwischen zwei MCM-Symbole in dem MCM-Sender eingefügt, um eine durch den Kanalspeicher verursachte Symbolinterferenz zu verhindern.
Das Ausgangssignal der Schutzintervall-Entfernungseinheit 132 wird an einen MCM-Demodulator 314 angelegt, der dem schnellen Fourier-Transformator 140 entspricht, der in Fig. 1 gezeigt ist. Nach dem MCM-Demodulator 314 werden eine Differenzdecodiereinheit 316 und eine Abbildungsaufhebungseinheit 318 bereitgestellt. Bei der Differenzdecodiereinheit 316 werden Phaseninformationen unter Verwendung von Differenzdecodieren wiedergewonnen. Bei der Abbildungsaufhebungseinheit 318 wird eine Abbildungsaufhebung entlang der Frequenzachsenrichtung durchgeführt, um ein Binärsignal von dem komplexen Signaleingang in die Abbildungsaufhebungseinheit 318 zu rekonstruieren.
Das Ausgangssignal des MCM-Demodulators 314 wird ferner an den Feinfrequenz-Fehlerdetektor 320 angelegt. Der Feinfrequenz-Fehlerdetektor 320 erzeugt ein Frequenzfehlersignal aus dem Ausgangssignal des MCM-Demodulators. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Ausgangssignal des Feinfrequenz-Fehlerdetektors 320 an einen numerisch gesteuerten Oszillator 322 über einen Schleifenfilter 324 angelegt. Der Schleifenfilter 324 ist ein Tiefpaßfilter zum Filtern übergelagerter Interferenzabschnitte einer höheren Frequenz von dem langsam variierenden Fehlersignal. Der numerisch gesteuerte Oszillator 322 erzeugt ein Trägersignal auf der Basis des gefilterten Fehlersignals. Das Trägersignal, das durch den numerisch gesteuerten Oszillator 322 erzeugt wird, wird für eine Frequenzkorrektur verwendet, die durch Verwenden eines komplexen Multiplizierers 326 durchgeführt wird. Die Eingangssignale zu dem komplexen Multiplizierer 326 sind das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters und der Dezimatoreinheit 312 und das Ausgangssignal des numerisch gesteuerten Oszillators 322.
Eine Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des Feinfrequenz-Fehlerdetektors 320 ist nachfolgend hierin Bezug nehmend auf Fig. 7 gegeben.
Der Feinfrequenz-Fehlerdetektor 320 weist in der Zeitachse 330 einen Differenzdetektor auf. Das Ausgangssignal des MCM-Demodulators 314, d. h. das FFT-Ausgangssignal (FFT = Fast Fourier Transform = schnelle Fourier-Transformation), wird an das Eingangssignal des Differenzdetektors 330 angelegt, der eine Differenzerfassung in der Zeitachse durchführt, um Informationen über einen Frequenzversatz von dem gleichen Unterträger von zwei nachfolgend ankommenden MCM- Symbolen herzuleiten. Bei dem in Fig. 7 gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Anzahl aktiver Unterträger 432. Somit führt der Differenzdetektor 330 eine Korrelation zwischen dem ersten und dem 433-sten Abtastwert durch. Der erste Abtastwert wird dem MCM-Symbol-1 (Fig. 5) zugeordnet, wobei der 433-ste Abtastwert dem MCM-Symbol-2 (Fig. 5) zugeordnet wird. Diese beiden Abtastwerte sind jedoch dem gleichen Unterträger zugeordnet.
Zu diesem Zweck wird das Eingangssignal Yk an einen z&supmin;¹- Block 332 angelegt und nachfolgend an eine Einheit 334, um den komplexen Kehrwert des Ausgangssignals des z&supmin;¹-Blocks 332 zu bilden. Ein komplexer Multiplizierer 336 ist bereitgestellt, um das Ausgangssignal der Einheit 334 mit dem Eingangssignal Yk zu multiplizieren. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 336 ist ein Signal Zk.
Die Funktion des Differenzdetektors 330 kann wie folgt ausgedrückt werden:
Zk = Yk + K·Y (Gl. 3)
Y = [Y&sub1;, Y&sub2; ..., Yk ...] (Gl. 4)
Y = [C&sub1;/T&sub1;, C&sub2;/T&sub1;, ..., C&sub4;&sub3;&sub2;/T&sub1;, C&sub1;/T&sub2; ...] (Gl. 5)
Yk bezeichnet das Ausgangssignal des MCM-Modulators 314, d. h. das Eingangssignal zu dem Differenzdetektor 330 bei einer Zeit k. Zk bezeichnet das Ausgangssignal des Differenzdetektors 330. K bezeichnet die Anzahl aktiver Träger.
Das Ausgangssignal Zk des Differenzdetektors 330 enthält eine M-fache Unsicherheit entsprechend codierbarer Phasenverschiebungen. Im Fall von QPSK ist diese M-fache Unsicherheit eine vierfache Unsicherheit, d. h. 0º, 90º, 180º und 270º. Diese Phasenverschiebungsunsicherheit wird von Zk beseitigt unter Verwendung einer M-PSK- Entscheidungsvorrichtung 340. Solche Entscheidungsvorrichtungen sind in der Technik bekannt und müssen daher hierin nicht detailliert beschrieben werden. Das Ausgangssignal der Entscheidungsvorrichtung 340 (âk)* stellt den komplexen Umkehrwert der codierbaren Phasenverschiebung, entschieden durch die Entscheidungsvorrichtung 340, dar. Dieses Ausgangssignal der Entscheidungsvorrichtung 340 steht mit dem Ausgangssignal des Differenzdetektors 330 durch Durchführen einer komplexen Multiplikation unter Verwendung eines Multiplizierers 342 in Korrelation.
Das Ausgangssignal des Multiplizierers 342 stellt den Phasenversatz für die jeweiligen Unterträger dar. Diese Phasenversätze für die jeweiligen Unterträger werden über ein MCM-Symbol in einer Mittlungseinheit 344 gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemittelt. Das Ausgangssignal der Mittlungseinheiten 344 stellen das Ausgangssignal des Feinfrequenz-Fehlerdetektors 320 dar.
Die mathematische Beschreibung für dieses Verfahren lautet wie folgt:
Gemäß den bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung weist die Frequenzsteuerschleife eine Rückwärtsstruktur auf. Bei dem in Fig. 6 gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Rückwärtsschleife zwischen dem Ausgangssignal des MCM-Demodulators 314 und dem Eingangssignal der Schutzintervall-Entfernungseinheit 132 verbunden.
In Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines MCM-Empfängers gezeigt, der eine Grobfrequenzkorrektureinheit 350 und eine Feinfrequenzkorrektureinheit, wie oben beschrieben, aufweist. Wie in Fig. 8 gezeigt ist, kann ein gemeinsamer Komplexmultiplizierer 326 verwendet werden, um die Grobfrequenzkorrektur und die Feinfrequenzkorrektur durchzuführen. Wie in Fig. 8 gezeigt ist, kann der Multiplizierer 326 vor dem Tiefpaßfilter und der Dezimatoreinheit 312 bereitgestellt sein. Abhängig von der Position des Multiplizierers 326 muß eine Halteeinheit in der Feinfrequenzsynchronisations-Rückkopplungsschleife vorgesehen sein. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel ist es möglich, zwei separate Multiplizierer für die Grobfrequenzkorrektur und für die Feinfrequenzkorrektur zu verwenden. In einem solchen Fall wird der Multiplizierer für die Grobfrequenzkorrektur nach dem Tiefpaßfilter und der Dezimatoreinheit angeordnet, wobei der Multiplizierer für die Feinfrequenzkorrektur nach dem Tiefpaßfilter und der Dezimatoreinheit angeordnet wird.
Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsbeispiele zum Implementieren einer Grobfrequenzsynchronisation Bezug nehmend auf die Fig. 9 und 10 beschrieben.
Wie in Fig. 9 gezeigt ist, ist der Ausgang des Empfängervorderendes 132 mit einem Analog-/Digital-Wandler 310 verbunden. Das nach unten konvertierte MCM-Signal wird an dem Ausgang des Analog-/Digital-Wandlers 310 abgetastet und wird an eine Rahmen-/Zeitgebungs-Synchronisationseinheit 360 angelegt. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird eine schnell laufende, automatische Verstärkungssteuerung (AGC; AGC = automatic gain control) (nicht gezeigt) vor der Rahmen-/Zeitgebungs-Synchronisationseinheit bereitgestellt, um schnelle Kanalfluktuationen zu beseitigen. Die schnelle AGC wird zusätzlich zu der üblicherweise langsamen AGC in dem Signalweg verwendet, in dem Fall einer Übertragung über einen Mehrwegekanal mit Langkanalimpulsantwort und frequenzselektivem Schwund. Die schnelle AGC paßt den durchschnittlichen Amplitudenbereich des Signals an die bekannte Durchschnittsamplitude des Referenzsymbols an.
Wie oben beschrieben, verwendet die Rahmen-/Zeitgebungs- Synchronisationseinheit die amplitudenmodulierte Sequenz in dem empfangenen Signal, um die Rahmeninformationen von dem MCM-Signal zu extrahieren, und ferner, um die Schutzinterfalle aus demselben zu entfernen. Nach der Rahmen- /Zeitgebungs-Synchronisationseinheit 360 folgt eine Grobfrequenzsynchronisationseinheit 362, die einen Grobfrequenzversatz basierend auf der amplitudenmodulierten Sequenz des Referenzsymbols des MCM-Signals schätzt. Bei der Grobfrequenzsynchronisationseinheit 362 wird ein Frequenzversatz der Trägerfrequenz hinsichtlich der Oszillatorfrequenz in dem MCM-Empfänger bestimmt, um eine Frequenzversatzkorrektur in einem Block 364 durchzuführen. Diese Frequenzversatzkorrektur bei Block 344 wird durch eine komplexe Multiplikation durchgeführt.
Das Ausgangssignal des Frequenzversatzkorrekturblocks 364 wird an den MCM-Demodulator 366 angelegt, der durch den schnellen Fourier-Transformator 140 und den Trägerbitabbilder 142 gebildet ist, wie in Fig. 1 gezeigt ist.
Um die hierin beschriebene Grobfrequenzsynchronisation durchzuführen, muß eine Amplitudendemodulation an einem vorverarbeiteten MCM-Signal durchgeführt werden. Das Vorverarbeiten kann z. B. das nach unten Umwandeln und das Analog-/Digital-Umwandeln des MCM-Signals sein. Das Ergebnis der Amplitudendemodulation des vorverarbeiteten MCM- Signals ist eine Hüllkurve, die die Amplitude des MCM- Signals darstellt.
Für die Amplitudendemodulation kann ein einfaches Alphamax+- Betamin-Verfahren verwendet werden. Dieses Verfahren wird z. B. in Palachels A.: DSP-mP Routine Computes Magnitude, EDN, 26. Oktober 1989; und Adams, W. T., und Bradley, J.: Magnitude Approximations for Microprocessor Implementation, IEEE Micro, Bd. 3, Nr. S. Oktober 1983, beschrieben.
Es ist klar, daß Amplitudenbestimmungsverfahren verwendet werden können, die von dem beschriebenen Alphamax+-Betamin- Verfahren unterschiedlich sind. Zur Vereinfachung ist es möglich, die Amplitudenberechnung auf eine Erfassung zu reduzieren, ob die momentane Amplitude über oder unter der Durchschnittsamplitude liegt. Das Ausgangssignal besteht dann aus einer -1/+1-Sequenz, die verwendet werden kann, um einen Grobfrequenzversatz durch Durchführen einer Korrelation zu bestimmen. Diese Korrelation kann unter Verwendung einer einfachen, integrierten Schaltung (IC; IC = integrated circuit) einfach durchgeführt werden.
Zusätzlich dazu kann ein Überabtasten des Signals durchgeführt werden, das an dem RF-Vorderende empfangen wurde. Das empfangene Signal kann z. B. mit zweimaligem Überabtasten ausgedrückt werden.
Gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel wird ein erster Trägerfrequenzversatz des MCM-Signals von einer Oszillatorfrequenz in dem MCM-Empfänger dadurch bestimmt, daß die Hüllkurve, die durch Durchführen der Amplitudendemodulation, wie oben beschrieben, erhalten wird, mit einem vorbestimmten Referenzmuster in Wechselbeziehung gebracht wird.
Falls kein Frequenzversatz vorhanden ist, ist das empfangene Referenzsymbol r(k):
r(k) = SAM(k) + n(k) (Gl. 7)
wobei n(k) das "zusätzliche Gaussche Rauschen" bestimmt und SAM die AM-Sequenz bezeichnet, die gesendet wurde. Um die Berechnung zu erleichtern, kann das zusätzliche Gaussche Rauschen vernachlässigt werden. Daraus folgt:
r(k) &sim; SAM(k) (Gl. 8)
In dem Fall, daß ein konstanter Frequenzversatz Δf vorhanden ist, ist das empfangene Signal folgendes:
(k) = SAM(k)·ej2πΔfkTMCM (Gl. 9)
Informationen betreffend den Frequenzversatz werden von der Wechselbeziehung des empfangenen Signals (k) mit der AM- Sequenz SAM hergeleitet, die in dem Empfänger bekannt ist:
Somit ist der Frequenzversatz:
Da das Argument von SAM(k) ² gleich Null ist, ist der Frequenzversatz:
Gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel des Grobfrequenzsynchronisationsalgorithmus wird ein Referenzsymbol verwendet, das mindestens zwei identische Sequenzen 370 aufweist, wie in Fig. 10 gezeigt ist. Fig. 10 zeigt das Referenzsymbol eines MCM-Signals mit zwei identischen Sequenzen 370 von einer Länge von jeweils L/2. L kennzeichnet die Anzahl von Werten der zwei Sequenzen 370 des Referenzsymbols.
Wie in Fig. 10 gezeigt ist, sind innerhalb der amplitudenmodulierten Sequenz mindestens zwei identische Abschnitte, die der Grobfrequenzsynchronisation zugeordnet sind. Zwei solche Abschnitte, von denen jeder L/2-Muster enthält, sind am Ende der amplitudenmodulierten Sequenz in Fig. 10 gezeigt. Die amplitudenmodulierte Sequenz enthält eine große Anzahl von Mustern. Bei einer eindeutigen Beobachtung der Phase sollten nur genug Muster verwendet werden, um eine Phasenrotation von 2π zu enthalten. Diese Anzahl ist in Fig. 10 als L/2 definiert.
Nachfolgend wird eine mathematische Herleitung der Bestimmung einer Trägerfrequenzabweichung präsentiert. Gemäß Fig. 10 gilt die folgende Gleichung für die zwei identischen Sequenzen 370:
s(0 < k ≤ L/2) s(L/2 < k ≤ L) (Gl. 13)
Ist kein Frequenzversatz vorhanden, wird die folgende Gleichung 14 durch das empfangene Signal erfüllt:
r(k + L/2) r(k) 0 < k ≤ L/2 (Gl. 14)
r(k) kennzeichnet den Wert der identischen Sequenzen. k ist ein Index von 1 zu L/2 für die jeweiligen Muster.
Wenn z. B. ein Frequenzversatz von M vorliegt, ist das empfangene Signal:
(k) = r(k)·ej2πΔfkTMCM (Gl. 15)
(k) kennzeichnet Musterwerte des empfangenen Abschnitts, die auf den identischen Sequenzen basieren. Informationen betreffend den Frequenzversatz werden von der Wechselbeziehung des empfangenen Signals (k + L/2) mit dem empfangenen Signal (k) hergeleitet. Diese Wechselbeziehung ist durch die folgende Gleichung gegeben:
* kennzeichnet den komplexen Kehrwert der Musterwerte des oben genannten Abschnitts.
Somit ist der Frequenzversatz
(Gl. 18)
Da das Argument von (k) ² gleich Null ist, wird der Frequenzversatz
Somit ist es klar, daß bei beiden oben beschriebenen Ausführungsbeispielen die Frequenzposition des Maximums des resultierenden Ausgangssignals der Wechselbeziehung den geschätzten Wert des Versatzträgers bestimmt. Ferner wird die Korrektur in einer Vorwärtszuführstruktur durchgeführt, wie in Fig. 9 ebenfalls gezeigt ist. Im Fall eines Kanals mit starken Reflexionen, z. B. aufgrund einer hohen Bebauungsdichte, könnten die oben beschriebenen Wechselbeziehungen zum Erhalten einer geeigneten Grobfrequenzsynchronisation ungenügend sein. Daher können gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung entsprechende Werte der zwei Abschnitte, die gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel korreliert sind, mit entsprechenden Werten von gespeicherten, vorbestimmten Referenzmustern entsprechend den zwei identischen Sequenzen des Referenzsymbols bewertet werden. Dieses Bewerten kann die Wahrscheinlichkeit des korrekten Bestimmens des Frequenzversatzes maximieren. Die mathematische Beschreibung dieses Bewertens lautet wie folgt:
SAM kennzeichnet die amplitudenmodulierte Sequenz, die in dem Empfänger bekannt ist, und S kennzeichnet den komplexen Kehrwert derselben.
Wenn die obigen Korrelationen in der Frequenzdomäne berechnet werden, wird die Menge von
verwendet, und nicht das Argument. Diese Menge wird als eine Funktion einer Frequenzkorrektur maximiert. Die Position des Maximums bestimmt die Schätzung der Frequenzabweichung. Wie oben erwähnt, wird die Korrektur in einer Vorwärtszuführstruktur durchgeführt.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele für das Durchführen einer Echophasenversatzkorrektur, wenn ein Differenzabbilden in der Frequenzachse verwendet wird, werden hierin nachfolgend Bezug nehmend auf die Fig. 12 bis 15 beschrieben.
Systematische Phasenverschiebungen, die von Echos in Mehrwegumgebungen stammen, können zwischen Unterträgern in dem gleichen MCM-Symbol auftreten. Diese Phasenversätze können Bitfehler verursachen, wenn sie das MCM-Symbol an dem Empfänger demodulieren. Somit wird bevorzugt, einen Algorithmus zu verwenden, um die systematischen Phasenverschiebungen zu korrigieren, die von Echos in Mehrwegumgebungen stammen.
In Fig. 12 sind Streudiagramme am Ausgang eine Differenzabbildungsvorrichtung eines MCM-Empfängers gezeigt. Wie aus dem linken Teil von Fig. 12 ersichtlich ist, verursachen systematische Phasenverschiebungen zwischen Unterträgern in dem gleichen MCM-Symbol eine Rotation der demodulierten Phasenverschiebungen hinsichtlich der Achse des komplexen Koordinatensystems. In dem rechten Teil von Fig. 12 sind die demodulierten Phasenverschiebungen dargestellt, nachdem eine Echophasenversatzkorrektur durchgeführt wurde. Jetzt befinden sich die Positionen der Signalpunkte im wesentlichen auf der Achse des komplexen Koordinatensystems. Diese Positionen entsprechen den modulierten Phasenverschiebungen von 0º, 90º, 180º bzw. 270º.
Ein Echophasenversatzkorrekturalgorithmus (EPOC- Algorithmus) muß den echoinduzierten Phasenversatz aus der Signalraumkonstellation nach der Differenzdemodulation berechnen und diesen Phasenversatz nachfolgend korrigieren.
Zu Darstellungszwecken kann man sich den einfachst möglichen Algorithmus denken, der die Symbolphase eliminiert, bevor er den Mittelwert aller Phasen der Unterträger berechnet. Um den Effekt eines solchen EPOC-Algorithmus darzustellen, wird Bezug auf die zwei Streudiagramme von Unterträgersymbolen genommen, die in einem MCM-Symbol in Fig. 12 enthalten sind. Diese Streudiagramme wurden als Ergebnis einer MCM-Simulation erhalten. Für die Simulation wurde ein Kanal verwendet, der üblicherweise in Einzelfrequenznetzwerken auftreten könnte. Die Echos dieses Kanals erstrecken sich an die Grenzen des MCM-Schutzintervalls. Das Schutzintervall wurde ausgewählt, um in diesem Fall 25% der MCM- Symboldauer zu sein.
Fig. 13 stellt ein Blockdiagramm zum Darstellen der Position und der Funktionalität einer Echophasenversatzkorrekturvorrichtung in einem MCM-Empfänger dar. Das Signal eines MCM-Senders wird durch den Kanal 122 (Fig. 1 und 13) übertragen und an dem Empfängervorderende 132 des MCM- Empfängers empfangen. Die Signalverarbeitung zwischen dem Empfängervorderende und dem schnellen Fourier-Transformator 140 wurde in Fig. 13 weggelassen. Das Ausgangssignal des schnellen Fourier-Transformators wird an die Abbildungsaufhebungsvorrichtung angelegt, die entlang der Frequenzachse eine Differenzabbildungsaufhebung durchführt. Das Ausgangssignal der Abbildungsaufhebungsvorrichtung sind die jeweiligen Phasenverschiebungen für die Unterträger. Die Phasenversätze dieser Phasenverschiebungen, die durch Echos in Mehrwegumgebungen verursacht werden, werden durch einen Block 400 in Fig. 13 visualisiert, der ein Beispiel eines Streudiagramms des Unterträgersymbols ohne eine Echophasenversatzkorrektur zeigt.
Das Ausgangssignal der Abbildungsaufhebungsvorrichtung 142 wird an den Eingang einer Echophasenversatzkorrekturvorrichtung 402 angelegt. Die Echophasenversatzkorrekturvorrichtung 402 verwendet einen EPOC-Algorithmus, um Echophasenversätze in dem Ausgangssignal der Abbildungsaufhebungsvorrichtung 142 zu eliminieren. Das Ergebnis ist bei Block 404 von Fig. 13 gezeigt, d. h. nur die codierten Phasenverschiebungen, 0º, 90º, 180º oder 270º sind an dem Ausgangssignal der Korrekturvorrichtung 402 vorhanden. Das Ausgangssignal der Korrekturvorrichtung 402 bildet das Signal für die metrische Berechnung, die durchgeführt wird, um den Bitstrom wiederzugewinnen, der die übertragenen Informationen darstellt.
Ein erstes Ausführungsbeispiel eines EPOC-Algorithmus und eine Vorrichtung zum Durchführen desselben ist nun Bezug nehmend auf Fig. 14 beschrieben.
Das erste Ausführungsbeispiel eines EPOC-Algorithmus startet mit der Annahme, daß jedes empfangene, differenzmäßig decodierte, komplexe Symbol aufgrund von Echos in dem Mehrwegkanal um einen Winkel gedreht wird. Für die Unterträger wird eine gleichmäßige Frequenzbeabstandung angenommen, da dies ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel darstellt. Wenn die Unterträger nicht gleichmäßig in der Frequenz beabstandet wären, müßte ein Korrekturfaktor in den EPOC- Algorithmus eingeführt werden.
Fig. 14 zeigt die Korrekturvorrichtung 402 (Fig. 13) für das Durchführen des ersten Ausführungsbeispiels eines EPOC- Algorithmus.
Von dem Ausgangssignal der Abbildungsaufhebungsvorrichtung 142, der einen Echophasenversatz enthält, wie z. B. in dem linken Teil von Fig. 12 gezeigt ist, müssen die Phasenverschiebungen, die mit den übertragenen Informationen in Verbindung stehen, zuerst gelöscht werden. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal der Abbildungsaufhebungsvorrichtung 142 an eine Löscheinheit 500 angelegt. In dem Fall einer DQPSK-Abbildung kann die Löscheinheit eine "(.)&sup4;"-Operation durchführen. Die Einheit 500 projiziert alle empfangenen Symbole in den ersten Quadranten. Daher werden die Phasenverschiebungen, die mit den übertragenen Informationen in. Verbindung stehen, aus den Phasenverschiebungen eliminiert, die die Unterträgersymbole darstellen. Der gleiche Effekt könnte mit einer Modulo-4-Operation erreicht werden.
Nachdem die mit den Informationen in Verbindung stehenden Symbolphasen bei der Einheit 500 eliminiert wurden, wäre der erste Lösungsansatz, um eine Schätzung zu erhalten, einfach den Mittelwert über alle Symbolphasen eines MCM- Symbols zu errechnen. Es wird jedoch bevorzugt, eine Schwellenentscheidung durchzuführen, bevor der Mittelwert über alle Symbolphasen eines MCM-Symbols bestimmt wird. Aufgrund des Rayleigh-Schwundes können einige der empfangenen Symbole unverläßliche Informationen zu der Bestimmung des Echophasenversatzes beitragen. Daher wird abhängig von dem absoluten Wert eines Symbols eine Schwellenentscheidung durchgeführt, um zu bestimmen, ob das Symbol zu dem Schätzwert des Phasenversatzes beitragen sollte oder nicht.
Somit ist bei dem Ausführungsbeispiel, das in Fig. 14 gezeigt ist, eine Schwellenentscheidungseinheit 510 umfaßt. Nach der Einheit 500 werden der absolute Wert und das Argument eines differenzmäßig decodierten Symbols in den jeweiligen Recheneinheiten 512 und 514 berechnet. Abhängig von dem absoluten Wert eines jeweiligen Symbols wird ein Steuersignal hergeleitet. Dieses Steuersignal wird mit einem Schwellenwert in einer Entscheidungsschaltung 516 verglichen. Wenn der absolute Wert, d. h. das Steuersignal desselben, kleiner ist als eine gewisse Schwelle, dann ersetzt die Entscheidungsschaltung 516 den Winkelwert, der durch einen Wert gleich Null in die Mittlungsoperation eingeht. Zu diesem Zweck ist ein Schalter vorgesehen, um den Ausgang der Argumentberechnungseinheit 514 von dem Eingang der Weiterverarbeitungsstufe zu trennen und den Eingang der Weiterverarbeitungsstufe mit einer Einheit 518 zu verbinden, die ein konstantes Ausgangssignal von "Null" liefert.
Eine Mittlungseinheit 520 ist vorgesehen, um einen Mittelwert basierend auf den Phasenversätze φi zu berechnen, die für die individuellen Unterträgersymbole eines MCM-Symbols wie folgt bestimmt werden:
= 1/K φi (Gl. 22)
Bei der Mittlungseinheit 520 wird eine Summierung über K Summanden durchgeführt. Das Ausgangssignal der Mittlungseinheit 520 wird an eine Halteeinheit 522 geliefert, die das Ausgangssignal der Mittlungseinheit 520 K Male hält. Der Ausgang der Halteeinheit 522 ist mit einer Phasenrotationseinheit 524 verbunden, die die Korrektur der Phasenversätze der K komplexen Signalpunkte auf der Basis des Mittelwerts durchführt.
Die Phasenrotationseinheit 524 führt die Korrektur der Phasenversätze durch Verwendung der folgenden Gleichung durch:
vk' = vk·e-j (Gl. 23)
Bei dieser Gleichung kennzeichnet vk' die K phasenkorrigierten differenzmäßig decodierten Symbole für eine Eingabe in die Softmetrikkalkulation, wobei vk die Eingabesymbole kennzeichnet. Solange von einem Kanal ausgegangen werden kann, der quasi während der Dauer eines MCM-Symbols stationär ist, liefert die Verwendung des Mittelwerts über alle Unterträger eines MCM-Symbols korrekte Ergebnisse.
Es kann eine Puffereinheit 527 bereitgestellt sein, um die komplexen Signalpunkte zu puffern, bis der Mittelwert der Phasenversätze für ein MCM-Symbol bestimmt ist. Das Ausgangssignal der Phasenrotationseinheit 524 wird an die Weiterverarbeitungsstufe 526 zum Durchführen der Softmetrickalkulation angelegt.
Im Hinblick auf die Ergebnisse der obigen Echophasenversatzkorrektur wird nochmals Bezug auf Fig. 12 genommen. Die zwei Zeichnungen stammen von einer Simulation, die das erste Ausführungsbeispiel eines oben beschriebenen Echophasenversatzkorrekturalgorithmus umfaßten. In dem Augenblick der Streudiagramm-Momentaufnahme, die in dem linken Teil von Fig. 12 gezeigt ist, verzerrte der Kanal die Konstellation offensichtlich auf eine solche Weise, daß eine einfache Winkelrotation eine gültige Annahme ist. Wie in dem rechten Teil von Fig. 12 gezeigt ist, kann die Signalkonstellation durch Anlegen des bestimmten Mittelwerts für die Rotation der differenzerfaßten Symbole zurück zu der Achse rotiert werden.
Ein zweites Ausführungsbeispiel eines Echophasenversatzkorrekturalgorithmus ist nachfolgend hierin beschrieben. Dieses zweite Ausführungsbeispiel kann vorzugsweise in Verbindung mit Mehrwegekanälen verwendet werden, die bis zu zwei starke Wegechos aufweisen. Der Algorithmus des zweiten Ausführungsbeispiels ist komplexer als der Algorithmus des ersten Ausführungsbeispiels.
Was folgt, ist eine mathematische Herleitung des zweiten Ausführungsbeispiels eines Verfahrens für Echophasenversatzkorrektur. Die folgenden Annahmen können gemacht werden, um die Erklärung des zweiten Ausführungsbeispiels eines EPOC-Algorithmus zu erleichtern.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird angenommen, daß das Schutzintervall des MCM-Signals mindestens so lang ist wie die Impulsantwort h[q], q = 0, 1, ..., Qh - 1 des Mehrwegekanals.
Bei dem Sender wird jedes MCM-Symbol unter Verwendung des oben erklärten Frequenzachsenabbildens angeordnet. Das Symbol des Referenzunterträgers ist gleich 1, d. h. 0 Grad Phasenverschiebung. Die optionale Phasenverschiebung PHI ist gleich Null, d. h. die DQPSK-Signalkonstellation wird nicht rotiert.
Unter Verwendung einer Gleichung kann dies ausgedrückt werden als
ak = ak - 1a (Gl. 24)
wobei
k: Index k = 1, 2, ..., K des aktiven Unterträgers;
a = ejπ/2m: komplexes Phaseninkrementsymbol; m = 0, 1, 2, 3 ist die QPSK-Symbolanzahl, die von den Gray-Codierpaaren von 2 Bits hergeleitet wird;
a&sub0; = 1: Symbol des Referenzunterträgers.
Bei dem DFT-Ausgangssignal des Empfängers werden die Entscheidungsvariablen
ek = akHk (Gl. 25)
erhalten mit
Hk = h[i]·e-j2π/Kki (Gl. 26)
was der DFT der Kanalimpulsantwort h[q] bei Position k ist.
Mit ak ² = 1 ergibt die Differenzdemodulation
Für den Empfänger wird ein zusätzlicher Phasenterm φk eingeführt, der verwendet werden soll, um den systematischen Phasenversatz zu korrigieren, der durch den Kanal verursacht wird. Daher ist die endgültige Entscheidungsvariable an dem Empfänger
Wie aus der Gleichung 28 gesehen werden kann, werden die nützlichen Informationen a mit dem Produkt ejφk·Hk·H bewertet (Rotation und effektive Übertragungsfunktion des Kanals). Dieses Produkt muß für eine fehlerfreie Erfassung echtbewertet werden. In Anbetracht dessen ist es am besten, den Rotationswinkel gleich dem negativen Argument von Hk·H auszuwählen. Um den gewünschten Algorithmus für 2- Wege-Kanäle herzuleiten, wird in dem nächsten Abschnitt die Eigenschaft von Hk·H untersucht.
Es wird angenommen, daß der 2-Wege-Kanal zwei Echos mit einem Energiegehalt ungleich Null aufweist, d. h. mindestens zwei dominante Echos. Diese Annahme ergibt die Impulsantwort
h[q] = c&sub1;δ&sub1;[q] + c&sub2;δ&sub0;[q - q&sub0;] (Gl. 29)
wobei
c&sub1;, c&sub2;: komplexe Koeffizienten, die Wegechos darstellen;
q&sub0;: Verzögerung des zweiten Wegechos hinsichtlich des ersten Wegechos;
δ&sub0;: Dirac-Impuls; δ&sub0;[k] = 1 für k = 0
δ&sub0;[k] = 0 ansonsten
Die Kanalübertragungsfunktion wird erhalten durch Anlegen einer DFT an die Gleichung 29:
Hk = H(ej2π/Kk) = C&sub1; + C&sub2;·e-j2π/Kkq0 (Gl. 30)
Bei der Gleichung 30 ist die effektive Übertragungsfunktion für Differenzdemodulation entlang der Frequenzachse folgendes:
Wird von einem rauschfreien 2-Wege-Kanal ausgegangen, kann von Gleichung 31 beobachtet werden, daß die Symbole an der Empfängerseite an einer geraden Linie positioniert sind, in dem Fall, daß das Symbol 1+j&sub0; gesendet wurde (siehe obige Annahme). Diese gerade Linie kann durch einen Punkt
ca = c&sub1; ² + c&sub2; ²·e-j2π/Kq&sub0; (Gl. 32)
und den Vektor
cb = 2c&sub1;c ·e-jπ/Kq0 (Gl. 33)
charakterisiert sein, der dessen Richtung bestimmt.
Mit den obigen Voraussetzungen kann die folgende geometrische Herleitung durchgeführt werden. Eine geeignetere Schreibweise für die geometrische Herleitung des zweiten Ausführungsbeispiels eines EPOC-Algorithmus wird erhalten, wenn der Realteil der komplexen Ebene bezeichnet wird als x = Re{z}, der imaginäre Teil als y = Im{z}, d. h. z = x + jy. Bei dieser neuen Schreibweise ist die gerade Linie, auf der die empfangenen Symbole im Fall eines rauschfreien 2- Wege-Kanals liegen,
f(x) = a + b·x (Gl. 34)
wobei
und
Ein zusätzliches Rauschen verteilt die Symbole um die gerade Linie, die durch die Gleichungen 34 bis 36 gegeben ist. In diesem Fall ist die Gleichung 36 die Regressionskurve für die Gruppe von Symbolen.
Für die geometrische Herleitung des zweiten Ausführungsbeispiels eines EPOC-Algorithmus wird der Winkel φk von Gleichung 28 ausgewählt, um eine Funktion der Quadratdistanz des betrachteten Symbols von dem Ursprung zu sein:
φk = fK( z ²) (Gl. 37)
Die Gleichung 37 zeigt, daß der komplette Signalraum verdreht (Verdrehung) ist, wobei die Distanz von dem Ursprung beibehalten wird.
Für die Herleitung des Algorithmus des zweiten Ausführungsbeispiels muß fK(*) derart bestimmt werden, daß alle Entscheidungsvariablen v'k (angenommen kein Rauschen) auf der Realachse zu liegen kommen:
Im{(x + jf(x))·ejfK( z ²)} = 0 (Gl. 38)
Weitere Übertragungen von Gleichung 38 führen zu einer quadratischen Gleichung, die gelöst werden muß, um die Lösung für φk zu erhalten.
Im Fall eines 2-Wege-Kanals ist die Echophasenversatzkorrektur für eine gegebene Entscheidungsvariable vk
vk' = vk·ejφk (Gl. 39)
wobei
Von den zwei möglichen Lösungen der oben genannten quadratischen Gleichung ist die Gleichung 40 die eine Lösung, die keine zusätzlich Phasenverschiebung von 180 Grad verursachen kann.
Die zwei Zeichnungen in Fig. 15 zeigen die Projektion des EPOC-Algorithmus des zweiten Ausführungsbeispiels für einen Quadranten der komplexen Ebene. Hier ist das quadratische Gitter in dem Sektor arg(z) ≤ π/4 und die gerade Linie y = f(x) = a + b·x dargestellt, mit a = -1,0 und b = 0,5 (gestrichelte Linie). In dem Fall eines rauschfreien Kanals liegen alle empfangenen Symbole auf dieser geraden Linie, wenn 1 + j&sub0; gesendet wurde. Der in der Zeichnung gezeigte Kreis bestimmt die Grenzlinie für die zwei Fälle von Gleichung 40. In dem linken Teil zeigt Fig. 15 die Situation vor der Projektion, in dem rechten Teil zeigt Fig. 15 die Situation nach dem Anwenden des Projektionsalgorithmus. Bei Betrachtung des linken Teils kann man sehen, daß die gerade Linie nun auf der Realachse liegt, wobei 2 + j&sub0; der Fixpunkt der Projektion ist. Daraus kann geschlossen werden, daß der Echophasenversatzkorrekturalgorithmus gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel das Entwurfsziel erfüllt.
Bevor das zweite Ausführungsbeispiel eines EPOC-Algorithmus angewendet werden kann, muß die Näherungslinie durch die empfangenen Symbole bestimmt werden, d. h. die Parameter a und b müssen geschätzt werden. Zu diesem Zweck wird angenommen, daß die empfangenen Symbole in dem Sektor arg(z) ≤ π/4 liegen, wenn 1 + j&sub0; gesendet wurde. Wenn andere Symbole als 1 + j&sub0; gesendet wurden, kann eine Modulo-Operation angewendet werden, um alle Symbole in den gewünschten Sektor zu projizieren. Ein derartiges Fortfahren verhindert die Notwendigkeit, in einem frühen Stadium über die Symbole zu entscheiden und ermöglicht ein Mitteln über alle Signalpunkte eines MCM-Symbols (anstelle des Mittelns über nur 1/4 aller Signalpunkte).
Für die folgende Rechenregel für den EPOC-Algorithmus des zweiten Ausführungsbeispiels wird xi verwendet, um den Realteil des i-ten Signalpunkts zu benennen bzw. yi für dessen imaginären Teil (i = 1, 2, ..., K). Insgesamt sind K Werte für die Bestimmung verfügbar. Durch Auswählen des Verfahrens von möglichst wenig Quadraten kann die gerade Linie, die bestimmt werden soll, durch Minimieren erhalten werden.
Die Lösung für Gleichung 41 kann in der offengelegten Literatur nachgeschlagen werden. Es ist
mit Mittelwerten
Wenn nötig, kann ein Schätzverfahren mit höherer Robustheit angewendet werden. Der Kompromiß wird jedoch eine viel höhere rechentechnische Komplexität sein.
Um Probleme mit dem Bereich zu verhindern, in dem die Projektion anwendbar ist, sollte die Bestimmung der geraden Linie in zwei Teile unterteilt werden. Erstens werden die Gravitationszentren der Gruppen auf die Achsen bewegt, und nachfolgend wird der Signalraum verzerrt. Angenommen, daß a und b die Originalparameter der geraden Linie sind und α der Rotationswinkel ist, so muß fK(·) angewendet werden mit den transformierten Parametern
Neben den in dem obigen Abschnitt erklärten EPOC- Algorithmen können verschiedene Algorithmen entworfen werden, die jedoch sehr wahrscheinlich einen höheren Grad an rechentechnischer Komplexität aufweisen werden.

Claims

1. Ein Verfahren zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz in einem Mehrträgerdemodulationssystem (130) des Typs kompensiert, der in der Lage ist, ein Differenzphasendecodieren von modulierten Mehrträgersignalen auszuführen, wobei die Signale eine Mehrzahl von Symbolen (200) aufweisen, wobei jedes Symbol durch Phasendifferenzen zwischen gleichzeitigen Trägern (202) definiert ist, die unterschiedliche Frequenzen aufweisen, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

a) Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen Phasen des gleichen Trägers in unterschiedlichen Symbolen;

b) Bestimmen eines Frequenzversatzes durch Eliminieren von Phasenverschiebungsunsicherheiten, die mit übertragenen Informationen zusammenhängen, von der Phasendifferenz, wobei eine M-PSK- Entscheidungsvorrichtung verwendet wird; und

c) Durchführen einer Rückkopplungskorrektur der Trägerfrequenzabweichung basierend auf dem bestimmten Frequenzversatz.

2. Ein Verfahren zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz in einem Mehrträgerdemodulationssystem (130) des Typs kompensiert, der in der Lage ist, ein Differenzphasendecodieren von modulierten Mehrträgersignalen auszuführen, wobei die Signale eine Mehrzahl von Symbolen (200) aufweisen, wobei jedes Symbol durch Phasendifferenzen zwischen gleichzeitigen Trägern (202) definiert ist, die unterschiedliche Frequenzen aufweisen, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

a) Bestimmen der jeweiligen Phasen des gleichen Trägers in unterschiedlichen Symbolen;

b) Eliminieren von Phasenverschiebungsunsicherheiten, die mit übertragenen Informationen zusammenhängen, von den Phasen, um jeweilige Phasenabweichungen unter Verwendung einer M-PSK- Entscheidungsvorrichtung zu bestimmen;

c) Bestimmen eines Frequenzversatzes durch Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen den Phasenabweichungen; und

d) Durchführen einer Rückkopplungskorrektur der Trägerfrequenzabweichung basierend auf dem bestimmten Frequenzversatz.

3. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem

die Schritte a) und b) für eine Mehrzahl von Trägern (202) in den Symbolen (200) durchgeführt werden,

ein gemittelter Frequenzversatz (foffset) bestimmt wird, durch Mitteln der bestimmten Frequenzversätze der Mehrzahl von Trägern (202), und

die Rückkopplungskorrektur der Frequenzabweichung basierend auf dem gemittelten Frequenzversatz (foffset) bei dem Schritt c) durchgeführt wird.

4. Das Verfahren gemäß Anspruch 2, bei dem die Schritte a), b) und c) für eine Mehrzahl von Trägern (202) in den Symbolen (200) durchgeführt werden,

ein gemittelter Frequenzversatz bestimmt wird, durch Mitteln der bestimmten Frequenzversätze der Mehrzahl von Trägern, und

5. Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 3, bei dem der Schritt a) den Schritt des Bestimmens einer Phasendifferenz zwischen Phasen des gleichen Trägers (202) in Symbolen (200) aufweist, die in der Zeitachsenrichtung benachbart sind.

6. Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 3, bei dem der Schritt b) den Schritt des Eliminierens von Phasenverschiebungsunsicherheiten entsprechend M-wertigen Phasenverschiebungen aufweist.

7. Das Verfahren gemäß Anspruch 2 oder 4, bei dem der Schritt a) den Schritt des Bestimmens jeweiliger Phasen des gleichen Trägers (202) in Symbolen (200) aufweist, die in der Zeitachsenrichtung benachbart sind.

8. Das Verfahren gemäß Anspruch 2 oder 4, bei dem der Schritt b) des Eliminierens von Phasenverschiebungsunsicherheiten den Schritt des Eliminierens M-wertiger Phasenverschiebungen aufweist.

9. Eine Vorrichtung zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz kompensiert, für ein Mehrträgerdemodulationssystem (130) des Typs, der in der Lage ist, ein Differenzphasendecodieren von modulierten Mehrträgersignalen auszuführen, wobei die Signale eine Mehrzahl von Symbolen (200) aufweisen, wobei jedes Symbol durch Phasendifferenzen zwischen gleichzeitigen Trägern (202) definiert ist, die verschiedene Frequenzen aufweisen, wobei die Vorrichtung folgende Merkmale aufweist:

eine Einrichtung (330) zum Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen Phasen des gleichen Trägers (202) in unterschiedlichen Symbolen (200);

eine M-wertige Entscheidungsvorrichtung zum Bestimmen eines Frequenzversatzes durch Eliminieren von Phasenverschiebungsunsicherheiten, die mit übertragenen Informationen zusammenhängen, von der Phasendifferenz; und

eine Einrichtung zum Durchführen einer Rückkopplungskorrektur der Frequenzabweichung basierend auf dem bestimmten Frequenzversatz.

10. Eine Vorrichtung zum Durchführen einer Feinfrequenzsynchronisation, die eine Trägerfrequenzabweichung von einer Oszillatorfrequenz kompensiert, für ein Mehrträgerdemodulationssystem (130) des Typs, der in der Lage ist, ein Differenzphasendecodieren von modulierten Mehrträgersignalen auszuführen, wobei die Signale eine Mehrzahl von Symbolen (200) aufweisen, wobei jedes Symbol durch Phasendifferenzen zwischen gleichzeitigen Trägern (202) definiert ist, die unterschiedliche Frequenzen aufweisen, wobei die Vorrichtung folgende Merkmale aufweist:

eine Einrichtung zum Bestimmen jeweiliger Phasen des gleichen Trägers in unterschiedlichen Symbolen;

eine M-PSK-Entscheidungsvorrichtung zum Eliminieren von Phasenverschiebungsunsicherheiten, die mit übertragenen Informationen zusammenhängen, von den Phasen, um jeweilige Phasenabweichungen zu bestimmen;

eine Einrichtung zum Bestimmen eines Frequenzversatzes durch Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen den Phasenabweichungen; und

11. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 9, die ferner folgende Merkmale aufweist:

eine Einrichtung (344) zum Bestimmen eines gemittelten Frequenzversatzes (foffset) durch Mitteln der bestimmten Frequenzversätze einer Mehrzahl von Trägern, wobei die Einrichtung zum Durchführen einer Rückkopplungskorrektur die Rückkopplungskorrektur der Frequenzabweichung basierend auf dem gemittelten Frequenzversatz durchführt.

12. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 10, die ferner folgende Merkmale aufweist:

eine Einrichtung zum Bestimmen eines gemittelten Frequenzversatzes (foffset) durch Mitteln der bestimmten Frequenzversätze einer Mehrzahl von Trägern, wobei

die Einrichtung zum Durchführen einer Rückkopplungskorrektur die Rückkopplungskorrektur der Frequenzabweichung basierend auf dem gemittelten Frequenzversatz durchführt.

13. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 9 oder 11, bei der die Einrichtung (330) zum Bestimmen einer Phasendifferenz eine Einrichtung zum Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen Phasen des gleichen Trägers in Symbolen aufweist, die in der Zeitachsenrichtung benachbart sind.

14. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 10 oder 12, bei der die Einrichtung zum Bestimmen jeweiliger Phasen eine Einrichtung zum Bestimmen jeweiliger Phasen des gleichen Trägers in Symbolen aufweist, die in der Zeitachsenrichtung benachbart sind.

15. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 9 oder 11, bei der die Einrichtung (340, 342) zum Bestimmen eines Frequenzversatzes eine M-wertige Phasenmodulations- Entscheidungsvorrichtung (340) und einen komplexen Multiplizierer (342) aufweist.

16. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 10 oder 12, bei der die Einrichtung zum Eliminieren von Phasenverschiebungsunsicherheiten eine M-wertige Phasenmodulations- Entscheidungsvorrichtung und einen komplexen Multiplizierer aufweist.

17. Die Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 16, bei der die Einrichtung zum Durchführen einer Rückkopplungskorrektur der Frequenzabweichung einen numerisch gesteuerten Oszillator (322) und einen komplexen Multiplizierer (326) aufweist.

18. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 17, bei der die Einrichtung zum Durchführen einer Rückkopplungskorrektur der Frequenzabweichung ferner ein Tiefpaßfilter (324) aufweist, der dem numerisch gesteuerten Oszillator (322) vorgeschaltet ist.