DE69726473T2

DE69726473T2 - Steuereinrichtung für ein Schaltnetzteil

Info

Publication number: DE69726473T2
Application number: DE69726473T
Authority: DE
Inventors: Steven J. Little Chute Geissler
Original assignee: Illinois Tool Works Inc
Current assignee: Illinois Tool Works Inc
Priority date: 1996-01-11
Filing date: 1997-01-07
Publication date: 2004-05-27
Anticipated expiration: 2017-01-08
Also published as: CN1051658C; US5783799A; CN1154596A; AU679418B1; EP0784374B1; EP0784374A3; EP0784374A2; CA2190438C; US6107602A; CA2190438A1; DE69726473D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zum Steuern des Ausgangs einer schaltbaren Stromversorgung (switchable power supply).
Allgemein überträgt das Schalten einer Kombination von Transistoren (oder Äquivalenten) in konventionellen Resonanzkonverter-Ausführungen (resonant converter designs) Energie von der Eingangs-Hauptleitung (input bus) über einen Schwingkreis-Kondensator (tank capacitor). Während der Zeit, in der die Schalter in EIN-Stellung sind, wird Energie zu der Last und dem Kondensator übertragen, und die Kondensatorspannung baut sich auf. Während der Zeit, in der die Schalter in AUS-Stellung sind, wird die Energie von dem Kondensator und dem Sekundärkreis (secondary) zu der Ausgangs-Last übertragen, und die Kondensatorspannung nimmt durch das Abführen ab. Ein früherer Zündwinkel (earlier firing angle) (Schaltzeit relativ zum Strom-Nulldurchgang) erhöht die Energiemenge, die dem Schwingkreis-Kondensator für eine nachfolgende Übertragung an die Last zugeführt wird, und verringert die Zeitdauer, um Spannung von dem Kondensator abzuführen. Umgekehrt erniedrigt ein späterer Zündwinkel (later firing angle) die Energie, die für eine eventuelle Übertragung zu der Last in den Schwingkreis (tank) geführt wird, er erlaubt jedoch eine längere Zeitdauer dafür, dass die Kondensatorspannung durch Abführen abnimmt.
Steuerschemas des Standes der Technik steuern folglich den Ausgang durch Modulieren der Zeiten, zu denen die Schalter in EIN- und AUS-Stellung geschalten werden. Eine Modulation ist relativ kostengünstig und einfach zu implementieren, sie hat jedoch einen signifikanten Nachteil: der Schwingkreis wird während dem Betrieb nicht geschützt, und zunehmende Schwingkreis-Spannungen und -Ströme können zu einem Ausfall der Komponenten führen.
Insbesondere wird, wenn die Last nicht die gesamte gespeicherte Energie abführt, die Energie in dem Schwingkreis-Kondensator jedes Mal anwachsen, wenn die Schalter in EIN-Stellung geschalten werden, was in einer kontinuierlichen Zunahme der Schwingkreis-Spannungen und -Ströme resultiert, welche eventuell die Sicherheits-Betriebsbereiche für die Komponenten in dem Resonanzkonverter übersteigen werden. Wenn die unsichere Betriebsbedingung fortbesteht, werden die Komponenten ausfallen.
US-A-4769754 offenbart eine Schweiß-Stromversorgung, welche einen Reihen-Resonanzkonverter (series resonant convertor) aufweist, welcher eine Regulierungsund Schutzfunktion beinhaltet, wobei der maximale Strom, der aus dem nächsten Gatepuls (gate pulse) resultieren wird, vorhergesagt wird und mit einer Spitzenstrom-Referenz (peak current reference) verglichen wird. Wenn der vorhergesagte Spitzenstrom größer als der Referenzstrom ist, dann wird das Ansteuern (gating) der Konverter-Schalter gesteuert, um den Spitzenstrom zu reduzieren (und deshalb die Kondensatorspannung), der auftreten wird.
Eine weitere Steuerung des Standes der Technik kann in der Stromversorgung von „The Miller Electric Co. XMT^®" vorgefunden werden, welche den Ausgang eines Resonanzkonverters in Response auf eine Information steuert, welche aus dem Ausgangs-Laststrom und dem Strom in den Schaltern des Resonanzkonverters erhalten wird. Allgemein veranlasst die Steuerung, dass der Zündwinkel anfänglich bei einem sicheren (das heißt späteren) Winkel liegt, und lässt dann den Zündwinkel an einen früheren „herannähern" („creep"). So wie der Zündwinkel früher wird, werden die Spannung und der Strom überwacht. Wenn sie gefährlich werden, wird der Winkel sofort zu einer viel sicheren (späteren) Zeit erhöht.
Dieses Schwingkreis-Steuerschema (tank control scheme), das zwar besser ist als andere Steuerschemas, hat einige Mängel. Erstens ist die Response-Zeit um den Ausgang zu erhöhen langsam, da der Zündwinkel vorwärts kriecht. Mit anderen Worten, befiehlt die XMT^®-Steuerung den Konverter-Schaltern, in AUS-Stellung zu schalten, bevor es wirklich erforderlich ist, in einem Versuch, innerhalb des Sicherheits-Betriebsbereiches der Komponenten zu bleiben. Folglich ist die Energie, die in dem Schwingkreis-Kondensator gespeichert ist und für die Übertragung zu der Last zur Verfügung steht, nicht notwendigerweise die maximale, sichere Energiemenge. Daraus folgt, dass die Response auf Übergangszustände (transients) langsam erfolgt, und ein maximaler Ausgang nicht beibehalten werden kann.
Zweitens könnten die Komponenten möglicherweise weder optimal verwendet werden noch angemessen geschützt werden, da nicht auf die Energiemenge, die in dem Schwingkreis-Kondensator gespeichert ist, und auf die Spannung, die über dem Schwingkreis-Kondensator aufgebaut wird, basiert wird, um die Schalter in EIN- und AUS-Stellung zu schalten.
Drittens vermeidet die XMT^®-Steuerung im Weiteren unsichere Betriebsbedingungen durch Verwenden von Komponenten, die für normale Betriebsbedingungen zu hoch ausgelegt sind. Die Verwendung von zu hoch ausgelegten Komponenten erhöht sowohl die Kosten als auch die physische Größe des Energiekonverters. Abgesehen von dieser Sicherheitsvorkehrung könnten gelegentliche Übergangszustände, welche den durchschnittlichen erwarteten Übergangszustand übersteigen, möglicherweise Spannungen erzeugen, welche den Sicherheits-Betriebsbereich der Komponenten übersteigen. Folglich wird die Verlässlichkeit des existierenden Verfahrens beeinträchtigt, da die Schalter in dem Resonanzkonverter oft beschädigt oder zerstört werden.
Ein sehr komplexes Verfahren zum Steuern, das in anderen technischen Bereichen verwendet wird, ist die optimale Trajektoriesteuerung (optimal trajectory control). Die optimale Trajektoriesteuerung ist ein Steuerschema, welches den Zündwinkel berechnet, der notwendig ist, um eine(n) spezifische(n), gewünschte(n) Schwingkreis-Strom und -Spannung zu erzielen. Diese Art von Steuerung ist kompliziert und teuer.
Insbesondere wählt die optimale Trajektoriesteuerung die optimale Trajektorie aus einem Bereich von Trajektorien aus, und erfordert folglich das Lösen von komplexen, vierdimensionalen Gleichungen mit vielen Variablen. Im Weiteren beinhalten die Gleichungen typischerweise Ableitungen und Integrale und sind hochgradig nichtlinear. Die Elektronik, die benötigt wird, um solche komplexen Gleichungen zu lösen, ist teuer und schwierig zu verwenden.
Demgemäss ist eine Schwingkreis-Steuerung (tank controller) für einen Reihen-Resonanzkonverter wünschenswert, welche die maximale, sichere Energiemenge an die Last überträgt. Zusätzlich sollte solch eine Steuerung kostengünstig sein und nicht das Lösen von komplexen Gleichungen hoher Ordnung und mit vielen Variablen erfordern.
Insbesondere ist es wünschenswert, den kostengünstigen Aspekt geringer Komplexität von Modulations-Steuerungsschemas zu verwenden, aber den unsicheren Betrieb, welcher durch Modulation inhärent erlaubt wird, zu vermeiden. Umgekehrt ist der sichere, schützende Aspekt der Trajektoriesteuerung wünschenswert, während die Kosten und die Komplexität vermieden werden sollten. Auch wird die Steuerung vorzugsweise ausgelegt sein, zu verhindern, dass Übergangszustände oder andere hohe Spannungen die Komponenten beschädigen.
Zusätzlich zu dem Schützen des Schwingkreises ist es wünschenswert, den Stromversorgungsausgang zu steuern, und eine gewünschte V-A-Kurve zu liefern. Typischerweise haben V-A-Ausgangs-Kurven (output V-A curves) von Inverter-Stromversorgungen (inverter power supply) des Standes der Technik einen Konstant-Spannungs-Abschnitt bei Strömen, die viel geringer als der Vorgabewert (setpoint) sind, und nahe des Betriebsbereiches einen geneigten Abschnitt, bei welchem der Strom bei abnehmender Spannung zunimmt, auf. Auch liefern manche Geräte eine „Senke" („dig"), bei welcher die Steigung zunimmt (größere Zunahme des Stromes für eine gegebene Abnahme in der Spannung), bei niedrigerem als bei Normal-Spannungs-Betrieb. Jedoch ist es bei einigen Schweißprozessen (wie beispielsweise Stab-Schweißen) wünschenswert, einen Konstant-Strom-Ausgang zu liefern.
Folglich ist es wünschenswert, eine Stromversorgung zu bieten, die einen Konstant Strom-Abschnitt der V-A-Ausgangs-Kurven hat, insbesondere bei typischen Schweißspannungen. Zusätzlich wäre es wünschenswert, eine einstellbare Steigungs-Senke (slope dig) zu bieten.
Einige Geräte des Standes der Technik liefern eine Zusatzenergie (boost of energy), wenn der Schweißprozess gestartet wird, was als Warmstart (hot start) bezeichnet wird. Der Warmstart ermöglicht die Zündung des Lichtbogens, ohne dass der Lichtbogen haften bleibt (sticking). Typischerweise war die zusätzliche Energie, die von einer Stromversorgung für einen Warmstart (hot start) geliefert wurde von festgelegter Amplitude und Dauer. Jedoch benötigen geübte Schweißer typischerweise weniger Energie zum Starten, als dies Anfänger tun. Folglich waren Warmstarts des Standes der Technik für einige Benutzer zu heiß, und für andere nicht heiß genug. Demgemäss ist ein einstellbarer oder sich anpassender Warmstart erwünscht.
Demgemäss besteht die Erfindung in einer Einrichtung zum Steuern des Ausgangs einer schaltbaren Stromversorgung (switchable power supply), wobei die Stromversorgung einen Reihen-Resonanzkonverter (series resonant converter) aufweist, wobei der Konverter eine Eingangs-Hauptleitung (input bus) hat und eine Last, die mit seinen Ausgangs-Anschlüssen (output terminals) verbunden ist, versorgt, und mindestens einen Schalter und mindestens einen Kondensator, welcher durch den Schalter geladen wird, aufweist, so dass Energie von der Eingangs-Hauptleitung zu dem Kondensator, wenn der Schalter in Ein-Stellung ist, und von dem Kondensator zu der Ausgangs-Last, wenn der Schalter in Aus-Stellung ist, übertragen wird, die Einrichtung beinhaltend
eine Schalterstrom-Messschaltung (switch current sense circuit), die mit dem Resonanzkonverter, mit einer Zeitsteuerschaltung (timing circuit) und mit einer Gate-Steuer-Logikschaltung (gate drive logic circuit) verbunden ist, wobei die Gate-Steuer-Logikschaltung Mittel zum Steuern der Schalter des Resonanzkonverters aufweist, wenn sie ein Steuersignal (drive signal) von der Schalterstrom-Messschaltung erhält;
wobei die Schalterstrom-Messschaltung Mittel zum Feststellen eines Konverterstrom-Nulldurchgangs (converter current zero crossing) beinhaltet, um einen Überstromschutz des Resonanzkonverters bereitzustellen und um ein Steuersignal an die Gate-Steuer-Logikschaltung auszugeben;
eine Laststrom-Rückkopplungsschaltung (load current feedback circuit), die mit der Last verbunden ist und Mittel zum Steuern des Ausgangs-Stromes des Resonanzkonverters beinhaltet; und
eine Kondensatorspannungs-Messschaltung (capacitor voltage sense circuit) mit Mitteln zum Feststellen der Kondensatorspannung und zum Verhindern, dass die Spitzen-Kondensatorspannung einen varbestimmten Grenzwert übersteigt;
dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatorspannungs-Messschaltung Mittel beinhaltet zum Messen der Kondensatorspannung bei einem Strom-Nulldurchgang des Konverters und zum Feststellen, wenn eine Kondensatorspannung durch Abführen unterhalb eines vorbestimmten Niveaus abgenommen hat, was verhindern wird, dass die Spitzenspannung des Kondensators einen vorbestimmten Grenzwer übersteigt, wenn er in einem nächsten Zyklus des Konverters geladen wird, und auch Mittel zum Liefern eines Einschalt-Ermöglichungs-Signals (switching on enable signal) an die Zeitsteuerschaltung beinhaltet; und
dass die Zeitsteuerschaltung auch mit der Kondensatorspannungs-Messschaltung und mit der Last-Rückkopplungsschaltung verbunden ist; und Mittel beinhaltet zum Liefern eines Gate-Steuersignals (gate drive signal) an die Schalterstrom-Messschaltung, wenn das Einschalt-Ermöglichungs-Signal von der Kondensatorspannungs-Messschaltung empfangen wird.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wendet sich den Problemen zu, die mit den existierenden Verfahren zum Steuern des Ausgangs eines konventionellen Reihen-Resonanzkonverters verbunden sind, durch Übenrwachen und Beibehalten der Spitzenspannung, die sich am Schwingkreis-Kondensator ausgebildet hat, unabhängig von und zusätzlich zu dem Überwachen des Ausgangs Stroms und des Schalterstroms.
Die Ausgangs-Strom-Rückkopplung liefert Information an einen VCO, welcher die Resonanzkonverter-Schalter moduliert. Der Schalterstrom wird überwacht, so dass, wenn der Strom ein vorbestimmtes Niveau übersteigt, das Schalten des Resonanzkonverters ausgesetzt wird. Im Weiteren wird der Schalterstrom überwacht, so dass, wenn der Wert des Stroms durch Null schwingt (rings through zero), eine unabhängige Überwachungsschaltung den Wert der Spitzenspannung, welche sich über dem Schwingkreis-Kondensator ausgebildet hat, speichert. Diese Kondensatorspannungs-Überwachungsschaltung (capacitor voltage monitoring circuit) liefert dann ein geeignetes Signal, welches die VCO-Steuerung übersteuert, so dass exzessive Spannungen in dem Resonanzkonverter verhindert werden können, während eine maximale Energie in dem Schwingkreis-Kondensator (tank capacitor) gespeichert werden kann.
Als ein Ergebnis kann, da die Spitzen-Schwingkreis-Kondensatorspannung (peak tank capacitor voltage) überwacht und beibehalten wird, eine maximale Energie innerhalb einer minimalen Zeitdauer zu der Ausgangs-Last übertragen werden. Die Steuerung des Schaltens, basierend auf der aktuellen Energiemenge, die in dem Kondensator gespeichert ist, erhöht auch die Übergangszustands-Response (transient response) der Schaltung. Zudem begrenzt die Steuerung der Spannung, die sich über dem Schwingkreis-Kondensator ausbildet, die Belastung der verwendeten Komponenten, was folglich die gesamte Schaltungs-Zuverlässigkeit erhöht und den Nutzen der gewählten Komponenten maximiert. Im Gesamten optimiert dies die Leistung der Schaltung und die Response-Zeit, während dabei die Kosten durch erhöhte Zuverlässigkeit und optimale Komponentenauswahl abnehmen.
Eine spezielle Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 ein Blockdiagramm ist, welches einen konventionellen Reihen-Resonanzkonverter und die zugehörigen Steuer- und Überwachungsschaltungen darstellt;
2 ein schematisches Diagramm einer bevorzugten, beispielhaften Ausführungsform der Strom-Messschaltung ist, die in 1 gezeigt ist;
3 ein schematisches Diagramm einer bevorzugten, beispielhaften Ausführungsform der Kondensatorspannungs-Messschaltung ist, die in 1 gezeigt ist;
4 ein schematisches Diagramm einer bevorzugten, beispielhaften Ausführungsform des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO: voltage controlled oscillator) ist, der in 1 gezeigt ist;
5 ein schematisches Diagramm einer bevorzugten, beispielhaften Ausführungsform der Zeitsteuerschaltung ist, die in 1 gezeigt ist;
6 ein schematisches Diagramm einer bevorzugten, beispielhaften Ausführungsform der Gate-Steuer-Schaltung ist, die in 1 gezeigt ist;
7 eine graphische Darstellung ist, welche sichere Einschalt-Spannungen (cut-in voltages) für verschiedene Spitzen-Schwingkreis-Kondensatorspannungen (peak. tank capacitor voltages) und Ausgangs-Ströme zeigt;
8 eine schematische Darstellung einer Schaltung ist, die verwendet wird, um einen Warmstart und ein Wellenformen (wave shaping) zu implementieren, gemäß der vorliegenden Erfindung;
9 eine graphische Darstellung ist, welche eine typische V-A-Ausgangs-Kurve zeigt, die von einer Stromversorgung, die gemäß der vorliegenden Erfindung gestaltet ist, erzeugt wird; und
10 eine graphische Darstellung ist, welche einen Strom als eine Funktion der Zeit für einen Warmstart zeigt, gemäß der vorliegenden Erfindung.
Die vorliegende Erfindung betrifft einen, von einem Transformator isolierten, Konstant-Strom-Reihen-Resonanzkonverter, wie einer, der verwendet wird, um Energie zu verarbeiten, um einen Schweiß-Lichtbogen zu erzeugen oder um Schweißstrom an einen Schweiß-Lichtbogen zu liefern, und ein Verfahren und eine Einrichtung zum Steuern des Konverters. Die Energie-Steuerungsschaltung steuert den Ausgang des Resonanzkonverters durch Überwachen und Beibehalten der Spitzenspannung, die über dem Schwingkreis-Kondensator in einem konventionellen Reihen-Resonanzkonverter ausgebildet wird.
Sichere Betriebsbedingungen werden durch Verwenden einer vereinfachten Trajektoriesteuerung (trajectory control), um den Zündwinkel zu begrenzen, gewährleistet. Jedoch erfordert die vereinfachte Trajektoriesteuerung die Betrachtung von nur einer Trajektorie, nämlich der Trajektorie mit dem frühesten Zündwinkel, der noch sicher ist, und folglich relativ kostengünstig und einfach zu implementieren ist. Da die Trajektoriesteuerung vereinfacht ist, agiert sie nur als eine „Ermöglichungs"-Steuerung („enabling" control), und bestimmt nicht die spezifische Steuerung, die benötigt wird, um den gewünschten Ausgang zu erzielen. Folglich kann die Schwingkreis-Steuerung kostengünstig und einfach implementiert werden.
Der spezifische Zündwinkel steuert die Form der V-A-Ausgangs-Kurve von der Stromversorgung, und die Wahl des Winkels wird nachfolgend im Detail beschrieben. Die zwei Steuerungen werden gemeinsam verwendet, wobei die vereinfachte Trajektoriesteuerung einen Zündwinkel „ermöglicht", und die Ausgangs-Steuerung den spezifischen Zündwinkel wählt.
Insbesondere weisen Reihen-Resonanzkonverter, inter alia, eine Vielzahl von Schaltern und eine Energie-Speichervorrichtung, wie beispielsweise einen Kondensator, auf. Im Betrieb wird Energie durch den Resonanzkonverter zu der Last übertragen. Wie es in dem Fachgebiet wohlbekannt ist, steuert das Timing, die Schalter in einem Resonanzkonverter in EIN- und AUS-Stellung zu schalten, die Energiemenge, welche übertragen wird.
Der Energieausgang wird durch Überwachen und Beibehaltender Spitzenspannung, die über dem Schwingkreis-Kondensator ausgebildet wird, unabhängig von, und zusätzlich zu dem Überwachen des Ausgangs-Stroms und des Schalterstroms, gesteuert. So lange die Komponenten nicht in Gefahr sind, werden die Konverter-Schalter gesteuert, um den gewünschten Ausgangs-Strom zu liefern. Jedoch werden der Schalterstrom und die Kondensatorspannung überwacht, so dass, wenn die Spitzenspannung die Sicherheitsniveaus übersteigen wird, das Schalten des Resonanzkonverters gesperrt wird (oder nicht ermöglicht wird), bis die Schwingkreis-Spannung abnimmt. Da das Steuerungsschema den frühesten, sicheren Zeitpunkt zum Schalten genau bestimmen kann, können exzessive Spannungen in dem Resonanzkonverter verhindert werden, während eine maximale Energiemenge in dem Schwingkreis-Kondensator gespeichert werden kann.
Die Steuerung muss fähig sein, den minimalen Zündwinkel, der noch immer eine sichere Spitzen-Schwingkreis-Kondensatorspannung (a safe peak tank capacitor voltage) liefern wird, vorherzusagen, um sowohl Effizienz als auch Sicherheit auszubalancieren. Die Tatsache, dass die Spitzenspannung am Schwingkreis-Kondensator (tank capacitor) nach dem nächsten Zünden gleich sein wird, wie die Spitzenenergie in dem System während dem aktuellen Zyklus, plus der Energie, die dem Schwingkreis-Kondensator von der Hauptleitung (bus) zugeführt wird, minus der Energie, die von dem Kondensator abgeleitet und der Last bereitgestellt wird, wird von der Steuerung verwendet, um diese Anliegen auszubalancieren.
Die Energie, die von der Hauptleitung (bus) zu dem Schwingkreis-Kondensator zugeführt wird, ist eine Funktion von der Hauptleitungsspannung und hängt von der Differenz zwischen der Hauptleitungsspannung und der Schwingkreis-Spannung ab. Die Energie, die von dem Kondensator abgeleitet wird und der Last geliefert wird, ist eine Funktion des Zündwinkels und des Ausgangs-Schweißstromes. Folglich gibt es für eine gegebene Spitzen-Schwingkreis-Spannung und für einen gegebenen Ausgangs-Strom einen Zündwinkel, bei welchem die Schwingkreis-Spannung durch Abführen abgenommen hat, was in einer sicheren Spitzenspannung in dem nächsten Zyklus resultieren wird. Dies wird mit dem Begriff der Einschaltspannung („cut-in" voltage) bezeichnet.
Im Folgenden auf 7 Bezug nehmend: es wurden empirische Daten gesammelt, welche die erlaubte oder sichere Einschaltspannung für einen nachfolgenden Zyklus darstellen, wobei eine Spitzen-Schwingkreis-Spannung in dem gegenwärtigen Zyklus gegeben ist. Die Daten von 7 wurden für Komponenten erzeugt, die eine maximale, sichere Spannung von 1000 Volt haben, und beinhalten Daten für eine Anzahl an verschiedenen Ausgangs-Strömen.
Wenn beispielsweise der Ausgangs-Strom 50 Ampere beträgt, und die Spitzen- Schwingkreis-Spannung in dem gegenwärtigen Zyklus 750 Volt beträgt, so beträgt die maximale Spannung an dem Kondensator, bei welcher die Schalter in dem nachfolgenden Zyklus in EIN-Stellung geschalten werden können, 400 Volt. Folglich wird, wenn es der Schwingkreis-Kondensatorspannung nicht erlaubt wird, durch Abführen bis zumindest auf 400 Volt abzunehmen, die nachfolgende Spitzen-Kondensatorspannung größer als das maximale Sicherheitsniveau von 1000 Volt sein. Deshalb ermöglicht die Steuerung das Schalten nicht, bis die Schwingkreis-Kondensatorspannung durch Abführen auf 400 Volt oder weniger abgenommen hat. In diesem Beispiel werden die Schalter in EIN-Stellung geschalten, nachdem die Spannung auf 400 Volt abgenommen hat, und der Zündwinkel wird gemäß der Ausgangs-Strom-Rückkopplung bestimmt.
Die in 7 gezeigten Daten sind Transformator-spezifisch, können jedoch empirisch für jeglichen Transformator einfach erhalten werden. Diese Daten werden dann von der Steuerung verwendet, die eine analoge Steuerschaltung, eine digitale Steuerschaltung, die einen Mikroprozessor und eine Nachschlagetabelle beinhaltet, oder eine Kombination von diesen sein kann. Wie ein Fachmann erkennen wird, gibt es viele Möglichkeiten, das oben beschriebene Steuerschema zu implementieren, und die gezeigten Daten sind lediglich beispielhaft, wie dies auch die nachfolgend beschriebene Schaltung ist.
Im Folgenden auf 1 Bezug nehmend: ein, von einem Transformator isolierter, Konstant-Strom-Reihen-Resonanzkonverter, allgemein mit 100 bezeichnet, liefert eine Ausgangs-Energie an eine Last. Der Reihen-Resonanzkonverter 100 ist in dem Fachgebiet wohlbekannt und beinhaltet, inter alia, einen oder mehrere Schalter (nicht gezeigt) und eine Energie-Speichervorrichtung, wie beispielsweise einen Schwingkreis-Kondensator (tank capacitor, ebenfalls nicht gezeigt). Im Betrieb wird Energie abwechselnd von dem Resonanzkonverter 100 gespeichert und von dem Resonanzkonverter 100 an die Last ausgeliefert. Wein dem Fachgebiet wohlbekannt ist, steuert das Timing des Schaltens der Schalter in dem Resonanzkonverter 100 in EIN- und AUS-Stellung die Energiemenge, die gespeichert und ausgeliefert wird.
Ein Paar von Signalen 104 und 106, welche kennzeichnend für die differentielle Spannung über dem Schwingkreis-Kondensator sind, werden von dem Reihen-Resonanzkonverter 100 an eine Kondensatorspannungs-Messschaltung 124 geliefert. Der Reihen-Resonanzkonverter 100 liefert auch Signale 108 und 110, welche kennzeichnend für den Strom in den Konverter-Schaltern sind, an eine Schalterstrom-Messschaltung 116. Ein Signal 112, welches kennzeichnend für den Ausgangs-Laststrom ist, wird von der Ausgangs-Last 102 erhalten und einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO: voltage controlled oscillator) 128 zugeführt. Die Signale 104–112 werden von verschiedenen Überwachungs- und Steuerungsschaltungen verarbeitet, wie es nachfolgend im Detail beschrieben wird, um ein Gate-Steuersignal 114 zu erzeugen, welches ultimativ verwendet wird, um die Schalter in dem Resonanzkonverter 100 zu modulieren. Wie oberhalb beschrieben wurde, werden die Schwingkreis-Spannung und der Schalterstrom verwendet, um zu bestimmen, ob eine gefährlich hohe Spannung über dem Schwingkreis-Kondensator während des nächsten Zyklus erzeugt werden wird.
Allgemein ausgedrückt, überwacht die Schalterstrom-Messschaltung 116 die Signale 108 und 110. Wenn der Schalterstrom ein vorbestimmtes Niveau übersteigt, sperrt die Schaltung 116 das Gate-Steuersignal 114 durch Liefern eines Signals 118 an eine Zeitsteuerschaltung 120. Dies schützt die Komponenten in dem Konverter 100 vor exzessiven Strömen.
Um zu verhindern, dass die Spitzenspannung Grenzwerte für die Komponenten übersteigt, wird die Schwingkreis-Kondensatorspannung gemessen, wenn sie ihren maximalen Wert erreicht. Dies tritt auf, wenn der Schalterstrom durch Null schwingt (rings through zero). Folglich sendet die Strom-Messschaltung 116 ein Signal 122 an eine Spannungs-Messschaltung 124, wenn der Wert des Schalterstroms durch Null schwingt. In Response überwacht die Kondensatorspannungs-Messschaltung 124 die Signale 104 und 106, welche kennzeichnend für die differentielle Spannung sind, die über dem Schwingkreis-Kondensator in dem Resonanzkonverter 100 ausgebildet wird.
Die Spannungs-Messschaltung 124 verarbeitet auch das Signal 112, welches kennzeichnend für den Laststrom ist. Die Spannungs-Messschaltung 124 erzeugt ein Signal 126 durch Verarbeiten der Spitzen-Kondensatorspannungs-Information in Verbindung mit der Laststrom-Information, die von dem Signal 112 geliefert wird. Das Signal 126 wird an die Zeitsteuerschaltung 120 gesendet, welche dann das Gate-Steuersignal 114 liefert. Wie es oberhalb kurz beschrieben wurde, werden die Schalter in dem Resonanzkonverter nicht aktiviert (enabled), bis die Schwingkreis-Kondensatorspannung durch Abführen auf ein sicheres Niveau abgenommen hat.
Der Ausgang des Resonanzkonverters 100 wird im Weiteren durch einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 128 gesteuert. Die Modulation des VCO 128 wird durch Verarbeiten der Ausgangs-Strominformation, die durch das Signal 112 geliefert wird, erzielt. Der VCO 128 liefert ein Signal 130 an die Zeitsteuerschaltung 120, welche dann das Gate-Steuersignal 114 liefert. Das Schalten innerhalb des Resonanzkonverters 100 wird dann gesteuert, um einen gewünschten Ausgangs-Strom zu liefern, vorbehaltlich der Ermöglichung in Übereinstimmung mit der Kondensatorspannungs-Schaltung 124, wie es oberhalb beschrieben wurde.
Das Gate-Steuersignal 114 (gate drive signal) wird von der Strom-Messschaltung 116 verarbeitet, welche dann ein moduliertes Signal 276 an eine Gate-Steuer-Logikschaltung 132 (gate drive logic circuit) liefert. Das Steuersignal 114 wird entweder durch ein Signal 130, welches von dem VCO 128 erzeugt wird, oder durch das Signal 126, das von der Kondensatorspannungs-Messschaltung 124 erzeugt wird, moduliert. Ein Signal 126 von der Spannungs-Messschaltung 124 übersteuert (overrides) das Signal 130 von dem VCO 128. Dies bedeutet, dass die Spannungs-Messschaltung 124 verhindern kann, dass der Resonanzkonverter schaltet, und folglich verhindert, dass die Spannung an dem Schwingkreis-Kondensator einen vorbestimmten Grenzwert übersteigt. Das Schalten des Resonanzkonverters wird auch verhindert, wenn die Zeitsteuerschaltung 120 einen Hinweis, dass der Strom durch die Schalter unsicher ist, von dem Signal 118 erhält, das von der Strom-Messschaltung 116 geliefert wird. Außerdem wird das Schalten des Resonanzkonverters verhindert, wenn die Zeitsteuerschaltung 120 einen geeigneten Hinweis von einem Signal 134 erhält.
Im Folgenden auf 2 Bezug nehmend: die Signale 108 und 110, welche kennzeichnend für den Strom in den Schaltern im Resonanzkonverter 100 sind, werden durch eine Ganzwellenbrücke (full wave bridge), welche Dioden 200, 202, 204 und 206 aufweist und welche durch einen Lastwiderstand (burden resistor) 208 beendet wird, gleichgerichtet (rectified). Die Spannung, die über dem Lastwiderstand 208 ausgebildet wird, wird weiter durch Widerstände 210 und 212 geteilt. Der Verbindungsknoten der Widerstände 210 und 212 wird mit dem Eingang eines Schmitt-Triggers 214 verbunden. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 214 wird mit dem Eingang eines Schmitt-Triggers 216 mittels eines Widerstandes 218 verbunden.
Der Ausgang des Schmitt-Triggers 216 ist mit der Anode einer Diode 220 verbunden. Die Kathode der Diode 220 ist zurück mit dem Eingang des Schmitt-Triggers 214 verbunden. Wenn der Strom in den Schaltern einen Grenzwert erreicht, der durch die Widerstände 208–212 und den Diodenabfall (diode drop) der Diode 220 vorbestimmt ist, so wird folglich der Schmitt-Trigger 214 eingerastet (latched). Das Überstrom-Latch-Signal (overcurrent latch signal) 118 wird an die Zeitsteuerschaltung 120 mittels der Kathode einer Diode 222 gegeben, deren Anode mit der Verbindung zwischen der Diode 220 und dem Schmitt-Trigger 216 verbunden ist.
Die Schmitt-Trigger 214 und 216 sind nicht notwendig, helfen jedoch, Schaden an den Schaltern und anderen Komponenten zu verhindern. Insbesondere dienen die Schmitt-Trigger 214 und 216 dazu, den Schwingkreis-Strom zu überwachen, und sie werden den Konverter im Falle eines unsicheren Stromes in dem Schwingkreis abschalten. Andernfalls verbleiben die Schmitt-Trigger 214 und 216 inaktiv.
Die Signale 108 und 110 sind auch an den Verbindungen von Widerständen 224 und 226 beziehungsweise von Widerständen 228 und 230 angeschlossen. Alternativ können die Signale 108 und 110 auch reversiert werden, da, wie unterhalb beschrieben wird, die Komponenten, die mit jedem Signal verbunden sind, die Komponenten, die mit dem anderen Signal verbunden sind, wiederspiegeln. Die Widerstände 224 und 226 sind auch mit einer positiven Spannungsversorgung 232 verbunden. Der Widerstand 226 ist auch mit der Anode einer Diode 234 und dem negativen Eingang eines Komparators 236 verbunden. Der Widerstand 230 ist auch mit der Anode einer Diode 238 und dem negativen Eingang eines Komparators 240 verbunden. Die Kathoden der Dioden 234 und 238 und die positiven Eingänge der Komparatoren 236 und 240 sind geerdet.
Die Ausgänge der Komparatoren 236 und 240 aktivieren zwei Schmitt-Trigger-Latchs (Schmitt trigger latches). Das heißt, die Ausgänge der Komparatoren 236 und 240 sind mit den Eingängen von Schmitt-Triggem 242 beziehungsweise 244 verbunden. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 242 ist über einen Widerstand 248 mit dem Eingang eines Schmitt-Triggers 246 verbunden. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 246 ist über einen Widerstand 250 zurück mit dem Eingang des Schmitt-Triggers 242 verbunden. Entsprechend ist der Ausgang des Schmitt-Triggers 244 über einen Widerstand 254 mit dem Eingang eines Schmitt-Triggers 252 verbunden. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 252 ist über einen Widerstand 256 zurück mit dem Eingang des Schmitt-Triggers 244 verbunden.
Die Ausgänge der Schmitt-Trigger 242 und 244 sind durch Dioden 258 beziehungsweise 260 Dioden-ODER-verknüpft (diode OR'ed). Die Anoden der Dioden 258 und 260 sind mit einem Widerstand 262 und einem Schmitt-Trigger 264 verbunden. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 264 ist an die Anode einer Diode 266 angeschlossen, deren Kathode mit der Zeitsteuerschaltung 120 mittels eines Widerstandes (nicht gezeigt) verbunden ist. Der Widerstand 262 ist auch mit der positiven Spannungsversorgung 232 verbunden.
Die Eingänge der Schmitt-Trigger 246 und 252 sind mit den Anoden von Dioden 268 beziehungsweise 270, und mit den Eingangspins eines NICHT-UND-Gatters (NAND gate) 272 verbunden. Die Kathoden der Dioden 268 und 270 sind miteinander verbunden, und können durch das Gate-Steuersignal 114, das von der Zeitsteuerschaltung 120 erzeugt wird, nach unten gezogen werden. Der Ausgang des NICHT-UND-Gatters 272 erzeugt ein moduliertes Signal 276, und ist mit den zwei Eingängen eines NICHT-UND-Gatters 274 und der Zeitsteuerschaltung 120 verbunden. Der Ausgang des NICHT-UND-Gatters 274 ist auch mit der Gate-Steuer-Logik 132 und der Kondensatorspannungs-Messschaltung 124 verbunden.
Wenn der Strom in den Schaltern im Resonanzkonverter in Durchlassrichtung schwingt (rings forward), geht der Ausgang von entweder dem Komparator 236 oder dem 240 nach HIGH (hoch) und setzt den Schmitt-Trigger-Latch frei. Zur gleichen Zeit geht der Ausgang des Schmitt-Triggers 264 nach HIGH und setzt die laufende Frequenz (running frequency) der Zeitsteuerschaltung 120 zurück.
Wenn der Strom in den Schaltern in dem Resonanzkonverter durch Null schwingt, erhalten die zwei Eingänge des NICHT-UND-Gatters 272 eine HIGH-Anzeige. Daraus folgend ändert sich der Ausgang des NICHT-UND-Gatters 274 in einen HIGH-Zustand, welcher der Kondensatorspannungs-Messschaltung 124 anzeigt, dass der Strom in dem Resonanzkonverter durch Null gelaufen ist und dass die Spannung über dem Schwingkreis-Kondensator deshalb einen Spitzenwert erreicht hat.
Im Folgenden auf 3 Bezug nehmend: die Signale 104 und 106, welche kennzeichnend für die Spannung über dem Schwingkreis-Kondensator in dem Resonanzkonverter 100 sind, werden von der Kondensatorspannungs-Messschaltung 124 differentiell gemessen. Ein Widerstand 300, der quer zwischen den Signalen 104 und 106 angeschlossen ist, bietet einen Ableitweg (bleed path) für die Schwingkreis-Kondensatorspannung. Ein Operationsverstärker (operational amplifier) 302 und zugehörige Widerstände 304, 306, 308 und 310 sind als konventioneller Differenzverstärker (differential amplifier) konfiguriert. Der Ausgang des Operationsverstärkers 302 stellt folglich eine herunterskalierte Messung der differentiellen Spannung über dem Schwingkreis-Kondensator in dem Resonanzkonverter 100 dar.
Der Ausgang des Operationsverstärkers 302 ist an die Anoden von Dioden 312 und 314, und über einen Widerstand 318 an den negativen Eingang eines Operationsverstärkers 316 angeschlossen. Der Operationsverstärker 316 und zugehörige Widerstände 318 und 320 sind als ein konventioneller Umkehrverstärker (inverting amplifier) konfiguriert, der den Verstärkungsfaktor Eins hat. Der Ausgang des Operationsverstärkers 316 ist mit den Anoden von Dioden 322 und 324 verbunden. Die Kathode der Diode 322 ist mit der. Kathode der Diode 312 verbunden. Die Kathode der Diode 324 ist mit der Kathode der Diode 314 verbunden. Folglich stellt die Spannung an den Kathoden jedes Diodenpaares den herunterskalierten Absolutwert der differentiellen Spannung über dem Schwingkreis-Kondensator im Resonanzkonverter 100 dar.
Die Kathoden der Dioden 312 und 322 sind mit dem Emitter eines pnp-Transistors 326 verbunden. Der Kollektor des Transistors 326 ist mit einem Kondensator 328 und dem positiven Eingang eines Operationsverstärkers 330, der als eine konventionelle Folgestufe (follower) für die Verwendung als ein Puffer konfiguriert ist, verbunden. Der Kondensator 328 ist auch mit Erde verbunden. Die Basis des Transistors 326 wird über den Basis-Widerstand (base resistor) 332 von dem Ausgang des NICHT-UND-Gatters 274 in der Strom-Messschaltung 116 gesteuert.
Wenn der Strom in den Schaltern im Resonanzkonverter 100 in Durchlassrichtung schwingt (rings forward), wird der Transistor 326 in den EIN-Zustand vorgespannt (biased). Folglich lädt der herunterskalierte Wert der differentiellen Spannung über dem Schwingkreis-Kondensator den Kondensator 328. Wenn der Strom in den Schaltern durch Null schwingt, wird der Transistor 326 in den AUS-Zustand vorgespannt (biased). In diesem Moment ist die Spannung, die auf dem Kondensator 328 gespeichert ist, (und folglich die Spannung am Ausgang des Folgestufen-Verstärkers 330) kennzeichnend für die Spitzenspannung über dem Schwingkreis-Kondensator im Resonanzkonverter 100.
Der Ausgang des Verstärkers 330 wird über einen Widerstand 336 einem Operationsverstärker 334 zugeführt. Der Widerstand 336 ist auch mit der Verbindungsstelle des invertierenden Eingangs des Verstärkers 334 und der Widerstände 338, 340 und 342 verbunden. Der Widerstand 338 ist auch mit dem Ausgang des Verstärkers 334 verbunden. Der Widerstand 340 ist auch mit einer negativen Spannungsversorgung 344 verbunden, und der Widerstand 342 ist auch mit dem Signal 112 verbunden, welches kennzeichnend für den Ausgangs-Laststrom ist. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 334 ist geerdet.
Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 334 wird durch die Kombination der Widerstände 336, 338, 340 und 342 bestimmt, welche gewählt werden, um die Spitzenspannungen im Resonanzkonverter 100 innerhalb der sicheren Betriebsbereiche beizubehalten, während dabei gleichzeitig die Energiemenge, die in dem Schwingkreis-Kondensator während gegebener Ausgangs-Belastung (output loading) und Eingangs-Hauptleitungs-Bedingungen gespeichert wird, maximiert wird. Folglich werden in der bevorzugten Ausführungsform die Kurven der 7 implementiert, wobei geeignete Widerstandswerte verwendet werden.
Der Widerstand 336 und der Ausgang des Verstärkers 330 liefern Information über die Spitzenspannung im Resonanzkonverter 100. Der Widerstand 340 und die negative Spannungsversorgung 344 liefern eine DC Offset-Spannung (DC, direct current: Gleichstrom) für die Bedingung, bei welcher der Verstärker 334 keine Ausgangs-Laststrom-Information von dem Signal 112 erhält. Wenn Ausgangs-Laststrom-Information verfügbar ist, liefern das Signal 112 und der Widerstand 342 zusätzliche DC Offset-Spannungen, welche von dem Wert des Laststromes abhängig sind.
Ein Komparator 345 vergleicht den Ausgang des Verstärkers 334 mit dem Absolutwert der kontinuierlich überwachten, differentiellen Schwingkreis-Kondensatorspannung. Der Ausgang des Verstärkers 334 ist mit der Anode einer Diode 346 verbunden, deren Kathode mit dem invertierenden Eingang des Komparators 345 verbunden ist. Der Widerstand 348 ist auch mit diesem Verbindungsstück und mit Erde verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Komparators 345 ist mit dem Verbindungsknoten verbunden, der aus den Kathoden der Dioden 314 und 324, und einem Widerstand 350 gebildet wird. Der Widerstand 350 ist auch an einer negativen Stromquelle 344 angeschlossen. Der Ausgang des Komparators 345 ist mit dem Eingang eines Schmitt-Triggers 352 verbunden. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 352 ist mit dem RESET-Eingang (reset: zurücksetzen) eines D-Flipflops 354 verbunden, der in einer konventionellen Art konfiguriert ist. Der Ausgang des D-Flipflops 354 ist mit der Anode einer Diode 355 verbunden, welche Schalter-Sperrinformation an die Zeitsteuerschaltung 120 koppelt.
Wenn der Absolutwert der Spitzenspannung über dem Schwingkreis-Kondensator das Grenzniveau übersteigt, welches durch den Operationsverstärker 334 und dessen zugehörige Komponenten bestimmt wird, wird die Diode 335 in Durchlassrichtung vorgespannt und koppelt ein Schalter-Sperrsignal an die Zeitsteuerschaltung 120. Wenn der Absolutwert der Schwingkreis-Kondensatorspannung bis unterhalb von dem Grenzwert abfällt, wird die Diode 355 umgekehrt vorgespannt, und gibt folglich der Zeitsteuerschaltung 120 an, dass die Spannung auf ein Niveau abgefallen ist, bei welchem es sicher ist, die Schalter in dem Resonanzkonverter 100 in EIN-Stellung zu schalten und Energie in dem Schwingkreis-Kondensator zu speichern, und das Schalten wird ermöglicht.
Der Ausgang des Komparators 345 ist auch über einen Widerstand 358 mit dem Ausgang eines Schmitt-Triggers verbunden. Der Eingang des Schmitt-Triggers 356 ist mit dem Verbindungsknoten verbunden, der durch die Anode einer Diode 358, einem Widerstand 360 und einem Kondensator 362 gebildet wird. Der Schmitt-Trigger 356 und der Widerstand 358 sind nicht notwendig, dienen aber dazu, die Ein-Zeit der Steuerschaltung für den Fall, dass kein Null-Durchgang auftritt, zu begrenzen. Dies hilft, die Komponenten auf der Steuertafel (control board) zu schützen.
Die Trigger arbeiten wie folgt: der Kondensator 362 ist auch zu Erde zurückgeführt. Der Widerstand 360 ist auch mit der Kathode der Diode 358 und mit dem Ausgang des NICHT-UND-Gatters 274 in der Strom-Messschaltung 116 verbunden. Wenn der Strom in den Schaltern im Resonanzkonverter 100 durch Null durchläuft, ändert sich der Ausgang des NICHT-UND-Gatters 274 in einen HIGH-Zustand und der Kondensator 362 beginnt, sich über den Widerstand 360 aufzuladen. Nach einer geeigneten Verzögerung, die durch die RC-Zeitkonstante des Widerstandes 360 und des Kondensators 362 bestimmt wird, wird der Grenzwert des Schmitt-Triggers 356 erreicht, die Diode 355 wird umgekehrt vorgespannt, und die Zeitsteuerschaltung 120 ermöglicht folglich das Schalten der Schalter in dem Resonanzkonverter 100. Die Diode 358 bietet einen Entladungsweg für den Kondensator 362, wenn der Ausgang des NICHT-UND-Gatters 274 sich zu einem LOW-Zustand (NIEDER-Zustand) ändert.
Im Folgenden auf 4 Bezug nehmend: während den Zeiten, in denen die Kondensatorspannungs-Messschaltung 124 kein übersteuerndes Schalt-Ermöglichungs-Signal an die Zeitsteuerschaltung 120 liefert, steuert der VCO 128 den Ausgang des Resonanzkonverters 100 durch Überwachen des Signals 112, welches kennzeichnend für den Augangs-Laststrom ist. Das Signal 112 wird von einem Differenzverstärker überwacht, welcher die Differenz zwischen dem Signal 112 und einem Befehlssignal 400 misst.
Das Befehlssignal 400 ist über einen Widerstand 404 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 402 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang ist auch mit der parallelen Kombination eines Widerstandes 406 und eines Kondensators 408 verbunden. Die parallele Kombination ist an einem Ende geerdet. Der Verstärker 402 ist auf eine konventionelle Weise als eine Folgestufe konfiguriert. Der Ausgang des Verstärkers 402 wird mit dem Ausgang der SENKEN/STEIGUNGS-(DIG/SLOPE) Schaltung (von Schalter 823 von 8) durch einen Umkehrverstärker 403 (inverting amplifier) summiert. Ein Paar von zugehörigen Widerständen 411 (200 kOhm) und 412 (200 kOhm) sind in einer konventionellen Art konfiguriert. Der Ausgang des Verstärkers 403 wird mit dem Signal 112 von einem Differenzverstärker 410 summiert, welcher zugehörige Komponenten hat, die in einer konventionellen Art konfiguriert sind. Die zugehörigen Komponenten beinhalten Widerstände 414, 416, 418, 420, 422, und 423 (10 kOhm) und einen Kondensator 415 (22 pF). Der Ausgang des Differenzverstärkers 410 ist mit einem Fehler- und Kompensationsverstärker (error and compensation amplifier) 424 verbunden, welcher zugehörige Komponenten hat, die in einer konventionellen Art konfiguriert sind. Die zugehörigen Komponenten beinhalten Widerstände 426 und 428, einen Kondensator 430, Dioden 432 und 434, und spannungsbegrenzende Schutz-Zener-Dioden (protection zeners) 436 und 438. Der Ausgang des Fehler- und Kompensationsverstärkers 424 wird durch einen Widerstand 440 und einen Kondensator 442 gefiltert.
Ein Komparator 444 vergleicht den Ausgang des Fehler- und Kompensationsverstärkers 424 mit einer Rampe (ramp), die von Widerständen 446, 448 und 450, einem Kondensator 452, einem pnp-schaltenden Transistor 454, welcher ein zeitgebendes Signal (clocking signal) 455 von der Zeitsteuerschaltung 120 empfängt, und einer Zener-Diode 456 erzeugt wird. Der Ausgang des Komparators 444 liefert über eine Diode 460 ein moduliertes Steuersignal an die Zeitsteuerschaltung 120. Der Ausgang des Komparators 444 ist auch mit einem Widerstand 458 verbunden, der mit Erde verbunden ist.
Im Folgenden auf 5 Bezug nehmend: die Zeitsteuerschaltung 120 beinhaltet zwei konventionelle, oszillierende Zeitsteuerungen (timer) 500 und 502. Die Oszillationsfrequenz (oscillating frequency) der Zeitsteuerung 500 wird durch einen Widerstand 504 und einen Kondensator 506 bestimmt. Die Zeitsteuerung 500 liefert das zeitgebende Signal 455 zum Erzeugen der Rampe in dem VCO 128. Das Zeitsignal sieht auch eine Totzonen-Zeit(deadband time) vor, um jegliche Überlappung beim Schalten der Schalter in dem Resonanzkonverter 100 zu verhindern. Die Zeitsteuerung 500 wird mit der Zeitsteuerung 502 mittels eines Widerstandes 507 synchronisiert.
Die Zeitsteuerung 502 liefert das modulierte Gate-Steuersignal 114. Die Oszillationsfrequenz der Zeitsteuerung 502 wird entweder durch die Kombination eines Kondensators 508 und eines Widerstandes 510, oder durch die Kombination des Kondensators 508 und der Widerstände 510 und 512 bestimmt. Die Strom-Messschaltung 116 verbindet elektrisch einen Widerstand 512 mit der Zeitsteuerschaltung 120 während der Zeit, in welcher der Strom in den Schaltern im Resonanzkonverter 100 in Durchlassrichtung schwingt (ringing forward).
Die Zeitsteuerschaltung 120 empfängt vier unabhängige Sperrbefehle, welche durch Dioden 222, 514, 460 und 355 Dioden-ODER-verknüpft sind (diode OR'ed). Die Diode 222 sperrt das Schalten, wenn ein Überstrom-Zustand in den Schaltern im Resonanzkonverter 100 existiert. Die Diode 514 sperrt das Schalten, wenn die Schaltung einen AUS-Befehl (OFF command) erhalten hat. Die Diode 460 sperrt das Schalten, basierend auf der Information, die vom VCO 128 erhalten wird. Letztlich sperrt die Diode 355 das Schalten, wenn die Kondensatorspannungs-Messschaltung 124 angibt, dass die Spitzenspannungen im Resonanzkonverter 100 die sicheren Betriebsniveaus übersteigen werden.
Im Folgenden auf 6 Bezug nehmend: die Gate-Steuer-Logikschaltung 132 empfängt Signale 276 und 122 von der Schalterstrom-Messschaltung 116. Das Signal 122 liefert ein Zeitsignal für einen D-Flipflop 600. Der Flipflop 600 liefert dann ein Zeitsignal und ein invertiertes Zeitsignal an einen Eingang der NICHT-UND-Gatter 602 beziehungsweise 604. Signal 276 liefert ein moduliertes Steuersignal an den anderen Eingang der NICHT-UND-Gatter 602 und 604. Ausgangs-Signale 606 und 608 der NICHT-UND-Gatter 602 und 604 (NAND-gates)modulieren dann die antiparallelen Schalter im Resonanzkonverter 100.
Die nachfolgenden Tabellen geben Komponentenwerte für jede Komponente der 2–6 an. Natürlich sind diese Werte nur exemplarisch und es ist nicht beabsichtigt, dass sie begrenzend wirken.
Die Erfinder haben in einer Ausführungsform eine Steuerung erfunden, welche die V-A-Ausgangs-Kurve elektronisch formt. Dieser Aspekt der Erfindung kann in Verbindung mit dem Trajektoriesteuerungs-/Schutz-Aspekt verwendet werden. Insbesondere wird eine Ausgangs-Kurve, welche einen Konstant-Strom-Abschnitt (vorzugsweise in dem Schweißbereich) aufweist, geliefert. Es ist auch ein, sich anpassender Warmstart (adaptive hot start) vorgesehen, wobei die Energiemenge, die zum Warmstarten verwendet wird, reagierend auf das Schweißgeschick des Benutzers ist. Diese Eigenschaften – Kurvenformen und sich anpassender Warmstart – sind besonders hilfreich für Stabschweiß-Anwendungen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine schaltbare Energiequelle (switchable power source), beispielsweise solch eine, wie oberhalb beschrieben wurde, eine differente Inverter-Energiequelle (different inverter Power source) oder jegliche andere, schaltbare Quelle eine Steuerung auf, welche elektronisch die V-A-Ausgangs-Kurve formt. Wie es hierin gehandhabt wird, bezieht sich Energiequelle (Power source) auf den Teil der Stromversorgung, welcher den Energie-Ausgang erzeugt. Jegliche Form-Kurve (shape curve) kann geliefert werden, jedoch fanden es die Erfinder als besonders nützlich, eine Konstant-Strom-Kurve in dem Schweißbereich zu liefern. Mit Schweißbereich werden Spannungen gemeint, wie solche, die typischerweise über den Ausgangs-Kontaktstiften der Stromversorgung auftreten, wenn der Schweißer tatsächlich schweißt.
Im Folgenden auf 9 Bezug nehmend: es wird eine typische, elektronisch geformte V-A-Kurve gemäß der Erfindung gezeigt. Die in 9 gezeigte Kurve ist die Kurve für einen gegebenen, von einem Benutzer gewählten Strom (nominell der Strom des CC- (CC, constant current: Konstant-Strom) oder Konstant-Strom-Abschnittes der V-A-Kurve). Wie in 9 gesehen werden kann, ist ein flacher oder CV- (CV, constant voltage: Konstant-Spannung) Abschnitt 901 der Kurve bei niedrigen Amperewerten vorgesehen. Auch ist ein „abfallender" („droop") oder geneigter Abschnitt 902 einer V-A-Kurve zwischen dem CV und einem CC-Abschnitt 903 der Kurve vorgesehen. Der Konstant-Strom-Abschnitt (dargestellt durch die vertikale Linie) tritt bei den Spannungen auf, die typischennreise unter Schweißbedingungen vorgefunden werden. Wenn der Schweißer in einem normalen Schweißprozess arbeitet, verhält sich die Stromversorgung folglich wie eine CC-Stromversorgung. Letztlich weist die V-A-Ausgangs-Kurve einen „Senken"-Abschnitt („dig" Portion) 904 auf, bei welchem der Strom mit abnehmender Spannung zunimmt. Der maximale Senkenstrom ist gemäß der vorliegenden Erfindung durch den Benutzer einstellbar.
Die Steuerung der vorliegenden Erfindung weist eine Schaltung auf, welche erlaubt, dass ein, sich anpassender Warmstart verwendbar ist. Allgemein erfolgt der Warmstart so, dass Energie, welche höher als der Vorgabewert (setpoint) ist (das Doppelte des Strom-Vorgabewertes in der bevorzugten Ausführungsform), für alle Benutzer geliefert wird. Jedoch wird noch zusätzliche Energie geliefert, was von der Ausgangs-Spannung abhängig ist. Wenn die Ausgangsspannung geringer ist als der „Senken"-Grenzwert („dig" threshold) (das heißt die Spannung, bei welcher der Senkenstrom geliefert wird), dann wird eine zusätzliche Zusatzenergie geliefert (der maximale Senkenstrom oder 120 ams in der bevorzugten Ausführungsform). Wenn die Spannung größer ist als der Senken-Vorgabewert (dig setpoint), wird die zusätzliche Energie (der maximale Senkenstrom) nicht geliefert. Dies wird für eine vorbestimmte Zeitdauer fortgesetzt (zwischen 125 und 150 Millisekunden in der bevorzugten Ausführungsform).
Der resultierende Strom wird als eine Funktion der Zeit in 10 gezeigt. Wie ersehen werden kann liefert der Warmstart als Minimum das Doppelte des, vom Benutzer gewählten Stroms. Es werden auch sehr kurze Zacken (spikes) an Überstrom geliefert, da die Spannung oberhalb und unterhalb des Senken-Vorgabewertes quert. Eine Eigenschaft dieser Art von Start ist, dass der zusätzliche Strom von dem Können des Schweißers abhängt. Erfahrene Schweißer sind allgemein besser im Initiieren des Schweißprozesses, und können schnell eine Spannung, welche größer als der Senken-Vorgabewert ist, aufrecht erhalten, und folglich werden weniger Zacken an maximalem Senkenstrom geliefert werden, wenn ein geschickter Schweißer diese Stromversorgung verwendet. Weniger erfahrene Schweißer können den Lichtbogen nicht so leicht initiieren, und brauchen mehr Strom, und sie brauchen länger, einen Lichtbogen aufrecht zu erhalten, der eine Spannung aufweist, die größer als der Senken-Grenzwert ist.
Im Folgenden auf 8 Bezug nehmend: es wird eine Schaltung gezeigt, welche ein Formen der Kurve und einen, sich anpassenden Warmstart bietet. Natürlich ist die gezeigte Schaltung nur eine Ausführungsform der Erfindung, und viele andere Schaltungsanordnungen werden genauso geeignet zum Implementieren der gegenwärtigen Erfindung sein. 8 beinhaltet die Teile der Steuerung, welche den Warmstart und das Formen der Kurve implementieren. Andere Teile, wie beispielsweise das Verarbeiten der Rückkopplung (feedback processing), Timing, Pulsgeneratoren, etc. können von typischer Ausgestaltung sein, wie beispielsweise jene, die in dem Fachgebiet wohlbekannt sind.
Ein Strom-Befehlssignal (BEFEHL), das von dem, vom Benutzer wählbaren, gewünschten Strom hergeleitet wird, wird über einen Widerstand 821 (1 kOhm), einen Widerstand 818 (499 kOhm) und einen Kondensator 819 (0,01 Mikro F) einem Puffer 817 zugeführt. Der Ausgang des Puffers 817 wird (zusätzlich zu einem Transistor 810) zu einem Summationsverstärker (summing op amp) 816 über einen Widerstand 815 (200 kOhm) geliefert. Ein Rückkopplungswiderstand (feedback resistor) 814 (200 kOhm) ist auch vorgesehen. Der Summationsverstärker 816 empfängt auch das Warmstart-Signal (der Ausgang des Transistors 810) über einen Widerstand 811 (200 kOhm) und einen Schalter 823 (wie weiter unterhalb beschrieben wird, werden auch die Abfall und Senken-Signale (droop and dig signals) dem Summationsverstärker 816 über den Schalter 823 geliefert). Der Schalter 823 wird verwendet, um die Warmstart- und Senken-Eigenschaften ein- und auszuschalten, und empfängt, auf einem Steuerungseingang, einen SENKE/HS-Befehl über einen Schmitt-Trigger 822.
Der Ausgang des Operationsverstärkers 816 ist ein Signal, welches mit DIFF CMD bezeichnet wird, und wird an einen typischen Stromregler (nicht gezeigt) geliefert. Die Größe des DIFF CMD-Signals gibt den gewünschten Stromausgang an und wird in Kombination mit dem aktuellen Strom verwendet werden, um die Schaltzeit zu bestimmen.
Das Warmstart-Signal wird von einem I DETECT-Signal hergeleitet, welches angibt, ob ein Strom vorhanden ist. Wenn Strom vorhanden ist, so wird ein Signal an einen Schmitt-Trigger 805 über einen Widerstand 802 (20 kOhm) und einen Kondensator 803 (0,47 Mikro F) geliefert. Das Signal wird von dem Widerstand 802, dem Kondensator 803 und einem Widerstand 801 (267 kOhm), der auch an einer +15 Volt-Versorgung angeschlossen ist, zeitgesteuert. Der Ausgang des Schmitt-Triggers wird über eine Diode 806 und einen Widerstand 808 (20 kOhm) an einen Transistor 810 geliefert. Die Basis des Transisotrs 810 empfängt ein Strom-Befehlssignal (nach dem Puffern). Folglich liefert der Transistor 810 für eine Zeitdauer, welche durch die RC-Kombination bestimmt wird, einen Ausgang, der in Response zu dem gewählten Strom (BEFEHL) ist.
In der bevorzugten Ausführungsform ist das Warmstart-Signal gleich dem Strom-Befehlssignal. Während der Zeit, in welcher der Warmstart aktiv ist (welche durch den Widerstand 801 und den Kondensator 803 bestimmt wird), wird folglich das DIFF CMD-Signal durch den Transistor 810 erhöht, so dass es das Doppelte der Größe hat, welche dem Strom-Vorgabewert entspricht. Wie unterhalb beschrieben werden wird, wird während dem Warmstart der maximale Senkenstrom auch bei dem Operationsverstärker 816 summiert werden.
Nachdem der Warmstart zeitlich abgelaufen ist (und DIFF CMD nicht mehr länger das Doppelte des Benutzer-Vorgabewertes ist) erhöht ein Senken-Signal das DIFF CMD-Signal in Response zu der Ausgangs-Spannung, welche bis unterhalb von einem vorbestimmten Grenzwert abfällt. In der bevorzugten Ausführungsform liegt der Grenzwert bei 19,5 Volt und der absolute, maximale Senkenstrom (der zusätzliche Strom) liegt bei ungefähr 170 Ampere. Die Steigung des Senkenstroms ist allgemein linear, und reicht von 0 Ampere beim Einsetzen (at cut in) (19,5 Volt) bis zu 167 Ampere bei 0 Volt.
Das Senken-Signal wird allgemein von einem Operationsverstärker 842 über den Schalter 823 zu dem Summationsverstärker 816 geliefert. Der Operationsverstärker 842 empfängt ein Signal, welches dem 19,5 Volt Senken-Grenzwert entspricht, an seinem nichtinvertierenden Eingang. Das Signal, welches den 19,5 Volt entspricht, wird von einer +15 Volt-Versorgung, einem Widerstand 844 (22,1 kOhm), einem Widerstand 842 (2,67 kOhm) und einem Kondensator 841 (0,1 Mikro F) hergeleitet.
Ein Spannungs-Rückkopplungssignal ist an dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 842 über einen Widerstand 845 (16,2 kOhm) angeschlossen. Das Spannungs-Rückkopplungssignal kann von den Ausgangs-Kontaktstiften auf eine wohlbekannte Art erhalten werden. Ein Rückkopplungswiderstand 854 (100 kOhm) sorgt für die geeignete Verstärkung, um die Steigung des Senkenstromes (904 in 9) zu erzeugen. Ein Kondensator 853 (0,01 Mikro F) ist auch vorgesehen.
Der Ausgang des Operationsverstärkers 842 wird über eine Zener-Diode 847 (4,7 V) und ein Paar von Widerständen 832 (10 kOhm) und 830 (4,75 kOhm) an den Schalter 823 und den Summationsverstärker 816 gegeben. Die Zener-Diode 847 blockiert das Senken-Signal, wenn die Ausgangs-Spannung größer als 19,5 Volt ist. Folglich beinhaltet der Ausgang des Summationsverstärkers 816 nach dem Warmstart den gewünschten Strom plus einen Senkenstrom, wenn die Ausgangsspannung geringer als 19,5 Volt ist.
Die maximale Größe des Senkenstroms kann durch den Benutzer auf weniger als den absoluten Maximalwert mit einem Potentiometer an der Vorderwand des Schweißgerätes begrenzt werden. Der Ausgang des Potentiometers ist ein SENKE/IND-(DIG/IND) Signal und wird über Widerstände 826 (20 kOhm) und 825 (1 kOhm) einem Operationsverstärker 827 zugeführt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 827 klemmt (clamps) das Senken-Signal über eine Diode 882 fest. Folglich, wenn das SENKE/IND-Signal den maximalen Senkenstrom, der geliefert wird, begrenzt.
Während dem Warmstart wird das Senken-Signal auch dem Summationsverstärker 816 geliefert. Jedoch wird die, vom Benutzer wählbare, maximale Senke übersteuert (overriden), und die absolute, maximale Senke wird geliefert, um zu helfen, den Schweißprozess zu starten. Die Übersteuerung ist der Ausgang des Schmitt-Triggers 805 (welcher bei high (hoch) für die Dauer des Warmstarts verbleibt). Während der Warmstart aktiviert ist, hält der Ausgang des Schmitt-Triggers 805 den Eingang des Operationsverstärkers 827 auf und stellt folglich die absolute maximale Senke während dem Warmstart bereit. Wie ersehen werden kann, werden alle Benutzer während einem Warmstart den doppelten Wert des Stromes, der in der Strom-Auswahl angegeben wird, erzielen. Zusätzlich wird, wenn die Ausgangs-Spannung unterhalb von 19,5 Volt fällt, was einen Berührungsstart (touch start) angibt, der maximale Senkenstrom geliefert werden.
Der abfallende Bereich (droop portion) der V-A-Ausgangs-Kurve (902 in 9) wird auch durch den Operationsverstärker 842 geliefert. Wenn die Ausgangs-Spannung 19,5 Volt übersteigt, wird der Ausgang des Operationsverstärkers 842 negativ. Die Zener-Diode 847 blockiert das Signal, was den Konstant-Strom-Abschnitt (903 der 9) der Ausgangs-Kurve erzeugt. Wenn jedoch das Spannungs-Rückkopplungssignal groß genug wird (ungefähr 30 Lichtbogen-Volt (arc volts)), bricht die Zener-Diode durch, und der negative Ausgang des Operationsverstärkers 842 wird von dem Operationsverstärker 816 summiert. Folglich wird das DIFF CMD-Signal verringert (weniger Strom wird gefordert) und der Abfall (droop) wird geliefert. In dem abfallenden Bereich (droop range) werden ein Widerstand 852 (100 kOhm) und eine Diode 851 als ein Teil der Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers 842 verwendet. Ein Schalter 850 kann verwendet werden, um den Widerstand 852 kurzzuschließen, und so folglich die abfallende Eigenschaft unwirksam zu machen.
Wenn der Benutzer einen niedrigen Ausgangs-Strom (zum Beispiel unterhalb von 45 Ampere) wählt, ist es wünschenswert, den abfallenden Bereich ganz wegzulassen, und auch für intermediäre Ströme kann es wünschenswert sein, den abfallenden Bereich zu begrenzen. Ein Operationsverstärker 83S bestimmt den minimalen, vom Benutzer gewählten Strom, für den ein abfallender Bereich vorgesehen wird. Insbesondere empfängt der Operationsverstärker 835 ein CMD BUFF-Signal (der Ausgang des Operationsverstärkers 817 über einen Widerstand 838 (5,1 kOhm). Es wird eine DC Vorspannung von –15 V über einen Widerstand 837 (68,1 kOhm) geliefert. Es sind ein Rückkopplungswiderstand 834 (10 kOhm) und eine 3 Volt Zener-Diode 833 vorgesehen. Dieser Widerstand bestimmt, ob ein abfallender Bereich vorgesehen ist, bei gegebenem, vom Benutzer gewählten Strom, ebenso wie den maximalen Abfall, und die Zener-Diode 833 begrenzt auch den maximalen Abfall.
Die bevorzugte Ausführungsform liefert keinen abfallenden Bereich für vom Benutzer gewählte Ströme von weniger als 45 Ampere, einen Abfall bis auf 45 Ampere herab für vom Benutzer gewählte Ströme zwischen 45 und 90 Ampere, einen Abfall bis herunter auf die Hälfte des vom Benutzer gewählten Stromes für vom Benutzer gewählte Ströme zwischen 90 und 106 Ampere, und eine maximalen Abfall von 53 Ampere für vom Benutzer gewählte Ströme, die größer als 106 Ampere sind.
Folglich bietet die Steuerung V-A-Ausgangs-Kurven, welche eine, sich anpassende Warmstart-Eigenschaft, einen Konstant-Strom-Abschnitt, eine Senke und einen abfallenden Bereich beinhalten.
Die schaltbare Energiequelle, die oberhalb beschrieben wurde, kann alternativ in einer Induktions-Heizanwendung verwendet werden.

Claims

Vorrichtung zum Steuern des Ausgangs einer schaltbaren Stromversorgung (switchable power supply), wobei die Stromversorgung einen Reihen-Resonanzkonverter (series resonant converter) aufweist, wobei der Konverter eine Eingangs-Hauptleitung (input bus) hat und eine Last versorgt, die mit seinen Ausgangs-Anschlüssen (output terminals) verbunden ist, und mindestens einen Schalter und mindestens einen Kondensator, welcher durch den Schalter geladen wird, aufweist, so dass Energie von der Eingangs-Hauptleitung zu dem Kondensator, wenn der Schalter in Ein-Stellung ist, und von dem Kondensator zu der Ausgangs-Last, wenn der Schalter in Aus-Stellung ist, übertragen wird, die Einrichtung beinhaltend eine Schalterstrom-Messschaltung (switch current sense circuit) (116), die mit dem Resonanzkonverter (100), mit einer Zeitsteuerschaltung (timing circuit) (120) und mit einer Gate-Steuer-Logikschaltung (gate drive logic circuit) (132) verbunden ist, wobei die Gate-Steuer-Logikschaltung (132) Mittel zum Steuern der Schalter des Resonanzkonverters (100) aufweist, wenn sie ein Steuersignal (drive signal) (276) von der Schalterstrom-Messschaltung (116) erhält; wobei die Schalterstrom-Messschaltung (116) Mittel zum Feststellen eines Konverterstrom-Nulldurchgangs (converter current zero crossing) beinhaltet, um einen Überstromschutz des Resonanzkonverters bereitzustellen und um ein Steuersignal (276) an die Gate-Steuer-Logikschaltung (132) auszugeben; eine Laststrom-Rückkopplungsschaltung (load current feedback circuit) (128), die mit der Last (102) verbunden ist und Mittel zum Steuern des Ausgangs-Stromes des Resonanzkonverters beinhaltet; und eine Kondensatorspannungs-Messschaltung (capacitor voltage sense circuit) (124) mit Mitteln zum Feststellen der Kondensatorspannung und zum Verhindern, dass die Spitzen-Kondensatorspannung einen vorbestimmten Grenzwert übersteigt; dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatorspannungs-Messschaltung (124) Mittel beinhaltet zum Messen der Kondensatorspannung bei einem Strom-Nulldurchgang des Konverters und zum Feststellen, wenn eine Kondensatorspannung durch Abführen unterhalb eines vorbestimmten Niveaus abgenommen hat, was verhindern wird, dass die Spitzenspannung des Kondensators einen vorbestimmten Grenzwert übersteigt, wenn er in einem nächsten Zyklus des Konverters geladen wird, und auch Mittel zum Liefern eines Einschalt-Ermöglichungs-Signals (switching on enable signal) (126) an die Zeitsteuerschaltung (120) beinhaltet; und dass die Zeitsteuerschaltung (120) auch mit der Kondensatorspannungs-Messschaltung (124) und mit der Last-Rückkopplungsschaltung (128) verbunden ist, und Mittel beinhaltet zum Liefern eines Gate-Steuersignals (gate drive signal) (114) an die Schalterstrom-Messschaltung (116), wenn das Einschalt-Ermöglichungs-Signal (126) von der Kondensatorspannungs-Messschaltung (124) empfangen wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Laststrom-Rückkopplungsschaltung (128) eine Differenz zwischen einem gewünschten und einem tatsächlichen Laststrom bestimmt und ein Signal an die Zeitsteuerschaltung (120) liefert, welches kennzeichnend für die Differenz ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Kondensatorspannungs-Messschaltung (124) im Weiteren Mittel zum Bestimmen der Spannung, die dem Kondensator in einem Zyklus von der Eingangs-Hauptleitung zugeführt wird; und Mittel aufweist zum Bestimmen einer Kondensatorspannung, welche nötig ist, dass sie in einem Zyklus abgeführt wird, um zu verhindern, dass die Spitzenspannung des Kondensators einen vorbestimmten Grenzwert übersteigt, und zum Liefern des Einschalt-Ermöglichungs-Signals (126) nur, nachdem die nötige Spannung von dem Kondensator abgeführt worden ist.
Vorrichtung gemäß irgendeinem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Kondensatorspannungs-Messschaltung (124) Mittel zum Messen eines Stromes in dem Konverter; und Mittel zum Wählen einer Kondensatorspannung, oberhalb welcher der mindestens eine Schalter nicht gezündet werden kann, aufweist, wobei empirische Daten für eine Vielzahl von Spitzen-Kondensatorspannungen und eine Vielzahl von Konverterströmen verwendet werden.
Schweiß-Stromversorgung, welche die Vorrichtung zum Steuern gemäß irgendeinem der vorangehenden Ansprüche beinhaltet.
Induktions-Heizungs-Stromversorgung (induction heating power supply), welche die Vorrichtung zum Steuern gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5 beinhaltet.