CN1024440C

CN1024440C - 截止控制直流变换器

Info

Publication number: CN1024440C
Application number: CN 90105590
Authority: CN
Inventors: 卢骥; 卢伟白
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1990-11-10
Filing date: 1990-11-10
Publication date: 1994-05-04
Anticipated expiration: 2005-11-10
Also published as: CN1061497A

Abstract

截止控制直流变换器是一种借助半导体功率开关将直流输入变换为另一种电压或电流下直流功率输出的电源变换装置，实行截止时间与峰值电流的瞬时控制。在其电流外特性区，则是一个无振荡超调的高速反应的且不受电源电压波动影响的可控电流源；在其电压外特性区，则又是一个频响快稳压性能良好的可控电压源。其输出性能能良好地满足以电流特性为主要工作特征的用电负载诸如电焊接负载的需求，还特别适于多台并联以构成10千瓦级以上的大功率装置。

Description

本发明涉及一种开关动作式电源变换设备，进一步是指一种借助半导体功率开关将直流输入功率变换为另一种电压或电流下直流输出的截止控制直流变换器，包括带变压器的正激型直流功率变换主电路、半导体功率开关驱动电路、电流传感器及控制电源。半导体功率开关可以是功率晶体管、功率场效管、可关断晶闸管、绝缘门极双极晶体管及带强制关断设施的晶闸管等中的任何一种。

现有的开关动作式直流变换器，如日刊《电子技术》1989年3月号“开关电源专集”及日刊《电气计算》1990年2月号藤原纪六著文“溶接イソバ

タ使用する

”（焊接逆变器的应用）所载，都是以控制输出电压为基本出发点而采用了定频脉宽调制（PWM）技术，其实质是提供一个可控电压源，而其控制固有特性不能良好地满足以电流特性为主要工作特征的用电负载的需求。

本发明的目的，是提供一种以控制输出电流为基本出发点的截止控制直流变换器，既可作可控电流源用，又可作可控电压源用，特别是能良好地满足以电流特性为主要工作特征的用电负载的需求。

本发明是以如下方式完成的：输出外特性的控制分为电流特性区控制及电压特性区控制，设有控制电路。电流特性区的下电流特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其所流过的电流I上升到I^＊ _PA值时使半导体功率开关截止，经过截止时间t^＊ _BA后再使其导通;电流特性区的上电流特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其所流过的电流I上升到I^＊ _PB值时使半导体功率开关截止，经过截止时间t^＊ _EB后再使其导通。电压特性区的控制则有两种不同的方式。一种方式为，电压特性区的前电压特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其所流过的电流I上升到I^＊ _PC时使半导体功率开关截止，经过截止时间t^＊ _EB后再使其导通;电压特性区的后电压特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其所流过的电流I上升到I^＊ _PC值时使半导体功率开关截止，经过截止时间t^＊ _EC后再使其导通。另一种方式为，电压特性区的前电压特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其所流过的电流I上升到I^＊ _PC值时使半导体功率开关截止，经过截止时间t^＊ _EC后再使其导通;电压特性区的后电压特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其所流过的电流I上升到I^＊ _PC值时使半导体功率开关截止，经过截止时间t_EA或t^＊ _EB（二者交替使用）后再使其导通。

与现有技术相比，本发明的优点是：

（1）在输出外特性的电流特性区，由于采用了瞬值电流控制，输出电流能在无振荡超调情况下高速地跟踪电流指令值的急剧变化，其电流大小不受输入电源电压及负载上电压变化的影响，而成为一个颇为理想的可控电流源;

（2）在输出外特性的电压特性区，由于采用了误差电压控制一个电流源的措施，从而提了频率的响应，改善了稳压性能;

（3）由于对半导体功率开关的峰值电流实行了确切的逐个控制，使得整个直流变换器中各个器件不必设计有较大的裕量就能保证工作可靠，同时使制造成本降低;

（4）由于对应每一个输出电压值，都有一个确定的电流回差，从而消除了分谐波振荡现象;

（5）由于当主电路中变压器的磁化电流增大时，会自动地使相应的半导体功率开关的导通时间减少，从而有效地抑制了变压器的偏磁现象;

（6）输出外特性的形状构成，十分灵活，可以多种多样，如陡降式与减流式，也能方便地构成恒流加外拖式、缓降式以及L形等外特性;

（7）能输出频率及占空比均可自由改变的矩形电流脉冲波形，也能方便地输出三角波或梯形波电流时间波形，还可以用以控制输出电流的升降速率，即实现所谓“电子电抗器”的功能;

（8）由于具备了准确和快速的电流控制特性，使得多台直流变换器在输出侧并联运行的组成十分简单而且均流可靠。这样可采用标准单元积木式结构的方法来组成从小功率到大功率不同容量档次的系列产品，既降低了生产成本，又能灵活地适应市场多变的需求，另外还使单元分卸携带式超轻便产品的制造成为现实。

下面结合附图对本发明进一步详细说明。

图1为电路方框图;

图2为工作原理说明图;

图3为截止时间电路结构原理图;

图4为第一、第二及第三实施例的电路结构原理图;

图5为第四、第五及第六实施例的电路结构原理图;

图6为第七、第八及第九实施例的电路结构原理图;

图7为第十实施例的电路结构原理图;

图8为本发明应用的其它带变压器的正激型直流功率变换主电路图。

参见图1，CC为控制电源，ZF包括带变压器的正激型直流功率变换主电路、半导体功率开关驱动电路及检测流经半导体功率开关电流用的电流传感器，截止时间电路SE则与电流指令电路SI一起组成控制电路，SE可以是SE₁或SE₂或SE₃等不同电路结构中的一个，SI可以是SI₁或SI₂或SI₃等不同电路结构中的一个，Q_L为用电负载，C_L为Q_L上所并联电容。V⁺与V^-分别为控制电源输出的对公共地的正电压与负电压，K₁I₀为电流指令值，K₁I为ZF中电流传感器的输出信号，V₂为ZF输出端口XY上的电压，G₁与G₂为SE输往ZF中半导体功率开关驱动电路的驱动信号，V_S为电压信号并仅在SE为SE₂时采用，SE的V₂信号输入仅在SE为SE₁或SE₂时采用。CS₂为检测输出电流用的电流传感器（分流器电阻或霍尔直流电流传感器），CS₂及其输往SE的K₂I₂信号仅在SE为SE₃时采用。

参见图2，图2a为ZF的电路原理结构图，GS₁～GS₄为半导体功率开关驱动电路，用以接受G₁～G₂驱动信号使相应的半导体功率开关导通或截止;CS₁电流传感器（交流电流互感器或霍尔交流电流传感器）用以检测流经半导体功率开关的电流，其变换常数为K₁，CS₁的输出经过电流传感器附件FD全波整流后得到输出为K₁I;图2a的其余部分则构成带变压器的正激型直流功率变换主电路，此处为全桥式，它由进线滤波电感L₀、进线滤波电容C₀、半导体功率开关S₁～S₄、抑制过电压用二极管D₁～D₄、初级绕组匝数为N₁及次级绕组匝数为N₂×2（中点抽头式）的变压器T₁、输出整流二极管D₅～D₆及输出电感L₂所组成，其输出端口用X及Y标记。V₁为直流输入电源电压，V₂为输出端口上的输出电压，V_S为电压信号，I为流经半导体功率开关即流经变压器初级绕组的电流，L₂为输出电流。图中绕组端“·”符号为绕组的极性标记。半导体功率开关驱动电路为现有技术，如对于功率晶体管可参见《国外电力电子技术》1989年第4期载“采用UAA4002构成的开关晶体管最佳基极驱动和保护电路”一文，又如对于功率场效管，可参见《国外电力电子技术》1989年第1期载“开关型功率MOSFET的高速驱动器”一文等等。

为了说明方便，采用I＝（N₂/N₁）I₂、V＝（N₁/N₂）V₂及L＝（N₁/N₂）²L₂诸式将变压器次级参数转化到初级侧。图2b为电流I的波形图，当S₁及S₃（或S₂及S₄）导通时（如图中阴影面积所示），I由谷值电流I_r上升到峰值电流I_P，其导通时间为t_G;当S₁及S₃（或S₂及S₄）截止时，I由I_P下降到I_r，其截止时间为t_E。现命电流回差为△I＝（I_P-I_r）/2（即在t_E时间内，电流I变化了2△I）、均值电流I_O＝（I_P+I_r）/2及工作频率为f，则由电路基本理论（可参见人民邮电出版社1985年出版《晶体管开关稳压电源》一书）可得：

I_P＝I₀+△I＝I_r+2△I （1）式;

t_E= (2LΔIN₂)/(N₁V₂) （2）式;

t_G= (2LΔI)/(V₁-V) （3）式;

f= 1/(2(tE+t_G)) （4）式。

现以“＊”标记代表设定值，如I^＊ _P为I_P之设定值，△I^＊为△I电流回差之设定值，I₀为I₀之设定值，余此类推;又将K₁I^＊ _P、K₁I^＊ _O、及K₁△I^＊分别记作峰值电流指令值、电流指令值及电流回差指令值（K₁为CS₁电流传感器的变换常数），则

I^＊ _P＝I^＊ _O+△I^＊或K₁I_p＝K₁I^＊ _O+K₁△I^＊（5）式;

I^＊ _PA＝I^＊ _OA+△I^＊或K₁I^＊ _PA＝K₁I^＊ _OA+K₁△I^＊（6）式;

I^＊ _PB＝I^＊ _OB+△I^＊或K₁I^＊ _PB＝K₁I^＊ _OB+K₁△I^＊（7）式;

I^＊ _PC＝I^＊ _OC+△I^＊或K₁I^＊ _PC＝K₁I^＊ _OC+K₁△I^＊（8）式。

K₁I^＊ _OA、K₁I^＊ _OB、K₁I^＊ _OC分别为下电流特性区段、上电流特性区段及电压特性区的电流指令值，并总的用K₁I^＊ _O代表。K₁I^＊ _PA、K₁I^＊ _PB、K₁I^＊ _PC分别为下电流特性区段、上电流特性区段及电压特性区的峰值电流指令值，并总的用K₁I^＊ _P代表。I^＊ _OA、I^＊ _OB、I^＊ _OC分别为下电流特性区段、上电流特性区段及电压特性区均值电流设定值。并总的用I_O代表。I^＊ _PA、I^＊ _PB、I_PC分别为下电流特性区段、上电流特性区段及电压特性区的峰值电流设定值，并总的用I^＊ _P代表。同时命

t^* _E= (2LΔI^*N₂)/(N₁V_2b) =k (ΔI^*)/(V_2b) （9）式;

t^* _EB= (2LΔI^*N₂)/(N₁V₂) =K (ΔI^*)/(V₂) （10）式;

k= (2LN₂)/(N₁) （11）式;

t^＊ _EC＝t^＊ _EB修正值（12）式。

上列式中，V₂为输出端口XY上的电压，V_2b为下电流特性区段与上电流特性区段交界点的输出端口电压值，与其相对应值V_b＝（N₁/N₂）V_2b，V_2b取值为V₂的额定最高电压V₂（与其相对应值V_c＝（N₁/N₂）V_2c）的5%～30%。

在电流特性区的下电流特性区段，V_2b＞V₂≥0和V_b＞V≥0，使K₁I^＊ _P＝K₁I^＊ _PA＝K₁I（即I^＊ _PA＝I）和t_B＝t^＊ _EA，由（1）式、（6）式、（2）式和（9）式，可得出I_O＝I^＊ _OA+（1-V₂/V_2b）△I^＊，因而当V₂＝0（V＝0）时，I₀＝I^＊ _OA+△I^＊＝I^＊ _PA。在电流特性区的上电流特性区段，V_2c＞V₂＞V_2b和V_c＞V＞V_b，使K₁I^＊ _P＝K₁I^＊ _PB＝K₁I（即I^＊ _PB＝I）和t_E＝t^＊ _EB，由（1）式、（7）式，（2）式和（10）式，可得出I_O＝I^＊ _OB及△I＝△I_＊。在电压特性区的前电压特性区段，V₂＝V_2c和V＝V_c，此区段中输出电流连续，为了将V₂稳定在V_2c值上，采用输出电压调节器自动地对电流指令值K₁I^＊ _OB进行修正的方法，并将经过修正后的电流指令值记为K₁I^＊ _OC，在此区段内使K₁I^＊ _P＝K₁I^＊ _PC＝K₁I（即I^＊ _PC＝I）和t_E＝t^＊ _EB。在电压特性区的后电压特性区段，V₂＝V_2c和V＝V_c，此区段中输出电流断续，和前电压特性区段一样，将为了稳定V₂电压而经过输出电压调节器对K₁I^＊ _OB进行修正后的电流指令值记为K₁I^＊ _OC，在此区段内使K₁I^＊ _P＝K₁I^＊ _PC＝K₁I（即I^＊ _PC＝I）和t_E＝t^＊ _EC＝t^＊ _EB修正值，t^＊ _EB修正值是以K₁△I^＊-K₁I^＊ _OC的差值（在电流断续情况下，此差值为正）为因素对t_EB进行向增大方向修正，以使工作频率不会有过多的上升。

作为一个例子，如使K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _OB＝K₁I^＊ ₀₁，其输出外特性形状则如图2c中所示，在图2c中，ab为电流特性区的下电流特性区段，bc为电流特性区的上电流特性区段，cd为电压特性区的前电压特性区段，de为电压特性区的后电压特性区段，而I^＊ _P1＝I^＊ ₀₁+△I^＊。显然改变I^＊ ₀₁值和电压特性区的输出电压调节器内的比较电压值就可获得不同的输出外特性，图2c中用点划线所示的就是一个例子。

参见图3，在图3a中，将图中A与E相联，在此情况下截止时间电路SE为SE₁，其特点是K₁△I^＊为常值，SE₁由电阻r₁₈～r₄₁、电容C₁₅、二极管d₁₅～d₁₉、晶体管BG₁₅～BG₁₈、电位计 WR₁₅、D触发器IC2～IC3（如CD4013型）、运算放大器IC4～IC7（如TL084型）、与门IC10～IC12（如CD4081型）及比较器IC8～IC9（如LM339型）所组成。其工作过程如下：由电流指令电路输来的K₁I^＊ _O（K₁I^＊ _OA或K₁I^＊ _OB或K₁I^＊ _OC）信号在以IC7为核心组成的同相加法器中与电位计WR₁₅所设定的K₁△I^＊信号相加后，得到IC7的输出为K₁I^＊ _P（K₁I^＊ _PA或K₁I^＊ _PB或K₁I^＊ _PC），再在IC9中与图2a来的K₁I信号相比较，值半导体功率开关导通期间，K₁I上升到等于K₁I^＊ _P时（即I＝I^＊ _P），IC9输出为“1”（采用正逻辑，以下皆同），使IC2置位，IC2- Q为“0”，使得IC10～IC12的输出G₁、G₂及G驱动信号均为“0”，因而图2a中的S₁及S₃（或S₂及S₄）截止，与此同时IC2-Q为“1”，使得作为分相器用途的IC3翻转，其输出封锁IC10或IC11的其中之一个，而为G₁与G₂为“1”时的信号（使S₁及S₃或S₂及S₄的导通信号）彼此相距180电度建立了条件。单一驱动信号G在此处并不使用，而是作为标准通用电路，为单端单管式与单端双管式的正激型直流功率变换主电路而准备的。至于截止时间的产生则分成三种不同情况。第一情况是在输出外特性的下电流特性区段，选取 (r₁₉v⁺)/(r₁₈+r₁₉) = (r₁₉v⁺)/(r₁₇+r₁₆) ，二极管d₁₅及d₁₈构成最大值输出电路，在此情况下d₁₅导通，其输出经过以IC4为核心组成的反相加法器后得到IC4的输出为 (r₁₉v⁺)/(r₁₈+r₁₉) （即 (r₁₉v⁺)/(r₁₇+r₁₆) ）此处执行与二极管d₁₇上电压降相加是为了补偿d₁₅（或d₁₈）上的压降所带来的误差。在半导体功率开关截止期间，IC2-Q为“1”，晶体管BG₁₅截止，电容量为C₁₅的电容器C₁₅得以从零开始进行充电，IC₅的输出随时间t线性上升即是 (r₁₇+v_2bc₁₅)/((r₁₇+r₁₆)r₂₄) t，当上升到WR₁₅的设定电压K₁△I^＊时，IC8动作，其输出“1”使IC2复位，IC2-＊为“1”使半导体功率开关导通，得出截止时间 ((r₁₇+r₁₆)r₂₄k₁ΔI^*)/(r₁₇v_2bc₁₅) ，选取参数使 ((r₁₇+r₁₆)r₂₄)/(r₁₇c₁₅) ，则得如（9）式的表达形式。同时IC2-Q为“0”使得BG₁₈导通，C₁₅放电，而为下一次动作作好准备。第二种情况是在输出外特性的上电流特性区段及前电压特性区段，此时二极管d₁₈导通，参照上述工作过程，得出此情况下截止时间为t^Δ _EB=k (ΔI^*)/(Vz) ，即是（10）式的表达形式。第三种情况是在后电压特性区段，此时K₁△I^＊-K₁I^＊ _O＞0（K₁I^＊ _O＝K₁I^＊ _OC），使得实行减法运算的IC6的输出为正并随K₁I₀的减少而加大，BG₁₅随之进入放大状态而使d₁₈的输出逐渐减少，即是用（K₁△I^＊-K₁I^＊ _OC）信号对t_EB实行修正，此情况下截止时间t^＊ _EC＝t^＊ _EB修正值，如（12）式所示。

在图3a中将A与E断开而将A与F连通，在此情况下截止时间电路SE为SE₂，其特点是K₁△I^＊与直流输入电源电压V₁成正比，用在V₁大幅度变化（例如波动+20%-30%）的场合，以抑制V₁变化对工作频率所带来的影响（见（2）式与（3）式）。SE₂由电阻r₁₆～r₄₂、电容c₁₅～c₁₈、二极管d_16～20、晶体管BG15～BG₁₈、电位计WR₁₅、D触发器IC2～IC3（如CD4013型）、运算放大器IC4～IC7（如TL084型）、与门IC10～IC12（如CD4081型）及比较器IC8～IC9（如LM339型）所组成。SE₂与SE₁不同之处，在于引入图2a来的电压信号V_S，V_S为呈幅度为（N₂/N₁）V₁的脉冲波群，线路选取电容C16的放电时间常数使其远大于其充电时间常数，结果使得C₁₆上电压与V₁成正比因而K₁△I^＊也与V₁成正比。

参见图3b，此情况下截止时间电路SE为SE₃，其特点是K₁△I^＊为常值，SE₃由电阻r₈₅～r₁₀₀、电容C₈₅～C₈₆、电位计WR₈₅、二极管d₈₅～d₈₆、时基电路IC85（如ICM7555型）、比较器IC86～IC87（如LM339型）、运算放大器IC88～IC89（如TL082型）、与非门IC90～IC91（如CD4011型）、D触发器IC92（如CD4013型）及与门IC93～IC95（如CD4018型）所组成。其工作过程是：由电流指令电路输来的K₁I^＊ ₀（K₁I^＊ _OA或K₁I^＊ _OB或K₁I^＊ _OC）信号一方面在以IC88为核心组成的加法器中与电位计WR₈₅所设定的K₁△I^＊信号相加后得到K₁I^＊ _P输出，再送往IC86中去和K₁I信号进行比较;另一方面又在以IC89为核心组成的减法器中与K₁△I^＊信号相减后得到（K₁I^＊ _O-K₁△I^＊）输出，再送往IC87中去和K₂I₂信号进行比较。为了将K₂I₂信号归化到变压器初级侧，选取图1中CS₂电流传感器的变换常数K₂＝（N₂/N₁）K₁（因而K₂I₂＝K₁I）。IC85为一常用的“555”时基电路，当IC85-3为“1”时使半导体功率开关导通，为“0”时使其截止，其输出通过IC90～IC95而形成G₁、G₂与G驱动信号的工作过程则与图3a中的IC3与IC10～IC12的工作过程相类同。至于截止时间的形成则分成三种不同情况。第一情况是在输出外特性的下电流特性区段（K₁I^＊ _O＝K₁I^＊ _OA及V_2b＞V₂＞0），值半导体功率开关导通期间，IC85处于置位状态，IC85-3为“1”，C₈₅充电到（V⁺-V_a）电压，其中V_a为二极管d₈₅压降，当K₁I上升到K₁I^＊ _P时，（即I＝I^＊ _PA）IC86的输出变“1”，作用到IC85-6上使IC85复位，IC85-3变“0”，半导体功率开关截止，IC86输出回“0”，同时C₈₅经r₁₀₀放电，当C₈₅上的电压降至V⁺/3时，IC85又被置位，得截止时间为C₈₅r₁₀₀ln3（1-），选择C₈₅电容值及r₁₀₀电阻值使此截止时间等于K即是t^＊ _EA。第二种情况是在输出外特性的上电流特性区段及前电压特性区段当K₂I^＊ ₂＝K₁I^＊由半导体功率开关截止时的初始值K₁I^＊ _P＝K₁I^＊ _O+K₁△I^＊）下降到（K₁I^＊ _O-K₁△I^＊）值时，（K₁I^＊ _O在上电流特性区段为K₁I^＊ _OB，在前电压特性区段为K₁I^＊ _OC），这个时间即是t^＊ _EB。在K₂I₂下降到（K₁I^＊ _O-K₁△I^＊）时，IC87输出变“0”，二极管d₈₆导通，使C₈₅迅速放电，IC85提前置位（由于t_EB＜t_EA），半导体功率开关导通，得截止时间为t_EB。还可回过头来看出在下电流特性区段，由于此时t^＊ _EA＜t^＊ _EB，还未等到IC87输出变“0”，C₈₅上电压已放电下降到V⁺/3，就将IC85置位了。第三种情况是在后电压特性区段（K₁I^＊ _OC＝K₁I^＊ _O及V_2c＝V₂），半导体功率开关在K₁I＝K₁I_PC时截止，但此时输出电流在交替断续与连续工况下工作，这和以前提到的不同，这是本电路的工作特点所带来的。若电流开始时工作在断续工况，则（K₁I^＊ _O-K₁△I^＊）＜0，由于K₂I₂不能为负，故IC87的输出始终为“1”，而使得截止时间为t^＊ _EA，但t^＊ _EA比所需的要长，因此输出电压下跌，在电流指令器中输出电压调节器的作用下（后面将加说明），迫使K₁I^＊ _O增加，电路进入电流连续工况，这时（K₁I_O-K₁△I^＊）≥0，使得截止时间为t_EB，但t^＊ _EB比所需的要短，导至输出电压上升，之后又在输出电压调节器的作用下，迫使K₁I^＊ _O下降，电路又回到电流断续工况，截止时间为t^＊ _EA，如此t^＊ _EA和t^＊ _EB交替使用，将输出电压V₂保持在V_2c上。

参见图4，电流指令电路SI为SI₁，其特点是K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _OB＝K₁I^＊ _O1。在图4a中将SI₁与SE₁截止时间电路进行组合并按图1进行外部接线即构成第一实施例;类此将SI₁与SE₂进行组合即构成第二实施例;将SI₁与SE₃进行组合即构成第三实施例。在图4b中，SI₁由电阻r₁～r₁₀、电位计WR₁～WR₂、电容C₁～C₂、二极管d₁、稳压管W₁及运算放大器IC13（如TL082型）所组成。其工作过程是：在下电流特性区段及上电流特性区段内，由于输出电压V₂小于其设定值（由W₁及WR₂所确定），因此IC13输出为高电压，d₁被阻塞，此时电路的输出由WR₁所设定，即K₁I^＊ _O＝K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _OB＝K₁I^＊ _O1;在前电压特性区段及后电压特性区段内，为了保持V₂稳定，IC13及其外围器件作为一个输出电压调节器进行工作以对电流指令值K₁I^＊ _OB进行修正，此时其输出变低，d₁中开始有电流流通，使得电路的输出K₁I^＊ _O＝K₁I^＊ _OC。这种控制下的输出外特性如图2C所示，即所谓的陡降特性。

参见图5，电流指令电路SI为SI₂，其特点是K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _O2，K₁I^＊ _OB为以输出电压V₂为自变量的函数发生器所产生，即在下电流特性区段与上电流特性区段的交界点处K₁I^＊ _OB＝K₁I^＊ _O2，然后随着V₂的上升而线性地增长，至上电流特性区段与电压特性区的交界点处K₁I^＊ _OB＝K₁I^＊ _O3。在图5a中将SI₂与SE₁截止时间电路进行组合并按图1进行外部接线即构成第四实施例;类此将SI₂与SE₂进行组合即构成第五实施例，将SI₂与SE₃进行组合即构成第六实施例。在图5b中，SI₂由电阻r₅₀～r₆₆、电位计WR₅₀、电容C₅₀～C₅₂、二极管d₅₀～d₅₂、稳压管W₅₀及运算放大器IC14～IC15（如TL082型）所组成。图5c为这种控制下的输出外特性，即所谓减流式。其工作过程是：二极管d₅₀与d₅₁构成最大值输出电路，在ab下电流特性区段（V_b＞V≥0），选择线路参数使得d₅₁截止而d₅₀导通，经过以IC₁₅为核心组成的同相放大器放大后得到电路输出为K₁I^＊ _O＝K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ ₀₂，而I^＊ _P2＝I^＊ ₀₂+△I^＊;在bc上电流特性区段（V_c＞V＞V_b），选择线路参数使得d₅₁导通而d₅₀截止，此时电路的输出K₁I^＊ _O＝K₁I^＊ _OB将由b点的起始值K₁I₀₂而随着V＝（N₁/N₂）V₂的上升线性地增长，至C点时达到K₁I^＊ ₀₃值而在电压特性区cde内IC14的工作情况则与图4b中SI₁的IC13工作情况相同。图5b中的IC15与其外围器件在实质上是一个以V₂为自变量的函数发生器。类此当采用不同形式的函数器即可获得种种不同的输出外特性，诸如恒流加外拖外特性、缓降外特性以及L形外特性等等。

参见图6，电流指令电路SI为SI₃，其特点是K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _OB且为以时间t为自变量的函数发生器所产生，即在一个周期的一段时间内使K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _OB＝K₁I^＊ _O4，随后在同一周期的剩余时间内使K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _OB＝K₁I^＊ _O5，如此作周期性往复。在图6a中，将SI₃与SE₁截止时间电路进行组合并按图1进行外部接线即构成第七实施例;类此将SI₃与SE₂进行组合即构成第八实施例，将SI₃与SE₃进行组合即构成第九实施例。在图6b中，SI₃由电阻r₇₀～r₈₁、电容C₇₀～C₇₃、可调电容C₇₄、二极管d₇₀～d₇₃、稳压管W₇₀、电位计WR₇₀～WR₇₂、开关SW、运算放大器IC16（如TL082型）及时基电路IC17（如ICM7555型）所组成。其工作过程是：当SW断开时，IC17及其外围器件构成一个常用的方波振荡器，其占空比可籍电位计WR₇₁进行调节，其振荡频率可籍可调电容C₇₄进行调节。在输出外特性的电流特性区，当IC17-3为“1”时，d₇₀被阻断，这时电路输出K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _OB＝K₁I^＊ _O4;当IC17-3为“0”时，d₇₀导通，这时电路输出K₁I^＊ _OA＝K₁I^＊ _OB＝K₁I^＊ _O5，如此得到如图6c所示的矩形脉冲电流波形。在输出外特性的电压特性区，将开关SW闭合，IC17停振，此时IC16的工作情况和图4b中SI₁电流指令电路的IC13工作情况相同。显然采用不同形式的时间函数发生器即可获得种种不同的输出电流时间波形，如三角波、梯形波等等，也可以控制电流升降速率，即实现所谓“电子电抗器”功能。

参见图7，这是在图1的基础上实现两台直流变换器在输出侧并联运行而构成第十实施例，两台公用一个电流指令电路SI（SI₁或SI₂或SI₃）和一个控制电源CC，两台各自有在线路结构上彼此相同的截止时间电路SE，SE可同为SE₁或SE₂或SE₃，另两台各自有在线路结构上彼此相同的带变压器的正激型直流功率变换主电路、半导体功率开关驱动电路及电流传感器的ZF。仿此并联方法还可以组成三台或更多台数直流变换器在输出侧并联运行。

参见图8，该图列举了除开图2a以外的其他带变压器的正激型直流功率变换主电路，（包括电流传感器及半导体功率开关驱动电路在内），图8a为半桥式;图8b为中点抽头式;图8c为单端单管式，其中T₁变压器的第三绕组N₃级整流器D₁是供变压器铁心退磁之用;图8d为单端双管式。此外图8b-8d中的CS₁电流传感器采用分流器电阻或霍尔直流电流传感器，在图8c-图8d中只使用单一驱动信号G。附注：K₁与附图中K₁同义，K₂与附图中K₂同义。

Claims

1、一种借助半导体功率开关将直流输入功率变换为另一种电压或电流下直流输出的截止控制直流变换器的控制方法，包括带变压器的正激型直流功率变换主电路、半导体功率开关驱动电路、电流传感器及控制电源，其特征在于，输出外特性的控制分为电流特性区控制及电压特性区控制，设有控制电路；电流特性区的下电流特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其所流过电流(Ⅰ)上升到下电流特性区段峰值电流设定值(Ⅰ^＊ _PA)时使半导体功率开关截止，经过下电流特性区段截止时间(t^＊ _EA)后再使其导通；电流特性区的上电流特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其流过的电流(Ⅰ)上升到上电流特性区段峰值电流设定值(Ⅰ^＊ _PB)时使半导体功率开关截止，经过上电流特性区段截止时间(t^＊ _EB)后再使其导通。

2、如权利要求1所述的直流变换器的控制方法，其特征在于，电压特性区的前电压特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其所流过电流（I）上升到电压特性区峰值电流设定值（I^＊ _PC）时使半导体功率开关截止，经过上电流特性区段截止时间（t^＊ _EB）后再使其导通;电压特性区的后电压特性区段的控制是，在半导体功率开关导通期间，当其所流过电流（I）上升到电压特性区峰值电流设定值（I^＊ _PC）时使半导体功率开关截止，经过上电流特性区段截止时间修正值（t^＊ _EC）时间后再使其导通。