CN1086615A - 适用于任意负载之模件化并联式功率因数校正方法及装置 - Google Patents

Abstract

适用于任意负载之模件化并联式功因校正方法 及装置，以主控制板之控制装置产生与电源电压同相 之参考正弦波，参考正弦波在不必探测负载电流的情 况下，透过电压反馈控制回路控制其振幅大小适与负 载成比例。各个副功率板之输入电流检测器随时探 测电源电流波形，使电源电流透过电流反馈控制回路 随时以负反馈方式与参考正弦波作比较。比较的差 值信号用作脉宽调制之根据，随时机动地控制副功率 板之储能槽的储能、放能及时间，藉以产生功因调整 电流修正电源电流的波形。

Description

本发明涉及一种新的功率因数校正方法及装置，而尤指一种适用于任意负载之模件化泛用并联式功率因数校正方法及装置。其最显著之特色系在于能无视于负载特性及负载大小的影响，而对任意负载进行功因之改善。

一般的电力负载不论是家庭用的、办公室用的或是工业用的，其功率因素（POWER    FACTOR）通常都远低于1。造成电力公司在发电、输电和配电上浪费了不少设备。尤其近代电气用品、仪器设备，其输入端多为整流器，所汲取的电流皆是峰值系数（CREST    FACTOR）很高，谐波成分很大的脉波。这类负载，不但浪费了电力设备，更污染了电源（噪音倒灌的关系），降低了电力的品质。

因此，全世界的科学家、工程师、电力公司和政府，逐渐达成了一个共识：如何将每一种负载的功率因素提升，以便提高电力系统（发电、输电和配电）的设备利用率，及能节约能源、提升电力品质与减少噪音污染。

通常称这种“提高负载之功率因素，（使尽量接近于一）”的作法为“功率因素校正法（POWER    FACTOR    CORRECTION）”，简称“功因校正（PFC）”。

而目前常见的PFC技术，概有无源式（PASSIVE）和有源式（ACTIVE）两大类。其中，无源式PFC，通常用于线性负载。负载如为感性，则因其电流落后于电压，乃用具有使电流趋前的功能的容性电路作功因校正。反之，负载如为容性，则用感性电路作功因校正。

有源式PFC，为比较新的技术，通常用于整流性负载。利用类似于有源滤波器同样的技巧，强迫整流性负载汲取和电源电压同样波形的电流，而不是原来的脉波电流，因而改进了功率因素。这类功因校正器，通常是针对输入端为“开关式电源”（SWI    TCHI    NG    POWER    SUPPLY）之仪器、设备而设计的，市面上已有专用集成电路出现，如UNI    TRODE公司之UC    3854，MICROLINEAR公司之ML    4812，SIEMENS公司之TDA    4814，以及TOSHIBA公司之TA    8310……等等。

而至目前为止，常用的PFC技术，不论其采用的是无源式或有源式，都有以下的共同缺点-只适用于专属的负载，亦即容性PFC电路只能用于感性负载，感性PFC电路只能用于容性负载，而有源式PFC    IC则只能用于整流性负载。因此，常用的PFC技术，在作“功因校正”的时候，必须先完全且充分的了解负载的特性（感性、容性或是整流性？功率因素是多少？峰值系数是多少？）以及功率大小（多少VA？），才能着手设计。因此，

1.设计工作须视负载之特性和大小而定，困难且繁复。

2.技术不能泛用。

3.PFC集成电路IC之噪音免疫力极低。

4.PFC集成电路IC无法适用于大容量的场合。

5.产品设计时即须将PFC设计进去，对现存既有的产品，则无能为力。

6.对某一用户而言，必须其所用的负载全数-做好PFC，才能符合电力公司或政府对PFC的要求。

据上所述，显知，若欲完全解决上述1-6项关于目前PFC技术所面对的困难及缺点，则必需设计一种完全可以适用于任意负载（即无视于负载特性、大小）之新功率因素校正方法，始能积极而有效地改善各种用电场合的功率因素。

鉴于“发明背景”之所述，本发明人乃针对此而进行研究、设计，并在多次的测试、更正之后，本发明的目的是提供一种适用于任意负载之模件化泛用并联式功率因素校正方法及实施这种方法的装置。为使审查员易于了解本发明方法，兹配合附图来加以说明。

图1    系为本发明之简图。

图2    系为本发明之电路系统图。

图3    系为本发明之自控回路图。

图4    系为本发明在并联组态下之实施例图。

图5    系为本发明对-RL负载作功因调整之波形比较图。

图6    系为本发明对-RC负载作功因调整之波形比较图。

图7    系为本发明对一整流性负载作功因调整之波形比较图。

附图中，标号10表示主控制板，20表示直流电源产生装置，30表示控制装置，31表示直流参考电压产生器，32表示误差放大器，33表示D/A转换器，34表示相位检测器，35表示变压器，36表示处理控制器（CPU）37表示存储器，38表示低通滤波器，39表示电压反馈控制器，40表示三角波产生器，Q1-Q4表示开关晶体管，C1表示滤波电容，C2表示储能电容，CT表示电流互感器，50表示继电器激励器，60电源电流检测器，61表示低通滤波器，62表示误差放大器，63表示电流反馈控制器，70表示储能槽控制装置，71表示比较器，72表示静寂时间产生器，73表示栅极驱动器，80表示储能槽，81、82表示继电器开关，83表示扼流圈，D表示整流器，90表示副功率板。

请参阅图1，其中，方块A系指交流电源、方块B系指任意负载（任意特性、任意大小之负载）、方块C则指本发明装置（其详细内容系如图2所示，而主要包括一个主控制板10及若干个副功率板90，其中，副功率板90上设计一个直接与负载并联的储能槽）。为使原本受负载影响而与负载电流I    load相等之电源电流I    i变成与电源电压Vi同相、且振幅能随负载大小而变化之正弦波电流，以改进系统的功率因素，本发明乃提供了一个功因调整电流I    pfc（请参考图1），来修正电源电流I    i的波形，藉以强迫电源电流I    i与电源电压Vi同相、且振幅大小正好与负载大小相称。而功因调整电流Ipfc是如何产生？其又如何具有修正电源电流Ii之能力？

首先，本发明系先以一种相位检测器而自输入端点a、b上取得一个与电源电压Vi同步之信号，并使一中央处理器（CPU）能根据此一同步信号来执行正弦波制造程序，以产生一个与电源电压Vi同相之单位正弦波（lsin    wt）。而这个单位正弦波的振幅则将由一个电压反馈控制回路以负反馈的方式来控制其大小（其详细工作情形容后说明），以使这个单位正弦波能变成一个相位与电源电压Vi相同、振幅大小可随负载大小变化之参考正弦波。这个参考正弦波即作为电源电流Ii的调整目标。在另一方面、本发明又藉着一种电流检测器（如电流互感器CT），而随时监视、探测电源电流Ii的波形及大小，并将所探测到的Ii信号透过一个电流反馈控制回路，而以负反馈方式随时将Ii送至一个电流反馈控制器，以随时与前述之参考正弦波作比较。此一比较的差值信号将不断地被作为脉宽调制（PWM）的根据，以得到一个控制脉波来控制一个由电感、电容及切换开关所构成之储能槽（类似升压（BOOST）电路）的储能、释能操作。这个储能槽本身并不消耗能量，而只是使能量适时地往返于负载及电容、电感之间，简单地说，它是一个能量吞吐的装置。而在储能槽储能及释能的切换操作下，本发明即因而产生一个功因调整电流I    pfc，藉以随时修正电源电流Ii的波形。同时并因为Ii是以负反馈的方式而经由电流反馈控制回路不断地接受功因调整电流I    pfc的修正，因此，到最后它一定会相等于前述之参考正弦波。换句话说，对前面所提及电流反馈控制回路而言，电源电流是受控变量，而参考正弦波则是参考变量。反馈控制的目的就是要电源电流追踪（TRACK）参考正弦波。而电源电流一直追踪参考正弦波的结果，将令电源电流的波形一定与电源电压Vi同相、且振幅大小正好与负载需求相当，因此，即达到本发明对任意负载作功因校正之目的。值得注意的是、本发明只针对电源电流Ii做修正调整而已，至于负载电流I    load则仍是维持原状（落后、超前或其它……等等）。换句话说，本发明只是以能量吞吐的方式来调整电源电流Ii，而负载电流I    load对它而言则只是一种噪音而已。

上面曾提及参考正弦波的振幅可随负载大小而变动，这是因为负载变化时电源电流就要随之变化，以使电源所提供的能量能符合负载的需求。而参考正弦波又是电源电流的调整目标，因此，其振幅就要能随负载而变化了。但是，它要如何来随负载变动呢？上面曾提及它是由一个电压反馈控制回路来控制的。而这个电压反馈控制回路的参考变量是一个由直流参考电压产生器所产生之直流参考电位，而受控变量则是一个取自于储能槽电容上的电压信号。这个电压信号是以负载反馈方式而经由电压反馈控制回路，来与前述之直流参考电位作比较，比较的差值信号则用来与前段述及之单位正弦波相乘，以决定参考正弦波的振幅。于是，当负载变大而需要比较大的负载电流I    load时，由于储能槽的切换开关尚未反应过来，I    pfc尚未变化，因此I    i会变大（请参看图1节点a上I    i、I    pfc与I    load三者的关系）。I    i变大时，经由电流反馈控制回路而使I    pfc变小（请参考图2及3），注意，这时候I    pfc开始变化了。而I    pfc变小时，就会使得储能槽电容犹如放电一般，电容电压就开始下降。于是，电压反馈控制回路的受控变量因而开始下降。这个下降量负反馈至直流参考电位（参考变量）与之作比较后，将使比较的差值变大（因为负反馈的关系），于是，参考正弦波的振幅就变大了。由于参考正弦波的变大正好可以支持前述电源电流必需变大之要求，最后，电源电流一定又与参考正弦波相等了。至于当负载减少而需要比较小的负载电流I    load时，其原理与前述相仿，不再赘述。

综合上述，可知本发明方法系主要先产生一个与电源电压同相，且振幅可随负载大小而变动之参考正弦波，作为修正电源电流波形之依据。同时以负载方式随时获取电源电流与参考正弦波的差值信号，并根据此一差值信号而以脉宽调制的方式，随时机动地控制，调整与负载并联之储态槽，促使其做适当的储能或放能的动作，藉以产生一个功因调整电流来修正电源电流的波形，而强迫电源电流变成与前述参考正弦波完全相等的电流波形。如此，就使电源电流变成与电源电压同相，且大小满足负载需求之正弦波电流，而达到其对任意负载作功因校正之目的，乃为其特征所在。

据上所述，显见，本发明方法最主要的特色系在于可适用于任何特性的负载，不管负载电流是超前、落后或是任何奇异的波形，本发明方法总是会以随时机动吸收或释放能量的方式，强迫电源电流追踪（TRACK）同相于电源电压的参考正弦波，而变成与电源电压同相的正弦波。再者，在负载增加或减少时，本发明方法总能根据储能槽电容上的电压变化（注意，储能槽是直接与负载并联的），而适时地调整参考正弦波的大小，因而使得追踪于该参考正弦波的电源电流也能适时地调整其大小，以满足负载之所需。如此，本发明方法乃能适用于任意负载，而无需考虑负载特性及大小，其广泛之实用性诚足以取代目前任何PFC，而为本发明方法之主要诉求目的。

接着，继续以图2、3、4来详细说明本发明之具体内容，及其如何以实际的装置来实现上述之发明方法……。

请参阅图2，系为本发明装置之电路系统，其主要包括一个由直流电源产生装置20、控制装置30、三角波产生器40及继电器激励器50所组成之主控制板10，以及若干个各由输入电流检测器60、储能槽控制装置70、储能槽80所组成之副功率板90。其中，

主控制板10之组成如下：

直流电源产生装置20，系为一种振铃扼流圈式电源转换器（RCC    CIR    CUIT），其主要透过整流器D及滤波电容C1而自电源与负载之间的传输线上取得直流输入，以转换为提供本发明各部分所需之直流电。且其输入侧系适与储能槽80之储能电容C2并联，正好可由之取出与DC汇流排电压V    o-dc成比例之反馈信号V    BUS    FB至控制装置30;

控制装置30，系主要以一个直流参考电压产生器31来产生一个直流参考电位V    ref-dc，并使该直流参考电位V    ref-dc与在直流电源产生装置20输入侧上之DC汇流排电压V    o-dc的反馈信号V    BUS    FB在电压反馈控制器39内作信号处理及比较。比较的结果即由误差放大器32按比例放大成波幅控制电位I    m（纯量）而输出至一个可兼作为乘法器使用之D/A转换器33。而另一方面，该控制装置30又藉着相位检测器34配合一个变压器35而自电源与负载间的传输线路上取得电源电压之同步信号，以输入一个中央处理器36，使中央处理器36能依据此同步信号而执行存储器37内之正弦波制造程序，以产生一个同相于电源电压之单位正弦波I    unit（＝lsin    wt），而输入前述之D/A转换器33。该单位正弦波I    unit及波幅控制电位I    m经由D/A转换器33的相乘后，使得D/A转换器33输出一个波幅由波幅控制电位I    m控制，且相位同步于电源电压之参考正弦波I    ref。该参考正弦波I    ref再经低通滤波器38的滤波、整形之后，即以一个标准的正弦波形式而自控制装置30输出至副功率板90之电流反馈控制器63;

三角波产生器40，系主要产生高频三角波以供输给储能槽控制装置70，而提供脉宽调制（PWM）之用;

继电器激励器50，系受中央处理器36所控制，其主要能在本发明的装置启动时，先等待直流电源产生器20及控制装置30工作正常之后，并等到储能槽80之储能电容C2及滤波电容C1充电至相当电位之时，再依据中央控制器36的命令，发出控制信号使设在储能槽80前端之继电器开关81、82起作用，以避免所有的副功率板90受到过大之突入电流。

又，上述副功率板90之组成如下：

电源电流检测器60，系主要藉其电流互感器CT来探测电源电流Ii，并使所探测之Ii信号先经过低通滤波器61滤波，再以负反馈方式与由控制装置30产生之参考正弦波I    ref在电流反馈控制器63内做信号处理及比较。比较的结果经误差放大器62按比例放大成差值信号I    error而输入储能槽控制装置70的比较器71;

储能槽控制装置70，系能在上述之差值信号I    error输入至其比较器71时，藉着三角波产生器40所送来的高频三角波，对差值信号I    error作脉宽调制（PWM），以使比较器71输出相对于差值信号I    error的控制脉波。该控制脉波再经由静寂时间产生器72（DEAD-TIME    GENERATOR）及栅极驱动器73的处理之后，即输出至储能槽80，以控制储能槽80之开关晶体管Q1-Q4的通断动作。其中，静寂时间产生器72系用以避免同一行之开关晶体管同时导通而烧毁，而栅极驱动器73，则是这些开关晶体管之栅极驱动回路;

储能槽80，系为一种升压电路（BOOST），乃主要由四个连接成桥状之开关晶体管Q1、Q2、Q3及Q4组成控制能量流出流入之电子开关，而以扼流圈83及储能电容C2为其升压及储能装置。其中，该四个开关晶体管Q1、Q2、Q3及Q4的栅极系均接至储能槽控制装置70之栅极驱动器73的输出端，而接受该储能槽控制装置70的控制;

诸如上述所组成之本发明装置，乃能藉其控制装置30而产生一个同相于电源电压Vi之参考正弦波I    ref，且同时能藉其电源电流检测器60而随时检测电源电流Ii的波形，以使电源电流Ii随时能以负反馈方式与参考正弦波I    ref作比较。然后，再以其两者比较产生的差值信号I    error作为PWM的根据，而使储能槽控制装置70得以透过PWM的方式来控制储能槽80之开关晶体管Q1-Q4的通断动作，而令储能槽80适时充电储能或适时放电释能。于是，在储能槽80的储能、释能的动作切换下，即在储能槽80的输入侧产生一个功因调整电流I    pfc。由于I    pfc系随时随电源电流I    i的波形变化而作机动性的调整，以随时修正电源电流Ii的波形，因此而使电源电流Ii可在随时机动调整的情况下，能够被调整，修正成同相于电源电压Vi的正弦波形，而不再是落后，超前或非正弦波了。其中，要注意的是，功因调整电流I    pfc是储能槽80与负载之间的能量往返结果，也就是能量吞吐的结果。而能量往返时机的控制则受控于储能槽控制装置70所输出的控制脉波以及储能槽80的储能状态。

从另一方面来讲，我们更可藉着自动控制的观念来进一步了解本发明。请参阅图3，系上述本发明装置的自控回路图，而为一种由电流反馈控制回路及电压反馈控制回路所组成之二环控制回路。其中，当上述之参考正弦波I    ref自控制装置30的低通滤波器38进入副功率板90的电流反馈控制器63后，即进入系统的电流反馈控制回路。由于该反馈的受控变量即是电源电流Ii，而其参考变量即是I    ref，这使得电源电流Ii能够以负反馈方式不断地追踪（TRACK）参考变量I    ref（即参考正弦波）。而由于参考变量I是被设计成相位与电源电压Vi相同，波幅大小可随负载而变化之正弦波，因而电源电流Ii在整个回路稳定时，势必相同于参考变量I    ref而与电源电压Vi同相，且大小又能完成符合负载的需求。其中，该电流反馈控制回路必需具备响应快，频宽大的特性，以便使电源电流Ii能够即时追踪参考正弦波I    ref。又此一电源反馈控制回路的零分贝交越频率必需低于开关晶体管Q1-Q4之切换频率的十分之一，以免切换频率之噪音出现地受控变量（Ii）上。

注意，对电流反馈控制回路而言，它是将负载电流I    load当做是后级噪音。一般而言，负反馈可以抑制后级噪音。此即是本发明之所以能够无视于I    load的波形变化，而始终维持电源电流Ii为同相于电源电压Vi之正弦波而能适用于任意性质之负载的主要原因。

至于参考正弦波I    ref的振幅如何随负载之大小而调整呢？上面曾提及是以波幅控制电位Im来控制的。而这个波幅控制电位Im事实上就是电压反馈控制回路的反馈结果。因此，欲明白参考正弦波I    ref的振幅如何变化，则必须透过电压反馈控制回路来说明了：

首先，图3中系指出，功因调整电流I    pfc的任何变化均将影响着储能电容C2上的电压，亦即是影响着在直流电源产生器20输入侧之DC荡流排电压V    o-dc以及与该V    o-dc成比例之反馈信号V    BUS    FB（因为C2并联于直流电源产生器20的输入侧）。于是，当负载变大而需要比较大的负载电流（I    load）时，由于储能槽80的开关晶体管Q1-Q4尚未反应过来，I    pfc尚未变化，因此电源电流Ii会变大（请注意图中Ii、I    pfc与I    load三者的关系）。Ii变大时，经由电流反馈控制回路而使I    pfc变小或变负时，就会使得储能槽80的储能电容C2犹如放电一般，电容电压就开始下降，而使得在直流电源产生器20输入侧之DC汇流排电压V    o-dc亦随之同步下降。于是，前述之反馈信号V    BUS    FB也开始下降。这个下降量负反馈至电压反馈控制器39与直流参考电位V    ref-dc（参考变量）作比较后，使比较的差值变大，也就是波幅控制电位I    m变大了。于是，参考正弦波I    ref的振幅就变大。而由于电源电流Ii系经由电流反馈控制回路来控制其必需追踪参考正弦波I    ref的波形，所以，最后电源电流Ii一定又与参考正弦波I    ref相等，而正好证明前述Ii必会变大的说法。另当负载变小而需要比较小的负载电流时，其动作原理与前述相仿，不再赘述。因此，即使负载大小有变化，亦不会影响本发明对功率因素的调整，而始终能合电源提供适当的能量给负载。同样的道理，即使负载有大有小，本发明均能自动针对该负载的大小而调整I    ref（也就是Ii）的大小，而使电源所提供的能量正好能与负载所消耗的能量相当。

而前段述及之电压反馈控制回路，在设计时应注意其响应不可太快，以免在直流电源产生器20输入侧的DC汇流排电压V    o-dc之变化反应到参考正弦波I    ref及电源电流Ii的波形上。尤其由于此V    o-dc具有两倍于电源频率之脉动波（因为全波整流的关系），因此，其零分贝交越频率须定为两倍电源频率的十分之一，以避免脉动波出现到Ii上。另外为了使V    o-dc得到良好的稳压，则此电压反馈控制回路的直流增益应予适度的提高。因此，回路内必须含有一个类似于比例一积分控制器之装置。

接着，请参阅图4。由于本发明装置之副功率板90系作成模件化，而可以如图所示般地直接并联多个副功率板90而共用一个主控制板10。当然，这是视需求而来决定要关联多少个副功率板90（关联愈多表示整个装置之储能槽的能量吞吐量愈大，而可以适用于更大的用电场合）。必要时本发明装置也可以多并联几组副功率板90作为备用，以在原副功率板损坏时，仍可由备用副功率板来继续工作（因为它们是并联关系），如此，即可提高整个系统的平均故障间隔时间MTBF（Mean    Time    Between    Failure）及可靠性。

1.本发明对RL负载所作的功因校正之实例，此负载为1    KVA/800W、功率因数PF＝0.8、R＝9.68欧姆、L＝19.26mH。请参阅图5（a）、其中，Vi为电源电压、Ii为电源电流、I    load为负载电流（滞后）、I    pfc为功因调整电流、V    o-dc为在直流电源产生器20输入侧之DC汇流排电压（亦即储能电容C2上之电压）。为方便观察比较起见，特将前述波形予以重叠（除V    O-DC外），如图5（b）所示。

由图5的观察中，可以看出尽管Iload落后于Vi，但经过I    pfc的校正后，Ii是一个完全和Vi同相的正弦波。注意Ii所提供的能量与I    load所消耗的能量是完全相等的，可是Ii却有比较小的峰值。这正是PFC的好处之一：可以提高电力系统的设备利用率。

2.本发明对RC负载所作功因校正之实例，此负载为1    KVA/800W、PF＝0.8、R＝9.68欧姆、C＝265.31uF。请参阅图6（a）、其中，Vi为电源电压、Ii为电源电流、I    load为负载电流（超前）、I    pfc为功因调整电流、V    o-dc为在直流电源产生器20输入侧之DC汇流排电压（亦即储能电容C2上之电压）。为方便观察比较起见，特将前述诸波形予以重叠（除Vo-dc外），如图6（b）所示。

观察图6，其结果与第1项中所述的结果相仿，不再赘述。

3.本发明对整性负载所作功因校正之实例，此整流性负载系为一种“电容输入”（CAPACITOR-INPUT）之全波整流器（电容C＝2000uF、而电阻R＝25欧姆与该电容并联）。请参阅图7（a），其中，Vi为电源电压，Ii为电源电流、I    load为负载电流、I    pfc为功因调整电流、Vo-dc为在直流电源产生器20输入侧的DC汇流排电压（亦即储能电容C2上之电压）。为方便观察比较起见，特将前述诸波形以重叠（除Vo-dc外），如图7（b）所示。

由图7的观察中，可以看出尽管负载所抽取的是峰值系数约为2.8的脉波，但经过I    pfc的校正后，Ii仍是一个同相于Vi的正弦波电流。注意，I    load的波形有很大的谐波成分，而Ii则无。这又是PFC的另一个好处-减少噪音对电流的污染。当然，Ii的峰值也很明显的远低于I    load的峰值，显见其对电力系统设备利用率的提高效果是与前两例一样的（当然Ii所提供的能量仍然是与I    load所消消耗的能量相等）。

综合上述，显见，上面所举之本发明装置确能依照本发明之方法而执行之，使能无视于负载特性及大小而对负载作有效的功因校正。其不但是PFC技术的最新突破，且为一首先创作而能广泛适用于各种需求之新发明。敦请匀局详为审查，复冀早日准予发明专利，实感德便。

Claims (10)

1、一种适用于任意负载之模件化并联式功率因素校正方法，其特征在于包含下列步骤：

(a)取得与电源电压同步之信号，作为中央处理器(CPU)执行正弦波制造程序之依据，以产生一个与电源电压同相之单位正弦波；

(b)取得一个可随负载大小变化之波幅控制电位(直流电位)，使之与(a)中之单位正弦波相乘，而产生一个与电源电压同相，且振幅可随负载大小而变化之参考正弦波，以做为修正电源电流波形之目标；

(c)随时探测电源电流的波形变化及大小，使之与(b)中之参考正弦波做比较，以取得一差值信号；

(d)对(c)中之差值信号进行脉宽调制，以取得一控制脉波；

(e)依据(d)中之控制脉波来控制直接与负载并联之储能槽的切换开关，促使此储能槽做适当的储能或放能的操作，产生一个功因调整电流来随时修正电源电流的波形，而强迫电源电流变成与前述参考正弦波完全相等的电流波形。

2、如权利要求1所述功率因数校正方法，其特征在于其中的步骤（a）系透过相位检测方式而自电源与负载间之传输线上取得电源电压之同步信号。

3、如权利要求1所述之功率因数校正方法，其特征在于，其中的步骤（b）系透过一个电压反馈控制回路来达成，其中回路之受控变量系为一个与储能槽储能电容之电压成比例的负反馈信号，使之与此回路之参考变量（一个直流参考电压）做比较，以获得可随负载大小而变化之波幅控制电位。

4、如权利要求1所述功率因数校正方法，其特征在于，其中的步骤（c）系透过一个电流反馈控制回路来达成，其中，回路之受控变量系为可随时藉由电流互感器检测其波形变化及大小之电源电流，而参考变数则为（b）中之参考正弦波，且该受控变量系以负反馈方式不断地与参考变量做比较，以获得一差值信号，而为步骤（e）中之功因调整电流的产生根据。

5、如权利要求1所述之功率因数校正方法，其特征在于其步骤（e）中之储能槽，必需为一个可以直接与负载并联之升压电路（BOOST），且其输入侧需为一可控之双向电子开关。

6、一种适用于任意负载之模组化并联式功率因数校正装置，其特征在于，包括一个主控制板，及若干个同时与该主控板配合之副功率板，其中，主控制板系主要在输出上述之参考正弦波至各副功率板，而副功率板则主要在随时探测电源电流之波形变化及大小，并使之与所接收之参考正弦波作比较，作为储能槽的控制依据。

7、如权利要求6所述之功率因数校正装置，其特征在于，其主控制板系包括：直流电源产生装置，系为一种振铃扼流圈式电源转换器，其主要透过整流器及滤波电容而得以自电源与负载之间的传输线上取得直流输入电源，以转换为提供本发明各部分所需之直流电源，且其输入侧系与储能槽之储能电容并联，正好可由之取出与DC汇流排电压成比例之反馈信号至控制装置;

控制装置，系主要以一个直流参考电压产生器来产生一个直流参考电位，并使该直流参考电位与在直流电源产生装置输入侧上之汇流排电压的反馈信号在电压反馈控制器内作信号处理及比较，比较的结果即由误差放大器比例放大成波幅控制电位（纯量）而输出至一个可兼作为乘法器使用之D/A转换器;而另一方面，该控制装置又藉着相位检测器配合一个变压器而自电源与负载间的传输线路上取得电源电压之同步信号，以输入一个中央处理器，使该中央处理器得以依据此同步信号而执行存储器内之正弦波制造程序，而产生一个同相于电源电压之单位正弦波，以输入前述之D/A转换器，该单位正弦波及波幅控制电位经由D/A转换器的相乘操作后，使得D/A转换器输出一个波幅由波幅控制位准控制，且相位同步于电源电压之参考正弦波，该参考正弦波再经低通滤波器的滤波，整形之后，即以一个标准的正弦波形状而自该控制装置输出至副功率板之电流反馈控制器;

三角波产生器，系主要在产生高频三角波以供输予储能槽控制装置，而提供脉宽调制之用;

继电器激励器，系受中央处理器所控制，其主要能在本功率因数校正装置启动时，先等待直流电源产生器及控制装置工作正常之后，并等到储能槽之储能电容及滤波电容充电至相当位准之时，再依据中央处理器的命令，发出控制信号使设在储能槽前端之继电器开关起作用，避免所有的副功率板受到过大之突入电流。

8、如权利要求6所述之功率因数校正装置，其特征在于，其副功率板系包括：

电源电流检测器，系主要藉其电流互感器来探测电源电流，并使所探测之信号先经过低通滤波器滤波，再以负反馈方式与由控制装置产生之参考正弦波在电流反馈控制器内做信号处理及比较，比较的结果经误差放大器按比例放大成差值信号而输入储能槽控制装置的比较器;

储能槽控制装置，系能在上述之差值信号输入至其比较器时，藉着三角波产生器所送来的高频三角波，对差值信号作脉宽调制，以使比较器输出相对于差值信号的控制脉波，该控制脉波再经由静寂时间产生器及栅极驱动器的处理之后，即输出至储能槽，以控制储能槽之开关晶体管的通断动作;

储能槽，系受控于储能槽控制装置之栅极驱动器，而为一种升压电路（BOOST），乃主要以由四个连接成桥状之开关晶体管作为控制能量流出流入之电子开关，而以扼流圈及储能电容为其升压及储能装置。

9、如权利要求6或8所述之功率因数校正装置，其特征在于其副功率板系做成模组化，而可视需要以直接和负载并联的方式增设，并统由同一主控制板控制。

10、如权利要求6或8所述之功率因数校正装置，其特征在于其副功率板亦可比负载之实际需求多并联几组做为备用，以提高系统的可靠性。

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