DE69717540T2

DE69717540T2 - Verstärker mit variabler Verstärkung und grossem Steuerbereich

Info

Publication number: DE69717540T2
Application number: DE69717540T
Authority: DE
Inventors: Shigeru Kagawa
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 1996-06-07
Filing date: 1997-06-05
Publication date: 2003-09-04
Anticipated expiration: 2017-06-06
Also published as: EP0812062A2; DE69717540D1; US5914637A; JP3058087B2; EP0812062A3; EP0812062B1; JPH09331221A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Bereich der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Verstärker mit variabler Verstärkung.

Beschreibung des Standes der Technik

Ein herkömmlicher Verstärker mit variabler Verstärkung enthält eine duale Differenzverstärkerschaltung zum Verstärken einer Eingangsspannung, um eine Ausgangsspannung mit einer Verstärkung in Übereinstimmung mit einer ersten und einer zweiten Steuerspannung zu erzeugen, und eine Steuerspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen der ersten und zweiten Steuerspannungen in Übereinstimmung mit einer Verstärkungssteuerspannung. Die Polarität einer Differenz zwischen der ersten und zweiten Steuerspannung wird verändert, wenn die Verstärkungssteuerspannung sich innerhalb eines Steuerbereichs befindet. Dies wird später detaillierter beschrieben werden.
Da die Verstärkungscharakteristik bei dem herkömmlichen Verstärker mit variabler Verstärkung einen Wendepunkt hinsichtlich der Verstärkungssteuerspannung hat, ist es allerdings schwierig, die Verstärkung durch die Verstärkungssteuerspannung zu steuern. Auch wird die Phase einer Ausgangsspannung an dem Wendepunkt invertiert. Dies verringert wesentlich einen Steuerbereich der Verstärkung durch die Verstärkungssteuerspannung.
Das Datenblatt HA-2547 der Harris Corp. 1990 beschreibt einen quadrant-analogen Multiplizierer mit einem Gilbert-Zell-Multiplizierer als einen Kern. Die JP 59 110211 zeigt eine Verstärkungssteuerschaltung, deren Verstärkung über einem weiten Bereich durch eine Spannung gesteuert wird. Die WO 93 26090 beschreibt einen Steuerverstärker mit konstantem Ruhelaststrom trotz sich verändernder Verstärkung.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Verstärker mit variabler Verstärkung durch eine Verstärkungssteuerspannung einfach zu steuern.
Eine andere Aufgabe ist es, einen Verstärker mit variabler Verstärkung bereitzustellen, der keine Phaseninversion einer Ausgangsspannung aufweist.
Bei einem Verstärker mit variabler Verstärkung nach der vorliegenden Erfindung, der eine duale Differenzverstärkerschaltung zum Verstärken einer Eingangsspannung zum Erzeugen einer Ausgangsspannung mit einer Verstärkung in Übereinstimmung mit ersten und zweiten Steuerspannungen und eine Steuerspannungserzeugungsschaltung zum Erzeugen der ersten und zweiten Steuerspannungen in Übereinstimmung mit einer Verstärkungssteuerspannung enthält, bleibt eine Polarität einer Differenz zwischen der ersten und der zweiten Steuerspannung unverändert, wenn die Verstärkungssteuerspannung sich innerhalb eines Steuerbereichs befindet. Somit wird kein Wendepunkt in den Verstärkungscharakteristiken erzeugt.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die vorliegende Erfindung wird durch die unten ausgeführte Beschreibung im Vergleich mit dem Stand der Technik unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen verständlicher werden, wobei:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm ist, das einen herkömmlichen Verstärker mit variabler Verstärkung zeigt;
Fig. 2 ein Graph ist, der die Verstärkungscharakteristiken des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 1 zeigt;
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein erstes Ausführungsbeispiel des Verstärkers mit variabler Verstärkung nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 4 ein Graph ist, der die Verstärkungscharakteristiken des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 3 zeigt;
Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein zweites Ausführungsbeispiel des Verstärkers mit variabler Verstärkung nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 6 ein Graph ist, der die Verstärkungscharakteristiken des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 5 zeigt;
Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein drittes Ausführungsbeispiel des Verstärkers mit variabler Verstärkung nach der vorliegenden Erfindung zeigt; und
Fig. 8 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein viertes Beispiel des Verstärkers mit variabler Verstärkung nach der vorliegenden Erfindung zeigt.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Vor der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele wird ein herkömmlicher Verstärker mit variabler Verstärkung unter Bezug auf die Fig. 1 und 2 erklärt werden.
In Fig. 1 wird ein erster Differenzverstärker durch zwei NPN-Transistoren. Q&sub1; und Q&sub2; mit einem gemeinsamen Emitter gebildet, der über eine Konstantstromquelle IS&sub1;, deren Strom I&sub1; beträgt, mit einem Masseanschluss GND verbunden ist. Eine Eingangswechselspannung Vin wird zwischen den Eingangsanschlüssen IN&sub1; und IN&sub2; angelegt, das heißt zwischen den Basen der Transistoren Q&sub1; und Q&sub2;.
Der erste Differenzverstärker verstärkt die Eingangsspannung Vin.
Auch ist ein zweiter Differenzverstärker durch zwei NPN-Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; mit einem gemeinsamen Emitter gebildet, der mit dem Kollektor des Transistors Q&sub1; verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q&sub3; ist mit einem Stromzufuhranschluss Vcc verbunden, während der Kollektor des Transistors Q&sub4; über einen Ausgabewiderstand R&sub0; mit dem Stromzufuhranschluss Vcc verbunden ist.
Ähnlich ist ein dritter Differenzverstärker durch zwei NPN-Transistoren Q&sub5; und Q&sub6; mit einem gemeinsamen Emitter gebildet, der mit dem Kollektor des Transistors Q&sub2; verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q&sub5; ist mit dem Stromzufuhranschluss Vcc verbunden, während der Kollektor des Transistors Q&sub6; über den Ausgabewiderstand R&sub0; mit dem Stromzufuhranschluss Vcc verbunden ist.
Der Ausgangswiderstand R&sub0; stellt eine Ausgangsspannung Vout an dem Ausgabeanschluss OUT bereit. In diesem Fall wird der Strom I&sub0;, der durch den Widerstand 1% fließt, durch einen negativen Phasenstrom I&submin;, der durch den Transistor Q&sub4; des zweiten Differenzverstärkers und den Transistor Q&sub1; des ersten Differenzverstärkers fließt, und einen positiven Phasenstrom I&sbplus; gebildet, der durch den Transistor Q&sub6; des dritten Differenzverstärkers und den Transistor Q&sub2; des ersten Differenzverstärkers fließt. Es ist zu beachten, dass der negative Phasenstrom I&submin; sich in der Gegenphase zu dem positiven Phasenstrom I&sbplus; befindet.
Auch empfangen die Basen der Transistoren Q&sub3; und Q&sub6; einen ersten Steuerstrom Vc1, während die Basen der Transistoren Q&sub4; und Q&sub5; einen zweiten Steuerstrom Vc2 empfangen. Die Steuerspannungen Vc1 und Vc2 werden durch eine Steuerspannungserzeugungsschaltung GEN erzeugt.
Die Steuerspannungserzeugungsschaltung GEN ist durch eine Konstantstromquelle VS&sub1; und einen Spannungsteiler gebildet, der durch zwei Widerstände R&sub1; und R&sub2; zwischen der Basis des Transistors Q&sub6; und einem Verstärkungssteueranschluss C gebildet ist, dessen Spannung Vc beträgt. Somit wird die Steuerspannung Vc1 durch die Konstantspannungsquelle VS&sub1; erzeugt, während die Steuerspannung Vc2 durch den Spannungsteiler (R&sub1;, R&sub2;) erzeugt wird. In diesem Fall gilt
Vc2 = Vc1 + (Vc - Vc1)·R&sub1;/(R&sub1; + R&sub2;) (1)
Je höher die Spannung Vc2 (Vc) ist, desto größer wird somit der negative Phasenstrom I&submin;. Je niedriger die Spannung Vc2 (Vc) ist, desto größer wird andererseits der positive Phasenstrom I&sbplus;.
Als Nächstes wird der Betrieb des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 1 detaillierter erklärt.
Wenn Vc > Vc1, das heißt Vc2 > Vc1 gilt, ist die Spannung an den Basen der Transistoren Q&sub3; und Q&sub6; höher als die Spannung an den Basen der Transistoren Q&sub4; und Q&sub5;. Daher ist der negative Phasenstrom I&submin; größer als der positive Phasenstrom I&sbplus;. Wenn in diesem Zustand der Verstärkungssteuerstrom Vc weiter erhöht wird, wird der Strom I&sub0; (= I&sbplus; + I&submin;) erhöht. Somit wird, wie in der Fig. 2 gezeigt, die Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 1 erhöht, sowie die Verstärkungssteuerspannung Vc erhöht wird.
Wenn Vc < Vc1, das heißt Vc2 < Vc1 gilt, ist andererseits die Spannung an den Basen der Transistoren Q&sub4; und Q&sub5; höher als die Spannung an den Basen der Transistoren Q&sub3; und Q&sub6;. Der positive Phasenstrom I&sbplus; ist daher größer als der negative Phasenstrom I&submin;. Wenn in diesem Zustand wiederum die Steuerspannung Vc weiter erniedrigt wird, wird der Strom I&sub0; (= I&sbplus; + I&submin;) erhöht. Somit wird, wie in Fig. 2 gezeigt, die Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 1 erhöht, wenn die Verstärkungssteuerspannung Vc erniedrigt wird.
Wenn Vc = Vc1, das heißt Vc2 = Vc1 gilt, ist zusätzlich die Spannung an den Basen der Transistoren Q&sub3; und Q&sub6; gleich der Spannung an den Basen der Transistoren Q&sub4; und Q&sub5;. Der negative Phasenstrom I&submin; wird daher gleich dem positiven Phasenstrom I&sbplus;. Da der negative Phasenstrom I&submin; sich in der Gegenphase zu dem positiven Phasenstrom I&sbplus; befindet, erhebt in diesem Fall der negative Phasenstrom I&submin; den positiven Phasenstrom I&sbplus; auf, so dass Strom I&sub0; nur einen gleichen Stromanteil enthält und minimal ist. Somit wird, wie in Fig. 2 gezeigt, die Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 1 minimal.
Da die Verstärkungscharakteristiken einen Wendepunkt bei dem Verstärker mit variabler Verstärkung von Fig. 1 haben, wie durch A in Fig. 2 angezeigt, ist es schwierig, die Verstärkung durch die Verstärkungssteuerspannung Vc zu steuern. Auch wird die Phase der Ausgangsspannung Vout an dem Wendepunkt A invertiert. Da nur eine Hälfte des nutzbaren Steuerbereichs genutzt wird, wird der Steuerbereich wesentlich verringert.
In Fig. 3, die ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, ist eine Steuerspannungserzeugungsschaltung GEN1 anstelle der Steuerspannungserzeugungsschaltung GEN vorgesehen. Die Steuerspannungserzeugungsschaltung GEN1 ist durch einen Differenzverstärker gebildet, der durch NPN-Transistoren Q&sub1;&sub1; und Q&sub1;&sub2; mit einem gemeinsamen Emitter gebildet wird, der mit einer Konstantstromquelle IS&sub2; verbunden ist, dessen Strom I&sub2; beträgt. Die Basis des Transistors Q&sub1;&sub1; ist mit einer Konstantstromquelle VS&sub2; verbunden, deren Spannung VR beträgt, und ein Spannungsteiler, der durch die Widerstände R&sub1;&sub1; und R&sub1;&sub2; gebildet wird, ist mit der Basis des Transistors Q&sub1;&sub1; und dem Verstärkungssteueranschluss C verbunden.
Auch ist ein Widerstand R&sub1;&sub3; mit dem Stromzufuhranschluss Vcc und dem Kollektor des Transistors Q&sub1;&sub1; verbunden, und die Widerstände R&sub1;&sub4; und R&sub1;&sub5; sind mit dem Stromzufuhranschluss Vcc und dem Kollektor des Transistors Q&sub1;&sub2; verbunden. Weiterhin ist ein Widerstand R&sub1;&sub6; mit den Kollektoren der Transistoren Q&sub1;&sub1; und Q&sub1;&sub2; verbunden. Hierbei wird angenommen
R&sub1;&sub3; = R&sub1;&sub4; (2)
R&sub1;&sub5; = R&sub1;&sub6; (3)
Als Nächstes wird der Betrieb des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 3 erklärt.
Wenn Vc = 0V (GND) gilt, dann ist die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub1; höher als die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub2;, so dass die Transistoren Q&sub1;&sub1; und Q&sub1;&sub2; entsprechend an- und ausgeschaltet werden. Demzufolge fließt der Strom I&sub2; durch den Transistor Q&sub1;&sub1;. Für diesen Fall gilt,
Vc2 = Vc1 + (Vcc - Vc1)·(R&sub1;&sub5; + R&sub1;&sub6;)/(R&sub1;&sub4; + R&sub1;&sub5; + R&sub1;&sub6;) > Vc1 (4)
Somit ist der negative Phasenstrom I&submin; größer als der positive Phasenstrom I&sbplus;.
Wenn Vc = VR gilt, dann ist auch die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub1; gleich der Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub2;. Demzufolge fließt ein Strom von I&sub2;/2 durch jeden der Transistoren Q&sub1;&sub1; und Q&sub1;&sub2;. Daher gilt, wenn ein Strom, der von dem Kollektor des Transistors Q&sub1;&sub1; über den Widerstand R&sub1;&sub6; an den Kollektor des Transistors Q&sub1;&sub2; fließt, durch I&sub1;&sub6; definiert ist,
Vc1 = Vcc - (I&sub2;/2 + I&sub1;&sub6;)·R&sub1;&sub3; (5)
Vc2 = Vcc - (I&sub2;/2 - I&sub1;&sub6;)·R&sub1;&sub4; (6)
Da R&sub1;&sub3; = R&sub1;&sub4; (siehe Gleichung (2)) ist, folgt aus den Gleichungen (5) und (6)
Vc2 > Vc1 (7)
Wenn ferner Vc = Vcc gilt, ist die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub1; niedriger als die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub2;, so dass die Transistoren Q&sub1;&sub1; und Q&sub1;&sub2; entsprechend an- und ausgeschaltet werden. Demzufolge fließt der Strom I&sub2; durch den Transistor Q&sub1;&sub2;. In diesem Fall folgt auch aus den Gleichungen (2) und (3)
R&sub1;&sub3; + R&sub1;&sub6; = R&sub1;&sub4; + R&sub1;&sub5; (8)
Ein Strom von I&sub2;/2 fließt daher durch die Widerstände R&sub1;&sub3; und R&sub1;&sub6; und auch ein Strom von I&sub2;/2 fließt durch die Widerstände R&sub1;&sub4; und R&sub1;&sub5;. Daher ist
Vc1 = Vcc - (I&sub2;/2)·R&sub1;&sub3; (9)
Vc2 = Vcc - (I&sub2;/2)·R&sub1;&sub4; (10)
Da R&sub1;&sub3; = R&sub1;&sub4; (siehe Gleichung (2)) gilt, folgt aus den Gleichungen (9) und (10)
Vc2 = Vc1 (11)
Wie in Fig. 4 gezeigt, wird daher die Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 3 erniedrigt, sowie die Verstärkungssteuerspannung Vc erhöht wird. Da in diesem Fall die Verstärkungssteuerspannung Vc 0V bis Vcc beträgt, ist der negative Phasenstrom I&submin; größer als der positive Phasenstrom I&sbplus;. Wenn Vc = Vcc gilt, ist auch die Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 3 minimal, wie durch A in Fig. 4 angezeigt.
Da die Verstärkungscharakteristiken keinen Wendepunkt haben, ist es somit bei dem Verstärker mit variabler Verstärkung von Fig. 3 einfach, die Verstärkung durch die Verstärkungssteuerspannung Vc zu steuern. Auch wird die Phase der Ausgabespannung Vout niemals invertiert. Da der gesamte nutzbare Steuerbereich genutzt werden kann, wird der Steuerbereich der Verstärkung durch die Verstärkungssteuerspannung Vc wesentlich vergrößert.
In der Fig. 5, die ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, ist anstelle der Steuerspannungserzeugungsschaltung GEN1 von Fig. 3 eine Steuerspannungserzeugungsschaltung GEN2 vorgesehen. Bei der Steuerspannungsschaltung GEN2 ist der Widerstand R&sub1;&sub3; von Fig. 3 mit den Widerständen R&sub1;&sub4; und R&sub1;&sub5; von Fig. 3 vertauscht. Mit anderen Worten werden die Steuerspannungen Vc1 und Vc2 miteinander ausgetauscht.
Als nächstes wird der Betrieb des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 5 erklärt.
Wenn Vc = 0V (GND) gilt, ist die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub1; höher als die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub2;, so dass die Transistoren Q&sub1;&sub1; und Q&sub1;&sub2; entsprechend ein- und ausgeschaltet werden. Demzufolge fließt der Strom I&sub2; durch den Transistor Q&sub1;&sub1;. Nach der Gleichung (8) fließt in diesem Fall auch ein Strom von I&sub2;/2 durch die Widerstände R&sub1;&sub2; und R&sub1;&sub6; und es fließt auch ein Strom von I&sub2;/2 durch die Widerstände R&sub1;&sub4; und R&sub1;&sub5;. Daher ist
Vc1 = Vcc - (I&sub2;/2)·R&sub1;&sub3; (12)
Vc2 = Vcc - (I&sub2;/2)·R&sub1;&sub4; (13)
Da R&sub1;&sub3; = R&sub1;&sub4; (siehe Gleichung (2)) ist, folgt aus den Gleichungen (12) und (13)
Vc2 = Vc1 (14)
Wenn Vc = VR gilt, ist auch die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub1; gleich zu der Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub2;. Demzufolge fließt jeweils ein Strom von I&sub2;/2 durch die Transistoren Q&sub1;&sub1; und Q&sub1;&sub2;. Daher gilt
Vc1 = Vcc - (I&sub2;/2 - I&sub1;&sub6;)·R&sub1;&sub3; (15)
Vc2 = Vcc - (I&sub2;/2 + I&sub1;&sub6;)·R&sub1;&sub4; (16)
Da R&sub1;&sub3; = R&sub1;&sub4; (siehe Gleichung (2)) gilt, folgt aus den Gleichungen (15) und (16)
Vc2 < Vc1 (17)
Wenn Vc = Vcc gilt, ist weiterhin die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub1; niedriger als die Spannung an der Basis des Transistors Q&sub1;&sub2;, so dass die Transistoren Q&sub1;&sub1; und Q&sub1;&sub2; jeweils aus- und eingeschaltet werden. Demzufolge fließt der Strom 12 durch den Transistor Q&sub1;&sub2;. In diesem Fall gilt
Vc1 = Vc2 + (Vcc - Vc2)·(R&sub1;&sub5; + R&sub1;&sub6;)/(R&sub1;&sub4; + R&sub1;&sub5; + R&sub1;&sub6;) > Vc2 (18)
Somit ist der positive Phasenstrom I&sbplus; größer als der negative Phasenstrom I&submin;.
Wie in Fig. 6 gezeigt, wird somit die Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 5 erhöht, wie die Verstärkungssteuerspannung Vc erhöht wird. In diesem Fall beträgt die Verstärkungssteuerspannung Vc 0 V bis Vcc, der positive Phasenstrom I&sbplus; ist größer als der negative Phasenstrom I&submin;. Wenn Vc = 0V gilt, ist die Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 5 minimal, wie durch A in Fig. 6 gezeigt ist.
Da die Verstärkungscharakteristiken keinen Wendepunkt haben, ist es somit bei dem Verstärker mit variabler Verstärkung von Fig. 5 einfach, die Verstärkung durch die Verstärkungssteuerspannung Vc zu steuern. Die Phase der Ausgabespannung Vout wird auch niemals invertiert. Da der gesamte Steuerbereich genutzt werden kann, kann der Steuerbereich der Verstärkung durch die Verstärkungssteuerspannung Vc wesentlich vergrößert werden.
In Fig. 7, das ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, sind die Widerstände R&sub1;&sub3;, R&sub1;&sub4;, R&sub1;&sub5; und R&sub1;&sub6; von Fig. 3 jeweils durch Dioden D&sub1;, D&sub2;, D&sub3; und D&sub4; ersetzt. In diesem Fall werden die Werte der Widerstände R&sub1;&sub3;, R&sub1;&sub4;, R&sub1;&sub5; und R&sub1;&sub6; von Fig. 3 jeweils durch die Sättigungsströme der Dioden D&sub1;, D&sub2;, D&sub3; und D&sub4; ersetzt. Das heißt, dass der Sättigungsstrom der Diode D&sub1; gleich dem der Diode D&sub2; ist und dass der Sättigungsstrom der Diode D&sub3; gleich dem der Diode D&sub4; ist. Somit ist der Betrieb des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 7 gleich dem des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 3.
In Fig. 8, das ein viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, sind die Widerstände R&sub1;&sub3;, R&sub1;&sub4;, R&sub1;&sub5; und R&sub1;&sub6; von Fig. 5 jeweils durch die Dioden D&sub1;, D&sub2;, D&sub3; und D&sub4; ersetzt. In diesem Fall werden auch die Werte der Widerstände R&sub1;&sub3;, R&sub1;&sub4;, R&sub1;&sub5; und R&sub1;&sub6; von Fig. 5 jeweils durch die Sättigungsströme der Dioden D&sub1;, D&sub2;, D&sub3; und D&sub4; ersetzt. Das heißt, dass der Sättigungsstrom der Diode D&sub1; gleich dem der Diode D&sub2; ist und dass der Sättigungsstrom der Diode D&sub3; gleich dem der Diode D&sub4; ist. Somit ist der Betrieb des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 8 gleich dem des Verstärkers mit variabler Verstärkung von Fig. 5.
Da, wie oben erklärt, nach der vorliegenden Erfindung die Verstärkungscharakteristiken keinen Wendepunkt haben, ist es einfach, die Verstärkung durch die Verstärkungssteuerspannung zu steuern. Die Phase der Ausgabespannung wird auch niemals invertiert. Demzufolge kann auch der Steuerbereich der Verstärkung durch die Verstärkungssteuerspannung wesentlich vergrößert werden.

Claims

1. Verstärker mit variabler Verstärkung mit:

einem ersten und einem zweiten Stromzufuhranschluss (GND, Vcc);

einem Gilbertzellenmultiplikator, der ein erstes Differenzpaar (Q1, Q2) mit Differenzeingängen enthält, die an zwei Eingangsanschlüsse [IN1, IN2] zum Aufnehmen eines Eingangssignales gekoppelt sind;

einem zweiten und einem dritten kreuzgekoppelten Differenzpaar (Q3-4, Q5-6), dessen einer Ausgang mit einem Ausgabeanschluss (OUT) verbunden und über einen Widerstand (Ro) mit dem zweiten Stromzufuhranschluss verbunden ist und dessen zwei Eingänge mit zwei Schaltknoten verbunden sind, die erste und zweite Steuersignale (Vc1, Vc2) bereitstellen liefern;

einer Steuerspannungserzeugungsschaltung (GEN1, GEN2) zum Erzeugen der ersten und zweiten Steuerspannungen in Übereinstimmung mit einer Verstärkungssteuerspannung (Vc), so dass ein Phasenunterschied zwischen der ersten und zweiten Steuerspannung nicht verändert wird, wenn die Verstärkungssteuerspannung zwischen einer Spannung an dem ersten Stromzufuhranschluss und einer Spannung an dem zweiten Stromzufuhranschluss verändert wird,

dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerspannungserzeugungsschaltung aufweist:

einen Differenzverstärker, der aus ersten und zweiten Transistoren (Q11, Q12) gebildet ist, die über eine Konstantstromquelle (IS2) mit dem ersten Stromzufuhranschluss verbunden sind, wobei der Eingang von dem ersten oder dem zweiten Transistor mit dem Bezugsspannungseingang (VR) verbunden ist, der Eingang des anderen von dem ersten und dem zweiten Transistor an einen Eingangsanschluss (C) zum Empfangen der Verstärkungssteuersspannung (Vc) gekoppelt ist, wobei einer der beiden Ausgänge des Differenzverstärkers mit dem zweiten Stromzufuhranschluss über ein erstes Schaltungsbauteil (R13, D1) verbunden ist und der andere der zwei Ausgänge des Differenzverstärkers mit dem zweiten Stromzufuhranschluss über ein zweites und ein drittes Schaltungsbauteil (R14-15, D2-3) in Reihenschaltung verbunden ist, wobei die zwei Ausgänge des Differenzverstärkers miteinander über ein viertes Schaltungselement (R16, D4) miteinander verbunden sind, wobei der Schaltknoten, der durch das erste und das vierte Schaltungsbauteil bestimmt ist, eins der ersten und zweiten Steuersignale (Vc1, Vc2) liefert, wobei der Schaltknoten, der durch das zweite und das dritte Schaltungsbauteil bestimmt ist, das andere von dem ersten und zweiten Steuersignal (Vc1, Vc2) liefert, und wobei die ersten bis vierten Schaltungsbauteile alle Widerstände oder alle Dioden sind.

2. Verstärker mit variabler Verstärkung nach Anspruch 1, wobei

der erste und der zweite Transistor (Q11, Q12) des Differenzverstärkers die Bezugsspannung (Vr) bzw. die Verstärkungssteuerspannung (Vc) an ihren Basen empfangen,

die ersten bis vierten Schaltungsbauteile erste bis vierte Widerstände (R13-16) sind, von den zwei Ausgängen des Differenzverstärkers der eine mit dem ersten Transistor (Q11) des Differenzverstärkers verbunden ist und

von den zwei Ausgängen des Differenzverstärkers der andere mit dem zweiten Transistor (Q12) des Differenzverstärkers verbunden ist.

3. Verstärker mit variabler Verstärkung nach Anspruch 1, wobei

die ersten bis vierten Schaltungsbauteile erste bis vierte Widerstände (R13-16) sind,

von den zwei Ausgängen des Differenzverstärkers der eine mit dem zweiten Transistor (Q12) des Differenzverstärkers verbunden ist und

von den zwei Ausgängen des Differenzverstärkers der andere mit dem ersten Transistor (Q11) des Differenzverstärkers verbunden ist.

4. Verstärker mit variabler Verstärkung nach Anspruch 2 oder 3, wobei

ein Widerstandswert des ersten Widerstandes gleich einem Widerstandswert des zweiten Widerstandes ist und

ein Widerstandswert des dritten Widerstandes gleich einem Widerstandswert des vierten Widerstandes ist.

5. Verstärker mit variabler Verstärkung nach Anspruch 1, wobei

die ersten bis vierten Schaltungsbauteile erste bis vierte Dioden (D1-4) sind,

von den beiden Ausgängen des Differenzverstärkers der eine mit dem ersten Transistor (Q11) des Differenzverstärkers verbunden ist und

von den beiden Ausgängen des Differenzverstärkers der andere mit dem zweiten Transistor (Q12) des Differenzverstärkers verbunden ist.

6. Verstärker mit variabler Verstärkung nach Anspruch 1, wobei

der erste und der zweite Transistor (Q11, Q12) des Differenzverstärkers die Bezugsspannung (Vr) und die Verstärkungssteuerspannung (Vc) an ihren Basen empfangen,

die ersten bis vierten Schaltungsbauteile erste bis vierte Dioden (D1-4) sind,

7. Verstärker mit variabler Verstärkung nach Anspruch 5 oder 6,

wobei ein Sättigungsstromwert der ersten Diode gleich einem Sättigungsstromwert der zweiten Diode ist und

ein Sättigungsstromwert der dritten Diode gleich einem Sättigungsstromwert der vierten Diode ist.