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Aufgabe der
Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
einen Zweimoden-Hohlraumresonatorfilter,
der von zwei orthogonalen Ausbreitungsmoden mit ähnlicher Feldverteilung erregt
wird, und in welchem die erwähnten
Moden unabhängig
voneinander getunt werden.
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Dieser Filtertyp weist eine spezielle
Anwendungsmöglichkeit
für die
Mikrowellentechnologie mit ihren komplexen Transferfunktionen auf,
da dieser Filtertyp – für eine einzelne
Transferfunktion – den
Einsatz von nur der halben Anzahl von Hohlräumen erlaubt, als dies bei
einem Filter erforderlich wäre,
der kein Zweimodentyp ist. Das Ergebnis ist ein Filter, der ein
viel geringeres Gewicht und Volumen aufweist und daher äußerst attraktiv
für räumliche
Anwendungen ist.
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Die nachstehend beschriebene Erfindung
ist auf die Entwicklung dieser Filterart ausgerichtet, welche die
Produktion zu geringeren Kosten ermöglicht und die erforderliche
Zeit für
den Tuning-Abgleich reduzieren lässt,
wobei das letztere durch die Vereinfachung der integrierten Tuningelemente
erzielt wird.
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Hintergrund
der Erfindung
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Bis heute basieren Zweimoden- Hohlraumresonatorfilter
in den meisten Fällen
auf die Anwendung von Resonanzstrukturen und Resonanzmoden, deren
Feldverteilungen die Erregung von zwei senkrechten Polarisationsachsen
erlaubt. Rnschließend
wird der Hohlraum auf einer der zwei Resonanzfrequenzen (oder auf beiden
gleichzeitig) erregt, so dass die Frequenzen, auf welchen der Hohlraum
in Resonanz mitschwingt, abgestimmt und die Felder im Innern zusammengekoppelt
werden.
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Mittels eines Kopplungsfensters wird
ein Bereich der Resonanzenergie auf einer der Achsen (oder auf beiden)
extrahiert.
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Unabhängig von den Kopplungsvorrichtungen,
die für
die Einspeisung und Ausfilterung der Eingangs- und Ausgangssignale
im Hohlraum eingesetzt werden, wird das Tuning [der Frequenzabgleich]
stets im Innern des Hohlraums anhand von drei Abgleichschrauben
oder äquivalenten
Vorrichtungen [Frequenzabstimmelementen] vorgenommen.
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Dies wird in dem Artikel „A Full-Wave
Analysis of Tuning and Coupling Posts in Dual-Mode Circular Waveguide
Filters" näher erläutert (zu
Deutsch etwa: „Eine
Ganzwellenanalyse der Tuning- und Kopplungsposten in Zweimodenfiltern
mit kreisförmigem
Hohlleiter) von J. Montejo-Garai und Kollegen, veröffentlicht
in den Publikationen „Microwave
and Optical Technology Letters",
Band 7, Nr. 11, datiert vom 5. August 1994, Seite 505 bis 507.
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Die vorgenannte Veröffentlichung
zeigt auf, wie eine erste Abgleichschraube eingesetzt werden kann, um
den ersten Resonanzwellenmodus in Übereinstimmung mit der Feldrichtung
in einer der Ausbreitungsmoden abzustimmen, wogegen eine zweite
Abgleichschraube verwendet wird, um den zweiten Resonanzwellenmodus
gemäß der Feldrichtung
im anderen Ausbreitungsmodus abzustimmen, und schließlich kommt
eine dritte Abgleichschraube zum Einsatz, um das Zusammenkoppeln
zwischen den zwei Moden herzustellen.
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Der Einsatz dieser dritten Abgleichschraube
führt infolgedessen
dazu, dass die zwei orthogonalen Moden nicht unabhängig sind.
Ungeachtet dessen, wird davon ausgegangen, dass es doch noch drei
Freiheitsgrade zum Ausführen
des Tunens gibt, und dass sie normalerweise mit drei Parametern
des Äquivalenzschaltungstyps
verbunden sind, der in der Analyse und in dem Design bei dieser
Filterart eingesetzt wird. Diese Parameter sind die Resonanzfrequenzen
jedes der Moden und das Zusammenkoppeln zwischen diesen beiden Moden.
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Mittels der Tuningelemente können beide
Moden in jedem Hohlraum auf die Design-Mittelfrequenz „f0" abgestimmt und der
gewünschte
Kopplungswert „k" erhalten werden.
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Das Weglassen von einer oder mehreren
Abgleichschrauben kann nur ausgeglichen werden, wenn ein sehr präzises Design
von den Hohlraumabmessungen hergestellt worden ist, wodurch keine
Anforderungen an eine Justierung erforderlich sind.
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Um dies zu ermöglichen, ist es notwendig,
einen extrem kostenintensiven Herstellprozess aufzuwenden, der die
enge Steuerung der mechanischen Toleranzen erlaubt; infolgedessen
wird diese Herstellart nur für
Prototypen zugelassen. Die Einbeziehung von Tuningelementen, normalerweise
Schrauben, erscheint daher als unvermeidbar, wenn dies auch die
Kosten der Filter sowohl in derer. Herstellung als auch für die Einstellzeit
erhöht,
die für
deren Tuning erforderlich ist.
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Die Dokumentation von Frenna „Realisation
of Dual-Mode Longitudinal Filters with Arbitrary Polarisation of
Input and Output Ports" aus
dem Jahr 1986 des Symposiums, bzw. IEEE-MTT-S International Microwave
Symposium-Digest, vom 2. –4.
Juni 1996 in Baltimore/US – Seite
253–256,
XP002028546 J, veröffentlicht
eine Mikrowellenfilterstruktur, die eine Kaskade einer Zweimodenresonanz
aufweist, in der jeder Hohlraum ein Paar Abgleichschrauben besitzt,
die im 90° -Winkel
zueinander und parallel zu den Polarisationen der Resonanzwellenmoden
angeordnet sind. Die winkelförmige
Position dieser Abgleichschrauben dient bei der Strukturorganisation
als Referenzposition.
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Jeder Hohlraum ist mit dem angrenzenden
Hchlraum durch Koppeln des Irisblendensatzes an einem vorbestimmten
Winkel mit Bezug auf die Winkelposition der Abgleichschrauben des
Hohlraums gekoppelt.
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Kurzbeschreibung
der Erfindung
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Der Hohlraumfilter dieser Erfindung
umfasst einen oder mehrere Zweimoden- Resonanzhohlräume, wobei
in jedem Hohlraum zwei Resonanzwellenmoden auf zwei unterschiedlichen
Frequenzbereichen F1 und F2 erzeugt werden, und beide Moden im Wesentlichen
die gleiche Feldverteilung aufweisen, aber eine von der anderen
im Winkel von 90° gedreht
ist, und wobei jeder Hohlraum erste Tuningelemente zum Abstimmen
der Resonanzfrequenz F1 des ersten Resonanzmodus entlang einer ersten
Achse sowie zweite Tuningelemente zum Abstimmen der Resonanzfrequenz
F2 des zweiten Resonanzmodus entlang einer zweiten Achse aufweist,
die vertikal zur ersten Feldpolarisation in Übereinstimmung mit den Achsen
verlaufen und die nicht parallel zu jenen der Resonanz sind, sowie
Vorrichtungen zur Eingangs- und Ausgangskopplung gemäß den kennzeichnenden
Merkmalen des Patentanspruchs 1.
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Demzufolge wird die Filterabstimmung
durch den Einsatz von nur zwei Tuningelementen erreicht, was zu
einem Ergebnis mit niedrigeren Filtermaterialkosten und zu weniger
Zeitaufwand führt.
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Kurzbeschreibung
der Figuren
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Eine detailliertere Erklärung der
Erfindung wird in deren nachstehenden Beschreibung auf der Grundlage
der zugehörigen
Figuren zur Verfügung
gestellt, welche zeigen:
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1 ist
eine Zeichnung der Äquivalenzschaltung
eines Hohlraums, der so ausgelegt ist, dass er zwei orthogonale
Resonanzwellenmoden aufweist.
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2 zeigt
einen zylinderförmigen
Hohlraum mit zwei orthogonalen Ausbreitungsmoden, der zwei Abgleichschrauben
in eine Richtung aufweist, die in einem Winkel α in Bezug auf die Felder gedreht
sind, in die sich die Moden ausbreiten; und
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3 zeigt
die Äquivalenz-Schmalband-Schaltung,
die in der Regel für
das Design dieses Filtertyps eingesetzt wird.
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Beschreibung der erfindungsgemäßen Ausführung
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Ein Hohlraumfilter dieses Typs wird
durch eine Reihe von Resonanzhohlräumen ausgebildet, wobei einer
nach dem anderen angeordnet und durch rechtwinkelige Fenster gekoppelt
ist, die in der Leiterbahn ausgeschnitten sind, welche sie trennt.
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Nachstehend erfolgt eine Beschreibung
eines Filtertyps, für
die aus Gründen
einer vereinfachten Darstellung lediglich ein zylinderförmiger Hohlraum
verwendet wird, wobei auch diese Modellart auf eine größere Anzahl
von Hohlräumen
perfekt anwendbar ist.
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Dieser Hohlraum weist eine Größe auf,
die es erlaubt, dass zwei Ausbreitungsmoden entlang zweier Polarisationsachsen
Ea und Eb senkrecht zueinander verlaufen. Diese Polarisationsachsen
werden durch die Ist-Geometrie des Hohlraums und durch die Tuningelemente
fixiert.
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Der Hohlraum weist außerdem eine
Eingangs-Kopplungsvorrichtung
[IC] und eine Ausgangs-Kopplungsvorrichtung
[OC] auf, die aus Fenster oder Schlitzen bestehen, wobei diese in
den Außenseiten
vertikal zu der Richtung der Ausbreitung verlaufen. Diese Fenster
bzw. die Erregung des Hohlraums mittels eines Eingangssignals erlauben,
dass die Polarisationsrichtung hierzu in einem bestimmten Winkel α in Bezug
auf die Ausbreitungsmoden im Innern des Hohlraums gedreht wird,
und die Extraktion/Ausfilterung des Signals aus dem Hohlraum in
eine Polarisationsrichtung ebenso im 90° Winkel in Bezug auf die Erregung
gedreht wird.
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1 zeigt
die Äquivalenzschaltung
des beschriebenen Hohlraums. Das Verhalten der Ausbreitungsmoden
a und b innerhalb des Hohlraums – zwischen den Eingangs- und
Ausgangsebenen S2 und S3 – kann unter
Verwendung eines nicht gekoppelten Vierpol-Netzwerkes entsprechend
geformt werden.
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Zwischen den Eingangs- und Ausgangsebenen
des Vierpol-Netzwerkes – S1 und
S2 – ist
jedes Feld zu einem bestimmten, standardisierten Feldbild – Ea und
Eb – proportional
angeordnet, welches durch die Ausbreitungsmoden definiert wird.
Jedes Feld in den Eingangs- und Ausgangsebenen – S1 und S2 – kann als
eine lineare Kombination von den zuvor erwähnten Standardfeldern Ea und
Eb ausgedrückt
werden. Diese Art der Aufschlüsselung
ist auf die einfallenden und reflektierten Wellen an sämtlichen
Ports anwendbar.
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Mit Bezug auf die erregenden und
gefilterten Signalfelder – EV
und EH – kann
die folgende Relation festgestellt werden:
wobei α den Drehwinkel zwischen den
zwei Richtungen der Polarisation, jene der Eingangs- und Ausgangssignale
und jene der Ausbreitungsmoden, im Innern des Hohlraumes darstellt.
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Diese Transformation bezieht sich
auf die Erregungsmuster EV und EH mit den Mustern der Resonanzfelder
Ea und Eb. Das Vierpol-Netzwerk der
1 – ausgedrückt in S-Parametern – wird für die einfallenden
und reflektierten Wellen durch folgenden Ausdruck bestimmt:
wobei Sa1 und Sb1 die S-Parameter
von zwei individuellen Ausbreitungsmoden und R(α) die Rotationsvektormatrix
sind.
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Der Zweimodenbetrieb des Achtpol-Netzwerkes
tritt ein, wenn ein Signal von einem der Eingänge 1 oder 2 an beide Ausgänge 3 und
4 gesendet wird.
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Bei der Entwicklung des zuletzt genannten
Ausdrucks, kann aufgezeigt werden, dass dies auftritt, wenn sin α cos α (Sb12 – Sa12) ≠ 0. Damit
dies auftritt, müssen
zwei Konditionen erfüllt
werden:
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Der Drehwinkel α muss zu nπ/2
unterschiedlich sein; und
die Parameter Sbl2 , Sa12 müssen unterschiedlich
sein Sb12 ≠ Sa12).
Diese Kondition setzt voraus, dass die elektrische Länge von
zwei Ausbreitungsmoden unterschiedlich ist.
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Mit anderen Worten, der Hohlraum
von 2 bietet eine Zweimodenresonanz,
wenn beide Moden gleichzeitig erregt werden und deren Resonanzen
auf unterschiedlichen Frequenzen F1 und F2 abgestimmt werden.
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Wie aus der 2 zu entnehmen ist, beträgt der Drehwinkel α zwischen
den Polarisationsachsen der Eingangs- und Ausgangssignale und den
Polarisationsachsen des Hohlraums 45 Grad, wobei die Polarisationen
im Hohlraum mittels zwei Protuberanzen bezwungen werden, welche
die eigentlichen Tuningelemente TSa und TSb sind, die in den Hohlraum
entlang zweier wechselseitig senkrechter Achsen eingegeben werden.
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Die Matrix des Rotationsvektors R(α) wird daher
zu:
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Durch Expansion der S-Parameter der
zwei Ausbreitungsmoden in dem Achtpol-Netzwerk wird der folgende
Ausdruck festgestellt
wobei
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Durch die Annahme, dass der Effekt
der Tuningelemente TSa und TSb eine effektive Erhöhung der elektrischen
Länge des
Hohlraums ist, wird es möglich
herzustellen: ϑa≠ ϑb .
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Bei einer Schmalband-Approximation
kann der Zweimodenhohlraum mit der Äquivalenzschaltung von 3 in Verbindung gebracht
werden, die in der Regel in Filtersynthesen eingesetzt wird, wobei
f0 die Frequenz der Serienresonanz der oberen und unteren Zweige
und k der Kopplungskoeffizient zwischen zwei Moden ist.
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Durch die Identifizierung der S-Parameter
der beiden Netzwerke nahe an f0 werden die folgenden Annäherungen
erhalten:
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Dies zeigt, dass der zuvor beschriebene
Zweimodenhohlraum für
das Entwickeln und Abstimmen eines Filters eingesetzt werden kann,
indem die elektrischen Abmessungen korrigiert ausgerichtet werden – mittels
eines Modifizierens der effektiven Länge des Hohlraums durch ein
ganzes Vielfaches einer Halbwellenlänge auf der Resonanzfrequenz
f0 und durch Einwirken auf die Tuningelemente TSa und TSb, um die
Resonanzfrequenzen f1 und f2 für
jeden der Moden a und b in Übereinstimmung
mit den gewünschten
Werten von f0 und k des Synthesenetzwerkes zu erzielen.