DE69621517T2

DE69621517T2 - Integrierte monolithische Mikrowellenschaltung und Verfahren

Info

Publication number: DE69621517T2
Application number: DE69621517T
Authority: DE
Inventors: Michael G. Case; Mary Y. Chen; Lawrence E. Larson; Mehran Matloubian; Perry A. Mcdonald; David B. Rensch
Original assignee: Hughes Electronics Corp
Current assignee: DirecTV Group Inc
Priority date: 1995-04-27
Filing date: 1996-04-25
Publication date: 2002-09-26
Anticipated expiration: 2016-04-26
Also published as: EP0741414A3; US5528209A; DE69621517D1; EP0741414A2; EP0741414B1; JPH0917959A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein monolithische integrierte Mikrowellenschaltungen.

Beschreibung der verwandten Technik

Die dualen Entwicklungen von Verbundhalbleitern und Heterostrukturtransistoren haben die verbesserte Frequenzleistung von Mikrowellen- und Millimeterwellenschaltungen erleichtert. Beispielsweise wurden hervorragende Hochfrequenzleistungen erreicht, indem jedes Transistorgebiet von Bipolartransistoren mit Heteroübergang (HBTs) mit Halbleitern mit ausgewählten Bandabständen ausgebildet wurden. Bei einem beispielhaften HBT wurde der Emitterhalbleiter so ausgewählt, daß er einen größeren Bandabstand als der Basishalbleiter aufweist. Dies ermöglicht es, den Emitter hoch zu dotieren für eine verbesserte Emitterwirksamkeit, und die Basis hoch zu dotieren und schmäler zu machen, ohne den Basiswiderstand zu erhöhen. Zusätzlich kann der Kollektorhalbleiter so gewählt werden, daß die Durchbruchspannung des Transistors erhöht wird. Früher war die Umsetzung der Vorteile von Heterostrukturtransistoren hauptsächlich begrenzt auf Gallium-Aluminium-Arsenid/Gallium- Arsenid(GaAlAs /GaAs)- und Indium-Gallium-Arsenid/Indium- Phosphid(InGaAs/InP)-Halbleitersysteme. Die Vorteile des GaAlAs/GaAs-Systems umfassen eine hervorragende Gitteranpassung, gut entwickelte Wachstechnologien (beispielsweise Molekularstrahlepitaxie und chemische Abscheidung aus der Gasphase einer Metall-organischen Verbindung), Verfügbarkeit von großen Bandabstandsunterschieden, eine hohe Elektronenbeweglichkeit und ein halb-isolierendes GaAs-Substrat. GaAlAs/GaAs-HBTs haben Stromverstärkungs-Grenzfrequenzen (fT) von 100 GHz erreicht.
Die Vorteile des InGaAs/InP-Systems umfassen eine gute Gitteranpassung, die gleichen gut entwickelten Wachstechnologien des GaAlAs/GaAs-Systems, eine Elektronenbeweglichkeit noch höher als GaAs, eine Verfügbarkeit von noch größeren Bandabständen und ein halb-isolierendes Substrat von InP, das eine gute Wärmeleitfähigkeit besitzt. HBTs in dem InGaAs/InP-System haben fT-Werte von 165 GHz erreicht.
Die Leitung von Mikrowellensignalen in diesen Halbleitersystemen wird typischerweise mit Mikrowellenübertragungsstrukturen erreicht, wie beispielsweise Mikrostreifen. Das Dielektrikum dieser Strukturen hat vorzugsweise eine niedere Dielektrizitätkonstante und einen geringen Verlustfaktor, um parasitäre Kapazitäten und Dielektrizitätsverluste zu reduzieren. Typischerweise hat das Substrat dieser Halbleitersysteme das Dielektrikum der Mikrowellenübertragungsleitungen ausgebildet. Substrate in den GaAlAs/GaAs- und InGaAs/InP-Systemen können mit hohem spezifischem Widerstand, beispielsweise 10&sup8;Ω-cm) durch Zugabe von Träger-einfangenden Störstellen wie Chrom oder Eisen, hergestellt werden. Demgemäß können diese Substrate eingesetzt werden, um Übertragungsleitungen mit geringem Verlust auszubilden.
Neuerdings zeigt ein anderes Halbleitersystem im Bereich der Mikrowellen und Millimeterwellen gute Ansätze. Dies ist das SiGe/Si-System. GexSi1-x ist eine Legierung mit einer Gitterkonstanten, die nicht an Si angepaßt ist. Das SiGe/Si-System hat eine hervorragende Hochfrequenzleistung gezeigt. Beispielsweise haben Si/SiGe-HBTs fT-Werte von 70 GHz erreicht. Zusätzlich hat Silizium die weit und breit ausgereifteste Halbleitertechnologie und erfreut sich einem signifikanten Kostenvorteil gegenüber anderen Halbleitersystemen.
Allerdings ist der spezifische Widerstand im Gegensatz zu GaAlAs/GaAs- und InGaAs/InP-Systemen von Silizium begrenzt (beispielsweise auf ~10&sup4;Ω-cm), da der spezifische Widerstand von Silizium nur durch Verunreinigungen erhöht werden kann. Folglich verursachen Mikrowellenübertragungsleitungen, die über Siliziumsubstraten hergestellt sind, unerwünschte Verluste. Hauptsächlich aus diesem Grund haben MMICs, die mit dem kostengünstigen SiGe/Si-System aufgebaut wurden, keine wettbewerbsfähige Leistung gezeigt.
Sakai, Hiroyuki, et al. haben eine Mikrostreifenübertragungsleitung vorgeschlagen (Sakai, H. et al., "A novel millimeter-wave IC on Si Substrate", 1994 IEEE MTT-S Digest, Seiten 1763-1766), dessen Masseebene auf der Oberfläche eines hochdotierten Siliziumsubstrats hergestellt ist. In dieser Struktur sind Millimeterwellentransistorchips mit Heteroübergang invertiert und auf Signalleitungen der Übertragungsleitung gebondet. Obgleich diese Technik Mikrowellenschaltungen mit kostengünstigem Siliziumsubstrat realisiert, kann es keinen Vorteil aus den hohen Erträgen und den innewohnenden Kosteneinsparungen der monolithischen Schaltungsherstellung ziehen.
EP 0 703 614 A2, das Stand der Technik nur bezüglich der Neuheit gemäß Artikel 54(3) und (4) EPC bildet, offenbart eine integrierte Flip-Chip-Schaltung mit passiven als auch aktiven Komponenten auf einer Oberfläche eines Substrats. Eine wärmeleitende Schicht ist über die aktive Komponente zur Wärmeleitung weg von der aktiven Komponente zu einer Wärme-ableitenden Schicht ausgebildet. Eine dielektrische Schicht ist über der passiven Komponente (vorzugsweise eine Übertragungsleitung) ausgebildet, derart, daß die Oberfläche der dielektrischen Schicht im wesentlichen planar mit der leitenden Schicht ist.
Weitere integrierte Mikrowellenschaltungen sind in EP 0 592 002 A2 und in US 5,202,752 offenbart.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung, wie sie in den Ansprüchen 1 und 9 beansprucht ist, ist auf eine monolithische integrierte Mikrowellenschaltungsstruktur gerichtet, die Mikrowellenübertragungsstrecken mit geringem Verlust, mit Halbleiterstrukturen kombiniert, die vorzugsweise für eine kostengünstige Produktion Silizium-basiert sind. Dieses Ziel wird durch die Erkenntnis erreicht, daß ein verteiltes Übertragungsnetzwerk mit einer Masseebene über einer Halbleiterstruktur und Signalleitungen des Übertragungsnetzwerks positioniert werden können, das ausgelegt ist, um mit dem Halbleitersystem über die Masseebene des Netzwerks zu kommunizieren.
Bei einer Ausführungsform positioniert eine Mikrowellenvorrichtungsstruktur Mikrowellenvorrichtungen, beispielsweise Silizium-basierte HBTs, auf einem Siliziumsubstrat und verbindet sie elektrisch über ein Zwischenverbindungssystem von sich abwechselnden Schichten mit leitenden Elementen und isolierenden Dielektrika. Die Masseebene eines verteilten Übertragungsleitungsnetzwerks wird über dem Zwischenverbindungssystem getragen. Signalleitungen des Übertragungsnetzwerks sind von der Masseebene über ein Mikrowellendielektrikum beabstandet. Eine Öffnung ist in der Masseebene ausgebildet und eine Signalleitung, die dazu ausgelegt ist, um mit ausgewählten Mikrowellenvorrichtungen durch die Öffnung zu kommunizieren, ist ausgebildet. Alternativ kann eine Anschlußfläche in der Öffnung zurückgelassen werden und kann der Abstand zwischen der Anschlußfläche und einem Signalleitungsabschnitt reduziert sein, um einen Mikrowellenkondensator auszubilden.
Der Verlust durch die Mikrostreifenübertragungsleitungen wird reduziert, wenn die Signalleitungsbreite erhöht wird, und um eine ausgewählte Impedanz zu erreichen, können breitere Linien verwendet werden, falls der Abstand zwischen der Signalleitung und der Masseebene vergrößert wird. Demgemäß wird das Mikrowellendielektrikum aus einem Material ausgewählt, beispielsweise Benzocyclobuten, das in einer dicken ebenen Schicht von beispielsweise 13 Mikrometern ausgebildet werden kann.
Die neuen Merkmale der Erfindung werden im Detail in den angehängten Ansprüchen ausgeführt. Die Erfindung wird am besten aus der nachfolgenden Beschreibung verstanden, wenn sie in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gelesen wird.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schema einer beispielhaften Mikrowellenverstärkerschaltung;
Fig. 2 ist eine Draufsicht einer monolithischen integrierten Mikrowellenschaltung (MMIC) gemäß der vorliegenden Erfindung, die das Schema von Fig. 1 umsetzt;
Fig. 3 ist eine vergrößerte Ansicht der MMIC-Struktur längs der Ebene 3-3 der Fig. 2;
Fig. 4 ist eine vergrößerte Ansicht der MMIC-Struktur längs der Ebene 4-4 der Fig. 2;
Fig. 5 ist eine Draufsicht einer Spiralspule gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 ist ein Diagramm des vorher Gesagten und des gemessenen Verlusts einer Übertragungsleitung in dem MMIC von Fig. 2; und
Fig. 7 ist ein Diagramm einer gemessenen Induktivität und eines Qualitätsfaktors (Q) der Spiralspule von Fig. 5.

BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Eine beispielhafte Mikrowellenschaltung 20 ist in Fig. 1 gezeigt, und Fig. 2 bis 4 zeigen eine MMIC 100 gemäß der vorliegenden Erfindung, die die beispielhafte Schaltung 20 realisiert. Wie insbesondere in Fig. 3 gezeigt, setzt die MMIC 100 ein verteiltes Übertragungsleitungsnetzwerk 110 über eine Mikrowellenvorrichtungsstruktur 130. Signalleitungen des Übertragungsleitungsnetzwerks 110 sind ausgelegt, um mit der Mikrowellenvorrichtungsstruktur 130 über eine Masseebene des Netzwerks 110 zu kommunizieren. Das Übertragungsleitungsnetzwerk 110 weist ebenfalls ein Mikrowellendielektrikum auf, das in einer Dicke aufgebracht sein kann, die kompatibel mit breiten Signalleitungen geringen Verlusts ist. Diese Strukturen erleichtern die Realisierung der MMIC 100 in einem Siliziumbasierten Halbleitersystem, dessen Leistung vergleichbar ist mit anderen Hochgeschwindigkeitshalbleitersystemen, beispielsweise GaAlAs/GaAs und InGaAs/InP, und dessen Herstellungskosten wesentlich geringer sind als die dieser Systeme. Vor einer detaillierten Beschreibung der MMIC 100 wird zunächst die Aufmerksamkeit auf eine vorläufige Beschreibung des beispielhaften Mikrowellenschaltungsschemas 20 gerichtet.
Das Schema 20 zeigt einen Mikrowellenverstärker, in dem zwei Mikrowellentransistoren 22 und 23 positioniert sind, um eine Signalverstärkung zwischen einem Eingangsanschluß 24 und einem Ausgangsanschluß 26 gemeinsam zu nutzen. Die Basen der Transistoren 22 und 23 sind mit dem Eingangsanschluß 24 über ein Impedanzanpassungsnetzwerk 28 und einen Leistungsteiler 30 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 22 und 23 sind mit dem Ausgangsanschluß 26 über Impedanzanpassungsnetzwerk 32 und einen Leistungsverbinder 34 verbunden. Die Emitter der Transistoren sind mit Masse verbunden.
Der Leistungsteiler 30 und der Leistungsverbinder 34 sind ein Schaltungstyp, der allgemein als Wilkinson-Leistungsteiler in der Mikrowellentechnik bezeichnet wird. Der Eingangsteiler 30 umfaßt zwei Übertragungsleitungen 36 und 38, die an einem Ende mit einer Eingangsübertragungsleitung 40 verbunden sind, und die an ihrem anderen Ende mit einer Widerstandslast 42 verbunden sind. Die Enden der Last 42 liegen an Schaltungsknoten 44 und 45. Der Teiler soll die Leistung aufteilen, die am Eingangsanschluß 24 ankommt, und soll sie zu den Knoten 44 und 45 liefern und ebenfalls eine ausgewählte Impedanz umwandeln, die er an den Schaltungsknoten 44 und 45 "sieht", auf eine ausgewählte Impedanz am Eingangsanschluß 24. Die Impedanz an dem Eingangsanschluß ist üblicherweise 50 Ω und das wird zur Vereinfachung der Beschreibung für die Schaltung 20 angenommen.
Jede der Leitungen 36 und 38 ist konfiguriert, um eine charakteristische Impedanz von 70,7 Ω und eine Länge von 1/4 der Betriebswellenlänge zu besitzen, das heißt, daß sie Viertelwellenumwandler sind. Wie in der Mikrowellentechnik gut bekannt ist, wird einer Viertelwellenleitung, die eine Impedanz ZL hat, die Impedanzen an jedem Ende Z&sub1; und Z&sub2; über die Beziehung ZL = (Z&sub1;Z&sub2;)1/2 zugeordnet. Somit wandelt jede Leitung 36 und 38 eine Impedanz von 50 Ω an den Schaltungsknoten 44 und 45 auf 100 Ω an deren gegenüberliegenden Enden um, wo sie parallel mit der Eingangsübertragungsleitung 40 verbunden sind.
Da diese Impedanzen parallel liegen, zeigt sich der Eingangsleitung 40 eine Impedanz von 50 Ω Die Eingangsübertragungsleitung wird konfiguriert, um eine charakteristische Impedanz von 50 Ω aufzuweisen, so daß sie die Impedanz der beiden Leitungen 36 und 38 auf 50 Ω an dem Eingangsanschluß 24 umwandelt. Falls die Last 42 mit einer Impedanz von 100 Ω ausgewählt wird, werden die Signale an den beiden Schaltungsknoten 44 und 45 voneinander im wesentlichen isoliert.
Die Impedanzanpassungsnetzwerke 28 sind konfiguriert, um die Eingangsimpedanz der Transistoren 22 und 23 an den Schaltungsknoten 44 und 45 auf 50 Ω umzuwandeln. Es wird angenommen, daß diese Netzwerke 28 einen Reihenkondensator 52 und die Übertragungsleitung 54 und einen Shuntkondensator 56 umfassen.
Die Impedanzanpassungsnetzwerke 32 und der Ausgangsleistungsteiler 34 sind in einer Weise konfiguriert, die ähnlich zu der sind, die für die Anpassungsnetzwerke 28 und den Leistungsteiler 30 beschrieben wurden. Der Leistungsverbinder 34 besitzt parallele Übertragungsleitungen 60 und 62, die die Schaltungsknoten 63 und 64 mit einer Ausgangsübertragungsleitung 66 verbinden. Der Verbinder besitzt ebenfalls einen Isolierwiderstand 67. Die Impedanzanpassungsnetzwerke 32 umfassen jeweils einen Shuntkondensator 68 und eine Reihenübertragungsleitung 70 und einen Reihenkondensator 72.
Jeder der Transistoren 22 und 23 wird üblicherweise über Widerstände 74, 75 und 76 über eine Versorgungsspannung V+ vorgespannt. Die Versorgungsspannung ist über einen Kondensator 78 entkoppelt und eine Übertragungsleitung 79 wandelt die geringe Impedanz des Entkoppelkondensators 78 in eine passende Kollektorimpedanz für die Transistoren um. Sowohl der Eingangsanschluß 24 als auch der Ausgangsanschluß 26 haben eine Signalanschlußfläche 80 und eine Masse-Anschlußfläche 82.
Die Mikrowellenschaltung 20 verbindet den Eingangsanschluß 24 und den Ausgangsanschluß 26 mit den parallelen Mikrowellentransistoren 22 und 23. Im Betrieb wird ein Mikrowellensignal, das am Eingangsanschluß 24 empfangen wird, in zwei Teile aufgeteilt, die über die Transistoren 22 und 23 getrennt verstärkt werden. Die verstärkten Signale werden dann an dem Ausgangsanschluß 26 verbunden. Die Transistoren 22 und 23 sind deshalb in der Lage, ein größeres Signal zu verstärken, als sie dies getrennt tun könnten. Die Impedanzanpassungsnetzwerke 28 und 32 sind typischerweise so konfiguriert, um die 50 Ω-Impedanz an den Eingangsschaltungsknoten 44 und 45 und den Ausgangsschaltungsknoten 63 und 64 in Impedanzen an der Basis und dem Kollektor der Transistoren 22 und 23 umzuwandeln, die eine Verstärkung realisieren, die konsistent mit der Stabilität ist.
Es sei nochmals die Aufmerksamkeit auf die MMIC 100 gerichtet, wie sie in Fig. 2 bis 4 dargestellt ist. In diesen Figuren ist die MMIC 100 als Silizium-basierte monolithische Schaltung konfiguriert, die ein verteiltes Übertragungsleitungsnetzwerk 110 aufweist (der Betrieb von verteilten Netzwerken ist im Hinblick auf magnetische und elektrische Felder und im Hinblick auf die verteilten Netzwerkkonstanten beschrieben). Das Netzwerk 110 ist über einer Schaltung mit konzentrierten und aktiven Elementen in Form der Mikrowellenvorrichtungsstruktur 130 positioniert. Die Übertragungsleitungsstruktur 110 umfaßt einen Satz von Übertragungssignalleitungen 112, die von einer Masseebene 114 durch ein Mikrowellendielektrikum 116 beabstandet sind. Das Dielektrikum 116 besitzt vorzugsweise eine dünne erste Schicht 117 benachbart zu der Masseebene 114 und eine dickere zweite Schicht 118 benachbart zu den Signalleitungen 112. Das Übertragungsleitungsnetzwerk 110 ist in einer herkömmlichen Mikrostreifenform konfiguriert, das heißt, Signalleitungen, die durch ein Dielektrikum von einer Masseebene beabstandet sind.
In Fig. 2 umfaßt der Satz 112 von Signalleitungen alle Übertragungsleitungen des Schemas 20. Beispielsweise sind auf der linken Seite der MMIC 100 die Eingangsleitung 40, die Leistungsteilerleitungen 36 und 38 und die Impedanzanpassungsleitungen 54 angeordnet. Die Teilerleitungen 36 und 38 sind dünner als die Eingangsleitung 40 und die Impedanzanpassungsleitungen 54, die den Unterschied in deren Impedanz reflektieren, das heißt, 70,7 Ω gegenüber 50 Ω. Die Kondensatoren 56 und 52 sind an jedem Ende der Leitungen 54 vorgesehen.
Auf der rechten Seite der MMIC 100 sind die Ausgangsleitung 66, die Leistungsverbinderleitungen 60 und 62 und die Impedanzanpassungsleitungen 70 positioniert. Wie bei der Eingangsstruktur sind die Verbinderleitungen 60 und 62 dünner als die Ausgangsleitung 66 und die Impedanzanpassungsleitungen 70. Die Kondensatoren 68 und 72 sind an jedem Ende der Leitungen 70 vorgesehen.
Zwischen den Eingangs- und Ausgangsübertragungsleitungen sind die Leitungen 79 positioniert, die die niedrige Entkopplungsimpedanz der Kondensatoren 78 an einem Ende der Leitung mit den Transistorkollektoren koppeln, die über Durchkontaktierungen 119 an dem anderen Leitungsende erreicht werden.
Die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse 24 und 26 werden durch Anschlußflächen 80 und 82 definiert. Andere Anschlußflächen 106 an der Spitze und dem Boden des MMIC 100 sind zu der Masseebene 112 beabstandet. Sie sind zur Verbindung mit anderen elektrischen Formen, beispielsweise V&spplus; verfügbar.
Die konzentrierten und aktiven Elemente des Schemas 20 sind auf einem Siliziumsubstrat 120 der Mikrowellenvorrichtungsstruktur 130 getragen. Diese Elemente weisen Transistoren 22 und 23 und die Widerstände 74, 75 und 76 auf. Zur Vereinfachung der Darstellung ist nur der Transistor 23 in Fig. 3 gezeigt. Der Transistor 23 hat einen ohmschen Emitterkontakt 122, ohmsche Basiskontakte 124 und ohmsche Kollektorkontakte 126.
Die Mikrowellenvorrichtungsstruktur 130 umfaßt auch ein Zwischenverbindungssystem 132, das strukturierte Schichten 133 und 134 aus leitfähigen Teilen aufweist, beispielsweise den Teilen 138 und 139, die durch die Dielektrikumschichten 135, 136 und 137 (die Schichten 133 und 134 sind durch gestrichelte Linien angegeben) getrennt sind. Die Dielektrika sind vorzugsweise aus Materialien gewählt, beispielsweise Siliziumdioxid und Polyimid, die gut bekannt sind, die Mikrowelleneigenschaft eines geringen Verlusts zu besitzen. Die Zwischenverbindungsstruktur 132 wird ebenfalls auf dem Siliziumsubstrat 120 getragen. Das Substrat 120 ist viel dicker als die andere Struktur der MMIC 100 und ist demgemäß mit einem horizontalen entfernten Abschnitt dargestellt.
Die MMIC 100 würde typischerweise in einem Mikrowellengehäuse untergebracht sein, das aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht gezeigt ist. Verbindungen, beispielsweise Drahtbondverbindungen, würden typischerweise zwischen den Anschlußflächen 80, 82 und 106 zu Pins oder Übertragungsleitungen an der Außenseite des Gehäuses hergestellt werden. Die MMIC 100 könnte dann in eine größere Mikrowellenschaltung integriert werden. Alternativ könnte die MMIC 100 auf ein größeres Substrat mit anderen MMICs aufgebracht werden und miteinander verbunden werden, um ein Multi-Chip-Modul (MCM) auszubilden.
Fig. 3 zeigt die Struktur der Durchkontaktierung 119 längs der Ebene 3-3 der Fig. 2. Die Figur zeigt eine Öffnung 150 in der Masseebene 114. Eine Anschlußfläche 152 der Masseebene 114 bleibt innerhalb der Öffnung 150. Der Abstand zwischen einem Abschnitt 154 der Signalleitung 79 und der Masseebene 114 wird in der Nähe der Öffnung 150 beseitigt. Insbesondere wird der Signalleitungsabschnitt 154 durch das Dielektrikum 118 nach unten gerichtet, um die Anschlußfläche 152 zu kontaktieren. Die Anschlußfläche 152 wird ferner über das leitende Element 138 mit einem der ohmschen Kollektorkontakte 126 des Transistors 23 verbunden. Diese Verbindung wird über herkömmliche Durchkontaktierungsstrukturen 156 und 158 (durch durchgezogene Linien dargestellt) zwischen den Schichten des Zwischenverbindungssystems 132 hergestellt.
Die Struktur der Durchkontaktierung 119 kann durch Einbringen einer Öffnung in das Dielektrikum 116 und durch weiteres Plattieren der Übertragungsleitung 79 nach unten in diese Öffnung ausgebildet werden. Obgleich die Anschlußfläche 152 ein Verbinden des Signalleitungsabschnitts 154 mit dem Kollektorkontakt 126 vereinfachen kann, kann sie in anderen Ausführungsformen der Erfindung beseitigt werden, wobei der Abschnitt 154 direkt in Verbindung mit dem leitenden Element 138 über die Zwischenverbindungsdurchkontaktierung 156 gebracht wird.
Der Kondensator 72 ist in einer ähnlichen Weise wie der der Durchkontaktierung 119 ausgebildet. Eine Öffnung 160 wird in der Masseebene 114 vorgesehen und eine Anschlußfläche 162 wird in der Öffnung gelassen. Der Kondensator 72 wird ausgebildet, indem der Abstand zwischen einem Abschnitt 164 der Signalleitung 70 und der Anschlußfläche 162 reduziert wird. Der Abstand 168 zwischen dem Abschnitt 164 und der Anschlußfläche 162 wird so eingestellt, daß das Dielektrikum 117 das Dielektrikum zwischen den Kondensatorplatten bildet, die durch den Abschnitt 164 und die Anschlußfläche 162 gebildet werden. Die Anschlußfläche 162 wird mit dem anderen ohmschen Kollektorkontakt 126 über das Zwischenverbindungselement 139 und die üblichen Durchkontaktierungen 169 und 170 in dem Zwischenverbindungssystem 132 verbunden. In Fig. 3 ist der ohmsche Emitterkontakt 122 direkt mit der Masseebene 114 verbunden.
Fig. 4 ist eine Ansicht ähnlich zu Fig. 3, wobei ähnliche Elemente mit ähnlichen Bezugszeichen gekennzeichnet sind. Diese Figur zeigt die Struktur einer Übertragungsleitungsmasse, wie sie längs der Ebene 4-4 der Masse-Anschlußfläche 82 in Fig. 2 ausgebildet ist. Der Abstand zwischen einem Abschnitt 174 der Signalleitung und der Masseebene 114 ist beseitigt, das heißt, die Signallinie ist nach unten durch eine Öffnung in dem Dielektrikum 116 plattiert, um die Masseebene zu kontaktieren. Viele Mikrowellenschaltungen erfordern, daß die Übertragungssignalleitungen durch einen Mikrowellenkurzschluß abgeschlossen werden. Diese Kurzschlüsse können ausgebildet werden, wie durch die Masseanschlußfläche 82 gezeigt.
Übertragungssignalleitungen können auch Induktivitäten bzw. Spulen bilden, wie durch die Spiralspule 180 in Fig. 5 gezeigt, die an einem Ende einer Signalleitung 182 angeordnet ist. Die Spule 180 wird aus einer spiralförmigen Signalleitung 184 mit Enden 186 und 188 ausgebildet. Die Enden der Spule können ebenfalls kapazitive Strukturen zu der Masseebene, wie in Fig. 3, oder einen Mikrowellenkurzschluß aufweisen, wie in Fig. 4.
Die Signalleitungen, beispielsweise Leitung 36, des verteilten Übertragungsleitungsnetzwerks 110 von Fig. 2 bis 4 werden bevorzugt mit einem leitenden Metall mit geringem Verlust realisiert, das mit der MMIC-Herstellung kompatibel ist, beispielsweise elektroplattiertem Gold. In gleicher Weise können leitfähige Metalle oder Legierungen mit geringem Verlust, wie beispielsweise Aluminium-Kupfer, vorteilhaft für die Masseebene 114 eingesetzt werden.
Die dielektrische Schicht 118 ist das prinzipielle Übertragungsleitungsdielektrikum. Als solches hat es eine niedrige Dielektrizitätskonstante und einen geringen Verlustfaktor. Zur Erleichterung der Herstellung sollte sie gut an Substraten und Metallen anhaften.
Ein Vergrößern der Signalleitungsbreite, beispielsweise der Breite 189 in Fig. 2, verringert die Mikrowellenstreckenverluste des Übertragungsleitungsnetzwerks 110. Für eine gegebene Übertragungsleitungsimpedanz erfordert ein erhöhter Abstand zwischen der Signalleitung und der Masseebene eine vergrößerte Breite der Leitung. Deshalb ist eine andere bevorzugte Eigenschaft des Dielektrikums 118, daß es in relativ dicken Schichten, beispielsweise zumindest 10 Mikrometern und vorzugsweise im Bereich von 13 Mikrometern, aufgebracht werden kann, so daß breite Signalleitungen mit geringem Verlust realisiert werden können. Schließlich ist es für die Impedanzkonsistenz wünschenswert, daß die Dicke des Dielektrikums konstant ist, und daß dessen obere Oberfläche flach ist.
Die Strukturen der Erfindung werden vorzugsweise mit einem Dielektrikum realisiert, das die vorgenannten Eigenschaften besitzt. Ein beispielhaftes Dielektrikum mit diesen Eigenschaften ist Benzocyclobuten (BCB), das eine Dielektrizitätskonstante von 2,65 und einen Verlustfaktor von 0,002 bei 10 GHz besitzt. Dieses Polymer kann auf ein Substrat durch Aufschleudern aufgebracht werden. Nachdem das Polymer auf einer Oberfläche aufgebracht ist, wird die Oberfläche schnell gedreht, was dazu führt, daß das BCB eine ebene Konfiguration annimmt. Öffnungen im BCB können durch Plasmaätzen oder durch reaktives Ionenätzen hergestellt werden. Andere Ausführungsformen der Erfindung können mit verschiedenen Dielektrika ausgebildet werden, die diese gewünschten Eigenschaften besitzen.
Um die seitliche Ausdehnung der Kondensatorplatten 162 und 164 in Fig. 3 zu reduzieren, besitzt das Dielektrikum 117 vorzugsweise ein hohes Dielektrikum. Bevorzugte Dielektrika für diese Struktur sind Siliziumdioxid und Siliziumnitrid. Das Übertragungsleitungsdielektrikum 116 umfaßt die zusätzliche Schicht, die an die Masseebene 114 angrenzt.
Eine beispielhafte Übertragungsleitung wurde gemäß den Lehren der Erfindung ausgebildet. Sie hatte eine mit Gold elektroplattierte Signalleitung mit einer Breite von 3 Mikrometern und einer Länge von 2.450 Mikrometern. Sie war zu einer Masseebene durch ein 13 Mikrometer dickes Dielektrikum aus BCB beabstandet. In dem Diagramm 190 von Fig. 6 ist der gemessene Verlust in Dezibel/Zentimeter dieser Übertragungsleitung als Kurve 192 gezeichnet. Der Verlust wurde ebenfalls durch eine Berechnung vorhergesagt, wobei die Dielektrizitätskonstante als 3, 3 angenommen wurde und der Verlustfaktor mit 0,025 angenommen wurde (diese gemessenen Parameter unterscheiden sich von den Werten zuvor, bei denen es sich um Herstellerwerte handelte). Der berechnete Verlust ist als gestrichelte Linie 193 gezeigt. Der gemessene Verlust stimmt sehr gut mit dem berechneten Verlust in dem Bereich unter 5 GHz überein.
Eine beispielhafte Spiralspule ähnlich zu der Spule 180 von Fig. 5 wurde ebenfalls hergestellt. Sie hatte zwei Windungen von 10 Mikrometer breiten Signalleitungen über einem BCB- Substrat. Die gemessene Induktivität und der Qualitätsfaktor Q sind in dem Diagramm 194 von Fig. 7 als Kurven 196 bzw. 197 dargestellt.
Entsprechend üblicher Praxis wurde der Begriff monolithische integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC) in dieser Beschreibung verwendet, um monolithische Schaltungen zu bezeichnen, die bei Frequenzen über 1 GHz arbeiten sollen. Der Begriff Millimeterwelle wird allgemein benutzt, um Frequenzen im Bereich von 40 GHz bis 300 GHz (IEEE Standard 521-1976) zu benennen. Somit sind die Millimeterwellenfrequenzen eine Teilmenge der Mikrowellenfrequenzen und sind damit durch die Benutzung des Begriffs MMIC mit umfaßt.
Obgleich die Signalleitungsabschnitte 154 und 164 in Fig. 3 und 174 in Fig. 4 als konische Vertiefungen der Signalleitungen dargestellt sind, können andere Ausführungsformen der Signalleitungsabschnitte mit äquivalenten Vertiefungen der Signalleitungen, beispielsweise einem einfachen flachen Streifen, realisiert sein.
Die Lehren der Erfindung erleichtern die Kombination von Siliziumbasierten Vorrichtungen und Siliziumsubstraten mit Übertragungsleitungsnetzwerken mit geringem Verlust. Somit können MMICs Hochfrequenztransistorstrukturen, beispielsweise HBTs, aufweisen, die in Halbleitersystemen hergestellt sind, beispielsweise GeSi/Si, die billiger sind als frühere bevorzugte Systeme wie GaAlAs/GaAs und InGaAs/InP.
Die Lehren der Erfindung erleichtern auch die Messung von Mikrowellenvorrichtungsparametern vor der Beendigung der MMIC- Herstellung. Beispielsweise könnten die Parameter des Transistors 23 in Fig. 3 gemessen werden, bevor das Übertragungsleitungsnetzwerk 110 über die Mikrowellenvorrichtungsstruktur 130 aufgetragen wird.

Claims

1. Monolithische integrierte Mikrowellenschaltung, mit

- einem verteilten Übertragungsleitungsnetzwerk (110) mit einer Masseebene (114), das ausgebildet ist, um Mikrowellensignale zu leiten und das aufweist:

- eine Vielzahl von Mikrowellensignalleitungen (112), die beabstandet zu der Masseebene (114) sind; und

- einem Übertragungsleitungsdielektrikum (116) zwischen den Signalleitungen (112) und der Masseebene (114);

- einer Mikrowellenvorrichtungsstruktur (130), die aufweist:

a) ein Halbleitersubstrat (120),

b) eine Vielzahl von Mikrowellenvorrichtungen, die auf dem Substrat (120) getragen sind, und

c) ein Zwischenverbindungssystem (132), das auf dem Substrat (120) getragen ist und ausgebildet ist, um die Mikrowellenvorrichtungen elektrisch zu verbinden, wobei das Übertragungsleitungsnetzwerk (110) auf dem Zwischenverbindungssystem (132) getragen ist, und ausgelegt ist, um durch die Masseebene (114) mit bestimmten Vorrichtungen der Mikrowellenvorrichtungsstruktur (130) zu kommunizieren;

dadurch gekennzeichnet, daß das Übertragungsleitungsdielektrikum (116) eine erste Schicht (118) mit einer niederen Dielektrizitätskonstanten und eine zweite Schicht (117) mit einer hohen Dielektrizitätskonstanten aufweist, wobei die zweite Schicht (117) zwischen der Masseebene (114) und der ersten Schicht (118) angeordnet ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Masseebene (114) eine Öffnung (150) definiert, und daß eine der Signalleitungen (112) ausgelegt ist, um durch die Öffnung (150) mit der Mikrowellenvorrichtungsstruktur (130) zu kommunizieren.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalleitungen (112) allgemein mehr als 10 Mikrometer von der Masseebene (114) beabstandet sind.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Abstand (168) zwischen einem Abschnitt (164) der Signalleitungen (112) und der Masseebene (114) örtlich verringert ist, um einen Mikrowellenkondensator (72) auszubilden.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schicht (118) aus Benzocyclobuten ist; und daß die zweite Schicht (117) aus Siliziumnitrid ist, die zwischen dem Signalleitungsabschnitt (164) und der Masseebene (114) angeordnet ist.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Abstand zwischen einer der Signalleitungen (112) und der Masseebene (114) örtlich beseitigt wird, um einen Mikrowellenkurzschluß (82) auszubilden.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Übertragungsleitungsdielektrikum (116) Bezocyclobuten aufweist.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Zwischenverbindungssystem (132) aufweist:

- zumindest eine Schicht aus leitenden Elementen (133, 134); und

- ein Zwischenverbindungsdielektrikum (135, 136, 137), das angeordnet ist, um die leitenden Teile (130, 134) zu isolieren.

9. Verfahren zur Herstellung einer Verbindung zwischen einer verteilten Übertragungsleitung (112) und einer Mikrowellenvorrichtung, die auf einem Substrat (120) in einer monolithischen integrierten Mikrowellenschaltung getragen ist, mit den Schritten:

- Anordnen einer Masseebene (114) der Übertragungsleitung (112) zwischen einer Signalleitung (70), der Übertragungsleitung (112) und der Mikrowellenvorrichtung;

- Anordnen einer ersten dielektrischen Schicht (117) mit einer hohen Dielektrizitätskonstanten auf der Masseebene (114) und einer zweiten dielektrischen Schicht (118) mit einer niederen Dielektrizitätskonstanten auf der ersten dielektrischen Schicht (117);

- Ausbilden einer Öffnung (150) in der Masseebene (114); und

- Anpassen der Signalleitung (70), um eine Verbindung durch die Öffnung (150) mit der Mikrowellenvorrichtung herzustellen, wobei der Schritt des Anpassens den Schritt der Anordnung eines Abschnitts der Signalleitung (70) benachbart zu der Öffnung (150) umfaßt.