-
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
-
Die vorliegende Erfindung betrifft
Datenübertragungseinrichtungen,
beispielsweise Modems, und insbesondere die Entzerrung von Signalen
in einem Datenübertragungssystem.
-
In unterschiedlichen Ausmaßen sind
in einem Datenübertragungssystem
immer Intersymbolinterferenzen (ISI: inter-symbol interference (engl.))
vorhanden. Intersymbolinterferenzen (ISI) ergeben sich aus den Übertragungseigenschaften
des Übertragungskanals,
d. h. aus dem "Kanalverhalten", und bewirken, allgemeiner formuliert,
daß benachbarte
Datensymbole in einer Übertragungssequenz verschmieren
und sich gegenseitig stören.
Wenn das Kanalverhalten schlecht oder schwierig ist, werden Intersymbolinterferenzen
zu einem Haupthindernis, wenn zwischen zwei Datenendknoten Nachrichtenverbindungen
mit einer geringen Fehlerhäufigkeit
erhalten werden sollen. Bei höheren
Datenraten, d. h. bei höheren
Frequenzen, ist nämlich
die Wirkung der Intersymbolinterferenzen noch stärker, da in dem Übertragungskanal
eine stärkere
Dämpfung
der hohen Frequenzen erfolgt. Folglich müssen die Anstrengungen, die
derzeit unternommen werden, um die Übertragungsgeschwindigkeiten
in der Zugangsnetzwerkumgebung immer weiter zu erhöhen, wirksam
mit ISI-Wirkungen über
einem übertragenen
Datensignal fertig werden, um erfolgreich zu sein.
-
Wie Fachleuten bekannt ist, werden
Intersymbolinterferenzen typisch durch einen Entzerrer mit Entscheidungsrückkopplung
(DFE: decision feedback equalizer (engl.)) in einem Empfänger entfernt. Theoretisch
gibt es zwei Typen von Entzerrern mit Entscheidungsrückkopplung,
die mathematisch gleichwertig sind. Ein Typ davon ist der ISI-vorhersagende
Entzerrer mit Entscheidungsrückkopplung (ISI-DFE),
der andere ist der Rauschen vorhersagende Entzerrer mit Entscheidungsrückkopplung (NP-DFE:
noise predictive DFE (engl.)). Obwohl sie mathematisch gleichwertig
sind, treten in der Praxis jeweils Grenzen der Leistungsfähigkeit
auf, wobei diese Grenzen in Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungssystemen
sichtbar werden. Insbesondere wird die Leistungsfähigkeit
sowohl des ISI-DFE als auch des NP-DFE durch Rauschen, das durch
den Übertragungskanal
eingeführt
wird, d. h. Kanalrauschen, sowie eine Fehlerfortpflanzung beeinflußt.
-
In dein Fall eines ISI-DFE gibt es
eine Strecke zur optimalen Vorwärtsfilterung
und eine Filterstrecke zur ISI-vorhersagenden Rückmeldung, die jeweils einen
Teil der Intersymbolinterferenzen entfernen. Das Kanalrauschen könnte nach
der Bearbeitung durch die Strecke zur optimalen Vorwärtsfilterung
nicht weiß,
sondern leider etwas farbig sein. Das heißt, die Strecke zur optimalen
Vorwärtsfilterung
nähert
sich bei Verwendung eines typischen Anpassungsalgorithmus nicht
unbedingt einer idealen, im voraus ein weißes Rauschen schaffenden Lösung an.
Dieses von der Strecke zur optimalen Vorwärtsfilterung geschaffene farbige
Rauschen bewirkt eine Verschlechterung der Leistungsparameter. Mit
anderen Worten: Die Leistungsfähigkeit
des ISI-DFE ist begrenzt,
d. h. suboptimal.
-
Als andere Möglichkeit könnte ein Empfänger wie
oben beschrieben einen NP-DFE verwenden. Letzterer enthält einen
linearen Entzerrer, der von einer Rausch-Vorhersage-Rückmeldungsfilterstrecke gefolgt
wird. Theoretisch entfernt der lineare Entzerrer alle Intersymbolinterferenzen,
während
die NP-Rückmeldestrecke
jedes farbige Kanalrauschen entfernt. Bei der Entwicklung eines
linearen Entzerrers ist jedoch ein Kompromiß zwischen einer Verbesserung
des Rauschens und einer ISI-Kompensation zu schließen, wobei
dieser Kompromiß in
der Anwendung eines "Kriteriums des geringsten quadratischen Fehlers"
in dem linearen Entzerrer zum Entfernen der Intersymbolinterferenzen
Ausdruck findet. Folglich ist in dem von dem linearen Entzerrer
gelieferten Signal noch immer ein Rest von Intersymbolinterferenzen
vorhanden. Dieser Rest von Intersymbolinterferenzen verursacht eine
Verschlechterung der Leistungsparameter, so daß auch ein NP-DFE nicht für die optimale
DFE-Leistungsfähigkeit
sorgt. Es sollte angemerkt werden, daß als andere Möglichkeit
ein "Zero-Forcing-Kriterium" in dem linearen Entzerrer verwendet
werden kann, um die Intersymbolinterferenzen zu unterdrücken. Jedoch
ist diese "Zero-Forcing-Methode" nur dann zweckmäßig, wenn im Kanalverhalten
keine "spektrale Null" vorhanden ist.
-
Trotz der obenbeschriebenen praktischen Einschränkungen
bei der Verwendung entweder eines ISI-DFE oder eines NP-DFE, wovon
einige im Stand der Technik verwirklicht worden sind, ist es von Vorteil,
einen Hybridstrukturtyp zu verwenden, um die Leistungsfähigkeit
des DFE zu verbessern. Beispielsweise umfaßt der DFE in dem Artikel "Design and
Performance of an All-Digital Adaptive 2 048 MBIT/S Data Transmission
System Using Noise Prediction", von Graph u. a., ISCAS 1989, S.
1808–1812, ein
adaptives optimales Zero-Forcing-Vorwärtsfilter mit symbolbeabstandetem
Vorläufer,
gefolgt von einem ISI-Vorhersage-Filter gemäß der Methode der kleinsten
Fehlerquadrate (LMS) parallel zu einem Rauschen vorhersagenden Filter
nach der Methode der kleinsten Fehlerquadrate (LMS). In diesem Fall kompensieren
die Verwendung des ISI-Vorhersage-Filters und des Rauschen vorhersagenden
Filters den Gebrauch des optimalen Zero-Forcing-Vorwärtsfilters
mit symbolbeabstandetem Vorläufer.
Leider liefert die Anwendung des optimalen Zero-Forcing-Vorwärtsfilters
mit symbolbeabstandetem Vorläufer
bei Anwesenheit von Kanalverzerrungen und Rauschen keine optimale
DFE-Leistungsfähigkeit.
Außerdem lehrt
der Artikel von Graph u. a., daß die
Verwendung eines Algorithmus gemäß der Methode
der kleinsten Fehlerquadrate (LMS-Algorithmus) für alle drei Filter die Leistungsfähigkeit
im stationären
Zustand nicht gewährleisten
kann. Folglich gilt: Obwohl dieser Hybridstrukturtyp in dieser besonderen Übertraungsumgebung
zweckmäßig ist,
stellt er nicht die vollständige
Antwort auf das Problem der Annäherung
an die optimale DFE-Leistungsfähigkeit
bei Anwesenheit von Kanalrauschen in einem Hochgeschwindigkeitsdatenübertragungssystem
dar.
-
Des weiteren führt die Verwendung eines ISI-DFE
oder eines NP-DFE, wie weiter oben erwähnt worden ist, zu "Fehlerfortpflanzungseffekten" im
Empfänger.
Sowohl der ISI-DFE als auch der NP-DFE trifft eine Entscheidung,
d. h. nimmt eine Schätzung
vor, um das Datensymbol zu korrigieren. Da sowohl der ISI-DFE als
auch der NP-DFE eine Rückführung verwendet,
beeinflußt
eine unrichtige Schätzung
des aktuell empfangenen Symbols die nachfolgend empfangenen Symbole.
Im allgemeinen lehrt der Stand der Technik, daß eine Vorcodierung verwendet
wird, um die Auswirkungen der Fehlerfortpflanzung zu beseitigen.
Im Fall eines Empfängers mit
einem ISI-DFE lehrt der Stand der Technik, daß die sich ergebenden Koeffizientenwerte
des ISI-DFE, die, wie Fachleuten bekannt ist, durch I(z) repräsentiert
werden, zu dem Sender zurück,
d. h. über
einen Rückführungskanal, übertragen
werden, damit sie von einem Sender für die Vorcodierung verwendet werden,
siehe
US 5 249 200 .
Genauso lehrt der Stand der Technik im Fall eines Empfängers mit
einem NP-DFE, daß die
Koeffizientenwerte N(z) zu dem Sender zurückübertragen werden. Leider liefert in
dem Fall eines Hybrid-DFE die naheliegende Kombination I(z) + N(z)
nicht die optimale Lösung
für die Vorcodierung
im Sender.
-
ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
-
Bei der Verwendung eines Hybridtyps
einer DFE-Struktur in einem Empfänger
ist eine Menge von Koeffizientenwerten zur Verwendung durch einen Sender
entdeckt worden, die die Auswirkungen der Fehlerfortpflanzung weiter
verringert, wenn ein Datensignal vorcodiert wird. Insbesondere benutzt
der Sender eine Vorcodiereinrichtung, die einen Koeffizientenwert
der Hybrid-DFE-Struktur verwendet, der als C(z) angegeben wird.
Insbesondere ist C(z) gleich (1 + I(z))(1 + N(z)) – 1,
wobei die Bezeichnungen I(z) und N(z), wie Fachleuten bekannt ist,
die Koeffizientenwerte repräsentieren,
die sich nach der Anpassung des ISI-DFE bzw. des NP-DFE ergeben.
-
In einer Ausführung der Erfindung wird eine Tomlinson-Vorcodierung
verwendet, um die Fehlerfortpflanzung so gering wie möglich zu
halten, wobei die Tomlinson-Vorcodiereinrichtung Koeffizientenwerte
verwendet, die gleich (1 + I(z))(1 + N(Z)) – 1 sind.
-
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
-
1 ist
ein Blockschaltplan eines ISI-DFE des Standes der Technik;
-
2 ist
ein Blockschaltplan eines NP-DFE des Standes der Technik;
-
3 ist
ein Blockschaltplan eines Datenübertragungssystems,
das die Prinzipien der Erfindung verkörpert;
-
4 ist
ein Blockschaltplan einer Hybrid-DFE-Struktur, die die Prinzipien
der Erfindung verkörpert;
-
5 ist
ein veranschaulichendes Flußdiagramm
einer Anpassungsreihenfolge zur Verwendung in der Hybrid-DFE-Struktur
von 1, das die Prinzipien
der Erfindung verkörpert;.
-
6 ist
ein Blockschaltplan des optimalen Vorwärtsfilters 105 von 1, das die Prinzipien der Erfindung
verkörpert;
-
7 ist
ein Blockschaltplan einer Vorcodiereinrichtung für den Gebrauch in dem Sender 10 von 3;
-
8 ist
eine beispielhafte Anordnung von Signalpunkten;
-
9 ist
ein Blockschaltplan einer Ausführungsform
eines Hybrid-DFE während
der Kommunikationsphase gemäß den Prinzipien
. dieser Erfindung;
-
10 ist
ein Blockschaltplan einer weiteren Ausführungsform eines Hybrid-DFE
während
der Kommunikationsphase;
-
11 ist
ein Blockschaltplan noch einer weiteren Ausführungsform eines Hybrid-DFE
während
der Kommunikationsphase; und
-
12 ist
ein Flußdiagramm
eines wiederholten Trainingsverfahrens.
-
AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG
-
Bevor das Konzept der Erfindung beschrieben
wird, werden einige zusätzliche
Hintergrundinformationen dargestellt. 1 zeigt
einen ISI-DFE des Standes der Technik, der ein optimales Vorwärtsfilter 50,
einen Addierer 55, eine Trenneinrichtung 60 und ein
ISI-Rückkopplungsfilter 65 umfaßt. Das
optimale Vorwärtsfilter 50 entfernt
einen Teil der in dem empfangenen Datensignal vorhandenen Intersymbolinterferenzen.
Das Ausgangssignal des optimalen Vorwärtsfilters 50 wird über die
Abtasteinrichtung 53 an den Addierer 55 angelegt,
der theoretisch den nach dem Entfernen der Intersymbolinterferenzen
durch das ISI- Rückkopplungsfilter
verbleibenden ISI-Anteil subtrahiert. Der Addierer liefert auf der
Leitung 56 ein Signal an die Trenneinrichtung 60.
Letztere wählt
in Abhängigkeit
von der Abbildung des Signals auf der Leitung 56 in eine
(nicht gezeigte) im voraus definierte Anordnung von Datensymbolen
ein bestimmtes Datensymbol aus. Die Trenneinrichtung 60 stellt
alle T Sekunden ein Datensymbol bereit, wobei 1/T die Datensymbolrate
ist. Dieses Datensymbol, das eine Schätzung des übermittelten Symbols ist, wird
von der Trenneinrichtung 60 auf der Leitung 61 für eine Verarbeitung
durch eine weitere (nicht gezeigte) Einheit der Empfängerschaltung
bereitgestellt, um die tatsächlichen übermittelten
Daten wiederzugewinnen. (Wenn es sich um ein codiertes Signal handelt, das
beispielsweise trellisoddiert ist, wird der Wert am Eingang der
Trenneinrichtung in einem Viterbi-Decodierer verwendet. ) Außerdem wird
die Schätzung des übertragenen
Symbols auch einem ISI-Rückkopplungsfilter 65 zugeführt. Letzteres
verwendet diese Schätzung,
um das Ausmaß der
aus dem empfangenen Signal zu entfernenden Intersymbolinterferenzen
vorherzusagen. Solange diese Schätzung des
aktuell übermittelten
Symbols fehlerfrei ist, treten in der Tat keine Probleme auf. Wenn
jedoch die Schätzung
des aktuell übermittelten
Symbols fehlerhaft ist, dann addiert die Rückführungsstrecke diesen Fehler
zu dem nächsten
empfangenen Symbol, und der Fehler pflanzt sich fort. Demzufolge
wird, wie Fachleuten bekannt ist, typisch eine Form der nichtlinearen
Vorcodierung eingesetzt, um die Fehlerfortpflanzung so gering wie
möglich
zu halten.
-
Bei der Vorcodierung sind zwei Phasen
des Senderbetriebs zu unterscheiden. In der ersten Phase, der Anlauf-
oder Trainingsphase paßt
sich der ISI-DFE des Empfängers
an ein Standard-Testsignal, das von einem Sender empfangen wird,
an. Typisch ist dieses Testsignal nicht vom Sender vorcodiert. Wenn
sich der ISI-DFE anpaßt,
werden die sich ergebenden Koeffizientenwerte des ISI-DFE, die mit
I(Z) bezeichnet sind, wie Fachleuten bekannt ist, beispielsweise über einen
Rückführungskanal
zu dem Sender zurückübertragen.
Zu diesem Zeitpunkt setzt die zweite Phase, d. h. die "Kommunikationsphase" ein.
In der Kommunikationsphase codiert der Sender nun die Daten vor
der Übertragung
unter Verwendung eines beliebigen der wohlbekannten Vorcodierungsverfahren,
z. B. der Tomlinson-Vorcodierung, vor.
Egal welches Vorcodierungsverfahren zum Einsatz gelangt das Vorcodierungsverfahren
verwendet die oben angegebenen Koeffizientenwerte I(z), die von
dem ISI-DFE in dem Empfänger
bestimmt worden sind. In ähnlicher
Weise verarbeitet der Empfänger
jedes empfangene Signal in komplementärer Art und Weise, um die Vorcodierung
zu entfernen. Jedoch wird typisch die ISI-DFE-Strecke während der Kommunikationsphase
nicht länger
verwendet, da das Vorcodieren im Empfänger der Ausführung der Rückführungsfunktion äquivalent
ist und eine Fehlerfortpflanzung nicht länger ein Problem darstellt.
-
In ähnlicher Weise ist eine NP-DFE-Struktur des
Standes der Technik in 2 gezeigt.
Diese NP-DFE-Struktur umfaßt
einen linearen Entzerrer (LE) 80, einen Addierer 85, eine
Trenneinrichtung 90, einen Addierer 95 und ein
NP-Rückkopplungsfilter 75.
Ein empfangenes Datensignal wird für eine Verarbeitung über die
Abtasteinrichtung 78 und die Leitung 79 an den
linearen Entzerrer 80 angelegt. Der lineare Entzerrer 80 entfernt
theoretisch alles bis auf einen Restanteil der in dem empfangenen
Datensignal vorhandenen Intersymbolinterferenzen. Das Ausgangssignal
des linearen Entzerrers 80 wird über die Abtasteinrichtung 83 an
den Addierer 85 angelegt, der theoretisch den verbleibenden,
ankündigenden Anteil
des Kanalrauschens, der von dem NP-Rückkopplungsfilter 75 geschätzt worden
ist, subtrahiert. Der Addierer 85 liefert auf der Leitung 86 ein
Signal an die Trenneinrichtung 90. Letztere wählt in Abhängigkeit
von der Abbildung des Signals auf der Leitung 56 in eine
(nicht gezeigte) im voraus definierte Anordnung von Datensymbolen
ein bestimmtes Datensymbol aus. Die Trenneinrichtung 90 stellt
alle T Sekunden ein Datensymbol bereit, wobei 1/T die Datensymbolrate
ist. Dieses Datensymbol, das eine Schätzung des übermittelten Symbols ist, wird
von der Trenneinrichtung 90 auf der Leitung 91 für eine Verarbeitung
durch eine weitere (nicht gezeigte) Einheit der Empfängerschaltung
bereitgestellt, um die tatsächlichen übermittelten
Daten wiederzugewinnen. (Wenn es sich um ein codiertes Signal handelt,
das beispielsweise trelliscodiert ist, wird der Wert am Eingang
der Trenneinrichtung in einem Viterbi-Decodierer verwendet.) Außerdem wird
diese Schätzung
des übermittelten
Symbols auch an den Addierer 95 geliefert. Letzterer subtrahiert
die Schätzung
des übermütelten Symbols
von dem ISI-reduzierten Signal, das auf der Leitung 81 anliegt,
um für
ein Eingangssignal für
das NP-Rückkopplungsfilter 75 zu
sorgen. Letzteres verwendet diese Schätzung, um das Ausmaß des aus
dem empfangenen Signal zu entfernenden Kanalrauschens vorherzusagen.
Jedoch ist wie bei dem obenbeschriebenen ISI-DFE die Fehlerfortpflanzung
ein Problem, das typisch durch die Verwendung einer nichtlinearen
Vor codierung in einem Sender gelöst
wird, die die N(z) Koeffizientenwerte verwendet. Es gibt jedoch
einen geringfügigen
Unterschied in der Empfängerstruktur
während
der Kommunikationsphase, wenn ein Sender eine Vorcodierung auf der
Grundlage eines NP-DFE-Empfängers verwendet.
Insbesondere verändert
sich die Empfängerstruktur
dahingehend, daß der
lineare Entzerrer von einem Filter gefolgt wird, das eine (I + N(z))-Antwort
verkörpert.
Jedoch wird wie bei der obenbeschriebenen ISI-DFE-Vorcodierung der
NP-DFE typisch nicht länger
verwendet.
-
Ein beispielhaftes Datenübertragungssystem,
das die Prinzipien der Erfindung verkörpert, ist in 3 gezeigt. Für den Zweck dieses Beispiels
ist nur eine Übertragungsrichtung
gezeigt, d. h. der Sender 10 überträgt ein Signal über den Übertragungskanal 15 zum
Empfänger 20.
Der Sender 10 umfaßt
eine Vorcodiereinrichtung, und der Empfänger 20 umfaßt einen
Hybrid-DFE.
-
Eine veranschaulichende Ausführung einer Hybrid-DFE-Struktur,
die die Prinzipen der Erfindung verkörpert und in dem Empfänger 20 verwendet
werden kann, ist in 4 gezeigt.
Insbesondere umfaßt die
Hybrid-DFE-Struktur
eine adaptive optimale Vorwärtsfilterstrecke,
die sowohl von einem ISI-Vorhersagefilter als auch von einem das
Rauschen vorhersagenden Filter, die parallel zueinander sind, gefolgt wird.
Die übrigen
Elemente des Empfängers
sind zwecks Vereinfachung in 4 weggelassen.
Abgesehen vom Konzept der Erfindung sind die Komponenten von 4 wohlbekannt und werden
nicht im einzelnen beschrieben. Beispielsweise ist die Strecke zur
optimalen Vorwärtsfilterung
(FF) 105 typisch ein Fractionally-Spaced-Entzerrer oder auch
ein symbolbeabstandeter Entzerrer, wenn eine geringere Leistungsfähigkeit
und Hardware-Komplexität
erreicht werden sollen. Obwohl die Abtastvorrichtung 108 der Übersichtlichkeit
wegen herausgelöst
worden ist, ist sie, wie Fachleuten bekannt ist, ein Bestandteil
des Fractionally-Spaced-Entzerrers. Die Ergebnisse eines Filtervorgangs
hängen
von den Filterkoeffizienten ab, die im Fall des optimalen Vorwärtsfilters 105 durch
die Bezeichnung F(z). repräsentiert werden,
wie Fachleuten bekannt ist.
-
Während
einer Anlaufphase wird ein empfangenes Trainingssignal über die
Abtasteinrichtung 103 und die Leitung 104 für eine Verarbeitung
an das optimale Vorwärtsfilter 105 angelegt.
Gemäß dem Konzept
der Erfindung ist das optimale Vorwärtsfilter 105 ein
adaptives Filter, dessen Koeffizienten F(z) sich in Abhängigkeit
von dem auf der Leitung 136 anliegenden Anpassungssignal
verändern,
wie weiter unten beschrieben ist. Das optimale Vorwärtsfilter 105 entfernt
einen Teil der in dem empfangenen Datensignal vorhandenen Intersymbolinterferenzen. Obwohl
die Verwendung eines adaptiven Filters im allgemeinen die Leistungsparameter
eines Hybrid-DFE verbessert, gibt die obenerwähnte US-Patentanmeldung von
Gadot u. a. zur Kenntnis, daß diese
Leistungsparameter der optimalen Leistungsfähigkeit nahe kommen können, wenn
besondere Sorgfalt auf das Design der Strecke zur optimalen Vorwärtsfilterung
und die Art und Weise der Anpassung des Hybrid-DFE gelegt wird.
-
Die Anpassung sowohl des ISI-DFE
als auch des NP-DFE sollte nacheinander erfolgen. Eine beispielhafte
Reihenfolge ist in 5 gezeigt.
Obwohl dies nicht dargestellt ist, wird angenommen, daß die Schritte
von 5 in Verbindung mit einer Steuereinrichtung
des Empfängers 20 (3) beispielsweise einem
Mikroprozessor, ausgeführt
werden. Im Schritt 300 wird nur der ISI-DFE-Teil des Hybrid-DFE
von 4 angepaßt. Insbesondere
wird das NP-Rückkopplungsfilter 155 durch
ein NP-Steuersignal
auf der Leitung 154 gesperrt. Es wird angenommen, daß in diesem
Fall der Wert des Ausgangssignals des NP-Rückkopplungsfilters 155 gleich
null ist. Umgekehrt wird die Anpassung des ISI-Rückkopplungsfilters 125 und
des optimalen Vorwärtsfilters 105 über ein
ISI-Steuersignal auf der Leitung 124 freigegeben. Folglich
ist während
dieser ersten Trainingsphase effektiv nur ein ISI-DFE wirksam, um
jede Intersymbolinterferenz, die in dem empfangenen Trainingssignal
vorhanden ist, zu entfernen.
-
Insbesondere wird, wie wiederum in 4 gezeigt ist, das Ausgangssignal
von den optimalen Vorwärtsfilter 105 über die
Abtasteinrichtung 108 an den Addierer 110 angelegt,
der theoretisch den Anteil an Intersynbolinterferenzen, der nach
Anwendung des ISI-Rückkopplungsfilters
verbleibt, vom Ausgangssignal des optimalen Vorwärtsfilters 105 subtrahiert.
Der Addierer 110 stellt ein Signal auf der Leitung 111 bereit.
Zu diesem Zeitpunkt ist jedoch, wie an früherer Stelle beschrieben worden
ist, typisch noch farbiges Kanalrauschen in diesem Signal auf der
Leitung 111 vorhanden. Das letztere Signal wird an den
Addierer 115 und an den Addierer 130 angelegt
(unten beschrieben). Da das NP-Rückkopplungsfilter 155 gesperrt
ist, liegt keine Schätzung
des auf der Leitung 156 vorhandenen farbigen Kanalrauschens
vor, d. h. der Wert, der diesem Signal zugeordnet wird, ist null,
und der Addierer 115 stellt das Signal von dem Addierer 110 einfach
auf die Leitung 116 durch. Das Signal auf der Leitung 116 liegt
an der Trenneinrichtung 120 an. Die Trenneinrichtung 120 wählt in Abhängigkeit
von der Abbildung des Signals auf der Leitung 116 auf einen
Punkt in einer im voraus definierten Anordnung von Datensymbolen
(nicht gezeigt) ein besonderes Datensymbol aus. Die Trenneinrichtung 120 stellt
alle T Sekunden ein Datensymbol bereit, wobei 1/T die Datensymbolrate
ist. Dieses Datensymbol, das eine Schätzung des empfangenen Symbols
ist, wird von der Trenneinrichtung 120 auf der Leitung 121 für eine Verarbeitung
durch eine weitere (nicht gezeigte) Einheit der Empfängerschaltung
bereitgestellt, um die tatsächlichen übermittelten
Daten, in diesem Fall die das Trainingssignal repräsentierenden
Daten, wiederzugewinnen.
-
Das Ausgangssignal der Trenneinrichtung 120 wird
außerdem
an das ISI-Rückkopplungsfilter 125 sowie
an die Addierer 130 und 145 geliefert. Das ISI-Rückkopplungsfilter 125 sagt
das Ausmaß der
in dem empfangenen Signal enthaltenen Intersymbolinterferenzen vorher
und liefert über
die Leitung 126 ein ISI-Vorhersagesignal an den Addierer 110.
Der Addierer 110 entfernt, wie oben beschrieben ist, den verbleibenden
Anteil der Intersymbolinterferenzen aus dem empfangenen Signal,
indem er das ISI-Vorhersagesignal
von dem Signal subtrahiert, das von dem optimalen Vorwärtsfilter 105 ausgegebenen worden
ist.
-
Der Addierer 130 subtrahiert
das geschätzte Datensymbol,
das von der Trenneinrichtung 120 aus dem auf der Leitung 111 liegenden
ISI-reduzierten
Signal geliefert worden ist, um auf der Leitung 131 ein Fehlersignal
e1 bereitzustellen. Das letztere Signal repräsentiert das Ausmaß des ISI-Fehlers
und des Kanalrauschens, die noch nicht durch die Einwirkung des
optimalen Vorwärtsfilters 105,
des ISI-Rückkopplungsfilters 125 oder
des Rauschen rückkoppelnden Filters 155 korrigiert
worden sind. Das Fehlersignal e1 wird verwendet, um sowohl das optimale
Vorwärtsfilter 105 als
auch das ISI-Rückkopplungsfilter 125 über die
Multiplizierschaltungen 135 und 140 anzupassen
und wird als Eingangssignal dem Rauschen rückkoppelnden Filter 155 zur
Verfügung
gestellt, wie weiter unten beschrieben ist. Es wird vorausgesetzt,
daß der
(nicht gezeigte) Anpassungsalgorithmus des optimalen Vorwärtsfilters 105 und
des ISI-Rückkopplungsfilters 125 mit
der Methode des geringsten quadratischen Fehlers (MMSE), dem Zero-Forcing
oder Variationen davon, die Fachleuten bekannt sind, übereinstimmt.
Die Multiplizierschaltung 135 multipliziert das Fehlersignal
e1 mit einer Konstante oder Schrittweite á1. Das resultierende Signal,
das auf der Leitung 136 bereitgestellt wird, wird für die Anpassung
des optimalen Vorwärtsfilters 105 benutzt.
Das Signal auf der Leitung 131 ist das Eingangssignal für das Rauschen
rückkoppelnde
Filter 155 (unten beschrieben). Des weiteren wird auch
das Signal auf der Leitung 131 an die Multiplizierschaltung 140 geliefert,
die das Signal e1 mit der Schrittweite á2 multipliziert. Das resultierende
Signal, das auf der Leitung 141 bereitgestellt wird, wird
für die Anpassung
des ISI-Rückkopplungsfilters 125 benutzt. á1 und á2 werden
gemeinhin so festgelegt, daß sie
gleiche oder vergleichbare Werte haben. Die Schrittweiten á1 und á2 sind
viel kleiner als die Schrittweite á3.
-
Im Schritt 310 wird ein
Vergleich zwischen dem Wert des Fehlersignals e1 und einer im voraus definierten
Konstante E1 ausgeführt.
Die Konstante E1 stellt eine angestrebte ISI-Fehlerhäufigkeit
dar und kann entweder für
einen bestimmten Typ von Übertragungskanal
empirisch bestimmt werden oder entsprechend den Erfordernissen eines
spezifizierten Datenübertragungssystems
festgelegt werden. In diesem Beispiel wird angenommen, daß E1 gleich 10–7 im
nicht codierten Fall und 10–3 im codieren Fall ist.
Ist der Wert des Signals e1 größer oder
gleich E1, fährt
der ISI-DFE im Schritt 300 mit der Anpassung fort. Wenn jedoch der
Wert des Signals e1 kleiner als E1 ist, wird der NP-DFE-Teil des
Hybrid-DFE von 4 freigegeben,
und der ISI-DFE und das optimale Vorwärtsfilter 105 können zu
diesem Zeitpunkt entweder die Anpassung fortsetzen oder ihren derzeitigen
Zustand beibehalten. Jedoch ist nun das NP-Rückkopplungsfilter 155 durch
das NP-Steuersignal auf der Leitung 154 freigegeben. Es
sollte angemerkt werden, daß das
ISI-Steuersignal auf der Leitung 124 nur die Anpassung
des optimalen Vorwärtsfilters 105 und
des ISI-Rückkopplungsfilters 125 steuert,
wobei diese Filter noch immer freigegeben sind und Intersymbolinterferenzen
auf der Grundlage der im Schritt 300 bestimmten Koeffizientenwerte
beseitigen. Im Gegensatz dazu steuert das NP-Steuersignal auf der
Leitung 154 die Funktion des NP-Rückkopplungsfilters 154.
-
Es wird davon ausgegangen, daß in dieser zweiten
Phase nur noch farbiges Kanalrauschen aus dem empfangenen Trainingssignal
zu filtern bleibt.
-
Dieser ankündigende Anteil des farbigen
Kanalrauschens wird durch den NP-DFE-Teil des Hybrid-DFE von 4 entfernt. Insbesondere
subtrahiert der Addierer 115 das mittels des NP-Rückkopplungsfilters 155 vorhergesagte
farbige Kanalrauschen von dem ISI-gefilterten Signal, das auf der
Leitung 111 anliegt. Wie weiter oben beschrieben ist, wird
das Ausgangssignal vom Addierer 115 über die Leitung 116 an
die Trenneinrichtung 120 angelegt.
-
Der Addierer 145 subtrahiert
das geschätzte Datensymbol
vom Eingangssignal der Trenneinrichtung 120, um auf der
Leitung 146 ein Fehlersignal e2 bereitzustellen. Dieses
Fehlersignal repräsentiert das
Ausmaß des
verbleibenden Kanalrauschens, das durch die Wirkung des Rausch en
rückkoppelnden
Filters 155 nicht korrigiert worden ist. Das Fehlersignal
e2 wird verwendet, um das Rauschen rückkoppelnde Filter 155 anzupassen,
und wird als Eingangssignal an die Multiplizierschaltung 150 geliefert.
Es wird vorausgesetzt, daß der
(nicht gezeigte) Anpassungsalgorithmus des Rauschen rückkoppelnden
Filters 155 dem Zero-Forcing
nach der Methode des geringsten quadratischen Fehlers (MMSE) oder Variationen
davon, die Fachleuten bekannt sind, entspricht. Die Multiplizierschaltung 150 multipliziert
das Fehlersignal e2 mit einer Schrittweite á1. Das resultierende Signal,
das auf der Leitung 151 bereitgestellt wird, wird für die Anpassung
des Rauschen rückkoppelnden
Filters 155 verwendet.
-
Wie im weiter obenbeschriebenen Schritt 310 wird
im Schritt 330 ein Vergleich zwischen dem Wert des Fehlersignals
e2 und einer im voraus definierten Konstanten E2 ausgeführt. Die
Konstante E2 stellt eine angestrebte Kanal-Fehlerhäufigkeit
dar und kann entweder für
einen bestimmten Typ von Übertragungskanal
empirisch bestimmt werden oder entsprechend den Erfordernissen eines
spezifizierten Datenübertragungssystems
festgelegt werden. Bei diesem Beispiel wird davon ausgegangen, daß E2 im
uncodierten Fall besser als 10–7 ist und für ein codiertes
System besser als 10–3 ist. Wenn der Wert des
Signals e2 größer oder
gleich E2 ist, setzt der NP-DFE im Schritt 320 seine Anpassung fort.
Wenn jedoch der Wert des Signals e2 kleiner als E2 ist, beendet
der NP-DFE-Teil des Hybrids das anfängliche Anpassungsverfahren
und geht zur Kommunikationsphase über.
-
Als ein Ergebnis dieser Anpassungsfolge sollte
zu sehen sein, daß,
da der ISI-Anteil des Signals zuerst entfernt worden ist, die sich
ergebenden ISI-Koeffizienten,
die durch I(z) repräsentiert
werden, die sich ergebenden NP-Koeffizienten,
die durch N(z) repräsentiert
werden, dominieren, d. h. I(z) >> M(z) ist. Dieses Merkmal
wird weiter unten weiter beschrieben.
-
Die Leistungsparameter eines Hybrid-DFE können der
optimalen Leistungsfähigkeit
nahekommen, wenn außer
auf die Reihenfolge des Anpassungsvorgangs besondere Sorgfalt auf
das Design der Strecke zur optimalen Vorwärtsfilterung verwendet wird.
Wie Fachleuten bekannt ist, ist ein adaptives Filter im allgemeinen
eine Verzögerungsleitung, die
eine Anzahl von Abgriffen (Taps) aufweist. Jeder Abgriff stellt
einen Wert des empfangenen Signals zu einem Zeitpunkt, typisch in
Intervallen von T/k, dar, wobei 1/T die Symbolrate und k typisch
eine ganze Zahl ist, jedoch eine gebrochene Zahl sein könnte. Eine
verallgemeinerte Struktur des optimalen Vorwärtsfilters 105 ist
in 6 gezeigt. Das optimale Vorwärtsfilter 105 enthält eine
Verzögerungsleitung 200,
die K Abgriffe aufweist. Der Ausgang jedes Abgriffs wird mit einem
entsprechenden Koeffizienten Ki multipliziert,
dessen Werte wie oben beschrieben angepaßt worden sind. Wie Fachleuten
bekannt ist, ist der "Hauptabgriff" der mittige Abgriff, der dem
"aktuellen" Symbol am Ausgang des optimalen Vorwärt sfilters zugeordnet ist.
In 6 ist der mittige
Abgriff durch den Abgriff n + 1 dargestellt. Des weiteren führt ein
optimales Vorwärtsfilter
sowohl eine "Vorläufer"-Filterung
als auch eine "Nachläufer"-Filterung aus.
Die Vorläufer-Filterung
stellt jenen Teil der Intersymbolinterferenzen dar, der aufgrund
von Symbolen auftritt, die vor dem aktuellen Symbol empfangen worden
sind. Umgekehrt stellt die Nachläufer-Filterung
jenen Teil der Intersymbolinterferenzen dar, der aufgrund von Symbolen
auftritt, die nach dem aktuellen Symbol empfangen werden. Die Nachläufer-Filterung ist von
vorhersagender Art und wird hauptsächlich durch das ISI-Rückkopplungsfilter eines ISI-DFE ausgeführt. Die
weiter obenerwähnte
US-Patentanmeldung
von Gadot u. a. gibt zur Kenntnis, daß, da die Vorwärtsstrecke
auch eine Nachläuferfilterung ausführt, die
der Länge
des Nachläuferschwanzes
eines "theoretisch" signalangepaßten Filters entspricht, eine
Spannung zwischen diesen beiden Filtern auftritt, d. h. die Strecke
zur optimalen Vorwärtsfilterung
mit dem ISI-Rückkopplungsfilter
rivalisiert, wenn beide Filter angepaßt sind. Folglich ist es erstrebenswert,
das Ausmaß der
Nachläufer-Filterung, die
von der Strecke zur optimalen Vorwärtsfilterung ausgeführt wird,
zu verringern. Deshalb wird gemäß dem Konzept
der Erfindung der "Hauptabgriff' vom mittigen Abgriff so verschoben,
daß die
Anzahl der Vorläuferabgriffe
größer als
die Anzahl der Nachläuferabgriffe
ist. Typisch brauchen für
eine Nachläufer-Filterung
nur wenige Symbole in der Strecke zur optimalen Vorwärtsfilterung
gehalten werden. Wie in 6 gezeigt
ist, werden die Abgriffe, die für
eine Nachläufer-Filterung
sorgen, durch die Abgriffe n – 1 und
n – 2
geschaffen. (Wenn angestrebt wird, das Ausmaß der Nachläufer-Filterung, die von dem
optimalen Vorwärtsfilter 105 geliefert
wird, weiter zu verringern, kann außerdem die Schrittweite á1, die
für die
Multiplikation des Fehlersignals e1 verwendet wird, weiter in zwei
verschiedene Schrittweiten á10 and á11 untergeteilt werden, wobei á10 der Nachläuferfilterung zugeordnet ist
und so gewählt
ist, daß es kleiner
als á2
ist.) Dies hat zur Folge, daß die
Nachläuferkomponente
des Fehlersignals, das verwendet wird, um den Nachläuferteil
des optimalen Vorwärtsfilters 105 anzupassen,
geringer als das Fehlersignal ist, das verwendet wird, um das ISI-Rückkopplungsfilter 125 anzupassen.
Folglich paßt
sich das optimale Vorwärtsfilter 105 langsamer
als das ISI-Rückkopplungsfilter 125 an
einen Nachläuferfehler
an.
-
Wie weiter oben beschrieben ist,
wird der beispielhafte Hybrid-DFE von 4 ISI-Koeffizienten-dominierend
und nähert
sich der optimalen DFE-Leistungsfähigkeit
bei Vorhandensein von Kanalstörungen
und Rauschen an. Das Problem der Fehlerfortpflanzung besteht jedoch
noch immer. Wie weiter oben erwähnt
worden ist, verwendet das Datenübertragungssystem
von 3 das wohlbekannte
Verfahren der Vorcodierung, um die Auswirkungen der Fehlerfortpflanzung
auf die Leistungsfähigkeit
eines DFE zu verringern. Bei diesem Beispiel wird davon ausgegangen,
daß die
Fachleuten bekannte "Tomlinson"-Vorcodierung im Zusammenhang mit dem
Hybrid-DFE von 4 verwendet
wird. Ein Beispiel für
die Vorcodiereinrichtung des Senders 10 ist in 7 gezeigt.
-
In 7 wird
ein Datensignal an die Tomlinson-Vorcodiereinrichtung angelegt,
die einen Addierer 605, ein mod-2L-Element 610 und
ein Filter 615 umfaßt.
Im Unterschied zum Konzept der Erfindung arbeitet die Tomlinson-Vorcodiereinrichtung
wie im Stand der Technik. Insbesondere subtrahiert der Addierer 605 ein
Signal, das vom unten beschriebenen Filter 615 erzeugt
wird, vom Datensignal. Das Ausgangssignal des Addierers 605 wird
an das mod-2L-Element 610 angelegt, welches, wie Fachleuten bekannt
ist, so beschaffen ist, daß es
auf der Leitung 611 einen Ausgangsdatensymbolstrom zum Sender 621 liefert.
Beispielsweise bildet das mod-2L-Element 610 das auf der
Leitung 606 ausgegebene Signal auf eine Position in einer
Signalpunktanordnung ab. Diese Abbildung erfolgt unter Verwendung
einer modulo-2L-Arithmetik, wobei L die Größe einer Signalpunktanordnung
ist. 8 zeigt eine beispielhafte
Signalpunktanordnung, bei der L = 7 + 1 ist. Der Sender 621,
der den übrigen
Teil des Senders 10 umfaßt, gibt ein moduliertes Signal
an den Übertragungskanal 15 ab.
Der Ausgangsdatensymbolstrom wird außerdem dem Filter 615 zugeführt, das
dieses Signal entsprechend der Polynomfunktion oder Filterantwort
C(z) filtert. Letztere wird nach der obenbeschriebenen Trainingsphase
von dem Sender 20 gesendet, wobei sie die Kombination der
Anpassungskoeffizienten von I(z) und N(z) darstellt.
-
Wie an früherer Stelle angegeben worden
ist, hat die Vorcodierung typisch die wehrend des Trainings bestimmten
Anpassungskoeffizienten zur Grundlage. Sobald das Training abgeschlossen
ist, werden diese Anpassungskoeffizienten zur Verwendung in der
Vorcodiereinrichtung an den Sender zurückgeschickt. Da die Vorcodiereinrichtung
nun eine Anpassung für
ISI und Kanalrauschen vornimmt, muß folglich die Hybrid-DFE-Struktur von 4 modifiziert werden. Eine
veranschaulichende Ausführung
der Modifikation für
die Anwendung während
einer Kommunikationsphase ist in 9 gezeigt,
wo ein Teil des Empfängers 20 dargestellt
ist.
-
Obwohl nach dem Grundverfahren der
Vorcodierung, das im Stand der Technik bekannt ist, dieses Filter 615 (7) eine Filterantwort in
Abhängigkeit
von der Anpassung des Hybrid-DFE in dem Empfänger liefern soll, ist jedoch
vom Anmelder festgestellt worden, daß eine besondere Kombination
von Anpassungskoeffizienten dem Kommunikationssystem von 3 erlaubt, der optimalen
DFE-Leistungsfähigkeit
nahe zu kommen. Um insbesondere zu erläutern, wie zu bestimmen ist,
welche Koeffizienten in der Vorcodiereinrichtung erforderlich sind,
wenn ein Hybrid-DFE verwendet wird, wird die folgende hypothetische
Situation angenommen: Zunächst
wird davon ausgegangen, daß die
Vorcodierungskoeffizienten des Senders auf null gesetzt sind, und
es wird die Systemantwort betrachtet. Diese Systemantwort bildet
die Grundlage für
die Bestimmung der Vorcodierungskoeffizienten.
-
Wie in 9 gezeigt
ist, ist am Ausgang des optimalen Vorwärtsfilters (FF) 650 die Systemantwort 1
+ I(z), da die Nachläufer-Antwort
unkorrigiert bleibt. Das heißt
das Ausgangssignal ist das aktuelle Symbol (durch die Zahl "1" dargestellt)
zuzüglich
der Nachläufer-Intersymbolstörungen.
Wie bereits an früherer
Stelle erwähnt
worden ist, führt
eine Strecke zur optimalen Vorwärtsfilterung
ein geringfügiges
farbiges Rauschen ein. Um dieses geringfügige farbige Rauschen zu weißen, wird
ein 1 + N(z)-Filter verwendet, das durch die Filtereinrichtung 655 repräsentiert ist.
Am Ausgang dieses Filters ist die Systemantwort (I + I(z))(I + N(z)).
Deshalb ist die Restantwort, die eine Vorcodiereinrichtung berücksichtigen
muß: C(z) = (I + I (z))(I + N(z)) – 1 (1) wobei die
Zahl "1" wiederum das aktuelle Symbol repräsentiert.
-
In Anbetracht der Gleichung (1) werden
sowohl I(z) als auch N(Z) vom Empfänger 20 berechnet und
während
einer jeweiligen Trainingsphase an den Sender 10 zurückübertragen,
wobei I(z) und N(z) wie in der Gleichung (1) gezeigt kombiniert
werden, um die Filterantwortfunktion für das Filter 615 bereitzustellen.
-
Wie wiederum in 9 gezeigt ist, wird während der Kommunikationsphase
ein empfangenes vorcodiertes Datensignal an das optimale Vorwärtsfilter 650 angelegt,
wobei dieses mit dem Filterelement 655 gefaltet wird, dessen
Filterantwort gleich (1 + N(z)) ist. Das sich aus dem Filterelement 655 ergebende
Ausgangssignal wird an die Tomlinson-Decodiereinrichtung 670 angelegt,
die der Trenneinrichtung 675 eine Folge von Datensymbolen
liefert. Die Trenneinrichtung 675 liefert eine Schätzung des übertragenen
Datensymbols an den übrigen
Teil des Empfängers 20 (nicht
gezeigt). Außerdem
wird vom Addierer 680 ein Fehlersignal erzeugt. Dieses
Fehlersignal wird verwendet, um das optimale Vorwärtsfilter 650 anzupassen.
-
Es sollt es beachtet werden, daß es erstrebenswert
sein könnte,
sogar noch während
der Kommunikationsphase die Anpassung des Hybrid-DFE an kleine Änderungen
in der Antwort des Nachrichtenkanals fortzusetzen. Beispiesweise
könnte
ein Übersprechen
von benachbarten Kabelpaaren den Kanalzustand beeinflussen, nachdem
das Training abgeschlossen worden ist. Eine veranschaulichende Ausführung einer
Hybrid-DFE-Struktur ist in 11 gezeigt.
In diesem Beispiel sind die Koeffizienten I(z) und N(z) des Hybrid-DFE
von 4 nach dem Training
wieder auf null gesetzt worden, um eine fortgesetzte Anpassung während der
Kommunikationsphase zu ermöglichen.
-
Das obenbeschriebene Vorcodierungsschema,
das die Gleichung (1) verwendet, liefert zwar eine Verbesserung
der Leistungsfähigkeit
eines Hybrid-DFE, jedoch gibt die obenerwähnte Patentanmeldung von Gadot
u. a. zur Kenntnis, daß es
nicht unbedingt der hardware-effizienteste Weg ist, Koeffizienten
für eine
Verwendung in der Vorcodierung zu kombinieren.
-
Insbesondere paßt sich die Hybrid-DFE-Struktur
von 4 in Übereinstimmung
mit dem Verfahren von 5 an,
wie oben angemerkt worden ist. Bei diesem Verfahren kompensiert
der Hybrid-DFE zunächst
die Anwesenheit von Intersymbolinterferenzen in dem erhaltenen Trainingssignal. Nachdem
die Kompensation der Intersymbolinterferenzen abgeschlossen ist,
kompensiert der Hybrid-DFE jedes verbliebene Kanalrauschen. Wie
weiter oben erwähnt
worden ist, liefert diese Methode Koeffizienten, derart, daß N(z) von
I(z) dominiert wird. Daher werden gemäß den Prinzipien der Erfindung
von dem Sender während
der Vorcodierung in der Kommunikationsphase nur die dominierenden Abgriffwerte
verwendet – wodurch
sich die Komplexität
des Senders um das Filterelement 615 von 7 verringert. Am Empfänger verringert sich die Hardware-Komplexität ebenfalls,
da dort keine Notwendigkeit besteht, 1 + N(z) Filter in die Vorwärtsstrecke einzufügen. In
der Kommunikationsphase wird die Tomlinson-Vorcodiererschaltung
von 7 so modifiziert,
daß C(z)
= I(z) ist. Mit anderen Worten: Die Tomlinson-Vorcodierung wird
so ausgeführt,
als ob im Empfänger 20 nur
ein ISI-DFE vorhanden wäre.
-
Deshalb ist in 10 eine weitere veranschaulichende Ausführung der
Erfindung gezeigt, die eine zweckmäßigere Lösung für die Verwirklichung einer
Hybrid-DFE-Struktur liefert, die der optimalen Leistungsfähigkeit
nahe kommt. In 10 ist ein Teil des
Empfängers 20 während der
Kommunikationsphase gezeigt. Die 10 ist
mit Ausnahme der weggelassenen Schaltungseinheit, die dem ISI-Teil des
Hybrid-DFE zugeordnet ist, d. h. mit Ausnahme des ISI-Rückkopplungsfilters 125,
der Multiplizierschaltung 140, des Addierers 110,
und der hinzugefügten
der Tomlinson-Decodiereinrichtung 810 der 4 in etwa gleich. Folglich bleibt der
NP-DFE-Teil des Hybrid-DFE während
der Kommunikationsphasen aktiv. Vorteilhaft wird dem Empfänger durch
die fortgesetzte Verwendung des NP-DFE in diesem ermöglicht;
während
der Kommunikationsphase kleine Veränderungen in dem Kanal zu verfolgen.
-
Obgleich der Blockschaltplan von 10 dem Empfänger 20 ermöglicht,
kleine Veränderungen
in der Kanalantwort zu verfolgen, könnte es der Fall sein, daß größere Veränderungen
in der Kanalantwort auftreten. In diesem Fall wird sich die Größe der Rückkopplungskoeffizienten
des optimalen Vorwärtsfilters 105 und
des NP-Rückkopplungsfilters 155 verändern. Obwohl
das Kommunikationssystem von 3 in
dieser Situation einfach ein wiederholtes Training ausführen könnte, wäre es von
Vorteil, nicht die gesamte Menge von Koeffizienten I(z) und N(z) zu
berechnen, sondern statt dessen ein "Schnelltraining" auszuführen.
-
11 zeigt
einen Blockschaltplan eines beispielhaften Hybrid-DFE zur Ausführung eines Schnelltrainings.
Ein entsprechendes Schnelltrainingsverfahren ist in 12 gezeigt. Wie weiter oben beschrieben
ist, sind während
der Trainingsphase nur die dominierenden Koeffizienten I(z) an einen Sender
zurückübertragen
worden. Diese Anfange einstellung der Koeffizienten in dem Sender
wird nun durch I0(z) repräseitiert.
Bei einem Wechsel in die Kommunikationsphase werden die Koeffizienten
I(z) des ISI-Rückkopplungsfilters 125 auf
null zurückgesetzt.
In diesem Beispiel setzen sowohl das ISI-Vorhersagefilter als auch
das NP-Vorhersagefilter
in der Kommunikationsphase ihren Betrieb fort. Im Schritt 905 überprüft der Empfänger 20 in
regelmäßigen Abständen die
Größe der Koeffizienten
des ISI-Rückkopplungsfilters 125,
die durch I1(z) repräsentiert werden, und vergleicht
sie mit einer im voraus festgelegten Größe I1.
Wenn I1(z) größer als I1 ist,
meldet der Empfänger 20 dem
Sender 10, daß demnächst ein
"Schnelltraining" auszuführen
ist, setzt im Schritt 908 die weitere Anpassung des ISI-Vorhersagefilters aus
und sendet im Schritt 910 I1(z)
an den Sender 10. Diese Meldung kann in beliebiger Anzahl
auf Wegen, die dem Stand der Technik bekannt ist, z. B. über einen
Rückkanal,
der für
das Senden von Steuerinformationen verwendet wird, erfolgen. Im
Schritt 920 setzt der Empfänger 20 I1(z)
auf null zurück.
Da noch immer eine Kommunikation stattfindet, überwacht der Empfänger 20 beispielsweise
die Fehlerhäufigkeit
im Schritt 930, um zu bestimmen, wann der Sender 10 das Schnelltraining
abgeschlossen hat. Wenn die Fehlerhäufigkeit kleiner als 10–7 ist,
gibt der Empfänger
die Anpassung des ISI-Vorhersagefilters 20 frei und kehrt
zum Schritt 905 zurück.
-
Der Sender 10 empfängt die,
aktualisierten Koeffizientenwerte I1(z)
im Schritt 915 und addiert im Schritt 925 einfach I1(z) zu den bereits vorliegenden Werten I0(z). Folglich ist ein schnelleres Wiederholungstraining
des Kommunikationssystems ausgeführt
worden.
-
Es sollte beachtet werden, daß ein alternatives
Verfahren für
ein schnelles Wiederholungstraining unter Nutzung der Hybrid-DFE-Struktur
von 10 durchgeführt werden
kann. In diesem Fall ersetzen die Werte N(z) die in dem Verfahren
von 12 dargestellten
Werte I(z). Jedoch führt
diese Methode zusätzliche
Komplexität
ein, denn sobald die N1(z)-Aktualisierung
zu dem Sender 10 zurückgeschickt
wird, muß die
Hybrid-Empfängerstruktur
von 10 so modifiziert werden, daß sie eine
Filtereinrichtung enthält,
die dem Filterelement 655 von 9 ähnlich
ist.
-
Obwohl die Erfindung hier in einer
Ausführung
mit diskreten funktionellen Baueinheiten, z. B. Trenneinrichtungen,
Filtern usw., veranschaulicht worden ist, können die Funktionen jeder einzelnen Baueinheit
oder mehrerer dieser Baueinheiten unter Verwendung eines oder mehrerer
in geeigneter Weise programmierter Prozessoren, beispielsweise eines
digitale Signale verarbeitenden Prozessors, ausgeführt werden
Obwohl das Konzept der Erfindung im Zusammenhang mit der Verwendung
eines Hybrid-DFE beschrieben wurde, bei dem N(Z) von I(z) dominiert
wird, sollte klar sein, daß auch
eine alternative Methode Anwendung finden könnte, bei der I(z) klein und
N(z) groß ist.
In solch einem alternativen System wird N(z) von dem Sender 10 für die Vorcodierung
verwendet, und der NF-DFE-Teil des Hybrid-DFE paßt sich vor dem ISI-Teil des
Hybrid-DFE an. Die entsprechende Hybrid-DFE-Struktur sollte während der
Kommunikationsphase eine Filtereinrichtung ähnlich dem Filterelement 655 von 9 enthalten, die das farbige
Rauschen weißt.
-
Ferner kann, obwohl zur Veranschaulichung eine
Tomlinson-Vorcodierung dargestellt worden ist, jedes Vorcodierungsschema
in Verbindung mit dem Konzept der Erfindung Anwendung finden. Beispielsweise
könnte
mit entsprechenden einfachen Veränderungen
in der Empfängerstruktur
auch die durch die CCITT-Modulationsnorm V.34 spezifizierte Vorcodierung
verwendet werden. Schließlich
sollte klar sein, daß,
obwohl eine Anlaufphase verwendet worden ist, um die Reihenfolge
der Anpassung zu veranschaulichen, das Konzept der Erfindung auch
für ein "Blindstart-Verfahren" gilt.
Dieses vorgeschlagene Schema kann sowohl in einem uncodierten als
auch in einem codierten Kommunikationssystem verwendet werden.