CN1123978A - 用于数据通信设备的混合式均衡装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出的混合式判断反馈均衡器(DFE)可以达到最佳DFE性能。这种混合式DFE包括码间干扰DFE(ISI-DFE)和噪声预测DFE(NP-DFE)，具体地说，是自适应前馈滤波器部分后跟一个码间干扰预测滤波器和噪声预测滤波器。相应的发射机使用利用混合式DFE结构的优化系数C(z)的预编码器。具体是C(z)＝(1+I(z))(1+N(z))-1，其中I(z)和N(z)分别表示ISI-DFE和NP-DFE适应后的系数值。

Description

用于数据通信设备的混合式均衡装置

本发明涉及数据通信设备(如调制解调器)，具体地说涉及数据通信系统中的信号均衡技术。

在数据通信系统中，始终不同程度上存在着码间干扰(ISI)。ISI取决于通信信道的传输特性(即信道响应)，一般说来，会使在一个传输序列中的相邻数据符号扩展而相互干扰。如果信道响应差，那么ISI就成为在两个数据终端之间进行低错误率通信的主要障碍。事实上，数据率(即频率)越高，由于传输信道中的高频衰减越大，因此ISI的影响也就越严重。所以，当前在本地环路的环境中使传输速度越来越高的种种努力都必需有效地克服ISI对所发送的数据信号的影响。

如所周知，在接收机中通常用一个判断反馈均衡器(DFE)来消除ISI。就理论而言，有两种数学上是等效的DFE形式。一种是ISI预测DFE(ISI—DFE)，另一种是噪声预测DFE(NP—DFE)。虽然数学上是等效的，但在实际上对每一种的性能都有一些限制，这些限制在高速通信系统中就相当显著。具体地说，ISI—DFE和NP—DFE的性能都受到通信信道产生的噪声(即信道噪声)和误传播的影响。

在ISI—DFE的情况下，构成ISI—DFE的前馈滤波部分和ISI预测反馈滤波部分各都消除一部分ISI。然而不幸的是，信道噪声经前馈滤部分处理后可能呈现为稍带色的噪声，而不是自噪声。也就是说，前馈滤波部分采用典型的自适应算法不一定收敛到一个理想的预白化解。这个由前馈滤波部分所提供的有色噪声将使性能降低。换句话说，ISI—DFE的性能是受到限制的，并非最佳。

或者，如上所述，接收机可以采用NP—DFE。NP—DFE包括一个线性均衡器，后接一个NP反馈滤波部分。在理论上，可以由线性均衡器消除全部ISI，而由NP反馈部分消除任何有色的信道噪声。然而，在线性均衡器的设计中，需要对降低噪声和消除ISI进行折衷，这种折衷表现为在消除ISI的线性均衡器中采用“最小均方误差”(MMSE)准则。因此，在线性均衡器所提供的信号中始终还有原ISI的残余形态。这个ISI的残余形态将使性能降低，因而即使是NP—DFE也不能提供最佳的DFE性能。值得注意的是，在线性均衡器中可以采用另一种称为“迫零”的准则，迫使ISI趋于零。然而，这种迫零方法只有在信道响应无频谱零点的情况下才是切实可行的。

尽管无论采用ISI—DFE还是NP—DFE在性能上都有上述实际限制，从事该技术领域的一些人们已经证识到了采用混合型结构对于改善DFE性能还有一定潜力。例如，在Graf等人的文章“采用噪声预测的全数字自适应2.048兆比特/秒数据传输系统的设计及性能”(“Design and Performance of an All—Digital Adap-tive 2.048MBIT/S Data Transmission Sgstem Using Noise Predic-tion”，ISCAS 1989 pp。1808—1812)中所提出的那种DFE由一个符号间隔的先行(precursor)仅自适应迫零前馈滤波器后接并联的一个最小均方(LMS)ISI预测滤波器和一个LMS噪声预测滤波器构成。在这种情况下，通过ISI预测滤波器和噪声预测滤波器来弥补使用符号间隔的先行仅迫零前馈滤波器的不足。不幸的是，使用符号间隔仅先行迫零前馈波波器在有信道失真和干扰的情况下并不能提供最佳DFE性能。此外，Graf等人的文章指出这三个滤波器都使用LMS算法不能保证稳状性能。因此，虽然这种混合式结构在这特定通信环境是有用的，但不能完全解决高速通信系统中在有信道噪声的情况下获得最佳DFE性能的问题。

此外，如上面所提到的那样，无论采用ISI—DFE还是NP—DFE都会在接收机中引起“错误传播”的效应。ISI—DFE和NP—DFE都按照是正确的数据符号作出判决(即估计)。由于ISI—DFE和NP—DFE都用了反馈，因此对现行接收符号的错误估计将影响对随后的各接收符号。通常，如原有技术所指出的那样，采用预编码来消除差错传播的影响。如果接收机带有ISI—DFE，则将所得到的ISI—DFE的各系数值(如在本技术领域中所知那样记为I(z))例如通过反向信道发回给发射机，由发射机在预编码中使用。如果接收机带有NP—DFE，则将N(z)系数值发回给发射机。然而，对于混合式DFE情况来说，I(z)＋N(z)这种直接方式不能为发射机中的预编码提供最佳解。

当在接收机中使用混合式DFE结构时，发现发射机使用一组系数值来进一步减小在预编码数据信号时误传播的影响。具体来说，发射机使用利用混合DFE结构的系数值C(z)的预编码器，即

C(z)＝(1＋I(z))(1＋N(z))－1

其中，和现有技术一样，I(z)和N(z)表示分别在ISI—DFE和NP—DFE适应后所得的系数值。

在本发明的一个实施例中，使用Tomlinson预编码来使误传播最小，其中，Tomlinson预编码器使用的系数值为：(1＋I(z))(1＋N(z))－1。

在本说明书的附图中：

图1为原有技术的ISI—DFE的方框图；

图2为原有技术的NP—DFE的方框图；

图3为体现本发明原理的一种通信系统的方框图；

图4为体现本发明原理的一种混合式DFE结构的方框图；

图5为在图4所示的混合式DFE结构中使用的、体现本发明原理的一种自适应调整次序的例示性流程图；

图6为图4中所示的、体现本发明原理的正馈滤波器105的方框图；

图7为在图3中所示的发射机中使用的预编码器的方框图；

图8为一个例示性信号点阵空间；

图9为按照本发明的原理所提出的在通信阶段期间的混合式DFE的一个实施例的方框图；

图10为按照本发明的原理所提出的在通信阶段期间的混合式DFE的另一个实施例的方框图；

图11为按照本发明的原理所提出的在通信阶段期间的混合式DFE的又一个实施例的方框图；以及

图12为按照本发明的原理所提出的一种再训练方法的流程图。

在说明本发明的原理以前，先介绍其他一些有关背景知识。图1示出了一种原有技术的ISI—DFE，它包括前向滤波器50、加法器55、限制器60和ISI反馈滤波器65。需处理的接收数据信号通过采样器48和线49加到前馈滤波器50。前馈滤波器50滤除掉接收数据信号中存在着的一部分ISI。前馈滤波器50的输出信号通过采样器53加到加法器55，在理论上由加法器55减去由ISI反馈滤波器65滤出的ISI剩余部分。加法器55将输出信号加到线56上，送到限制器60。限制器60根据线56上的信号映射到一个预定的数据符号点阵空间(未示出)的函数关系选出具体的数据符号。限制器60每隔T秒提供一个数据符号，T的倒数即为数据符号率。这数据符号是发送符号的估值，由限制器60加到线61上，供其他接收机电路(未示出)处理，以便恢复实际发送数据。(如果它是一个诸如格码编码那样的编码信号，则在限制器输入端的值可用于维特比(Viterbi)解码器)。此外，这发送符号估值还送至ISI反馈滤波器65，由ISI反馈滤波器65利用这些估值预测要从接收信号中滤除的ISI量。只要这个对现行发送符号的估值是正确的，那么实际上不会有问题。然而，如果这个对现行发送信号的估值是错误的，那么反馈段就将这错误加到下一个接收符号上，引起错误传播。结果，如众所周知，通常采用一种非线性预编码技术来尽量减小差错传播。

在预编码技术中，接收机有两个工作阶段。在称为“建点”或“训练”阶段的第一阶段，接收机的ISI—DFE调节到从发射机发送的标准测试信号。通常，发射机发送的这个测试信号并没有预编码。在ISI—DFE进行调节时，通过反向信道将所得到的ISI—DFE系数值(如在该技术领域所周知的那样标为I(z)发回给发射机。从此，进入第二阶段，即“通信”阶段。在通信阶段，现在发射机用任何所周知的预编码技术(如汤姆林森(Tomlinson)预编码)对数据进行预编码后再加以发送。无论采用的是什么预编码方法，这预编码技术利用了前面提到的由接收机中的ISI—DFE确定的系数值I(z)。于是，接收机以补偿方法对任何接收信号进行处理，解除预编码。然而，一般在通信阶段不再使用ISI—DFE部分，因为发射机中的预编码相当于执行反馈功能，所以不再有错误传播问题。

类似，图2示出了一种原有技术的NP—DFE结构。这种NP—DFE结构包括线性均衡器(LE)80、加法器85、限制器90、加法器95和NP反馈滤波器75。需处理的接收数据信号通过采样器78和线79加到LE80。LE80理论上能消除掉出现在接收数据信号中的所有ISI，但总留有残余部分。LE80的输出信号通过采样器83加到加法器85。在理论上，加法器85减去由NP反馈滤波器75估计的信道噪声的剩余预测部分。加法器85将输出信号加到线86上，送到限制器90。限制器90根据线86上的信号映射到一个预定的数据符号点阵空间(未示出)的函数关系选出具体的数据符号。限制器90每隔T秒提供一个数据符号，T的倒数即为数据符号率。这数据符号是发送符号的估值，由限制器90加到线91上，供其他接收机电路(未示出)处理，以便恢复实际发送数据。(如果它是一个诸如格码编码那样的编码信号，则在限制器输入端的值可用于维特比解码器)。此外，这发送符号估值还送至加法器95。加法器95将线82上经ISI消除处理的信号减去发送符号估值后送至NP反馈滤波器75，由NP反馈滤波器75用来预测需从接收信号中消除的信道噪声量。然而，与上述ISI—DFE一样，也存在着错误传播问题，通常也是通过在发射机中用系数值N(z)进行非线性预编码来解决的。但是，在发射机按NP—DFE接收机提供的系数进行预编码的通信阶段，接收机结构稍有一些不同。具体地说，接收机结构改变为线性均衡器后接一个包括1＋N(z)响应的滤波器。在通信阶段，与上述ISI—DFE预编码情况一样，通常不再使用NP—DFE。

图3示出了体现本发明原理的示意性通信系统。对于这个例子，只示出了一个传输方向，也就是发射机10通过通信信道15向接收机20发送信号。发射机10中有一个预编码器，而接收机20中有一个混合式DFE。

图4示出了用于接收机20的体现本发明原理的混合式DFE结构实施例。具体地说，这种混合式DFE结构包括一个自适应前馈滤波部分后接并联的一个ISI预测滤波器和一个噪声预测滤波器。为了简明起见，图4中没有示出接收机的其他器件。除了本发明的概念外，图4中的各部分都是众所周知的，不再详细说明。例如，前馈滤波部分(FF)105通常是一个分数间隔均衡器，也可以是一个符号间隔均衡器，只是性能差一些而硬件简单一些而已。虽然为了明显起见采样器108单独示出，其实只是分数间隔均衡器的一个部分。滤波处理所得到的输出取决于滤波系数，这在FF105的情况下表示为F(z)，如所周知。

在建立阶段，接收到的训练信号通过采样器103和线104加到FF105，进行处理。按照本发明，FF105是一个自适应滤波器，其系数F(z)由线136上的自适应信号控制，这在下面将要加以说明。FF105滤除了接收数据信号中的一部分ISI。虽然采用一个自适应滤波器通常可以改善混合式DFE的性能，然而本发明的发明者发现，如果证实设计这前馈滤波器和混合式DFE自适应方式，可以使这性能达到最佳。

ISI一DFE和NP—DFE的自适应过程应依次分别进行，例如按图5所示的次序。虽然没有示出，但图5各步骤是在接收机20(图3)中的一个控制器(如微处理器)配合下共同执行的。在步骤300，只是图4所示混合式DFE的ISI—DFE部分进行自适应。具体地说，NP反馈滤波器155由线154上的NP控制信号切断。在这种情况下，NP反馈滤波器155的输入信号值设置为零。相反，ISI反馈滤波器125和FF105的自适应过程由线124上的ISI控制信号启动。因此，在这个训练的第一阶段，只是动用ISI—DFE消除出现在所接收的训练信号中的任何ISI。

具体地说，再参看图4所示，FF105的输出信号通过采样器108加到加法器110。在理论上，加法器110从FF105的输出信号中减去由ISI反馈波波器125滤出的ISI剩余部分。加法器110将输出信号加到线111上。在这一点上，如前面所述那样，线111上的信号通常仍含有有色的信道噪声。这信号加到加法器115和加法器130(下面说明)。由于NP反馈滤波器155被切断，线156上并没有有色信道噪声的估值，也就是说线156上的信号值为零，因此加法器110的输出信号直接通过加法器115加到线116上。线116上的信号加到限制器120。限制器120根据线116上的信号映射为一个预定的数据符号点阵空间(未示出)中的点的函数关系选出具体的数据符号。限制器120每隔T秒提供一个数据符号，T的倒数即为数据符号率。这数据符号是所接收的符号的估值，由限制器120加到线121上，供其他接收机电路(未示出)处理，以便恢复实际发送数据，在这种情况下就是训练信号所表示的数据。

限制器120的输出信号还加到ISI反馈滤波器125和加法器130、145。ISI反馈滤波器125预测出所接收的信号中的ISI量，产生一个ISI预测信号，通过线126加到加法器110。如前面所述那样，加法器110通过将FF105的输出信号减去ISI预测信号从所接收的信号中消除掉ISI的剩余部分。

加法器130通过将线111上经ISI消除的信号减去限制器120提供的估计数据符号，产生一个误差信号el，加到线131上。这个误差信号el表示还没有被FF105、ISI反馈滤波器125，或者噪声反馈滤波器135校正的ISI误差和信道噪声的总和。误差信号el用来通过乘法器135和140分别调整FF105和ISI反馈滤波器125，还提供给下面要说明的噪声反馈滤波器155作为输入信号。假设FF105和ISI反馈滤波器125的自适应算法(未示出)遵从采用MMSE、迫零或其他变型准则，这是众所周知的。乘法器135将误差信号el乘以一个常数即(调整步长)α1。加到线136上的所得信号用来调整FF105。线131上的信号是噪声反馈滤波器155(将在下面说明)的输入信号。线131上的信号还加到乘法器140，乘法器140将信号el乘以步长α2。加到线141上的所得信号用来调整ISI反馈滤波器125。α1和α2的值通常设成相等或相差不大，但比步长α3小得多。在步骤310，将误差信号el与一个预定常数E1进行比较。常数E1表示所要求的ISI差错率，所以按通信信道具体类型由实验确定，也可以设置为通信系统规定的要求值。例如，可以设E1对于非编码情况为10-7，而对于编码情况的10-3。如果信号el的值大于或等于E1，则返回步骤300，继续调整ISI—DFE。然而，如果信号el的值小于E1，则进至步骤320，启动图4混合式DFE的NP—DFE部分，而对ISI—DFE和FF105此时可继续进行调整，也可以“冻结”而不作调整。因此，现在NP反馈滤波器155由线154上的NP控制信号启动，进行工作。应该注意的是，在线124上的ISI控制信号只控制FF105和ISI反馈滤波器125的自适应调整，这两个滤波器仍然工作，根据在步骤300确定的这些系数值消除ISI。然而，线154上的NP控制信号则对NP反馈滤波器154的工作进行控制。

在这个第二阶段，假设从所接收的训练信号中还需滤除的只是剩下的有色信道噪声。这有色信道噪声预测部分由图4混合式DFE的NP—DFE部分滤除。具体地说，加法器115将线111上经ISI滤波的信号减去由NP反馈滤波器115预测的有色信道噪声部分。如上所述，加法器115的输出信号通过线116加到限制器120。

加法器145通过将限制器120的输入信号减去估计数据符号形成误差信号e2，加到线146上。这误差信号表示了还没有被噪声反馈滤波器155校正的剩余信道噪声量。误差信号e2用来调整噪声反馈滤波器155，还加到乘法器150作为输入信号。假设噪声反馈滤波器115遵从采用MMSE迫零或其变型的准则，如所周知。乘法器150将误差信号e2乘以步长a3，所得到的信号加到线151上，用来调整噪声反馈滤波器155。

与上述步骤310相同，在步骤330将误差信号e2的值与一个预定常数E2进行比较。常数E2表示所要求的信道差错率，可以按通信信道的具体类型由实验确定，也可以设置为通信系统规定的要求值。例如，可以设E2对于非编码情况为小于10^-7，而对于编码系统为小于10^-3。如果信号e2的值大小或等于E2，则返回步骤320，继续调整NP—DFE。然而，如果信号e2的值小于E2，则混合式DFE的NP—DFE部分结束初始自适应过程，进至通信阶段。

可以看到，采用这种调节次序的结果，由于首先是消除信号的ISI部分，因此所得到的用I(z)表示的ISI系数将比所得到的用N(z)表示的NP系数更占优势，也就是说I(z)＞＞N(z)。这个特点下面将进一步加以说明。

除了安排调节过程的次序外，如果认真设计前向滤波部，可以使混合式DFE的性能达到最佳。如所周知，自适应滤波器通常是一个具有一组抽头的延迟线。各抽头分别表示所接收信号在间隔通常为T/R的相应时刻的值，其中1/T为符号率，而R通常为整数，也可以是分数。图6示出了FF105的通用结构。FF105包括有K个抽头的延迟线200。各抽头的输出分别乘以值由上述方式调整的相应系数Ki。如所周知，“主抽头”是中心抽头，与FF输出端上的“当前的”符号对应。在图6中，中心抽头表示为抽头n＋1。此外，如在该技术领域中所知的那样，前馈滤波器既执行先行滤波，也执行后续滤波。所谓先行滤波是指由于在当前符号先所接收的那些符号而引起的这部分ISI，而后续滤波是指由于在当前符号后所接收的那些符号而引起的这部分后续ISI。后续滤波就实质而言是预测性能，主要由ISI—DFE的ISI反馈滤波器完成。前面所提到的Wang的美国专利申请认为，由于前馈滤波部分也执行后续滤波(这相当于一个“理论”匹配滤波器的后尾宽度)，因此在这两个滤波器之间存在着相互牵制的情况，也就是说，在调整这两个滤波器时，前馈滤波部分将与ISI反馈滤波器冲突。这样就要求减少由前馈滤波部分执行的后续滤波量。因此，按照本发明，“主抽头”偏离中心抽头，使得先行抽头数大于后续抽头数。通常在前馈滤波部分中只需保留少数几个用来进行后续滤波的符号。如图6所示，提供后续滤波的抽头为抽头n－1和n－2。(此外，如果还要求进一步减少FFl05的后续滤波量，可以将与误差信号e1相乘的步长α1分为两个不同的步长：α1₀和α1₁，其中α1₀与后续滤波对应，选成小于α2₀)结果，用来调整FFl05后续滤波部分的误差信号的后续分量小于用来调整ISI反馈滤波器125的误差信号。因此，FFl05对后续误差的调节就要比ISI反馈滤波器125慢。

如上所述，图4所示的混合式DFE就成为ISI系数占优的DFE，在有信道失真和噪声的情况下可以达到最佳DFE性能。然而，错误传播的问题仍然存在。如前面所述，图3的通信系统采用了众所周知的预编码方法来减小错误传播对DFE性能的影响。在这个实例中，采用该领域中所周知的“汤姆林森”预编码与图4的混合式DFE配合。图7示出了发射机10的预编码部分实例。

在图7中，数据信号加到包括加法器605、模ZL部件610和滤波器615的汤姆林森预编码器。除了本发明的创意外，汤姆林森预编码器的作用与原有技术中的相同。具体地说，加法器605将数据信号减去下面将要说明的滤波器615产生的信号。加法器605的输出信号加到模ZL部件610，由模ZL部件610执行所周知的处理后，将得到的输出数据符号流加到线611上，送至发射机620。例如，模ZL部件610将线606上的加法器输出信号映射到信号点阵空间中的一个位置。这种映射用模ZL算法完成，其中L为信号点阵空间的大小。图8示出了一个示例性的信号点阵空间，这里L＝7＋1。发射机620为发射机10的其余部分，用来向通信信道15提供已调信号。输出数据符号流还加到滤波器615，由它按多项式函数(即滤波器响应)C(z)加以滤波。C(z)由接收机20在上述训练阶段后发出，表示I(z)和N(z)的自适应系数组合。

如前面所提到的那样，预编码通常是根据训练期间确定的自适应系数进行的。一旦训练结束，这些自适应系数就发回给发射机，供预编码器使用。因此，由于预编码器现在调节ISI和信道噪声，图4的混合式DFE结构必需加以修正。在通信阶段采用一种修正实例示于图9，其中示出了接收机20的一部分。

虽然在原有技术中已经知道预编码的一般方法，即滤波器615(图7)必需根据接收机中混合式DFE的自适应情况提供某种滤波器响应，但是本发明的发明者发现，如果将自适应系数按一种特定方式加以组合，就可以使图3的通信系统获得最佳DFE性能。具体地说，为了说明怎样确定在使用混合式DFE时预编码器中所需的系数，设想以下假想情况。首先假设在发射机端的预编码器系数为零，然后观察系统响应。这个系统响应就是确定预编码器系数的基础。

参见图9，在前馈滤波器(FF)650的输出端，系统响应为1＋I(z)，因为后续响应并没有进行校正。也就是说，输出信号是现行符号(用数“l”表示)加上后续ISI。如前面所述，前馈滤波部分产生轻微有色的噪声。为了白化这轻微有色噪声，用了一个1＋N(z)滤波器，即滤波器部分655。在这个滤波器的输出端，系统响应就成为(1＋I(z)(1＋N(z)。因此，预编码器需要应付的残差响应为：

C(z)＝(1＋I(z))(1＋N(z))－1(1)

式中，数“1”也是表示现行符号。

由式(1)可见，由于I(z)和N(z)都是接收机20在相应训练阶段得出、发回给发射机10的，因此按式(1)将I(z)和N(z)进行组合就得到了滤波器615的滤波器响应函数。

如图9所示，在通信阶段，所接收的预编码数据信号加到FF650，其输出由滤波器响应为(1＋N(z))的滤波器655处理后加到汤姆林森解码器670。解码器670输出的数据符号序列加到限制器675。限制器675得出发送数据符号的估值，提供给接收机20的其他部分(未示出)。此外，加法器680所产生的误差信号用来调整FF650。

应该注意的是，即使是在通信阶段仍然希望可以继续调整DFE以减小通信信道响应的变化。例如，在训练结束后，邻近电缆的串话可能影响信道的状况。图10示出了一种混合式DFE结构实例。在这个实例中，图4的混合式DFE的I(z)和N(z)系数在训练阶段后复位为零，允许在通信阶段继续进行自适应调整。

虽然上述采用式(1)进行预编码的方案改善了混合式DFE的性能，但上述Gadot等人的美国专利申请发现就硬件效益而言不一定在预编码中用组合的系数。

具体地说，如上所述，图4的混合式DFE结构是按图5所示方法进行调整的。在这种方法中，混合式DFE首先对所接收的训练信号中存在的ISI进行补偿。在ISI补偿完成后，混合式DFE再对任何剩余的信道噪声进行补偿。如上面所提到的那样，这种方法得到的系数使I(z)比(z)占很大的优势。因此，按照本发明原理，在通信阶段发射机只要用那些占优势的抽头值进行预编码就可以了，这样将通过图7所示滤波器615的复杂性，使发射机大为减小。在接收端，由于在前馈通路中不需要加1＋N(z)滤波器，硬件也简化了。在通信阶段，图7的汤姆林森预编码电路修改成使C(z)＝I(z)。换句话说，就象在接收机20中只有ISI—DFE的情况那样进行汤姆林森预编码。

因此，图10所示的本发明的另一个实施例提供了一种更实际的实现最优化性能的混合DFE结构的方案。在图10中，在通信阶段示出了接收机20部分。除了没有与混合DFE的ISI部分相关的电路，即ISI反馈滤波器125、乘法器140、加法器110，但具有Tomlinson解码器810外，图10与图4类似。因此，混合式DFE的NP—DFE部分在通信阶段保持有效。这样，在接收机中继续使用NP—DFE能使接收机在通信阶段跟踪信道中的微小变化。虽然图10这个方框图所示结构可以使接收机20跟踪信道响应的一些不大的变化，但也可能出现信道响应发生较大变化的情况。此时FFl05和NP反馈滤波器155的反馈系数的量就要增加。虽然图3的通信系统在这种情况下可以简单地执行再训练，但发明者发现不重新计算整组I(z)和N(z)而用执行“快速再训练”来代替将是有利的。

图11示出了执行快速再训练的混合DFE实例的方框图。相应的快速再训练方法示于图12。如上所述，在训练阶段，已经只将占优势的I(z)的系数发回给发射机。在发射机中，这组初始系数用I0(z)表示。一旦换到通信阶段，ISI反馈滤波器125的I(z)系数都复位成零。在这个实例中，无论ISI预测滤波器还是NP预测滤波器在通信阶段都继续工作。在步骤905，接收机20周期性地监测ISI反馈滤波器125的系数I₁(z)的大小，与预定的大小I₁进行比较。当I₁(z)大于I₁时，接收机20通知发射机10要执行“快速再训练”，在步骤908冻结ISI预测滤波器，使它不再调整，然后在步骤910将I₁(z)发送给发射机10。这通知可以用众所周知的任何方式进行，例如通过用来发送控制信息的反向信道。在步骤920接收机20将I₁(z)复位成零。由于通信一直在进行，接收机20例如可以在步骤930监测错误率，确定发射机10已经完成快速再训练的时间。当错误率小于10^-7时，接收机20启动ISI预测滤波器的自适应调整过程，然后返回步骤905。

发射机10在步骤915接收更新系数值I₁(z)后，在步骤925简单地直接将I₁(z)加到原有的I₀(z)上。这样，通信系统就完成了快速再训练。

应当指出，快速再训练的另一种相当的方法可以用图10所示的混合式DFE结构来实现。在这种情况下，N(z)值代替了在图12所示方法中的I(z)值。然而，这种方法添加了额外的复杂性因为一旦有更新值N₁(z)发回给发射机10，图10的混合式接收机结构必需修改成含有一个与图9中的滤波器655类似的滤波器。

以上只是示例性地说明了本发明的原理，因此可以理解，熟悉本技术领域的人们将能设计出种种虽然这里没有明确说明但是体现本发明原理的替代结构，这些替代结构并不背离本发明的精神实质，都在本发明的专利保护范围之内。

例如，虽然本发明在这里例示的是用分立的功能块，如限制器、滤波器等，来实现的，但是也可以用一个或几个经相应编程的处理器，例如数字信号处理器，来执行这些功能块中的任何一个或几个功能块的功能。

此外，虽然本发明的创造性在本说明书中是以I(z)比N(z)占很大优势的混合式DFE来说明的，但应该理解，也可以采用I(z)小而N(z)大的另一种替代方法。在这种替代系统中，发射机10用N(z)进行预编码，而混合式DFE的NP—DFE部分在ISI部分前进行调整。在通信阶段的相应混合式DFE的结构应该含有一个与图9中的滤波器655类似的、用来白化有色噪声的滤波器。

还有，虽然是以汤姆林森预编码作为例示，但可以用任何预编码方案与本发明配合。例如，可以采用CCITT调制标准V.34所规定的预编码，而接收机结构则作相应改变。最后，虽然用了建立阶段来例示调整的次序，但可以理解本发明的创造性思想也可用于“无建立阶段”程式。所提出的方案可用于未编码通信系统，也可用于经编码通信系统。

Claims (2)

1.用于数字通信设备的装置，该装置包括：

响应预编码的数据符号序列的滤波器装置，用于提供一个反馈信号；以及

响应表示数据信号和反馈信号之间差别的信号的映射器，用于将差别信号传输给接收机；

其中，滤波器装置具有一个等于(1＋I(z))(1＋N(z))－1的响应函数，其中I等于接收机发送的码间干扰判断反馈均衡器的一组系数，N(z)是接收机发送的噪声预测判断反馈均衡器的一组系数。

2.用于数据通信设备的方法，该方法包括如下步骤：

从接收机中接收一组码间干扰判断反馈均衡器系数I(z)；

从接收机中接收一组噪声预测判断反馈均衡器系数N(z)；

预编码数据信号，以将其传输到接收机，其中预编码信号是函数，(1＋I(z))(1＋N(z))－1。

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