JPH08274724A - データ通信装置で使用する装置及び方法 - Google Patents
データ通信装置で使用する装置及び方法Info
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 最適なＤＦＥの性能を発揮できる新規な混合
タイプＤＦＥ構造を提供することである。 【解決手段】 本発明によれば、受信機内の混合タイプ
のＤＦＥ構造を用いる際に、データ信号をプリコーディ
ングする時に、エラー伝播の影響を更に減少するような
送信機により使用される係数値が見いだされる。特に、
本発明の送信機は、混合ＤＦＥ構造のＣ(Z)と称する係
数を利用するプレコーダを用いる。特に、この係数Ｃ
(Z)は次式で表される。C(z) = (1 + I(z))(1 + N(z)) -
1 ここで、I(z)、 N(z)は、従来公知のもので、それぞ
れ、ＩＳＩ−ＤＦＥとＮＰ−ＤＦＥを適用した後、得ら
れた係数を表す。特に、本発明の実施例においては、ト
ムリンソン・事前コーディングを用いて、エラー伝搬を
最小にする。ここでは、トムリンソン・プレコーダは、
(1 + I(z))(1 + N(z)) - 1に等しい係数を利用する。
タイプＤＦＥ構造を提供することである。 【解決手段】 本発明によれば、受信機内の混合タイプ
のＤＦＥ構造を用いる際に、データ信号をプリコーディ
ングする時に、エラー伝播の影響を更に減少するような
送信機により使用される係数値が見いだされる。特に、
本発明の送信機は、混合ＤＦＥ構造のＣ(Z)と称する係
数を利用するプレコーダを用いる。特に、この係数Ｃ
(Z)は次式で表される。C(z) = (1 + I(z))(1 + N(z)) -
1 ここで、I(z)、 N(z)は、従来公知のもので、それぞ
れ、ＩＳＩ−ＤＦＥとＮＰ−ＤＦＥを適用した後、得ら
れた係数を表す。特に、本発明の実施例においては、ト
ムリンソン・事前コーディングを用いて、エラー伝搬を
最小にする。ここでは、トムリンソン・プレコーダは、
(1 + I(z))(1 + N(z)) - 1に等しい係数を利用する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はモデムなどのデータ
通信機器に関する。更に詳細には、本発明はデータ通信
システムの信号の等化に関する。
通信機器に関する。更に詳細には、本発明はデータ通信
システムの信号の等化に関する。
【０００２】
【従来の技術】程度は様々であるが、データ通信システ
ムには常に符号間干渉(ISI)が存在する。ＩＳＩは通信
チャネルの送信特性、すなわち「チャネル応答」の結果
であり、概して、送信シーケンスにおいてはこれによっ
て隣接するデータ符号が広がり、相互に干渉する。
ムには常に符号間干渉(ISI)が存在する。ＩＳＩは通信
チャネルの送信特性、すなわち「チャネル応答」の結果
であり、概して、送信シーケンスにおいてはこれによっ
て隣接するデータ符号が広がり、相互に干渉する。
【０００３】チャネル応答が不良または厳しい場合は、
ＩＳＩが、２つのエンドポイント間の通信のエラー率低
下にとって大きな障害となる。実際、データ送信率、す
なわち周波数が高くなると、送信チャネルの周波数減衰
が大きくなるので、ＩＳＩの影響がさらに深刻になる。
したがって、加入者回線環境で送信速度をさらに上げよ
うとする現在の努力は、送信データに対するＩＳＩの影
響との戦いに勝たなければならない。
ＩＳＩが、２つのエンドポイント間の通信のエラー率低
下にとって大きな障害となる。実際、データ送信率、す
なわち周波数が高くなると、送信チャネルの周波数減衰
が大きくなるので、ＩＳＩの影響がさらに深刻になる。
したがって、加入者回線環境で送信速度をさらに上げよ
うとする現在の努力は、送信データに対するＩＳＩの影
響との戦いに勝たなければならない。
【０００４】当業者に周知なように、ＩＳＩは通常、受
信機内の判定帰還等化器(DFE)によって除去される。Ｄ
ＦＥには数学的に等しい形式が理論的には２つある。一
方はＩＳＩ予測ＤＦＥ(ISI-DFE)、他方は雑音予測ＤＦ
Ｅ(NP-DFE)である。数学的には等しいが、実際上はそれ
ぞれに性能の限界があり、その限界は高速通信システム
で顕著になる。特に、ISI-DFEとNP-DFEとの性能はとも
に、通信チャネルから導入された雑音、すなわちチャネ
ル雑音、およびエラー伝播の影響を受ける。
信機内の判定帰還等化器(DFE)によって除去される。Ｄ
ＦＥには数学的に等しい形式が理論的には２つある。一
方はＩＳＩ予測ＤＦＥ(ISI-DFE)、他方は雑音予測ＤＦ
Ｅ(NP-DFE)である。数学的には等しいが、実際上はそれ
ぞれに性能の限界があり、その限界は高速通信システム
で顕著になる。特に、ISI-DFEとNP-DFEとの性能はとも
に、通信チャネルから導入された雑音、すなわちチャネ
ル雑音、およびエラー伝播の影響を受ける。
【０００５】ISI-DFEの場合は、フィードフォワード・
フィルタ部とＩＳＩ予測フィードバック・フィルタ部が
あり、それぞれがＩＳＩの一部を除去する。残念なが
ら、フィードバック・フィルタ部による処理後のチャネ
ル雑音は、白色ではなく、わずかに着色されていること
がある。すなわち、フィードバック・フィルタ部は、必
ずしも、典型的な順応アルゴリズムを用いた理想的な白
色化前の解法には収束しない。フィードフォワード・フ
ィルタ部によって与えられたこの色雑音は、性能を低下
させる。すなわち、ISI-DFEの性能には限界がある。つ
まり最適状態ではない。
フィルタ部とＩＳＩ予測フィードバック・フィルタ部が
あり、それぞれがＩＳＩの一部を除去する。残念なが
ら、フィードバック・フィルタ部による処理後のチャネ
ル雑音は、白色ではなく、わずかに着色されていること
がある。すなわち、フィードバック・フィルタ部は、必
ずしも、典型的な順応アルゴリズムを用いた理想的な白
色化前の解法には収束しない。フィードフォワード・フ
ィルタ部によって与えられたこの色雑音は、性能を低下
させる。すなわち、ISI-DFEの性能には限界がある。つ
まり最適状態ではない。
【０００６】代替方法として、上述したように、受信機
にNP-DFEを使用することができる。後者は、線形等化器
の後にＮＰフィードバック・フィルタ部がある。線形等
化器が、理論的には全ＩＳＩを除去し、チャネルに色雑
音があれば、ＮＰフィードバック部がそれをすべて除去
する。しかし、線形等化器の設計上、雑音強化とＩＳＩ
の補償との間の兼ね合いがあり、この兼ね合いは、線形
等化器に「最小二乗平均誤差」(MMSE)基準を用いて、Ｉ
ＳＩを除去することによって表される。
にNP-DFEを使用することができる。後者は、線形等化器
の後にＮＰフィードバック・フィルタ部がある。線形等
化器が、理論的には全ＩＳＩを除去し、チャネルに色雑
音があれば、ＮＰフィードバック部がそれをすべて除去
する。しかし、線形等化器の設計上、雑音強化とＩＳＩ
の補償との間の兼ね合いがあり、この兼ね合いは、線形
等化器に「最小二乗平均誤差」(MMSE)基準を用いて、Ｉ
ＳＩを除去することによって表される。
【０００７】したがって、線形等化器によって提供され
た信号は常に、存在したＩＳＩの残留形を有する。この
ＩＳＩの残留形によって、性能が低下するので、NP-DFE
でも最適なＤＦＥの性能が得られない。ＩＳＩを強制的
にゼロにするには、代替方法として、線形等化器に「ゼ
ロ強制」基準を用いることができる。しかし、このゼロ
強制の方法は、チャネル応答にスペクトルのゼロがない
場合にしか実用的ではない。
た信号は常に、存在したＩＳＩの残留形を有する。この
ＩＳＩの残留形によって、性能が低下するので、NP-DFE
でも最適なＤＦＥの性能が得られない。ＩＳＩを強制的
にゼロにするには、代替方法として、線形等化器に「ゼ
ロ強制」基準を用いることができる。しかし、このゼロ
強制の方法は、チャネル応答にスペクトルのゼロがない
場合にしか実用的ではない。
【０００８】ISI-DFEとNP-DFEとのいずれを使用するに
しても、上述した現実的な限界があるにもかかわらず、
当技術分野では、混合タイプの構造を使用してＤＦＥの
性能を改善することに何らかの利点があることを理解し
た人もいる。たとえば、Grafその他による"Design and
Performance of an All-Digital Adaptive 2.048 MBIT/
S Data Transmission System Using Noise Prediction"
(ISCAS, 1989, pp.1808-1812)という記事では、ＤＦＥ
は、符号間隔カーソル前のみの適応ゼロ強制フィードフ
ォワード・フィルタの後に、最小二乗平均(LMS)ＩＳＩ
予測フィルタとＬＭＳ雑音予測フィルタが並列になって
いる。
しても、上述した現実的な限界があるにもかかわらず、
当技術分野では、混合タイプの構造を使用してＤＦＥの
性能を改善することに何らかの利点があることを理解し
た人もいる。たとえば、Grafその他による"Design and
Performance of an All-Digital Adaptive 2.048 MBIT/
S Data Transmission System Using Noise Prediction"
(ISCAS, 1989, pp.1808-1812)という記事では、ＤＦＥ
は、符号間隔カーソル前のみの適応ゼロ強制フィードフ
ォワード・フィルタの後に、最小二乗平均(LMS)ＩＳＩ
予測フィルタとＬＭＳ雑音予測フィルタが並列になって
いる。
【０００９】この場合は、ＩＳＩ予測フィルタと雑音予
測フィルタを使用することにより、符号間隔カーソル前
のみのゼロ強制フィードフォワード・フィルタの使用を
補償する。残念ながら、符号間隔カーソル前のみのゼロ
強制フィードフォワード・フィルタを使用しても、チャ
ネルの歪みおよび雑音があると、最適なＤＦＥの性能は
得られない。
測フィルタを使用することにより、符号間隔カーソル前
のみのゼロ強制フィードフォワード・フィルタの使用を
補償する。残念ながら、符号間隔カーソル前のみのゼロ
強制フィードフォワード・フィルタを使用しても、チャ
ネルの歪みおよび雑音があると、最適なＤＦＥの性能は
得られない。
【００１０】さらに、Grafその他の記事によると、３つ
のフィルタ全部にＬＭＳアルゴリズムを用いても、定常
状態の性能を保証することはできない。その結果、この
混合タイプの構造は、この特定の通信環境には有用であ
るが、高速通信システムでチャネル騒音が存在すると、
最適なＤＦＲの性能に近づくという問題に対して、完全
な解答にはならない。
のフィルタ全部にＬＭＳアルゴリズムを用いても、定常
状態の性能を保証することはできない。その結果、この
混合タイプの構造は、この特定の通信環境には有用であ
るが、高速通信システムでチャネル騒音が存在すると、
最適なＤＦＲの性能に近づくという問題に対して、完全
な解答にはならない。
【００１１】さらに、上述したように、ISI-DFEまたはN
P-DFEを使用すると、受信機に「エラー伝播」の効果を
生じる。ISI-DFEもNP-DFEも、正しいデータ符号につい
て決定を下す、すなわち推定する。ISI-DFEもNP-DFEも
帰還を用いているので、現在受信中の符号に関して推定
が不正確であると、その後の受信符号に影響を及ぼす。
一般に、従来技術によると、エラー伝播の影響を除去す
るには、事前にコード化する。
P-DFEを使用すると、受信機に「エラー伝播」の効果を
生じる。ISI-DFEもNP-DFEも、正しいデータ符号につい
て決定を下す、すなわち推定する。ISI-DFEもNP-DFEも
帰還を用いているので、現在受信中の符号に関して推定
が不正確であると、その後の受信符号に影響を及ぼす。
一般に、従来技術によると、エラー伝播の影響を除去す
るには、事前にコード化する。
【００１２】ISI-DFEを有する受信機の場合、従来技術
によると、その結果生じて、当技術分野で周知のように
I(z)と表記されるISI-DFEの係数値は、事前コード化(フ゜
リコーテ゛ィンク゛)時に送信機が使用するため、逆チャネルなど
を通して送信機に送り返される。同様に、NP-DFEを有す
る受信機の場合、従来技術によると、係数値N(z)が送信
機に送り返される。残念ながら、混合ＤＦＥの場合、明
らかにI(z)とN(z)とを組み合わせても、送信機の事前コ
ード化にとって最適な解決法は提供されない。
によると、その結果生じて、当技術分野で周知のように
I(z)と表記されるISI-DFEの係数値は、事前コード化(フ゜
リコーテ゛ィンク゛)時に送信機が使用するため、逆チャネルなど
を通して送信機に送り返される。同様に、NP-DFEを有す
る受信機の場合、従来技術によると、係数値N(z)が送信
機に送り返される。残念ながら、混合ＤＦＥの場合、明
らかにI(z)とN(z)とを組み合わせても、送信機の事前コ
ード化にとって最適な解決法は提供されない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は最適なＤＦＥの性能を発揮できる新規な混合タイプＤ
ＦＥ構造を提供することである。
は最適なＤＦＥの性能を発揮できる新規な混合タイプＤ
ＦＥ構造を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信機
内の混合タイプのＤＦＥ構造を用いる際に、データ信号
をプリコーディングする時に、エラー伝播の影響を更に
減少するような送信機により使用される係数値が見いだ
される。
内の混合タイプのＤＦＥ構造を用いる際に、データ信号
をプリコーディングする時に、エラー伝播の影響を更に
減少するような送信機により使用される係数値が見いだ
される。
【００１５】特に、本発明の送信機は、混合ＤＦＥ構造
のＣ(Z)と称する係数を利用するプレコーダを用いる。
特に、この係数Ｃ(Z)は次式で表される。 C(z) = (1 + I(z))(1 + N(z)) - 1 ここで、I(z)、 N(z)は、従来公知のもので、それぞ
れ、ＩＳＩ−ＤＦＥとＮＰ−ＤＦＥを適用した後、得ら
れた係数を表す。
のＣ(Z)と称する係数を利用するプレコーダを用いる。
特に、この係数Ｃ(Z)は次式で表される。 C(z) = (1 + I(z))(1 + N(z)) - 1 ここで、I(z)、 N(z)は、従来公知のもので、それぞ
れ、ＩＳＩ−ＤＦＥとＮＰ−ＤＦＥを適用した後、得ら
れた係数を表す。
【００１６】特に、本発明の実施例においては、トムリ
ンソン・事前コーディングを用いて、エラー伝搬を最小
にする。ここでは、トムリンソン・プレコーダは、(1 +
I(z))(1 + N(z)) - 1に等しい係数を利用する。
ンソン・事前コーディングを用いて、エラー伝搬を最小
にする。ここでは、トムリンソン・プレコーダは、(1 +
I(z))(1 + N(z)) - 1に等しい係数を利用する。
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明の概念について説明する前
に、追加的な背景情報を若干説明する。
に、追加的な背景情報を若干説明する。
【００１７】図１は、フィードフォワード・フィルタ５
０、加算器５５、スライサ６０、およびＩＳＩ帰還フィ
ルタ６５を含む従来技術のISI-DFEを示す。処理のため
に受信したデータ信号は、サンプリング回路４８および
線４９を介してフィードフォワード・フィルタ５０に与
えられる。
０、加算器５５、スライサ６０、およびＩＳＩ帰還フィ
ルタ６５を含む従来技術のISI-DFEを示す。処理のため
に受信したデータ信号は、サンプリング回路４８および
線４９を介してフィードフォワード・フィルタ５０に与
えられる。
【００１９】フィードフォワード・フィルタ５０は、受
信データ信号中に存在するＩＳＩ部を除去する。フィー
ドフォワード・フィルタ５０からの出力信号は、サンプ
リング回路５３を介して加算器５５に与えられ、これ
が、理論的には、ＩＳＩ帰還フィルタ６５によって取り
出されたＩＳＩの残留部を引く。加算器５５は、線５６
上で信号をスライサに供給する。
信データ信号中に存在するＩＳＩ部を除去する。フィー
ドフォワード・フィルタ５０からの出力信号は、サンプ
リング回路５３を介して加算器５５に与えられ、これ
が、理論的には、ＩＳＩ帰還フィルタ６５によって取り
出されたＩＳＩの残留部を引く。加算器５５は、線５６
上で信号をスライサに供給する。
【００２０】後者は、線５６上の信号を規定のデータ符
号の配列（図示せず）に写像する関数として、特定のデ
ータ符号を選択する。スライサ６０は、Ｔ秒ごとにデー
タ符号を供給する。ここで、１／Ｔはデータ符号速度で
ある。このデータ符号は、送信された符号を推定したも
のであり、他の受信機回路（図示せず）によって処理し
て、実際に送信されたデータを回復するために、線６１
上でスライサ６０によって供給される。（これが格子状
コード化のようなコード化信号である場合は、スライサ
の入力部の値がビタビ復号器で使用される。）
号の配列（図示せず）に写像する関数として、特定のデ
ータ符号を選択する。スライサ６０は、Ｔ秒ごとにデー
タ符号を供給する。ここで、１／Ｔはデータ符号速度で
ある。このデータ符号は、送信された符号を推定したも
のであり、他の受信機回路（図示せず）によって処理し
て、実際に送信されたデータを回復するために、線６１
上でスライサ６０によって供給される。（これが格子状
コード化のようなコード化信号である場合は、スライサ
の入力部の値がビタビ復号器で使用される。）
【００２１】さらに、この送信符号の推定値は、ＩＳＩ
帰還フィルタ６５にも供給される。後者は、この推定値
を使用して、受信信号から除去するＩＳＩの量を予測す
る。この送信中の符号の推定値が実際に正確であれば、
問題はない。しかし、現在送信中の符号の推定値が誤り
であると、帰還部分が次の受信符号にこのエラーを追加
し、エラー伝播が発生する。その結果、当技術分野で知
られているように、エラー伝播を最小限に抑えるため、
通常は非線形の事前コード化の形式が用いられている。
帰還フィルタ６５にも供給される。後者は、この推定値
を使用して、受信信号から除去するＩＳＩの量を予測す
る。この送信中の符号の推定値が実際に正確であれば、
問題はない。しかし、現在送信中の符号の推定値が誤り
であると、帰還部分が次の受信符号にこのエラーを追加
し、エラー伝播が発生する。その結果、当技術分野で知
られているように、エラー伝播を最小限に抑えるため、
通常は非線形の事前コード化の形式が用いられている。
【００２２】事前コード化には、２相の受信機の操作が
ある。最初の相、つまり「始動」または「トレーニン
グ」相では、受信機のISI-DFEが送信機から受信した標
準の試験信号に適応する。通常、送信機はこの試験信号
を事前にコード化しない。ISI-DFEが適応すると、その
結果、当技術分野ではI(z)の表記で表されるISI-DFEの
係数値が得られ、これが逆チャネルなどを介して送信機
に送り返される。
ある。最初の相、つまり「始動」または「トレーニン
グ」相では、受信機のISI-DFEが送信機から受信した標
準の試験信号に適応する。通常、送信機はこの試験信号
を事前にコード化しない。ISI-DFEが適応すると、その
結果、当技術分野ではI(z)の表記で表されるISI-DFEの
係数値が得られ、これが逆チャネルなどを介して送信機
に送り返される。
【００２３】この時点で、第２の相、すなわち「通信」
相に入る。通信相では、送信機は送信する前に、トムリ
ンソン事前コード化などの周知の事前コード化技術を用
いてデータを事前にコード化する。いずれの事前コード
化方法を用いても、コード化技術は、受信機でISI-DFE
が決定したような上述の係数値I(z)を利用する。同様
に、受信機は受信したすべての信号を相補的な方法で処
理し、事前コード化を取り外す。
相に入る。通信相では、送信機は送信する前に、トムリ
ンソン事前コード化などの周知の事前コード化技術を用
いてデータを事前にコード化する。いずれの事前コード
化方法を用いても、コード化技術は、受信機でISI-DFE
が決定したような上述の係数値I(z)を利用する。同様
に、受信機は受信したすべての信号を相補的な方法で処
理し、事前コード化を取り外す。
【００２４】しかし通常、ISI-DFE部分は通信相ではも
う使用されていない。送信機の事前コード化が同等に帰
還機能を実行し、エラー伝播が問題にならなくなってい
るからである。
う使用されていない。送信機の事前コード化が同等に帰
還機能を実行し、エラー伝播が問題にならなくなってい
るからである。
【００２５】同様に、従来技術のNP-DFE構造を図２に示
す。このNP-DFE構造は、線形等化器(LE)、加算器８５、
スライサ９０、加算器９５、およびＮＰ帰還フィルタ７
５を含む。処理のために受信したデータ信号は、サンプ
リング回路７８および線７９を介してＬＥ８０に与えら
れる。ＬＥ８０は、理論的には、受信データ信号中に存
在するＩＳＩの残留部以外、全部を除去する。
す。このNP-DFE構造は、線形等化器(LE)、加算器８５、
スライサ９０、加算器９５、およびＮＰ帰還フィルタ７
５を含む。処理のために受信したデータ信号は、サンプ
リング回路７８および線７９を介してＬＥ８０に与えら
れる。ＬＥ８０は、理論的には、受信データ信号中に存
在するＩＳＩの残留部以外、全部を除去する。
【００２６】ＬＥ８０からの出力信号は、サンプリング
回路８３を介して加算器８５に与えられ、これは理論的
に、ＮＰ帰還フィルタ７５によって推定されたチャネル
騒音の残留予測部を引く。加算器８５は、線８６上で信
号をスライサ９０に供給する。後者は、線８６上の信号
を規定のデータ符号の配列（図示せず）に写像する関数
として、特定のデータ符号を選択する。
回路８３を介して加算器８５に与えられ、これは理論的
に、ＮＰ帰還フィルタ７５によって推定されたチャネル
騒音の残留予測部を引く。加算器８５は、線８６上で信
号をスライサ９０に供給する。後者は、線８６上の信号
を規定のデータ符号の配列（図示せず）に写像する関数
として、特定のデータ符号を選択する。
【００２７】スライサ９０は、Ｔ秒ごとにデータ符号を
供給する。ここで、１／Ｔはデータ符号速度である。こ
のデータ符号は、送信された符号を推定したものであ
り、他の受信機回路（図示せず）によって処理して、実
際に送信されたデータを回復するために、線９１上でス
ライサ９０によって供給される。（これが格子状コード
化のようなコード化信号である場合は、スライサの入力
部の値がビタビ復号器で使用される。）
供給する。ここで、１／Ｔはデータ符号速度である。こ
のデータ符号は、送信された符号を推定したものであ
り、他の受信機回路（図示せず）によって処理して、実
際に送信されたデータを回復するために、線９１上でス
ライサ９０によって供給される。（これが格子状コード
化のようなコード化信号である場合は、スライサの入力
部の値がビタビ復号器で使用される。）
【００２８】さらに、この送信符号の推定値は、加算器
９５にも供給される。後者は、ＩＳＩを除去した線８１
上の信号から、送信された符号を引き、入力信号をＮＰ
帰還フィルタ７５に供給する。後者は、この推定値を使
用して、受信信号から除去するＩＳＩの量を予測する。
この送信中の符号の推定値が実際に正確であれば、問題
はない。
９５にも供給される。後者は、ＩＳＩを除去した線８１
上の信号から、送信された符号を引き、入力信号をＮＰ
帰還フィルタ７５に供給する。後者は、この推定値を使
用して、受信信号から除去するＩＳＩの量を予測する。
この送信中の符号の推定値が実際に正確であれば、問題
はない。
【００２９】しかし、上述したISI-DFEと同様、エラー
伝播が問題となり、これは通常、係数値N(z)を使用する
送信機中で事前に非線形コード化することにより、解決
される。しかし、送信機がNP-DFE受信機に基づいて事前
コード化する場合、通信相中は受信機の構造にわずかな
違いがある。特に、受信機の構造は、線形等化器の後に
１＋N(Z)応答を組み込んだフィルタが続く構造である。
しかし、上述したISI-DFEの事前コード化と同様、NP-DF
Eは通常もう使用されていない。
伝播が問題となり、これは通常、係数値N(z)を使用する
送信機中で事前に非線形コード化することにより、解決
される。しかし、送信機がNP-DFE受信機に基づいて事前
コード化する場合、通信相中は受信機の構造にわずかな
違いがある。特に、受信機の構造は、線形等化器の後に
１＋N(Z)応答を組み込んだフィルタが続く構造である。
しかし、上述したISI-DFEの事前コード化と同様、NP-DF
Eは通常もう使用されていない。
【００３０】本発明の原理を具体化した例証的な通信シ
ステムを、図３に示す。この例では、１方向の送信しか
示さない。すなわち、送信機１０が通信チャネル１５を
介して信号を受信機２０に送信する。送信機１０はプリ
コーダを含み、受信機２０は混合ＤＦＥを含む。
ステムを、図３に示す。この例では、１方向の送信しか
示さない。すなわち、送信機１０が通信チャネル１５を
介して信号を受信機２０に送信する。送信機１０はプリ
コーダを含み、受信機２０は混合ＤＦＥを含む。
【００３１】受信機２０に使用するため、本発明の原理
を具体化する例証的な混合ＤＦＥ構造を、図４に示す。
特に、混合ＤＦＥ構造は適応フィードフォワード・フィ
ルタ部を含み、その後にＩＳＩ予測フィルタと雑音予測
フィルタとが並列にある。単純化のため、図４では受信
機の他の要素は省かれている。本発明の概念を除き、図
４の構成要素は周知であるので、詳しくは説明しない。
を具体化する例証的な混合ＤＦＥ構造を、図４に示す。
特に、混合ＤＦＥ構造は適応フィードフォワード・フィ
ルタ部を含み、その後にＩＳＩ予測フィルタと雑音予測
フィルタとが並列にある。単純化のため、図４では受信
機の他の要素は省かれている。本発明の概念を除き、図
４の構成要素は周知であるので、詳しくは説明しない。
【００３２】たとえば、フィードフォワード・フィルタ
部(FF)１０５は通常、断片的に間隔をあけた等化器で、
性能が低く、ハードウェアが複雑な場合には、符号間隔
等化器でもよい。理解しやすいように取り出してある
が、当技術分野では周知のようにサンプリング回路１０
８は断片的に間隔をあけた等化器の一部である。濾波プ
ロセスの出力は、フィルタの係数に応じて変化し、ＦＦ
１０５の場合、フィルタの係数は当技術分野で周知のよ
うに表記F(z)と表される。
部(FF)１０５は通常、断片的に間隔をあけた等化器で、
性能が低く、ハードウェアが複雑な場合には、符号間隔
等化器でもよい。理解しやすいように取り出してある
が、当技術分野では周知のようにサンプリング回路１０
８は断片的に間隔をあけた等化器の一部である。濾波プ
ロセスの出力は、フィルタの係数に応じて変化し、ＦＦ
１０５の場合、フィルタの係数は当技術分野で周知のよ
うに表記F(z)と表される。
【００３３】始動相の間、受信したトレーニング信号
が、サンプリング回路１０３および線１０４を介してＦ
Ｆ１０５に与えられ、処理される。本発明の概念による
と、ＦＦ１０５は適応フィルタで、その係数F(Z)は下記
のように、線１３６上に存在する適応信号の関数として
変化する。ＦＦ１０５は、受信データ信号に存在するＩ
ＳＩの部分を除去する。適応フィルタを使用すると、通
常は混合ＤＦＥの性能が改善されるが、フィードフォワ
ード・フィルタ部の設計および混合ＤＦＥの適応方法に
注意すると、この性能を最適な性能に近づけることがで
きるのが認められた。
が、サンプリング回路１０３および線１０４を介してＦ
Ｆ１０５に与えられ、処理される。本発明の概念による
と、ＦＦ１０５は適応フィルタで、その係数F(Z)は下記
のように、線１３６上に存在する適応信号の関数として
変化する。ＦＦ１０５は、受信データ信号に存在するＩ
ＳＩの部分を除去する。適応フィルタを使用すると、通
常は混合ＤＦＥの性能が改善されるが、フィードフォワ
ード・フィルタ部の設計および混合ＤＦＥの適応方法に
注意すると、この性能を最適な性能に近づけることがで
きるのが認められた。
【００３４】ISI-DFEとNP-DFEとの両方を適応するに
は、逐次的な順序で行わなければならない。例証的な順
序を図５に示す。図示されていないが、図５のステップ
はマイクロプロセッサなど、受信機２０（図３）の制御
装置と共に実行するものとする。ステップ３００では、
図４の混合ＤＦＥのISI-DFE部分のみが適応される。
は、逐次的な順序で行わなければならない。例証的な順
序を図５に示す。図示されていないが、図５のステップ
はマイクロプロセッサなど、受信機２０（図３）の制御
装置と共に実行するものとする。ステップ３００では、
図４の混合ＤＦＥのISI-DFE部分のみが適応される。
【００３５】特に、ＮＰ帰還フィルタ１５５が、線１５
４上のＮＰ制御信号を介して動作不能になる。この場
合、ＮＰ帰還フィルタ１５５の出力信号の値は、ゼロと
仮定される。これとは反対に、ＩＳＩ帰還フィルタ１２
５およびＦＦ１０５の適応は、線１２４上のＩＳＩ制御
信号によって使用可能になる。その結果、この最初のト
レーニング相の間、ISI-DFEのみが有効に動作し、受信
したトレーニング信号中にあるすべてのＩＳＩを除去す
る。
４上のＮＰ制御信号を介して動作不能になる。この場
合、ＮＰ帰還フィルタ１５５の出力信号の値は、ゼロと
仮定される。これとは反対に、ＩＳＩ帰還フィルタ１２
５およびＦＦ１０５の適応は、線１２４上のＩＳＩ制御
信号によって使用可能になる。その結果、この最初のト
レーニング相の間、ISI-DFEのみが有効に動作し、受信
したトレーニング信号中にあるすべてのＩＳＩを除去す
る。
【００３６】特に、再度図４を参照すると、ＦＦ１０５
からの出力信号がサンプリング回路１０８を介して加算
器１１０に与えられ、これは理論的に、ＦＦ１０５の出
力信号からＩＳＩ帰還フィルタ１２５によって除去され
たＩＳＩの残留部分を引く。加算器１１０が、線１１１
上に信号を供給する。しかしこの時点で、上述したよう
に、線１１１上のこの信号には通常、色付きのチャネル
雑音がまだある。後者の信号は、加算器１１５および加
算器１３０に与えられる（以下に記載）。
からの出力信号がサンプリング回路１０８を介して加算
器１１０に与えられ、これは理論的に、ＦＦ１０５の出
力信号からＩＳＩ帰還フィルタ１２５によって除去され
たＩＳＩの残留部分を引く。加算器１１０が、線１１１
上に信号を供給する。しかしこの時点で、上述したよう
に、線１１１上のこの信号には通常、色付きのチャネル
雑音がまだある。後者の信号は、加算器１１５および加
算器１３０に与えられる（以下に記載）。
【００３７】ＮＰ帰還フィルタ１５５が使用不能なの
で、線１５６上に存在する色付きのチャネル雑音は推定
されない。すなわち、この信号に伴う値はゼロで、加算
器１１５は加算器１１０からの信号を単に線１１６へと
通過させる。線１１６上の信号は、スライサ１２０に与
えられる。スライサ１２０は、線１１６上の信号を規定
のデータ符号の配列（図示せず）中の点に写像する関数
として、特定のデータ符号を選択する。
で、線１５６上に存在する色付きのチャネル雑音は推定
されない。すなわち、この信号に伴う値はゼロで、加算
器１１５は加算器１１０からの信号を単に線１１６へと
通過させる。線１１６上の信号は、スライサ１２０に与
えられる。スライサ１２０は、線１１６上の信号を規定
のデータ符号の配列（図示せず）中の点に写像する関数
として、特定のデータ符号を選択する。
【００３８】スライサ１２０は、Ｔ秒ごとにデータ符号
を供給する。ここで、１／Ｔはデータ符号速度である。
このデータ符号は、送信された符号を推定したものであ
り、他の受信機回路（図示せず）によって処理して、実
際に送信されたデータを回復するために、線１２１上で
スライサ１２０によって供給される。実際に送信された
データは、この場合はトレーニング信号を表すデータで
ある。
を供給する。ここで、１／Ｔはデータ符号速度である。
このデータ符号は、送信された符号を推定したものであ
り、他の受信機回路（図示せず）によって処理して、実
際に送信されたデータを回復するために、線１２１上で
スライサ１２０によって供給される。実際に送信された
データは、この場合はトレーニング信号を表すデータで
ある。
【００３９】スライサ１２０の出力は、ＩＳＩ帰還フィ
ルタ１２５および加算器１３０および１４５にも供給さ
れる。ＩＳＩ帰還フィルタ１２５は、受信信号中に存在
するＩＳＩの量を予測し、線１２６を介してＩＳＩ予測
信号を加算器１１０に供給する。加算器１１０は、上述
したように、ＦＦ１０５の出力信号からＩＳＩ予測信号
を引くことによって、受信信号からＩＳＩの残留部分を
除去する。
ルタ１２５および加算器１３０および１４５にも供給さ
れる。ＩＳＩ帰還フィルタ１２５は、受信信号中に存在
するＩＳＩの量を予測し、線１２６を介してＩＳＩ予測
信号を加算器１１０に供給する。加算器１１０は、上述
したように、ＦＦ１０５の出力信号からＩＳＩ予測信号
を引くことによって、受信信号からＩＳＩの残留部分を
除去する。
【００４０】加算器１３０は、線１１１上に存在するＩ
ＳＩが除去された信号から、スライサ１２０によって供
給された推定データ符号を引き、線１３１上にエラー信
号ｅｌを供給する。後者の信号は、ＦＦ１０５、ＩＳＩ
帰還フィルタ１２５、または雑音帰還フィルタ１５５の
操作によって修正されなかったＩＳＩエラーおよびチャ
ネル雑音の量を表す。
ＳＩが除去された信号から、スライサ１２０によって供
給された推定データ符号を引き、線１３１上にエラー信
号ｅｌを供給する。後者の信号は、ＦＦ１０５、ＩＳＩ
帰還フィルタ１２５、または雑音帰還フィルタ１５５の
操作によって修正されなかったＩＳＩエラーおよびチャ
ネル雑音の量を表す。
【００４１】エラー信号ｅｌは、乗算器１３５および１
４０を介してＦＦ１０５とＩＳＩ帰還フィルタ１２５と
の両方に適応するために使用され、入力信号として、下
記の雑音帰還フィルタ１５５に供給される。ＦＦ１０５
およびＩＳＩ帰還フィルタ１２５の適応アルゴリズム
（図示せず）は、当技術分野で周知のように、ＭＭＳ
Ｅ、ゼロ強制、またはその変形の使用に適合する。
４０を介してＦＦ１０５とＩＳＩ帰還フィルタ１２５と
の両方に適応するために使用され、入力信号として、下
記の雑音帰還フィルタ１５５に供給される。ＦＦ１０５
およびＩＳＩ帰還フィルタ１２５の適応アルゴリズム
（図示せず）は、当技術分野で周知のように、ＭＭＳ
Ｅ、ゼロ強制、またはその変形の使用に適合する。
【００４２】乗算器１３５は、エラー信号ｅｌに定数、
つまりステップのサイズα１を掛ける。その積であり線
１３６に供給される信号は、ＦＦ１０５の適応に使用さ
れる。線１３１上の信号は、雑音帰還フィルタ（以下に
記載）の入力信号である。さらに、線１３１上の信号は
乗算器１４０にも供給され、これが信号ｅｌにステップ
のサイズα２を効果的に掛ける。
つまりステップのサイズα１を掛ける。その積であり線
１３６に供給される信号は、ＦＦ１０５の適応に使用さ
れる。線１３１上の信号は、雑音帰還フィルタ（以下に
記載）の入力信号である。さらに、線１３１上の信号は
乗算器１４０にも供給され、これが信号ｅｌにステップ
のサイズα２を効果的に掛ける。
【００４３】その積であり線１４１に供給される信号
は、ＩＳＩ帰還フィルタ１２５の適応に使用される。α
１およびα２は通常、等しい値か同等の値に設定され
る。ステップのサイズα１およびα２は、ステップのサ
イズα３よりはるかに小さい。
は、ＩＳＩ帰還フィルタ１２５の適応に使用される。α
１およびα２は通常、等しい値か同等の値に設定され
る。ステップのサイズα１およびα２は、ステップのサ
イズα３よりはるかに小さい。
【００４４】ステップ３１０では、エラー信号ｅｌの値
と既定の定数Ｅ１とが比較される。定数Ｅ１は、望まし
いＩＳＩエラー率を表し、特定のタイプの通信チャネル
について経験に基づいて決定するか、特定の通信システ
ムの要件に合わせて設定することができる。この例で
は、コード化されていない場合はＥ１を１０-7、コード
化されている場合はＥ１を１０-3とする。
と既定の定数Ｅ１とが比較される。定数Ｅ１は、望まし
いＩＳＩエラー率を表し、特定のタイプの通信チャネル
について経験に基づいて決定するか、特定の通信システ
ムの要件に合わせて設定することができる。この例で
は、コード化されていない場合はＥ１を１０-7、コード
化されている場合はＥ１を１０-3とする。
【００４５】信号ｅｌの値がＥ１以上の場合は、ステッ
プ３００で引き続きISI-DFEが適応する。しかし、信号
ｅｌの値がＥ１未満の場合は、図４の混合ＤＦＥのNP-D
FEの部分が使用可能となり、この時点で、ISI-DFEおよ
びＦＦ１０５を引き続き適応させるか、あるいは凍結す
ることができる。しかしここで、線１５４上のＮＰ制御
信号を介して、ＮＰ帰還フィルタ１５５が使用可能とな
る。
プ３００で引き続きISI-DFEが適応する。しかし、信号
ｅｌの値がＥ１未満の場合は、図４の混合ＤＦＥのNP-D
FEの部分が使用可能となり、この時点で、ISI-DFEおよ
びＦＦ１０５を引き続き適応させるか、あるいは凍結す
ることができる。しかしここで、線１５４上のＮＰ制御
信号を介して、ＮＰ帰還フィルタ１５５が使用可能とな
る。
【００４６】線１２４上のＩＳＩ制御信号は、ＦＦ１０
５およびＩＳＩ帰還フィルタ１２５の適応を制御するだ
けであって、これらのフィルタは依然として使用可能で
あり、ステップ３００で決定された係数値に基づきＩＳ
Ｉを除去することに留意されたい。それとは反対に、線
１５４上の制御信号は、ＮＰ帰還フィルタ１５４の動作
を制御する。
５およびＩＳＩ帰還フィルタ１２５の適応を制御するだ
けであって、これらのフィルタは依然として使用可能で
あり、ステップ３００で決定された係数値に基づきＩＳ
Ｉを除去することに留意されたい。それとは反対に、線
１５４上の制御信号は、ＮＰ帰還フィルタ１５４の動作
を制御する。
【００４７】この第２の相では、受信したトレーニング
信号から、色付きチャネル雑音だけが引き続き濾波され
ると仮定する。色付きチャネル雑音のこの予測部分は、
図４の混合ＤＦＥのNP-DFE部分によって除去される。特
に、加算器１１５は、ＮＰ帰還フィルタ１５５によって
予想された色付きチャネル雑音を、線１１１上のＩＳＩ
の濾波信号から引く。上述したように、加算器１１５の
出力信号は、線１１６を介してスライサ１２０に与えら
れる。
信号から、色付きチャネル雑音だけが引き続き濾波され
ると仮定する。色付きチャネル雑音のこの予測部分は、
図４の混合ＤＦＥのNP-DFE部分によって除去される。特
に、加算器１１５は、ＮＰ帰還フィルタ１５５によって
予想された色付きチャネル雑音を、線１１１上のＩＳＩ
の濾波信号から引く。上述したように、加算器１１５の
出力信号は、線１１６を介してスライサ１２０に与えら
れる。
【００４８】加算器１４５は、スライサ１２０への入力
信号から推定されたデータ符号を引き、エラー信号ｅ２
を線１４６上に供給する。このエラー信号は、雑音帰還
フィルタ１５５の操作によって修正されなかった残留チ
ャネル雑音の量を表す。エラー信号ｅ２は、雑音帰還フ
ィルタ１５５に適応するために使用され、入力信号とし
て、乗算器１５０に供給される。
信号から推定されたデータ符号を引き、エラー信号ｅ２
を線１４６上に供給する。このエラー信号は、雑音帰還
フィルタ１５５の操作によって修正されなかった残留チ
ャネル雑音の量を表す。エラー信号ｅ２は、雑音帰還フ
ィルタ１５５に適応するために使用され、入力信号とし
て、乗算器１５０に供給される。
【００４９】雑音帰還フィルタ１５５の適応アルゴリズ
ム（図示せず）は、当技術分野で周知のように、ＭＭＳ
Ｅゼロ強制、またはその変形の使用に適合する。乗算器
１５０は、エラー信号ｅ２にステップのサイズα３を掛
ける。その積であり線１５１に供給される信号は、雑音
帰還フィルタ１５５の適応に使用される。
ム（図示せず）は、当技術分野で周知のように、ＭＭＳ
Ｅゼロ強制、またはその変形の使用に適合する。乗算器
１５０は、エラー信号ｅ２にステップのサイズα３を掛
ける。その積であり線１５１に供給される信号は、雑音
帰還フィルタ１５５の適応に使用される。
【００５０】上述のステップ３１０と同様に、ステップ
３３０では、エラー信号ｅ２の値と既定の定数Ｅ２とが
比較される。定数Ｅ２は、望ましいチャネル・エラー率
を表し、特定のタイプの通信チャネルについて経験に基
づいて決定するか、特定の通信システムの要件に合わせ
て設定することができる。
３３０では、エラー信号ｅ２の値と既定の定数Ｅ２とが
比較される。定数Ｅ２は、望ましいチャネル・エラー率
を表し、特定のタイプの通信チャネルについて経験に基
づいて決定するか、特定の通信システムの要件に合わせ
て設定することができる。
【００５１】この例では、コード化されていない場合は
Ｅ２が１０-7より良く、コード化されている場合はＥ１
が１０-3より良いと仮定する。信号ｅ２の値がＥ２以上
の場合は、ステップ３２０で引き続きNP-DFEが適応す
る。しかし、信号ｅ２の値がＥ２未満の場合は、混合Ｄ
ＦＥのNP-DFEの部分が、初期の適応プロセスを終了さ
せ、通信相に進む。
Ｅ２が１０-7より良く、コード化されている場合はＥ１
が１０-3より良いと仮定する。信号ｅ２の値がＥ２以上
の場合は、ステップ３２０で引き続きNP-DFEが適応す
る。しかし、信号ｅ２の値がＥ２未満の場合は、混合Ｄ
ＦＥのNP-DFEの部分が、初期の適応プロセスを終了さ
せ、通信相に進む。
【００５２】この適応シーケンスの結果、信号のＩＳＩ
の部分が最初に除去されるので、I(Z)と表される結果の
ＩＳＩ係数が、N(z)と表される結果のＮＰ係数より優位
に立つ、すなわちI(Z)＞＞N(z)であることに留意された
い。この機能について、以下でさらに詳しく述べる。
の部分が最初に除去されるので、I(Z)と表される結果の
ＩＳＩ係数が、N(z)と表される結果のＮＰ係数より優位
に立つ、すなわちI(Z)＞＞N(z)であることに留意された
い。この機能について、以下でさらに詳しく述べる。
【００５３】フィードフォワード・フィルタ部の設計に
注意を払えば、適応プロセスを順序付けるのに加え、混
合ＤＦＥの性能を最適性能に近づけることができる。一
般に、当技術分野で周知のように、適応フィルタは、幾
つかのタップを含む遅延線である。各タップは、通常は
間隔Ｔ／ｋのある時点における受信信号の値を示す。こ
こで１／Ｔは符号速度で、ｋは通常は整数であるが、分
数の場合もある。
注意を払えば、適応プロセスを順序付けるのに加え、混
合ＤＦＥの性能を最適性能に近づけることができる。一
般に、当技術分野で周知のように、適応フィルタは、幾
つかのタップを含む遅延線である。各タップは、通常は
間隔Ｔ／ｋのある時点における受信信号の値を示す。こ
こで１／Ｔは符号速度で、ｋは通常は整数であるが、分
数の場合もある。
【００５４】ＦＦ１０５の一般化した構造を図６に示
す。ＦＦ１０５は、遅延線２００を含み、これはＫ個の
タップを含む。各タップの出力に、個々の係数Ｋiを掛
ける。係数Ｋiの値は、上述の通りに適応される。当技
術分野で周知のように、「主要タップ」は中心タップで
あり、ＦＦの出力における「現在」符号を伴う。図６で
は、中心タップをタップｎ＋１と表す。
す。ＦＦ１０５は、遅延線２００を含み、これはＫ個の
タップを含む。各タップの出力に、個々の係数Ｋiを掛
ける。係数Ｋiの値は、上述の通りに適応される。当技
術分野で周知のように、「主要タップ」は中心タップで
あり、ＦＦの出力における「現在」符号を伴う。図６で
は、中心タップをタップｎ＋１と表す。
【００５５】さらに、当技術分野で周知のように、フィ
ードフォワード・フィルタは、「カーソル前」の濾波と
「カーソル後」の濾波との両方を実行する。カーソル前
の濾波とは、現在の符号より前に受信した符号によって
生じるＩＳＩの部分を表す。それとは反対に、カーソル
後の濾波とは、現在の符号の後に受信する符号によって
生じるＩＳＩの部分を表す。カーソル後の濾波は、その
性質上予測され、主としてISI-DFEのＩＳＩ帰還フィル
タによって実行される。
ードフォワード・フィルタは、「カーソル前」の濾波と
「カーソル後」の濾波との両方を実行する。カーソル前
の濾波とは、現在の符号より前に受信した符号によって
生じるＩＳＩの部分を表す。それとは反対に、カーソル
後の濾波とは、現在の符号の後に受信する符号によって
生じるＩＳＩの部分を表す。カーソル後の濾波は、その
性質上予測され、主としてISI-DFEのＩＳＩ帰還フィル
タによって実行される。
【００５６】Wangによる米国特許出願第０８／３２２８
７８号明細書では、フィードフォワード部も、「理論的
に」一致したフィルタのカーソル後の尾のスパンに対応
するカーソル後の濾波を実行するので、これらの２つの
フィルタ間に緊張がある、すなわち２つのフィルタを適
応すると、フィードフォワード・フィルタ部がＩＳＩ帰
還フィルタと争うことを認識している。
７８号明細書では、フィードフォワード部も、「理論的
に」一致したフィルタのカーソル後の尾のスパンに対応
するカーソル後の濾波を実行するので、これらの２つの
フィルタ間に緊張がある、すなわち２つのフィルタを適
応すると、フィードフォワード・フィルタ部がＩＳＩ帰
還フィルタと争うことを認識している。
【００５７】その結果、フィードフォワード・フィルタ
部が実行するカーソル後の濾波の量を減少させることが
望ましい。したがって、本発明の概念によると、カーソ
ル前タップの数がカーソル後のタップの数を上回るよ
う、「主要タップ」が移行する。一般に、カーソル後の
濾波のためには、フィードフォワード・フィルタ部にわ
ずかな符号を確保しておくだけでよい。
部が実行するカーソル後の濾波の量を減少させることが
望ましい。したがって、本発明の概念によると、カーソ
ル前タップの数がカーソル後のタップの数を上回るよ
う、「主要タップ」が移行する。一般に、カーソル後の
濾波のためには、フィードフォワード・フィルタ部にわ
ずかな符号を確保しておくだけでよい。
【００５８】図６に示すように、カーソル後に濾波する
タップは、タップｎ−１およびｎ−２によって用意され
る。（さらに、ＦＦ１０５によって与えられるカーソル
後の濾波の量をさらに減少させることが望ましい場合
は、エラー信号ｅｌの乗法に使用されるステップのサイ
ズα１をさらに分割して、２つの異なるステップのサイ
ズ、すなわちα１0およびα１1にすることができる。
タップは、タップｎ−１およびｎ−２によって用意され
る。（さらに、ＦＦ１０５によって与えられるカーソル
後の濾波の量をさらに減少させることが望ましい場合
は、エラー信号ｅｌの乗法に使用されるステップのサイ
ズα１をさらに分割して、２つの異なるステップのサイ
ズ、すなわちα１0およびα１1にすることができる。
【００５９】ここで、α１0はカーソル後の濾波に関連
づけられ、α２を下回るよう選択される。）その結果、
ＦＦ１０５のカーソル後の部分を適応させるのに使用す
るエラー信号のカーソル後の構成要素が、ＩＳＩ帰還フ
ィルタ１２５を適応させるのに使用するエラー信号より
小さくなる。したがって、ＦＦ１０５は、カーソル後の
エラーに適応するのに、ＩＳＩ帰還フィルタ１２５より
時間がかかる。
づけられ、α２を下回るよう選択される。）その結果、
ＦＦ１０５のカーソル後の部分を適応させるのに使用す
るエラー信号のカーソル後の構成要素が、ＩＳＩ帰還フ
ィルタ１２５を適応させるのに使用するエラー信号より
小さくなる。したがって、ＦＦ１０５は、カーソル後の
エラーに適応するのに、ＩＳＩ帰還フィルタ１２５より
時間がかかる。
【００６０】上述したように、図４の例証的な混合ＤＦ
Ｅは、ＩＳＩ係数が優位になり、チャネルの歪みおよび
雑音が存在すると、最適なＤＦＥの性能に近づく。しか
し、エラー伝播の問題はまだ存在する。上述したよう
に、図３の通信システムは、周知の事前コード化の方法
を用いて、ＤＦＥの性能に対するエラー伝播の影響を軽
減する。この例では、当技術分野で周知の「トムリンソ
ン」事前コード化を、図４の混合ＤＦＥと共に使用する
と仮定する。送信機１０のプリコーダ部分の例を、図７
に示す。
Ｅは、ＩＳＩ係数が優位になり、チャネルの歪みおよび
雑音が存在すると、最適なＤＦＥの性能に近づく。しか
し、エラー伝播の問題はまだ存在する。上述したよう
に、図３の通信システムは、周知の事前コード化の方法
を用いて、ＤＦＥの性能に対するエラー伝播の影響を軽
減する。この例では、当技術分野で周知の「トムリンソ
ン」事前コード化を、図４の混合ＤＦＥと共に使用する
と仮定する。送信機１０のプリコーダ部分の例を、図７
に示す。
【００６１】図７では、データ信号を、加算器６０５、
mod-2L素子６１０およびフィルタ６１５を含むトムリン
ソンプリコーダに与える。本発明の概念以外には、トム
リンソンプリコーダは従来技術と同様に機能する。特
に、加算器６０５は、下記のフィルタ６１５によって生
じる信号をデータ信号から引く。加算器６０５の出力信
号が、mod-2L素子６１０に与えられ、これは当技術分野
で周知の方法で作動し、出力データ符号ストリームを線
６０６上で信号ポイントの配列中のある位置に写像す
る。
mod-2L素子６１０およびフィルタ６１５を含むトムリン
ソンプリコーダに与える。本発明の概念以外には、トム
リンソンプリコーダは従来技術と同様に機能する。特
に、加算器６０５は、下記のフィルタ６１５によって生
じる信号をデータ信号から引く。加算器６０５の出力信
号が、mod-2L素子６１０に与えられ、これは当技術分野
で周知の方法で作動し、出力データ符号ストリームを線
６０６上で信号ポイントの配列中のある位置に写像す
る。
【００６２】この写像は、modulo 2Lの算術を用いて実
行され、ここでＬは信号ポイント配列のサイズである。
図８は、例証的な信号ポイント配列を示し、ここでＬ＝
７＋１である。送信機６２１は、送信機１０の残留部分
を含み、変調信号を通信チャネル１５に供給する。出力
データ符号ストリームも、フィルタ６１５に与えられ、
これは多項式関数、つまりフィルタ応答C(z)に従ってこ
の信号を濾波する。後者は、上述したトレーニング相の
後に受信機２０から送信され、適応係数I(z)とN(z)との
組合せを表す。
行され、ここでＬは信号ポイント配列のサイズである。
図８は、例証的な信号ポイント配列を示し、ここでＬ＝
７＋１である。送信機６２１は、送信機１０の残留部分
を含み、変調信号を通信チャネル１５に供給する。出力
データ符号ストリームも、フィルタ６１５に与えられ、
これは多項式関数、つまりフィルタ応答C(z)に従ってこ
の信号を濾波する。後者は、上述したトレーニング相の
後に受信機２０から送信され、適応係数I(z)とN(z)との
組合せを表す。
【００６３】前述したように、事前コード化は通常、ト
レーニング中に決定された適応係数に基づいて実行され
る。トレーニングが終了したら、これらの適応係数は、
プリコーダが使用するために送信機に送り返される。し
たがって、ここではプリコーダがＩＳＩおよびチャネル
雑音に適応しているので、図４の混合ＤＦＥを変調しな
ければならない。通信相中に使用するための例証的な変
調を図９に示し、これは受信機２０の一部を示す。
レーニング中に決定された適応係数に基づいて実行され
る。トレーニングが終了したら、これらの適応係数は、
プリコーダが使用するために送信機に送り返される。し
たがって、ここではプリコーダがＩＳＩおよびチャネル
雑音に適応しているので、図４の混合ＤＦＥを変調しな
ければならない。通信相中に使用するための例証的な変
調を図９に示し、これは受信機２０の一部を示す。
【００６４】しかし、事前コード化の一般的な技術は、
従来技術で知られている、つまりフィルタ６１５（図
７）は、受信機の混合ＤＦＥ適応の関数としてフィルタ
応答を提供しなければならないが、適応係数の特定の組
合せにより、図３の通信システムが最適なＤＦＥの性能
に近づくことが理解された。
従来技術で知られている、つまりフィルタ６１５（図
７）は、受信機の混合ＤＦＥ適応の関数としてフィルタ
応答を提供しなければならないが、適応係数の特定の組
合せにより、図３の通信システムが最適なＤＦＥの性能
に近づくことが理解された。
【００６５】特に、混合ＤＦＥの使用時にプリコーダで
必要な係数を決定する方法を説明するため、以下の仮説
的な状況を設定する。まず、プリコーダの係数が送信機
においてゼロに設定されると仮定し、システムの応答を
観察する。このシステム応答は、プリコーダの係数を決
定するための基礎となる。
必要な係数を決定する方法を説明するため、以下の仮説
的な状況を設定する。まず、プリコーダの係数が送信機
においてゼロに設定されると仮定し、システムの応答を
観察する。このシステム応答は、プリコーダの係数を決
定するための基礎となる。
【００６６】図９を参照すると、フィードフォワード・
フィルタ(FF)６５０の出力部で、システム応答はl + l
(z)である。というのは、カーソル後の応答が修正され
ないままだからである。すなわち、出力信号は、現在の
符号（数字の「１」で表される）にカーソル後のＩＳＩ
を加えた値である。
フィルタ(FF)６５０の出力部で、システム応答はl + l
(z)である。というのは、カーソル後の応答が修正され
ないままだからである。すなわち、出力信号は、現在の
符号（数字の「１」で表される）にカーソル後のＩＳＩ
を加えた値である。
【００６７】前述したように、フィードフォワード・フ
ィルタ部は、わずかに色付きの雑音を導入する。このわ
ずかに色付きの雑音を白色化するには、フィルタ部６５
５で表される1 + N(z)フィルタを使用する。このフィル
タ出力部で、システムの応答は(1 + I(z))(1 + N(z))で
ある。したがって、プリコーダが扱わなければならない
残留応答は、次式の通りである。 C(z) = (1 + I(z))(1 + N(z)) - 1 (1) ここでも、数字の「１」は現在の符号を表す。
ィルタ部は、わずかに色付きの雑音を導入する。このわ
ずかに色付きの雑音を白色化するには、フィルタ部６５
５で表される1 + N(z)フィルタを使用する。このフィル
タ出力部で、システムの応答は(1 + I(z))(1 + N(z))で
ある。したがって、プリコーダが扱わなければならない
残留応答は、次式の通りである。 C(z) = (1 + I(z))(1 + N(z)) - 1 (1) ここでも、数字の「１」は現在の符号を表す。
【００６８】式（１）に照らして、I(z)とN(z)との両方
は、受信機２０から計算され、個々のトレーニング相の
間に送信機１０に送り返され、ここでI(z)およびN(z)は
式（１）に示すように組み合わされ、フィルタ６１５の
ためのフィルタ応答関数を供給する。
は、受信機２０から計算され、個々のトレーニング相の
間に送信機１０に送り返され、ここでI(z)およびN(z)は
式（１）に示すように組み合わされ、フィルタ６１５の
ためのフィルタ応答関数を供給する。
【００６９】再度図９を参照すると、通信相の間に、事
前にコード化された受信データ信号が、ＦＦ６５０に与
えられる。後者は、フィルタ素子６５５と関係し、その
フィルタ応答は(1 + N(z))である。その結果生じるフィ
ルタ素子６５５からの出力信号が、トムリンソン復号器
６７０に与えられ、これは一連のデータ符号をスライサ
６７５に供給する。後者は、送信データ符号の推定値を
受信機２０（図示せず）の残留部分に供給する。さら
に、エラー信号は加算器６８０によって発生する。この
エラー信号は、ＦＦ６５０の適応に使用される。
前にコード化された受信データ信号が、ＦＦ６５０に与
えられる。後者は、フィルタ素子６５５と関係し、その
フィルタ応答は(1 + N(z))である。その結果生じるフィ
ルタ素子６５５からの出力信号が、トムリンソン復号器
６７０に与えられ、これは一連のデータ符号をスライサ
６７５に供給する。後者は、送信データ符号の推定値を
受信機２０（図示せず）の残留部分に供給する。さら
に、エラー信号は加算器６８０によって発生する。この
エラー信号は、ＦＦ６５０の適応に使用される。
【００７０】通信相においても、通信チャネル応答の小
さい変化に混合ＤＦＥを適応させ続けることが望ましい
こともあることに留意されたい。たとえば、隣接するケ
ーブル対からの漏話が、トレーニング完成後にチャネル
の状態に影響を及ぼすことがある。例証的な混合ＤＦＥ
構造を、に示す。この例では、図４の混合ＤＦＥの係数
I(z)およびN(z)が、トレーニング後にゼロにリセットさ
れ、これによって通信相中も適応を継続することができ
る。
さい変化に混合ＤＦＥを適応させ続けることが望ましい
こともあることに留意されたい。たとえば、隣接するケ
ーブル対からの漏話が、トレーニング完成後にチャネル
の状態に影響を及ぼすことがある。例証的な混合ＤＦＥ
構造を、に示す。この例では、図４の混合ＤＦＥの係数
I(z)およびN(z)が、トレーニング後にゼロにリセットさ
れ、これによって通信相中も適応を継続することができ
る。
【００７１】式（１）を用いた上述の事前コード化機構
は、混合ＤＦＥの性能を改善するが、事前コード化に使
用するために係数を組み合わせるには、これが必ずし
も、最もハードウェアの効率がよい方法ではないことに
気付いた。
は、混合ＤＦＥの性能を改善するが、事前コード化に使
用するために係数を組み合わせるには、これが必ずし
も、最もハードウェアの効率がよい方法ではないことに
気付いた。
【００７２】特に、上述したように、図４の混合ＤＦＥ
構造は、図５の方法に従って適応する。この方法では、
混合ＤＦＥがまず、受信したトレーニング信号中のＩＳ
Ｉの存在を補償する。ＩＳＩの補償が終了した後、混合
ＤＦＥは残留したチャネル雑音をすべて補償する。上述
したように、この方法はI(z)がN(z)より優位になるよう
に、係数を供給する。
構造は、図５の方法に従って適応する。この方法では、
混合ＤＦＥがまず、受信したトレーニング信号中のＩＳ
Ｉの存在を補償する。ＩＳＩの補償が終了した後、混合
ＤＦＥは残留したチャネル雑音をすべて補償する。上述
したように、この方法はI(z)がN(z)より優位になるよう
に、係数を供給する。
【００７３】したがって、本発明の原理により、送信機
は優位なタップ値のみを通信相の事前コード化中に使用
し、この相で、図７のフィルタ素子６１５によって送信
機の複雑さが軽減される。受信機では、順方向経路に1
+ N(z)フィルタを追加する必要がないので、ハードウェ
アの複雑さも軽減される。通信相では、図７のトムリン
ソンプリコーダ回路が、C(z) = I(z)になるように変調
される。すなわち、トムリンソンの事前コード化は、受
信機２０内にISI-DFEしか存在しなかったかのように実
行される。本発明の他の実施例を図１０に示す。同図に
おいて、最適な性能を達成する混合形のＤＦＥ構成に対
するより実際的な解決法を示す。同図に通信相の間の受
信機２０の一部を示す。図１０の構成は図４の構成と類
似であるが、混合形ＤＦＥＩＳＩ部分に関連する回路、
則ち、ＩＳＩフィードバックフィルタ１２５と，マルチ
プライヤ１４０と、加算機（アッダ）１１０と、トムリ
ンソン・デコーダ８１０の追加部分が異なる。従って、
混合形ＤＦＥのＮＰ−ＤＦＥ部分は、通信相の間活性状
態に保持される。さらに都合のよいことに、受信機内の
ＮＰ−ＤＦＥを連続的に使用することにより、受信機
は、通信相の間チャネル内の小さな変化に追従出来る。
は優位なタップ値のみを通信相の事前コード化中に使用
し、この相で、図７のフィルタ素子６１５によって送信
機の複雑さが軽減される。受信機では、順方向経路に1
+ N(z)フィルタを追加する必要がないので、ハードウェ
アの複雑さも軽減される。通信相では、図７のトムリン
ソンプリコーダ回路が、C(z) = I(z)になるように変調
される。すなわち、トムリンソンの事前コード化は、受
信機２０内にISI-DFEしか存在しなかったかのように実
行される。本発明の他の実施例を図１０に示す。同図に
おいて、最適な性能を達成する混合形のＤＦＥ構成に対
するより実際的な解決法を示す。同図に通信相の間の受
信機２０の一部を示す。図１０の構成は図４の構成と類
似であるが、混合形ＤＦＥＩＳＩ部分に関連する回路、
則ち、ＩＳＩフィードバックフィルタ１２５と，マルチ
プライヤ１４０と、加算機（アッダ）１１０と、トムリ
ンソン・デコーダ８１０の追加部分が異なる。従って、
混合形ＤＦＥのＮＰ−ＤＦＥ部分は、通信相の間活性状
態に保持される。さらに都合のよいことに、受信機内の
ＮＰ−ＤＦＥを連続的に使用することにより、受信機
は、通信相の間チャネル内の小さな変化に追従出来る。
【００７４】図１０のブロック図によって、受信機２０
はチャネル応答の小さい変化を追跡することができる
が、チャネル応答により大きな変化が生じる場合があ
る。この場合、ＦＦ１０５およびＮＰ帰還フィルタ１５
５の帰還係数は、サイズが増加する。図３の通信システ
ムは、この状況の再トレーニングを単純に実行すること
ができるが、I(z)およびN(z)係数の全セットを再度計算
するのではなく、「高速再トレーニング」を実行するこ
とが有利であることに気付いた。
はチャネル応答の小さい変化を追跡することができる
が、チャネル応答により大きな変化が生じる場合があ
る。この場合、ＦＦ１０５およびＮＰ帰還フィルタ１５
５の帰還係数は、サイズが増加する。図３の通信システ
ムは、この状況の再トレーニングを単純に実行すること
ができるが、I(z)およびN(z)係数の全セットを再度計算
するのではなく、「高速再トレーニング」を実行するこ
とが有利であることに気付いた。
【００７５】図１１は、高速再トレーニングを実行する
例証的な混合ＤＦＥのブロック図である。対応する高速
再トレーニング方法を、図１２に示す。上述したよう
に、再トレーニング相の間は、優勢なI(z)係数のみが送
信機に送り返されている。送信機では、この初期の係数
セットはIO(z)によって表される。通信相に切り替わる
と、ＩＳＩ帰還フィルタ１２５のI(z)係数はゼロにリセ
ットされる。この例では、ＩＳＩ予測フィルタもＮＰ予
測フィルタも、通信相で動作し続ける。
例証的な混合ＤＦＥのブロック図である。対応する高速
再トレーニング方法を、図１２に示す。上述したよう
に、再トレーニング相の間は、優勢なI(z)係数のみが送
信機に送り返されている。送信機では、この初期の係数
セットはIO(z)によって表される。通信相に切り替わる
と、ＩＳＩ帰還フィルタ１２５のI(z)係数はゼロにリセ
ットされる。この例では、ＩＳＩ予測フィルタもＮＰ予
測フィルタも、通信相で動作し続ける。
【００７６】ステップ９０５では、受信機２０が、I
1(z)によって表される、ＩＳＩ帰還フィルタ１２５の係
数のサイズを、既定のサイズI1と比較し、定期的にモニ
タする。I1(z)がI1より大きい場合は、受信機２０が送
信機に対し、「高速再トレーニング」が実行されつつあ
ることを通知し、ステップ９０８でさらに適応すること
によりＩＳＩ予測フィルタを凍結し、ステップ９１０で
I1(z)を送信機１０に送る。
1(z)によって表される、ＩＳＩ帰還フィルタ１２５の係
数のサイズを、既定のサイズI1と比較し、定期的にモニ
タする。I1(z)がI1より大きい場合は、受信機２０が送
信機に対し、「高速再トレーニング」が実行されつつあ
ることを通知し、ステップ９０８でさらに適応すること
によりＩＳＩ予測フィルタを凍結し、ステップ９１０で
I1(z)を送信機１０に送る。
【００７７】この通知は、従来技術で知られているよう
に、いかなる数の方法でも発生することがある。たとえ
ば、制御情報の送信に使用される逆チャネルを介して発
生する。ステップ９２０で、受信機２０はI1(z)をゼロ
にリセットする。通信はまだ発生しているので、受信機
２０はステップ９３０でエラー率を例証的にモニタし、
送信機１０がいつ高速再トレーニングを終了したか決定
する。エラー率が１０-7未満の場合は、受信機２０によ
ってＩＳＩ予測フィルタを適応することができ、ステッ
プ９０５に戻る。
に、いかなる数の方法でも発生することがある。たとえ
ば、制御情報の送信に使用される逆チャネルを介して発
生する。ステップ９２０で、受信機２０はI1(z)をゼロ
にリセットする。通信はまだ発生しているので、受信機
２０はステップ９３０でエラー率を例証的にモニタし、
送信機１０がいつ高速再トレーニングを終了したか決定
する。エラー率が１０-7未満の場合は、受信機２０によ
ってＩＳＩ予測フィルタを適応することができ、ステッ
プ９０５に戻る。
【００７８】送信機１０は、ステップ９１５で更新され
た係数値I1(z)を受信し、ステップ９２５で単にI1(z)を
既存のI0(z)値に追加する。その結果、通信システムの
高速再トレーニングが完了する。
た係数値I1(z)を受信し、ステップ９２５で単にI1(z)を
既存のI0(z)値に追加する。その結果、通信システムの
高速再トレーニングが完了する。
【００７９】図１０の混合ＤＦＥを使用して、高速再ト
レーニングの代替方法を実現することができることに留
意されたい。この場合、N(z)の値が、図１２の方法で記
載されたI(z)を置換する。しかし、この方法は、追加的
な複雑さが加わる。いったんN1(z)の更新が送信機１０
に送り返されると、図１０の混合受信機構造を変化させ
て、図９のフィルタ素子６５５に類似したフィルタ部を
含まなければならないからである。
レーニングの代替方法を実現することができることに留
意されたい。この場合、N(z)の値が、図１２の方法で記
載されたI(z)を置換する。しかし、この方法は、追加的
な複雑さが加わる。いったんN1(z)の更新が送信機１０
に送り返されると、図１０の混合受信機構造を変化させ
て、図９のフィルタ素子６５５に類似したフィルタ部を
含まなければならないからである。
【００８０】以上、本発明を特定の実施態様について詳
細に説明してきたが、本発明は例示の実施態様に限定さ
れることなく、様々な変更を加えることが可能である。
例えば、本発明は、本明細書においてはスライサ、フィ
ルタなどの別個の機能的基礎単位で実行されるものと例
証されているが、いずれかの単数または複数の基礎単位
の機能も、ディジタル信号プロセッサなど、１個または
複数のプログラミングされた適切なプロセッサを使用し
て実行することができる。
細に説明してきたが、本発明は例示の実施態様に限定さ
れることなく、様々な変更を加えることが可能である。
例えば、本発明は、本明細書においてはスライサ、フィ
ルタなどの別個の機能的基礎単位で実行されるものと例
証されているが、いずれかの単数または複数の基礎単位
の機能も、ディジタル信号プロセッサなど、１個または
複数のプログラミングされた適切なプロセッサを使用し
て実行することができる。
【００８１】さらに、本発明の概念を、I(z)がN(z)より
優位に立つ混合ＤＦＥを使用するという文脈で記載して
きたが、I(z)が小さくN(z)が大きい代替方法を用いるこ
とができることも理解されたい。このような代替システ
ムでは、送信機１０が事前コード化のためにN(z)を使用
し、混合ＤＦＥのNP-DFE部が、混合ＤＦＥのＩＳＩ部の
前に適応される。対応する混合ＤＦＥ構造は、通信相の
間に、図９のフィルタ素子６５５に類似したフィルタ部
を含み、これが色付き雑音を白色化する。
優位に立つ混合ＤＦＥを使用するという文脈で記載して
きたが、I(z)が小さくN(z)が大きい代替方法を用いるこ
とができることも理解されたい。このような代替システ
ムでは、送信機１０が事前コード化のためにN(z)を使用
し、混合ＤＦＥのNP-DFE部が、混合ＤＦＥのＩＳＩ部の
前に適応される。対応する混合ＤＦＥ構造は、通信相の
間に、図９のフィルタ素子６５５に類似したフィルタ部
を含み、これが色付き雑音を白色化する。
【００８２】さらに、トムリンソン事前コード化を例証
したが、事前コード化機構を、本発明の概念と組み合わ
せて使用することができる。たとえば、ＣＣＩＴＴ変調
基準Ｖ．３４によって規定された事前コード化を、受信
機構造の相応じて直接的な変化と共に使用することもで
きる。最後に、適応シーケンスを例証するのに設定相を
使用したが、本発明の概念は、「盲目起動」手順にも適
用できることを理解されたい。本発明の機構は、コード
化されない通信システムにもコード化された通信システ
ムにも使用することができる。
したが、事前コード化機構を、本発明の概念と組み合わ
せて使用することができる。たとえば、ＣＣＩＴＴ変調
基準Ｖ．３４によって規定された事前コード化を、受信
機構造の相応じて直接的な変化と共に使用することもで
きる。最後に、適応シーケンスを例証するのに設定相を
使用したが、本発明の概念は、「盲目起動」手順にも適
用できることを理解されたい。本発明の機構は、コード
化されない通信システムにもコード化された通信システ
ムにも使用することができる。
【００８３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
受信機内で使用するために、チャネル騒音およびエラー
伝播が存在しても最適なＤＦＥのパフォーマンスに近づ
き、送信機内の事前コード化機構の複雑さを軽減する混
合タイプのＤＦＥ構造が得られる。特に、本発明の混合
ＤＦＥ構造では、適合フィードフォワード・フィルタ部
の後に、ＩＳＩ予測フィルタと騒音予測フィルタとの両
方が並列になっているので、ＩＳＩ予測フィルタと騒音
予測フィルタとを別個に適応させると、３つのフィルタ
全部にＭＭＳＥアルゴリズムを用いるか、あるいはゼロ
強制とＭＭＳＥアルゴリズムとを組み合わせることによ
り、性能が向上される。
受信機内で使用するために、チャネル騒音およびエラー
伝播が存在しても最適なＤＦＥのパフォーマンスに近づ
き、送信機内の事前コード化機構の複雑さを軽減する混
合タイプのＤＦＥ構造が得られる。特に、本発明の混合
ＤＦＥ構造では、適合フィードフォワード・フィルタ部
の後に、ＩＳＩ予測フィルタと騒音予測フィルタとの両
方が並列になっているので、ＩＳＩ予測フィルタと騒音
予測フィルタとを別個に適応させると、３つのフィルタ
全部にＭＭＳＥアルゴリズムを用いるか、あるいはゼロ
強制とＭＭＳＥアルゴリズムとを組み合わせることによ
り、性能が向上される。
【図１】従来技術のISI-DFEのブロック図である。
【図２】従来技術のNP-DFEのブロック図である。
【図３】本発明の原理を具体化した通信システムのブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】本発明の原理を具体化した混合ＤＦＥ構造のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】本発明の原理を具体化した、図１の混合ＤＦＥ
構造に使用される適応シーケンスを例証する流れ図であ
る。
構造に使用される適応シーケンスを例証する流れ図であ
る。
【図６】本発明の原理を具体化した、図１のフィードフ
ォワード・フィルタ１０５のブロック図である。
ォワード・フィルタ１０５のブロック図である。
【図７】図３の送信機１０に使用されるプリコーダのブ
ロック図である。
ロック図である。
【図８】例証的な信号ポイントの配列である。
【図９】本発明の原理による、通信相中の混合ＤＦＥの
一例のブロック図である。
一例のブロック図である。
【図１０】本発明の原理による、通信相中の混合ＤＦＥ
の別の一例のブロック図である。
の別の一例のブロック図である。
【図１１】本発明の原理による、通信相中の混合ＤＦＥ
の更に別の一例のブロック図である。
の更に別の一例のブロック図である。
【図１２】本発明の原理による再トレーニング方法の流
れ図である。
れ図である。
１０ 送信機 ２０ 受信機 １１０ 加算器 １２０ スライサ １４０ 乗算器
Claims (2)
- 【請求項１】 一連の事前コード化データ記号に応答し
て、帰還信号を供給する濾波手段と，データ信号と帰還
信号との間の差分を示す信号に応答して、受信機へ伝送
するための一連の事前コード化データ記号を供給するマ
ッパとからなり、 濾波手段は、（１＋Ｉ（ｚ））（１＋Ｎ（ｚ））−１に
等しい応答関数を有し、ここで、Ｉ（ｚ）は受信機から
伝送される一組の符号間干渉判定帰還等化器係数に等し
く、Ｎ（ｚ）は受信機から伝送される一組の雑音予測判
定帰還等化器係数に等しいことを特徴とするデータ通信
装置で使用する装置。 - 【請求項２】 受信機から一組の符号間干渉判定帰還等
化器係数，Ｉ（ｚ）を受信するステップと，受信機から
一組の雑音予測判定帰還等化器係数，Ｎ（ｚ）を受信す
るステップと，受信機へ伝送するための事前コード化デ
ータ信号を供給するためにデータ信号を事前コード化す
るステップとからなり、前記事前コード化データ信号は
（１＋Ｉ（ｚ））（１＋Ｎ（ｚ））−１の関数であるこ
とを特徴とするデータ通信装置で使用する方法。
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